ES2318691T3 - Sistema y metodo para determinar la sensibilidad isotropica total (tis). - Google Patents
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Abstract
Un método de ensayo para determinar la sensibilidad isotrópica total TIS de un dispositivo móvil de comunicaciones inalámbricas que tiene un receptor de radiofrecuencia RF y una antena acoplada a él basándose en transmisiones desde una fuente RF (31, 31''), comprendiendo el método: medir una sensibilidad del receptor RF (32, 32''); medir un patrón de ganancia 3D tridimensional de la antena independiente de la medición de la sensibilidad del receptor RF; y determinar la TIS del dispositivo móvil de comunicaciones inalámbricas basándose en la sensibilidad del receptor RF y en el patrón de ganancia 3D de la antena.
Description
Sistema y método para determinar la sensibilidad
isotrópica total (TIS).
El presente invento se refiere al campo de los
sistemas de comunicaciones, y más particularmente, a las pruebas de
calidad de funcionamiento en sistemas de comunicaciones
inalámbricas, tales como sistemas de comunicaciones celulares, y
métodos relacionados.
A lo largo de la pasada década, los dispositivos
inalámbricos digitales (es decir, celulares) han llegado a ser
extremadamente populares entre los consumidores. Como consecuencia,
para mantener un alto grado de satisfacción del consumidor, las
empresas de telefonía inalámbrica, los fabricantes y organizaciones
de certificación han mostrado interés en fijar unos niveles más
altos en los procesos de verificación y certificación de los
dispositivos celulares.
Para hacer frente a las demandas de un mercado
creciente de consumidores diversificado, las empresas ofrecen una
amplia gama de dispositivos celulares, tales como teléfonos
celulares, asistentes digitales personales (PDA) y teléfonos
inteligentes, de diferentes fabricantes. Todos estos tipos de
dispositivos dados pueden funcionar en la misma red portadora
simultáneamente.
Las empresas de telefonía inalámbrica han estado
invirtiendo fuertemente en subastas de radiofrecuencias y en
despliegue de infraestructura. Para mantener el grado de
satisfacción del consumidor con respecto a la calidad de voz y al
mapa de cobertura sin inversión adicional en infraestructura, las
empresas se esfuerzan por obtener dispositivos inalámbricos móviles
de alta calidad probados con una norma de ensayo de radiofrecuencia
(RF) unificada, de forma que la calidad de funcionamiento de los
dispositivos inalámbricos de los diferentes fabricantes pueda ser
fácilmente comparada y las empresas puedan verificar si estos
dispositivos cumplen sus especificaciones de red.
También es conveniente tener una norma de ensayo
unificada, de forma que los fabricantes puedan saber si los
dispositivos diseñados por ellos pueden obtener la certificación de
organizaciones de normalización y cumplir las exigencias de
verificación de las empresas durante la etapa de diseño. El ensayo
de normalización es crítico para el proceso de diseño debido a que
afecta al tiempo para la comercialización de los productos.
Para empresas, fabricantes y organizaciones de
certificación tales como los programas Global Certificates Forum
(GCF) y PCS Type Certificates Review Board (PTCRB), es deseable
tener un método de ensayo que sea fiable, preciso y asequible
dentro de un cierto espacio de tiempo. La Cellular
Telecommunications & Internet Association (CTIA) tiene una
norma de medidas para estaciones móviles en el plan de ensayo de la
calidad de funcionamiento en el aire que ha sido ampliamente
adoptado por la industria de la telefonía celular. Dos parámetros
clave para determinar las capacidades de transmisión y recepción de
una estación móvil inalámbrica son la potencia total por radiación
(TRP) y la sensibilidad isotrópica total (TIS). La TRP es un número
combinado de la ganancia de antena de transmisión media y potencia
de transmisión media, que determina la calidad de funcionamiento
del enlace ascendente del terminal. La TIS es una cifra única de
calidad que cuantifica la capacidad de la estación móvil de
recepción de una señal débil que determina la calidad de
funcionamiento del enlace descendente del terminal.
Dentro de la norma, el proceso de medida de la
TRP es relativamente rápido y preciso en comparación con el método
de la TIS. Sin embargo, la calidad de funcionamiento del enlace
descendente y del enlace ascendente son de igual importancia. Una
TIS deficiente puede dar lugar a una señal de voz de baja calidad, y
puede también alterar los mapas de cobertura. La actual metodología
de ensayo de la TIS adolece de problemas de señales de la estación
base perdidas (es decir, terminación de llamadas), de una relativa
gran incertidumbre de medidas y de tiempos de ensayo relativamente
largos en comparación con la metodología de ensayo de la TRP.
El documento 2006/017630 expone un aparato y un
método para medir la sensibilidad del receptor de terminales
móviles e inalámbricos, que está compuesto por una cámara para
encerrar el terminal que se va a ensayar (TUT). La cámara tiene
paredes de un material reflectante hacia adentro, que hace que las
paredes sean reflectantes a las ondas electromagnéticas, y al menos
un objeto móvil dentro de la cámara. Los terminales incluyen al
menos un receptor y una antena. El aparato comprende además un
instrumento para medir la tasa de errores en los bits (BER) o la
tasa de errores en las tramas (FER), conectado a una antena dentro
de la cámara y configurado para comunicar con el TUT, en el que la
señal recibida en el TUT muestra el desvanecimiento obtenido
moviendo los objetos móviles dentro de la cámara.
La Figura 1 es un diagrama de bloques
esquemático de un sistema de ensayo a modo de ejemplo para medir la
sensibilidad por conducción del receptor de radiofrecuencia (RF) de
acuerdo con el invento.
La Figura 2 es un diagrama de bloques
esquemático de un sistema de ensayo a modo de ejemplo para medir la
sensibilidad del receptor de RF por radiación de acuerdo con el
invento.
Las Figuras 3-5 son diagramas de
flujos de métodos a modo de ejemplo de medida de la sensibilidad del
receptor RF de acuerdo con el invento.
La Figura 6 es un diagrama de flujos de un
método a modo de ejemplo para determinar la pérdida de trayectoria
RF de acuerdo con el invento.
Las Figuras 7 y 8 son diagramas de flujos de
métodos a modo de ejemplo para determinar la pérdida de trayectoria
RF entre una fuente RF y un receptor RF con histéresis.
Las Figuras 9 y 10 son diagramas de flujos de
métodos a modo de ejemplo para la determinación de la Sensibilidad
Isotrópica Total (TIS) de un dispositivo de comunicaciones móviles
inalámbricas de acuerdo con el presente invento.
Las Figuras 11-15 son diagramas
de flujos de métodos a modo de ejemplo para la determinación de la
pérdida de trayectos de acuerdo con el invento.
Las Figuras 16 y 17 son gráficos de BER en
relación con el cambio de nivel de potencia de TCH para diferentes
conjuntos de datos, así como las correspondientes BER con respecto a
las funciones de nivel de potencia de TCH consiguientes, de acuerdo
con el presente invento.
La Figura 18 es un gráfico que ilustra ondas
sinusoidales aproximadas usando un ajuste por ranura.
La Figura 19 es un gráfico de la variación de
histéresis de un dispositivo portátil.
La Figura 20 es un diagrama de bloques
esquemático de un sistema de ensayo para determinar la TIS de
acuerdo con el presente invento.
La presente descripción está hecha con
referencia a los dibujos que se acompañan, en la que se muestran
realizaciones preferidas. Sin embargo, se pueden usar muchas
realizaciones diferentes, y por lo tanto la descripción no debería
considerarse como limitada a las realizaciones aquí expuestas. Más
bien, estas realizaciones son proporcionadas de forma que esta
exposición sea minuciosa y completa. Números iguales se refieren a
elementos iguales en toda ella, y la notación con primas simples y
múltiples se usa para indicar elementos similares en realizaciones
alternativas.
Hablando en términos generales, el invento se
refiere a un método de ensayo para la determinación de la
sensibilidad isotrópica total (TIS) de un dispositivo de
comunicaciones inalámbricas que incluye un receptor de
radiofrecuencia (RF) y una antena acoplada a él. El método puede
incluir medir una sensibilidad del receptor RF, medir un patrón de
ganancia tridimensional (3D) de la antena independiente de medir la
sensibilidad del receptor RF, y determinar la TIS del dispositivo
móvil de comunicaciones inalámbricas basándose en la sensibilidad
del receptor RF y en el patrón de ganancia 3D de la antena.
Más particularmente, la medida de la
sensibilidad puede incluir medir la sensibilidad del receptor RF en
un primer nivel de potencia, y medir el patrón de ganancia 3D puede
incluir medir el patrón de ganancia 3D de la antena en un segundo
nivel de potencia mayor que el primer nivel de potencia. El método
puede además incluir calibrar la fuente de potencia RF.
El patrón de ganancia 3D puede ser medido
midiendo la pérdida de trayectoria de la señal, por ejemplo. Por
otra parte, determinar la sensibilidad del receptor puede incluir
explorar los niveles de potencia de transmisión de la fuente RF de
un indicador de intensidad de la señal recibida (RSSI) asociada con
una tasa de errores en los bits (BER) objetivo.
Además, el método puede también incluir la
medición de una pérdida de trayectoria en el espacio libre entre la
fuente RF y una antena de referencia y calibrar el receptor RF
basándose en ello. Más particularmente, la pérdida de trayectoria
en el espacio libre puede medirse sobre una pluralidad de ángulos de
referencia, y la antena de referencia puede ser una antena dipolo.
Los diferentes pasos de medida pueden realizarse en una cámara RF
anecoica, por ejemplo.
Un sistema de ensayo para determinar la
sensibilidad isotrópica total (TIS) puede incluir una fuente RF, un
dispositivo móvil de comunicaciones inalámbricas que incluye un
receptor de radiofrecuencia (RF) y una antena acoplada a él, un
enlace de comunicaciones inalámbricas que acopla la fuente RF con el
dispositivo móvil de comunicaciones inalámbricas, y un controlador
del ensayo acoplado al receptor RF. Más particularmente, el
controlador del ensayo puede ser para medir una sensibilidad del
receptor RF, midiendo un patrón de ganancia tridimensional (3D) de
la antena independiente de la medición de la sensibilidad del
receptor RF, y para determinar la TIS del dispositivo móvil de
comunicaciones inalámbricas basándose en la sensibilidad del
receptor RF y en el patrón de ganancia 3D de la antena.
La siguiente descripción está organizada como
sigue. Primero, se proporciona una discusión básica de las medidas
y problemas de la TIS encontrados en ella, seguido por una visión
general del nuevo procedimiento de medida de la TIS expuesto aquí.
Sigue una discusión de las nuevas técnicas para determinar la
sensibilidad por conducción y por radiación, la pérdida de
trayectoria, y la realización del calibrado del sistema, ciertos
aspectos del cual también se usan en el nuevo procedimiento de
medida de la TIS. Después de esto se proporciona una discusión
adicional del nuevo procedimiento de medida de TIS.
La norma sobre TIS de la CTIA mide la
sensibilidad por radiación en diferentes ángulos con atenuaciones
fijadas dentro del emulador de la estación base. La atenuación es
la pérdida de trayectoria en el espacio libre entre la antena de la
fuente de doble polarización, que conecta con un emulador de la
estación base, y con una antena dipolo normal. El dispositivo en
ensayo (DUT) es medido en diferentes ángulos y se realiza una
caracterización 3D de la calidad de funcionamiento del receptor
móvil recopilando las medidas espaciales. La TIS es un único valor
que resume la calidad de funcionamiento tridimensional total del
DUT.
