ES2277473B1 - Composicion coherente de señales por correccion focal progresiva. - Google Patents
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Abstract
Composición coherente de señales por corrección
focal progresiva.
Se describe un conformador de haz que realiza la
composición coherente de las señales procedentes de una dirección
de propagación determinada, recibidas por un conjunto de N
transductores receptores o array. La metodología y aparatos
descritos son aplicables en campos como imagen ultrasónica
(ecografía y Ensayos No Destructivos), radar, sonar, acústica,
seismología y otros.
El conformador de haz aquí descrito opera con
arrays cuyos elementos pueden estar distribuidos arbitrariamente. En
particular, realiza la focalización dinámica con deflexión del haz
en acimut y elevación utilizando arrays bidimensionales.
Description
Composición coherente de señales por corrección
focal progresiva.
Tecnología física.
Sistema electrónico para Ecografía clínica y
Ensayos No Destructivos.
Otras aplicaciones: radar, sonar y
seismología.
En diversos ámbitos de aplicación, un conjunto
de N transductores o array, recibe señales de una o
múltiples fuentes ubicadas a cierta distancia y orientación
relativa al array. Esta situación es común en radioastronomía,
radar, sonar, sismología y, particularmente, en el ámbito de la
tecnología ultrasónica basada en arrays (ecografía clínica o
industrial, en este caso aplicada a los Ensayos No Destructivos),
donde N se encuentra, típicamente, en el rango 32 a 256 o
más.
En estas situaciones, cada uno de los N
elementos del array recibe la señal generada por cada fuente con
cierto retraso temporal respecto a los restantes elementos. La
función de un conformador de haz es obtener una única señal a
partir de las N recibidas en la que los retrasos temporales
para cada posible distancia en una orientación determinada se
compensen, aumentando la capacidad de discriminación del sistema
(mayor resolución, relación señal/ruido y contraste). Repitiendo
este proceso en una diversidad de direcciones mediante barridos
lineales o angulares, se obtiene información suficiente para poder
componer una imagen 2D o 3D de las fuentes de señal. En el caso
particular de los ultrasonidos, las N señales recibidas son
ecos producidos por discontinuidades en el medio que ha sido
insonificado por un emisor, que puede ser el mismo array receptor
(o un subconjunto del mismo) u otro transductor (array o
monoelemento).
En recepción, es deseable compensar los retardos
en todos los puntos o focos a lo largo de la línea de propagación
en una dirección determinada. Esto requiere modificar continuamente
los retardos en el tiempo, para adaptarlos a la llegada de los ecos
desde distancias dinámicamente variables a cada elemento. Esta
técnica de focalización dinámica, proporciona la mayor
resolución, contraste y relación señal/ruido.
Siendo técnicamente imposible modificar en forma
continua los retardos, es esencial que su discretización se realice
con una excelente resolución temporal para cada elemento del array
y para cada distancia, típicamente del orden de 1/16 a 1/64 el
periodo fundamental de la señal.
Este hecho ha motivado la búsqueda de métodos
para la focalización dinámica en recepción sencillos y eficientes
que, a lo largo de los años, se han ido adaptando a las
disponibilidades tecnológicas. Así, se han descrito técnicas
basadas en dispositivos CCD accionados por relojes cuyo periodo
determina el retardo [Macowski, "Ultrasonic electronic lens with
reduced delay range", US. Pat. Nr. 4.058.003, Nov. 1977] o en
líneas de retardo conmutables [Maslak, US. Pat. Nr. 4.550.607,
"Phased array acoustic imaging system", Nov. 1985]. Estos
métodos introducen artefactos de conmutación, son voluminosos y
proporcionan una resolución limitada estando, prácticamente, en
desuso.
Otra alternativa, asimismo analógica, se basa en
la utilización de mezcladores y desplazadores de fase que realizan
los retrasos temporales en el dominio de la frecuencia [Maslak
et al., "Dynamic focused linear phased array acoustic
imaging system", US. Pat. 4.699.009, Oct. 1987]. Uno de los
problemas asociados a este tipo de técnicas es la dificultad de su
adaptación a transductores de distintas frecuencias.
Por otra parte, se ha propuesto la utilización
de rotadores de fase, basados en el algoritmo Cordic [R. Andraka,
"A survey of CORDIC algorithms for FPGAs", Proc. 1998
ACM/SIGDA VI Int'l Symposium on FPGAs, Monterrey, CA, pp.
191-200, Feb. 1998]), y su aplicación a la
focalización dinámica se encuentra en [O' Donnell et al.,
"Method and apparatus for digital phased array imaging", US
Pat. Nr. 4.983.970, Ene. 1991] y en [Engeler et al.
"Dynamic phase focus for coherent imaging beam formation", US
Pat. 5.111.695, May 1992]. El hardware involucrado es
significativo.
La disponibilidad de tecnología VLSI permitió
nuevas propuestas basadas en retardar las señales una vez
digitalizadas. Cada elemento del array se asocia a un canal de
adquisición y procesamiento (focalización) independiente. Las
salidas de los N canales se suman para obtener la señal resultante
(suma coherente). Para operar en tiempo real, cada canal dispone de
dos espacios de memoria: uno para datos, donde se almacenan las
muestras adquiridas, y otro de focalización que establece los
retardos a aplicar.
En un principio, la resolución de los retardos
se limitó al propio periodo de muestreo de las señales, determinado
por el criterio de Nyquist, alrededor de 1/3 a 1/5 del periodo de
la señal, utilizando registros de desplazamiento de longitud
variable [Welles II et al., "Architecture for ultrasonic
imaging", US Pat. 4.796.236, Ene 1989]. La baja resolución
temporal produce lóbulos de cuantificación de retardos que reducen
el rango dinámico, contraste y relación señal/ruido de la imagen
[D. K. Peterson, G. S. Kino, "Real-time Digital
Image Resconstruction: A Description of Imaging Hardware and
an Analysis of Quantization Errors", IEEE Trans. Sonics
Ultrasonics, 31, pp. 337-351, Jul. 1984].
La opción de utilizar una mayor frecuencia de
muestreo no es aconsejable por el mayor coste de los componentes,
consumo energético y volumen de datos a almacenar y procesar. Para
solventar este problema se han propuesto diversas técnicas que,
básicamente, pueden agruparse en dos:
1) Realización de un retardo grueso con una
resolución temporal equivalente al periodo de muestreo, y otro fino
mediante interpolación de la señal recibida entre dos muestras
consecutivas, con una resolución, típicamente, entre 1/4 y 1/16 del
periodo de muestreo.
A este grupo pertenecen las patentes: [Odell,
"Digital beamforming and filtering circuit", U.S. Pat. Nr.
5,268,877, Dic. 1993], [D. Lipschutz, "Time multiplexed digital
ultrasound beamformer" US.Pat. 5,469,851, Nov. 1995], [Beaudin
et al. "Delay generator for phased array ultrasound
beamformer", US. Pat. 5.522.391, Jun. 96], [Wright et al.
"Method and apparatus for receive beamforming system", US Pat.
6.042.547, Mar. 2000] y [M.H. Bae, "Ultrasonic signal focusing
method and apparatus for ultrasonic imaging system", US Pat.
6.231.511, May. 2001].
Esta técnica, con diversas variantes para la
realización física de los retardos grueso y fino, incluida la de
rotación de fase mediante algoritmos CORDIC, requiere
invariablemente una etapa de interpolación y un selector de muestras
interpoladas por cada canal, con la consiguiente complejidad y
errores asociados.
2) Adquisición directa de las señales en los
instantes que corresponden a la llegada de la señal de cada foco a
cada elemento. Para ello, se controla la fase del reloj de muestreo
de cada canal con una resolución temporal equivalente entre 1/16 y
1/64 el periodo fundamental de la señal. Este método hace
innecesaria la etapa de interpolación, eliminando la electrónica y
las fuentes de error correspondientes. Las muestras se pueden
adquirir sobre una memoria FIFO, de la que se extraen para realizar
la suma coherente [Chang et al., "Bandwidth sampling
technique for digital focusing in array imaging systems", US.
PAT. 5,581,036, Dic. 1996].
El mayor problema asociado a esta técnica es la
realización de los generadores de reloj de muestreo de fase
controlada con la suficiente precisión. En [O'Donnell et
al., "Method and apparatus for fully digital beam formation in
a phased array coherent imaging system", US Pat. Nr. 4.809.184,
Feb. 1989] y [Corl, "Digital ultrasound system with dynamic
focus", U.S. Pat. 4,974,211, Nov. 1990], se generan m
relojes derivados de un reloj maestro de frecuencia m veces
superior a la de muestreo, cada uno de ellos con un desfase
2\pi/m; un selector del reloj por cada canal, accionado
por el contenido de la memoria de focalización, permite asociar en
cada instante uno de los relojes al de muestreo. La distribución de
múltiples relojes y su selección con coherencia temporal es un
problema, especialmente para las mayores resoluciones
temporales.
Otra posibilidad es almacenar el reloj de
muestreo de cada canal en una tabla como una secuencia de 1s y 0s,
como se ha sugerido en [J.H. Kim, T. Song, S.B. Park, "Pipelined
Sampled-Delay focusing in ultrasound imaging
systems", Ultrasonic Imaging 9,
pp.75-91, 1987], pero no es práctica por la
cantidad de memoria necesaria para almacenar todos los relojes de
muestreo de todos los canales para múltiples líneas de barrido.
Siguiendo otra alternativa, se calculan en
tiempo real los instantes de muestreo mediante circuitos
especializados asociados a cada canal. Esta técnica se describe en
[Park et al., "Real time digital reception focusing method
and apparatus adopting the same", US Pat. 5.669.384, Sep. 1997],
[Bae, "Focusing delay calculation method for
real-time digital focusing and apparatus adopting
the same" US Pat. 5,386.881, Feb. 1998] y [Petrofsky, "Method
and apparatus for distributed focus control with slope
tracking", US Pat. 5.724.972, Mar. 1998]. Todas, con diferentes
variantes, se basan en el algoritmo del punto medio descrito en
[Bae et al., An Efficient Real Time Focusing Delay
Calculation in Ultrasonic Imaging Systems, Ultrasonic Imaging, 16,
pp. 231-248, 1994].
Aunque se trata de una técnica interesante por
sus posibilidades de integración en un ASIC, presenta diversos
inconvenientes entre los que destacan: la necesidad de programar un
gran número de parámetros para cada línea de barrido y cada canal,
la complejidad del hardware para obtener una buena resolución,
menor eficiencia de utilización de área de silicio frente al
requerido por sistemas basados en memoria por la baja regularidad
del hardware y, finalmente, requiere un compromiso entre obtener
una alta velocidad de cálculo o una reducción del rango de
aplicación.
El método y sistema electrónico objeto de la
presente invención pertenece a este grupo y resuelve los problemas
descritos mediante una técnica mixta, que combina una memoria de
focalización de reducido tamaño, en la que sólo se requiere una
fracción de bit por cada foco y canal, con el cálculo en tiempo real
del instante de muestreo con elevada resolución mediante circuitos
sencillos y regulares de fácil integración VLSI.
Se describe un conformador de haz que realiza la
composición coherente de las señales procedentes de una dirección
de propagación determinada, recibidas por un conjunto de N
transductores receptores o array. La metodología y aparatos
descritos son aplicables en campos como imagen ultrasónica
(ecografía y Ensayos No Destructivos), radar, sonar, acústica,
seismología y otros.
\newpage
El conformador de haz aquí descrito opera con
arrays cuyos elementos pueden estar distribuidos arbitrariamente.
En particular, realiza la focalización dinámica con deflexión del
haz en acimut y elevación utilizando arrays bidimensionales.
Basa su operación en muestrear la señal recibida
por cada elemento del array en los instantes que corresponden a los
de llegada de la señal desde múltiples focos situados a lo largo de
una dirección de propagación dada. Dentro de los límites
establecidos por los principios que guían la presente invención, el
instante de adquisición de la señal procedente de cada foco y
recibida por cada elemento del array se determina con un error
absoluto, respecto al valor exacto, inferior a medio periodo de un
reloj maestro. La frecuencia del reloj maestro puede elegirse para
reducir la incidencia negativa de los lóbulos de cuantificación de
los retardos en la relación señal/ruido, contraste y rango dinámico
de la señal resultante.
La frecuencia de muestreo es independiente de la
de la señal, siempre que se verifique el criterio de Nyquist, tanto
en radiofrecuencia como en banda base, y de la frecuencia del reloj
maestro. Con técnicas de sobremuestreo (conversión
\Delta\Sigma), la frecuencia de digitalización puede ser la más
baja compatible con la relación señal/ruido deseada. En particular,
puede utilizarse el reloj maestro modificado según el método
descrito para realizar directamente el muestreo
\Delta\Sigma.
Al reducir la frecuencia de muestreo a la más
baja posible, compatible con el ancho de banda de las señales y/o
relación señal/ruido, se reducen el coste, consumo energético y
volumen de datos a procesar. En particular, con el método que
constituye una parte esencial de la presente invención, sólo se
adquieren las muestras necesarias para realizar la suma coherente,
sin que sea necesario un proceso de interpolación o la adquisición
de información redundante.
Además, el método de conformación que se
describe y que constituye otra parte esencial de la presente
invención, posee unos bajos requisitos de memoria de focalización,
que pueden llegar a ser de una fracción de bit por cada muestra
adquirida en cada canal. Esta alta eficiencia facilita que el
método pueda aplicarse convenientemente a una diversidad de modos de
operación, como son el barrido lineal o sectorial, con aperturas
densas o dispersas, y otras aplicaciones en las que se requieren
múltiples descriptores de la focalización dinámica para cada
configuración de la apertura activa del array.
