ES2258510T3 - Procedimiento para regular una magnitud fisica en un motor electronicamente conmutado, y motor para la puesta en practica de un procedimiento de esta clase. - Google Patents
Procedimiento para regular una magnitud fisica en un motor electronicamente conmutado, y motor para la puesta en practica de un procedimiento de esta clase.Info
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Abstract
Procedimiento para regular una magnitud física en un motor de dos impulsos electrónicamente conmutado que está concebido para conectarse a una red de corriente continua y que presenta: un rotor (108); un estator con un devanado de estator (102); una unidad de control PWM que sirve para influir por control de una relación de manipulación (pwm) sobre los valores efectivos de corrientes que circulan en el devanado (102) del estator; un dispositivo de regulación (RGL) para regular la magnitud física por determinación de la desviación entre el valor real y el valor deseado de dicha magnitud física y por cálculo de un valor de ajuste de corriente dependiente de esta desviación, en ciclos de regulación repetidos.
Description
Procedimiento para regular una magnitud física en
un motor electrónicamente conmutado, y motor para la puesta en
práctica de un procedimiento de esta clase.
La invención concierne a un procedimiento para
regular una magnitud física en un motor electrónicamente conmutado
y concierne también a un motor para la puesta en práctica de un
procedimiento de esta clase.
Es sabido regular el número de revoluciones en un
motor electrónicamente conmutado (ECM) por variación de la longitud
de bloques de corriente que se alimentan a la disposición de
devanado del estator de este motor. Esto se denomina regulación por
bloques.
Esta regulación por bloques es conocida por el
documento EP-A-0 887 914. Se conoce
por este documento un procedimiento para regular una magnitud
física en un motor electrónicamente conmutado de dos impulsos que
está diseñado para su conexión a una red de corriente continua y que
presenta: un rotor; un estator con un devanado de estator; un
dispositivo de regulación para regular la magnitud física
determinando la desviación entre el valor real y el valor deseado de
la magnitud física y calculando un valor de ajuste de corriente
dependiente de esta desviación en ciclos de regulación repetidos;
presentando el procedimiento los pasos siguientes: a) se alimenta
la corriente al devanado del estator por medio de una llamada
regulación por bloques en forma de bloques de corriente que son
controlados por señales de control; b) se controla la longitud de
las señales de control para estos bloques de corriente por medio
del dispositivo de regulación en función del valor de ajuste.
Asimismo, se conoce por el documento
EP-A-0 887 914 un motor de esta
clase.
Se conoce también por el documento DE 198 45 626
A un procedimiento para regular una magnitud física en un ECM de dos
impulsos, en el que está previsto un ajustador PWM (PWM = modulación
en ancho de impulso). El regulador del número de revoluciones
controla la relación de manipulación de la señal PWM entregada por
este ajustador PWM, y esta señal PWM controla el valor eficaz de la
corriente de bloques de corriente que circulan hacia el devanado
del estator de este motor, y controla así el número de revoluciones
del ECM.
A bajos números de revoluciones, la demanda de
potencia de un ECM es generalmente pequeña y los bloques de
corriente son cortos y tienen una alta amplitud, ya que la tensión
inducida del motor a bajos números de revoluciones es baja. La
corriente del motor tiene entonces un fuerte contenido de impulsos y
esto conduce a ruidos no deseados del motor. Recíprocamente, los
bloques de corriente a altos números de revoluciones son largos y
su amplitud disminuye a causa de la alta tensión inducida, lo que
puede conducir a problemas en la conmutación.
Por este motivo, un cometido de la invención
consiste en proporcionar un nuevo procedimiento para regular una
magnitud física en un motor electrónicamente conmutado, y un nuevo
motor para la puesta en práctica de tal procedimiento.
Según la invención, este problema se resuelve con
el objeto de la reivindicación 1 y también con el objeto de la
reivindicación 9. Por tanto, se alimenta aquí la corriente a la
disposición de devanado del estator en forma de bloques de
corriente. La longitud de las señales de control para controlar
estos bloques de corriente, es decir, la distancia entre la orden
de conexión y la orden de desconexión, es fijada por un dispositivo
de regulación, y el valor eficaz de la corriente de estos bloques de
corriente es fijado por ajuste de la relación de manipulación de un
ajustador
PWM.
PWM.
La longitud de las señales de control es limitada
hacia arriba y hacia abajo. Cuando una señal de control resulta ser
más corta que un límite inferior prefijado, se reduce la relación de
manipulación para que disminuya el valor efectivo de la corriente y
se incremente la longitud de los bloques de corriente por medio de
la regulación. Cuando una señal de control resulta ser más larga que
un límite superior prefijado, se incrementa la relación de
manipulación para que aumente el valor efectivo de la corriente y
disminuya como compensación la longitud de los bloques de
corriente.
Otros detalles y perfeccionamientos ventajosos de
la invención se desprenden de los ejemplos de realización descritos
en lo que sigue y representados en el dibujo, los cuales no han de
interpretarse en modo alguno como una restricción de la invención,
y se deducen también de las reivindicaciones subordinadas.
Muestran:
La figura 1, un esquema sinóptico de conexiones
de una forma de realización preferida de un motor de corriente
continua según la invención,
La figura 2, un diagrama esquematizado para
explicar el desarrollo de la conmutación en un motor según el estado
de la técnica,
La figura 3, un diagrama esquematizado análogo a
la figura 2 para explicar el desarrollo del proceso de conmutación
en un motor según la invención,
La figura 4, un diagrama de la evolución de la
corriente tal como ésta es medida en el transcurso de un proceso de
conmutación,
La figura 5, un diagrama de una evolución de la
corriente tal como ésta es medida al utilizar una limitación de
corriente máxima,
La figura 6, un diagrama de estado para explicar
la invención,
La figura 7, una representación de la evolución
de la densidad de flujo magnético en el rotor a lo largo de un
perímetro de 360º el. y de una evolución de la corriente del motor
en la que se utiliza la limitación de corriente,
La figura 8, una representación análoga a la
figura 7, que muestra de manera fuertemente esquematizada las
consecuencias que tiene la utilización de la limitación de
corriente, ya que resulta operativo un regulador adaptativo asociado
al motor que incrementa de manera correspondiente la longitud BW de
los bloques de corriente,
La figura 9, un ejemplo de realización especial
con un microcontrolador de la firma Arizona Microchip; esta figura
muestra una parte del conexionado del microcontrolador, y esta parte
no se repite en la figura 10 siguiente,
La figura 10, un diagrama detallado del hardware
para generar las señales Imin e Imax,
La figura 11, un diagrama detallado del hardware
para controlar el puente en H 137,
La figura 12, un diagrama sinóptico para explicar
la estructura básica del software empleado,
La figura 13, un diagrama de flujo que muestra el
desarrollo básico del programa en el motor 100,
La figura 14, un diagrama de flujo del
manipulador de interrupción para el reconocimiento y el manejo de
las diferentes interrupciones,
La figura 15, un diagrama para explicar las
figuras siguientes,
La figura 16, un diagrama de flujo de la rutina
de interrupción Hall que se ejecuta al presentarse un flanco de la
señal HALL,
La figura 17, un diagrama de flujo de la rutina
de interrupción Imax que se ejecuta al presentarse un flanco de la
señal Imax,
La figura 18, una diagrama para explicar la
reacción de la limitación de corriente máxima en un motor de marcha
rápida,
La figura 19, un diagrama de flujo de la rutina
de interrupción Imin que se ejecuta al presentarse la señal
Imin,
La figura 20, un diagrama de flujo de la rutina
de interrupción RETRASO,
La figura 21, un diagrama de flujo para
incrementar la relación de manipulación pwm,
La figura 22, un diagrama de flujo para
decrementar la relación de manipulación pwm,
La figura 23, un diagrama de flujo para explicar
las operaciones que se desarrollan durante una conmutación,
La figura 24, un diagrama de flujo para explicar
la conmutación a un número de revoluciones normal del motor 100,
La figura 25, un diagrama de flujo para explicar
detalles del proceso de conmutación al desconectar una corriente en
el devanado 102,
La figura 26, un diagrama para explicar
operaciones durante la conmutación,
La figura 27, un diagrama de flujo para explicar
el cálculo de un período de tiempo t_HALL a números de revoluciones
bajos y altos,
La figura 28, un diagrama para explicar el
cálculo del período de tiempo t_HALL a números de revoluciones bajos
y a números de revoluciones altos,
La figura 29, una rutina CALC_ACEL para tener en
cuenta la aceleración,
La figura 30, una rutina RGL para la regulación
del número de revoluciones,
La figura 31, una rutina para la modificación
adaptativa de la relación de manipulación pwm en función de
condiciones de funcionamiento del motor,
La figura 32, un diagrama para explicar el
funcionamiento de la figura 31 y
La figura 33, un diagrama con valores numéricos
para explicar en profundidad la figura 26.
En la descripción siguiente se emplean los mismos
símbolos de referencia para piezas iguales o equivalentes, y éstos
se describen usualmente una sola vez. Dado que la materia es
difícil, se indican frecuentemente valores numéricos concretos, por
ejemplo 3 A, 1,6 A, 200 \mus, 1000 rpm, etc., para hacer que el
texto resulte más legible. Sin embargo, se sobrentiende que estos
valores concretos son solamente ejemplos preferidos que no limitan
en modo alguno la invención.
La figura 1 muestra una representación sinóptica
de una forma de realización de un motor según la invención.
El motor 100 propiamente dicho tiene en esta
forma de realización un paquete de devanado 102 con dos terminales
104, 106, así como un rotor permanentemente magnético 108. El
ejemplo de ejecución subsiguiente se refiere a un motor 100 con
rotor tetrapolar 108, pero, naturalmente, son posibles números de
polos arbitrarios y también otros números de paquetes de devanado.
El ejemplo del motor 100 se ha elegido a causa de su sencillez para
facilitar la comprensión de la invención, que es muy compleja.
El ejemplo de realización muestra un motor 100 en
el que circula en el campo de un giro del rotor de 180º el. una
corriente i_{1} en la dirección del terminal 104 al terminal 106,
y en el campo del giro subsiguiente del rotor de 180º el. una
corriente i_{2} de 106 a 104. El período de tiempo (principio y
fin) y la amplitud de las corrientes i_{1} e i_{2} se varían de
conformidad con las necesidades del motor, lo que se designa
comúnmente como la llamada regulación por bloques, es decir que la
corriente i_{1} puede tener, por ejemplo, una longitud entre 0º y
180º el., y lo mismo ocurre con la corriente i_{2}. Asimismo, sin
ningún sobrecoste es posible también un llamado encendido temprano,
como el que se insinúa con VZ en la figura 15 y se explica en las
ecuaciones siguientes (3a) y (4a).
