ES2312937T3

ES2312937T3 - Elemento de codigo de ecualizacion y deteccion multiusuario separada iterativa para sistemas de comunicaciones cdma sobre canal mimo.

Info

Publication number: ES2312937T3
Application number: ES04291039T
Authority: ES
Inventors: Raphael Visoz; Antoine Berthet
Original assignee: France Telecom SA
Current assignee: Orange SA
Priority date: 2004-04-22
Filing date: 2004-04-22
Publication date: 2009-03-01
Anticipated expiration: 2024-04-22
Also published as: DE602004016457D1; JP2007534245A; WO2005114887A1; CN1973475A; JP4754556B2; EP1589685A1; US20070217386A1; KR20070017385A; US7809045B2; CN1973475B; EP1589685B1; ATE408280T1; KR101121978B1

Abstract

Procedimiento de recepción para comunicación sobre canal selectivo en frecuencia con varias antenas en emisión y con varias antenas en recepción, caracterizado porque la recepción es adecuada para tratar datos recibidos por las antenas de recepción que habían sido, en el momento de su emisión, sucesivamente: (A) modulados (107) sobre un número K de vías, siendo K estrictamente superior al número T de antenas de emisión; (B) escalonados (108) con una matriz (W) de escalonamiento periódica o (Wn) aperiódica de dimensiones NxK donde N es estrictamente superior a T, sobre los vectores de dimensión K de los datos modulados; (C) tratados para transmitirse a partir de las T antenas de emisión; y porque la recepción pone en práctica iterativamente para ello: - un primer filtrado por medio de T filtros (202, 202'') lineales adecuado para tratar los datos recibidos, dado el caso tras restar (201) una estimación de interferencias entre antenas (MAI) y entre datos (ISI), para generar una evaluación de los elementos de código emitidos (^x) después del escalonamiento de la etapa (B); - antes o después de dicho primer filtrado, una primera resta de interferencias (201) que utiliza una estimación de interferencias MAI e ISI previamente regenerada a partir de informaciones calculadas sobre la base de una evaluación (^s) de los datos modulados emitidos generados por un filtrado anterior; - un tratamiento (203) inverso al de la etapa (C) de emisión, que pone un práctica una reorganización de los elementos de código evaluados (^x) anteriormente; - un segundo filtrado por medio de K filtros (205, 205'') lineales adecuado para tratar la evaluación de los elementos de código emitidos (^x) así obtenida, dado el caso tras restar una estimación de interferencias entre usuarios (MUI), para generar una evaluación (^s) de los datos modulados emitidos antes del escalonamiento de la etapa (B); - antes o después de dicho segundo filtrado, una segunda resta de interferencias (204) que utiliza una estimación de interferencias MUI previamente regenerada a partir de informaciones calculadas sobre la base de una evaluación (^s) de los datos modulados emitidos generados por un filtrado anterior; - un tratamiento que genera una estimación de interferencias MAI+ISI y una estimación de interferencias MUI sobre los datos recibidos, a partir de informaciones calculadas sobre la base de dicha evaluación (^s) de los datos modulados emitidos, enviándose entonces la estimación de interferencias MAI+ISI y la estimación MUI, respectivamente, recursivamente a la siguiente primera resta (201) y a la siguiente segunda resta (204).

Description

Elemento de código de ecualización y detección multiusuario separada iterativa para sistemas de comunicaciones CDMA sobre canal MIMO.

Campo técnico general

La presente invención se refiere al campo de las comunicaciones digitales. Se refiere a la manera de descodificar eficazmente datos digitales transmitidos sobre un canal MIMO selectivo en frecuencia optimizando el equilibrio rendimiento/complejidad.

En referencia a la figura 1, se ilustra un procedimiento general de transmisión sobre canal 300 MIMO selectivo en frecuencia, entre un emisor 100 con antenas de emisión múltiples (en un número de T), que entregan señales x[n] en el instante n, y un receptor 200 con antenas de recepción múltiples (en un número de R), que reciben señales y[n] en el instante n.

Presentación general de la técnica anterior

Cualquier sistema de comunicación que gestione el acceso de usuarios múltiples sobre un mismo canal mediante la atribución de códigos de escalonamiento específicos (CDMA), tiene la capacidad limitada por la interferencia entre usuarios (designada MUI). En el marco de esta invención, se considera una transmisión sobre un canal susceptible de crear otras fuentes de interferencias como la interferencia espacial procedente de antenas múltiples durante la emisión (designada MAI) y la interferencia entre símbolos (designada ISI) introducida por la selectividad de frecuencia del canal. En recepción, estas diferentes fuentes de interferencia se suman y hacen particularmente delicado el problema de la recuperación de la información útil.

Los trabajos previos realizados por S. Verdu en los años 1980 demostraron claramente el interés de aprovechar las propiedades estructurales de la interferencia entre usuarios (MUI), entre antenas (MAI) y entre símbolos (ISI) con el fin de mejorar el rendimiento para un número de usuarios/elementos de código (también denominado "carga" (load)) fijo o mejorar la carga con rendimiento fijo.

Se han estudiado numerosos tipos de detectores lineales, que pueden soportar una carga más o menos elevada, que puede evaluarse analíticamente en régimen asintótico. Sin recurrir a técnicas iterativas, los rendimientos de estos detectores se mantienen muy inferiores al rendimiento de un detector ML, es decir un detector que utiliza un máximo de verosimilitud (para un sistema con o sin codificación).

La clase de los detectores no lineales construidos a partir de una anulación lineal iterativa de la interferencia (designada LIC-ID) ofrece por tanto un excelente equilibrio entre rendimiento y complejidad. Los detectores LIC-ID utilizan las funcionalidades siguientes: filtrado lineal, regeneración ponderada de la interferencia (sea cual sea su naturaleza), resta de la interferencia regenerada de la señal recibida. Emiten decisiones sobre los datos modulados (o símbolos) transmitidos cuya fiabilidad aumenta de forma monótona con cada nueva tentativa. Los detectores LIC-ID que están destinados a eliminar la ISI (por bloque) alcanzando de manera asintótica el rendimiento de un detector ML óptimo con una complejidad de cálculo similar a la de un ecualizador lineal. Los detectores LIC-ID que están destinados a luchar contra la MUI se aproximan al rendimiento del detector ML óptimo con una complejidad de cálculo comparable a la de un simple detector lineal.

Un punto destacable de los detectores LIC-ID es que pueden combinarse fácilmente con las decisiones duras o ponderadas emitidas por el descodificador de canal, realizando así una detección y una descodificación de los datos de manera separada e iterativa.

Para sistemas CDMA sobrecargados (MUI por hipótesis) que transmiten sobre canales MIMO selectivo en frecuencia, el nivel de interferencia es tal que en recepción resulta indispensable recurrir a los receptores LIC-ID. Cuando se elige una estrategia iterativa, la complejidad de los receptores sólo puede reducirse, y hacerse razonable, simplificando al máximo los tratamientos por iteración. Los detectores LIC-ID se han estudiado por separado para el caso ISI y para el caso MUI en el documento [1] (véase más adelante), en el caso ISI y MUI en [2] (véase más adelante).

[1] A.M. Chan, G.W. Wornell, "A New Class of Efficient Block-Iterative Interference Cancellation Techniques for Digital Communication Receivers," IEEE J. VLSI Signal Processing (Special Issue on Signal Processing for Wireless Communication Systems), vol. 30, páginas 197-215, enero - marzo 2002.

[2] W. Wang, V.H. Poor, "Iterative (Turbo) Soft Interference Cancellation and Decoding for Coded CDMA," IEEE Trans. Commun., vol. COM-47, no. 9, páginas 2356-2374, septiembre 1999.

Su generalización en el caso MUI+MAI+ISI constituye todavía un tema de investigación abierto, debido especialmente a la complejidad del tratamiento que ha de efectuarse, implicando esto último cálculos sobre matrices de tamaños particularmente importantes.

