ES2310898T3 - Dispositivo de proteccion para convertidores electronicos, convertidor relacionado y metodo. - Google Patents

Dispositivo de proteccion para convertidores electronicos, convertidor relacionado y metodo. Download PDF

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Abstract

Un convertidor electrónico que comprende un dispositivo de protección, caracterizado porque el dispositivo incluye un comparador (10) que tiene una salida (Vo), así como entradas no invertida (14) e invertida (12) para recibir una primera señal de entrada (Vi(P)) indicativa de la carga aplicada al mencionado convertidor, y una segunda señal de entrada (Vref(Tº)) indicativa de la temperatura del mencionado convertidor, el comparador (10) estando en una configuración de disparador de Schmitt no invertido que tiene una característica de entrada-salida con histéresis, mediante lo que la mencionada salida (Vo) se conmuta desde un primer valor (Vol) a un segundo valor (Voh), para desconectar el mencionado convertidor electrónico cuando la mencionada primera señal de entrada (Vi(P)) excede un primer valor umbral (VT1), y la salida (Vo) se conmuta de vuelta desde el mencionado segundo valor (Voh) al mencionado primer valor (Vol), para reiniciar el mencionado convertidor electrónico cuando la mencionada primera señal de entrada (Vi(P)) cae por debajo de un segundo valor umbral (VT2), el mencionado segundo valor umbral (VT2) siendo inferior al mencionado primer valor umbral (VT1), y ambos mencionados valores umbral primero (VT1) y segundo (VT2) siendo función de la mencionada segunda señal de entrada (Vref(Tº)).

Description

Dispositivo de protección para convertidores electrónicos, convertidor relacionado y método.
Campo de la invención
La presente invención se refiere a dispositivos de protección para convertidores electrónicos, y se desarrolló atendiendo en concreto a su posible uso en relación con convertidores de CA/CC para lámparas halógenas.
Descripción de la tecnología relacionada
Para permitir que los convertidores electrónicos cumplan apropiadamente las normas y los estándares, debe preservarse la seguridad incluso en presencia de condiciones de trabajo anómalas, a saber con una carga de corriente superior al valor nominal aplicada a la salida, o con una temperatura ambiental superior a la temperatura máxima recomendada por el fabricante. Adicionalmente, es una característica deseable el reinicio automático del convertidor una vez ha finalizado la condición de trabajo anómala.
Una disposición topológica común adoptada por los convertidores electrónicos, es un semipuente auto-oscilatorio alimentado directamente con la tensión de salida procedente de un rectificador de puente. Por ejemplo, en el caso de un voltaje de la red de 50 Hz, la tensión de salida procedente del rectificador de puente será un voltaje pulsado de 100 Hz. La auto-oscilación se detiene en cada punto cero de la tensión de alimentación, y un elemento del circuito debe reencender periódicamente el semipuente. Típicamente, esto se consigue por medio de un condensador de encendido; el condensador se carga hasta que su tensión alcanza el umbral de puerta de un diodo para corriente alterna, y la descarga así producida provoca el inicio o reinicio de la auto-oscilación en el semipuente.
La mayoría de las disposiciones de protección de sobrecarga/sobrecalentamiento propuestas hasta ahora para tales convertidores, incluyen un circuito de baja impedancia en paralelo con el condensador de encendido, de forma que el encendido del semipuente se hace imposible. Esta clase de solución puede funcionar apropiadamente solo cuando el convertidor es alimentado con tensión de CA. En presencia de una tensión de alimentación de CC, el encendido del semipuente es necesario solo cuando el convertidor es alimentado por primera vez; después, la tensión a través del condensador de encendido puede permanecer a cualquier nivel por debajo del umbral del diodo para corriente alterna. De ese modo, la presencia de un circuito de baja impedancia en paralelo al condensador de encendido, no tiene impacto sobre el funcionamiento del convertidor. Esto supone que si el convertidor es alimentado con tensión CC, la disposición de protección no funciona correctamente y no es capaz de garantizar la seguridad tal como se requiere.
Una serie de disposiciones de protección de sobrecarga/sobrecalentamiento del arte previo, incluyen por tanto dos etapas diferentes e independientes. La primera etapa incluye un componente sensible al calor (por ejemplo una resistencia térmica, tal como un PTC o un NTC) y actúa sobre el condensador de ignición en función (solo) de la temperatura detectada por el componente sensible al calor. La última etapa está dedicada a la protección frente a sobrecargas de corriente y detecta, en uno o varios puntos específicos en el circuito, ciertas señales eléctricas, que pueden ser indicativas de una condición de sobrecarga pero son en general independientes de la temperatura; además la última etapa actúa finalmente sobre el condensador de encendido.