El procedimiento proporcionado aquí para
realizar los ensayos de TIS se refiere a diversos temas
fundamentales de las medidas de TIS, los cuales incluyen tiempo de
búsqueda, llamadas precisas e interrumpidas. El tiempo de búsqueda
se determina por el tiempo requerido para obtener muestras de Tasa
de Errores en los Bits (BER) en cada ángulo medido. La obtención de
medidas de TIS precisas es muy poco práctico dentro de un tiempo de
búsqueda razonable debido a que se gasta mucho tiempo en obtener
grandes muestras de BER en pasos afinados de reducción de potencia
del transmisor durante el proceso de búsqueda de la sensibilidad,
como apreciarán los expertos en la técnica. Las llamadas
interrumpidas se producen debido a la dispersión de la ganancia de
la antena. Esto es, si en un ángulo de medida dado la ganancia de
antena es demasiado baja BER se hace extremadamente alta y la
estación base no puede mantener un enlace. Igualmente, en un ángulo
de medida dado, si la ganancia de la antena es demasiado alta, el
emulador de la estación base podría resultar sobrecargado y terminar
la llamada. Para obtener un tiempo de búsqueda razonable la CTIA
optó por usar un tamaño de muestra más pequeño y una densidad
angular pequeña en comparación con las medidas de la TRP.
Hablando en términos generales, el procedimiento
expuesto aquí mide independientemente la sensibilidad por radiación
radioeléctrica y la ganancia de la antena. Esta metodología es más
estable y más rápida que la metodología actual, y proporciona una
precisión mayor. La TIS es un único valor angular obtenido de las
medidas espacialmente diferentes de la ganancia de la antena móvil
y de la sensibilidad general. La medida de la sensibilidad es la
potencia de transmisión de la estación móvil (TX) en la cual el
móvil notifica de una Tasa de Errores en los Bits Residual (RBER)
de Clase II del 2,44 por ciento o menor. A menudo se disminuye la
potencia de transmisión de la estación base calibrada hasta que se
consigue la RBER deseada. La metodología sobre TIS de la norma CTIA
mide la sensibilidad y la ganancia de la antena en un patrón 3D de
medida múltiple. Las llamadas terminadas ocurren frecuentemente
durante medidas de sensibilidad múltiples, o mientras el cambio de
posición del dispositivo móvil a una potencia baja TX del
emulador.
El método sobre TIS expuesto aquí requiere
solamente una medida de la sensibilidad, y puede hacerse midiendo
independientemente la ganancia de la antena y la sensibilidad por
radiación radioeléctrica. La sensibilidad por radiación
radioeléctrica puede realizarse en cualquier ángulo dado. La
recepción de notificación sobre la ganancia de la antena se puede
obtener mediante las medidas de pérdida de trayectoria notificadas
por el Indicador de Intensidad de la Señal de Radio (RSSI).
Para conseguir medidas precisas de ganancia de
antena absolutas se tienen que tratar ciertos problemas. Un
problema es que, dentro de la norma GSM, existe un error de
notificación de \pm2 dB en el RSSI. Esto crea un error inherente
e inaceptable. Para eliminar tal error, el dispositivo puede ser
calibrado en modo por conducción o por radiación, usando un
emulador de estación base. Además, la estación base del emulador
transmite niveles que pueden ser calibrados para asegurar la
notificación satisfactoria del RSSI. Principalmente, el nivel de
transmisión de la estación base se calibra usando un equipo
relativamente preciso.
Para el método de calibrado por conducción, con
el nivel de transmisión de la estación base asegurado, se
determinan las pérdidas del cable del cable por conducción y las
pruebas asociadas. Además, se calcula el nivel de transmisión y las
pérdidas del cable asociadas, y se determina la notificación del
RSSI del dispositivo móvil en las gamas requeridas. Cualquier
desviación del nivel de transmisión esperado (sustrayendo la pérdida
de trayectoria del cable) es el error de notificación RSSI, y es
registrado para una futura desviación.
También se debe tener en cuenta que los
emuladores de la estación base registran normalmente datos GSM RSSI
como un entero en dB, no como un número decimal de dB. Truncando el
sistema numérico de notificación del RSSI, existe un error obligado
de la estación base de \pm1 dB. No obstante, mientras que las
estaciones base notifican con valores enteros, dichos valores
muestran zonas periféricas definitivas en las que el entero cambia
al entero consecutivo. Encontrando este valor particular, dados
cambios de 0,1 dB dentro del nivel de transmisión, la precisión de
notificación del RSSI del emulador de la estación base puede ser
cambiada de \pm1,0 dB a 0,1 dB.
La búsqueda de pérdida de trayectoria comparada
con la búsqueda de sensibilidad de BER es significativamente más
eficiente en tiempo, e incluso igual o más precisa en comparación
con la metodología CTIA actual. Esta corrección de pérdida de
trayectoria puede también usarse para medidas precisas de
sensibilidad por radiación radioeléctrica. Estas medidas pueden
obtenerse midiendo una muestra grande de BER con la pérdida de
trayectoria correcta. Como el método de busca de pérdida de
trayectoria sólo mide la sensibilidad de un ángulo, se puede obtener
una medida de sensibilidad por radiación radioeléctrica muy
precisa.
Dentro del emulador de la estación base, la
pérdida de trayectoria en el espacio libre es tenida en cuenta bien
física o matemáticamente durante el enlace con la estación móvil. A
pesar de que el RSSI puede ser corregido usando inversamente el
modo por conducción si la ganancia de la antena parece más
deficiente debido a una notificación de RSSI más baja por reducción
del nivel de transmisión, la sensibilidad parecerá mejor. La
sensibilidad objetivo se elige típicamente para que esté dentro del
límite superior en el que el dispositivo móvil puede todavía
decodificar las señales recibidas. A modo de ejemplo, una BER
objetivo del 2,44% se usa normalmente en muchas aplicaciones de
ensayos. La probabilidad de que el móvil se desconecte es mucho más
alta en un nivel de potencia que produce una BER en o por encima de
la BER objetivo que en un nivel de transmisión que produce una BER
relativamente baja. Posteriormente, se elige un nivel de transmisión
móvil que pueda crear con seguridad tales condiciones en toda la
medida esférica de TIS. Este nivel de transmisión se elige
preferiblemente para tener en cuenta valores nulos razonables dentro
de la antena.
Sin embargo, un cambio en el nivel de
transmisión del emulador de base y también en la lectura del RSSI
del dispositivo puede dar lugar a una disociación entre la primera
medida y todas las siguientes medidas. Por lo tanto, el RSSI de la
estación base y el del móvil están preferiblemente calibrados sobre
todas las gamas usadas para asegurar una linealidad de medida
adecuada. El RSSI y los errores de sensibilidad se anulan
inversamente entre sí. La TIS total es la misma independientemente
de la notificación de RSSI y del error inverso causado por la
sensibilidad.
La imprecisión en la notificación del RSSI es
tenida en cuenta para usar un nuevo método de búsqueda de pérdida
de trayectoria planeado. Las llamadas interrumpidas se reducen
usando un nivel de transmisión del emulador de la estación base
relativamente alto, y la incertidumbre asociada de la curva RSSI se
elimina por calibrado. Además, se usa un nuevo método de eliminación
para reducir los errores del sistema.
Los emuladores de la estación base registran GSM
RSSI como un entero más que como un número racional. Truncando el
número notificado, existe un error obligado de \pm1 dB. Como con
todos los números truncados existe un área bien definida de cambio
entre enteros consecutivos. Esta área puede encontrarse cambiando el
nivel de transmisión del emulador de la estación base por la menor
resolución posible. El error es después reducido de \pm1 dB a la
resolución establecida. Típicamente esta resolución es 0,1 dB, de
forma que el error resultante es \pm1 dB. Todos los demás,
valores no límite son menores de 1 dB y múltiplos de la menor
resolución que puede conseguirse yendo primero al valor límite y
cambiando el nivel de transmisión al nivel deseado.
Existen dos métodos diferentes para determinar
el valor de cambio entre los valores de RSSI enteros consecutivos
notificados. Tomando una posición semialeatoria e incrementando o
disminuyendo después en intervalos o pasos de 0,1 dB es un método
de búsqueda matemáticamente sencillo de poner en práctica. No
obstante, se pueden usar otros métodos de búsqueda. Es conveniente
usar un procedimiento que, por término medio, proporcione un aumento
de la eficiencia. Esto implica minimizar el número de intentos
sucesivos (es decir, pasos) para encontrar el valor límite. Un
procedimiento discutido más adelante es el método
5-2-1-1, que se
mueve con un patrón "a saltos", o de búsqueda binaria. Como
sugiere el nombre, los cuatro movimientos son típicamente 0,5 dB,
después 0,2 dB, después dos saltos sucesivos de 0,1 dB. Examinando
el RSSI notificado y realizando correcciones en el ajuste de la
dirección (positiva o negativa) del paso, se puede determinar el
valor límite. También se considera que la notificación del RSSI
tiene una histéresis de conmutación que hay que tener en cuenta.
El RSSI, con un error de \pm2,0 dB, no tiene
efecto en la TIS debido a la naturaleza inversa de la RSSI sobre la
sensibilidad del dispositivo y la ganancia de la antena. Si el RSSI
notifica de una forma tal que indica que la pérdida de trayectoria
en el espacio libre es menor que la real notificando niveles de
transmisión más altos que el nivel de transmisión combinado del
emulador de la estación base, la ganancia de la antena parecerá
proporcionalmente mayor por la cantidad de la diferencia. Sin
embargo, el nivel real de transmisión del receptor en el móvil será
más bajo que el esperado, por lo que se alcanza más rápidamente la
sensibilidad objetivo. La sensibilidad parecerá así peor en la misma
medida en la que la ganancia de la antena parece mejor.
A modo de ejemplo, si la potencia de transmisión
es -70 dB, con una pérdida de trayectoria de 40 dB, el RSSI
esperado es 110 dB. Si el RSSI tuviera un error de notificación de
-108, la ganancia de la antena esperada sería de 2 dB por arriba
(para tener en cuenta la diferencia entre la esperada y la
notificada). No obstante, basando la medida en el RSSI, el valor en
el que el dispositivo está volviendo a la tasa de errores sobre los
bits de 2 dB por debajo. En este ejemplo, a pesar de que se supone
que el dispositivo está recibiendo una señal de -108 dB, de hecho
está recibiendo una señal de 110 dB. Alcanzará la tasa de errores en
los bits cuando notifique con 2 dB más alto. La sensibilidad
parecerá peor en una cantidad inversa a la mejora de ganancia de la
antena, o viceversa. De esta forma, no tendrá efecto, ya que la TIS
es una combinación de ganancia y sensibilidad de la antena.
La TIS es una cifra única de calidad que
cuantifica la capacidad de la estación móvil de recibir una señal
débil. La TIS determina la calidad de funcionamiento del enlace
descendente del terminal. La TIS en dB es igual a la sensibilidad
por radiación radioeléctrica menos la ganancia de la antena, es
decir,
(1)TIS =
P_{s} -
G_{r},
\newpage
en donde P_{s} es la
sensibilidad por radiación radioeléctrica
y
(2)G_{r} =
\frac{1}{4
\pi}\int\limits^{2\pi}_{0}\int\limits^{\pi}_{0}G(\theta,\phi)sen\thetad\thetad\phi,
en donde
G(\theta\phi) es el patrón de potencia de la
antena
receptora.