\newpage

Cuando existe una hipótesis de ortogonalidad entre los diferentes usuarios durante la emisión, un planteamiento atractivo es restablecer la ortogonalidad a nivel de elemento de código con anterioridad a cualquier tentativa de detección multiusuario. La detección multiusuario óptima se resume entonces a un banco de filtros adaptados a cada usuario. Este planteamiento, desarrollado en el documento [3] (véase más adelante) para un modelo de comunicación CDMA no sobrecargado que transmite sobre un canal SISO selectivo en frecuencia, resulta óptimo dado que se considera, por ejemplo, un escalonamiento aperiódico.

[3] M. Lenardi, D.T. Slock, "A Rake Receiver with Intracell Interference Cancellation for DS-CDMA synchronous Downlink with Orthogonal Codes," IEEE VTC, páginas 430-434, 2000.

La presente invención va más allá del marco de esta referencia al considerar un modelo de comunicación CDMA sobrecargado que transmite sobre un canal MIMO selectivo en frecuencia.

Presentación de la invención

La invención propone, según un primer aspecto, un procedimiento de recepción según una de las reivindicaciones 1 a 21.

Según un segundo aspecto, la invención propone un sistema de transmisión según la reivindicación 22.

Según un tercer aspecto, la invención propone un sistema de recepción según una de las reivindicaciones 23 a 33.

Un objeto de la presente invención es proponer un receptor para emisión CDMA "multicódigo" (K>T) y/o sobrecargada (K flujos o usuarios potenciales, factor de escalonamiento N<K) sobre canal MIMO (T antenas de emisión y R antenas de recepción) selectivo en frecuencia, bajo las hipótesis generales de ausencia de CSI (es decir, información sobre el estado del canal) durante la emisión y de conocimiento perfecto de CSI en recepción. Este receptor se basa en una combinación de técnicas y mecanismos simples, con el fin de obtener la mejor calidad de servicio posible con eficacia espectral y SNR (es decir, relación señal a ruido) fijos, o, corolariamente, el mejor caudal útil posible, con calidad de servicio, banda y SNR fijos.

Para ello, la invención supone en la emisión un dispositivo que comprende:

\bullet medios para garantizar una descorrelación temporal de las muestras de ruido que afectan a los elementos de código cuando se reforma en recepción el modelo de acceso múltiple a K usuarios potenciales en ausencia supuesta de MAI+ISI, comprendiendo dichos medios un entrelazamiento de elementos de código antes de la transmisión sobre el canal MIMO o un escalonamiento aperiódico. Obsérvese que si no es necesario un entrelazamiento de elementos de código para una codificación interna lineal aperiódica, éste sigue siendo opcional.

La invención propone un dispositivo de ecualización y de descodificación iterativo que comprende un detector de datos que recibe los datos procedentes de las diferentes antenas de emisión que comprende:

\bullet un primer filtrado lineal que trata para cada antena de emisión la interferencia MAI+ISI y que genera estadísticas sobre los elementos de código emitidos aprovechando la diversidad espacial ofrecida por las R antenas de recepción;

\bullet medios para, con anterioridad o posterioridad a cualquier filtrado lineal asociado a cada antena de emisión, restar de la señal recibida la interferencia MAI+ISI regenerada para esta antena a partir de las estimadas de los datos modulados (o simbólicos) emitidos a disposición;

\bullet medios para reordenar los elementos de código ecualizados en un sistema de acceso múltiple a K usuarios potenciales en el que el ruido aditivo que afecta a los diferentes elementos de código se supone gaussiano y blanco;

\bullet un segundo filtrado lineal que trata la interferencia MUI sobre la base de los elementos de código anteriormente ecualizados y reordenados y que genera estadísticas sobre los datos simbólicos emitidos por cada uno de los K usuarios potenciales;

\bullet medios para con anterioridad o posterioridad a cualquier filtrado lineal para cada usuario, restar de la señal observada la interferencia MUI regenerada para este usuario a partir de las estimadas de los datos simbólicos emitidos a disposición;

\bullet medios para tratar estas estadísticas y generar una información probabilística sobre bit aprovechable por una descodificación externa;

\bullet una descodificación externa con entradas y salidas ponderadas, que puede generar una información probabilística denominada extrínseca, pertinente para el cálculo de las estimadas de los datos simbólicos emitidos (en el sentido del criterio de minimización del error cuadrático medio, o MMSE);

\bullet medios para, recursivamente, concatenar la salida de la descodificación externa con el regenerador de interferencia MAI+ISI por un lado y el regenerador de interferencia MUI por otro lado.

Descripción de las figuras

Otras características y ventajas de la invención se deducirán además de la descripción siguiente, la cual es puramente ilustrativa y no limitativa y debe leerse con respecto a los dibujos adjuntos en los que:

- la figura 1 ilustra un concepto general de transmisión sobre un canal MIMO selectivo en frecuencia;

- la figura 2 ilustra una primera parte de un procedimiento de emisión que incluye una codificación de canal externa de la información digital, un entrelazamiento, y una desmultiplexación en K flujos (uno por usuario potencial);

- la figura 3 ilustra una segunda parte del procedimiento de emisión según la figura 2, que incluye una codificación interna lineal correspondiente a un escalonamiento espacio-temporal (o espacio-frecuencial) aperiódico y después una multiplexación sobre las T antenas de emisión;

- la figura 4 ilustra una segunda parte del procedimiento de emisión según la figura 2, que incluye una codificación interna lineal correspondiente a un escalonamiento espacio-temporal (o espacio-frecuencial) aperiódico, una multiplexación sobre una vía única, un entrelazamiento a nivel de elemento de código, y una desmultiplexación sobre las T antenas de emisión;

- la figura 5 ilustra una primera parte de una variante de un procedimiento de emisión, que incluye una codificación de canal externa de la información digital, un entrelazamiento, una primera desmultiplexación en T flujos (desmultiplexación espacial) y después una segunda desmultiplexación en U flujos (desmultiplexación en códi-
gos);

- la figura 6 ilustra una segunda parte del procedimiento de emisión según la figura 4, que incluye un escalonamiento temporal (o de frecuencia) aperiódico y una multiplexación independiente por antena, compatible con el modo HSDPA del UMTS;

- la figura 7, ilustra una segunda parte del procedimiento de emisión según la figura 4, que incluye un escalonamiento temporal (o de frecuencia) aperiódico seguido de una multiplexación sobre una vía única, y un entrelazamiento a nivel de elemento de código, y después de una desmultiplexación sobre las T antenas de emisión, compatible con el modo HSDPA del UMTS;

- la figura 8 ilustra un canal equivalente plano ergódico o de desvanecimiento por bloques obtenido por una descomposición del canal MIMO selectivo en frecuencia en la base de Fourier y que sirve normalmente de modelo para las modulaciones multiportadoras;

- las figuras 9 y 10 ilustran respectivamente una primera y segunda variantes de la arquitectura de una primera parte de un receptor LIC-ID según la invención, en la que sólo se indican los bloques funcionales, necesarios para la comprensión del algoritmo. La figura 9 se refiere a un esquema de emisión según las figuras 2-4, y 5-7. La figura 10 se refiere al esquema de emisión descrito por las figuras 2-3 y 5-6;

- las figuras 11a y 11b representan dos métodos de implementación equivalentes de los receptores LIC-ID que tratan las interferencias MAI+ISI, representando el método de implementación de la figura 11a las partes de filtrado y regeneración de interferencias MAI+ISI de la primera parte del detector global ilustrado en la figura 9 ó
10;

- las figuras 12a y 12b representan dos métodos de implementación equivalentes de los receptores LIC-ID que tratan las interferencias MUI, representando el método de implementación de la figura 12a las partes de filtrado y regeneración de interferencias MUI de la primera parte del detector global ilustrado en la figura 9 ó 10;

- la figura 13 ilustra la arquitectura de la segunda parte del receptor LIC-ID según la invención (estando la primera parte del detector representada por la figura 9 ó 10), en la que sólo se indican los bloques funcionales, necesarios para la comprensión del algoritmo.