Más en concreto, la invención se refiere a un convertidor electrónico que comprende un dispositivo de protección acorde con el preámbulo de la reivindicación 1, que se conoce por ejemplo a partir de la publicación US 6 222 322. El documento de J. Millman y A. Grabel, "Microelectronics (2nd edition)" 1987, McGraw-Hill International Editions, Singapur, XP 002 388 164 ISBN: 0-07-100 581-1, también es de interés para la presente invención.
Objetivo y resumen de la invención
El objetivo de la invención es proporcionar una disposición de protección mejorada frente a sobrecarga/sobreca-
lentamiento, que carezca de las desventajas e inconvenientes descritos más arriba.
De acuerdo con la presente invención, este objetivo se consigue por medio de un convertidor electrónico que comprende un dispositivo de protección que tiene las características enunciadas en las reivindicaciones posteriores. La invención también atañe a un método relacionado. Las reivindicaciones son parte integral de la revelación de la invención que se proporciona aquí.
Una realización preferida de la disposición aquí descrita, es un convertidor CA/CA o CC/CA, que proporciona una señal de baja tensión aislada, de alta frecuencia, adaptada para alimentar lámparas halógenas de 12 V.
La disposición aquí descrita impide que los componentes activos en el equipo de control electrónico (ECG, electronic control gear), de forma no deseada alcancen elevadas temperaturas cuando se aplica una sobrecarga de potencia a su salida (por ejemplo, debido a una instalación incorrecta), o la temperatura ambiente alcance un nivel superior a un nivel máximo recomendado para su funcionamiento.
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La disposición aquí descrita funciona también cuando el convertidor se alimenta con una tensión de CC, y proporciona además una solución integrada para protección tanto contra sobrecarga como contra sobrecalentamiento.
La disposición aquí descrita combina la información relativa a la temperatura y a la carga, presentes en la salida del convertidor, y genera una señal adaptada para activar componentes, por ejemplo para detener la oscilación del semipuente; esto, tanto en presencia de alimentación de CA como en presencia de alimentación de CC.
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Breve descripción de las representaciones anexas
Ahora se describirá la invención, solo a modo de ejemplo, con referencia a las figuras de dibujos contenidas, en las que:
- la figura 1 es un diagrama de bloques a modo de ejemplo, de principios básicos subyacentes a la disposición aquí descrita;
- la figura 2 es un diagrama ilustrativo del funcionamiento de la disposición mostrada en la figura 1;
- la figura 3 es un diagrama de bloques general, de un convertidor que incorpora la disposición aquí descrita, y
- las figuras 4 y 5 ilustran ciertos detalles de una posible realización de la disposición aquí descrita.
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Descripción detallada de realizaciones preferidas de la invención
Un diagrama de bloques de la figura 1 muestra el "núcleo" en la disposición aquí descrita. Esencialmente, esta incluye un comparador 10 utilizado en una configuración de disparador de Schmitt no invertido.
En este caso ejemplar, la entrada invertida 12 recibe una señal Vref(Tº) en forma de una tensión continua dependiente de la temperatura. Preferentemente, Vref(Tº) se selecciona como una señal (producida tal como se describe mejor a continuación) que disminuye cuando crece la temperatura.
Análogamente, en el caso ejemplar ilustrado la entrada no invertida 14 recibe una señal Vi(P) en forma de una tensión continua (producida tal como se describe mejor a continuación) que es representativa de la carga, y por lo tanto de la potencia, en la salida de un circuito convertidor asociado - no mostrado en la figura 1.
Específicamente, la señal dependiente de la carga Vi(P) se aplica a la entrada no invertida 14 del comparador 10, a través de una resistencia R1. Hay otra resistencia R2 conectada a la entrada no invertida 14 del comparador 10, que está conectado en serie a un circuito compuesto por una fuente de tensión constante Vb conectada en paralelo a un diodo Do. El terminal positivo de la fuente Vb y el cátodo del diodo Do están conectados a la salida del comparador 10, donde se presenta una tensión de salida Vo. Preferentemente, el comparador 10 es excitado por medio de una fuente de alimentación Vcc simple, que es más fácil de obtener que una doble alimentación Vcc +/-.
Como se muestra en el diagrama de la figura 2, la tensión de salida Vo del comparador 10 (escala de ordenadas) es una señal de dos niveles que varía entre un nivel bajo Vol, típicamente igual a 0,5 V y un nivel alto Voh, típicamente igual a Vcc - 1,5V. Específicamente, un diagrama de la figura 2 muestra la característica entrada-salida del circuito de la figura 1, en función de la señal dependiente de carga Vi(P) (escala de abscisas). Por ejemplo, se puede asumir que Vi(P) es proporcional (directamente o no) a la potencia en la salida del convertidor asociado.