Con referencia ahora a la Figura 1, se describe
primeramente un sistema de ensayo 30 para medir la sensibilidad por
conducción del receptor. El sistema 30 incluye a modo ilustrativo
una fuente RF de ensayo 31 acoplada a un dispositivo receptor
portátil 32 para ser ensayado por medio de un cable RF 33. A modo de
ejemplo, el dispositivo receptor portátil 32 puede ser, por
ejemplo, un receptor del Sistema Global para Telecomunicaciones
Móviles (GSM), un receptor del Servicio General de Radiocomunicación
por Paquetes (GPRS), y/o un receptor de Evolución (EDGE) del
Sistema Global Mejorado de Velocidad de Datos para Comunicaciones
Móviles (GSM). Naturalmente, también se pueden usar otros receptores
inalámbricos apropiados.
Además, la fuente inalámbrica 31 puede ser un
comprobador universal de comunicaciones por radio Rohde y Schwarz o
un emulador de la estación base Agilent 8960, por ejemplo, aunque
también se pueden usar otros emuladores adecuados y/o fuentes RF de
ensayo. Un controlador de ensayo 34 se conecta al dispositivo
receptor portátil 32 para realizar las diversas operaciones y
medidas de prueba, que se discutirán posteriormente con más detalle.
Se debería tener en cuenta que mientras la fuente RF 31 y el
controlador de ensayo 34 están ilustrados como componentes
independientes en la Figura 1, las funciones de la fuente RF y del
controlador de ensayo pueden, de hecho, ser realizadas, por
ejemplo, por el mismo emulador de la estación base.
Alternativamente, el controlador de ensayo 34 podría ser un
ordenador o un dispositivo de cálculo independiente de la fuente RF
31, como apreciarán los expertos en la técnica.
La pérdida de trayectoria desempeña un papel
importante en la precisión de una medida de sensibilidad por
conducción radioeléctrica como podrán apreciar los expertos en la
técnica. Una dificultad en la realización de una medida de pérdida
de trayectoria en una configuración de ensayo, sin embargo, consiste
en que los emuladores de la estación base típicos solamente
notifican de un nivel de precisión del receptor de \pm1 dB, como
se ha indicado antes, incluso aunque el amplificador interno del
receptor 32 pueda tener mucha mayor precisión, por ejemplo, de
aproximadamente \pm0,1 dB. Obteniendo notificación sobre el cambio
de signo en el nivel de potencia del receptor, la precisión de la
pérdida de trayectoria puede, por lo tanto, mejorarse en \pm0,1
dB, como se discutirá más adelante.
En el caso de un ensayo de la sensibilidad por
conducción del receptor, la pérdida de trayectoria del cable 33 que
conecta el receptor 32 y el emulador de la estación base 31 puede
ser bien calibrada. Una medida precisa de pérdida de trayectoria
directa implica cambiar la amplificación interna del receptor 32 en
incrementos de 0,1 dB hasta obtener el punto límite de RSSI
deseado. Sin embargo, si el punto de partida es 0,9 dB del punto
límite, habrá que dar muchos pasos y, por lo tanto, llevará un mayor
tiempo de medida para encontrar el punto límite. Por consiguiente,
se pueden usar esquemas más complejos para reducir el número de
pasos que serán necesarios por término medio para encontrar el
punto límite y, por lo tanto, reducir los tiempos de prueba.
Por ejemplo, un procedimiento ligeramente más
complejo está ilustrado en la Figura 11. Comenzando en el Bloque
110, el nivel de potencia de TCH deseado se fija primeramente en la
fuente RF 31, en el Bloque 111. El nivel de amplificación interna
del receptor 32 es primeramente cambiado un incremento grosero, tal
como la diferencia entre el RSSI notificado del receptor y el nivel
de potencia de TCH u otro valor entero, en el Bloque 112. El límite
es después encontrado cambiando el nivel de amplificación interna
del receptor usando un incremento fino (por ejemplo, 0,1 dB) hasta
que se observa la transición del límite para proporcionar la pérdida
de trayecto, en los Bloques 113-114, en cuyo punto
el valor de la amplificación interna del receptor 32 puede fijarse
y/o registrarse (Bloque 115), concluyendo así el método ilustrado
(Bloque 116).
Fijado alternativamente, la búsqueda
"grosera" cambia la amplificación interna en la diferencia
entre el nivel de TCH y el RSSI notificado. Como en el presente
ejemplo el RSSI notificado es un valor entero, esto da una
precisión de \pm1 dB. La búsqueda "fina" determina entonces
el límite entre dos lecturas consecutivas de RSSI.
También pueden usarse otras variantes del
procedimiento de detección grosero-fino del punto
límite. Hablando en términos generales, las partes groseras de
estas búsquedas son bastante similares, de forma que se puede
prestar atención especial aquí a las variaciones en la búsqueda fina
que pueden usarse como apropiadas para una aplicación dada. Una
búsqueda fina generalmente incluye tres etapas. Primero, el RSSI se
fija en el nivel deseado ajustando la amplificación interna y el
nivel de TCH del emulador de la estación base. A continuación, la
amplificación interna se cambia en una serie de incrementos
decrecientes sucesivos para encontrar el límite. Estos incrementos
deberían estrecharse hasta 0,1 dB (o la precisión del amplificador
interno dado) para asegurar que la precisión sea también 0,1 dB.
Finalmente, puede ser necesario "retroceder" hacia el punto
final, ya que las medidas pueden haber acabado a 0,1 dB del RSSI
deseado.
Ahora se describirá otro ejemplo de una búsqueda
fina haciendo referencia a la Figura 12. Comenzando en el Bloque
120, el RSSI se fija en el nivel deseado, en el Bloque 121, y la
amplificación interna es cambiada en incrementos de 0,2 dB hasta
que el RSSI ya no sea notificado más, en los Bloques
122-123. Esto es, después de varios pasos
(típicamente entre uno y cinco), el RSSI devuelto no coincidirá con
el nivel deseado ya que la amplificación interna habrá saltado el
límite en 0,1 o 0,2 dB. Así, disminuyendo o "retrocediendo" el
nivel de amplificación interna en incrementos de 0,1 dB se
encontrará el punto límite en uno o dos pasos, en los Bloques
124-125 (dependiendo de si el límite fue saltado en
0,1 o 0,2 dB), concluyendo así el método ilustrado (Bloque 126).
Ahora se describirá otro proceso de búsqueda
fina haciendo referencia a la Figura 13. Comenzando en el Bloque
130, el RSSI se fija en el nivel deseado, como se ha discutido
antes, y después se aumenta la amplificación interna en incrementos
de 0,3 dB hasta que el RSSI ya no sea más el valor deseado, en los
Bloques 131-133. Una vez que cambia el RSSI, dos
exploraciones consecutivas de 0,1 dB producirán un cambio en el
RSSI, situando así un límite, en los Bloques
136-138, y la amplificación interna es disminuida en
0,1 dB (Bloque 139), concluyendo así el método ilustrado. Por
ejemplo, si el cambio de la suma total es 0,1 dB (por ejemplo +0,2 y
después -0,1 dB, que totalizan +0,1 dB) y esto produce un cambio en
el RSSI, se ha encontrado un límite. Alternativamente, si la
amplificación interna se cambia tres veces (es decir, 0,9 dB) sin
que el RSSI cambie del valor deseado, en el Bloque 134, también se
ha situado un límite, ya que un cambio de 1,0 dB cambiará el RSSI
puesto que se notifica de ellos en enteros.
A continuación se describe otro procedimiento a
modo de ejemplo con referencia a la Figura 14. Comenzando en el
Bloque 140, un RSSI real de comienzo es -80,47 dB, y el RSSI
notificado es -80 dB (Bloque 141). La amplificación interna es
después aumentada en 0,5 dB, en el Bloque 142, cambiando el valor
real RSSI a -79,87 dB, y el RSSI notificado a -79 dB (Bloque 143),
que indica que se ha cruzado el límite. El siguiente paso es un
decremento de 0,3 dB, en el Bloque 144, el cual cambia el valor
real RSSI a -80,17 dB, y el RSSI notificado vuelve a -80 dB (Bloque
145), que indica que el límite ha sido cruzado hacia atrás. Como
tal, la amplificación interna se incrementa en 0,1 dB, en el Bloque
146, cambiando el valor real de RSSI a -80,07 dB, y el RSSI
notificado permanece en -80 dB (Bloque 147), lo que significa que
el límite no fue cruzado. Por lo tanto, se realiza otro incremento
de 0,1 dB (Bloque 148), que cambia el valor real a -79,97 dB, y
también cambia el RSSI notificado a -79 dB, situando así el límite
(Bloque 149), y concluyendo el método ilustrado, en el Bloque
150.
Los expertos en la técnica apreciarán que se
pueden usar muchos esquemas diferentes de colocación de límites. El
primer salto, y cada uno sucesivo, es típicamente cualquier número
de 0,1 a 0,9 dB. Los valores de los saltos pueden cambiar o
permanecer constantes para cada paso. Para elegir un método
apropiado para una aplicación dada, la variación de los datos y la
calidad de funcionamiento media son consideraciones importantes. Por
ejemplo, con datos relativamente "planos" el procedimiento
ilustrado en la Figura 11 puede situar el límite más rápidamente
que el procedimiento ilustrado en la Figura 12, pero lo contrario
puede ser verdad para datos "en pendiente", potencialmente con
hasta tres pasos hacia arriba.
A continuación otro procedimiento más que se
describe con referencia a la Figura 15 es un esquema de pérdida de
trayectoria en cinco pasos. Comenzando en el Bloque 151, se obtiene
el RSSI notificado para un nivel de TCH dado, en el Bloque 152. El
primer paso incluye determinar si el RSSI notificado es el mismo que
el nivel de TCH, en el Bloque 153. Si lo es, el método avanza al
paso dos. Si no, la amplificación interna es incrementada (o
disminuida dependiendo de la aplicación particular) en la diferencia
del RSSI notificado menos el nivel de TCH dado, en el Bloque 154.
El nuevo RSSI notificado es después obtenido (Bloque 152), y para
los pasos dos a cuatro la amplificación interna se cambia en
incrementos sucesivamente decrecientes de 0,5 dB, 0,2 dB, y 0,1 dB,
en el Bloque 156.
Si el RSSI notificado no es el mismo que el
último RSSI notificado después de cada uno de estos cambios,
entonces se cambia el signo antes del próximo paso (Bloque 158)
para avanzar en la dirección opuesta (es decir, retrocediendo hacia
el límite). Una vez que se han realizado los cuatro primeros pasos,
el quinto paso implica una vez más determinar si el RSSI notificado
es el mismo que el último RSSI notificado, en el Bloque 160, y si lo
es cambiar la amplificación interna 0,1 dB una vez más (que será el
límite) y obtener el RSSI notificado, en los Bloques 161, 162, para
concluir el método ilustrado (Bloque 159). Este procedimiento es
ventajoso porque convergerá en el punto límite dentro de cinco
pasos, lo que proporciona unos buenos resultados generales para
diferentes tipos de curva.