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Descripción de formas preferidas de la presente invención 1. Estructura general del emisor

La recepción está íntimamente asociada al modo de emisión elegido, pudiendo definirse este último por un esquema de modulación/codificación de gran eficacia espectral, y alta capacidad de adaptabilidad, que se basa en el empleo de modulaciones por escalonamiento de espectro y en el uso de antenas múltiples en emisión y en recepción. La solución propuesta es pertinente bajo la hipótesis de una ausencia de conocimiento del canal en la emisión (sin CSI) y de un conocimiento perfecto del canal en recepción (CSI). El modelo de comunicación se describe brevemente a continuación, con el fin de presentar una forma preferida de la presente invención.

\newpage

En referencia a la figura 2 y a la figura 5, los datos digitales útiles se recogen y agrupan en un mensaje m de K_{o} bits que constituyen la fuente 101 de los datos digitales en emisión. A cualquier mensaje m, un código C_{o} externo lineal, de matriz G_{o} generatriz de dimensión N_{o} x K_{o} y construido sobre F_{2} asigna en 102 una palabra v de código de longitud N_{o} bits, definida por la relación matricial:

v=G_{o}m

El rendimiento de la codificación externa es:

1

La longitud N_{o} de las palabras de código está asociada a los diferentes parámetros del sistema por la relación:

1000

donde K designa el número total de usuarios potenciales, L la longitud de los paquetes (en tiempo de símbolo) y q el número de bits por símbolo de modulación. El código puede ser de cualquier tipo, por ejemplo un código convolutivo, un turbocódigo, un código LDPC,.... En una configuración de tipo acceso múltiple, el mensaje m consiste en una pluralidad de mensajes procedentes de fuentes diferentes y multiplexadas. La codificación se efectúa independientemente sobre cada mensaje componente. La palabra de código v resulta de la concatenación en 103 de las diferentes palabras de código producidas.

La palabra de código v se envía en un entrelazador 104 (que opera a nivel binario y, dado el caso, dotado de una estructura particular). En una configuración de tipo acceso múltiple, el entrelazamiento actúa por tramos sobre las diferentes palabras de código situadas unas tras otras. La salida de este entrelazador está fragmentada en KL q-uplas de bits, denominados enteros. El flujo de enteros se somete a un procedimiento de desmultiplexación 105 sobre K vías distintas, pudiendo elegirse K de forma que sea estrictamente superior a T. La salida de esta operación es una matriz de enteros D de dimensión K x L. Las L columnas d[n] n = 0,..., L-1 de esta matriz D tienen la estructura siguiente:

2

donde los enteros componentes d_{k} [n] k = 1,..., K son a su vez estructuras según lo siguiente:

200

En referencia a la figura 3, 4, 6 ó 7, los enteros d_{k} [n] de la matriz D se modulan a continuación individualmente en 107 en datos modulados, o más precisamente en símbolos complejos s_{k} [n] de una constelación con 2000 a
Q = 2^{q} elementos a través de una tabla de modulación 2001 Esta operación transforma la matriz de enteros D en una matriz S compleja de dimensión K x L cuyas L columnas s[n]n=0,..., L-1 son estructuras según lo siguiente:

3

Resulta útil precisar las relaciones inversas siguientes:

4

A continuación se efectúa una codificación interna lineal (o escalonamiento de los datos). Son posibles varias opciones en lo que se refiere a la definición de la matriz W generatriz de la codificación interna lineal (más precisamente: matriz generatriz de la codificación interna lineal sobre el cuerpo de los complejos) que pueden influir sobre la estructura del emisor y sobre las características de los extremos frontales lineales en recepción.

\newpage

\bullet Escalonamiento (o codificación interna lineal) periódica donde W se reutiliza en cada tiempo de símbolo. Para garantizar la descorrelación temporal de las muestras de ruido que afectan a los elementos de código cuando se reforma el sistema de acceso múltiple tras la ecualización, debe aplicarse un entrelazamiento de elemento de código antes de la transmisión sobre el canal MIMO;

\bullet Escalonamiento (o codificación interna lineal) aperiódico donde W_{n} depende explícitamente del tiempo de símbolo. El escalonamiento aperiódico garantiza la descorrelación temporal de las muestras de ruido que afectan a los elementos de código cuando se reforma el sistema de acceso múltiple tras la ecualización. El entrelazamiento de elemento de código ya no es necesario pero sigue siendo opcional.

Por otro lado, el escalonamiento puede ser espacio-temporal (o espacio-frecuencial) o únicamente temporal (o frecuencial) cuando se realiza independientemente por antena.

1.1 Escalonamiento (o codificación interna lineal) espacio-temporal (o espacio-frecuencial)

Se supone aquí, en referencia a la figura 3 ó 4, un escalonamiento espacio-temporal (o espacio-frecuencial) periódico o aperiódico.

El escalonamiento espacio-temporal (o espacio-frecuencial) se realiza para cada matriz S por medio de una matriz W_{n} de codificación interna (que se designa W en el caso periódico) de dimensión N x K con:

5

Esta matriz generatriz también se denomina matriz de escalonamiento. A título de ejemplo, puede considerarse que esta matriz está construida a partir de N códigos de escalonamiento ortogonales de factor de escalonamiento N. Esta codificación interna lineal corresponde por tanto, en este caso, a un escalonamiento espacio-temporal (espacio-frecuencial) de factor de escalonamiento N. Se denomina rendimiento de codificación interna (o carga) del sistema a la relación:

6

La multiplicación en 108 del vector de símbolos s[n] por la matriz W_{n} generatriz da lugar a un vector:

7

La relación también puede escribirse a nivel matricial:

8

1.1.1 Caso en el que el escalonamiento va seguido de un entrelazamiento de elemento de código

Es necesario poner en práctica este entrelazamiento de elemento de código si el escalonamiento es periódico (W=W_{n}), con el fin de poder poner en práctica (en lo sucesivo) la recepción según la invención.

En referencia a la figura 4, los vectores de elementos de código z[n] n = 0,...,L-1 se multiplexan en 109 en un flujo de elementos de código único. El flujo de elementos de código ataca entonces un entrelazador 110 de elemento de código, cuya salida se desmultiplexa en 111 en T flujos de elementos de código distintos (uno por antena de
emisión).

Esta operación tiene como efecto transformar la matriz Z de elementos de código de dimensión N x L:

9

en una matriz X de elementos de código de dimensión T x LS_{F}:

10

cuyas columnas x[l] l = 0,..., LS_{F} -1 constituyen las entradas del canal MIMO:

11

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1.1.2 Caso en el que el escalonamiento no va seguido de un entrelazamiento de elemento de código

En referencia a la figura 3, los vectores de elementos de código z[n] n = 0, ..., L-1 se desmultiplexan en T flujos de elementos de código distintos (111, uno por antena de emisión). Esta operación tiene como efecto transformar la matriz Z de elementos de código de dimensión N x L:

12

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en una matriz X de elementos de código de dimensión T x LS_{F}:

13

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cuyas columnas x[l] l = 0,..., LS_{F} - 1 constituyen las entradas del canal MIMO:

14

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1.2 Escalonamiento (o codificación interna lineal) temporal (o de frecuencia)

En esta variante según la invención, en referencia a la figura 6 ó 7, compatible con el modo HSDPA de la norma UMTS, se dispone de S_{F} códigos ortogonales de longitud S_{F}. El parámetro N es siempre un múltiplo de T:

15

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Los S_{F} códigos a disposición se reutilizan sobre cada antena de emisión (principio denominado de "reutilización de código"). El escalonamiento, realizado independientemente por antena, es temporal (o frecuencial), aperiódico o periódico (W_{n} = W en el caso periódico).

Esto impone que K sea también un múltiplo de T:

16

Esta condición no limitativa según la invención conlleva por tanto una nueva expresión del rendimiento de codificación interna (también denominado carga):

17

La matriz W_{n} generatriz tiene una estructura diagonal por bloques:

18

estando asociado el bloque W_{n}^{(t)} de la matriz generatriz a la antena t de dimensión S_{F} x U.