Dado que un motor de esta clase necesita
solamente un único devanado 102, dicho motor es muy sencillo. Se
emplea preferiblemente para el accionamiento de ventiladores. El
documento DE 2 346 380 muestra un ejemplo de la estructura de un
motor de esta clase, tal como éste se produce en muchísimas
variantes.
El motor 100 tiene preferiblemente un sensor
galvanomagnético 110 de posición del rotor, por ejemplo, un
generador Hall, controlado por el rotor 108, y este sensor está
representado una vez más a la izquierda en la figura 1. Sus señales
de salida, amplificadas a través de un amplificador 112, son
transformadas en impulsos rectangulares HALL y alimentadas luego a
un microcontrolador \muC 40, en donde cada flanco de estos
impulsos HALL provoca una interrupción (en lo que sigue denominada
interrupción HALL); véase la figura 16. A causa de la magnetización
del rotor 108 se provoca una interrupción HALL de esta clase después
de cada giro del rotor 108 de 180º el. La distancia t_HALL entre dos
interrupciones HALL es alta a bajos números de revoluciones y baja a
altos números de revoluciones y, por este motivo, representa una
medida del número de revoluciones del rotor 108 que se emplea para
la regulación del número de revoluciones (figura 30). El intervalo
de tiempo t_HALL corresponde al tiempo que necesita el rotor 108
para un giro de 180º el.; véanse a continuación las ecuaciones (6) y
(7).
El terminal 104 del devanado 102 está unido con
el drenaje D de un MOSFET 114 de canal P, cuya fuente S está
conectada a una línea positiva 116 que está unida a través de un
diodo de protección 118 con un terminal positivo 120 que se conecta
usualmente a una fuente de alimentación esquemáticamente insinuada
121 que suministra una tensión continua de, por ejemplo, 12, 24, 48
ó 60 V según el tipo del motor 100. La línea negativa (GND) del
motor 100 se ha designado con 122 y su terminal con 124. Entre la
línea positiva 116 y la línea negativa 122 está dispuesto un
condensador 126.
El motor 100 "respira" durante su
funcionamiento, es decir que absorbe alternativamente energía de la
fuente de alimentación 121 y del condensador 126 y cede mientras
tanto - durante los procesos de conmutación - energía que tiene que
ser almacenada transitoriamente por el condensador 126 para que no
resulte demasiado alta la tensión entre las líneas 116 y 122. Por
este motivo, el condensador 126 tiene un tamaño que en motores
convencionales con datos de potencia comparables es de
aproximadamente 500 \muF y que puede ser reducido
significativamente en la invención. En motores pequeños no es
sencillo alojar condensadores grandes 126. Debido a la alta
temperatura en un motor se limita la vida útil de un condensador de
esta clase. Por este motivo, un objeto de la invención es mantener
pequeño el condensador 126 y cargarlo eléctricamente en pequeña
medida. A una tensión de funcionamiento de 12 V, el tamaño de este
condensador 60 puede llegar, por ejemplo, hasta 100 \muF cuando el
motor trabaja según la
invención.
invención.
El terminal 106 del devanado 102 está unido con
el drenaje D de un MOSFET 130 de canal P, cuya fuente S está unida
con la línea 116.
El terminal 104 está unido también con el drenaje
D de un MOSFET 132 de canal N, cuya fuente S está unida con la línea
negativa 122 a través de una resistencia de medida 134.
Asimismo, el terminal 106 está unido con el
drenaje D de un MOSFET 136 de canal N, cuya fuente S está unida con
la línea negativa 122 a través de una resistencia de medida 138.
En antiparalelo con los MOSFETs 114, 130, 132,
136 están dispuestos de la manera usual unos diodos de oscilación
libre 114', 130', 132', 136'.
La puerta G del MOSFET 132 está conectada a la
salida de un amplificador 140, a cuya entrada 142 es alimentada por
el \muC 40 una señal LSL cuando deba conectarse el MOSFET 132. (En
lo que sigue, LSL se denomina también LSL_SAL, análogamente a las
señales LSR, HSL y HSR).
La puerta G del MOSFET 136 está conectada a la
salida de un amplificador 144, a cuya entrada 146 es alimentada por
el \muC 40 una señal LSR cuando deba conectarse el transistor
136.
La puerta G del MOSFET 114 está conectada a la
salida de un amplificador 148, cuya entrada 150 es controlada por la
señal de salida de un miembro de combinación 152. Dicha puerta forma
junto con el amplificador 148 una puerta NOY, es decir que cuando
es baja una de las señales de entrada del miembro de combinación
152, se bloquea el MOSFET 114. En este caso, el miembro de
combinación 152 tiene una señal de salida baja. Debido a ésta, el
amplificador excitador 148 es de alto valor óhmico y tira del
potencial en la puerta G del FET 114 hacia arriba, con lo que éste
se vuelve no conductor.
La puerta G del MOSFET 130 está conectada a la
salida de un amplificador 154, cuya entrada 156 es controlada por la
señal de salida de un miembro de combinación 160. Esta puerta forma
junto con el amplificador 154 una puerta NOY, es decir que cuando
es baja una de las señales de entrada del miembro de combinación
160, se bloquea el MOSFET 130. A causa de la simetría del circuito,
el funcionamiento es el mismo que en el FET 114.
Se alimenta a ambos miembros de combinación 152 y
162 por parte del \muC 40 una señal PWM de modulación en ancho de
impulsos que tiene, por ejemplo, una frecuencia de 20 kHz y cuya
relación de manipulación pwm puede ser ajustada por el \muC 40
entre 0 y 100%. Esta señal PWM es generada continuamente en
funcionamiento por el \muC 40 y determina la magnitud de la
corriente que se alimenta al motor 100.
Asimismo, se alimenta a ambos miembros de
combinación 152 y 160, así como al \muC 40, una señal (baja) Imax
cuando la corriente en el MOSFET 132 o en el MOSFET 136 sobrepasa un
valor límite prefijado. Esta señal Imax conduce a la desconexión
inmediata de ambos MOSFETs 114 y 130 a través del hardware del
motor. (En un instante dado puede ser conductor siempre tan sólo
uno de estos dos MOSFETs 114, 140). Por tanto, la señal Imax es
"activa baja", es decir que desconecta la corriente cuando se
vuelve baja.
Además, se alimenta al miembro de combinación 152
por parte del \muC 40 una señal de conmutación HSL para controlar
el transistor 114. Asimismo, se alimenta al miembro de combinación
160 por parte del \muC 40 una señal de conmutación HSR para
controlar el transistor 140.
Los términos HSL, etc. son mnemotécnicos y
significan
| HSL | lado alto izquierdo | transistor 114 |
| HSR | lado alto derecho | transistor 130 |
| LSL | lado bajo izquierdo | transistor 134 |
| LSR | lado bajo derecho | transistor 136 |
Los cuatro transistores 114, 130, 132, 136 forman
junto con el devanado 102 un llamado puente en H (o puente completo)
137 con los transistores superiores (lado alto o HS) 114, 130 y con
los transistores inferiores (lado bajo o LS) 132, 136. Cuando están
conectados los transistores 114 y 136, circula una corriente i_{1}
de izquierda a derecha en el devanado 102. Cuando están conectados
los transistores 130 y 132, circula una corriente i_{2} de
derecha a izquierda en el devanado 102.
Entre las entradas 142 y 150 está previsto un
enclavamiento 166 que impide que los transistores 114 y 132 sean
conductores al mismo tiempo. Asimismo, entre las entradas 146 y 156
está previsto un enclavamiento 168 que impide que ambos
transistores 130 y 136 sean conductores al mismo tiempo. Estos
enclavamientos sirven para proteger el puente en H 137.
La tensión en la resistencia 134 es alimentada, a
través de un filtro de señal 170 (para filtrar y separar impulsos
perturbadores), a la entrada positiva de un comparador 172, cuya
entrada negativa está conectada a un punto nodal 174 que está
unido, a través de una resistencia 136, con la línea negativa 122 y,
a través de una resistencia 178, con un punto nodal 180 que está
unido, a través de una resistencia 182, con una línea 184 que está
a una tensión regulada de +5 V. Por tanto, la tensión en la
resistencia 176 representa una tensión de referencia Uref que
establece a qué corriente reacciona la unidad de reconocimiento de
corriente máxima.
El punto nodal 180 está unido, a través de una
resistencia 186, con el colector de un transistor npn 188 en el que
se genera, en caso de sobreintensidad, una señal (baja) Imax y el
cual, por este motivo, está unido directamente con los miembros de
combinación 152 y 160, así como con el \muC 40, y, además, está
unido también con la línea 184 a través de una resistencia 190.
El emisor del transistor 188 está unido con la
línea negativa 122. Su base está conectada, a través de una
resistencia 191, a los cátodos de dos diodos 192, 194 que están
unidos con la línea negativa 122 (GND) a través de una resistencia
193. El ánodo del diodo 192 está unido con la salida del comparador
172.
La tensión en la resistencia de medida 138 es
alimentada, a través de un filtro de señal 196, a la entrada
positiva de un comparador 198, cuya entrada negativa está unida con
el punto nodal 174. La salida del comparador 198 está unida con el
ánodo del diodo 194.
Cuando la corriente a través de la resistencia de
medida 134 se vuelve demasiado alta, la entrada positiva del
comparador 172 resulta más positiva que la entrada negativa, con lo
que el transistor 188 recibe una corriente de base a través del
diodo 192 y se conecta. Cuando la corriente a través de la
resistencia 138 se vuelve demasiado alta, la entrada positiva del
comparador 198 resulta más positiva que su entrada negativa, con lo
que el transistor 188 recibe una corriente de base a través del
diodo 194 y se hace conductor.
En ambos casos, se conecta así la resistencia 186
en paralelo con las resistencias 176, 178, con lo que se
incrementan la corriente a través de la resistencia 182 y, por
tanto, la caída de tensión en esta resistencia. Desciende así
automáticamente la tensión de referencia Uref tan pronto como se
conecta el transistor 188, y esto provoca una histéresis de
conmutación, es decir que el comparador 172 se conecta, por ejemplo,
a una sobreintensidad de 3 A y se vuelve a desconectar únicamente a
alrededor de 1,6 A, y lo mismo ocurre con el comparador 198. Esto
significa que los transistores superiores 114, 130 se desconectan
forzosamente, por ejemplo, a 3 A y pueden (¡no deben!) volverse a
conectar únicamente cuando la corriente en la resistencia 134 ó 138
ha caído a 1,6 A. Esto impide una sobrecarga de los transistores
superiores 114, 130, es decir que el transistor conductor en ese
momento se desconecta completamente bajo una sobreintensidad tan
pronto como se genere la señal baja Imax en el colector del
transistor 188, y puede conectarse de nuevo únicamente cuando ya no
se genere la señal Imax y se presentan los criterios siguientes
para su conexión, tal como se explican éstos seguidamente con más
detalle.