El diagrama de la figura 2 muestra un típico ciclo de histéresis: sobre cierto límite superior VT1 para Vi(P) (es decir, una potencia de salida demasiado elevada), la tensión de salida Vo va al nivel superior Voh. A continuación, la tensión de salida Vo volverá al nivel inferior Vol solo cuando la señal Vi(P) baje más allá de otro valor inferior VT2 para Vi(P), teniéndose que VT2 <VT1.
La señal de salida Vo puede utilizarse para desconectar el semipuente del convertidor asociado. Específicamente, cuando se alcanza el nivel alto Voh (debido a que la potencia de salida procedente del convertidor se hace demasiado alta), Vo detiene - por cualquier medio conocido, que no requiere aquí una descripción detallada - el funcionamiento del convertidor y permanece en este estado (es decir, Vo = Voh) hasta que la ausencia de potencia de salida provoca que Vi(P) disminuya y caiga por debajo del valor VT2. En ese punto, el convertidor es reiniciado mediante Vo en el nivel bajo Vol.
La presencia de una sobrecarga puede mostrarse, para beneficio del usuario, mediante el destello de una lámpara provocado por Vo alcanzando el nivel superior Voh, que es indicativo de la presencia de una condición anómala.
El funcionamiento de la disposición ilustrada en la figura 1, también está dictado por la señal dependiente de la temperatura Vref(Tº).
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De hecho, el análisis de circuitos para la disposición ilustrada en la figura 1, muestra que el valor para VT1 puede ser expresado como:
1
donde V\gamma en la tensión directa, es decir la tensión a través del diodo Do cuando Vo = Vol, de forma que el diodo está conduciendo. Esta tensión tiene el sentido opuesto respecto de la corriente en la salida del comparador 10.
De forma similar, el análisis de circuitos para la disposición ilustrada en la figura, 1 muestra que el valor para VT2 puede expresarse como:
2
La contribución de Vb es ahora evidente, por cuanto que Vb puede ajustarse para hacer muy pequeña diferencia (V_{OH}-Vb), impidiendo así que VT2 se haga posiblemente negativo o se acerque demasiado acero. Dicho de otro modo, el generador Vb asegura que con las tensiones típicas presentes en el circuito, el umbral VT2 nunca se hará negativo; en tal caso, el reencendido del convertidor se haría imposible.
Las dos fórmulas indicadas anteriormente dejan claro que la "posición" del ciclo de histéresis depende directamente del valor de la señal dependiente con la temperatura, a saber Vref(Tº), mientras que la "anchura" del ciclo de histéresis,
{}\hskip17cm es decir la diferencia VTH = VT1 - VT2 = (V_{OH} - V_{OL} - Vb – V_{\gamma}) * \left(\frac{R1}{R2}\right), puede ajustarse mediante actuar sobre Vb y V\gamma.
Lo anterior pone de relieve una serie de factores básicos.
En primer lugar, la disposición recién descrita está adaptada para implementar una función de protección contra sobrecarga (es decir, sobrecarga de corriente) debido a la presencia y el comportamiento de la señal Vi(P): si la carga crece demasiado, el subsiguiente incremento en Vi(P) provoca que Vo vaya a Voh, lo que hace discontinuo del funcionamiento del convertidor.
En segundo lugar, la disposición recién descrita está adaptada para incrementar una función de protección térmica (es decir, sobrecalentamiento) debido a la presencia y al comportamiento de la señal Vref(Tº): si la temperatura se hace demasiado elevada, la subsiguiente disminución de Vref(Tº) provoca que Vo vaya a Voh, y por tanto de nuevo el funcionamiento discontinuo del convertidor (puesto que VT1<Vi(P)), de forma que el convertidor puede desconectarse por sobrecalentamiento. Después de esto, Vi(P) disminuye con una cierta constante temporal y el convertidor puede ser reiniciado. Si la temperatura sigue siendo demasiado elevada, el convertidor trabajará solo durante un breve período de tiempo antes de ser desconectado de nuevo.
En cualquiera de los casos considerados arriba, la aparición de una condición anómala puede comunicarse al usuario, por ejemplo mediante una luz parpadeante/centelleante.