En referencia a la figura 5, el vector de entero d[n] (desmultiplexado en 105, tras haber sido codificado en 102 y entrelazado en 104) emitido en el instante n tiene la estructura particular siguiente:

19

donde los vectores de símbolos d^{(t)} [n] t = 1,...,T se definen a su vez como:

20

En referencia a la figura 5, la modulación 107 de estos datos multiplexados d[n] da un vector de datos modulados (o también de símbolos) emitidos en el instante n que tienen la estructura particular siguiente:

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21

donde los vectores de símbolos s^{(t)} [n] t =1,...,T se definen a su vez como:

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22

La multiplicación 108 del vector de símbolos s[n] por la matriz W_{n} generatriz da lugar al vector:

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23

que tiene también una estructura particular:

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24

donde los vectores de elementos de código z^{(t)} [n] t = 1,...,T se definen a su vez como:

25

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1.2.1 Caso en el que el escalonamiento va seguido de un entrelazamiento de elemento de código

Es necesario poner en práctica este entrelazamiento de elemento de código si el escalonamiento es periódico (W=W_{n}), para poder poner en práctica (en lo sucesivo) la recepción según la invención.

En referencia a la figura 7, los vectores de elementos de código z[n] n = 0,..., L-1 se multiplexan en 109 en un flujo de elementos de código único. El flujo de elementos de código ataca entonces un entrelazador 110, cuya salida se desmultiplexa en 111 en T flujos de elementos de código distintos (uno por antena de emisión). Esta operación tiene como efecto transformar la matriz Z de elementos de código de dimensión NxL:

26

en una matriz X de elementos de código de dimensión T x LS_{F}:

27

cuyas columnas x[l] l = 0, ..., LS_{F} -1 constituyen las entradas del canal MIMO:

28

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1.2.2 Caso en el que el escalonamiento no va seguido de un entrelazamiento de elemento de código

En referencia a la figura 6, los vectores de elementos de código z^{(t)}[n] se multiplexan a continuación en 109-t sobre la antena t de emisión.

Se observará que, en esta variante de emisión, la recuperación de la diversidad espacial se realiza a través del código G_{0} (en 102) y del entrelazamiento binario (en 104) externos. La capacidad de sobrecarga, conocida para aumentar con la longitud de los códigos de escalonamiento, es menor.

El procedimiento de emisión se inscribe naturalmente en la clase general de los códigos espacio-tiempo. La eficacia espectral del sistema (en bits por utilización del canal), bajo la hipótesis de un filtro de Nyquist ideal de banda limitada, es igual a:

29

En la práctica, el filtro de puesta en práctica durante la emisión presenta un factor \varepsilon de desbordamiento distinto de cero (roll-off). En recepción, podrá aplicarse un filtro adaptado a este filtro de emisión para todas las antenas de recepción. Se supone que las funciones de estimación de canal y de sincronización de ritmo y de portadora se realizan de tal manera que los coeficientes de respuesta de impulsos del canal estén espaciados de forma regular un valor igual al tiempo de elemento de código (canal equivalente en banda de base discreta al tiempo de elemento de código). Esta hipótesis es legítima, imponiendo el teorema de muestreo de Shannon un muestreo en el ritmo (1+\varepsilon)/T_{c} que puede aproximarse por 1/T_{c} cuando \varepsilon es pequeño. Podrán generalizarse de forma directa las expresiones siguientes para un muestreo igual a un múltiplo de 1/T_{c}.

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2. Modelo de canal

La transmisión se realiza sobre un canal de bloques B con entradas y salidas múltiples (MIMO) selectivo en frecuencia:

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30

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El canal H^{(b)} se supone constante sobre L_{X} elementos de código con la convención:

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31

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La matriz X de elementos de código puede segmentarse en B matrices de elementos de código distintas X^{(1)},..., X^{(B)}, de dimensión T x L_{x} (completadas a derecha y a izquierda por ceros físicos o tiempo de espera si es necesario), viendo cada matriz X^{(b)} el canal H^{(b)}. Los casos extremos del modelo de bloques B son los siguientes:

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32

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Una renumeración de los elementos de código se aplica al interior de cada bloque.

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2.1. Modelo de canal convolutivo

Para cualquier índice de bloque b, el modelo de canal equivalente en banda de base a tiempo discreto (ritmo de elemento de código) permite escribir el vector 300 recibido en el instante de elemento de código 1 en forma de:

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33

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donde P designa la longitud de limitación del canal (en elementos de código), 301 designa el vector complejo de T elementos de código emitidos en el instante de elemento de código 1, donde 340 es el coeficiente matricial indexado p de la respuesta de impulsos del canal MIMO bloque indexado b y donde 341 es el vector complejo de ruido aditivo. Los vectores complejos de ruido aditivo v^{(b)} [l] se suponen independientes e idénticamente distribuidos según una ley gaussiana R-dimensional de simetría circular de media cero y de matriz de covarianza \sigma^{2}I. Los P coeficientes de la respuesta de impulsos son matrices complejas de dimensión RxT, cuyas entradas son gaussianas independientes idénticamente distribuidas, de media cero y de matriz de covarianza que satisfacen la limitación global de normalización en potencia:

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en el caso de un sistema de potencia igualmente repartida entre las diferentes antenas de emisión. Bajo estas hipótesis, los valores propios de las matrices de correlación de los diferentes coeficientes del canal MIMO siguen una distribución de Wishart. Se subraya que un reparto igual de la potencia sobre las antenas de emisión es una política de asignación de potencia legítima en el caso de una ausencia de conocimiento del canal en el emisor (sin CSI).

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2.2. Modelo de canal matricial bloque

Para introducir el algoritmo de descodificación de los datos, ha de hacerse aparecer un sistema matricial en conjunto de tipo:

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donde:

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y donde H^{(b)} es la matriz de Sylvester para el canal:

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2.3. Modelo de canal matricial de ventana deslizante

En la práctica, para reducir las dimensiones, se utiliza un modelo de ventana deslizante de longitud:

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Se obtiene el nuevo sistema:

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donde:

40

y donde H^{(b)} es la matriz de Sylvester para el canal 300:

41

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3. Transmisión monoportadora sobre canal MIMO de múltiples trayectorias (HSDPA)

Se supone aquí que el caudal es muy elevado y que el tiempo de coherencia del canal es grande, de tal modo que L_{X} >> S_{F}. Para el modo HSDPA de la norma UMTS, el canal es casi estático, es decir cuando B=1.

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4. Transmisión multiportadora sobre canal MIMO de múltiples trayectorias (MC-CDMA)

El escalonamiento (o también la codificación interna lineal) es en este caso espacio-frecuencial o de frecuencia. En referencia a la figura 8, el experto en la técnica sabe bien que la introducción de una IFFT en emisión 120 y de una FFT en recepción 220 (próxima a los entrelazamientos) da un canal equivalente no selectivo en frecuencia (canal modelizado por una matriz circulante gracias al uso de prefijos cíclicos, y que después se hace diagonal en la base de Fourier). Así, cada portadora ve un canal MIMO plano. Conforme al formalismo anteriormente presentado, el canal tras la FFT puede verse como un canal no selectivo (P = 1) y de bloques B. La anchura de la ventana deslizante para el cálculo de los filtros es L_{W} = 1.

5. Estructura general del receptor 200

El receptor iterativo 200 está descompuesto en dos fases sucesivas de anulación de interferencia. Una primera fase anula las interferencias MAI+ISI a nivel de elemento de código e intenta restablecer la ortogonalidad dentro de los grupos de usuarios en todas las antenas. La segunda fase anula las interferencias MUI, una vez restablecida la ortogonalidad dentro de los grupos de usuarios. Las dos fases se activan varias veces. Teniendo en cuenta las dimensiones del problema, sólo se prevén planteamientos lineales basados en los filtros de Wiener (criterio MMSE) o simples filtros adaptados (mono usuario). En los dos casos, una versión ponderada de la interferencia se retira antes o después del filtrado.