Para reconocer el paso por cero en caso de que
ambos transistores superiores 114, 130 estén bloqueados y ambos
transistores inferiores 132, 136 sean conductores, se utiliza un
comparador 202 cuya entrada negativa está unida con la entrada
positiva del comparador 172 y cuya entrada positiva está unida con
la entrada positiva del comparador
198.
198.
Cuando, después de la desconexión de un
transistor superior previamente conductor 114 ó 130, se hacen
conductores los dos transistores inferiores 132, 136, se produce una
caída de tensión en ambas resistencias 134, 138 por efecto de la
corriente generada por la energía eléctrica almacenada en el
devanado 102, y cuando la corriente a través del devanado 102 pasa
del funcionamiento como motor al funcionamiento como generador, tal
como ocurre en el sitio 222 de la figura 3, esta corriente varía su
dirección y pasa entonces por cero.
Cuando, por ejemplo, la corriente durante el
funcionamiento como motor circula del terminal 106 al terminal 104 a
través de las resistencias 138, 134, la entrada positiva del
comparador 202 es más positiva que su entrada negativa. Después del
paso por cero, la corriente circula del terminal 104 al terminal 106
a través de las resistencias 134, 138, y ahora la entrada negativa
del comparador 202 se hace más positiva que la entrada positiva, con
lo que en el paso por cero de la corriente se modifica bruscamente
la señal Imin en la salida del comparador 202, es decir que pasa de
baja a alta o de alta a baja. Por este motivo, en el paso por cero
se origina una brusca variación de la señal (flanco de conmutación)
en la salida del comparador 202, y ésta provoca en el \muC 40 una
interrupción mediante la cual se bloquean los cuatro transistores
114, 130, 132, 136. Esta interrupción se denomina interrupción Imin
y se explica en lo que sigue con detalle haciendo referencia a la
figura 19.
Para explicar el principio de operación de la
figura 1 se hace referencia a las figuras 2 y 3, que explican el
funcionamiento en forma fuertemente esquematizada. La figura 2
muestra la evolución de la corriente en el estator de un motor según
el estado de la técnica y la figura 3 muestra la evolución análoga
en un motor según la invención. Las figuras 2 y 3 muestran los
valores siguientes sobre un ángulo de giro de 360º el.:
La densidad de flujo magnético se mide en teslas
(T). Su evolución es aproximadamente de forma de trapecio en este
ejemplo. Se habla entonces de una "magnetización de forma de
trapecio". En el ámbito de la presente invención, esto es una
evolución de B preferida, pero no la única imaginable.
Las variaciones de la densidad de flujo magnético
B inducen una tensión en el devanado 102 del estator cuando gira el
rotor 108. La forma de esta tensión corresponde a la forma de B, es
decir que aquí es también de forma de trapecio. La amplitud de esta
tensión aumenta al aumentar el número de revoluciones. Esta tensión
se denomina "tensión inducida" o "fuerza
contraelectromotriz" (FCEM).
La corriente i_{1} que circula por el devanado
2 comienza habitualmente en el tiempo después de 0º el. y - a causa
del bajo valor de B, es decir, de la baja FCEM en esta zona -
aumenta rápidamente al principio en 210. Este aumento hace que una
parte de la energía aportada por la corriente i_{1} sea
transformada - con retardo temporal - en energía cinética del rotor
108. La corriente i_{1} vuelve a disminuir algo entonces en 211 a
causa de la mayor FCEM hasta un mínimo 212. A partir de 212, la
corriente i_{1} aumenta en la figura 2, es decir, en un motor
convencional, hasta un máximo 216, en el que se desconecta la
corriente i_{1} y seguidamente disminuye hasta cero a lo largo de
una curva 218. El paso por cero 217 se alcanza en este ejemplo
(figura 2) un poco antes de 180º el., pero puede estar también
después de 180º el., según la posición angular del generador de Hall
110.
Para la corriente i_{2}, que circula del
terminal 106 al terminal 104, son análogos los procesos - a causa
de la simetría de la disposición - y, por este motivo, éstos no se
describen una vez más. La corriente i_{2} comienza en 180º el. en
la figura 2.
El intervalo de tiempo P entre el sitio 217 y el
comienzo de la corriente i_{2} se denomina pausa de conmutación o
hueco de conmutación P. Éste es necesario, entre otras cosas, para
impedir un cortocircuito en el puente en H 137. (Cuando en la figura
1 fueran conductores al mismo tiempo, por ejemplo, los transistores
114 y 132, se produciría a través de ello una corriente de
cortocircuito de la línea positiva 116 a la línea negativa 122).
En el intervalo angular de aproximadamente 0º el.
hasta el máximo 216 la corriente i_{1} del devanado es convertida,
en el caso de un ECM con conmutación convencional, con retardo
temporal, en energía cinética del rotor 108.
Si se desconecta bruscamente la corriente i_{1}
en el sitio 216, se origina entonces en el devanado 102 una alta
tensión inducida que tiende a hacer que siga circulando esta
corriente i_{1}, de modo que dicha corriente i_{1} circula
entre los sitios 216 y 217 hacia el condensador 126 a través de los
diodos de oscilación libre 132' y 130' y recarga dicho condensador.
La energía E almacenada en el devanado 102 es traspasada entonces
casi completamente al condensador 126, por lo que éste ha de ser muy
grande para que no aumente demasiado fuertemente la tensión entre
las líneas 116 y 122. La energía E depende del cuadrado de la
intensidad de corriente I en el instante 216 y de la inductividad L
del devanado 102. Se cumple que
... (1)E =
I^{2} *
L/2
en
donde
e = energía magnética almacenada en el devanado
102
I = intensidad de corriente instantánea en el
devanado 102
L = inductividad del devanado 102.
Dado que I es muy alta al efectuar la
desconexión, es muy alta también la energía E inductivamente
almacenada en el devanado 102.
Esta energía es transmitida al condensador 126
después de desconectar el devanado 102. Por tanto, se trata de una
potencia reactiva que oscila en vaivén entre el condensador 126 y el
devanado 102, y dado que esta potencia reactiva es grande, tiene
que ser grande también el condensador 126. Debido a las altas
intensidades de corriente que circulan a consecuencia de esta
potencia reactiva, se originan también pérdidas innecesarias que
reducen el rendimiento del motor.
En la invención se pretende reducir esta potencia
reactiva, es decir que la menor cantidad posible de la energía del
devanado 102 deberá retornar al condensador 126 durante la
desconexión y que, por el contrario, con esta energía se deberá
accionar el rotor 108.
Por este motivo, según la figura 3, se emplea un
procedimiento de conmutación que se desvía fuertemente del
convencional. En la figura 3 aumenta también fuertemente la
intensidad de corriente i_{1} en 210 después de la conexión y esta
intensidad disminuye en 211. Por tanto, la evolución es similar a la
de la figura 2. Sin embargo, es diferente lo siguiente:
- a)
- La alimentación de energía de las líneas 116, 122 al devanado 102 es desconectada en el sitio 214 calculado por el \muC 40, usualmente allí donde la intensidad de corriente i_{1} del motor no ha alcanzado aún su máximo 216 (figura 2). El cálculo del instante de desconexión 214 se describe con relación a la figura 30. La desconexión se efectúa desconectando el transistor superior momentáneamente conductor (114 ó 130) en el sitio 214. Se describe más adelante a título de ejemplo con relación a la figura 25 el modo en que esto puede tener lugar.
- b)
- A continuación del instante 214, usualmente tras una corta pausa, se hacen conductores ambos transistores inferiores 132 y 136, véase la figura 25, S840, de modo que la corriente i_{1} puede seguir circulando por estos dos transistores, circulando dicha corriente del drenaje D a la fuente S en el FET 136, lo cual es posible en un FET. Esto produce una unión de bajo valor óhmico entre los terminales 104 y 106 del devanado 102, y en esta unión se atenúa la intensidad de corriente i_{1} a lo largo de una curva 220, prosiguiendo esta corriente con el accionamiento del rotor 108, es decir que genera energía motriz.
- c)
- En un sitio 222, la corriente i_{1} pasa por cero y seguiría fluyendo después como corriente de generador 224 cuando los transistores 132 y 136 siguieran siendo conductores. Esta corriente 224 está indicada con puntos. Dado que actuaría frenando, no es deseable.
Para impedir esto se genera por parte del
amplificador operacional 202 (figura 1) la señal Imin en la zona del
sitio 222. Esta señal genera una interrupción Imin en el \muC 40,
de modo que este último hace inmediatamente no conductores a los
cuatro transistores 114, 130, 132, 136 del puente en H 137. Esto
tiene lugar en el ejemplo según la figura 3 poco después del punto
222.
Dado que en el instante 222 la intensidad de
corriente i_{1} es igual a 0, no está ya almacenada ninguna
energía en el devanado 102 cuando se produce la desconexión de todos
los MOSFETs. Como consecuencia, después de la desconexión del
devanado 102 no puede realimentarse energía de éste al condensador
126.
En este momento se sigue aplicando al devanado
102 solamente la tensión inducida por el imán 108 del rotor, pero
ésta es baja en el instante 222, asciende usualmente a sólo unos
pocos voltios y, por tal motivo, no estorba.
Después de una breve pausa de conmutación P1, se
conecta entonces la corriente i_{2}. El instante para la conexión
es calculado por el \muC 40, véase la figura 30.
Al poner en marcha el motor, transcurriría
demasiado tiempo hasta que i_{1} haya alcanzado en el tramo 220 el
valor cero, y, por este motivo, la corriente es desconectada aquí
por medio de una función especial, llamada función de RETRASO, al
cabo de un tiempo prefijado, por ejemplo después de 500 a 800
\mus, aún cuando i_{1} (o i_{2}) no haya alcanzado aún el
valor cero. Por tanto, se vigila aquí el tiempo T3 a partir de la
llegada al sitio 214, en el cual se desconectan los transistores
superiores 114, 130, y lo mismo ocurre con la corriente Imin. Lo más
tarde después de la expiración de T3 se desconectan todos los
transistores del puente en H 137 y, como alternativa, en caso de
que se genere la interrupción Imin, cuando ésta se presente antes
que el final de T3. Típicamente, T3 está en el intervalo de 500 a
800 \mus.
La figura 4 muestra la corriente por el devanado
102 tal como es realmente medida durante el funcionamiento, y
muestra para comparación la corriente I en la línea de alimentación
116 (figura 1). La corriente por el devanado 102 varía su dirección
al girar el rotor 108, mientras que la corriente I circula solamente
en una dirección. Para lograr una mejor comparabilidad, la
corriente I se ha registrado hacia abajo, referido a una línea cero
98.