Como un punto más, se apreciará que un incremento en la temperatura provoca una disminución conjunta tanto de VT1 como de VT2, de forma que cuanto mayor es la temperatura menor es el valor de Vi(P) que provoca que Vo vaya al nivel superior Voh. Así, el límite operativo superior ajustado para protección frente a sobrecarga disminuye cuando se incrementa la temperatura; esta interdependencia asegura que la temperatura de los componentes dentro del dispositivo no alcanzará nunca valores que sean demasiado elevados.
La figura 3 muestra la posible aplicación del dispositivo de protección descrito más arriba, dentro del esquema de un convertidor que suministra potencia eléctrica derivada de una fuente de alimentación 20 (por ejemplo un voltaje de la red) a través de un filtro de línea 22 y un rectificador en semipuente 24, a una fuente de luz 26 conectada al bobinado secundario de un transformador Tr. La fuente 26 puede estar compuesta por ejemplo de una o más lámparas halógenas, lámparas fluorescentes, LEDs de alto flujo, etcétera.
A este respecto, las personas de cualificación en el arte apreciarán que la disposición aquí descrita está adaptada para utilizarse en conexión con cualquier convertidor de conmutación basado en una topología de semipuente. Las personas de cualificación en el arte apreciarán también que, aparte de los detalles relativos al dispositivo de protección discutido más arriba y algunos puntos específicos mencionados en lo que sigue, el diagrama de bloques de la figura 3 se corresponde en general a diagramas de convertidor que por sí mismos son conocidos del arte previo, haciendo por lo tanto innecesario proporcionar aquí una descripción más detallada.
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En resumen, el bobinado primario del transformador Tr, que tiene una inductancia de polarización Lc, es accionado a través de una disposición de semipuente que incluye:
-
dos conmutadores electrónicos (por ejemplo MOSFETs o BJTs) Ta, Tb, cada uno de los cuales tiene asociada una inductancia de puerta La, Lb, y
-
dos condensadores Ca, Cb, cada uno de los cuales tiene un diodo de protección asociado Da, Db.
Los dos conmutadores electrónicos Ta, Tb son encendidos y apagados alternativamente, por medio de un circuito de control 38 que tiene asociado un diodo para corriente alterna 30. Esencialmente, el diodo para corriente alterna 30 se interpone entre las puertas de los conmutadores electrónicos Ta, Tb y el punto intermedio de un divisor de tensión compuesto de:
-
una resistencia "superior" Rs conectada a la salida del rectificador 24, y
-
una resistencia "inferior" Rd1 conectable a tierra a través de un conmutador Td2, un condensador Cs estando conectado en paralelo a la resistencia Rd1.
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Hay otra resistencia Rd2 conectada a la puerta del conmutador electrónico Tb; la resistencia Rd2 está adaptada para ser conectada a tierra a través de un conmutador Td1. La resistencia Rd2 representa esencialmente la resistencia natural que cada componente activo, como un MOSFET o un BJT, presenta a su salida.
Ambos conmutadores Td1 y Td2 son accionados por la tensión de salida Vo del comparador 10, proporcionándose preferentemente un diodo de protección D2 (mostrado en líneas a trazos) que tiene su ánodo conectado a la tensión de salida Vo del comparador 10, y su cátodo conectado al circuito de control 38.
Los componentes 10, R1, R2 y Dz forman el circuito descrito previamente en relación con las figuras 1 y 2, cuya Vo de salida se utiliza para desconectar el convertidor cuando Vo alcanza el valor Voh, como resultado de la detección de una carga de corriente y/o de una temperatura, anómalas.
En la figura 3, la conexión paralela de la fuente de tensión Vb y el diodo Do de la figura 1 (presentados como componentes separados para destacar el significado del parámetro Vb y V\gamma relacionado con este) se han presentado simplemente en forma de un diodo Zener VZ que tiene su cátodo conectado a la salida del comparador 10. Tal diodo Zener VZ puede de hecho considerarse como equivalente a la conexión en paralelo de una fuente de tensión Vb (donde Vb es la tensión en avalancha del diodo Zener) y un diodo Do que tiene una aprehensión directa igual a V\gamma.
El circuito formado por los componentes Rs, Cs y el diodo para corriente alterna 30, permite el encendido del semipuente en cada punto cero de la tensión de alimentación.
En el punto intermedio entre Ca y Cb, hay una tensión CC que tiene superpuesta una ondulación de alta frecuencia (oscilación), cuya amplitud depende de la carga aplicada en la salida del convertidor.
Esta dependencia se utiliza para generar la señal Vi(P) dependiente de la carga, al objeto de alimentar la entrada no invertida del comparador 10. La disposición de detección relacionada incluye, además de una primera resistencia Ra1 conectada en paralelo al diodo Da, un condensador Cd conectado al bobinado secundario del transformador Tr, mas una red que consta esencialmente de dos resistencias Ra2 y Rb, que comprende un divisor de tensión interpuesto entre el condensador Cd y tierra.