5.1. Estimación MMSE de los símbolos emitidos

En cualquier iteración i, se supone un conocimiento a priori sobre los datos expresado a través de relaciones logarítmicas sobre los bits de los símbolos (también denominado datos modulados) emitidos:

42

Por convención, estas relaciones valen 0 en la primera iteración.

En referencia a la figura 9 ó 10, a partir de esta información a priori, puede hallarse en 212 la matriz \overline{S}^{i} de las estimadas, en el sentido del criterio MMSE, de los símbolos s_{k} [n] por los diferentes usuarios k = 1,..., K en los instantes n = 0,..., L-1. La estimada de un símbolo se expresa como:

43

Cuando la profundidad del entrelazamiento espacio-tiempo es grande, la probabilidad a priori sobre un símbolo puede aproximarse por el producto de las probabilidades marginales de los bits que lo componen:

44

teniendo lugar la igualdad para una profundidad de entrelazamiento infinita.

Al introducir la relación logarítmica 450 de las probabilidades a priori sobre bit anteriormente definido, se puede escribir que:

45

y hallar finalmente:

46

5.2. Estimación MMSE de los elementos de código emitidos

A partir de los vectores de datos simbólicos estimados \overline{s}^{i}[n], se puede crear en 214 (aplicando a las estimadas la matriz de escalonamiento W_{n} utilizada en la emisión) los vectores de elementos de código estimados en cada iteración i:

47

que componen la matriz \overline{Z}^{i} estimada.

Se pone en práctica entonces un tratamiento 215 (que puede comprender una multiplexación, una desmultiplexación, un entrelazamiento de elemento de código, un recorte por bloques).

El tratamiento 215 es un tratamiento conforme al aplicado en la emisión aguas abajo del escalonamiento 108 (véase una de las figuras 3, 4, 6 y 7).

Así, por ejemplo, si el tratamiento en emisión comprendía una simple multiplexación sobre las T antenas de emisión, tal como se ilustra en las figuras 3 y 6, el tratamiento 215 comprende una multiplexación sobre T vías (ilustrada en la figura 10).

Así, por ejemplo, si el tratamiento en emisión comprendía una multiplexación 109 sobre una vía y después un entrelazamiento de elemento de código 110 y una desmultiplexación (111) sobre las T antenas de emisión, tal como se ilustra en las figuras 4 y 7, el tratamiento 215 en recepción comprende una multiplexación sobre una vía, un entrelazamiento de elemento de código y una desmultiplexación sobre T vías (ilustrada en la figura 9).

A la salida del tratamiento 215, se generan entonces (deducido de\overline{Z}^{i}) las matrices \overline{X}^{i}^{(1)},..., \overline{X}^{i}^{(B)} cuyas columnas son los vectores:

48

que sirven para la anulación lineal iterativa de las interferencias MAI+ISI en 201.

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5.3. Restablecimiento de la ortogonalidad entre los grupos de usuarios mediante ecualización al tiempo de elemento de código

En esta sección, se considera un bloque dado de índice b que se ha emitido por la antena t, suponiéndose el tratamiento idéntico para todos. La invención sugiere sustituir la detección óptima de los elementos de código x_{t}[l] (en el sentido del criterio MAP) por una estimación en el sentido del criterio MMSE (desviado), derivada sobre la base del modelo de ventana deslizante, cuya complejidad es polinomial en los parámetros del sistema y ya no exponencial. En cada iteración i, se calcula en 202 un primer filtro 480 que, a partir de una observación actualizada (sobre una parte del bloque) suprime las interferencias MAI+ISI que corrompen el elemento de código x_{t} [l] y produce una evaluación \hat{x}_{t}[l] de elementos de código emitidos minimizando el error cuadrático medio (MSE):

49

con la limitación de una ausencia de desviación.

Se prefiere una MSE no condicional por motivos de complejidad: el primer filtro f_{t}^{i} es por tanto invariante en el tiempo para el bloque considerado del canal determinado (calculándose el filtro una vez y una sola para el bloque b de datos tratado).

A partir del vector de las estimadas de los elementos de código en la iteración i:

50

se define en 216 la versión modificada, que comprende un 0 en posición L_{1}T + t , que sirve para la regeneración de la interferencia MAI+ISI 216 para el símbolo x_{t} [l]:

51

Se regenera así una estimación de interferencias MAI+ISI en 216, multiplicando este último vector con dicha matriz de Sylvester H (su cálculo se ha descrito anteriormente en el apartado 2.2 ó 2.3).

52

\newpage

El primer filtro 202 (de Wiener) se aplica al vector de observación obtenido después de restar en 201 esta interferencia MAI+ISI regenerada:

53

Este primer filtro 202 minimiza la MSE no condicional sobre la estimación (desviada) del elemento de código x_{t}[l] y puede derivarse fácilmente a partir del teorema de la proyección ortogonal:

54

donde e_{t} es el vector de dimensión (L_{W} + P-1)T que tiene un 1 en posición L_{1}T + t y ceros en el resto de posiciones y donde:

55

con el término \sigma_{x}^{2}I situado en la posición L_{1}T+t sobre la diagonal y \sigma_{\overline{x}}^{i2} evaluado utilizando el estimador consistente:

56

Para cumplir con la limitación de ausencia de desviación, el filtro debe multiplicarse a la izquierda por el factor correctivo:

57

Se obtiene la expresión final del filtro:

58

En una variante, este filtro puede sustituirse, totalmente o a partir de una iteración i dada (i\geq1), por su versión de filtro adaptado mono usuario (SUMF) dada por:

59

La evaluada del elemento de código x_{t}[l] corresponde entonces, a la salida del primer 202 filtro en:

60

La varianza de MAI+ISI residual más ruido es entonces igual a:

61

y puede evaluarse en la práctica por el estimador por:

62

Otra variante posible de ecualización

En referencia a la figura 11b está representada una variante en cuanto a la forma de poner en práctica el primer filtrado 202' y la regeneración 210' de interferencias MAI+ISI, que puede compararse al primer filtrado 202 y a la regeneración 210 de interferencias MAI+ISI de la figura 11a (representando estas dos etapas de detección comprendidas en el esquema de la figura 9 ó 10).

En referencia a la figura 11b, el primer filtrado 202' se realiza aquí aguas arriba de la primera resta 201 de interferencias MAI+ISI regeneradas en 210', y no aguas abajo como es el caso en referencia a la figura 11a.

El primero filtro f' utilizado y la matriz de reconstrucción de interferencias MAI+ISI designado aquí b1' utilizados pueden deducirse de manera trivial del primer filtro f y de la matriz de reconstrucción de interferencias MAI+ISI designado aquí b_{1} anteriormente calculados (véase más arriba en referencia a las figuras 9 ó 10, y 11a), a partir de la igualdad siguiente:

63

Para deducir entonces que:

64

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5.4. Modelo de acceso múltiple gaussiano equivalente y detección multiusuario

Los dos casos distinguidos en la emisión (es decir escalonamiento espacio-temporal (o espacio-frecuencial), y escalonamiento temporal (o frecuencial)) dan lugar a 1 o T modelos de acceso múltiple diferentes.

5.4.1 Escalonamiento espacio-temporal (o espacio-frecuencial) en la emisión

En referencia a las figuras 9 y 10, las matrices de elementos de código \hat{X}^{i}^{(1)}, ..., \hat{X}^{i}^{(B)} se reagrupan en este caso en una única matriz \hat{X}, reorganizada a su vez, tras el tratamiento 203, en una única matriz \hat{Z}^{i} de dimensión N x L; el tratamiento 203 correspondiente a la inversa del tratamiento 215 descrito en 5.2.