Dichas características posibilitan la
integración conjunta de la memoria de focalización, la de
adquisición de datos, la lógica de generación de los relojes de
muestreo y la de otras funciones auxiliares como apodización,
apertura dinámica y control, de múltiples canales, en un único
dispositivo VLSI o estándar configurable tipo FPGA, con la
consiguiente reducción de coste sin pérdidas de calidad.
Por sencillez, la exposición se realiza para un
array unidimensional de N elementos, no necesariamente
equiespaciados, considerando una aplicación de ultrasonidos
utilizando la técnica de pulso-eco en un medio
homogéneo con velocidad de propagación c. El método que se
describe a continuación se denominará genéricamente técnica de
Corrección Focal Progresiva o CFP, que describe la forma en que
opera.
La Figura 1 muestra un diagrama de la geometría
general con los condicionantes anteriores. El array, de N
elementos, numerados 1, 2, 3, ..., k, ..., N-1 y
N, se sitúa sobre el eje de las x, con el origen de
coordenadas arbitrariamente definido, por comodidad, en el centro
del array. Se desea hacer una adquisición de señal en la dirección
angular \theta referente al eje z. Para ello, se definen
múltiples focos, a intervalos \DeltaR en la dirección de
propagación (llegada de la señal). El método propuesto combina las
señales procedentes de cada foco y recibidas por los diferentes
elementos del array de forma que se obtiene una salida que
representa la señal que sería proporcionada por un transductor del
tamaño del array focalizado en todos y cada uno de los focos. A
este proceso se le denomina composición coherente de las
señales recibidas y, al resultado, señal focalizada
dinámicamente con deflexión.
Los intervalos \DeltaR se eligen
convenientemente en función del periodo de un reloj maestro
T_{X}=1/f_{X} y de la velocidad de propagación
c como:
(1)\Delta R =
\nu cT_{X} /
2
donde \nu es un número entero que
expresa el número de periodos del reloj maestro que hay entre dos
focos consecutivos en pulso-eco. Por otra parte, los
intervalos \DeltaR deben ser lo suficientemente pequeños como
para que se verifique el criterio de Nyquist: si T_{S} es
el intervalo temporal entre muestras, y T_{R} es el
periodo fundamental de la señal, el criterio de Nyquist se verifica,
típicamente, para T_{S} < T_{R}/3,
considerando el ancho de banda de las señales habituales y la
adquisición en radiofrecuencia. Preferentemente, el intervalo
temporal entre muestras es un múltiplo del periodo del reloj
maestro, esto es, T_{S} = sT_{X}, con s
entero.
En general, puede adquirirse un número m
de muestras entre dos focos consecutivos, eligiéndose
preferentemente el valor \nu en función del intervalo entre
muestras T_{S} = sT_{X} para que \nu =
ms, con m y s enteros. En una realización
particular en la que m=1, cada muestra coincide con un
foco, de modo que todas las muestras se focalizan dinámicamente.
Cuando m>1, estrictamente sólo se realiza la
focalización dinámica en los focos, aunque la profundidad de foco
permite, en general, suponer bien focalizadas las muestras
intermedias. Una variante del método, denominada técnica de
Corrección Focal Progresiva Variable o CFPV, varía
dinámicamente el número de muestras adquiridas entre dos focos,
reforzando la idea de mantener una buena focalización dinámica en
todas las muestras adquiridas.
Por otra parte y, como es bien conocido, el
valor \mu = T_{R}/T_{X} o relación entre el periodo de
la señal recibida y la resolución temporal del sistema, afecta al
rango dinámico y contraste de las imágenes construidas con múltiples
haces focalizados. En general, se considera aceptable un valor
\mu \geq 16 (ver, por ejemplo, [D. K. Peterson, G. S.
Kino, "Real-time Digital Image Resconstruction: A
Description of Imaging Hardware and an Analysis of Quantization
Errors", IEEE Trans. Sonics Ultrasonics, 31, pp.
337-351, Jul. 1984]).
Es importante que la resolución temporal
determinada por T_{X} sea independiente del periodo de
muestreo T_{S} que se elige en base al criterio de Nyquist
y, por tanto, se relaciona con el periodo de las señales recibidas,
T_{R}. Cuando el muestreo se realiza en radiofrecuencia se
elige, en general, T_{S} \approx T_{R}/3 o
T_{S} \approx T_{R}/4 para reducir el flujo de
datos a procesar y el consumo energético, esto es, la frecuencia de
muestreo más baja compatible con el criterio de Nyquist. En tal
caso, con s \geq 6 o s \geq 4,
respectivamente, se tiene que \mu \geq 16. Una
particularidad de las técnicas CFP y CFPV es que permiten operar a
la mayor parte de la electrónica a la frecuencia de muestreo,
reservándose la más elevada del reloj maestro para muy pocos
elementos que realizan el ajuste del instante de muestreo.
Para un foco F, situado en la coordenada
polar genérica (R,\theta) y, para el elemento k del
array situado en la coordenada cartesiana (x_{k},0), por el
teorema del coseno (Figura 1):
\hskip5cm
donde
L_{k}(R,\theta) representa la longitud del camino
recorrido por la señal desde el foco F situado en
(R,\theta) al elemento k. El tiempo de vuelo de un
pulso ultrasónico desde su emisión arbitrariamente elegido en el
origen de coordenadas al foco F y de éste al elemento
k,
es:
\hskip4.4cm
En el caso en que el origen de tiempos se sitúe
en una coordenada diferente (por ejemplo, cuando el espacio
inspeccionado sea iluminado desde un emisor diferente del propio
transductor receptor), el primer término de la Ecuación (3) deberá
ser modificado para representar el tiempo de vuelo desde el emisor
al foco F.
En general, se denomina T_{ki} al
tiempo invertido por la señal correspondiente al foco
F_{i} en alcanzar el elemento k del array. Esta
notación genérica se refiere, tanto a la geometría indicada en la
Figura 1, como para otras situaciones en las que los elementos del
array se distribuyen de forma arbitraria, el medio de propagación
no es homogéneo o los focos se sitúan en otras posiciones. No
obstante, para facilitar la exposición, se mantiene la geometría de
la Figura 1, el medio homogéneo con velocidad de propagación
c y las posiciones de los focos se alinean formando un
ángulo \theta respecto al array situándose, de momento, a
intervalos regulares \DeltaR a partir de una distancia
inicial R_{0} en la que se coloca el primer foco
F_{0}.
La variación en el instante de llegada al
elemento k de señales procedentes de dos focos consecutivos
F_{i-1} y F_{i} situados a
distancias R_{i}-\DeltaR y R_{i} del
origen de coordenadas, respectivamente, está dada por la
diferencia:
\hskip4.5cm
que, con \DeltaR
suficientemente pequeño,
es:
\vskip1.000000\baselineskip
\hskip5.1cm
\newpage
Derivando la Ecuación (3) respecto a R y
sustituyendo el valor de \DeltaR dado por la Ecuación
(1):
\hskip3.5cm
Esta es una función monótona creciente entre
R=0 y R\rightarrow\infty e independiente de la
velocidad de propagación, con los siguientes límites:
\hskip1.6cm
donde, por claridad de notación,
\DeltaT_{k} \equiv
\DeltaT_{k}(R,\theta). El valor x_{k}/
| x_{k} | de la Ecuación (7) representa el signo de
x_{k}, mientras que \theta interviene con su signo. En
cualquier caso, el menor valor posible para \DeltaT_{k}
es cero, independientemente de la posición del elemento
k.
De este modo, los intervalos entre los instantes
de muestreo que corresponden a dos focos consecutivos están
limitados por los valores expresados en las Ecuaciones (7) y (8).
En particular, para el caso \theta=0 (no se realiza
deflexión), la función crece monótonamente entre
\nuT_{X}/2 y \nuT_{X} cuando la distancia a la
que se sitúan los focos varía de 0 a \infty. Cuando se reciben
las señales con deflexión del haz, el rango de variación es mayor
y, en un caso extremo de deflexión a 90°, entre 0 y
\nuT_{X}.
En una posible realización, las posiciones de
los focos quedan definidas por valores comprendidos en el intervalo
[0, \nu], que representan los valores incrementales dados
por la Ecuación (6) en periodos de reloj maestro. En este sentido,
sí el número entero \nu puede expresarse con b bits, cada
retardo incremental para cada foco y para cada elemento puede
representarse con esta misma anchura, independientemente de la
posición ocupada por el elemento del array, de la distancia a la
que se sitúe el foco y del ángulo de deflexión. El error absoluto
con el que se determina el instante de muestreo es inferior a medio
periodo de reloj maestro al redondear al entero más próximo el
resultado de \DeltaT_{ki}(R,\theta)/T_{X} dado
por la Ecuación (6). El inconveniente de esta opción es que
requiere un elevado número de bits para expresar los retardos
incrementales para cada foco y elemento, con las consiguientes
demandas de capacidad de memoria.
Inversamente, si se dispone de b bits
para representar cada retardo incremental, el rango de valores
posibles puede elegirse entre dos situaciones extremas:
\hskip5.2cm
La forma (9a) resulta útil para realizar la
focalización dinámica a partir de una distancia mínima
R_{min}, esto es, para R \geq R_{min},
mientras que la forma (9b) sería preferible para focalizar
dinámicamente en las regiones más próximas al array, esto es, para
R \leq R_{max}. Entre uno y otro caso pueden darse
rangos intermedios más adaptados a una aplicación particular, donde
R_{min} \leq R \leq R_{max}.
Sin embargo, con la Técnica de Corrección Focal
Progresiva se prefiere la forma (9a) que no limita la máxima
distancia de validez. Para las regiones más próximas al array en
las que no es posible verificar la desigualdad de la izquierda de
la Ecuación (9a), la técnica propuesta proporciona una serie de
alternativas que serán descritas con detalle más adelante. Así,
pues, llamando en la Ecuación (9a):
(10)a = 2^{b}-
1
puede escribirse en forma más
compacta:
(11)(\nu-
a)T_{X} \leq \Delta T_{k} \leq \nu
T_{X}
La Ecuación (6) siempre verifica la desigualdad
de la derecha de la Ecuación (11), de acuerdo con la Ecuación (8).
Para que también verifique la de la izquierda:
\hskip3.7cm
Con:
\hskip2.6cm
la Ecuación (12) queda
como:
\hskip4.5cm
donde, haciendo los cambios de
variable:
\vskip1.000000\baselineskip
(15)z_{k} =
x_{k} \ cos \theta
\hskip0.5cmr = R- x_{k} \ sen \theta
se
obtiene:
\hskip5.5cm
Despejando r de la ecuación anterior se
obtiene:
\hskip5.7cm
\newpage
que, deshaciendo los cambios de
variable de las Ecuaciones (15) conduce
a:
\hskip2.7cm
donde | | representa el valor
absoluto y considera el caso más desfavorable de signos relativos
de x_{k} y \theta. La ecuación (18) representa una cota
superior para la distancia mínima
R_{0}(x_{k},\theta) a partir de la cual los
intervalos temporales para muestrear la señal recibida por el
elemento k con un ángulo de deflexión \theta pueden
representarse con un número entero de b bits, con un error
inferior a medio periodo T_{X} de un reloj
maestro.
Si la Ecuación (18) se verifica para todos los
elementos del array a todas las distancias y ángulos de la región a
inspeccionar, el retardo inicial para adquirir la primera muestra,
correspondiente al foco F_{0}, en el canal k viene
dado por:
\hskip3.7cm
donde R_{0} \equiv
R_{0}(x_{k},\theta) dado por la Ecuación (18).
Obviamente la primera adquisición puede realizarse a una distancia
R_{1} > R_{0}, en cuyo caso el valor de
T_{0}(x_{k},\theta) se calculará para este nuevo
valor.
A partir de este instante, los intervalos de
muestreo entre focos presentan un error acotado a medio periodo del
reloj maestro, pudiendo codificarse para cada foco F_{i}
de coordenadas (R_{i},\theta) en el canal k
como:
\hskip5.6cm
donde [ ]\uparrow\downarrow
representa la función de redondeo al entero más próximo y
\DeltaT_{ki} (R_{i},\theta) está dado por el valor
de la Ecuación (6). Sustituyendo en (20) las Ecuaciones (10) y
(11):
(21)0 \leq
Q_{ki} \leq 2^{b}-
1
que indica que los intervalos de
muestreo pueden codificarse con b bits, produciendo un error
inferior a medio periodo de reloj maestro. El valor Q_{ki}
es el código de corrección focal que determina el número de
periodos de reloj maestro que debe adelantarse la adquisición de la
señal correspondiente al foco i en el canal
k.
La adquisición de un número m > 1 de
muestras entre focos aumenta la eficiencia de memoria al compartir
un único código de corrección focal de b bits entre varias
muestras, con una densidad de b/m bits por muestra. Si, por
ejemplo, b=1 y m=4, se requieren 0'25
bits para focalizar cada muestra adquirida. Una buena elección para
reducir el error en los intervalos de muestreo consiste en
distribuir uniformemente el adelanto expresado por el código de
corrección focal Q_{ki} entre las m muestras. Para
esto, en una realización preferida, se calculan los valores:
\hskip4.9cm
donde q \equiv
Q_{ik} representa, genéricamente, el código de corrección
focal para simplificar la notación y [ ]\uparrow\downarrow es
la función de redondeo. El valor de u(j,q) representa
el entero más próximo del número de periodos del reloj maestro
entre el primer foco y la muestra j con j=1, 2, ...,
m, consiguiendo una distribución lo más uniforme posible del
adelanto q entre las m
muestras.