La función de la resistencia Ra1 se explicará en detalle en la parte final de esta descripción.
Los valores de Ra2 y Rb se seleccionan al objeto de provocar que la frecuencia característica
fp = \frac{1}{2*n*Cd*(Ra2 + Rb)} sea mucho menor que la mínima frecuencia de oscilación impuesta sobre la disposi-
{}\hskip17cm ción de semipuente, pero generalmente superior a la frecuencia típica de la tensión rectificada de la red (por ejemplo 100-120 Hz), de forma que la tensión que se presenta a través de Ra2 y Rb es solo indicativa de la amplitud de la ondulación presente en el punto intermedio entre los condensadores Ca y Cb, sin influencia ninguna de la tensión principal de baja frecuencia.
El divisor de tensión compuesto de las resistencias Ra2 y Rb, gradúa esta señal de ondulación y la suministra, a través de una resistencia Rc, a una red detectora de quasi-cresta, que incluye un diodo Dp que carga una red RC. La red RC incluye la conexión paralela de un condensador Cp y una resistencia Rp, que definen conjuntamente las constantes temporales de carga y descarga del detector.
Como resultado, la tensión continua a través del condensador Cp es representativa de (y de hecho, proporcional a) la carga aplicada a la salida del convertidor (es decir, el transformador Tr).
Un amplificador operacional 32 que actúa como seguidor de tensión (es decir, un separador de impedancia) se utiliza para transferir esa señal como la señal Vi(P) aplicada al comparador 10.
Otro divisor de tensión interpuesto entre la tensión de alimentación Vcc y tierra, incluye dos resistencias R3 y R4, que tienen una resistencia NTC (Negative Temperature Coefficient, coeficiente de temperatura negativo) en paralelo a R4 - que se muestra en la línea sólida - y/o una resistencia PTC (Positive Temperature Coefficient, coeficiente de temperatura positivo) en paralelo a la R3 - que se muestra en línea a trazos - para producir la señal dependiente una temperatura Vref(Tº), que disminuye cuando crece la temperatura.
Actualmente se prefiere esta disposición específica frente a una serie de posibles disposiciones alternativas, para producir la señal dependiente con la temperatura Vref(Tº), que varía en función de la temperatura, estas posibles disposiciones alternativas incluyendo por ejemplo disposiciones adaptadas para producir señales que se incrementan con un incremento en la temperatura.
La resistencias fijas R3 y R4 en paralelo con la resistencias NTC y/o PTC, están concebidas para linealizar las características de tensión térmica/temperatura de la resistencias NTC/PTC y para limar las tolerancias.
En el diagrama de la figura 3, las conexiones desde la salida del comparador 10 a los conmutadores Td1 y Td2 se muestran en líneas quebradas, para indicar que estas conexiones pueden proporcionarse opcionalmente dependiendo de si está previsto que la protección buscada funcione respectivamente solo en presencia de una alimentación de CA del convertidor, o también en presencia de una alimentación de CC.
Como se indica, la resistencia Rd2 (y Rd1) representa la resistencia natural que un componente activo, tal como un MOSFET o un BJT, muestran en su salida. Como se ha descrito en la parte introductoria de esta descripción, si hay presente un circuito de baja impedancia en paralelo con el condensador Cs, el semipuente no puede ser reencendido después del cero de la tensión de alimentación, de forma que el convertidor se detendría.
Esto no aplica en el caso del funcionamiento en CC, y se crea un circuito de baja impedancia en paralelo a la base y al emisor del conmutador del "lado bajo" Tb, por ejemplo mediante conectar, es decir mediante cerrar, el conmutador Td1.
Preferentemente, la impedancia es lo suficientemente baja como para que toda la corriente procedente del diodo para corriente alterna 30 y/o procedente del inductor Lb, fluya a través de la resistencia Rd2 al objeto de evitar un mal reencendido del Tb o un mal funcionamiento del semipuente, por ejemplo debido a un funcionamiento continuado del semipuente con un mal funcionamiento del Tb MOSFET o BJT, con el subsiguiente riesgo de autodestrucción debido al sobrecalentamiento.
La figura 4 muestra una posible implementación para el conmutador Td2. Este está constituido esencialmente por un MOSFET que tiene una resistencia de canal relativamente alta, pero no obstante capaz de llevar una corriente de pico de varios cientos de mA. Puede ser aconsejable proporcionar una resistencia Rd21 conectada en serie con el Td2 MOSFET para limitar la corriente de pico procedente del condensador Cs durante el funcionamiento del Td2 (es decir, con Td2 conduciendo).