A continuación se describirá, con referencia a
las Figuras 3 y 4, el uso de una búsqueda de pérdida de trayectoria
en un método de ensayo para determinar la sensibilidad del receptor
de radiofrecuencia (RF) por conducción de una pluralidad de canales
que se extienden sobre una o más bandas de frecuencia. Como
apreciarán los expertos en la técnica, la sensibilidad del receptor
se define basada en un nivel de potencia de un canal de tráfico
(TCH) con una tasa de errores sobre los bits (BER). BER es una
medida de la calidad de funcionamiento "de extremo a extremo"
que cuantifica la fiabilidad de todo el sistema de radio de "bits
dentro" a "bits fuera", que incluye la electrónica, antenas
y la trayectoria de la señal entre ellos.
Aparte de la relativamente mediocre precisión de
notificación del equipo de ensayo del receptor, otra dificultad en
la determinación de la sensibilidad del receptor es que puede ser un
proceso que emplea mucho tiempo. Esto es, hay típicamente numerosos
canales dentro de una banda celular, y un dispositivo celular puede
operar sobre muchas bandas, como se ha advertido antes. De esta
forma, una medida de la sensibilidad que abarque todos los canales
usados por un dispositivo puede emplear muchas horas, e incluso
días, para realizarlo.
Para reducir los tiempos de medida de la
sensibilidad del receptor, se usa preferiblemente un algoritmo
relativamente rápido de búsqueda de la sensibilidad. Comenzando en
el Bloque 40, si la pérdida de trayectoria del cable RF 33 no se
conoce todavía, usando una de las búsquedas de pérdida de
trayectoria anteriormente descritas (u otras) se puede determinar
ventajosamente una función de la pérdida de trayectoria, en el
Bloque 48'. Más particularmente, la pérdida de trayectoria asociada
con el cable RF 33 será diferente para canales diferentes (es
decir, frecuencias), pero existirá una relación generalmente lineal
entre estos valores de pérdida de trayectoria. Por lo tanto,
determinando la pérdida de trayectoria de dos canales independientes
(por ejemplo, el canal primero y el último en la banda), se puede
generar rápidamente una función lineal de pérdida de trayectoria
para el cable RF 33. Esto proporciona una aproximación rápida y
precisa de las pérdidas de trayectoria para todos los canales, a
pesar de que la pérdida de trayectoria de cada canal podría medirse
independientemente en algunas realizaciones, si se deseara.
Además, se determina una BER en relación con la
función del nivel de potencia de TCH para un canal inicial, en el
Bloque 41. El canal inicial podría ser cualquier canal en la banda,
pero con fines explicativos se supondrá que es el primer canal en
la banda. Se ha encontrado que dados suficientes tramas de muestreo,
la forma general de la función del nivel de potencia de TCH con
respecto a BER para un canal dado en una banda de frecuencia será
esencialmente la misma para todos los canales restantes en la banda.
Esto se debe al hecho de que la función está determinada por el
esquema de modulación y por el algoritmo de procesamiento de la
señal digital (DSP) del dispositivo portátil. A modo de ejemplo, el
GPRS tiene un esquema de modulación GSMK. Como la relación de BER
con respecto a energía por bit tiene una forma exponencial, la BER
con respecto a la función de nivel de TCH también adopta la forma
de una exponencial. Así, una vez que se ha encontrado la forma de
esta función para un canal, esta función puede ser usada para
situar rápidamente el nivel de TCH/punto BER objetivo para cada uno
de los siguientes canales, como se discutirá más adelante.
En particular, la BER en relación con la función
normalizada del nivel de potencia de TCH se determina para el canal
inicial midiendo los respectivos niveles de potencia de TCH de una
pluralidad de BERs dentro de una gama de BER objetivo, y
determinando BER en relación con la función del nivel de potencia de
TCH basándose en las BERs medidas en la gama de BER objetivo (es
decir, el ajuste de curva basándose en los valores medidos), en el
Bloque 41'. Hablando de forma general, solamente los valores de BER
dentro de una gama objetivo particular serán de interés debido a
que los valores fuera de esta gama darán lugar a conexiones
interrumpidas, etc. A modo de ejemplo, la gama objetivo puede ser
aproximadamente de uno a tres por ciento, aunque otras gamas
objetivo pueden ser apropiadas para diferentes aplicaciones. Más
adelante se discutirán diversos procedimientos de ajuste de curvas,
tales como un método de mínimos cuadrados, para generar BER en
relación con la función del nivel de potencia de TCH.
Para encontrar los límites de la gama objetivo
de BER se puede usar una búsqueda grosera que implique el
escalonamiento del nivel de potencia de TCH en incrementos
negativos relativamente groseros (por ejemplo, -1,5 dB) cuando la
BER medida es menor de 0,5, e incrementos positivos relativamente
groseros (por ejemplo, +2,0 dB) cuando la BER medida es mayor de
3,0. Esto da una aproximación relativamente cercana de los puntos
límite de la gama objetivo, y pueden hacerse entonces medidas
sucesivas dentro de la gama objetivo en incrementos de nivel de
potencia de TCH relativamente finos (por ejemplo, incrementos de 0,1
dB) para proporcionar los puntos de los datos para el ajuste de la
curva.
El ajuste de la curva es apropiado debido a que
los datos de BER están a menudo acompañados de ruido. Incluso
aunque todos los parámetros de control (variables independientes)
permanecen constantes, varían los resultados (variables
dependientes). Por lo tanto, resulta útil un proceso de estimación
cuantitativa de la tendencia de los resultados, también conocido
como ajuste de curva. El proceso de ajuste de la curva ajusta
ecuaciones de curvas de aproximación a los datos del campo sin
tratar, como apreciarán los expertos en la técnica.
Como se ha observado antes, los datos de BER con
respecto a la función del nivel de TCH son generalmente
exponenciales. Dos procedimientos a modo de ejemplo de ajuste de
curva, que pueden usarse para ajustar una curva exponencial, son
una aproximación polinómica por mínimos cuadrados y una aproximación
por mínimos cuadrados no lineal (es decir, exponencial). Se
describe primero la teoría y la aplicación de una aproximación
polinómica por mínimos cuadrados. Como los polinomios pueden ser
manipulados fácilmente, es común el ajuste de tales funciones a los
datos que no están situados linealmente. En el ejemplo que sigue
n es el grado del polinomio y N es el número de pares
de datos. Si N = n+1, el polinomio pasa exactamente por cada
punto. Por lo tanto, se debería satisfacer siempre la relación N
> n+1.
Suponiendo la relación funcional
y = a_{0} +
a_{1}x + a_{2}x^{2} + ... +
a_{n}x^{n},
con errores definidos
por
e_{i} =
Y_{i} - y_{i} = Y_{i} - a_{0} - a_{1}x_{i} -
a_{2}x_{i}^{2} - ...
-a_{n}x_{i}^{n},
en donde Y_{i} representa
el valor observado o experimental que corresponde a x_{i},
con x_{i} libre de error, la suma de los cuadrados de los
errores
será
S =
\sum\limits^{N}_{i=1} e^{2}_{i} = \sum\limits^{N}_{i=1}
(Y_{i} - a_{0} - a_{i}x – a_{i}x^{2} - ... -
a_{n}x^{n}_{i})^{2}
\newpage
En un mínimo, las derivadas parciales
\frac{\partial
S}{\partial a_{0}}, \frac{\partial S}{\partial a_{1}}, ...,
\frac{\partial S}{\partial
a_{n}}
"desaparecen", son cero.
Escribiendo las ecuaciones para estos términos resultan n+1
ecuaciones como las que
siguen:
Dividiendo cada ecuación por -2 y reordenando da
n+1 ecuaciones normales para ser resueltas
simultáneamente:
Poniendo estas ecuaciones en forma de matriz se
aprecia un patrón notable en los coeficientes de la matriz:
Esta ecuación matricial se denomina la matriz
normal del problema de los mínimos cuadrados. En esta ecuación
a_{0}, a_{1}, a_{2},... a_{n} son coeficientes
desconocidos mientras que x_{i} e Y_{i} están
dados. Los coeficientes desconocidos a_{0}, a_{1},
a_{2},... a_{n} pueden, por tanto, ser obtenidos resolviendo
las ecuaciones matriciales anteriores.
Para ajustar la curva Y_{i} se requiere
conocer qué grado de polinomio se debería usar para mejor ajustar
los datos. A medida que aumenta el grado del polinomio, las
desviaciones del punto de la curva se reducen hasta que el grado del
polinomio, n, es igual a N-1. En este punto hay una
coincidencia exacta. En términos estadísticos el grado de
aproximación del polinomio se aumenta en tanto que hay una
disminución estadísticamente significativa en la varianza,
\sigma^{2}, que calcula por:
\sigma^{2} =
\Sigma\frac{e^{2}_{i}}{N - n -
1},
El procedimiento ilustrado antes fue programado
en dos aplicaciones a modo de ejemplo usando C++ y la matriz normal
fue resuelta usando dos métodos diferentes, el procedimiento de
Gauss-Jordan y la descomposición LU, como
apreciarán los expertos en la técnica. A pesar de que estos métodos
dieron unos resultados comparables, se consideró que el método de
la descomposición LU era el más conveniente para el programa de
aproximación polinómica por mínimos cuadrados debido a que la
descomposición LU proporcionaba los resultados de calidad de
funcionamiento deseados.
El anterior programa denominado C++ fue puesto
en práctica de forma que fuera capaz de calcular el coeficiente de
la ecuación de ajuste de curva de grado variable. Se usaron
polinomios con grados de 2, 3, 4 y 5 para ajustar una curva a los
valores de los datos de BER, y se consideró que los polinomios de
tercer grado daban los resultados más ventajosos. Más
particularmente, los grados mayores de tres no mostraron mejora
significativa alguna en la curva ajustada. Por lo tanto, se usó un
polinomio de tercer grado para ajustar la curva a los valores de los
datos de BER.
A continuación se describirá la teoría y puesta
en práctica de ajuste de curvas no lineales exponenciales usando el
método de los mínimos cuadrados. En muchos casos los datos obtenidos
a partir de datos experimentales no son lineales. Como tal, es
necesario ajustar alguna otra función distinta de un polinomio de
tercer grado a estos datos. Algunas formas comunes que pueden ser
usadas son formas exponenciales de un tipo y=ax^{b} o
y=ax^{bx}.
Las ecuaciones normales de estas formas pueden
ser nuevamente desarrolladas fijando las derivadas parciales
iguales a cero, pero tales ecuaciones no lineales simultáneas son
más difíciles de resolver que las ecuaciones lineales. Debido a
esto, estas formas usualmente se linealizan tomando logaritmos antes
de determinar los parámetros, por ejemplo, lny = lna
+ blnx, o lny = lna + bx. A
continuación se introduce una nueva variable, a saber z =
lny como una función lineal de lnx o x. En este
caso, en lugar de hacer mínima la suma de los cuadrados de las
desviaciones de Y de la curva, se hacen mínimas las
desviaciones de lnY. Para saber qué forma de curva se ajusta
mejor a los datos BER, se usó el soporte lógico matemático MathCAD.
Se dibujó una curva BER usando el MathCAD y se ajustaron diferentes
formas de la curva con los datos de BER. Se consideró que una curva
exponencial definida por y = ce^{ax} proporcionaba un
ajuste deseable con los datos de BER, aunque otras funciones pueden
proporcionar resultados deseados en aplicaciones diferentes.