En un instante t10, la corriente i_{2} recibe
aquí su orden de desconexión, de modo que se bloquea el transistor
superior 130 y, después de un breve retardo, se conectan ambos
transistores inferiores 132, 136, con lo que se atenúa la corriente
i_{2} a lo largo de una curva 220A.
En un instante t11, la corriente i_{2} pasa por
cero y en un instante t12 se hace operativa la interrupción Imin ya
descrita, mediante la cual se bloquean los cuatro transistores 114,
130, 134, 138, con lo que no circula ninguna corriente en el
devanado 102 a partir de un instante poco después de t12 hasta un
instante t13.
En el instante t13, que se calcula en el \muC
40, véase la figura 30, se conecta la corriente i_{1} dando lugar
a que se hagan conductores los transistores 114 y 138, de modo que
la corriente i_{1} aumenta de la manera representada. En un
instante t14, que se calcula en el \muC 40, se desconecta i_{1}
bloqueando el transistor superior 114, y los transistores inferiores
132, 136 se hacen ambos conductores, con lo que la corriente
i_{1} disminuye a lo largo de una curva 220B y alcanza el valor
cero en el instante t15. Poco después, se hace operativa la
interrupción Imin y ésta bloquea los cuatro transistores 114, 130,
132, 136 hasta un instante t16, en el que se conectan los
transistores 130 y 132 para que pueda circular la corriente
i_{2}.
Como muestra la figura 4, la corriente I en la
línea de alimentación 116 a la izquierda de t10 es idéntica a la
corriente i_{2} en el devanado 102.
En el instante t10, no puede circular ya ninguna
corriente I procedente de la línea positiva 116, dado que el
transistor superior 130 está abierto y los dos transistores
inferiores 132, 136 conducen, con lo que la corriente i_{2} sigue
circulando solamente por estos dos transistores. Por este motivo, la
corriente I permanece en el valor cero prácticamente de t10 a
t13.
Desde t13 hasta t14 la corriente I discurre
simétricamente con respecto a la corriente i_{1}, es decir que
ambas corrientes son iguales en cuanto a su intensidad. Desde t14
hasta t16 la corriente I tiene el valor cero, y a partir de t16
dicha corriente I tiene de nuevo prácticamente el mismo valor que
i_{2}, suministrándose adicionalmente algo de energía del
condensador 126, posiblemente para después de t16.
Por tanto, mediante la invención se evita en
amplio grado que oscile en vaivén la energía entre el devanado 102 y
el condensador 126, con lo que el condensador 126 puede realizarse
con dimensiones correspondientemente más pequeñas.
La figura 5 muestra en un oscilograma una
evolución típica de las corrientes cuando se utiliza la limitación
de corriente. Ésta limita las corrientes i_{1} e i_{2} en este
ejemplo de ejecución a un valor Imax de 3 A.
En t20 comienza la corriente i_{1}. Mediante el
control de conmutación en el \muC 40 se interrumpe la corriente
i_{1} en un instante t21 por apertura del transistor 114, y se
cortocircuita el devanado 102 desde t21 hasta un instante t22 por
cierre de los dos transistores 132, 136.
A partir de t23, se conectan los transistores
130, 132 para que circule una corriente i_{2}. Esta aumenta
rápidamente hasta el valor límite de corriente negativo -Imax. En el
instante t24, se bloquea allí el transistor superior 130 por medio
de la señal Imax, con lo que la corriente i_{2} disminuye hasta un
instante t25, siendo ambos transistores 132, 136 puestos en
conducción. En t25, el transistor 188 desconecta nuevamente la señal
Imax, dado que i_{2} ha caído a 1,6 A, con lo que i_{2} aumenta
de nuevo debido a que el transistor 130 se hace nuevamente
conductor.
En un instante t26 se abre el transistor 130 por
medio del control de conmutación, y se conectan ambos transistores
inferiores 132, 136, de modo que i_{2} alcanza el valor cero en
t27. En t28 se conecta de nuevo i_{1} poniendo en conducción los
transistores 114 y 136.
Cada vez que se hace baja la señal Imax, se
reduce algo la relación de manipulación pwm de la señal PWM, véase
S508 en la figura 17, de modo que, después de unas pocas
revoluciones, ya no se alcanzan los valores +Imax y -Imax y se
obtiene nuevamente la forma de corriente "lisa" según la figura
3. Mientras que se disminuye nuevamente la corriente máxima por
debajo Imax (3 A), se agranda el valor BW por medio del regulador
(figura 5), siempre que ello sea posible, y se incrementa también,
eventualmente con lentitud, la relación de manipulación pwm hasta
que el motor funcione de nuevo normalmente, es decir, con el número
de revoluciones deseado. Eventualmente, se puede repetir también el
proceso, es decir que la señal Imax puede presentarse nuevamente
cuando se incremente pwm en grado demasiado fuerte.
En la figura 5 se han designado con t29 a t37 los
sitios en los que el control de conmutación interrumpe la corriente
correspondiente. Los valores a los que se utiliza la limitación de
corriente se han designado con +Imax y -Imax, y los valores de
corriente a consecuencia de la histéresis de conmutación se han
designado con +ImaxHY y -ImaxHY. En el ejemplo de ejecución es Imax
= 3 A e ImaxHY = 1,6 A.
La figura 6 muestra una vez más gráficamente los
procesos descritos con ayuda de un diagrama de estado. En 230, el
motor 100 se encuentra en la zona 210, 211 de la figura 3 y se
vigila si se ha alcanzado el punto 214 en el que deberá concluirse
la aportación de energía de las líneas 116, 122 al motor 100.
Si se verifica en 230 que no se ha alcanzado aún
el final de la alimentación de corriente, se prosigue entonces la
alimentación de corriente en el estado 234, y a continuación se
vigila nuevamente en 230 si se ha alcanzado el instante 214. Cuando
ocurre esto, el motor 100 pasa entonces al estado 236 HS DES, en el
que se desconectan ambos transistores superiores 114, 130, lo que
interrumpe la aportación de energía al motor 100.
A continuación, el programa pasa a una breve
demora RETARDO 238 y conecta entonces ambos transistores inferiores
132, 136 en el estado LS CON 240, de modo que el devanado 102 es
hecho funcionar sustancialmente en cortocircuito y disminuye la
corriente a lo largo de la curva 220 (figura 3). Esto es vigilado en
el estado subsiguiente 242 ("esperar hasta que la corriente haya
caído a cero"). La corriente del devanado 102 sigue accionando
entonces al rotor 108.
Cuando la corriente alcanza el valor cero, se
genera por parte del comparador 202 una señal Imin y ésta produce
una interrupción Imin 244.
Al mismo tiempo, se vigila en 246 con la función
RETRASO si ha transcurrido el tiempo prefijado T3 (figura 3).
El más temprano de ambos eventos (RETRASO 246 o
interrupción Imin 244) produce la transición al estado 248, es
decir, la desconexión completa de los cuatro transistores del puente
en H 137 (LS DES & HS DES). En este estado, la energía cinética
del rotor 108 no puede ser transportada como generador al
condensador 126, puesto que el valor instantáneo de la tensión
producida como generador por el rotor 108 es más bajo que la tensión
entre las líneas 116 y 122.
Por tanto, mediante una gestión experta de la
energía se interrumpe aquí ampliamente la "respiración" del
motor 100 descrita al principio, es decir que durante el
funcionamiento normal del motor 100 circula en vaivén tan sólo una
poca potencia reactiva entre el devanado 102 y el condensador 126.
Sin embargo, dado que la generación de la interrupción Imin 244 no
puede producirse exactamente en el instante 222 (figura 3) del paso
por cero a causa de la duración en tiempo de los pasos de cálculo
necesarios, sino que se produce algo después se sigue necesitando
un condensador 126 para almacenar transitoriamente energía del
motor, pero éste puede ser más pequeño que hasta ahora. Este
condensador es necesario también para absorber energía al
desconectar el motor y evitar un aumento demasiado grande de la
tensión entre las líneas 116 y 122.
Se ha descrito ya con relación a las figuras 1,
3, 4 y 5 el reconocimiento de la corriente máxima por medio de los
comparadores 172 y 198. Esta función de reconocimiento genera la
señal Imax, la cual actúa directamente sobre los transistores
superiores 114, 130 a través de los miembros de combinación 152, 160
(figura 1) y, al presentarse una sobreintensidad, desconecta
inmediatamente el transistor 114 ó 130 que conduce en ese momento.
Además, se alimenta también la señal Imax al \muC 40 y ésta genera
allí una interrupción Imax. Con ayuda de ésta se inician, entre
otras cosas, pasos de programa que, al presentarse impulsos de
corriente subsiguientes, disminuyen la corriente que circula por el
devanado 102 hasta que ya no se produce ninguna sobreintensidad.
En efecto, si la corriente a través de las
resistencias de medida 134, 138 sobrepasa un valor ajustado en la
resistencia 176 (designado como Uref en la figura 1), se genera
entonces en el \muC 40 una interrupción Imax y se desconectan
directamente los transistores superiores 114, 130 por medio del
hardware. Una vez transcurrido un corto tiempo de retardo, se
conectan ambos transistores inferiores 132, 136, de modo que se
ponen en cortocircuito los terminales 104, 106 del devanado 102 por
medio de los dos FETs 132, 136. Los pasos de programa subsiguientes
dependen sensiblemente de la clase y número de revoluciones del
motor, es decir que son posibles diferentes variantes.
En una variante se genera la interrupción Imin
244 de la manera ya descrita cuando la corriente en el devanado 102
ha alcanzado el valor cero. Como seguridad se mide adicionalmente el
tiempo desde LS CON 240 (figura 6) por medio de la función RETRASO
246 ya descrita.
Cuando el tiempo RETRASO ha transcurrido antes de
que se genere la interrupción Imin 244, esto produce la orden DES
para los transistores inferiores 132, 136. En caso de que llegue
antes la interrupción Imin, ésta produce la señal LS DES (DES =
DESCONEXIÓN). Después de un tiempo de retardo, se prosigue entonces
la alimentación de corriente del devanado 102, es decir que, cuando
en la posición de giro momentánea del rotor 108, la corriente en el
devanado 202 deba circular de 104 a 106, se conectan nuevamente los
transistores 114, 136 y permanecen desconectados los transistores
130, 132. En el caso de una corriente en la dirección opuesta (de
106 a 104), se cumple análogamente lo contrario.
La figura 7 muestra esquemáticamente impulsos de
corriente i_{1}, i_{2} cuya amplitud A1 alcanza la intensidad
de corriente Imax (3 A) en los sitios 250, 251, de modo que en estos
sitios se inicia la limitación de corriente y la corriente
disminuye hasta un sitio 252 o 253, respectivamente. Se vuelve a
conectar allí la corriente, puesto que ya no se genera la señal
(activa baja) Imax, y dicha corriente aumenta nuevamente hasta los
sitios 255 o 257, respectivamente, en donde es impartida la orden
de desconexión por el \muC 40. En ambos sitios 250 y 251 se
reduce la relación de manipulación pwm por medio del paso de
programa S508 de la figura 17 para reducir la amplitud A1.