Se obtiene entonces un modelo de acceso múltiple (canónico) gaussiano equivalente del tipo:

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65

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La matriz de elementos de código observados se designa:

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66

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La matriz de muestras de ruido en el tiempo se designa:

67

\newpage

Para cada instante n, se dice que:

68

la matriz de covarianza de los vectores de MAI+ISI residual más ruido. Ésta se hace diagonal o bien gracias al desentrelazamiento de elemento de código incluido en 203, o bien por el carácter aperiódico del escalonamiento. Sus elementos diagonales se deducen de las varianzas anteriormente estimadas:

69

Para simplificar los tratamientos siguientes (detección multiusuario MMSE), puede suponerse una varianza de muestras de ruido constante para el conjunto del sistema:

70

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Se elimina entonces la dependencia temporal:

71

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5.4.1.1 Escalonamiento espacio-temporal (espacio-frecuencial) periódico en la emisión

Como se ha visto anteriormente, cuando el escalonamiento es periódico, se ha puesto en práctica un entrelazador (110) de elemento de código en la emisión, de modo que el tratamiento 203 incluye un desentrelazamiento de elemento de código en referencia a la figura 9.

Variante 1: Régimen sobrecargado: detección multiusuario MMSE

Se sustituye aquí la detección óptima de los símbolos s_{k}[n] (en el sentido del criterio MAP) por una evaluación MMSE no desviada, cuya complejidad es polinomial en los parámetros del sistema y no exponencial. En cada iteración i, para cada usuario potencial k, se calcula en 204 un segundo filtro 700 que, sobre la base de una observación actualizada (que afecta a la columna indexada n del modelo anterior), suprime las interferencias MUI que corrompen el símbolo s_{k}[n] y produce una evaluación 701 de los datos modulados (o símbolos) emitidos minimizando el error cuadrático medio (MSE):

72

con la limitación de una ausencia de desviación. Se preferirá una MSE no condicional por motivos de complejidad: el segundo filtro g_{k}^{i} es por tanto invariante en el tiempo para el bloque considerado del canal determinado (es decir calculado una vez y una sola en el conjunto del bloque tratado).

A partir del vector de las estimadas de los símbolos en la iteración i:

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73

\newpage

es posible definir en 213 la versión modificada, que comprende un 0 en posición k, que sirve para la regeneración 213 de la interferencia MUI para el símbolo s_{k}[n]:

74

Una estimación de interferencias MUI se regenera por tanto en 213, multiplicando este último vector con la matriz W de escalonamiento utilizada en la emisión:

75

El segundo filtro (de Wiener, desviado) se aplica entonces en 205 al vector de observación obtenido tras la resta 204 de esta interferencia MUI regenerada:

76

Este segundo filtro 205 minimiza la MSE no condicional sobre la estimación del símbolo s_{k}[n] y puede derivarse fácilmente a partir del teorema de la proyección ortogonal:

77

donde e_{k} es el vector de dimensión K que tiene un 1 en posición k y ceros en las demás posiciones y donde:

78

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con \sigma_{s}^{2} situado en la posición k sobre la diagonal y \sigma_{\overline{s}}^{i \ 2} evaluado utilizando el estimador consistente:

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79

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Para cumplir con la limitación de ausencia de desviación, el segundo filtro debe multiplicarse a la izquierda por el factor correctivo:

80

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Se obtiene entonces la expresión final del segundo filtro:

81

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La evaluada del símbolo s_{k}[n] corresponde a la salida del segundo filtro 205 a:

82

La varianza del término de interferencias MUI residuales más ruido \xi^{i}_{k} [n] puede evaluarse a través del estimador consistente en:

83

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Variante 2: Régimen sobrecargado: detección SUMF ("Single User Matched-Filter")

En una versión simplificada, puede sustituirse en 205 el segundo filtro MMSE a partir de una iteración cualquiera i por un segundo filtro SUMF:

84

Se obtiene la evaluada:

85

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Esta aproximación permite evitar el cálculo de las matrices inversas de dimensión N x N.

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Variante 3: Régimen no sobrecargado

En el caso no sobrecargado, se tiene:

86

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La detección se resume en aplicar en 205 el segundo filtro 860 al vector de observación.

Se obtiene entonces directamente la evaluada por:

87

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5.4.1.2 Escalonamiento espacio-temporal (espacio -frecuencial) aperiódico

En este caso, el tratamiento 203 puede incluir o no un desentrelazamiento de elemento de código en referencia a las figuras 9 y 10. El modelo de acceso múltiple (canónico) gaussiano equivalente se escribe ahora:

88

Sólo las detecciones de tipo SUMF son de complejidad razonable en el caso aperiódico, y por tanto se pondrán en práctica preferiblemente.

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Variante 1: Régimen sobrecargado

El filtro tiene entonces la expresión siguiente:

89

\newpage

Variante 2: Régimen no sobrecargado

El filtro tiene entonces la expresión siguiente:

90

5.4.2. Escalonamiento temporal (o frecuencial) en la emisión

Las matrices de elementos de código \hat{X}^{i}^{(1)},..., \hat{X}^{i}^{(B)} se reagrupan en una única matriz \hat{X}. Tras el tratamiento 203, y en referencia a las figuras 9 y 10, \hat{X} se reorganiza en T matrices \hat{Z}^{i(1)},..., \hat{Z}^{i(T)} de dimensión S_{F} x L correspondiente a T modelos de acceso múltiple (canónicos) gaussianos equivalentes independientes del tipo:

91

La matriz de elementos de código observados se designa:

92

La matriz de muestras de ruido descorrelacionadas en el tiempo:

93

Para cada instante, se establece:

94

la matriz de covarianza de los vectores de MAI+ISI residual más ruido. Ésta se hace diagonal o bien por el desentrelazamiento de elemento de código incluido en el tratamiento 203 o bien por el carácter aperiódico del escalonamiento. Sus elementos diagonales se deducen de las varianzas anteriormente estimadas

95

sobre los diferentes bloques tratados.

Para simplificar los tratamientos que siguen (detección multiusuario MMSE), puede suponerse una varianza de muestras de ruido constante para el conjunto del sistema:

96

Se elimina entonces la dependencia temporal:

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97

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Al ser los cálculos de los filtros g_{u}^{i(t)} por modelo de acceso múltiple similares al caso anterior, éstos no se explicitarán.

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5.4.2.1 Escalonamiento temporal (o frecuencial) periódico en la emisión

Como se ha visto anteriormente, cuando el escalonamiento es periódico, se ha puesto en práctica un entrelazador de elemento de código (110) en la emisión, de modo que el tratamiento 203 incluye un desentrelazamiento de elemento de código en referencia a la figura 9.

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Variante 1: Régimen sobrecargado: detección multiusuario MMSE

El filtro tiene entonces la expresión siguiente:

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98

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A partir de una iteración i cualquiera, el filtro MMSE puede sustituirse por su versión subóptima SUMF:

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99

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Variante 3: Régimen no sobrecargado

El filtro tiene entonces la expresión siguiente:

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100

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5.4.2.2 Escalonamiento temporal (o frecuencial) periódico aperiódico en la emisión

En este caso, el tratamiento 203 puede incluir o no un desentrelazamiento de elemento de código en referencia a las figuras 9 y 10. Los T modelos de acceso múltiple (canónico) gaussiano equivalente se escriben ahora:

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101

Sólo las detecciones de tipo SUMF son de complejidad razonable en el caso aperiódico.

\vskip1.000000\baselineskip

Variante 1: Régimen sobrecargado

El filtro tiene entonces la expresión siguiente:

102

Variante 2: Régimen no sobrecargado

El filtro tiene entonces la expresión siguiente:

103

Otra variante posible de la ecualización

Sean cuales sean los casos rechazados en los apartados 5.4.1 y 5.4.2, existe también una variante en cuanto a la forma de poner en práctica el segundo filtrado 205' y la regeneración 213' de interferencias MUI (en referencia a la figura 12b), que puede compararse con el segundo filtrado 205 y con la regeneración 213 de interferencias MUI de la figura 12a (representando estas dos etapas de detección comprendidas en el esquema de la figura 9 ó 10).

En referencia a la figura 12b, el segundo filtrado 205' se realiza aquí aguas arriba de la segunda resta 204 de interferencias regeneradas en 213', y no aguas abajo como es el caso en referencia a la figura 12a.