La linealización de datos se usa para ajustar
una curva del tipo y=ce^{ax} a los puntos de datos dados
como (x_{1},y_{1}), (x_{2},y_{2}),...
(x_{N},y_{N}), en donde x es la variable
independiente, y es la variable dependiente, y N es
el número de pares x,y. Para linealizar los datos se toman
logaritmos en ambos miembros, o sea lny=lnc+ax. A
continuación se introduce un cambio de variable, o sea X=x e
Y=ln(y), lo cual da lugar a la ecuación
Y=aX+ln(c). Esta ecuación es una ecuación lineal en
las variables X e Y, y puede ser aproximada con una
"línea de mínimos cuadrados" de la forma Y=AX+B. Sin
embargo, en este caso ln(y) se usará para realizar la
aproximación por mínimos cuadrados en lugar de y. Comparando
las dos últimas ecuaciones se observa que A=a y
B=ln(c). Por lo tanto, a=A y c=e^{b}
se usan para formar los coeficientes que después se usan para
ajustar la curva y=ce^{ax}.
Este procedimiento fue nuevamente programado en
C++. La matriz normal que hay que resolver para este método era
solamente de 2x2, que se resolvió con un relativamente alto grado de
precisión. Las curvas dibujadas de dos conjuntos diferentes de datos
usando este procedimiento están ilustradas en las Figuras 16 y
17.
Los procedimientos por mínimos cuadrados
exponenciales no lineales y polinómica por mínimos cuadrados
descritos anteriormente aproximaban los datos originales con un
relativamente alto grado de precisión. Hablando en términos
generales, el margen de error de las curvas generadas usando estos
tres métodos dará lugar a un margen de error menor de 0,1 dB en la
medida de la sensibilidad. Además, los resultados proporcionados por
estos métodos están también muy cerca unos de otros. A continuación
se muestran los resultados obtenidos realizando la aproximación
polinómica por mínimos cuadrados y por mínimos cuadrados exponencial
no lineal en los dos conjuntos de datos, a saber el conjunto de
datos 1 y el conjunto de datos 2. Aquí "S" representa el error
medio cuadrático y "R" representa el Coeficiente de
Correlación.
Resultados del conjunto de datos 1:
Ajuste mediante un polinomio de tercer grado:
y=a+bx+cx^{2}+dx^{3}...
Datos de los coeficientes:
- a = 1,075334
- S = 1,720
- b = 0,653063
- R = 0,99168
c = 0,097339
d = 0,048979
\vskip1.000000\baselineskip
Ajuste exponencial: y=ae^{bx}
Datos de los coeficientes:
- a = 1,092514
- Error medio cuadrático (S) = 1,690
- b = 0,533035
- Coeficiente de correlación (R) = 0,99168
\vskip1.000000\baselineskip
Resultados del conjunto de datos 2:
Ajuste mediante un polinomio de tercer grado:
y=a+bx+cx^{2}+dx^{3}...
Datos de los coeficientes:
- a = 1,192487
- S = 1,101
- b = 0,565984
- R = 0,99592
c = 0,164962
d = 0,031628
\vskip1.000000\baselineskip
Ajuste exponencial: y=ae^{bx}
Datos de los coeficientes:
- a = 1,1846416
- Error medio cuadrático (S) = 1,690
- b = 0,5021062
- Coeficiente de correlación (R) = 0,99588
\vskip1.000000\baselineskip
Para ambos grupos de resultados, el ajuste
polinómico tuvo un coeficiente de correlación ligeramente más alto
que el ajuste exponencial. Sin embargo, el error medio cuadrático
del ajuste polinómico en el conjunto de datos 2 fue menor que en el
ajuste exponencial, pero en el conjunto de datos 1 el error medio
cuadrático del ajuste exponencial fue menor que en el ajuste
polinómico.
Basándose en estos resultados, se consideró que
el modelo de ajuste exponencial era el más conveniente debido a que
no requería la inclusión de tantos términos como la función cúbica.
Esto se debe a que el modelo exponencial y=ae^{bx} proporciona
casi la misma precisión (es decir, hasta aproximadamente el tercer
decimal) que el método polinómico, y también tiene una
interpretación física de todos los términos de él. Por supuesto, se
puede usar en diversas aplicaciones, si procede, el método
polinómico u otros procedimientos, tal como apreciarán los expertos
en la técnica.
Hablando en términos generales, si los datos que
hay que usar en el ajuste de la curva no parece que se aproximan
mediante una línea recta, entonces a menudo se pueden usar
ecuaciones para ajustar muy bien los datos. Lo primero que se
ocurre al considerar el tipo de curva para ajustarse a los datos es
un polinomio. Esto es debido a que los polinomios pueden aplicarse
sin mucha reflexión previa y normalmente tienen mucho éxito en
coincidir con los datos en el gráfico. Sin embargo, cuando se elige
un polinomio de mayor grado para ajustar los datos puede ser
difícil determinar una base teórica para los coeficientes en la
ecuación polinómica. Es preferible tener tal base para la que se
elige un modelo particular, y que ese modelo tenga algún tipo de
interpretación física de cada uno de los parámetros de él.
Son notables las ventajas de usar ecuaciones
linealizables para ajustar los datos. Típicamente, las curvas de
este tipo son de alguna manera más fáciles de entender o de predecir
que los polinomios. Esto es, la elección adecuada de la curva para
ajustarse a los datos puede llevar a mecanismos subyacentes de
discernimiento que producen los datos. En segundo lugar, las
manipulaciones de estas curvas tales como la diferenciación,
integración, interpolación y extrapolación pueden realizarse más
confiadamente que las que pueden hacerse con polinomios. En tercer
lugar, las curvas linealizables a menudo requieren menores números
de parámetros para la estimación de valores que los polinomios. En
consecuencia, la matriz normal puede ser menor y puede ser resuelta
con un relativamente alto grado de precisión. Por lo tanto, esto
reduce la necesidad de resolver grandes conjuntos de ecuaciones
lineales que a menudo tienen una indeseable cualidad de mala
disposición. De esta forma, para los datos de BER los Solicitantes
han decidido que es generalmente deseable usar formas no lineales
tales como logaritmos, inversiones, y exponenciales para encontrar
la curva linealizable para coincidir con la forma de los datos antes
de recurrir a un polinomio de un grado mayor.
Habiendo generado BER en relación con la función
del nivel de potencia de TCH del canal inicial basándose en los
valores de BER medidos dentro de la gama objetivo, esta función
puede entonces usarse para realizar ventajosamente un búsqueda
rápida de la BER deseada y del correspondiente valor del nivel de
potencia de TCH en cada uno de los siguientes canales en una banda
de frecuencia dada. Primero, se busca un nivel potencia de TCH
estimado o inicial para el canal posterior basándose en la BER en
relación con la función del nivel de potencia de TCH, y en la BER
deseada, en el Bloque 42. Esto es, una estimación del nivel de
potencia de TCH que corresponderá a la BER en el canal posterior se
determina y usa como un punto de inicio para dirigirse hacia el
nivel de potencia de TCH de la BER deseada. Con fines de la presente
discusión, se supondrá una BER deseada de 2,44%, aunque pueden ser
apropiadas otras BERs deseadas que hay que cumplir con base en la
norma dada o en los requerimientos de la empresa, como apreciarán
los expertos en la técnica.
Se debería observar que el nivel de potencia de
TCH estimado puede elegirse basándose en la función de pérdida de
trayectoria observada anteriormente. Esto es, un procedimiento para
determinar el nivel de potencia de TCH estimado del canal posterior
es usar el nivel de potencia de TCH estimado del canal inicial que
corresponde a la BER deseada (es decir, 2,44%) y desplazar este
valor una cantidad igual a la diferencia entre los valores de la
pérdida de trayectoria inicial y posterior en la función de pérdida
de trayectoria (o los valores reales medidos si no se usa una
función de pérdida de trayectoria), como apreciarán los expertos en
la técnica (Bloque 42').
Una vez que se ha determinado el nivel de
potencia de TCH, a continuación se mide basándose en dicho nivel la
BER del canal posterior, en el Bloque 43. Si la BER medida no se
encuentra dentro de la gama BER objetivo (por ejemplo, 1,0 a 3,%),
entonces se puede usar la búsqueda de pasos groseros descrita
anteriormente para determinar un nivel de potencia de TCH que esté
dentro de la gama. Si la BER medida se encuentra dentro de la gama
objetivo es comparada con el valor de BER deseado, y la diferencia
(es decir, delta) entre ellos se usa junto con la BER en relación
con la función del nivel de potencia de TCH para determinar un
próximo nivel de potencia de TCH estimado, en el Bloque 44. De la
anterior discusión de la función del nivel de potencia de TCH los
expertos en la técnica apreciarán que el siguiente nivel de potencia
estimado de TCH puede ser estimado de acuerdo con la relación
\DeltaBER = bce^{bx}\DeltaTCHlevel, ya
que son conocidos \DeltaBER = y el coeficiente b.
Si la BER medida no se encuentra dentro de una
gama umbral de la BER deseada (por ejemplo, \pm0,15%), en el
Bloque 45, se repiten los pasos descritos antes con referencia a los
Bloques 43 y 44 hasta encontrar un nivel deseado de potencia de TCH
correspondiente a la BER deseada (es decir, dentro de la gama
umbral), en el Bloque 46, concluyendo así el método ilustrado en la
Figura 3. Aunque, si se desea aún más precisión, se puede usar una
aproximación lineal, en el Bloque 46'. Más particularmente, dentro
de una relativamente pequeña gama del 0,3% de BER (es decir, el
\pm0,15% de la gama umbral de BER), la forma de BER en relación
con la curva de nivel de potencia de TCH será aproximadamente
lineal. Por lo tanto, esta relación lineal puede usarse para
proporcionar todavía más precisión, como apreciarán los expertos en
la técnica.
Volviendo a hora a las Figuras 2 y 5, a
continuación se describirá un sistema de ensayo 30' y un método para
determinar la sensibilidad por radiación del receptor. El sistema
de ensayo 30' incluye la fuente RF 31' (por ejemplo, un emulador de
la estación base), un entorno RF encerrado controlado, y el
dispositivo receptor inalámbrico portátil 32'. Como apreciarán los
expertos en la técnica, un entorno RF encerrado controlado es un
entorno protegido de las ondas electromagnéticas (EM), tal como la
cámara anecoica EM 37' ilustrada (que puede ser una cámara
totalmente anecoica o semianecoica), una habitación protegida o un
recinto RF. Una antena 35', conectada a la fuente RF 31', está
situada dentro de la cámara anecoica 37' y conectada con la fuente
RF 31' mediante un cable coaxial para simular una estación base.
Una antena 36' del dispositivo inalámbrico portátil está también
situada dentro de la cámara anecoica 37' y conectada con el receptor
portátil 32'. Se debería advertir que en los ensayos típicos el
receptor portátil 32' y la antena 36' estarán dentro de un
alojamiento del dispositivo, pero estos componentes pueden ser
ensayados, si se desea, sin el alojamiento del dispositivo.
Hablando en términos generales, la búsqueda de
la sensibilidad por radiación del receptor es la misma que la
descrita anteriormente para una búsqueda de la sensibilidad por
conducción del receptor con la excepción del proceso de
determinación de pérdida de trayectoria. Más específicamente, la
relación entre los valores de pérdida de la trayectoria de una
pluralidad de canales inalámbricos en una banda de frecuencia
típicamente no será una función lineal como es el caso del cable RF
33. Esto es debido a que la pérdida de la trayectoria puede estar
afectada por factores tales como la ganancia de la antena, la
directividad de la antena y el entorno de medida. Típicamente la
pérdida de trayectoria será para diferentes canales
inalámbricos.