El intervalo temporal entre un foco cualquiera
con la muestra que le sigue en el orden j=m es
u(m,q) = \nu-q, esto es, la muestra
j=m se adquiere exactamente en la posición del siguiente
foco, con un adelanto de q ciclos del reloj maestro respecto
del intervalo nominal v entre focos, de acuerdo con lo expresado por
el código de corrección
focal.
focal.
\newpage
El intervalo entre muestras, en periodos del
reloj maestro, viene dado por:
\hskip2.9cm
En el caso más habitual en el que el número de
muestras entre focos es mayor o igual al máximo adelanto a aplicar
entre focos, esto es, q \leq 2^{b}-1 \leq
m, al hacer una distribución uniforme de q ciclos
entre m muestras, el adelanto g_{j} asignado a la
muestra j sólo puede tomar los valores 0 ó 1 respecto al
intervalo nominal v/m que se da para q=0. Este
hecho facilita la realización de la distribución uniforme del
adelanto q entre un número de muestras m \geq
q mediante una tabla en la que se codifica con 1 bit el
valor g(j,q), previamente calculado según:
(24)g(j,q) = \nu /m -
\Delta u(j,q)
\hskip0.5cm1 \leq j \leq m,
\hskip0.2cm0 \leq q \leq 2^{b}- 1
Para clarificar el método, considérese un
ejemplo en el que m=3, v=12=4 m,
b=2. Los posibles valores de q son 0, 1, 2 y 3
por estar codificado con 2 bits, y \nu/m=4. La
Tabla I muestra los resultados que se obtienen al aplicar, con estos
valores, las Ecuaciones (22), (23) y (24). Se observa que el
adelanto q se distribuye uniformemente entre las muestras
dentro de la resolución de 1 periodo de reloj maestro para todos
los códigos de corrección focal. La densidad de la codificación en
este ejemplo es de 2/3 = 0.67 bits/muestra.
\vskip1.000000\baselineskip
Para cada valor de q hay m valores
posibles g(j,q), cada uno de 1 bit. Por consiguiente,
todos los adelantos individuales pueden codificarse en una memoria
de m 2^{b} palabras de 1 bit (en el ejemplo
anterior, basta una memoria de 12x1 bit).
Para valores R <
R_{0}(x_{k},\theta) el error absoluto del
intervalo entre instantes de muestreo puede superar el valor
T_{X}/2. En este caso, las técnicas CFP y CFPV pueden
operar de varias formas, destacando las siguientes estrategias:
- 1.
- Activar una función de apertura dinámica en la que el elemento k no interviene hasta que se reciban señales desde una distancia igual o superior a R_{0}(x_{k},\theta). Una de las posibles realizaciones, produce para este elemento un número de muestras nulas M_{Z}(k) equivalente a las que se producen a la salida del conformador entre el comienzo de la adquisición T_{ini} y el instante T_{0}(x_{k},\theta) dado por la Ecuación (19):
\hskip5.3cm
- donde [ ]\uparrow representa la función de redondeo por exceso a un número entero.
- Debe destacarse que la relación D/max(R_{0}), donde D es el tamaño de la apertura, determina el mínimo valor de F# que puede aplicarse con las técnicas propuestas. En un ejemplo práctico se muestra que F#_{min} = 1, 0'6 y 0'4 para valores de b = 1, 2 y 3, respectivamente, muy competitivos con los proporcionados por otras técnicas.
- 2.
- Anticipar la adquisición de señal en el elemento k a una distancia R_{1} < R_{0}(x_{k},\theta) elegida de forma tal que se adquiera una muestra en R_{0}(x_{k},\theta). Los instantes de muestreo anteriores a éste tendrán un cierto error superior al acotado, pero su efecto en la imagen puede ser limitado. Para ello, el instante de adquisición de la primera muestra dado por la Ecuación (19) queda modificado a:
(26)T^{M}_{0}
(x_{k} ,\theta ) = T_{0} (x_{k} , \theta ) - M_{Z}
(k)T_{S1}
- donde se expresa que, para el elemento k, se adquieren M_{Z}(k) muestras anteriores a la recepción con error acotado y T_{S1} es el periodo de muestreo utilizado, constante en esta región. El valor de T_{S1} puede ser igual al periodo de muestreo de salida del conformador T_{S} o, preferiblemente, un valor inferior para reducir en lo posible los errores en el instante de muestreo.
- 3.
- Operar de forma mixta, donde un primer rango de distancias [R_{2}, R_{1}) se cubre con apertura dinámica, otro [R_{1}, R_{0}) con un error limitado como en el punto anterior y, finalmente, un tercero [R_{0}, \infty) en el que los errores de muestreo están acotados dentro de medio periodo de reloj maestro aplicando la corrección focal progresiva.
En una realización preferida que, además resulta
de aplicación general cuando la geometría del array es diferente,
el medio no es homogéneo (por ejemplo, cambios de velocidades de
propagación) o los focos se distribuyen a intervalos regulares pero
siguiendo una trayectoria diferente a la considerada, se utiliza un
algoritmo de cálculo basado en los siguientes pasos:
Algoritmo
1
- Paso 1:
- Se calculan los tiempos de propagación T_{ki} de la señal correspondiente a cada foco F_{i}, i = 0, 1, 2, ..., hasta cada elemento k del array. El valor de T_{ki} se obtiene en cada caso al considerar la geometría del sistema y la(s) velocidad(es) de propagación.
- Paso 2:
- Para cada elemento k, se calculan los intervalos U_{ki} entre instantes de llegada de la señal correspondiente a dos focos consecutivos, expresados en periodos del reloj maestro, como:
\hskip4.9cm
- Paso 3:
- El valor \nu o intervalo nominal en periodos de reloj maestro entre focos se elige de los resultados de la ecuación anterior como:
(28)\nu \geq
max(U_{ki} )
\hskip0.5cm\forall k,i
- Paso 4:
- Si el número de bits disponibles para codificar las correcciones focales es b, determinar para cada canal k el índice i=h_{k} a partir del cual:
(29)\nu-
U_{ki} \leq 2^{b}- 1
\hskip0.5cmi \geq- h_{k}
- Paso 5:
- Para los focos F_{i} con i < h_{k}, el número de muestras M_{Z}(k), para operar con apertura dinámica o adquisición anticipada en el canal k, es:
(30)M_{Z} (k)
= (h_{k}-
1)m
- Paso 6:
- Los códigos de corrección focal para cada elemento k correspondientes al foco i \geq h_{k} se calculan como:
(31)G_{ki} =
\nu- U_{ki}
\hskip0.5cmi \geq h_{k}
- \quad
- que expresan el número de ciclos de reloj maestro que debe adelantarse la adquisición de la señal correspondiente al foco i en el canal k.
En otra realización preferida, durante la
adquisición de señal, la distancia entre dos focos consecutivos
F_{i-1} y F_{i} se varía en
momentos seleccionados incrementando el número de muestras que se
adquieren entre ellos. Esta variante se denomina Técnica de
Corrección Focal Progresiva Variable o CFPV, en la que el
número de muestras adquiridas entre dos focos consecutivos pasa de
ser una constante m a una función del número de foco actual, esto
es M=m(i).
La Ecuación 18 indica que el valor de
R_{0} crece con el de \nu. Por su parte, el valor mínimo
de \nu está determinado por la Ecuación 1 cuando se adquiere una
muestra por foco, con un intervalo temporal entre muestras
T_{S} = sT_{X}. Iniciando, pues la adquisición con
M=m(1)=1 a partir de una distancia
R_{0}(1) determinada por el valor \nu = s
a la que, para todos los elementos:
donde a = 2^{b} -
1. La adquisición continúa manteniendo M=m(1)=1
hasta alcanzar cierto foco a una distancia
R=R_{0}(2) a partir de la cual se verifica, para
todos los
elementos:
donde comienza un tramo en el que
pueden adquirirse 2 muestras por foco, esto es,
M=m(2)=2, manteniendo el error de muestreo acotado.
Cierto tiempo después, se alcanzará otro foco en
R=R_{0}(3) a partir del cual puede operarse con
M=m(3)=3 y así sucesivamente, de forma que,
genéricamente, a partir de un foco situado en
R=R_{0}(m) a partir del cual pueden adquirirse
m muestras,
verificándose:
En definitiva, con la Técnica de Corrección
Focal Progresiva Variable el número de muestras que se adquieren
entre focos se incrementa con el tiempo, de forma que los códigos
de corrección focal puedan seguir expresándose con b bits.
Debe destacarse que la condición (34) debe ser verificada por todos
los elementos para cada valor
de m.
de m.
En una realización preferida, se asocia a cada
foco F_{i} un campo de 1 bit, denominado código de
alejamiento focal J_{i}. Cuando J_{i}=0 se mantiene
el actual valor m(i)=m(i-1) y,
cuando J_{i}=1 se incrementa:
m(i)=m(i-1)+1. El algoritmo 2
proporciona un posible método para el cálculo de los valores de
J_{i}:
Algoritmo
2
- Paso 1:
- En función de la distancia mínima establecida por la aplicación, R_{min}, determinar el mayor valor m=m_{0} para el cual se verifica la Ecuación (34).
- Paso 2:
- Inicialización: m=m_{0}. Variables auxiliares: f=1 (número actual de foco), i=1 (número actual de muestra).
- Paso 3:
- Repetir:
- a)
- Calcular R_{0}(m) dado por la Ecuación (34) y el valor \DeltaR = cT_{S}/2, siendo c = velocidad de propagación, T_{S} = periodo de muestreo.
- b)
- Si R_{min} + (i+m) \DeltaR \geq (m+1)R_{0}
- \quad
- {J_{f} = 1; m=m+1;}
- \quad
- en otro caso {J_{f} = 0;)
- c)
- f=f+1;
- d)
- i=i+m;
- \quad
- hasta que i \geq N_{S}, siendo N_{S} = número de muestras a adquirir.
\newpage
El número de códigos de alejamiento focal iguala
al de focos para cualquier adquisición, por lo que puede realizarse
fácilmente asociando a cada código de corrección focal
Q_{ki} el correspondiente código de alejamiento focal
J_{ki} = J_{i} en cada canal k.
Este esquema resulta adecuado ya que, en
general, las señales correspondientes a cada foco llegan a los
elementos en momentos diferentes y su realización es sencilla. De
este modo, la memoria de corrección focal tiene una anchura de
palabra de b+1 bits, repartidos en dos campos: b bits
para el código Q_{ki} y 1 bit para el J_{i}.
Una alternativa, que proporciona una mayor
eficiencia, almacena en una memoria separada los códigos de
alejamiento focal J_{i}, cuyo contenido es compartido por
un conjunto de canales. Para resolver el problema de no
simultaneidad en la adquisición de los focos, cada canal dispone una
pequeña cola donde se introducen los códigos J_{i}
obtenidos automáticamente de la memoria que los almacena. Cada
canal utiliza el valor de J_{i} en cabeza de la cola cada
vez que alcanza un nuevo foco. Así, una única memoria central
almacena un código J_{i} por foco y unos pequeños FIFOs
distribuidos facilitan la asignación de estos códigos comunes a
cada canal cuando lo necesita, como se expone con más detalle en la
descripción del sistema.
Por otra parte, puesto que la distancia entre
focos puede modificarse dinámicamente, en la mayoría de las
aplicaciones prácticas basta una codificación de la corrección
focal con b=1 bit, lo que proporciona una alta eficiencia en
el uso de memoria y una simplificación de los circuitos de
corrección. En particular, es inmediato realizar la distribución
uniforme de 0 ó 1 periodo de reloj maestro entre m
muestras.
Con lo expuesto, la Técnica de Corrección Focal
Progresiva, con su opción Variable, proporciona un método que
realiza la conformación dinámica de haces en recepción con una
elevada resolución temporal dentro de un gran rango de distancias.
Adicionalmente, carece de redundancias en la adquisición, no
requiere procesos de interpolación de muestras, permite mantener la
tasa de muestreo más baja compatible con el criterio de Nyquist y,
por consiguiente, tiene un bajo consumo energético. Su realización
es compacta, debido tanto a un balance adecuado entre el cálculo en
tiempo real de las correcciones y el contenido de unas memorias
precalculado en tiempo no real, como a que la codificación de esta
información es muy eficiente.
Todo esto permite configurar un sistema versátil
de conformación de haces en recepción con focalización dinámica,
deflexión, apertura dinámica y apodización, cuyos detalles
constructivos se exponen a continuación.
El sistema objeto de la presente invención se
basa en la técnica de Corrección Focal Progresiva descrita
anteriormente, incluyendo o no la opción Variable, y realiza la
focalización dinámica con deflexión de las señales recibidas por un
conjunto de transductores o array, incluyendo funciones de
apodización y de apertura dinámica. El sistema se describirá con
suficiente detalle para que pueda ser entendido y reproducido por
personal con conocimientos de electrónica digital.
Con referencia a la Figura 2, un sistema de
conformación de haces en recepción consta, en el caso más general,
de un array (10) compuesto de N transductores elementales
(11) o, simplemente, elementos, que reciben señales del exterior,
numerados 1, 2, ...k, ..., N. Frecuentemente, estos
elementos son, a su vez, emisores de señal para conformar un haz en
emisión, pasando a ser receptores una vez que ésta finaliza. En la
figura se han omitido los dispositivos necesarios para conformar el
haz en emisión.