La figura 5 muestra una posible implementación del conmutador Td1 cuando el dispositivo de protección de funciona también con una alimentación de CC para el convertidor.
De nuevo, esto incluye un Td1 MOSFET que tiene un canal de muy bajo valor óhmico, por las razones descritas arriba, y que tiene un diodo asociado Dd1. Este es un diodo Schottky previsto para evitar que, cuando Td1 está conectado (es decir, conduce), la tensión total a través de Td1 y Dd1 puede hacerse mayor que la tensión umbral Vbe de Tb, de forma que esté nunca puede detenerse. El diodo Dd1 es útil en cualquier caso para evitar que, durante el funcionamiento normal del semipuente, la corriente pueda fluir de forma no deseable a través del diodo de Td1 con la tensión a través de Lb es negativa.
La resistencia Ra1 es esencialmente una resistencia de polarización, que tiene la función de permitir el reencendido del semipuente, en el caso de tensión de alimentación de CC, después de que el conmutador Td1 deje de estar activo. De hecho, cuando el funcionamiento del semipuente es discontinuo, el condensador de acoplamiento Cb se descarga y el encendido del conmutador del lado bajo Tb no puede seguir cooperando con el semipuente para incrementar su auto-oscilación. A la inversa, la resistencia Ra1 asegura que el punto intermedio entre Ca y Cb permanece polarizado (a una tensión positiva) de forma que el condensador Cb está siempre cargado.
En el caso de alimentación de CA, Ra1 no es necesario puesto que en cualquier caso hay presente una tensión pulsada entre Ca y Cb. Así, esta tensión exhibe siempre alguna clase de variaciones en el tiempo (es decir, dv/dt), que es suficiente para desplazar alguna carga en ambos condensadores Ca y Cb, de forma que el punto intermedio entre ambos está siempre (positivamente) polarizado.
Por consiguiente, sin perjudicar los principios subyacentes de la invención, los detalles y las realizaciones pueden variar, incluso apreciablemente, en relación con lo que se ha descrito solo a modo de ejemplo, sin apartarse del alcance de la invención tal como se define mediante las reivindicaciones anexas.
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Referencias citadas en la descripción La lista de referencias citadas por el solicitante es solo para comodidad del lector. No forma parte del documento de Patente Europea. Aunque se ha tomado especial cuidado en recopilar las referencias, no puede descartarse errores u omisiones y la EPO rechaza toda responsabilidad a este respecto. Documentos de patente citados en la descripción
\bullet US 6 222 322 B [0006]
Bibliografía no de patentes citada en la descripción
\bullet J. MILLMAN; A. GRABEL. Microelectronics. MC-GRAW-HILL, 1987 [0006].

Claims (25)

1. Un convertidor electrónico que comprende un dispositivo de protección, caracterizado porque el dispositivo incluye un comparador (10) que tiene una salida (Vo), así como entradas no invertida (14) e invertida (12) para recibir una primera señal de entrada (Vi(P)) indicativa de la carga aplicada al mencionado convertidor, y una segunda señal de entrada (Vref(Tº)) indicativa de la temperatura del mencionado convertidor, el comparador (10) estando en una configuración de disparador de Schmitt no invertido que tiene una característica de entrada-salida con histéresis, mediante lo que la mencionada salida (Vo) se conmuta desde un primer valor (Vol) a un segundo valor (Voh), para desconectar el mencionado convertidor electrónico cuando la mencionada primera señal de entrada (Vi(P)) excede un primer valor umbral (VT1), y la salida (Vo) se conmuta de vuelta desde el mencionado segundo valor (Voh) al mencionado primer valor (Vol), para reiniciar el mencionado convertidor electrónico cuando la mencionada primera señal de entrada (Vi(P)) cae por debajo de un segundo valor umbral (VT2), el mencionado segundo valor umbral (VT2) siendo inferior al mencionado primer valor umbral (VT1), y ambos mencionados valores umbral primero (VT1) y segundo (VT2) siendo función de la mencionada segunda señal de entrada (Vref(Tº)).
2. El convertidor de la reivindicación 1, caracterizado porque la mencionada configuración de disparador de Schmitt incluye un circuito de realimentación entre la mencionada salida (Vo) y la mencionada entrada no invertida (14) del mencionado comprador (10), el mencionado circuito de realimentación incluyendo la conexión en paralelo de una fuente de tensión constante (Vb) y un diodo (Do).