Según la figura 8, esta reducción de la relación
de manipulación pwm tiene la consecuencia de que - después de un
tiempo de retardo - se reduce la amplitud A2 de la corriente en el
motor 100 a un valor que está por debajo de 3 A, tal como se
simboliza por medio de las flechas blancas 254, 256 de la figura 8.
En la figura 7 la longitud de bloque de un impulso tiene el valor
BW1, es decir, el tiempo desde la orden de conexión hasta la orden
de desconexión para este impulso.
Como compensación de la reducción de la amplitud
de A1 a A2, se prolonga en la figura 8 la longitud de bloque BW
para el control de los impulsos i_{1}, i_{2} hasta un valor BW2,
tal como se indica simbólicamente por medio de las flechas negras
258, de modo que no se varía en nada la energía aportada al motor
100, es decir que la superficie F1 debajo de la curva i_{1} de la
figura 7 corresponde sustancialmente a la superficie F2 debajo de
la curva i_{1} de la figura 8. Didácticamente, es posible
imaginarse esto de modo que, debido a una fuerza 254, 256 en la
figura 8, los impulsos i_{1}, i_{2} son comprimidos algo en su
anchura, con lo que ya no se alcanza la amplitud A1, compensándose
la menor amplitud A2 de las corrientes i_{1}, i_{2} en la
figura 8 debido a que aumenta su longitud de bloque BW2.
Esto es importante debido a que, en caso de que
se sobrepase la corriente máxima, aumentan las pérdidas - debido a
los procesos descritos en relación con la figura 5 - y existe el
riesgo de que se sobrecarguen los MOSFETs. El motor 100 gira
también con marcha más suave cuando se le hace funcionar con una
corriente por debajo de su corriente máxima ajustada. Naturalmente,
los impulsos i_{1} e i_{2} podrán alcanzar solamente una
longitud de bloque BW de algo menos de 180º el., ya que, en caso
contrario, podría presentarse un cortocircuito en el puente.
Cuando la longitud de bloque BW de los impulsos
i_{1}, i_{2} se hace demasiado grande, ésta es acortada por el
software del motor, y, a fines de compensación, se incrementa en
este caso la amplitud, es decir que el motor tiene entonces
tendencia a pasar del estado según la figura 8 al estado según la
figura 7. En este caso, se invierte la dirección de las flechas 254,
256, 258.
Durante la puesta en marcha, se puede limitar
eventualmente la corriente de arranque por medio de la función de
limitación de corriente, pero es posible también una puesta en
marcha sin sobreintensidad de tal manera que se incremente
lentamente la relación de manipulación pwm de la señal PWM (figura
1) a la manera de una rampa.
Para la materialización de la invención se
calcula por medio del software del motor
- a)
- qué relación de manipulación pwm deberá tener en ese momento la señal PWM,
- b)
- en qué instante tiene que conectarse un impulso de corriente y
- c)
- en qué instante tiene que desconectarse un impulso de corriente.
Esto se explica con detalle en lo que sigue.
La longitud de bloque BW es calculada en el
ejemplo de realización por un regulador del número de revoluciones
que se describe a continuación con referencia a la figura 30. Por
tanto, BW es prefijada para el cálculo y es independiente de la
relación de manipulación pwm de la señal PWM. (Naturalmente, en el
cálculo de BW se puede tener en cuenta también total o parcialmente
la relación de manipulación, pero resulta un programa más corto sin
que ésta se tenga en cuenta, lo que es importante en un motor).
La figura 9 muestra una parte del conexionado del
microcontrolador (\muC) 40 empleado en el ejemplo de realización,
aquí del tipo PIC16C72A de la firma Arizona Microchip. Este trabaja
aquí con una frecuencia de cadencia de 4 MHz. Tiene 28 entradas 1 a
28 que están designadas como sigue:
| 1 | MCLR/(entrada de reposición) |
| 2 a 7 | RA0...RA5 |
| 8 | VSS (terminal de masa) |
| 9 | CLKENT |
| 10 | CLKSAL |
| 11 a 18 | RC0...RC7 |
| 19 | VSS1 (terminal de masa) |
| 20 | VDD (+5 V) |
| 21 a 28 | RB0...RB7 |
Los terminales RA1 a RA5, RC3, RC4 y RB1 a RB5
están unidos cada uno de ellos con masa GND a través de una
resistencia R (10 k\Omega), ya que no se emplean estos terminales.
Las resistencias no están representadas en la figura 10 para que
resulte allí más clara la representación.
Los terminales CLKENT y CLKSAL están unidos con
un cuarzo oscilante 42. Los terminales VSS y VSS1 están conectados
a masa y el terminal VDD está conectado a una línea positiva con +5
V (regulados). Entre los terminales VDD y VSS está conectado un
condensador de filtro 44 (por ejemplo, 100 nF).
La entrada de reposición MCLR/ está unida a
través de una resistencia 46 con un punto nodal 48 que está unido
con +5 V a través de una resiste4ncia 50 y con GND a través de un
condensador 52. El condensador 52 está descargado cuando se produce
la conexión, de modo que la entrada MCLR/ tiene entonces el
potencial 0 V, lo que desencadena un proceso de reposición durante
la conexión. Seguidamente, se carga el condensador 52 a 5 V a través
de la resistencia 50.
RA0 es la entrada de un convertidor A/D interno
al procesador en el \muC 40. Se puede alimentar a esta entrada una
tensión entre 0 y 4,5 V (Vcc), y ésta es convertida en una señal
digital. La señal en RA0 corresponde al número de revoluciones
deseado. Este último es alimentado a una entrada 261 como señal PWM
262 cuya relación de manipulación pwm contiene la información del
número de revoluciones.
Un comparador 264 sirve para procesar la señal
PWM 262 y para estandarizarla a una amplitud regulada a. Su entrada
+ está conectada a un punto nodal 266 que está conectado, a través
de una resistencia 268, a una tensión regulada de +5 V con la cual
se alimenta también el \muC 40, y que está conectado también a GND
a través de una resistencia 270. Las resistencias 268, 270 se han
elegido de modo que en el punto nodal 266 se aplique un potencial
de +2,3 V.
La entrada negativa del amplificador 264 está
conectada a un punto nodal 272 que está unido con la entrada 261 a
través de una resistencia 274 y con GND a través de una resistencia
276. Las resistencias 274, 276 pueden ser de la misma magnitud.
La salida 278 del amplificador 264 está unida con
+5 V a través de una resistencia elevadora 280 y con RA0 a través de
una resistencia 282. Entre RA0 y GND está conectado un condensador
284. Los componentes 282 y 284 forman conjuntamente un filtro
pasabajos.
La señal 262 es invertida por el amplificador
264, véase la señal 286 en la salida 278, la cual tiene una amplitud
constante a, y esta señal 286 es alisada por el filtro pasabajos
282, 284 hasta dar una tensión continua que se alimenta a la
entrada RA0 y que, a cada consulta, se convierte allí en un valor
digital. Dado que la señal 286, a diferencia de la señal 262, tiene
una amplitud a definida, su relación de manipulación se convierte
en una tensión continua definida y en un valor digital definido.
Como alternativa, la señal en la entrada RA0
puede ser generada de cualquier otra manera, por ejemplo por medio
de un potenciómetro. En este procesador la amplitud máxima en RA0
corresponde a 5 V. Esto corresponde a la referencia A/D
interna.
El \muC 40 tiene un contador en anillo
TEMPORIZADOR1, así como una RAM y una ROM. Además, puede estar
prevista también una RAM externa, una EEPROM externa o similar, tal
como es evidente para el experto.
Las figuras 10 y 11 muestran un ejemplo de
realización detallado para el circuito de la figura 1. La figura 10
muestra el hardware para reconocer Imax e Imin, así como el
generador de Hall 110. La figura 11 muestra el \muC 40 y el
puente en H 137 controlado por él. Las partes iguales o equivalentes
a las de las figuras precedentes se designan con los mismos símbolos
de referencia que allí y habitualmente no se describen una vez
más.
Las transiciones de la figura 10 a la figura 11
se han designado con 290, 292 (para el puente en H 137), 294 para la
señal HALL, 296 para la señal Imin y 298 para la señal Imax. Éstas
se han dibujado también en la figura 1.
La figura 10 muestra el generador de Hall 110
cuya señal de salida es amplificada por medio de un comparador 300
cuya salida 294 está unida con la línea positiva 43 (+5 V,
regulados) a través de una resistencia elevadora 302. Las señales
HALL de forma rectangular son alimentadas a la entrada RB0 del
\muC 40. Cada flanco de esta señal produce allí una interrupción
de Hall, véase la figura 16. El generador de Hall 110 es alimentado
con corriente de la línea 43 a través de una resistencia 304.
La entrada positiva del comparador 172 está unida
con su salida 307 a través de una resistencia 305, con el punto 290
a través de una resistencia 306, también con la entrada negativa del
comparador 202 y con GND a través de un condensador 308. La
resistencia 306 y el condensador 308 forman conjuntamente el filtro
pasabajos 170 de la figura 1. La salida 307 está unida con la línea
positiva 43 a través de una resistencia 309.
Asimismo, la entrada positiva del comparador 198
está unida con su salida 311 a través de una resistencia 309, con el
punto 292 a través de una resistencia 310, con la entrada positiva
del comparador 202 y con GND a través de un condensador 312. La
resistencia 310 y el condensador 312 forman conjuntamente el filtro
pasabajos 196 de la figura 1. La salida 311 está unida con la línea
positiva 43 a través de una resistencia 314.
Las entradas negativas de los comparadores 172,
198 están unidas con el punto nodal 174, en el que se aplica el
potencial de comparación Uref de la resistencia 176.
La entrada positiva del comparador 202 está
unida, a través de una resistencia 316, con su salida 318, la cual
está unida con la línea positiva 43 a través de una resistencia
320.
La señal Imin se obtiene en la salida 318 del
comparador 202. Es alimentada al puerto RB7 del \muC 40 a través
de una resistencia 297. La salida 318 varía su potencial al
producirse un paso por cero de la corriente del motor, tal como ya
se ha descrito, y el flanco de conmutación durante la transición
produce una interrupción Imin en el \muC 40, véase a continuación
la figura 19.