Las señales recibidas por los diferentes
elementos son acondicionadas y amplificadas por los dispositivos
AAS (12), que entregan las N señales analógicas a_{1},
a_{2}, ..., a_{k}, ..., a_{N} a otros tantos conversores
analógico-digitales A/D (13). Los dispositivos AAS
suelen incorporar, además de la función de amplificación, otras que
incluyen la compensación de la atenuación con la distancia mediante
un control ganancia-tiempo, el filtrado y, en
ocasiones, el desdoblamiento en las componentes en fase y
cuadratura. En este último caso, cada señal analógica a_{k}
está formado por el par (i_{k},q_{k}) que representan,
respectivamente, a las componentes en fase y en cuadratura.
Una vez acondicionadas, las señales analógicas
son digitalizadas por los conversores A/D. En el caso de señales en
banda base con pares (i_{k},q_{k}) pueden utilizarse dos
conversores A/D por cada señal o multiplexarse un único conversor
A/D entre dos señales, las muestras pares para la componente
i_{k} y las impares para la q_{k} o
viceversa.
Otra alternativa es la utilización de
conversores \Delta\Sigma, con los que las señales analógicas
a_{k} se representan mediante una secuencia continua de
bits. En este caso la técnica de Corrección Focal Progresiva y sus
variantes resulta especialmente útil al ajustar los instantes de
muestreo a los de llegada de la señal a cada elemento con la
resolución de un reloj maestro cuyo periodo se adapta, ciclo a
ciclo, al requerido por tales conversores \Delta\Sigma para
obtener una determinada relación señal/ruido.
Las técnicas mencionadas son conocidas por los
expertos en el tema y de aplicación general. Las diferencias
aparecen principalmente en el dispositivo CONF (14) o conformador
de haz, cuya función es la de combinar las N secuencias
numéricas e_{1}, e_{2}, ..., e_{k}, ..., e_{N}
proporcionadas por los conversores A/D para crear una única
secuencia de salida r que representa, en forma digital, a la
señal recibida por el array focalizada, idealmente, en todos los
puntos de una dirección determinada.
Cada muestra entregada por los conversores A/D
es una palabra de w bits siendo, típicamente, 6 \leq
w \leq 12 para el caso de conversores de muestreo
instantáneo y 1 \leq w \leq 2 para los de tipo DE, aunque
el sistema puede operar con otras anchuras de palabra.
Es, precisamente, la forma en que el dispositivo
CONF realiza la función de combinar coherentemente las N
entradas e_{k} para generar la salida r lo que
constituye el aspecto diferencial de la presente invención.
El dispositivo CONF (14) que es objeto de la
presente patente, basa su funcionamiento en la técnica de
Corrección Focal Progresiva que constituye uno de sus aspectos
claves, aportando diversas ventajas frente a otros tipos de
realizaciones.
Así, según otros métodos reseñados en la
descripción que se hizo del estado del arte, cada muestra de la
secuencia numérica e_{k} suministrada por k-ésimo
conversor A/D es sometida a un proceso de retardo como indica la
Figura 3. Cada elemento se asocia a un canal de procesamiento
individual (21). El contenido de una memoria de focalización
dinámica (25) es utilizado por un dispositivo de control (24) para
generar señales que producen un retardo grueso (22) y otro fino
(23). El retardo grueso tiene, típicamente, la resolución de un
periodo del reloj de muestreo y el retardo fino una fracción del
mismo. Estos retardos se obtienen con diversos métodos que han sido
descritos en la literatura especializada y son bien conocidos.
El contenido de la memoria de focalización
dinámica (25) es tal que, para cada muestra y para cada canal, los
retardos introducidos alinean en el tiempo las salidas f_{1},
f_{2}, ..., f_{N} que corresponden a los focos sucesivos
F_{1}, F_{2}, ..., F_{N}. Estas señales son sumadas en
(20) para obtener la secuencia r focalizada
dinámicamente.
La mayor ventaja de estas técnicas reside en que
sólo es necesario un reloj de muestreo, común a todos los canales.
Pero adolece de diversos inconvenientes derivados de la necesidad
de realizar procesos de interpolación para obtener una suficiente
resolución temporal en los retardos introducidos a las señales, con
el consiguiente aumento de complejidad electrónica y la posibilidad
de introducir errores. Además, requieren una considerable cantidad
de memoria para representar los retardos grueso y fino.
El sistema objeto de la presente invención opera
de una forma diferente, muestreando directamente las señales en el
instante en que llegan a cada uno de los elementos del array,
procedentes de cada uno de los focos situados a lo largo de una
dirección determinada. Al evitar la introducción de retardos a las
señales, se hacen innecesarios los procesos de interpolación,
eludiendo posibles errores y eliminando los circuitos electrónicos
correspondientes. Asimismo, sólo se adquieren las muestras
necesarias para realizar la composición coherente, eliminando
redundancias.
En principio, el coste del método objeto de esta
patente es que cada conversor A/D debe operar con un reloj de
muestreo diferente, de frecuencia no uniforme. Como se demuestra
con la descripción que sigue, la realización de esta característica
es sencilla a partir de la metodología enunciada como técnica de
Corrección Focal Progresiva, con la opción Variable, pudiendo
integrarse múltiples canales en un único dispositivo tipo FPGA
estándar y comercialmente disponible.
Con referencia de nuevo a la Figura 2, el método
propuesto requiere que el dispositivo de conformación de haz CONF
(14), proporcione un reloj de muestreo independiente y de
frecuencia no uniforme CK_{1}, CK_{2}, ..., CK_{k}, ...,
CK_{N} a cada conversor A/D (13), de forma que se adquieran
las señales analógicas a_{1}, a_{2}, ..., a_{k}, ...,
a_{N} proporcionadas por los acondicionadores de señal AAS
(12) en los instantes que corresponden a los de su llegada desde
cada foco a cada elemento (11) del array (10). Las muestras
obtenidas por los N conversores A/D (13) son procesadas para
obtener su suma coherente, es decir, un valor de salida r
que es la suma de las N muestras correspondientes a la señal
recibida de un mismo foco por los N elementos del array.
En la presente invención, esta metodología se
aplica en forma modular, asociando un canal de procesamiento a cada
elemento del array. La Figura 4 muestra la estructura de uno de los
canales (30) que procesa la señal recibida por el elemento k
(11) del array. La estructura de todos los canales es idéntica a la
mostrada.
Como en otros casos, la señal es amplificada y
acondicionada por el dispositivo AAS (12) por métodos conocidos,
que incluyen dispositivos electrónicos para amplificar, filtrar y
manipular de forma analógica la señal. A la salida del AAS se
obtiene la señal a_{k} que es digitalizada por el conversor
A/D (13). Las muestras son adquiridas en los instantes definidos
por un generador de reloj (70) que produce una secuencia de pulsos
CK_{k} no uniformemente espaciados, cuya descripción
detallada se realiza posteriormente. El generador de reloj es
habilitado por la señal HFD generada en el dispositivo HFOC
(80) que marca los instantes en los que el canal comienza y termina
la adquisición de señal con focalización dinámica.
La función del generador de reloj es la de
garantizar que los instantes de muestreo determinados por
CK_{k} corresponden a los de la llegada de la señal desde
cada uno de los focos al elemento k, y opera según los
principios descritos anteriormente como Técnica de Corrección Focal
Progresiva, con su posible opción Variable.
\global\parskip0.930000\baselineskip
Con esto, la secuencia de muestras
e_{k} obtenida a la salida del conversor A/D corresponde,
precisamente, a los valores ordenados de la señal recibida por el
elemento k procedente de cada uno de los focos. Estos valores
son procesados por un bloque de apodización y apertura dinámica APD
(60), que permiten mejorar las características del haz y que
produce la secuencia f_{k}. Al existir una correspondencia
1:1 de las muestras e_{k} a las f_{k}, esta
secuencia también está ordenada con referencia a los instantes de
llegada de la señal al elemento k desde cada foco. Los
sucesivos valores de f_{k} se almacenan transitoriamente
en una cola o memoria FIFO que absorbe la diferencia en los
instantes en que se producen muestras correspondientes a un mismo
foco en diferentes canales.
Elemento clave es, pues, el generador de reloj
de muestreo (70), que produce la señal de digitalización
CK_{k} del k-ésimo conversor A/D, de forma que las
muestras obtenidas correspondan a los valores de la señal recibida
por el elemento k desde cada uno de los focos. La Figura 5
muestra el diagrama de principio de una de las realizaciones
preferidas del generador del reloj CK_{k}, cuyo
funcionamiento se basa en el método descrito anteriormente como
Técnica de Corrección Focal Progresiva, para el caso en que las
correcciones focales se codifican con b=1 bit.
El circuito mostrado en la Figura 5 contiene
sólo los elementos básicos omitiéndose otros dispositivos
auxiliares, que son necesarios para el correcto funcionamiento, en
favor de una mayor claridad de exposición. Tiene un registro
REG-A (71a) en el que se carga un valor relacionado
con el parámetro \nu o intervalo nominal entre focos en periodos
del reloj maestro. Su salida V consta de múltiples líneas
que determinan el número de etapas que componen el registro de
desplazamiento de longitud programable SHR-A (72).
Este dispositivo obtiene una salida p que es una versión
retrasada una cantidad de V periodos de reloj c de su entrada
CK_{k}. Éste y otros dispositivos en el esquema mostrado
operan síncronamente con el reloj maestro c de periodo
T_{X}. La señal de entrada HFD habilita la
operación del registro de desplazamiento (72) y del
flip-flop (77), de forma que estos dispositivos
mantienen su estado actual independientemente del valor a su
entrada cuando HFD=0. Cuando HFD=1, se habilita la
focalización dinámica, interrumpiéndose cuando HFD retorna a
cero. Esta señal se genera en el dispositivo HFOC (80), Fig. 4.
La señal p es, a su vez, retrasada 1
periodo de reloj maestro mediante el flip- flop FFA (73),
produciendo la señal pr. El multiplexor MUX (74) proporciona
una salida s que es, bien la señal p producida por el
registro de desplazamiento o su versión retrasada pr, en
función del estado de la línea de selección Q:
(35)s=p \ si \
Q=0; \ s=pr \ si \
Q=1
El estado del selector Q lo determina el
contenido de una memoria MEM (75) en la dirección F
proporcionada por el contador CNT (76). En el caso actual, Q
es una simple línea (1 bit).
La memoria se carga previamente, mediante
circuitos no mostrados, con los códigos de corrección focal
Q_{ki}, donde k es el número del canal actual y
i es el número de orden del foco, con i \geq
1. Los circuitos para la adquisición de señal en el primer
foco (i=0), que se describen posteriormente, determinan la
activación de la señal HFD.
La salida del multiplexor (74) se registra en el
flip-flop FFB (77), cuya salida CK_{k} es
el reloj de muestreo del conversor A/D del canal actual k
(13), Figura 4, acciona al contador CNT (76) y es la entrada del
registro de desplazamiento SHR-A (72).
Para su funcionamiento, el registro de
desplazamiento SHR-A (72) se inicializa a "0",
el flip-flop FFA (73) a "0", el
flip-flop FFB (77) a "1" y el contador (76) con
la dirección de memoria donde se almacena el código de la
corrección focal correspondiente al foco F_{1}
(i=1). Los circuitos auxiliares para establecer estos
estados iniciales se omiten en la figura. Así, los valores iniciales
de las diferentes señales son: CK_{k}=1, p=0,
pr=0 y s=0 (independientemente del estado de
Q).
A partir de este estado inicial, en el ciclo de
reloj maestro c que sigue a la activación de la señal HFD=1,
se pone CK_{k}=0 al encontrarse en este estado la entrada
s del flip-flop FFB (77) y el reloj habilitado por
su entrada ce. Durante los V primeros periodos del
reloj c se mantienen las señales p=0 y pr=0. En el
ciclo siguiente se pone p=1, reflejando que el valor inicial
CK_{k}=1 se ha propagado por el registro de desplazamiento
(72), pero todavía se mantiene pr=0. En este mismo ciclo, si
Q=0, es s=pr=0, pero si Q=1, es s=p=1.
Por consiguiente, en el siguiente ciclo, la salida
CK_{k}=1 sólo si Q=1; también en este ciclo se pone
pr=1 por lo que, si Q=0 se pondrá la salida
CK_{k}=1 en el ciclo siguiente. Una vez que se hace
CK_{k}=1 el proceso se repite.
Por consiguiente, el número de ciclos n
que transcurren desde el anterior valor CK_{k}=1 y el
próximo lo determina el valor Q de la siguiente forma:
- \quad
- Si Q=0: {}\hskip0.5cm n=V+1
(36)Si Q=1:
\hskip0.5cmn=V+2
Acorde con la Ecuación (20), cuando Q=0
el número de ciclos entre focos es n=\nu y, cuando
Q=1, debe ser n=\nu-1. Con esto:
(37)V = \nu-
2
que indica el valor inicial a
cargar en el registro REG-A (71a) en función de la
distancia nominal entre focos v expresada en periodos del reloj
maestro.
\global\parskip0.990000\baselineskip
Cada vez que se produce un reloj de muestreo
(CK_{k}=1), se incrementa la dirección F
proporcionada por el contador CNT (76), con lo que la memoria MEM
(75) coloca en su salida el código correspondiente a la corrección
focal a aplicar en el siguiente foco.
Se observa que el conjunto FFA
(73)-MUX (74)-FFB (77) configuran un
registro de desplazamiento de longitud variable según el código
Q, que puede utilizarse como base para las realizaciones
descritas a continuación, aunque hay alternativas más eficientes.