3. El convertidor de la reivindicación 2, caracterizado porque en el mencionado circuito de realimentación, el terminal positivo de la mencionada fuente de tensión constante (Vb) y el cátodo del mencionado diodo (Do) están derivados a la mencionada salida (Vo) del mencionado comparador (10).
4. El convertidor de cualquiera de las reivindicaciones 2 y 3,
caracterizado porque la mencionada conexión en paralelo de la mencionada fuente de tensión constante (Vb) y el mencionado diodo (Do), está constituida por un diodo Zener.
5. El convertidor de cualquiera de las reivindicaciones previas,
caracterizado porque incluye un divisor de tensión (R1, R2) para aplicar la mencionada primera señal de entrada (Vi(P)) a la respectiva entrada (14) del mencionado comparador (10).
6. El convertidor de la reivindicación 5 y de cualquiera de las reivindicaciones 2 a 4,
caracterizado porque el mencionado divisor de tensión (R1, R2) incluye una resistencia (R2) incluida en el mencionado circuito de realimentación entre la mencionada salida (Vo) y la mencionada entrada no invertida (14) del mencionado comparador (10).
7. El convertidor de cualquiera de las reivindicaciones previas,
caracterizado porque la mencionada segunda señal de entrada (Vref(Tº)) disminuye cuando se incrementa la temperatura del mencionado convertidor.
8. El convertidor de cualquiera de las reivindicaciones previas,
caracterizado porque comprende además al menos un componente sensible a la temperatura (NTC, PTC) para producir la mencionada segunda señal de entrada (Vref(Tº)) indicativa la temperatura del mencionado convertidor.
9. El convertidor de la reivindicación 8, caracterizado porque el mencionado componente sensible a la temperatura incluye al menos una, entre una resistencia de coeficiente de temperatura negativo (NTC) y una resistencia de coeficiente de temperatura positivo (PTC).
10. El convertidor de la reivindicación 9, caracterizado porque la mencionada al menos una entre la mencionada resistencia de coeficiente de temperatura negativo (NTC) y la mencionada resistencia de coeficiente de temperatura positivo (PTC), tiene en paralelo una resistencia fija (R3, R4).
11. El convertidor de cualquiera de las reivindicaciones 8 a 10,
caracterizado porque el mencionado componente sensible a la temperatura (NTC, PTC) está asociado con una de las derivaciones de un divisor de tensión (R3, R4).
12. El convertidor de la reivindicación 11, caracterizado porque el mencionado divisor de tensión (R3, R4) está configurado para producir la mencionada segunda señal de entrada (Vref(Tº)) en un punto intermedio entre una derivación superior (R3) y una derivación inferior (R4) del mencionado divisor de tensión (R3, R4).
13. El convertidor de la reivindicación 12, caracterizado porque el mencionado elemento sensible a la temperatura, se selecciona entre:
-
una resistencia de coeficiente de temperatura positivo (PTC), incluida en la derivación superior del mencionado divisor de tensión, y
-
una resistencia de coeficiente de temperatura negativo (NTC), incluida en la derivación inferior del mencionado divisor de tensión.
14. El convertidor de cualquiera de las reivindicaciones previas,
caracterizado porque incluye circuitos de detección de ondulación (Cd, Ra2, Rb, Rc, Dp, Cp, Rd,) para detectar una ondulación presente en la mencionada carga (Tr), como la mencionada primera señal de entrada (Vi(P)) indicativa de la carga aplicada al mencionado convertidor.
15. El convertidor de la reivindicación 14, donde el mencionado convertidor incluye una disposición en semipuente que tiene impuesta una frecuencia de oscilación, caracterizado porque los mencionados circuitos de detección de ondulación (Cd, Ra2, Rb, Rc, Dp, Cp, Rd) incluyen un circuito resonante (Cd, Ra2, Rb) que tiene una frecuencia característica sustancialmente menor que la frecuencia de oscilación impuesta sobre la mencionada disposición en semipuente en el mencionado convertidor.
16. El convertidor de alguna de las reivindicaciones 14 o 15,
caracterizado porque los mencionados circuitos de detección de ondulación (Cd, Ra2, Rb, Rc, Dp, Cp, Rd) incluyen una red detectora de quasi-cresta (Dp, Rd, Cp) para derivar desde la mencionada ondulación sobre la mencionada carga (Tr), una señal sustancialmente continua correspondiente a la mencionada primera señal de entrada (Vi(P)) indicativa de la carga aplicada sobre el mencionado convertidor.
17. El convertidor de cualquiera de las reivindicaciones previas,
caracterizado porque incluye al menos un conmutador (Td1, Td2) controlado por la mencionada salida (Vo) del mencionado comparador (10), para interrumpir el funcionamiento del mencionado convertidor cuando el mencionado al menos un conmutador (Td1, Td2) está cerrado.