Cuando, debido a una corriente del estator de,
por ejemplo, 3 A, la caída de tensión en la resistencia 134 se hace
mayor que la tensión Uref en la resistencia 176, la salida del
comparador 172 se hace de alto valor óhmico y recibe un alto
potencial. Circula así una corriente de base hacia el transistor 188
a través de la resistencia 309 y el diodo 192 y esta corriente hace
conductor a dicho transistor, con lo que la señal Imax se hace baja
en el punto 298 y reduce así el potencial en los puntos nodales 180
y 174. Esto produce la histéresis de conmutación ya descrita, es
decir que la tensión Uref se hace correspondientemente más pequeña,
de modo que la señal Imax se vuelve a hacer alta únicamente cuando
la corriente en la resistencia 134 ha descendido, por ejemplo, hasta
1,6 A. Los cátodos de los diodos 192, 194 están unidos con GND a
través de una resistencia común 193.
A causa de la simetría de la disposición, se
cumple lo mismo cuando la corriente del estator que circula por la
resistencia 138 sobrepasa el valor de 3 A. También en este caso, el
transistor 188 se hace conductor, produce la histéresis de
conmutación descrita y genera una señal baja Imax en el terminal
293, que se vuelve a hacer alta únicamente cuando esta corriente
haya descendido, por ejemplo, hasta 1,6 A.
La señal Imax es alimentada directamente según la
figura 11 a los miembros de combinación 152, 160 y bloquea a través
de éstos los MOSFETs 114, 130. Además, es alimentada a la entrada
RB6 del \muC 40 a través de una resistencia 324. De este modo,
ambas señales HSL y HSR son conmutadas a nivel bajo, con lo que uno
de los transistores superiores 114, 130 puede conectarse de nuevo
únicamente cuando
- a)
- la señal Imax ha pasado a ser nuevamente alta y
- b)
- la señal asociada HSL o HSR ha pasado a ser también nuevamente alta.
\newpage
Se consigue de esta manera lo siguiente:
- -
- Al generar la señal Imax, por ejemplo a una intensidad de corriente de 3 A, se bloquean los transistores superiores 114, 130 directamente a través del hardware y poco después, adicionalmente, a través del \muC 40.
- -
- Después del final de la señal Imax, el \muC 40 puede conservar el control sobre los transistores superiores 114, 130 y seguir, por ejemplo, bloqueándolos en caso de que haya transcurrido el tiempo BW (figuras 7 y 8).
Según la figura 11 el miembro de combinación 152
tiene un punto nodal 326 que está unido con el puerto RC0 del \muC
40 a través de una resistencia 328 y que recibe de allí la señal HSL
para la conmutación. Asimismo, con el punto nodal 326 están unidos
los ánodos de tres diodos 330, 331, 332. El cátodo del diodo 330
está unido con el puerto RC2, en el que se genera continuamente una
señal PWM de modulación en ancho de impulsos (20 kHz), cuya
relación de manipulación pwm puede ser variada por órdenes del
software. El cátodo del diodo 331 está unido con el punto 298, al
que se alimenta la señal Imax. El cátodo del diodo 332 está unido
con la base del transistor npn 148 y, a través de una resistencia
334, con GND. El emisor del transistor 148 está unido con GND y su
colector está unido con la puerta G del MOSFET 114 a través de una
resistencia 336. Este transistor está unido, a través de una
resistencia 338 y un condensador 340 en paralelo con ella, con la
línea 16, es decir, con la tensión de funcionamiento del motor 100,
la cual se denomina también tensión de circuito intermedio (tensión
en enlace de corriente continua).
En tanto los diodos 330, 331 no sean conductores
y se alimente una señal alta HSL desde el puerto RC0, el punto nodal
326 tiene un potencial alto y el diodo 332 es conductor y alimenta
una corriente de base al transistor 148, de modo que éste conduce y
circula una corriente a través de las resistencias 338, 336, con lo
que en la puerta G del transistor 114 se genera una señal que es
algunos voltios más negativa que la señal en su fuente S, y así se
conecta completamente el transistor 114. El condensador 340 produce
un pequeño retardo de los procesos de conmutación e impide
oscilaciones.
También el cátodo del diodo de enclavamiento 160
recibe en este caso el potencial GND, de modo que no se puede
alimentar ningún potencial positivo a la puerta G del MOSFET 132
para conectarlo, es decir que los transistores 114, 132 están
enclavados uno respecto de otro.
Si se hace bajo el potencial del punto nodal 326,
por ejemplo porque se hace conductor uno de los diodos 330, 331 o se
alimenta una señal baja HSL desde el puerto RC0, se bloquea el diodo
332, con lo que el transistor 148 ya no recibe ninguna corriente de
base y se bloquea. La puerta G del MOSFET 114 recibe así el
potencial de la línea positiva 116 a través de la resistencia 338,
de modo que se bloquea el MOSFET 114. El cátodo del diodo de
enclavamiento 166 recibe así un potencial alto, con lo que se puede
conectar ahora el MOSFET inferior 132.
La señal LSL proveniente del puerto RC6 es
alimentada a la base del transistor npn 140 a través de una
resistencia 342. En tanto esta señal sea alta o el cátodo del diodo
de enclavamiento 166 esté a un potencial bajo, se aplica al colector
del transistor 140 un potencial bajo que se alimenta, a través de
una resistencia 346, a la puerta del MOSFET 132 y bloquea este
último. Esta puerta está unida con GND a través de un condensador
348 para retardar algo los procesos de conexión.
Cuando es baja la señal LSL en el puerto RC6, se
bloquea el transistor 140. Siempre que sea alto el potencial en el
cátodo del diodo 166, se obtiene entonces a través de la resistencia
344 un potencial alto en el colector del transistor 140 y éste hace
que conduzca el MOSFET 132 a través de las resistencia 346. La
puerta del MOSFET 132 está unida con el ánodo del diodo 166 a
través de una resistencia 350 y un diodo 352, y cuando el cátodo de
dicho diodo está conectado a GND, se descarga inmediatamente un
potencial negativo en la puerta del MOSFET 132 hacia GND a través
de la resistencia 350, el diodo 352 y el diodo 166, con lo que se
bloquea el MOSFET 132. Dado que la resistencia 350 es
preferiblemente más pequeña que la resistencia 346, se puede variar
la relación de una constante de tiempo de carga a una constante de
tiempo de descarga. Estas constantes son también una función de la
capacidad de puerta y otras capacidades en el circuito.
La mitad derecha del circuito según la figura 11
está estructurada de forma completamente simétrica con respecto a
la mitad izquierda y, por este motivo, no se describe por separado,
ya que el experto entiende inmediatamente por la descripción
detallada de la mitad izquierda el modo en que trabaja la mitad
derecha. Por ejemplo, el diodo 352 en la mitad izquierda
corresponde a un diodo 352' en la mitad derecha. El diodo de
enclavamiento derecho 168 tiene el mismo funcionamiento que el diodo
de enclavamiento 166 en la mitad izquierda e impide que los MOSFETs
130 y 136 sean conductores al mismo tiempo. La señal HSR es
alimentada por el puerto RC1 a un punto nodal 358 del miembro de
combinación 160 a través de una resistencia 356, y la señal LSR es
alimentada por el puerto RC7 a la base del transistor npn 144 a
través de una resistencia 360. En el puerto RC5 se puede generar una
señal ALARMA cuando el motor 100 esté bloqueado, es decir que se vea
impedido de girar.
Los diodos de enclavamiento 166, 168 producen
sobre todo una acción de seguro contra estados de conexión
incontrolables originados por picos de corriente a consecuencia de
la compatibilidad electromagnética. Los procesos de conmutación
(conexión, desconexión de los MOSFETs) duran siempre cierto tiempo,
ya que la puerta G del transistor correspondiente ha de ser cargada
o descargada, con lo que no es posible una protección perfecta, pero
se consigue con
esta sencilla medida una fuerte descarga de los transistores del puente en H 137 en caso de que se presenten tales picos.
esta sencilla medida una fuerte descarga de los transistores del puente en H 137 en caso de que se presenten tales picos.
| Cuarzo 42 | 4 MHz |
| Condensador 44 | 100 nF |
| Resistencia 46 | 100 \Omega |
| Resistencia 50, 176, 302, 306, 310, 314, 320 | 10 k\Omega |
| Condensador 52, 308, 312, 340 | 1 nF |
| Generador de Hall 110 | HW101G |
| Amplificador OP 172, 198, 202, 300 | LM2901P |
| Resistencias 134, 138 | 0,15 \Omega |
| Resistencia 178 | 75 k\Omega |
| Resistencia 182 | 33 k\Omega |
| Resistencia 186 | 15 k\Omega |
| Transistor 188 | BC846B |
| Resistencia 190 | 22 k\Omega |
| Resistencia 191 | 0,1 k\Omega |
| Resistencia 193, 309, 316 | 1 M\Omega |
| Diodos 192, 194 | BAV70 |
| Resistencia 280 | 3,3 k\Omega |
| Resistencia 282 | 6,8 k\Omega |
| Condensador 284 | 220 nF |
| Resistencia 297 | 2 k\Omega |
| Resistencia 304 | 1,2 k\Omega |
| MOSFETs 114, 130, 132, 136 | IRF7379 |
(El componente IRF 7379 contiene un
MOSFET de canal P y un MOSFET de canal N en la misma
carcasa).
| Resistencia 328, 338 | 2,2 k\Omega |
| Diodos 330, 331, 332 | BAW56S |
| Resistencia 334, 334', 344 | 5,1 k\Omega |
| Transistores 140, 144, 148, 154 | BC847BS |
| Resistencia 336 | 1,1 k\Omega |
| Diodos 166, 168, 352, 352' | BAS316 |
| Diodos 114', 118, 130', 132', 136' | SMS2100 |
| Resistencia 350 | 100 \Omega |
| Resistencia 346 | 330 \Omega |
| Condensador 348 | 4,7 nF |
| Resistencias 342, 360 | 2,7 k\Omega |
| Condensador 126 | 100 \muF, 35 V |
| Condensador 126A | 100 nF |
| Resistencia 356 | 0,8 \Omega |
Naturalmente, estos son sólo ejemplos que se
refieren aquí a un motor 100 que se hace funcionar con una batería
de 12 V.
La figura 12 explica en una representación
sinóptica el desarrollo de los pasos de programa en el motor 100 en
función de la posición de giro del rotor 108. El motor eléctrico,
que es controlado por un \muC 40, puede tener múltiples funciones
adicionales, según su aplicación, por ejemplo una regulación del
número de revoluciones, una limitación del número de revoluciones,
una limitación de corriente, una regulación a corriente constante,
disposiciones para la emisión de señales de alarma, rutinas de
tratamiento de errores, etc.
En el presente ejemplo de realización se regula
el número de revoluciones del motor a un valor nominal (por ejemplo,
3000 rpm), el cual a su vez puede depender, por ejemplo, de la
temperatura ambiente. Por este motivo, este valor nominal tiene que
actualizarse frecuente y automáticamente para el programa de
regulación.