El segundo filtro g' utilizado y la matriz de reconstrucción b_{2}' de interferencias MUI utilizadas pueden deducirse de forma trivial del segundo filtro g y de la matriz de reconstrucción b_{2} de interferencias MUI anteriormente calculados (véase más arriba en referencia a las figuras 9 ó 10, y 12a), a partir de la siguiente igualdad:

104

Para deducir entonces que:

105

5.5. Intercambio de información probabilística con el descodificador de canal

Basándose en las salidas del segundo filtrado 205 lineal con K filtros, q relación logarítmica de probabilidad a posteriori (APP) se calculan en 206 para cada símbolo en cada instante n = 0, ..., L-1, para cada usuario k = 1, ..., K. Estas cantidades probabilísticas se definen como:

106

y tienen las referencias \wedge en las figuras 9, 10 y 13:

Es decir también:

107

donde se introduce:

108

El desarrollo del numerador y del denominador da:

109

Las verosimilitudes se expresan como:

110

En cada iteración i, una información a priori sobre los bits de los diferentes símbolos, procedentes del o de los descodificadores 209 de canal, está disponible y puede aprovecharse en forma de relaciones logarítmicas de probabilidad a priori, previamente introducidas y de las que se recuerda la expresión:

111

Suponiendo un entrelazamiento espacio-temporal de profundidad suficientemente grande, puede escribirse:

112

La información extrínseca sobre cada bit emitido por los demoduladores 206 en la salida ponderada con destino al descodificador 209 de canal se halla entonces en 207 por:

113

Todas las relaciones logarítmicas de información extrínseca sobre bits se recogen a continuación para todos los bloques, y después se multiplexan adecuadamente y se desentrelazan a nivel binario en 208, con destino al descodificador 209 de canal.

El descodificador 209 observa un único vector 1140 compuesto por N_{o} relaciones logarítmicas de probabilidad intrínseca sobre bit (una por bit de la palabra v de código). La descodificación 209 utiliza entonces un algoritmo, tal como un algoritmo de Viterbi combinado flexible, para emitir el logaritmo \lambda de una relación de probabilidades de informaciones a posteriori sobre bits de los datos modulados (o símbolos) emitidos.

Este algorítmico \lambda es la base sobre la que se calculan en 210a y en 210b las relaciones logarítmicas de información extrínseca sobre bit tras la descodificación, formalmente definidas \foralll = 1, ..., N_{o} como:

114

Las relaciones logarítmicas de información extrínseca sobre bits de palabra de código 1141 calculadas en la iteración i se asimilan, tras el entrelazamiento binario y la desmultiplexación 211a y 211b a las relaciones logarítmicas de probabilidad a priori sobre bits de símbolos 1142 en la iteración siguiente.

La recepción según la invención se refiere no sólo a un procedimiento que permite su puesta en práctica, si no también al sistema adecuado para ejecutarlo, así como a cualquier sistema de transmisión que integre este sistema de recepción.

Claims

1. Procedimiento de recepción para comunicación sobre canal selectivo en frecuencia con varias antenas en emisión y con varias antenas en recepción, caracterizado porque la recepción es adecuada para tratar datos recibidos por las antenas de recepción que habían sido, en el momento de su emisión, sucesivamente:

(A) modulados (107) sobre un número K de vías, siendo K estrictamente superior al número T de antenas de emisión;

(B) escalonados (108) con una matriz (W) de escalonamiento periódica o (W_{n}) aperiódica de dimensiones NxK donde N es estrictamente superior a T, sobre los vectores de dimensión K de los datos modulados;

(C) tratados para transmitirse a partir de las T antenas de emisión; y

porque la recepción pone en práctica iterativamente para ello:

- un primer filtrado por medio de T filtros (202, 202') lineales adecuado para tratar los datos recibidos, dado el caso tras restar (201) una estimación de interferencias entre antenas (MAI) y entre datos (ISI), para generar una evaluación de los elementos de código emitidos (\hat{x}) después del escalonamiento de la etapa (B);

- antes o después de dicho primer filtrado, una primera resta de interferencias (201) que utiliza una estimación de interferencias MAI e ISI previamente regenerada a partir de informaciones calculadas sobre la base de una evaluación (\hat{s}) de los datos modulados emitidos generados por un filtrado anterior;

- un tratamiento (203) inverso al de la etapa (C) de emisión, que pone un práctica una reorganización de los elementos de código evaluados (\hat{x}) anteriormente;

- un segundo filtrado por medio de K filtros (205, 205') lineales adecuado para tratar la evaluación de los elementos de código emitidos (\hat{x}) así obtenida, dado el caso tras restar una estimación de interferencias entre usuarios (MUI), para generar una evaluación (\hat{s}) de los datos modulados emitidos antes del escalonamiento de la etapa (B);

- antes o después de dicho segundo filtrado, una segunda resta de interferencias (204) que utiliza una estimación de interferencias MUI previamente regenerada a partir de informaciones calculadas sobre la base de una evaluación (\hat{s}) de los datos modulados emitidos generados por un filtrado anterior;

- un tratamiento que genera una estimación de interferencias MAI+ISI y una estimación de interferencias MUI sobre los datos recibidos, a partir de informaciones calculadas sobre la base de dicha evaluación (\hat{s}) de los datos modulados emitidos, enviándose entonces la estimación de interferencias MAI+ISI y la estimación MUI, respectivamente, recursivamente a la siguiente primera resta (201) y a la siguiente segunda resta (204).

2. Procedimiento de recepción según la reivindicación 1, caracterizado porque los T primeros filtros se derivan según el criterio de minimización del error cuadrático medio denominado no condicional, siendo los T primeros filtros invariantes en el tiempo para un canal dado.

3. Procedimiento de recepción según una de las reivindicaciones 1 y 2, caracterizado porque los T primeros filtros son filtros adaptados (comúnmente denominados SUMF para "Single User Matched-Filter").

4. Procedimiento de recepción según la reivindicación 1, caracterizado porque los T primeros filtros se derivan inicialmente según el criterio de minimización del error cuadrático medio (MMSE), y después pasan a ser filtros adaptados (comúnmente denominados SUMF para "Single User Matched-Filter") a partir de una iteración
dada.

5. Procedimiento de recepción según una de las reivindicaciones 1 a 4. caracterizado porque el escalonamiento de la etapa (B) de la emisión se ha realizado de forma periódica, porque la etapa (C) comprendía un entrelazamiento por elemento de código, y porque los segundos K filtros se derivan según el criterio de minimización del error cuadrático medio denominado no condicional, siendo los K segundos filtros invariantes en el tiempo para un canal dado.

6. Procedimiento de recepción según una de las reivindicaciones 1 a 4, caracterizado porque los K segundos filtros son filtros adaptados (comúnmente denominados SUMF para "Single User Matched-Filter").

7. Procedimiento de recepción según una de las reivindicaciones 1 a 4, caracterizado porque el escalonamiento de la etapa (B) de la emisión se ha realizado de forma periódica, porque la etapa (C) comprendía un entrelazamiento por elemento de código, y porque los K segundos filtros se derivan inicialmente según el criterio de minimización del error cuadrático medio denominado no condicional (siendo por tanto los K segundos filtros invariantes en el tiempo para un canal dado), y después se vuelven K filtros adaptados (comúnmente denominado SUMF para "Single User Matched-Filter") a partir de una iteración dada.

8. Procedimiento de recepción según una de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque los T primeros filtros tienen en cuenta especialmente la diversidad espacial de la pluralidad de antenas en recepción maximizando la relación señal a ruido ("SNR") a la salida del filtrado (202).

9. Procedimiento de recepción según una de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque el primero y/o el segundo filtrado se calcula a partir de ventanas deslizantes.

10. Procedimiento de recepción según una de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque el escalonamiento de la etapa (B) de la emisión se ha realizado de manera aperiódica y el tratamiento de la etapa (C) de la emisión comprendía una multiplexación sobre las T antenas de emisión sin entrelazamiento, y porque dicho tratamiento (203) inverso en recepción comprende entonces una desmultiplexación sobre N vías.