18. El convertidor de la reivindicación 17, caracterizado porque se proporciona un condensador de encendido (Cs) para encender el mencionado convertidor, y el mencionado al menos un conmutador (Td2) está conectado para proporcionar un circuito de baja impedancia (Rd1) en paralelo al mencionado condensador de encendido (Cs).
19. El convertidor de la reivindicación 18, caracterizado porque el mencionado al menos un conmutador (Td2) tiene una resistencia de protección (Rd21) conectada en serie para limitar la corriente de pico procedente del mencionado condensador de encendido (Cs), cuando el mencionado al menos un conmutador electrónico (Td2) está cerrado.
20. El convertidor acorde con la reivindicación 17, en el que el mencionado convertidor incluye un conmutador electrónico del lado alto (Ta) y un conmutador electrónico del lado bajo (Tb), excitados alternativamente para alimentar la mencionada carga (Tr), los mencionados conmutadores electrónicos del lado alto y del lado bajo (Ta, Tb) teniendo respectivos puertos de base y de emisor,
caracterizado porque el mencionado al menos un conmutador (Td1) está configurado para crear un circuito de baja impedancia (Rd2) entre la base y el emisor del mencionado conmutador electrónico del lado bajo (Tb).
21. El convertidor de la reivindicación 20, caracterizado porque el mencionado al menos un conmutador (Td1) tiene asociado un diodo de protección (Dd1) para impedir que la tensión a través del mencionado al menos un conmutador (Td1) y del mencionado diodo de protección (Dd1), supere la tensión umbral del mencionado conmutador electrónico del lado bajo (Tb).
22. El convertidor de la reivindicación 21, caracterizado porque el mencionado diodo de protección (Dd1) es un diodo Schottky.
23. El convertidor de cualquiera de las reivindicaciones previas, en el que la mencionada carga (Tr) está dispuesta en una configuración de puente rectificador que incluye dos condensadores de rectificación (Ca, Cb) que tienen un punto intermedio entre ambos, conectado a la mencionada carga (Tr), caracterizado porque incluye una resistencia de polarización (Ra1) conectada en paralelo a uno (Ca) de los mencionados condensadores rectificadores (Ca, Cb).
24. Un método de protección de un convertidor electrónico,
caracterizado porque el método incluye las etapas de:
\newpage
-
generar (Cd, Ra2, Rb, Rc, Dp, Cp, Rd) una primera señal (Vi(P)) indicativa de la carga aplicada al mencionado convertidor,
-
generar (PTC, NTC, R3, Ra) una segunda señal (Vref(Tº)) indicativa de la temperatura del mencionado convertidor,
-
proporcionar un comparador (10) que tiene una salida (Vo), así como entradas no invertida (14) e invertida (12) para recibir una primera señal de entrada (Vi(P)) y una segunda señal de entrada (Vref(Tº)), el comparador (10) estando en una configuración de disparador de Schmitt no invertida que tiene una característica de entrada-salida con histéresis, mediante lo que la mencionada salida (Vo) es conmutada desde un primer valor (Vol) a un segundo valor (Voh), cuando la mencionada primera señal de entrada (Vi(P)) excede un primer valor umbral (VT1), y la mencionada salida (Vo) es conmutada de vuelta desde el mencionado segundo valor (Voh) al mencionado primer valor (Vol), cuando la mencionada primera señal de entrada (Vi(P)) cae por debajo de un segundo valor umbral (VT2), el mencionado segundo valor umbral (VT2) siendo menor que el mencionado primer valor umbral (VT1), y ambos mencionados valores umbral primero (VT1) y segundo (VT2) siendo función de la mencionada segunda señal de entrada (Vref(Tº)),
-
aplicar la mencionada primera señal (Vi(P)) indicativa de la carga aplicada al mencionado convertidor y la mencionada segunda señal (Vref(Tº)) indicativa de la temperatura del mencionado convertidor, al mencionado comparador (10), como las mencionadas señales de entrada primera (Vi(P)) y segunda (Vref(Tº)),
-
provocar que el mencionado convertidor electrónico sea desconectado y reiniciado cuando la mencionada salida (Vo) del mencionado comparador (10) alcanza respectivamente el mencionado primer valor (Vol) y el mencionado segundo valor (Voh).
25. El método de la reivindicación 24, caracterizado porque incluye la etapa de generar la mencionada segunda señal de entrada (Vref(Tº)), como una señal que disminuye cuando se incrementa la temperatura del mencionado convertidor.
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