Incluso así, una función de pérdida de
trayectoria puede aún determinarse para la banda de frecuencia
usando procedimientos similares a los descritos antes para
determinar BER en relación con la función del nivel de potencia de
TCH (por ejemplo, una aproximación por mínimos cuadrados, etc), en
el Bloque 48''. A modo de ejemplo, la búsqueda de pérdida de
trayectoria en cinco pasos descrita anteriormente con referencia a
la Figura 15 puede realizarse en un subconjunto de los canales
dentro de la banda, tal como cada décimo canal. Este método permite
ventajosamente la determinación precisa de una función de pérdida de
trayectoria para toda la banda a fin de proporcionar estimaciones
de pérdida de trayectoria para cada canal, aún sin emplear el tiempo
en medir individualmente la pérdida de trayectoria de cada canal.
La función de pérdida de trayectoria se usa a continuación para
determinar el nivel de potencia estimado de TCH del siguiente canal,
en el Bloque 42'', como se ha descrito anteriormente.
A continuación se describe con más detalle el
proceso de determinación de la pérdida de trayectoria con referencia
a la Figura 6. Comenzando en el bloque 60, las pérdidas de
trayectoria RF se miden para al menos algunos de los canales RF
dentro de la banda de frecuencia RF, en el Bloque 61. Usando el
ejemplo anteriormente indicado, la pérdida de trayectoria se mide
cada M canales. A modo de ejemplo, M puede ser 10, aunque también se
pueden usar otros intervalos. Se determina una función de pérdida
de trayectoria RF basándose en las pérdidas de trayectoria RF de al
menos algunos canales RF, en el Bloque 62, y se determina una
pérdida de trayectoria de al menos otro canal dentro de la banda de
frecuencia RF dada basándose en la función de pérdida de trayectoria
RF, en el Bloque 63, concluyendo de este modo el método ilustrado
(Bloque 64).
La elección de M depende generalmente de la
linealidad del sistema. Esto es, un sistema lineal requeriría medir
solamente dos puntos, independientemente del número de los canales o
de la anchura de la banda de frecuencia. A medida que aumenta la no
linealidad u orden del sistema, el orden de una única ecuación de la
curva de ajuste aumentaría en la medida correspondiente para
obtener un ajuste apropiado. Se puede usar un método por mínimos
cuadrados, u otros métodos de ajuste no lineal. Muchos métodos usan
inversión de matrices en donde el tamaño está relacionado con el
orden de la ecuación. Una inversión es cada vez más compleja y con
mayor tendencia a los errores a medida que sus dimensiones
aumentan. El método de mínimos cuadrados requiere una inversión de
matrices. Debido a la naturaleza de los sistemas radioeléctricos
sobre grandes amplitudes de frecuencia, pueden existir respuestas de
pérdida de trayectoria de orden más elevado.
El ajuste de la curva de pérdida de trayectoria
puede también realizarse usando una pluralidad de ranuras. Esto es,
muchas ecuaciones parciales sustituyen a una ecuación completa. Los
conjuntos de puntos consecutivos (por ejemplo, cuatro puntos
consecutivos) están agrupados sobre una base rotatoria. Por ejemplo,
los cuatro primeros puntos se usan para generar la primera serie de
ranuras, los puntos 2º a 5º de la segunda serie de ranuras, y así
sucesivamente. Todas, excepto la primera y la última serie de
ranuras, usan solamente puntos intermedios (por ejemplo, la
ecuación de los puntos 2 a 3) como ecuaciones de ajuste válidas.
Usando los puntos intermedios de las ecuaciones se dejan los dos
puntos primero y último sin las respectivas ecuaciones. Diferentes
métodos de ranuras varían la formación de la primera y la última
ranuras. Un método, una ranura cúbica extrapolada, usa las dos
primeras ranuras de la primera serie (por ejemplo, los puntos 1 a
2), las dos últimas ranuras de la última serie (por ejemplo, los
puntos 3 a 4). Se pueden usar otros métodos adecuados de ajuste por
ranura, como apreciarán los expertos en la técnica.
Con referencia a la Figura 18, se muestran dos
curvas de ondas sinusoidales producidas a partir de la respectiva
serie de ranuras. Cada curva es un ajuste por ranura de una onda
sinusoidal. Cada línea es una serie de ranuras dentro del ajuste
por ranura. La serie está desplazada -0,5 dB por serie de ranuras
para mostrar el solape de la serie de ranuras. Sin el
desplazamiento se solaparía la serie de ranuras consecutivas. Los
datos se tomaron en uno de cada décimo punto. La figura superior
está formada por cuatro ranuras de puntos. La figura inferior
muestra la ranura superior con solamente los datos usados
transpuestos, como se ha mencionado anteriormente. Las respectivas
curvas sinusoidales están desplazadas 4 dB con fines de claridad.
Las líneas de trazo continuo y las líneas de puntos muestran la
transposición de la línea intermedia de la figura superior a la
inferior.
Como se ha observado anteriormente, el ajuste de
la curva de pérdida de trayectoria reduce el tiempo de medida de
los canales no medidos. El tiempo se mejora en sistemas con
diferencia de pérdida de trayectoria en canales consecutivos que
excede el error de interpolación. La interpolación lineal dará lugar
ventajosamente a una precisión típica inferior a \pm0,1 dB. El
método de pérdida de trayectoria descrito anteriormente con
referencia a la Figura 6 puede ser usado para medidas de pérdida de
trayectoria por radiación y por conducción, como apreciarán los
expertos en la técnica.
Otro factor que puede necesitar ser tenido en
cuenta en ciertas medidas de ensayo de pérdida de
trayectoria/sensibi-
lidad del receptor es la histéresis del dispositivo portátil en cuestión que se ensaya. Más particularmente, la pérdida de trayectoria del receptor se mide por la comparación de los datos de nivel de TCH del emulador de la estación base con la señal recibida por el dispositivo portátil y retransmitida al emulador como RSSI. Ajustes consecutivos de 0,1 dB de la amplificación del emulador detectarán una zona en la que el cambio en la ampliación produce un cambio en el RSSI. En este punto "límite" la radiación podría oscilar entre dos lecturas del RSSI sin cambio de amplificación. Este punto límite puede ser debido por error del sistema, por cambio de posición o por cambio de intensidad de la señal, por ejemplo. Cuando oscilan las lecturas del RSSI, el dispositivo inalámbrico podría responder cambiando su potencia de transmisión en un patrón oscilatorio similar, lo que afecta a la gestión de la potencia del dispositivo portátil. En consecuencia, muchos fabricantes de dispositivos portátiles aplican un soporte lógico dentro de cada dispositivo móvil para cambiar el límite a fin de tener en cuenta este problema.
lidad del receptor es la histéresis del dispositivo portátil en cuestión que se ensaya. Más particularmente, la pérdida de trayectoria del receptor se mide por la comparación de los datos de nivel de TCH del emulador de la estación base con la señal recibida por el dispositivo portátil y retransmitida al emulador como RSSI. Ajustes consecutivos de 0,1 dB de la amplificación del emulador detectarán una zona en la que el cambio en la ampliación produce un cambio en el RSSI. En este punto "límite" la radiación podría oscilar entre dos lecturas del RSSI sin cambio de amplificación. Este punto límite puede ser debido por error del sistema, por cambio de posición o por cambio de intensidad de la señal, por ejemplo. Cuando oscilan las lecturas del RSSI, el dispositivo inalámbrico podría responder cambiando su potencia de transmisión en un patrón oscilatorio similar, lo que afecta a la gestión de la potencia del dispositivo portátil. En consecuencia, muchos fabricantes de dispositivos portátiles aplican un soporte lógico dentro de cada dispositivo móvil para cambiar el límite a fin de tener en cuenta este problema.
Más particularmente, el problemático punto
límite RSSI único se divide en dos valores diferentes. Estos dos
puntos están a caballo sobre el punto límite real una cantidad
típicamente menor de 0,5 dB, que está fijada dentro del dispositivo
portátil. A medida que cambia el nivel de TCH recibido, el punto
límite RSSI será notificado prematuramente, como se muestra en la
Figura 19. Este sistema de límite dual, conocido como histéresis,
disminuye la probabilidad de cualesquiera oscilaciones dentro del
RSSI y del control de potencia TX. A medida que disminuye el RSSI
del dispositivo, cambiará el RSSI notificado al emulador de la
estación base de una forma tal para eliminar cualesquiera
oscilaciones si el dispositivo RSSI aumenta solamente una pequeña
cantidad.
Mientras que la histéresis evita oscilaciones,
también crea un desplazamiento del límite de RSSI verdadero. Para
un dispositivo conocido con histéresis conocida, el valor puede
aplicarse como un desplazamiento a cada canal. Para un dispositivo
desconocido, la histéresis puede necesitar ser definida usando un
algoritmo por pasos, y después descompuesta en factores en cada
canal de pérdida de trayectoria. La histéresis se elimina para
obtener el punto límite verdadero. La histéresis típicamente se
aplica a todos los canales lo mismo dentro de una banda dada.
A continuación se describe a modo de ejemplo,
con referencia a la Figura 7, un método para determinar la pérdida
de trayectoria que incluye una búsqueda de histéresis. Se debería
advertir que este procedimiento puede usarse para pérdida de
trayectoria por conducción o para pérdida de trayectoria por
radiación, como apreciarán los expertos en la técnica. Comenzando
en el Bloque 70, se determina un par de límites de histéresis en
torno a una determinada transición de valor de RSSI en el receptor
RF eliminando los valores de potencia RF transmitidos desde la
fuente RF en direcciones de aumento y de disminución, en el Bloque
71. Se determina una relación entre los valores de potencia RF de
granularidad relativamente fina y los valores de RSSI de
granularidad relativamente grosera usando los límites de transición
de la histéresis, en el Bloque 72. Más particularmente, como el
punto de transición de RSSI del receptor 32 o 32' está situado a
mitad de camino entre los límites de transición de la histéresis,
la situación de la transición de RSSI real con relación al nivel de
potencia de TCH puede determinarse una vez que los niveles de
potencia de TCH correspondientes a los límites de transición de
histéresis son conocidos. La pérdida de trayectoria RF de un canal
dado puede entonces determinarse basándose en un RSSI dado en un
valor de potencia RF dado y en la relación determinada entre los
valores de potencia RF de granularidad relativamente fina y los
valores de RSSI de granularidad relativamente grosera, en el Bloque
73, concluyendo de esta forma el método ilustrado
(Bloque 74).
(Bloque 74).