Asimismo, para una regulación del número de
revoluciones se tiene que conocer cuál es en este momento el número
de revoluciones del motor, por ejemplo 2990 rpm. Este valor real del
número de revoluciones tiene que ser actualizado también frecuente
y automáticamente.
Asimismo, en un motor de esta clase se tiene que
calcular eventualmente la aceleración, se tiene que emitir una
señal PWM para la corriente del motor, se tienen que realizar una y
otra vez (repetitivamente) los procesos de cálculo de la función de
regulación del número de revoluciones y eventualmente se tienen que
inicializar de nuevo de vez en cuando unos parámetros determinados
para asegurar una marcha estable del motor.
Asimismo, el \muC 40 - de conformidad con los
cálculos del regulador del número de revoluciones - ha de conectar
y desconectar la corriente para el motor y también, en función de la
posición de giro momentánea, ha de conmutar la dirección de la
corriente del motor. Todos estos procesos se denominan conmutación
en la construcción de maquinaria eléctrica. Esta deberá efectuarse
con gran precisión, puesto que un motor marcha suavemente tan sólo
cuando se ejecutan muy exactamente las órdenes de conmutación. Esto
significa que el programa tiene que comprobar con mucha frecuencia
si se presenta y tiene que ejecutarse una orden del programa para la
conmutación.
Por este motivo, según la figura 12, se tiene
directamente después de un flanco 370, 372 de la señal HALL un bucle
de cálculo grande 374 y 376, respectivamente, en el que - según el
valor del contador HALL_CNT - se ejecutan procedimientos de cálculo
más largos, y se tienen a continuación muchos bucles de cálculo
cortos 378 en los que sólo se comprueba y eventualmente se controla
la conmutación. Dado que estos cortos bucles de cálculo 378 se
siguen apretadamente uno a otro, dan como resultado una alta
resolución, es decir que se comprueba, por ejemplo, cada 60 a 100
\mus si tiene que variarse algo en la conmutación.
La figura 12 muestra que, por ejemplo,
directamente después de un flanco 370 de la señal HALL se ejecuta un
bucle largo 374 en el que se calcula, según la leyenda 380, el valor
nominal para la regulación del número de revoluciones y se
comprueba también la conmutación.
El bucle grande 374 va seguido de muchos bucles
cortos 378 en los que, según la leyenda 382, se comprueba y
eventualmente se varía tan sólo la conmutación.
Un flanco 372 de la señal HALL va seguido en este
ejemplo por un bucle largo 376 en el que, según la leyenda 384, se
ejecutan los pasos de cálculo siguientes:
- -
- cálculo de valor real
- -
- cálculo de la aceleración
- -
- regulación del número de revoluciones
- -
- cálculo de la relación de manipulación pwm de la señal PWM
- -
- reinicialización de registros determinados
- -
- conmutación.
Este bucle largo 376 va seguido nuevamente por
los bucles cortos 378 para la vigilancia y control de la
conmutación.
En el flanco siguiente de la señal HALL sigue
nuevamente un bucle largo 374 de la clase ya descrita, es decir que
en este ejemplo de realización se repiten los procesos después de
360º el.
La figura 13 representa el diagrama de flujo
correspondiente que muestra a grandes rasgos en una vista de
conjunto el principio de desarrollo de los bucles que se acaban de
describir.
Enteramente arriba en la figura 13 se han
representado en 390 las interrupciones que se describen seguidamente
con más detalle haciendo referencia a las figuras 14 a 20 y que
interrumpen con su presencia el desarrollo normal del programa, lo
que se ha simbolizado por medio de las flechas 392.
Al conectar el motor 100 se efectúa de la manera
usual una inicialización del \muC 40 en el paso S394. Se pone aquí
a 1 especialmente una bandera ARRANQUE que indica que tienen que
ejecutarse en primer lugar los pasos del programa para la
aceleración del motor 100. Estos se diferencian de los pasos del
programa que se ejecutan en el dominio del número de revoluciones
nominal del motor.
Sigue luego en S396 el control de la conmutación,
el cual se explica con detalle en relación con las figuras 23 a 26.
Este control es muy crítico en tiempo y, por este motivo, está al
comienzo del diagrama de flujo en un bucle corto 382. Seguidamente,
se comprueba en S398 si la bandera NUEVO_HALL indica que desde el
último flanco de la señal HALL se ha recorrido ya un bucle grande
374 ó 376.
En caso de que esta bandera tenga aún el valor 1,
el programa pasa a S400 y pone allí esta bandera a 0. A
continuación, comprueba en S402 sí HALL_CNT es igual a 0 o igual a
2. (La variable HALL_CNT se genera en S454 de la figura 16. Esta
variable corresponde a determinadas posiciones del rotor que se
fijan por azar al conectar el motor, por ejemplo 0º el. y 360º el.,
o 180º el. y 540º el.). En caso afirmativo, el programa pasa al
bucle largo 374 y realiza en S404 el cálculo del valor nominal t_s,
el cual se calcula en este ejemplo de realización a partir de la
señal analógica en la entrada RA0, véase la figura 9.
Cuando la respuesta en S402 es no, el programa
pasa al bucle largo 376 y desde allí a los pasos S406 y S408, en
donde se calculan el valor real t_HALL y la aceleración (figura 29).
Para la captación del valor real se procede entonces de la manera
siguiente:
- -
- Por debajo de 2000 rpm se mide el tiempo t_HALL entre dos flancos contiguos 370, 372 ó 372 y 370 de la señal HALL, es decir, el tiempo para una revolución de 180º el.
- -
- Por encima de 2000 rpm se mide el tiempo entre un primero y un cuarto flanco de la señal HALL, lo que en el rotor tetrapolar 108 empleado corresponde a una revolución completa de 360º mec. = 720º el. Por tanto, se mide el tiempo para una revolución completa y se divide éste por cuatro para obtener t_HALL.
Estas operaciones se explican con más detalle
ayudándose de las figuras 27 y 28.
A S408 le sigue S410, en donde se ejecutan las
operaciones de cálculo del regulador de número de revoluciones RGL
que se han explicado con detalle en relación con la figura 30.
En el paso S412 siguiente se calcula la relación
de manipulación pwm de la señal PWM y se ajusta ésta en la entrada
RC2; véase a este respecto la figura 31.
Sigue luego S414, en donde se ajustan de nuevo
unos registros determinados. Estos son registros cuyo valor es
conocido y no se modifica, por ejemplo registros para la dirección
de giro o para la configuración de un comparador. Estos registros
pueden perder su contenido por efecto de fuertes perturbaciones de
la compatibilidad electromagnética. Mediante la inicialización se
restablece este contenido. Esto se realiza en el ejemplo de
realización dos veces por cada revolución del rotor.
A continuación de los pasos S404 o S414 del
programa, éste retorna al paso S396 en un bucle sinfín 416. Dado que
en el paso S400 se ha conmutado a "0" la bandera
"NUEVO_HALL", lo que significa que se ha recorrido uno de los
bucles grandes 374, 376, la respuesta subsiguiente en S398 es no, y
se recorre aún solamente el bucle corto 382, que dura pocos
\mus.
La bandera NUEVO_HALL es conmutada nuevamente a
"1" durante la interrupción HALL en el flanco de Hall siguiente
370 ó 372, véase S452 en la figura 16, de modo que se vuelve a
recorrer entonces una vez uno de los bucles grandes 374 ó 376,
según sea el valor momentáneo de la variable HALL_CNT.
Cuando el motor 100 tiene un rotor 108 de cuatro
polos y gira con 3000 rpm = 50 rps, se actualizan el valor nominal y
el valor real cien veces por segundo, lo que hace posible una
regulación de alta calidad del número de revoluciones.
La figura 14 muestra el manipulador de
interrupción S420 que procesa las interrupciones 390 (figura 13). El
procesador aquí empleado tiene un manipulador de interrupción que se
activa ante una interrupción cualquiera, verifica de qué
interrupción se trata y ejecuta entonces la rutina necesaria para
procesar esta interrupción. Por tanto, antes de procesar una
interrupción se averigua por medio de S420 la fuente de la
interrupción, por ejemplo la aparición de la señal Imin o una
variación en el nivel de la señal HALL.
El manipulador de interrupción S420 comienza en
S422 con una consulta acerca de si se presenta una interrupción del
contador en anillo TEMPORIZADOR1 en el \muC 40. En caso de que
ocurra esto, se ejecuta en S424 la rutina correspondiente. Esta
pertenece al software estándar del \muC 40. En caso de que no se
presente ninguna interrupción del contador en anillo, se consulta
en S426 si se presenta una interrupción de Hall HALL_INT. En caso de
que ocurra esto, se ejecuta en S428 la rutina correspondiente. Ésta
está representada en la figura 16.
En caso de que la respuesta en S426 sea no, se
comprueba en S430 si se presenta una interrupción Imax. En caso
afirmativo, se ejecuta en S432 la rutina de interrupción Imax, que
está representada en la figura 17.
En caso de que la respuesta en S430 sea no, se
comprueba en S434 si se presenta una interrupción Imin. En caso
afirmativo, se ejecuta en S436 la rutina de interrupción Imin, que
está representada en la figura 19.
En caso de que la respuesta en S434 sea no, se
comprueba en S438 si se presenta una interrupción RETRASO. La
función de RETRASO se ha descrito ya más arriba en relación con la
figura 6, 242. En caso de que se presente esta interrupción, se
ejecuta en S440 la rutina de interrupción RETRASO, que está
representada en la figura 20.
El manipulador de interrupción S420 ha llegado
ahora a su fin. Sin embargo, en caso de que la respuesta en S438
sea también no, tiene que estar presente un error, y el programa se
dirige entonces al paso S442, en donde tiene lugar un tratamiento de
error correspondiente que pueda estar implementado en el \muC
40.
La figura 15 sirve para explicar la rutina
representada en la figura 16 para procesar una interrupción de
Hall.
La figura 15a muestra la señal PWM en el puerto
RC2 del \muC 40. Esta señal es generada continuamente y tiene, por
ejemplo, una frecuencia de 20 kHz. Su relación de manipulación pwm
es ajustable bajo control del programa, véanse las figuras 21 y
22.
La figura 15b muestra la señal HALL. Ésta tiene
flancos ascendentes 370 en la transición de bajo a alto, y tiene
flancos descendentes 372 en la transición de alto a bajo.
Los instantes t1, t2, etc. en los que se
presentan los flancos son medidos por el contador en anillo
TEMPORIZADOR1 y almacenados en una variable temporal t_TEMP. Como
muestra la figura 15, los flancos ascendentes 370 gobiernan la
conexión de los transistores HSL 114 y LSR 136, es decir, la
conexión de la corriente i_{1} (figura 1). Análogamente, los
flancos descendentes 372 gobiernan la conexión de los transistores
HSR 130 y LSL 132, es decir, la conexión de la corriente i_{2}
(figura 1). Por este motivo, la rutina para la interrupción de Hall
tiene que diferenciar entre flancos ascendentes 370 y flancos
descendentes 372.