11. Procedimiento de recepción según una de las reivindicaciones 1 a 9, caracterizado porque el tratamiento de la etapa (C) de la emisión comprendía una multiplexación sobre una vía, un entrelazamiento por elemento de código y después una desmultiplexación sobre las T antenas de emisión, y porque dicho tratamiento inverso en recepción comprende entonces una multiplexación sobre una vía, un desentrelazamiento por elemento de código, y después una desmultiplexación sobre N vías.

12. Procedimiento de recepción según una de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque los datos en el momento de la emisión habían sido, antes de la etapa (A), codificados, y porque, en recepción, dicho tratamiento que genera estimaciones de interferencias pone en práctica:

\bullet un tratamiento de salida (206) ponderada que trata la evaluación (\hat{s}) de los datos modulados emitidos y que genera una información probabilística sobre bit de dato modulado que puede aprovecharse por una descodificación;

\bullet al menos una descodificación (209) que genera una cantidad probabilística (\lambda) a partir de dicha información probabilística;

\bullet una regeneración (213, 213') de interferencias MUI que genera una estimación de interferencias MUI sobre la base de esta cantidad probabilística (\lambda), enviándose entonces esta estimación de interferencias recursivamente a la siguiente segunda etapa (204) de resta;

\bullet una regeneración (216, 216') de interferencias MAI+ISI, que genera una estimación de interferencias MAI+ISI sobre la base de la cantidad probabilística (\lambda), y por medio de un tratamiento (215) conforme al de la etapa (C), enviándose entonces esta estimación de interferencias recursivamente a la siguiente primera etapa (201) de resta.

13. Procedimiento de recepción según la reivindicación 12, caracterizado porque las regeneraciones de interferencias MAI+ISI y MUI generan estimaciones de interferencias a partir de una estimada (\overline{S}) de los datos modulados emitidos, estimada (\overline{S}) calculada (212) en el sentido del criterio de minimización del error cuadrático medio (MMSE) sobre la base de una información denominada extrínseca (\xi) en función de los bits emitidos anteriormente disponibles a la salida de la descodificación (209).

14. Procedimiento de recepción según una de las reivindicaciones 1 a 11, caracterizado porque los datos en el momento de la emisión habían sido, antes de la etapa (A), codificados y entrelazados, y porque, en recepción, dicho tratamiento que genera estimaciones de interferencias pone en práctica:

\bullet un tratamiento de salida ponderada (206), a partir de la evaluación de los datos modulados emitidos (\overline{S}) y de estadísticas (II) de descodificación que proceden de una descodificación (209), que genera una estadística (\Lambda) por bit de dato modulado;

\bullet un desentrelazamiento (208) a nivel binario de estadísticas (\Xi) extrínsecas que se hallan a partir de la cantidad probabilística (\lambda) anteriormente generada;

\bullet al menos una descodificación (209) de entrada y salida ponderadas, a partir de los datos (\varphi) así desentrelazados, y que produce una cantidad probabilística (\lambda) sobre el conjunto de bits;

\bullet un entrelazamiento (211a-211b) a nivel binario de estadísticas (\xi) extrínsecas que se hallan partir de la cantidad probabilística (\lambda), nuevas estadísticas (II) así entrelazadas que se envían a continuación recursivamente a la etapa siguiente de tratamiento de salida ponderada (206);

\bullet una regeneración (210,210') de interferencias MUI que genera una estimación de interferencias MUI sobre la base de una estimada (\overline{S}) de los datos modulados emitidos, que se han calculado (212) en el sentido del criterio de minimización del error cuadrático medio (MMSE) a partir de dichas nuevas estadísticas entrelazadas (II), enviándose entonces esta estimación de interferencias MUI recursivamente a la siguiente segunda resta (204);

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\bullet una regeneración (216, 216') de interferencias MAI+ISI que genera una estimación de interferencias MAI+ISI sobre la base de la misma estimada (\overline{S}) de los datos modulados emitidos por medio de un tratamiento (215) conforme al de la etapa (C), enviándose entonces esta estimación de interferencias recursivamente a la siguiente primera resta (201).

15. Procedimiento de recepción según una de las reivindicaciones 12 a 14, caracterizado porque dicha cantidad probabilística (\lambda) a la salida de la descodificación (209) es el logaritmo de una relación de probabilidades de informaciones sobre bits a posteriori de datos modulados.

16. Procedimiento de recepción según la reivindicación anterior, caracterizado porque la descodificación (209) calcula dicha cantidad probabilística (\lambda) por medio de un algoritmo de Viterbi de entrada y salida ponderadas.

17. Sistema de transmisión, caracterizado porque comprende:

- un sistema de emisión que comprende una pluralidad de antenas de emisión y adecuado para modular sobre un número K de vías, siendo K estrictamente superior al número T de antenas de emisión; para escalonar con una matriz (W) de escalonamiento periódica o (W_{n}) aperiódica de dimensiones NxK donde N es estrictamente superior a T, sobre los vectores de dimensión K de los datos modulados; y para realizar un tratamiento de datos para la transmisión a partir de las T antenas de emisión;

- un canal de transmisión selectivo en frecuencia;

- un sistema de recepción que comprende una pluralidad de antenas de recepción y adecuado para poner en práctica un procedimiento de recepción según una de las reivindicaciones anteriores.

18. Sistema de recepción para comunicación sobre canal selectivo en frecuencia con varias antenas en emisión y con varias antenas en recepción, caracterizado porque el sistema es adecuado para tratar los datos recibidos por las antenas de recepción, que habían sido, en el momento de su emisión, sucesivamente:

(A) modulados sobre un número K de vías, siendo K estrictamente superior al número T de antenas de emisión;

(B) escalonados, en frecuencia o en tiempo, con una matriz (W) de escalonamiento periódica o (W_{n}) aperiódica de dimensiones NxK donde N es estrictamente superior a T, sobre los vectores de dimensión K de los datos modulados;

(C) tratados para transmitirse a partir de las T antenas de emisión; y

porque el sistema comprende para ello:

- T primeros filtros (202, 202') lineales adecuados para tratar los datos recibidos, dado el caso después de restar una estimación de interferencias entre antenas (MAI) y entre datos (ISI), para generar una evaluación de los elementos de código emitidos (\hat{x}) después del escalonamiento de la etapa (B);

- aguas arriba o aguas abajo de dichos T primeros filtros, un primer restador de interferencias que utiliza una estimación de interferencias MAI e ISI previamente regenerada a partir de informaciones calculadas sobre la base de una evaluación (\hat{s}) de los datos modulados emitidos generados por un filtrado anterior;

- medios (203) de tratamiento adecuados para realizar un tratamiento inverso al de la etapa (C) de emisión, que ponen en práctica una reorganización de los elementos de código evaluados (\hat{x}) anteriormente;

- K segundos filtros (205, 205') lineales adecuados para tratar la evaluación de los elementos de código emitidos (\hat{x}) así obtenida, dado el caso después de restar una estimación de interferencias entre usuarios (MUI), para generar una evaluación (\hat{s}) de los datos modulados emitidos antes del escalonamiento de la etapa (B);

- aguas arriba o aguas abajo de dichos K segundos filtros, un segundo restador (204) de interferencias que utiliza una estimación de interferencias MUI previamente regenerada a partir de informaciones calculadas sobre la base de una evaluación (\hat{s}) de los datos modulados emitidos generados por un filtrado anterior;

- medios de tratamiento que generan una estimación de interferencias MAI+ISI y una estimación de interferencias MUI sobre los datos recibidos, a partir de informaciones calculadas sobre la base de dicha evaluación (\hat{s}) de los datos modulados emitidos, enviándose entonces, respectivamente, la estimación de interferencias MAI+ISI y la estimación de interferencias MUI recursivamente al primer restador (201) y al segundo restador (204);

siendo estos diferentes elementos del sistema de recepción adecuados para ponerse en práctica de forma iterativa.