Así, la Figura 6 muestra un esquema de otra realización preferida
que no limita el número de bits con el que se representan los
códigos de corrección focal Q. En este caso el conjunto
FFA-MUX-FFB anterior se ha
sustituido por un registro de desplazamiento SHRB (78) cuya longitud
programable la determina el complemento del código de corrección
focal Q obtenido mediante los inversores (75a) que producen
las salidas NQ.
En este caso el intervalo entre los instantes de
muestreo en dos focos consecutivos en el canal actual se determina
por el valor multibit Q entregado por la memoria (75). Aquí
el registro de desplazamiento SHRB (78) se inicializa a
"1".
El funcionamiento es, por lo demás, análogo al
caso anterior con la salvedad de que el número de ciclos está
determinado por los valores V y NQ según:
(38)n = V +
NQ
Teniendo en cuenta que
NQ=2^{b}-1-Q, el
valor inicial a cargar en el registro REG- A (71a) en función del
intervalo nominal entre focos en periodos del reloj maestro es:
(39)V = \nu-
2^{b} +
1
En una realización práctica, los inversores
(75a) son innecesarios si en la memoria de códigos de corrección
focal (75), se almacenan los valores complementarios NQ en
lugar de los de Q, manteniéndose en la descripción por
coherencia en la notación. Asimismo, en las realizaciones prácticas
de los circuitos mostrados en las Figuras 5 y 6 se incluye, además,
lógica auxiliar que evita la situación en la que todas las salidas
están en estado "0" de la que, evidentemente, no saldrían los
circuitos.
La lógica descrita permite focalizar cada una de
las muestras adquiridas. Cuando se prefiera realizar una corrección
focal periódica, compartiendo un mismo código de corrección focal
Q cada m muestras, los circuitos anteriores se
modifican como indica la Figura 7. El valor de m se carga en
un registro RCM (71b) y el valor almacenado M es utilizado por una
lógica de control CTRL (90) junto con el valor Q del código
de corrección focal entregado por la memoria (75) para generar las
señales ng y cef. La primera controla la longitud del
registro de desplazamiento SHRB (78) haciéndola igual a ng+1,
mientras que cef habilita al contador CNT (76) que
proporciona la dirección F a la memoria de corrección focal
(75).
El registro de desplazamiento SHRA (72) es de
longitud programable en función del valor V programado en el
registro REG-A (71a), con un número de etapas igual
a V+1. El registro de desplazamiento SHRB (78) es también de
longitud programable con un número de etapas igual a
ng+1.
El número de periodos de reloj maestro que
median entre dos ciclos consecutivos CK_{k} es igual al
número de etapas interpuestas entre la entrada de SHRA (72) y la
salida de SHRB (78) que, acorde con lo anterior, es:
(40)n = V + ng
+
2
Programando en el registro REG-A
(71a) un valor
(41)V =
\upsilon /m-
3
donde \nu/m representa el
intervalo nominal entre muestras en periodos del reloj maestro, la
Ecuación (40) queda
como:
(42)n = \nu /m
+ ng-
1
La lógica de control CTRL (90), mostrada en
detalle en la Figura 7, controla el intervalo n mediante la
señal ng, distribuyendo uniformemente el adelanto de
periodos de reloj maestro Q entre las m muestras que
se adquieren entre dos focos consecutivos.
Para ello, el contenido CM de un contador
módulo m, CMOD (91), que se actualiza con cada reloj
CK_{k} por su entrada de habilitación ce,
proporciona parte de la dirección DM de la memoria MDM (92).
La otra parte de la dirección es el código de corrección focal
Q. La dirección proporcionada a la memoria MDM es:
(43)DM(j,Q) = (j- 1) \cdot
2^{b} +
Q
\global\parskip0.980000\baselineskip
donde j=CM+1 indica el
número de orden de la muestra actual. Programando, en tiempo no
real, el contenido de las direcciones DM(j, Q) de la
memoria MDM con los valores g(j,Q) que resultan de
aplicar las Ecuaciones (22) a (24), la salida g representa
el adelanto individual a aplicar a cada una de las muestras durante
la adquisición. El inversor (93) obtiene la señal ng,
complementaria de la g, de modo que, conforme a la Ecuación
(42):
- \quad
- Si g = 0 \Rightarrow ng = 1 \Rightarrow n = \nu/m
(44)Si g=1
\Rightarrow ng=0 \Rightarrow n = \nu /m-
1
con lo que se produce un adelanto
de 1 ciclo de reloj cuando g(j,Q)=1 y se mantiene el
intervalo nominal \nu/m cuando g(j,Q)=0, tal
y como quedó descrito en el método de Corrección Focal
Progresiva.
Por su parte, cada vez que el contador CMOD (91)
rebosa (esto es, conmuta del valor m-1 a 0),
se produce un pulso cef que habilita el incremento del
contador de focos CNT (76), proporcionando una nueva dirección
F+1 a la memoria MEM (75). Así, el proceso se repite con un
nuevo valor de Q suministrado por la memoria MEM (75) con el
contenido de la nueva dirección.
Deben hacerse algunas observaciones adicionales.
La primera es que, evidentemente, los inversores (93) se eliminan
si en la memoria se programan los valores complementarios de los
g(j,Q) dados por la Ecuación (24). Otra es que la
memoria MDM (92) es de pequeño tamaño; por ejemplo, una memoria de
256x1 bits puede servir para valores m \leq 64 con
b=2, o para m \leq 32 con b=3.
A partir de este esquema se deriva la variante
denominada como técnica de Corrección Focal Progresiva Variable.
Para ello, el registro RCM (71b) se sustituye por un contador, de
forma que el número de muestras m entre focos puede irse
incrementando en el tiempo a partir de un valor mínimo inicial
m_{1} que, típicamente, puede ser igual a 1.
Tal y como fue descrito, según la Ecuación (18),
la distancia mínima R_{0} a partir de la cual el error
absoluto del instante de muestreo se mantiene acotado en
\pmT_{X}/2 crece con el valor del intervalo entre focos
\nu, expresado en periodos T_{X} del reloj maestro. Al
reducir la distancia entre focos en la región más próxima al array
mediante la programación de un valor bajo para m_{1},
disminuye el valor de R_{0}. Los instantes en que se
incrementa el contador RCM (71b) vienen determinados por los
instantes en que las señales proceden de focos situados a
suficiente distancia como para que pueda adquirirse una muestra más
entre focos en todos los canales. El número de orden de los focos
en que esto ocurre se calcula en tiempo no real y se codifican en
una tabla común a todos los canales, a un subconjunto de canales o a
un canal individual, estableciendo un balance entre eficiencia de
uso de memoria y modularidad.
En una realización preferida y, en tiempo de
adquisición, los focos en los que se incrementa el contador RCM
(71b) se determinan por el valor de un código de alejamiento focal
J_{i} expresado con 1 bit, con i = 1, 2, ...
asociado a cada foco: el valor actual de m contenido en el
contador RCM (71b) se incrementa si J_{i} = 1, manteniendo
su valor actual si J_{i} = 0 hasta el siguiente foco, donde
se repite este proceso. El incremento de RCM sólo se habilita, por
consiguiente, cuando se produce el reloj de muestreo para adquirir
la señal correspondiente a un foco.
En una realización particular, la memoria de
corrección focal (75) proporciona dos campos: uno, J_{ki} =
J_{i} de un bit, indica si se incrementa el contador RCM
(71b) en este foco y, el otro Q_{ki} de b bits, el
adelanto a distribuir entre las m muestras actuales. En la
figura se muestra la señal J=J_{i} con una línea de
trazos. En este caso, preferentemente, se utilizan códigos de
corrección focal Q_{ki} con b=1 bit, puesto que
puede controlarse de forma separada la distancia entre focos
controlando el número de muestras m intercaladas. En tal
caso, la distribución de los adelantos expresados por
Q_{ki} son de 0 ó 1 ciclo de reloj maestro, realizándose
en la muestra cuyo orden es la mitad del contenido de RCM (71b),
aunque son posibles otras alternativas más simples con poca
incidencia en la calidad de la imagen.
Sin embargo, para mejorar la eficiencia, en otra
realización alternativa que también se muestra en la Figura 7, los
códigos de alejamiento focal J_{i} proceden de una memoria
separada (MJ (59), Figura 10) cuya salida es compartida por
múltiples canales por la entrada J a una cola FIFO local
(79). En tiempo de adquisición, se realiza una lectura de un nuevo
código de alejamiento focal J_{i} en la memoria global MJ
(59) de la Figura 10, cuando alguno de los canales a los que sirve
detecta que su FIFO local (79) está vacío. El código J_{i}
suministrado se escribe simultáneamente en todos los FIFOs locales
(79) para ser utilizados por cada canal cuando adquieren señal de un
nuevo foco, esto es, se activa su señal cef. En este
momento, el valor en cabeza de la cola Jc se utiliza para
incrementar o no el valor de m contenido en el contador RCM
(71b).
Debe destacarse que las colas FIFO locales (79)
son de pequeño tamaño, típicamente inferiores a 16x1 bit porque
sólo ha de almacenar un número de códigos de 1 bit equivalente a la
máxima diferencia de focos adquiridos en diferentes canales dentro
de un mismo módulo. De este modo, con esta alternativa se consumen
menos recursos que con la anterior en la que los códigos de
alejamiento focal J_{i} se almacenaban en la memoria de
corrección focal (75) de cada uno de los canales.
Con la Técnica de Corrección Focal Progresiva y
Variable la utilización de códigos de corrección focal se hace más
eficiente, distribuyéndose entre un número bajo de muestras al
principio de la adquisición (en el límite, 1 bit por muestra) y
entre un número mayor de muestras conforme la distancia de los
focos al array aumenta (una fracción decreciente de un bit por
muestra).
\global\parskip0.990000\baselineskip
Por otra parte, es preciso determinar con
precisión el instante en el que se adquieren las muestras que
corresponden al primer foco, de coordenadas
(R_{0},\theta), a partir del cual opera la corrección
focal según la metodología descrita. Este instante está determinado
por la Ecuación (19) para la geometría de la Figura 1. Debe hacerse
la observación que el foco inicial puede situarse a una distancia
mayor en función de las necesidades de la aplicación. También se
tendrá en cuenta la utilización o no del un número variable de
muestras entre focos para determinar este valor inicial.
Esta función se realiza en el bloque HFOC (80)
de la Figura 4, expuesto con más detalle en la Figura 8. Una
realización utiliza, simplemente, un contador accionado por el
reloj maestro que se carga inicialmente con el valor
N_{A}(k):
\hskip6.4cm
donde T_{0}(k)
representa el intervalo entre el origen de tiempos hasta que la
señal correspondiente al foco F_{0} llega al elemento
k, determinado por la geometría y las velocidades de
propagación, o como expresa la Ecuación (19) para la configuración
de la Figura
1.
Las señales que corresponden al primer foco
F_{0} se adquieren, en el canal k, cuando rebosa
este contador, habilitando, a partir de este momento, la actuación
de los circuitos de corrección focal progresiva. El error absoluto
del instante de adquisición de este primer foco es inferior a medio
periodo de reloj maestro en todos los canales. Sin embargo, para
mantener esta resolución temporal, este contador debe ser accionado
a la frecuencia del reloj maestro, normalmente elevada y muy
superior a la de muestreo.
Para evitar este inconveniente, una realización
preferida, descompone el contador de ciclos N_{A} en dos
partes, como se muestra en la Figura 8, de forma que (omitiendo el
índice de canal k):
(46)N_{A} = K
\cdot N_{A1} + N_{A2} +
1
con K, N_{A1} y
N_{A2} enteros. El valor N_{A1} se carga en el
contador CNT-A (82) mediante la señal Ida.
Cuando se habilita su funcionamiento mediante la activación de la
señal cea, se acciona el contador con un reloj cb cuya
frecuencia es K veces inferior a la del reloj maestro,
c, evitando las dificultades
mencionadas.
Tras N_{A1} ciclos cb,
equivalentes a K \cdot N_{A1} periodos T_{X}, el
contador alcanza el valor terminal que alza la señal tca=1.
En el siguiente ciclo de reloj cb se activa el
flip-flop FF tipo RS (83), colocando la señal
aj=1. Este valor se propaga por el registro de
desplazamiento SHRG (84) cuya longitud la establece el valor
programado para N_{A2}, accionado por el reloj maestro
c. Transcurridos N_{A2} + 1 periodos de reloj
maestro, el valor aj=1 alcanza la salida del registro de
desplazamiento, con lo que la salida pasa a HFD=1,
habilitando a los circuitos de focalización dinámica una vez
transcurridos N_{A} periodos de reloj maestro, como indica
la Ecuación (46). De este modo, sólo el registro de desplazamiento
SHRG (84) debe operar a la elevada frecuencia del reloj maestro.
Tal estado permanece estable hasta que se haya
realizado un número N_{F} de correcciones focales,
programado en el contador CNT-F (86). Cada
corrección focal es indicada por la señal de entrada cef,
que proporción la lógica de control CTRL (90) de la Figura 7 cuando
se toman mútiples muestras entre focos, o es el reloj de muestreo
CK_{k} si sólo se adquiere señal en los focos (Figuras 5 y
6).
Cuando CNT-F alcanza la cuenta
terminal, se alza la señal tcf=1, provocando la puesta a
cero del flip-flop FF (84) por su entrada R.
Al realizarse la función AND (81), la señal HFD retorna a
0, finalizando el proceso de corrección focal
progresiva.