La exploración encuentra el punto límite cuando
el nivel de TCH es aumentado y disminuido. A modo de ejemplo, los
valores de RSSI de granularidad grosera pueden ser en incrementos de
1,0 dB (es decir la precisión notificada del receptor portátil),
mientras que los incrementos de granularidad relativamente fina
pueden ser en incrementos de 1,0 dB (es decir, la precisión del
amplificador o amplificadores internos del receptor). Para encontrar
el primer límite, la amplificación interna del receptor puede ser
aumentada con incrementos de +0,1 dB hasta que se encuentre el
límite. Después, se pueden dar pasos de +1,0 dB, seguido por una
serie de pasos de -0,1 dB hasta encontrar el segundo límite. El
valor real de RSSI estará situado en el punto medio entre los dos
límites. Se debería advertir que la dirección primeramente medida no
tiene peso en los resultados, ya que cualquiera de los dos límites
puede ser encontrado primero. Esto es, el primer límite de
histéresis podría ser encontrado con pasos de -0,1 dB, seguidos por
un paso de 1,0 dB y pasos de +0,1 dB para encontrar el segundo
límite de histéresis, como apreciarán los expertos
en la técnica.
en la técnica.
A continuación, con referencia a la Figura 8, se
describen aspectos adicionales del método de ensayo. La fuente RF
31 o 31' transmite valores de potencia RF con una granularidad
relativamente fina, y el receptor RF 32 o 32' genera valores de
RSSI con una granularidad relativamente grosera y tienen una
histéresis desconocida con respecto a cada transición entre valores
contiguos de RSSI, como se ha observado antes. Se transmite una
señal desde la fuente RF 31 o 31' a un nivel de potencia RF inicial,
y se mide un valor de RSSI inicial correspondiente del receptor RF
32 o 32', en el Bloque 80'. Se fija una amplificación interna
inicial de la fuente RF 31 o 31' basada en la diferencia entre el
nivel de potencia RF inicial y el correspondiente valor inicial de
RSSI, en el Bloque 75', para de esta forma calibrar el receptor RF
32 o 32' con la fuente RF.
Además, el método puede también incluir la
repetición de los tres pasos de determinación para al menos otro
canal RF dado en la banda de frecuencia RF dada para determinar una
pluralidad de pérdidas de trayectoria RF, en los Bloques 76' y 77',
y la determinación de una función de pérdida de trayectoria RF
basándose en la pluralidad de pérdidas de trayectoria RF en el
Bloque 78', usando un algoritmo de mínimos cuadrados, una
pluralidad de ranuras, etc, como se ha discutido anteriormente. Una
pérdida de trayectoria RF de al menos otro canal dentro de la banda
de frecuencia RF dada puede entonces determinarse basándose en la
función de pérdida de trayectoria RF, en el Bloque 79'.
Volviendo ahora adicionalmente a las Figuras 9,
10, y 20, a continuación se describe un sistema de ensayo 30'' y
métodos para determinar la sensibilidad isotrópica total (TIS). Como
se ha discutido antes brevemente, existe un fuerte interés en crear
especificaciones más estrictas para los dispositivos portátiles
tales como los teléfonos celulares, PDAs, y teléfonos inteligentes.
Hay numerosos modelos y fabricantes que tienen dispositivos que
operan en la misma red al mismo tiempo. La diferencia de calidad de
funcionamiento afectará al mapa de cobertura de cada dispositivo
específico. Para mantener la satisfacción de la red, las empresas
buscan una norma para asegurar que los dispositivos aceptados
alcancen la calidad de funcionamiento en su mapa de cobertura de la
red. La Cellular Telecommunication and Internet Association (CTIA)
ha desarrollado una metodología de ensayo de un sistema transmisor
y receptor. La calidad de funcionamiento de un sistema transmisor y
receptor se cuantifica por la potencia de radiación total (TRP) y la
TIS, respectivamente.
Una diferencia significativa entre el TRP y la
TIS puede ser debido a un enlace radioeléctrico ascendente no
equilibrado y a la calidad de funcionamiento del enlace descendente,
que a su vez afecta al mapa de cobertura de radio de la red y a la
gestión de potencia de los dispositivos portátiles. Para
proporcionar un buen servicio a los abonados y un uso eficiente de
los recursos de frecuencias de la red, las empresas explotadoras de
la red y las organizaciones reguladoras continúan especificando
límites más estrictos para la TRP y la TIS radioeléctricas. Los
fabricantes de dispositivos portátiles, a su vez, mejoran sus
diseños para cumplir estos requerimientos, y se hace necesario
determinar las características RF del dispositivo portátil con
niveles cada vez mayores de precisión. La calidad del trayecto del
enlace descendente (es decir, la TIS) es más complicado y lleva más
tiempo de medir en comparación con la calidad de la trayectoria del
enlace ascendente (es decir, la TRP). Las medidas de la TRP son
rápidas y precisas en una fracción de un dB. La medida actual de la
TIS adoptada por la CTIA, por otra parte, emplea mucho tiempo y
solamente consigue una precisión de aproximadamente \pm2,0 dB.
La sensibilidad es un parámetro importante de un
receptor y un componente fundamental de la TIS. Como se ha
observado antes, una medida de la sensibilidad del receptor con el
extremo frontal y la antena unidos es denominada una medida de
sensibilidad por radiación. La sensibilidad por radiación y la
ganancia de la antena de receptor determinan conjuntamente la
capacidad radioeléctrica de detectar una señal débil delante de la
antena. Sin embargo, adquirir una sensibilidad precisa es un
proceso que lleva tiempo. El método de la CTIA busca sensibilidad
por radiación en todos y cada uno de los ángulos de medida. Esto da
lugar a unos tiempos de ensayo largos y a llamadas interrumpidas
(el móvil se desconecta). Los resultados inexactos por falta de
dirección relativos al método calibrado del mismo error o error
absoluto, que pueden ser causa de errores del sistema acumulados
mayores. Las características del transmisor y del receptor son
igualmente importantes en un mapa de cobertura de la red en una red
celular de enlace equilibrado.
La Cellular Telecommunications & Internet
Association (CTIA) proporciona un programa de certificación y de
plan de ensayos para estaciones móviles sobre la calidad de
funcionamiento en el aire, que está expuesto en el documento
titulado "Method and Measurement for Radiated RF Power and
Receiver Performance", Revisión 2.0, Marzo 2003. La TIS es una
cifra única de calidad que caracteriza la calidad de funcionamiento
del enlace descendente radioeléctrico. Una medida normal de la TIS
especificada por la CTIA se realiza en una cámara anecoica con
antena normal 37'' con un posicionador 38''. Más particularmente, el
posicionador 38'' es un posicionador tridimensional (3D) para
método del gran círculo, y se usa un posicionador bidimensional para
el método de corte cónico, como apreciarán los expertos en la
técnica. Se fija la pérdida de trayectoria o atenuación de un
emulador de la estación base para la pérdida de trayectoria de una
antena dipolo normal. Esto es, el resultado de la antena isotrópica
teórica puede obtenerse mediante una antena dipolo calibrada. La
sensibilidad se mide cada treinta grados a lo largo del patrón
esférico para la pérdida de trayectoria de la antena dipolo
fija.
Existen diversos inconvenientes asociados con la
metodología de medidas actual de TIS según la CTIA. Primero, la
sensibilidad se mide en todos y cada uno de los ángulos. Esto
consume mucho tiempo, ya que las medidas de TIS llevan mucho más
tiempo que las medidas de TRP. Además, un cambio considerable en el
patrón de radiación de la antena del dispositivo inalámbrico
portátil puede dar lugar a una o dos circunstancias que producen
llamadas interrumpidas. Esto es, bien la señal en el dispositivo
portátil es demasiado baja, que es causa de un enlace perdido, o la
señal en el extremo del emulador de la fuente RF 31'' es demasiado
alta, y satura el terminal receptor del emulador. Además, el
calibrado de la pérdida de trayectoria de la antena dipolo con un
equipo distinto de un emulador de estación de base afecta al error
acumulado en la gama de \pm0,1 dB. Para reducir el tiempo de
medida, la metodología TIS de la CTIA mide cada treinta grados,
mientras que las medidas de TRP se toman cada quince grados. Esto
da lugar a un error de muestreo de la medida de TIS con respecto a
la medida de TRP.
Como se ha descrito anteriormente, TIS y TRP son
las dos de una importancia significativa para la determinación del
mapa de cobertura de una red celular, y mejorar la precisión de la
medida y acortar el tiempo de medida es muy importante para las
organizaciones reguladoras, los fabricantes y las empresas. Hablando
en términos generales, empezando en el Bloque 90, el método
ilustrado incluye medir la sensibilidad del receptor RF 32'', en el
Bloque 91, lo que puede hacerse usando las técnicas descritas
anteriormente. Además, el patrón de ganancia 3D de la antena 36''
se mide independientemente de la medida de la sensibilidad del
receptor RF 32'', en el Bloque 92. Se debería tener en cuenta que
el orden de las medidas del patrón de sensibilidad y ganancia puede
ser invertido, si se desea. La TIS del dispositivo de comunicaciones
inalámbricas se determina después basándose en (es decir,
combinando) la sensibilidad del receptor RF 32'' y el patrón de
ganancia 3D de la antena 36'', concluyendo de esta forma el método
ilustrado en la Figura 9 (Bloque 94).
La CTIA admite que las medidas de TIS requieren
sensibilidad por radiación y ganancia de antena. Los Solicitantes
han decidido que la sensibilidad por radiación es sustancialmente
independiente del ángulo de medida, lo que permite que la ganancia
de la antena y la sensibilidad sean medidas separada o
independientemente. Determinando estas características
separadamente, se puede conseguir una precisión mejorada y un tiempo
de ensayo menor.
El error del sistema contribuye a incertidumbre
en la medida. El error en la calibración del equipo en la gama
dinámica de interés (es decir, la banda de frecuencias)
preferiblemente debería ser eliminado calibrando la fuente RF 31'',
en el Bloque 95'. Para una medida de TIS un emulador de la estación
base actúa como un transmisor para un dipolo y dispositivos
portátiles. El nivel de potencia absoluto relativamente inexacto de
la fuente RF 31'' puede ser calibrado usando un equipo más preciso.
Por ejemplo, se puede usar un medidor de potencia que tenga una
precisión absoluta de \pm0,02 dB. Por otra parte, se puede generar
una función de calibrado el nivel de potencia resultante para
desplazar el error del sistema sobre una pluralidad de canales en
una banda de frecuencia dada de una forma similar a la generación
de la función de pérdida de trayectoria descrita anteriormente, como
apreciarán los expertos en la técnica.
En el siguiente sistema de calibrado se puede
usar una antena dipolo o de ensayo normal para calibrar la pérdida
de trayectoria en el espacio libre, en el Bloque 96'. La potencia
del receptor portátil 32'' en el lado del receptor de la antena
36'' es notificada como la RSSI. Como se ha advertido antes, la
precisión de notificación de RSSI es \pm2 dB. Los Solicitantes
han decidido que este error de notificación sea opuesto al error de
medida de la sensibilidad. De esta forma, el error del sistema de la
notificación de RSSI puede ser eliminado o anulado. Para una gama
dinámica diferente se puede usar la función de calibrado de potencia
de la estación base para calibrar el error de RSSI debido a la
diferente gama de notificación. Para la precisión de notificación
del equipo de más de 0,1 dB (por ejemplo, la precisión de
notificación para la CMU es \pm1 dB), una búsqueda de pérdida de
la trayectoria descrita antes se usa para mejorar la precisión de la
búsqueda en 0,1 dB. Nuevamente, la medida de la ganancia de la
antena está basada en la medida de la pérdida de trayectoria, ya
que la notificación sobre la pérdida de trayectoria proporciona la
correspondiente notificación de ganancia de la antena. Esto es, la
notificación de TIS puede determinarse basándose en la naturaleza
inversa del RSSI que informe sobre la sensibilidad del dispositivo
y en la ganancia de la antena como se ha advertido antes, como
apreciarán los expertos en la técnica.