No obstante, la adquisición de señales puede
continuar con periodo de muestreo constante e igual al nominal
\nu/m hasta completar el número de muestras a adquirir,
N_{S}, programado en el contador CNT-S
(88). El rebosamiento de este valor activa la señal FIN que termina
por completo la adquisición de señal en este canal.
Es importante observar que, finalizado el
proceso de corrección focal progresiva al hacerse HFD=0, la
dirección F de la memoria de códigos de corrección focal
(75) queda congelada en el último valor alcanzado por el contador
(76) de las figuras 5, 6 y 7, lo que posibilita iniciar
automáticamente la siguiente adquisición con los valores de
corrección focal almacenados a continuación, haciendo innecesario
programar un nuevo valor inicial de F. De este modo es
posible operar con diversas estrategias, como por ejemplo:
a) Generación de imagen sectorial, donde cada
adquisición se realiza con un ángulo de deflexión diferente. Los
códigos de corrección focal que corresponden a los ángulos de
deflexión sucesivos se almacenan secuencialmente en memoria,
evitando tener que programar la dirección inicial F de la
memoria de códigos de corrección focal antes de cada adquisición. A
diferencia de otras técnicas, ésta permite mantener el error de
muestreo acotado y constante para todos los ángulos de deflexión y
a todas las distancias.
b) Realización de barrido lineal u otras formas
de adquisición donde una subapertura activa compuesta por un
subconjunto de los elementos del array, cambia en cada adquisición,
eliminando ciertos elementos e introduciendo otros. Análogamente,
los códigos de corrección focal que corresponden a las
configuraciones sucesivas se almacenan secuencialmente en memoria,
evitando tener que cargar la dirección inicial F de la
memoria de códigos de corrección focal antes de cada
adquisición.
c) Estrategias mixtas, en las que se adquiere
señal de múltiples direcciones utilizando los mismos códigos de
corrección focal y diferentes valores N_{A}(k) para
diferentes direcciones con los que se adquiere el primer foco. En
este caso, el valor de la dirección inicial debe restablecerse con
anterioridad a la adquisición.
El dispositivo APD (60), Figura 4, realiza las
funciones de apodización y apertura dinámica. La apodización, que
consiste en multiplicar la señal recibida en cada canal por un
número real positivo A_{k} comprendido entre 0 y 1, mejora
las características del haz conformado y el contraste en la imagen
al reducir los lóbulos laterales. La apertura dinámica permite
mantener una resolución lateral constante operando con un número F#
constante, que requiere que el tamaño de la apertura activa aumente
progresivamente en el tiempo. Además, la apertura dinámica facilita
la aplicación de la técnica de Corrección Focal Progresiva en las
regiones más próximas al transductor.
La Figura 9 muestra un diagrama de bloques del
dispositivo APD (60). Para la función de apodización utiliza un
multiplicador MULT (61) que obtiene el producto de cada uno de los
valores de la secuencia e_{k} por el coeficiente
A_{k} de apodización asignado al canal k. En una
realización preferente, este coeficiente es un número entero sin
signo de a bits. Si los valores e_{k} se expresan con
w bits, de los a+w bits que componen el producto se
mantienen los w bits más significativos con redondeo en
función del valor del primer bit ignorado y el signo de
e_{k}, incluyéndose la lógica correspondiente en el propio
dispositivo MULT (61) para obtener la salida h_{k}. La
función realizada es:
\hskip6.2cm
Debe hacerse la observación de que la función de
apodización puede habilitarse o no con sencillos circuitos de
control no mostrados en la figura 9. Básicamente, la salida
h_{k} es la entrada e_{k} si la función de
apodización está inhabilitada, respondiendo a la Ecuación (47) en
otro caso, función que se realiza con un simple multiplexor
gobernado por la señal de habilitación de la apodización.
Para la función de apertura dinámica, se dispone
un contador binario CNZ (62) que se carga inicialmente con el valor
MZ(k) o número de muestras nulas expresado por la
Ecuación (25) para el canal k. Este contador se acciona con
un reloj cuya frecuencia es la nominal de muestreo, cs. Su
operación se habilita con la activación de la señal HFD=1
que inicia el proceso de focalización dinámica y es proporcionada
por el dispositivo HFOC (80), Figuras 4 y 8. Por su parte, la señal
HFD=1 actúa sobre la señal S del flip-flop FF
(64) poniendo la señal z=1 que selecciona la entrada nula
(63) al multiplexor MUX (65).
En este estado, se inicia la adquisición y
procesamiento de señales en todos los canales. En aquellos en los
que el contador CNZ (62) no haya alcanzado la cuenta terminal
(señal tc), las muestras de salida en f_{k} serán de
valor nulo, por lo que el sistema opera como si el elemento
asociado no estuviera activo. Tras MZ ciclos del reloj de
muestreo, durante los que se han producido otras tantas muestras
nulas sobre f_{k}, se alza la señal tc=1 que pone a
cero el flip-flop FF (64) y habilita la salida de
los valores h_{k} obtenidos por el multiplicador (61). De
este modo se proporciona un número programable de muestras nulas al
comienzo de cada adquisición en cada canal, lo que permite programar
las características de la apertura dinámica. La secuencia
f_{k} es:
(45)f_{k} =
\{0, \ 0, \ . . . , \ 0, \ A_{k}e_{k}(NZ+1), \ A_{k}e_{k}(NZ+2), \
. . .
\}
donde e_{k}(i) es
la muestra i de la secuencia e_{k} y que, por
consiguiente, se corresponde con la muestra i de cualquier
otra secuencia. De este modo se mantiene el orden para realizar
posteriormente la composición coherente de todas las señales, sean
o no
nulas.
Otro de los aspectos importantes de la presente
invención es su capacidad de realización modular, cuyo concepto se
muestra en la Figura 10. Una realización preferente agrupa en un
módulo (50) todas las funciones de procesamiento de señal para un
subconjunto de P S elementos del array, así como otras
funciones de control global. En particular, un módulo incluye la
memoria MJ (59) que proporciona los códigos de alejamiento focal
J, junto con los circuitos necesarios para su lectura y
carga inicial. Además, cada módulo (50) contiene S
submódulos (40), donde cada submódulo procesa las señales de
P elementos, y un combinador (55) que permite enlazar
múltiples módulos en cadena.
Internamente, los S submódulos (40) que
conforman un módulo, se encadenan para realizar la composición
coherente de los P S canales en cascada a través de los
FIFOs (52). Esta estructura facilita la operación en paralelo de
todos los canales de procesamiento digital, donde los FIFOs
compensan automáticamente las diferencias en los instantes de
adquisición de señal en los diferentes canales.
Para ello, cada uno de los elementos (11) del
array (10) proporciona la señal recibida a uno de los P
procesadores elementales, PE, (30) integrados en un submódulo (40).
Cada procesador elemental PE realiza el acondicionamiento de señal
y digitalización en el instante de llegada de la señal al elemento
que le corresponde, siguiendo la metodología descrita
anteriormente, e incluye los dispositivos que fueron mostrados con
detalle en las Figuras 4 a 8.
Cada PE proporciona a su salida una secuencia
ordenada de valores correspondientes a las señales recibidas por el
elemento asociado desde cada uno de los focos o muestras
intercaladas. Estas salidas se suman (41) para realizar la
composición coherente de las P señales que corresponden a un
submódulo.
Por su parte, el dispositivo (42) suma los
resultados obtenidos localmente en el submódulo con los que le haya
colocado el precedente en su cola FIFO (52). De este modo, a la
salida de cada submódulo se obtiene una secuencia ordenada que
corresponde a las señales focalizadas de sus P elementos más
los de los submódulos que le preceden en la cadena, en el orden de
llegada de señales desde cada foco. El primer submódulo de la
cadena recibe un valor "O" (51) en sustitución del FIFO (52),
considerando que no existe un submódulo precedente.
A su vez, el combinador (55) suma en (58) los
resultados obtenidos por este módulo y que se almacenan en el FIFO
(56) con los que el módulo anterior ha colocado en la cola FIFO
(57). Como en ambos casos los resultados son secuencias ordenadas
de valores correspondientes a focos sucesivos, la secuencia de
salida del sumador refleja este mismo orden. El encadenamiento de
L módulos (50), cada uno de ellos con S submódulos
(40) con P procesadores elementales en cada submódulo
proporciona un sistema de focalización dinámica con la técnica de
Corrección Focal Distribuida para N=L \cdot S \cdot P
elementos.
Es, por tanto, una estructura que presenta
diversas ventajas:
- \bullet
- Es modular, facilitando el desarrollo de circuitos y mayor flexibilidad de aplicación.
- \bullet
- Procesa en paralelo, lo que permite alcanzar elevadas tasas de cálculo.
- \bullet
- Tiene una capacidad ilimitada de expansión desde el punto de vista lógico.
La Figura 11 muestra una de las posibles
realizaciones del sumador (41) integrado en un submódulo (40). Este
sumador recibe las P secuencias e_{1} a
e_{p} correspondientes a los valores de las muestras
adquiridas por los P conversores A/D pertenecientes al
sub-módulo. En el caso mostrado en la figura es
P=8, siendo la estructura generalizable a cualquier otro
valor, preferiblemente potencia de 2.
Las muestras que corresponden a cada foco en las
secuencias e_{1} a e_{p} se obtienen en forma
ordenada, esto es, la primera muestra obtenida por los P
conversores A/D corresponde al primer foco, la siguiente al segundo
foco y así sucesivamente. Este razonamiento es extensivo aplicado a
las muestras obtenidas entre focos, con o sin la opción de
Corrección Focal Progresiva Variable. Sin embargo, los instantes de
muestreo no son simultáneos en todos los canales, sino que es
posible que un canal adquiera varias muestras sucesivas mientras
que otros esperan a que las señales correspondientes lleguen al
elemento asociado.
Este desfase se corrige automáticamente con las
memorias FIFOs distribuidas (43), (45) y (47) junto con los
sumadores (44), (46) y (48). El FIFO (49) realiza la misma función
pero con referencia a las secuencias de muestras de dos
submódulos.
Los FIFOs se asocian en parejas, cuyas salidas
se suman cuando ambos disponen de, al menos, una muestra
almacenada. Esta situación se detecta con un sencillo circuito de
control que ejecuta una lectura simultánea en ambos FIFOs cuando no
están vacíos y escribe el resultado obtenido por el sumador
correspondiente en el FIFO conectado a su salida. Cada lectura
libera una posición de memoria en los FIFOs, que puede ser ocupada
con la escritura de una nueva muestra. Cada escritura ocupa una
nueva posición de memoria en el FIFO correspondiente. Las lecturas
en los FIFOs asociados son simultáneas, pero no así las escrituras
que dependen de los instantes de muestreo en los respectivos
conversores A/D, a su vez derivados del instante de llegada de la
señal desde cada foco al
elemento.
elemento.
La capacidad H de cada FIFO (43) debe ser
suficiente para almacenar las muestras adquiridas hasta que se
disponga de una muestra en el canal asociado, en cuyo momento opera
el sumador (44), liberando la posición ocupada por las muestras
correspondientes y transfiriendo el resultado de la suma al FIFO
(45).
Análogamente, los FIFOs (45) deben tener una
capacidad 2 H, los FIFOs (47) una capacidad 4 H, y
así sucesivamente. De este modo, la cantidad de memoria distribuida
en forma de FIFOs requerida por un submódulo con P entradas
es:
(49)H \cdot P
+ 2 \cdot H \cdot P/2 + 4 \cdot H * P/4 + . . . = H \cdot P \cdot
log_{2}
P
En el caso en que se utilizara un único FIFO por
cada canal, su capacidad debería ser de H
(P-1) posiciones, con lo que el total de memoria
requerida sería H P (P-1). Así, por ejemplo,
si H=16 y P=8, según el método preferido cuya
estructura se muestra en la Figura 6 se requieren 384
posiciones de memoria distribuida, mientras que en el caso de
utilizar un único FIFO por cada canal serían necesarias 896
posiciones.
El FIFO (49), por su parte, almacena
transitoriamente los resultados obtenidos por el submódulo actual
hasta que el sumador (42) de la Figura 10 pueda liberar una posición
cuando el FIFO (52) disponga de un dato correspondiente, entregando
en tal caso el resultado al submódulo siguiente.
La Figura 1 muestra la geometría utilizada como
ejemplo, con un array compuesto por N elementos numerados
1, 2, 3, ... k, ..., N-1 y N, sobre el
eje x. Los focos se sitúan a intervalos \DeltaR a
partir de una distancia mínima R_{0}. Se muestra el
segmento entre un foco situado en coordenadas polares
(R,\theta) y el elemento k del array situado en
coordenadas cartesianas (x_{k},\theta), cuya longitud
es L_{k}(R,\theta).
La Figura 2 muestra la estructura general de un
sistema de conformación digital de haces en recepción genérico. Se
compone de un array (10) con N elementos (11) y un canal de
procesamiento de señal por cada elemento. Cada canal contiene
circuitos de amplificación y acondicionamiento de señal AAS (12) y
un digitalizador A/D (13). Las salidas de los N
digitalizadores son procesadas por el conformador CONF (14).
La Figura 3 muestra la estructura utilizada
frecuentemente para realizar la composición coherente de señales
según métodos conocidos. Consta de un sistema de retardo grueso
(22) y otro fino (23), cuya operación se gestiona desde un
controlador local (24) que utiliza el contenido de una memoria de
focalización dinámica (25). Las N salidas retardadas f_{1},
f_{2}, ..., f_{N} se suman en (20) para obtener la
secuencia resultante r.
La Figura 4 muestra la estructura de un canal de
procesamiento digital preferentemente utilizado por el sistema
objeto de esta patente. Contiene el elemento de amplificación y
acondicionamiento de señal AAS (12), el digitalizador A/D (13), una
memoria FIFO (43) que almacena transitoriamente las muestras
adquiridas, un generador de reloj de muestreo (70) que constituye
un elemento fundamental de la presente invención y un módulo de
habilitación de la focalización dinámica y control, HFOC (80).
La Figura 5 muestra la estructura de principio
para realizar el generador del reloj de muestreo (70) con códigos
de corrección focal Q expresados con 1 bit en la memoria MEM
(75). El contador CNT (76) establece la dirección de acceso a esta
memoria. El reloj de muestreo CK_{k}, propio del canal
k, se genera mediante lógica distribuida en el registro
REG-A (71a), el registro de desplazamiento de
longitud programable SHR-A (72), el
flip-flop FFA (73), el multiplexor MUX (74) y el
flip-flop FFB (77).
La Figura 6 muestra la estructura de principio
para realizar el generador del reloj de muestreo (70) con códigos
de corrección focal Q expresados con múltiples bits en la
memoria MEM (75). El contador CNT (76) establece la dirección de
acceso a esta memoria. El reloj de muestreo CK_{k}, propio
del canal k, se genera mediante lógica distribuida en el
registro REG-A (71a), el registro de desplazamiento
de longitud programable SHRA (72), el registro de desplazamiento de
longitud programable SHRB (78) y el conjunto de inversores
(75a).
La Figura 7 muestra la estructura de principio
para realizar el generador del reloj de muestreo (70) con códigos
de corrección focal Q expresados con uno o más bits en la
memoria MEM (75). El contador CNT (76) establece la dirección de
acceso a esta memoria. En este caso puede insertarse un número fijo
o variable de muestras entre focos, según el contenido del
registro-contador RCM (71b) controlando la variable
ng que establece la longitud del registro de desplazamiento
SHRB (78). La variable ng, de 1 bit, es proporcionada por el
control CTRL (90) mostrado con más detalle en la parte inferior de
la figura. Esta unidad consta de un contador de módulo programable
CMOD (91), cuyo contenido y el valor del código de corrección focal
Q, forman la dirección a una memoria local MDM (92). La
salida g de esta memoria es invertida por (93) para obtener
la señal ng. En este caso, existe la opción de proporcionar
el código de alejamiento focal J desde la misma memoria MEM
de códigos de corrección focal (75), como se muestra con trazos de
puntos o, preferiblemente, desde el exterior y a través de una
memoria FIFO (79). Por lo demás, el reloj de muestreo
CK_{k} del canal k se produce mediante la lógica
compuesta por el registro REG-A (71a), el registro
de desplazamiento SHRA (72) y el registro de desplazamiento SHRB
(78). La unidad de control CTRL proporciona, además, la salida
cef utilizada para habilitar el conteo de focos en la unidad
HFOC (80) mostrada en las Figuras 4 y 8.
La Figura 8 muestra esquemáticamente el
principio en que se basa la unidad HFOC (80) que realiza el control
general de la adquisición. Consta de un contador
CNT-A (82) que se carga mediante Ida con el
valor N_{A1}, se habilita con la señal cea y se
acciona con el reloj de baja frecuencia cb. La cuenta
terminal tca actúa sobre la entrada S del
flip-flop FF (83). Su salida aj se retrasa
una cantidad de ciclos de reloj maestro c expresada por
N_{A2} mediante el registro de desplazamiento SHRG (84).
La puerta AND (81) produce un nivel alto en la salida HFD
cuando sus dos entradas están en alto. El flip-flop
(83) se repone a 0 cuando se alza su entrada R al activarse la
señal tcf.
La señal tcf es la cuenta terminal del
contador CNT-F (86) que puede inicializarse con un
número de focos N_{F} determinado al activarse la señal
Idf, se habilita con la señal cef y se acciona con el
reloj de baja frecuencia cb. Por su parte, el contador
CNT-S (88) cuenta las muestras adquiridas, activando
su salida FIN cuando se alcanza el número programado
N_{S}. Esta programación se realiza activando la señal
Ids, el contador se habilita con ces y se acciona con
el reloj de baja frecuencia cb.
La Figura 9 muestra esquemáticamente el
principio en que se basa la unidad APD (60) que realiza las
funciones de apodización y apertura dinámica. Consta de un
multiplicador (61) que obtiene el producto de la entrada
e_{k} por el del coeficiente A_{k} y entrega su
resultado h_{k} a un multiplexor MUX (65). Asimismo,
dispone de un contador CNZ accionado por un reloj cs y
habilitado por la señal HFD cuyo contenido inicial es
M_{Z}, esto es, el número de muestras nulas a aportar por
este canal para realizar la función de apertura dinámica. Al alzarse
la señal HFD se pone en alto la señal z de salida del
flip-flop FF (64), seleccionándose la salida
"0" entregada por la unidad (63) por el multiplexor MUX (65),
que la proporciona como salida f_{k}. Cuando se alcanza la
cuenta terminal tc se activa la entrada R del
flip-flop FF (64), pasando a nivel bajo su salida
z con lo que el multiplexor MUX (65) selecciona la salida
h_{k} del multiplicador MULT (61), entregándola por la
salida f_{k}.
La Figura 10 muestra esquemáticamente la
arquitectura modular del sistema objeto de esta patente. Un módulo
(50) contiene múltiples submódulos (40), cada uno de ellos con
varios procesadores elementales PE (30) cuyas entradas son las
señales recibidas por los elementos (11) del array (10). Las salidas
de los procesadores elementales son sumadas en (41) y la salida de
este sumador se utiliza como uno de los sumandos de una cadena de
sumadores (42) y FIFOs (52). El primer submódulo sustituye este
FIFO por una entrada nula (51). Los resultados proporcionados por
el sumador (42) del último submódulo se almacenan transitoriamente
en un FIFO (56) para ser, a su vez, sumados en (58) con los
resultados de un módulo precedente que han sido almacenados en el
FIFO (57) en el sumador (58). Adicionalmente, el módulo contiene una
memoria MJ (59) que proporciona los códigos de alejamiento focal
J a los diferentes procesadores elementales PE (30).
La Figura 11 muestra esquemáticamente el
principio en que se basa una realización preferida del sumador
(41), con un ejemplo para 8 canales, donde múltiples FIFOs (43)
almacenan transitoriamente las muestras obtenidas en cada
procesador elemental e_{k}. Las salidas de los FIFOs (43)
son, a su vez, sumadas por pares en los sumadores (44),
almacenándose el resultado en los FIFOs (45). Las salidas de estos
FIFOs son sumadas en (46) y el resultado se almacena en los FIFOs
(47). Análogamente, las salidas de estos FIFOs son sumadas en (48),
almacenándose los resultados finales en el FIFO (49), cuya salida
r representa la suma de las muestras e_{1} a
e_{8} entregadas por los 8 procesadores elementales que
constituyen un submódulo en este ejemplo.
La Figura 12 muestra un esquema de un ejemplo
realizado de un módulo (200) del sistema objeto de esta patente.
Dispone de conectores (120a) y (120b) por los que se introducen las
señales analógicas que son distribuidas por los buses (121a) y
(121b) a los conversores A/D dobles (101). Las muestras
proporcionadas por estos conversores son introducidas por (106) en
una FPGA (102) que realiza las funciones de procesamiento digital
correspondientes a un submódulo (100), entre las que destacan la
generación de los relojes de muestreo (105) y el suministro de
resultados al siguiente submódulo por el bus (103). El último
submódulo en la cadena suministra los resultados obtenidos a una
FPGA (111) por el bus (104) para ser combinados con los resultados
procedentes de otro módulo por el bus (113), suministrándose los
datos resultantes por los buses (112) o (114). Estos buses están
presentes en el conector (110). A su vez, la FPGA (111) entrega
señales de control (115a) y (115b) a los circuitos de amplificación
y acondicionamiento analógico a través de los conectores (130a) y
(130b), respectivamente.
La Figura 13 muestra las medidas experimentales
realizadas sobre el módulo descrito en la Figura 12, mostrando el
error absoluto en ns para cada uno de los 32 canales.
En todos los casos descritos se obtiene el reloj
de muestreo de cada canal utilizando muy pocos recursos hardware,
fundamentalmente registros, contadores y una memoria para almacenar
los códigos de corrección focal, realizándose la adquisición de las
señales con una alta resolución temporal.
Debido a la alta eficiencia de la metodología
descrita en cuanto a utilización de recursos hardware y, a
diferencia de otras realizaciones, las técnicas CFP y CFPV permiten
integrar múltiples canales de procesamiento en un único circuito
VLSI, junto con otras funciones descritas, incluso en dispositivos
de uso general como son las FPGAs.
Así, en una realización demostrativa de esta
invención, un módulo contiene 4 submódulos, cada uno de ellos con 8
procesadores elementales. Este pequeño sistema puede operar con una
apertura activa de hasta 32 elementos en barrido lineal o sectorial
con apertura dispersa y arrays de 128 elementos. Con 4 módulos se
configura un sistema que opera con aperturas densas o aperturas
activas de hasta 128 elementos. El sistema es escalable, añadiendo
32 elementos activos por cada nuevo módulo instalado.
La Figura (12) muestra gráficamente la
configuración del módulo, realizado en una tarjeta de circuito
impreso de 220x100 mm. En la figura se han omitido los circuitos
correspondientes al preprocesamiento analógico de señales, con
posible excitación de los transductores, así como los de
posprocesamiento que, en esta realización particular, se basan en un
computador integrado al que se conecta una Unidad de Control e
Interfaz (UCI) con el sistema descrito.
El módulo (200) recibe las señales analógicas de
32 canales proporcionadas por los circuitos de amplificación y
acondicionamiento por los conectores (120a) y (120b). Contiene
cuatro submódulos (100) y un combinador realizado en la FPGA (111).
El combinador recibe señales procesadas por un módulo anterior en
la cadena por el bus (113) y envía los resultados al que le sucede
por el bus (114). Los parámetros se programan desde la UCI a través
del bus de control (112) por el que, también, el último módulo de
la cadena entrega los resultados finales. Asimismo, la FPGA (111)
entrega un conjunto de señales digitales por los conectores (130a)
y (130b) que son utilizadas por la unidad de procesamiento
analógico. Por lo demás, esta estructura refleja fielmente la
arquitectura presentada en la Figura 10.
Las señales analógicas introducidas por los
conectores (120a) y (120b) se distribuyen a los submódulos mediante
los buses (121a) y (121b), respectivamente, donde son digitalizadas
por los conversores A/D (101). La salidas digitales de los
conversores A/D se introducen en las FPGAs (102) mediante los buses
(106). Los relojes de muestreo de dichos conversores (105) se
generan en las FPGAs (102) con la técnica de Corrección Focal
Progresiva descrita en esta memoria.
Por su parte, los submódulos se conectan entre
sí mediante los buses bidireccionales (103). Junto al bus (104) que
conecta el último submódulo al combinador (111), estos buses se
utilizan en un sentido para la programación de parámetros desde el
de control (112) y en el sentido opuesto para suministrar
resultados a los submódulos posteriores en la cadena o al
combinador (111).
El combinador realiza la suma coherente de los
resultados obtenidos en el módulo actual a través del bus (104) con
los que recibe de un módulo anterior por el bus (113),
suministrando los resultados de este proceso por el bus (114) al
módulo siguiente o por el bus (112) a la Unidad de Control e
Interfaz. Una u otra opción son programables.
En esta realización se han utilizado 16
conversores dobles de 10 bits, tipo AD9218 de Analog Devices para
los dispositivos (101), 4 FPGAs tipo XC2S200 de Xilinx Inc. para
los dispositivos (102) y una XC2S150 de Xilinx Inc. para el
dispositivo (111).
El reloj del sistema es de 40 MHz, velocidad a
la que operan síncronamente las comunicaciones entre submódulos,
módulos y con la UCI. Internamente, parte de los circuitos también
operan a esta frecuencia o una fracción que determina la de
muestreo. Sin embargo, en las FPGAs (102) se multiplica por 4 la
frecuencia del reloj del sistema para obtener el reloj maestro de
160 MHz. La resolución temporal es, pues, T_{X} = 6.25 ns.
y el error de muestreo está teóricamente acotado a | \varepsilon
| \leq 3.125 ns. Con esto, pueden procesarse señales
analógicas de hasta 10 MHz con \mu \geq 16 y hasta
20 MHz con \mu \geq 8, siendo \mu la relación entre el
periodo de la señal y la resolución temporal que afecta al rango
dinámico y contraste de las imágenes.
Cada FPGA (102) contiene los circuitos
necesarios para realizar todo el procesamiento digital de 8
canales, incluyendo:
- \bullet
- Apodización, con coeficientes 0 \leq A_{k} \leq 255/256 o deshabilitada (A_{k} = 1, \forall k).
- \bullet
- Apertura dinámica, con 0 \leq MZ_{k} < 2^{12}.
- \bullet
- Deflexión del haz con foco fijo, con 0 \leq NA_{k} < 2^{14}.
- \bullet
- Focalización dinámica según la técnica de Corrección Focal Progresiva expuesta, con 4096 códigos de corrección focal de 1 bit por cada canal.
- \bullet
- Programación del número de muestras a adquirir, con 2 \leq N_{S} \leq 2^{17}.
- \bullet
- Programación del número de muestras entre focos, con 4 \leq m \leq 64.
- \bullet
- Programación del número de focos por adquisición, con 0 \leq N_{F} < 2^{12}.