Prácticamente, la potencia de la fuente RF 31''
estaría a un nivel relativamente alto para reducir la incertidumbre
de la medida del algoritmo DSP y de las llamadas interrumpidas en el
bucle de comunicación. En una medida de la sensibilidad por
radiación, la pérdida de trayectoria medida se aparta de la
trayectoria desde el emulador de la estación base a través de la
antena. Esta diferencia puede ser calibrada por la función de
calibrado de la potencia de la estación base, como apreciarán los
expertos en la técnica.
El uso de un emulador de la estación base para
medir el TIS RF de GSM, GPRS y/o dispositivos inalámbricos
portátiles, por ejemplo, para un único canal radioeléctrico es un
proceso en dos etapas. La primera etapa es la medida de la
sensibilidad por radiación en la que se mide la sensibilidad por
radiación del dispositivo portátil (que incluye la pérdida de
trayectoria). Se mide la sensibilidad del receptor RF 32'' en un
primer nivel de potencia explorando los niveles de potencia de
transmisión de la fuente RF 31'' para un valor de RSSI asociado con
una BER objetivo, como se ha discutido anteriormente, en el Bloque
91'.
El segundo paso es la medida de la ganancia de
la antena. Como se ha advertido antes, la metodología TIS actual
mide simultáneamente la sensibilidad de la antena y de radiación, en
la que la notificación de la ganancia de la antena se mezcla con la
medida de BER en ángulos diferentes. La separación de la medida de
la ganancia y de la sensibilidad permite medir el patrón de
ganancia de la antena por medio de un algoritmo de búsqueda de
pérdida de trayectoria mucho más rápido en lugar de una búsqueda de
la sensibilidad en cada ángulo, que consume mucho tiempo. El patrón
3D de ganancia de la antena 36'' del dispositivo portátil se mide en
un segundo nivel de potencia mayor que el primer nivel de potencia
midiendo la pérdida de señal usando los procedimientos esbozados
anteriormente (por ejemplo, la búsqueda de pérdida de la trayectoria
en cinco pasos ilustrada en la Figura 15), en el Bloque 92'. El
calibrado de la curva de potencia del emulador de la estación base
puede usarse no solamente para calibrar la incertidumbre de medida
absoluta de la antena dipolo en la gama de frecuencia (es decir,
banda) de interés, sino también para calibrar el error de
notificación de RSSI en una gama de notificación diferente.
En particular, el cálculo TIS está basado en la
siguiente fórmula:
en la
que
P_{s} = sensibilidad por radiación,
G_{\theta,EUT} = patrón de radiación de
la antena de polarización \theta, y G_{\phi,EUT} = patrón
de de radiación de la antena de polarización \phi, como apreciarán
los expertos en la técnica.
A los expertos en la técnica se les ocurrirán
muchas modificaciones y otras realizaciones que aprovechen las
enseñanzas expuestas en las anteriores descripciones y en los
dibujos asociados. Por lo tanto, se entiende que se pretenda incluir
diversas modificaciones y realizaciones dentro del alcance de las
reivindicaciones anejas.
Claims (17)
1. Un método de ensayo para determinar la
sensibilidad isotrópica total TIS de un dispositivo móvil de
comunicaciones inalámbricas que tiene un receptor de radiofrecuencia
RF y una antena acoplada a él basándose en transmisiones desde una
fuente RF (31, 31'), comprendiendo el método:
medir una sensibilidad del receptor RF (32,
32');
medir un patrón de ganancia 3D tridimensional de
la antena independiente de la medición de la sensibilidad del
receptor RF; y
determinar la TIS del dispositivo móvil de
comunicaciones inalámbricas basándose en la sensibilidad del
receptor RF y en el patrón de ganancia 3D de la antena.
2. El método de la Reivindicación 1, en el que
medir la sensibilidad comprende medir la sensibilidad del receptor
RF (32, 32') en un primer nivel de potencia, y en el que medir el
patrón de ganancia 3D comprende medir el patrón de ganancia 3D de la
antena en un segundo nivel de potencia mayor que el primer nivel de
potencia.
3. El método de la Reivindicación 1, que además
comprende el calibrado de la fuente RF (31, 31').
4. El método de la Reivindicación 1, en el que
medir el patrón de ganancia 3D comprende medir el patrón de ganancia
3D midiendo la pérdida de trayectoria de la señal.
5. El método de la Reivindicación 1, en el que
determinar la sensibilidad del receptor comprende explorar los
niveles de la potencia de transmisión de la fuente RF (31, 31') de
un indicador de intensidad de una señal recibida (RSSI) asociado con
una tasa de errores sobre los bits BER.
6. El método de la Reivindicación 1, que además
comprende medir una pérdida de la trayectoria en el espacio libre
entre la fuente RF (31, 31') y una antena de referencia y calibrar
el receptor RF (31, 31') basándose en ella.
7. El método de la Reivindicación 6, en el que
medir la pérdida de trayectoria en el espacio libre comprende medir
la pérdida de trayectoria en una pluralidad de ángulos de
referencia.
8. El método de la Reivindicación 6, en el que
la antena de referencia comprende una antena dipolo.
9. El método de la Reivindicación 1, en el que
los pasos de medida se realizan en una cámara RF anecoica.
10. Un sistema de ensayo para determinar la
sensibilidad isotrópica total TIS que comprende:
una fuente RF (31, 31');
un dispositivo móvil de comunicaciones
inalámbricas que comprende un receptor RF de radiofrecuencia y una
antena acoplada a él;
un enlace de comunicaciones inalámbricas que
acopla dicha fuente RF a dicho dispositivo móvil de comunicaciones
inalámbricas; y
un controlador de ensayo (34, 34') acoplado a
dicho receptor RF (32, 32') para
medir una sensibilidad de dicho receptor RF,
medir un patrón de ganancia 3D tridimensional de
la antena independientemente de medir la sensibilidad del receptor
RF, y
determinar la TIS de dicho dispositivo móvil de
comunicaciones inalámbricas basándose en la sensibilidad de dicho
receptor RF y en el patrón 3D de dicha antena.
11. El sistema de la Reivindicación 10, en el
que dicho controlador de ensayo (34, 34') mide la sensibilidad de
dicho receptor RF (32, 32') en un primer nivel de potencia, y mide
el patrón 3D de ganancia de dicha antena en un segundo nivel de
potencia mayor que el primer nivel de potencia.
12. El sistema de la Reivindicación 10, en el
que dicho controlador de ensayo (34, 34') mide el patrón 3D de
ganancia midiendo la pérdida de la trayectoria de la señal en una
pluralidad de ángulos de referencia.
13. El sistema de la Reivindicación 10, en el
que dicho controlador de ensayo (34, 34') mide la sensibilidad del
receptor explorando los niveles de potencia de transmisión de dicha
fuente RF (31, 31') de un indicador de intensidad de la señal
recibida RSSI asociado con una tasa de errores sobre los bits BER
objetivo.
14. El sistema de la Reivindicación 10, que
además comprende medir una pérdida de la trayectoria en el espacio
libre entre la fuente RF (31, 31') y una antena de referencia y
calibrar el receptor RF (32, 32') basándose en él.
15. El sistema de la Reivindicación 10, en el
que medir la pérdida de la trayectoria en el espacio libre comprende
medir la pérdida de la trayectoria en una pluralidad de ángulos de
referencia.
16. El sistema de la Reivindicación 10, en el
que la antena de referencia comprende una antena dipolo.
17. El sistema de la Reivindicación 10, en el
que los pasos de medida se realizan en una cámara RF anecoica.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
EP06251108A EP1830495B1 (en) | 2006-03-01 | 2006-03-01 | System and method for determining total isotropic sensitivity (TIS) |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
ES2318691T3 true ES2318691T3 (es) | 2009-05-01 |
Family
ID=36603499
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
ES06251108T Active ES2318691T3 (es) | 2006-03-01 | 2006-03-01 | Sistema y metodo para determinar la sensibilidad isotropica total (tis). |
Country Status (12)
Country | Link |
---|---|
EP (1) | EP1830495B1 (es) |
JP (1) | JP4348375B2 (es) |
KR (1) | KR100854432B1 (es) |
CN (1) | CN101034945B (es) |
AT (1) | ATE416523T1 (es) |
AU (1) | AU2007200691B2 (es) |
CA (1) | CA2578310C (es) |
DE (1) | DE602006003997D1 (es) |
ES (1) | ES2318691T3 (es) |
MX (1) | MX2007002518A (es) |
SG (1) | SG135154A1 (es) |
TW (1) | TWI346470B (es) |
Families Citing this family (18)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7873339B2 (en) | 2007-06-15 | 2011-01-18 | Research In Motion Limited | System for determining total isotropic sensitivity (TIS) using target received signal strength indicator (RSSI) value and related methods |
US7880670B2 (en) | 2007-06-18 | 2011-02-01 | AGC Automotive | Signal measurement system and method for testing an RF component |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN1204430A (zh) * | 1995-12-15 | 1999-01-06 | 西门子公司 | 用于检测移动无绳电信设备传输特性的方法和装置 |
SE0002980D0 (sv) | 2000-03-31 | 2000-08-23 | Kildal Antenn Consulting Ab | A method and an apparatus for measuring the performance of antennas |
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-
2006
- 2006-03-01 ES ES06251108T patent/ES2318691T3/es active Active
- 2006-03-01 AT AT06251108T patent/ATE416523T1/de not_active IP Right Cessation
- 2006-03-01 EP EP06251108A patent/EP1830495B1/en active Active
- 2006-03-01 DE DE602006003997T patent/DE602006003997D1/de active Active
-
2007
- 2007-02-16 SG SG200701420-2A patent/SG135154A1/en unknown
- 2007-02-19 AU AU2007200691A patent/AU2007200691B2/en not_active Ceased
- 2007-02-27 JP JP2007047749A patent/JP4348375B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2007-02-28 MX MX2007002518A patent/MX2007002518A/es active IP Right Grant
- 2007-02-28 CA CA002578310A patent/CA2578310C/en not_active Expired - Fee Related
- 2007-02-28 KR KR1020070020149A patent/KR100854432B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2007-03-01 TW TW096106980A patent/TWI346470B/zh not_active IP Right Cessation
- 2007-03-01 CN CN200710084687.1A patent/CN101034945B/zh not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CA2578310C (en) | 2008-11-18 |
DE602006003997D1 (de) | 2009-01-15 |
AU2007200691A1 (en) | 2007-09-20 |
JP2007235959A (ja) | 2007-09-13 |
CN101034945B (zh) | 2014-08-20 |
KR100854432B1 (ko) | 2008-08-27 |
EP1830495B1 (en) | 2008-12-03 |
KR20070090100A (ko) | 2007-09-05 |
MX2007002518A (es) | 2008-11-14 |
EP1830495A1 (en) | 2007-09-05 |
CA2578310A1 (en) | 2007-05-14 |
AU2007200691B2 (en) | 2008-07-31 |
JP4348375B2 (ja) | 2009-10-21 |
TW200803206A (en) | 2008-01-01 |
ATE416523T1 (de) | 2008-12-15 |
CN101034945A (zh) | 2007-09-12 |
SG135154A1 (en) | 2007-09-28 |
TWI346470B (en) | 2011-08-01 |
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