- \bullet
- Programación de la frecuencia de muestreo de salida, con 2.5 \leq f_{S} \leq 40 MHz.
- \bullet
- Circuitos de gestión de ahorro energético y habilitación de funciones.
- \bullet
- Circuitos de programación de parámetros y procesamiento de resultados.
- \bullet
- Circuitos para la verificación del módulo, integrando un generador digital de señal.
Por su parte, el combinador contenido en la FPGA
(111) tiene circuitos para realizar:
- \bullet
- La gestión del módulo, transfiriendo valores de parámetros a los submódulos por (104) y (103).
- \bullet
- La recopilación de resultados procedentes del módulo anterior por (113).
- \bullet
- La composición de estos resultados con los del propio módulo, recibidos por (104).
- \bullet
- El suministro de resultados combinados al módulo siguiente por (114).
- \bullet
- El suministro de resultados finales a la UCI a través del bus (112).
- \bullet
- Circuitos para compensar el offset de las señales.
- \bullet
- Circuitos para controlar la unidad de pre-procesamiento analógico.
La Figura (13) muestra medidas experimentales
relativas al error absoluto en ns. (ordenadas) del instante de
muestreo en cada uno de los 32 canales (en abcisas) para un foco
situado a una distancia de 50 mm., con un ángulo de deflexión de
15°, velocidad de propagación c = 5900 m s^{-1} y array
lineal de 5 MHz con elementos uniformemente distribuidos a
intervalos d=0.8 mm.
El máximo error teórico es de 3.125 ns.,
que se verifica en 28 de los 32 canales. El mayor error en
los 4 canales que superan el valor teórico se debe a diferencias en
el trazado de pistas en el circuito impreso y en las FPGAs de este
modelo experimental y, en cualquier caso, no es significativo. El
error cuadrático medio, más determinante de la calidad de la
imagen, es de 1.9 ns.
Es evidente que pueden introducirse mejoras a la
realización descrita puesto que existen dispositivos con mayor
capacidad de integración. Asimismo, pueden realizarse otras
modificaciones que afectan al tipo de conversión A/D, distribución
de dispositivos, etc., ya que el modelo descrito no es más que un
ejemplo demostrativo, sin que tales modificaciones supongan un
cambio sustancial a los fundamentos de la metodología y sistema que
han sido descritos en la presente memoria.
Para la aplicación del método, considérese un
caso de imagen ultrasónica sectorial en pulso-eco,
con un transductor lineal de N elementos centrado en el
origen, con un tamaño de apertura D. Se pretende cubrir con
la imagen un sector de -45° \leq \theta \leq
45°.
Si f_{R} es la frecuencia de la señal
recibida, para verificar con suficiente margen el criterio de
Nyquist, se elige una frecuencia de muestreo nominal f_{S} = 4
f_{R}. Además, para mantener un elevado rango dinámico y
contraste en la imagen, se elige \mu = f_{X}/f_{R} =
16, siendo f_{X} la frecuencia del reloj maestro.
Considerando el trayecto en ida y vuelta del
pulso ultrasónico, el intervalo entre muestras es:
(50)\Delta R =
cT_{S}
/2
Sustituyendo el valor \DeltaR dado por
la Ecuación 1 resulta, con m = 1:
(51)\nu =
\frac{T_{S}}{T_{X}} =
4
Cuando se insertan m muestras entre
focos, el valor de \nu = 4 m. Aplicando ahora la Ecuación
18, con | x_{k} | \leq D/2, donde D es el
tamaño de la apertura, la distancia mínima para aplicar la Técnica
de Corrección Focal Progresiva con apertura completa es:
\hskip4.3cm
donde
a=2^{b}-1, siendo b el número de
bits con los que se expresan los códigos de corrección focal, con
la condición m\nu \geq
2a.
La Tabla II muestra los resultados de la
Ecuación (52) para b=1, 2 y 3 en función del número
de muestras (fijo) entre focos.
Debe observarse que el valor R_{0}/D
representa el mínimo valor del número F# con el que se puede
operar utilizando la función de apertura dinámica. En general, se
acepta como válido un valor F#_{min} \leq 1, que
se obtiene con la mayoría de las combinaciones.
Claims (11)
1. Un método de conformación de haces en
recepción, denominado Técnica de Corrección Focal Progresiva, para
aplicaciones en las que una diversidad de N transductores,
agrupados en un array, reciben energía vibratoria desde focos
F_{i}, i=0, 1, 2,..., situados a lo largo de una dirección
programable, caracterizado porque muestrea la señal recibida
en cada canal en el instante de llegada desde cada foco con un
error absoluto inferior a medio periodo de un reloj maestro de
periodo T_{X}, de forma que las muestras consecutivas
e_{ki}, i=0, 1, 2, ... obtenidas en cada canal k
correspondan a los valores consecutivos de la señal originada en
cada foco F_{i}, i=0, 1, 2,..., con lo que cada muestra de
la señal resultante r_{i}, i=0, 1, 2, ... se realiza
mediante la suma de las N muestras e_{ki}, k=1, 2, ..,
N:
r_{i} =
\sum\limits ^{N}_{k=1} e_{ki}
\hskip0.5cmi = 0, 1, 2, ...
o de una combinación lineal
como:
r_{i} =
\sum\limits ^{N}_{k=1} A_{k} e_{ki}
\hskip0.5cmi = 0, 1, 2, ...
donde los coeficientes
A_{k} son valores fijos o programables, operación que se
denomina suma o composición coherente de las N
señales.
2. Un método de conformación de haces en
recepción según reivindicación 1 caracterizado, además,
porque para el canal receptor correspondiente al elemento k
del array, que incluye circuitos para el acondicionamiento y la
amplificación de señal, el instante de muestreo que corresponde al
primer foco F_{0} se determina, en tiempo no real, a
partir del número de ciclos N_{A}(k) del reloj
maestro que median entre un origen de tiempos elegido con la
restricción de que todos los tiempos sean positivos y el instante de
llegada de la señal del foco F_{0} al canal k, de
modo que si el tiempo de vuelo de la señal correspondiente al foco
F_{i} al elemento k es T_{i}(k),
calculado a partir de la geometría del sistema y de la velocidad de
propagación de las ondas en el medio, el valor
N_{A}(k) viene dado por:
donde
[\cdot]\uparrow\downarrow representa la función de
redondeo al entero más próximo, que determina
N_{A}(k) con un error absoluto inferior a
T_{X}/2, función que puede realizarse mediante un contador
de N_{A}(k) ciclos de reloj maestro, generándose un
pulso de adquisición de señal en el canal k en el momento en
que dicho contador rebosa; tal y como se ha descrito en la
memoria, existen diversas formas de realización física,
prefiriéndose una en la que el contador se desdobla en dos partes,
una de pequeño tamaño accionada por el reloj maestro y la principal
por un reloj cuya frecuencia es un submúltiplo de la del reloj
maestro.
3. Un método de conformación de haces en
recepción según reivindicaciones anteriores caracterizado,
además, porque para otros focos F_{i}, i > 0, el
instante de muestreo en el canal k se determina en tiempo
real a partir del valor Q_{ki} de b de bits,
almacenado en una memoria de corrección focal asociada a dicho
canal k que codifica el adelanto a aplicar al valor nominal
\nu de periodos del reloj maestro que hay entre dos focos
consecutivos, donde el código Q_{ki} se calcula en tiempo
no real a partir de la diferencia \DeltaT_{ki} entre el
instante de llegada al elemento k de las señales procedentes
del foco i-1 y el foco i como:
donde
[\cdot]\uparrow\downarrow representa la función de
redondeo al entero más próximo y \nu es el intervalo nominal entre
focos, expresado en periodos del reloj maestro, programándose
consecutivamente los códigos Q_{ki} que corresponden a
focos sucesivos F_{i}=1, 2, 3, ... en una memoria de
corrección focal asociada al canal k cuyo contenido se lee
en tiempo de adquisición de señal para producir el adelanto
variable en el instante de muestreo para cada foco F_{i}
en función del valor de Q_{ki} mediante circuitos
digitales de los que en la memoria descriptiva se han dado varios
ejemplos, basados en registros de desplazamiento de longitud
programable, siendo posibles otras alternativas, como el uso de
contadores programables, sin que por ello se modifique la idea base
expuesta en esta
reivindicación.
\newpage
4. Un método y sistema de conformación de haces
en recepción según reivindicaciones anteriores caracterizado
porque permite insertar un número fijo o programable m de
muestras entre focos, por medio de un contador programable módulo
N_{M}=m que se incrementa cada vez que se adquiere una
nueva muestra y, cuando retorna a cero, se incrementa la dirección
de acceso a la memoria de corrección focal, facilitando que un
total de m muestras compartan el mismo código de corrección
focal Q_{ki}, lo que permite aumentar la eficiencia de la
codificación que puede ser de una fracción de bit por muestra
adquirida, manteniendo el error del instante de muestreo
básicamente acotado dentro de medio periodo del reloj maestro al
disponerse de circuitos digitales que distribuyen uniformemente el
adelanto Q_{ki} entre las m muestras que se
adquieren entre focos, circuitos que se basan en una tabla en la
que se programan, antes de la adquisición y para cada posible valor
Q_{ki} \leq 2^{b}-1, un total de
m bits g que indican, para cada una de las m
muestras, si debe adelantarse (g=1) o no (g=0) en 1
ciclo de reloj maestro el instante de adquisición de dicha muestra,
constituyendo un caso particular de la metodología expuesta en las
reivindicaciones anteriores.
5. Un método y sistema de conformación de haces
en recepción según reivindicaciones anteriores caracterizado
porque puede variarse la distancia entre focos mediante la
adquisición de un número variable de muestras m entre focos
que se incrementa a partir de un valor inicial m_{0} cuando
el valor de un código de alejamiento focal, J_{i}, de 1
bit, asociado al foco F_{i} es J_{i} = 1, opción
denominada técnica de Corrección Focal Progresiva Variable, que
aumenta la eficiencia de uso de la memoria de corrección focal al
aumentar con el tiempo la distancia entre focos, siendo el valor de
J_{i} común a todos los canales para cada valor de
i, pudiendo tabularse de forma totalmente centralizada para
todos los canales, parcialmente centralizada afectando a un
conjunto de canales, como se realiza preferentemente, o
individualmente en cada canal, lo que permite establecer un balance
entre la flexibilidad de aplicación y la eficiencia de memoria;
para su realización basta sustituir el registro del valor constante
m asociado a cada canal k por un contador que se
carga con el valor inicial m_{0} antes de iniciar cada
adquisición y, en tiempo de adquisición, dicho contador se
incrementa cada vez que se reciben señales desde un nuevo foco
F_{i} y el código J_{i}=1.
6. Un método y sistema de conformación de haces
en recepción según reivindicaciones anteriores caracterizado
porque dispone de contadores para determinar el número de focos
N_{F} y de muestras N_{S} a adquirir, teniendo en
cuenta que cada foco puede incluir la obtención de m muestras,
siendo m constante o variable, de forma que cuando el
contador N_{F} rebosa, se bloquean los mecanismos de la
corrección focal progresiva y de actualización de los códigos de
alejamiento focal, congelándose, además, la dirección de memoria
que accede a los códigos de corrección focal en cada canal, aunque
la adquisición de señales puede continuar hasta que el contador de
muestras a adquirir N_{S} alcance el valor terminal,
facilitando que una única memoria por cada canal pueda almacenar
los códigos de corrección focal para múltiples ángulos de
deflexión, múltiples configuraciones de la apertura activa o una
combinación de ambas, pudiendo programarse en cualquier caso la
dirección inicial de la memoria de corrección focal antes de cada
adquisición u obtenerse de forma automática si la secuencia de
adquisiciones se corresponde con el orden en que se han almacenado
los códigos de corrección focal para la actual aplicación.
7. Un método y sistema de conformación de haces
en recepción según reivindicaciones anteriores caracterizado
porque opcionalmente puede operar con apertura dinámica, activando
un contador asociado a cada canal k, en el que se programa
un número N_{Z}(k) de muestras de salida de valor
nulo que se producen a partir del comienzo de la adquisición para
su combinación con las muestras correspondientes de los restantes
canales, de modo que, para estas N_{Z}(k) muestras,
el resultado equivale a eliminar el elemento k en la
composición de las correspondientes muestras de salida, realizando
efectivamente la función de apertura dinámica.
8. Un método y sistema de conformación de haces
en recepción según reivindicaciones anteriores
caracterizado, además, porque puede insertar una función de
apodización o multiplicación de los valores de cada muestra
adquirida por una constante programable para cada canal.
9. Un método y sistema de conformación de haces
en recepción según reivindicaciones anteriores caracterizado
porque realiza la composición coherente mediante una combinación
de colas o memorias FIFO distribuidas y sumadores, preferentemente
formando una estructura en árbol en la que cada dos FIFOs se asocian
a un sumador de 2 entradas.
10. Un método y sistema de conformación de haces
en recepción según reivindicaciones anteriores caracterizado
porque facilita su realización modular con una arquitectura
flexible que permite la composición coherente de un número
indefinido de señales desde el punto de vista lógico, para lo cual,
cierto número de canales se agrupan para formar un
sub-módulo, un número de sub-módulos
configuran un módulo y un sistema se configura con cierto número de
módulos, donde todos los canales son iguales y realizan el
procesamiento en paralelo de la información adquirida.
11. Un método y sistema de conformación de haces
en recepción según reivindicaciones anteriores, que utiliza la
metodología y modelos constructivos expuestos en la memoria y
figuras adjuntas.
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