La duración t_HALL entre dos flancos resulta
ser
...(2)t_HALL =
t2 -
t1
Esta duración en tiempo es una medida del número
de revoluciones momentáneo del rotor 108 y corresponde al tiempo
que éste necesita para una rotación de 180º el. Por supuesto, este
tiempo puede medirse de múltiples maneras, por ejemplo también por
medio del llamado principio sin sensor, por medio de emisores
ópticos, por medio de emisores magnetorresistivos, etc. Se mide
preferiblemente tan pronto como el número de revoluciones es
suficientemente alto y el tiempo es el necesario para un ángulo de
giro mayor, especialmente para una revolución completa del rotor
108, lo que en el ejemplo de realización según la figura 1
corresponde a un ángulo de giro de 720º el. Esta medición se
explica en lo que sigue.
Las figuras 15c y 15d muestran de manera
fuertemente esquematizada las señales para controlar el puente en H
137. La figura 15c muestra las señales HSR, LSL para controlar los
transistores 130 y 132, es decir, para conectar la corriente
i_{2}. La figura 15d muestra las señales HSL, LSR para controlar
los transistores 114 y 136, es decir, para conectar la corriente
i_{1}.
El comienzo de un impulso 444 de la figura 15c se
calcula a partir del flanco descendente 372 de la señal HALL, lo que
simboliza por medio de la flecha 445, y el comienzo de un impulso
446 de la figura 15d se calcula a partir del flanco ascendente 370
de la señal HALL, tal como se simboliza por medio de la flecha 447.
(El cálculo se efectúa en la figura 30, S673). Los flancos 370, 372
de HALL corresponden a posiciones de giro prefijadas del rotor 108,
véase la figura 26A, en donde el flanco descendente 601 lleva
asociada una posición de giro de 0º el. y el flanco ascendente 603
una posición de giro de 180º el., etc. En el cálculo de procesos de
conmutación éstas son las únicas posiciones de giro que son
exactamente conocidas, y, por este motivo, los cálculos se refieren
a estos "puntos fijos".
En el supuesto de que las señales de control 444,
446 sean simétricas con respecto a los impulsos de la señal HALL, se
obtiene para el instante t3, en el que comienza la señal 446, el
valor
...(3)t3 = t1 +
t_HALL + (t_HALL -
BW)/2
Aquí significa BW = longitud de bloque de las
señales 444, 446. Esta longitud de bloque es calculada por el
regulador de número de revoluciones RGL, que se describe a
continuación con referencia a la figura 30.
Análogamente, resulta para el instante t4, en el
que debe comenzar la señal de control 444, el valor
...(4)t4 = t2 +
t_HALL + (t_HALL -
BW)/2
Es de observar que, por ejemplo, el instante t3
no se calcula a partir del instante t2 (flanco directamente
precedente 372 de la señal HALL), que es el más próximo a t3, sino a
partir de un instante anterior t1, concretamente a partir del
flanco anteprecedente 370. La razón de ello es que, cuando se tiene
que BW = t_HALL, el instante t2 coincidiría con el instante t3, lo
que no ocurre, ya que entre t2 y t3 tienen que ejecutarse pasos de
cálculo.
Siempre que se emplee un llamado desplazamiento
del ángulo de encendido, por ejemplo en un valor fijo VZ, se
modifican las fórmulas anteriores en la forma siguiente:
...(3a)t3' - t1
+ t_HALL + ((t_HALL - BW)/2) -
VZ
...(4a)t4' = t2
+ t_HALL + ((t_HALL - BW)/2) -
VZ
En este caso, los instantes t3 y t4 están más a
la izquierda en la magnitud VZ, tal como se insinúa en la figura
15d para t3', lo que significa una conexión algo más temprana de las
corrientes i_{1} e i_{2} y puede producir una mejora del
rendimiento. Se aprecia también que t3' en este caso está situado en
el tiempo antes que t2, lo que es posible solamente debido a que el
tiempo de referencia RefTiempo para el cálculo de t3’ no es el
instante t2, es decir, el flanco descendente 372, sino el instante
t1, o sea, el flanco de Hall ascendente 370, tal como se representa
en forma simbólica por medio de la flecha 447. El valor VZ es
habitualmente una constante, pero puede ser también una función
dependiente del número de revoluciones o puede ser optimizado
continuamente por medio de partes separadas del programa que no se
han representado.
La figura 16 muestra la rutina S428, la cual se
pone en marcha en un flanco 370, 372 (figura 15) al presentarse una
interrupción HALL. Ésta se genera cuando la señal en la entrada RB0
varía de 0 a 1 ó de 1 a 0, es decir que la entrada RB0 es sensible
a los flancos y produce una interrupción al presentarse un flanco
370 ó 372. La rutina diferencia entre un flanco ascendente 370 y un
flanco descendente 372, lo que es importante para el procesamiento
subsiguiente.
En el paso S451 se almacena en una memoria
temporal t_TEMP el instante en el que se ha presentado la
interrupción. Este instante es medido por medio del contador en
anillo ya mencionado TEMPORIZADOR1 en el \muC 40.
En el paso S452 se pone a 1 la bandera NUEVO_HALL
(figura 13) como señal de que a continuación tiene que ejecutarse
uno de los bucles grandes 374 ó 376 (figura 12).
En el paso S454 se pone el contador de Hall
HALL_CNT en el valor (HALL_CNT+1) MOD 4, es decir que se incrementa
en 1 y se somete a la operación de módulo 4. El cálculo con módulo
produce una presentación visual del resto. Por ejemplo, se tiene
que 4 mod 4 = 0, ya que 4 es un número entero y divisible por 4 sin
resto. Por el contrario, se tiene que 5 mod 4 = 1, ya que aquí
resulta el resto 1. Asimismo, se tiene que 6 mod 4 = 2, ya que aquí
resulta el resto 2, 7 mod 4 = 3 y 8 mod 4 = 0. Por este motivo,
durante el funcionamiento resulta continuamente en S454 para
HALL_CNT la secuencia numérica 0, 1, 2, 3, 0, 1, 2, 3, 0, etc.
En el paso S456 se calcula si se cumple que HALL
= ALTO. Según la figura 12a), esto significa que el rotor 108 se
encuentra en una posición angular entre 0º el. y 180º el.
En caso de que HALL no sea alto, se sustituye
según S458 la variable de referencia (magnitud de referencia) para
el control del transistor derecho superior HSR 130 y del transistor
izquierdo inferior LSL 132 por el tiempo almacenado en la memoria
temporal t_TEMP. En el paso siguiente S460 se ajusta la sensibilidad
de interrupción de modo que el puerto RB0 para la siguiente
interrupción HALL sea sensibilizado a un cambio de BAJO a ALTO.
En S462 se comprueba si la bandera CONMUT_CON
tiene el valor 0. Esta bandera se pone en el paso S718 en la rutina
CONMUT (figura 23) tan pronto como el devanado reciba corriente, y
se pone a 0 al final de la conmutación en la figura 24 ó 25, véanse
allí S764, S812 y S842. En caso de que la respuesta sea no, esto
significa que en el instante del cambio de Hall de alto a bajo
circula todavía una corriente i_{2}.
A este respecto, se hace referencia a la figura
15. Tiene lugar allí un cambio de Hall 372 de alto a bajo en el
instante t2. El transistor HSR 30 tendría que estar allí ya
desconectado para que no circule ninguna corriente i_{2}, y dado
que HSR es aún conductor, tiene que desconectarse i_{2} en una
"desconexión de emergencia". Se desconecta para ello HSR 130
en el paso S464, y en el paso siguiente S466 se conectan ambos
transistores inferiores LSL 132 y LSR 136 para que pueda atenuarse
rápidamente la corriente i_{2} a través de los transistores 132,
136 y las resistencias de medida 134, 138 y se genere entonces un
par de giro. (Cuando la corriente i_{2} pasa por cero, se
desencadena una interrupción Imin según la figura 19 que pone fin a
la desconexión). A continuación, el programa se dirige al paso S468,
en donde se verifica entonces que se ha iniciado el procedimiento
de desconexión de la corriente i_{2} (CONMUT_CON := 0), lo que,
según la figura 23, S702, es una condición previa para la conexión
de la corriente i_{1}.
En caso de que se verifique en el paso S462 que
la corriente i_{2} ha sido ya desconectada, el programa va
directamente al paso S468.
En caso de que se verifique en el paso S456 que
la señal HALL es alta, es decir que, en la figura 15, se trata de
uno de los flancos ascendentes 370, el programa va al paso S470, y
se recibe allí como variable de referencia para controlar los
transistores HSL 114 y LSR 136 el tiempo almacenado en la memoria
temporal t_TEMP, es decir que se miden y calculan ahora tiempos
determinados a partir de esta variable. A continuación, se ajusta en
S472 la sensibilidad de interrupción de modo que el puerto RB0 sea
sensibilizado para la siguiente interrupción HALL a un cambio de
ALTO a BAJO, es decir, a un flanco descendente.
En el paso siguiente S474 se comprueba si la
bandera CONMUT_CON tiene el valor 0. Esta bandera se pone a 1 en el
paso S718 de la rutina CONMUT (figura 23) tan pronto como el
devanado recibe corriente, y se pone a cero al final de la
conmutación en la figura 23 ó 25, véanse allí S764, S812 y S842. En
caso de que la respuesta sea no, debido a que en este cambio de
Hall circula aún una corriente i_{1}, ésta tiene que ser
desconectada en una "desconexión de emergencia", y se
desconecta para ello la corriente i_{1} en el paso S476
desconectando el transistor superior HSL 114, y en S478 se conectan
ambos transistores LSL 132 y LSR 136 para que se puede atenuar
rápidamente la corriente i_{1} a través de los componentes 132,
134, 136, 138 y se genere entonces un par de giro sobre el rotor
108. (Cuando la corriente i_{1} pasa por cero, se concluye el
procedimiento de desconexión, por ejemplo por medio de la
interrupción Imin de la figura 19). Sigue S468, en donde CONMUT_CON
es puesto a 0 para indicar que se ha iniciado el procedimiento de
desconexión para i_{1}. En caso de que la respuesta en S474 sea
sí, el programa va directamente al paso S468.
A continuación de S468 se comprueba en S480 si la
bandera ARRANQUE (figura 13, S394) tiene el valor 1. Esto significa
que no está presente aún ningún valor para el número real de
revoluciones o que el número real de revoluciones está por debajo
de 1000 rpm. En caso de que no esté puesta esta bandera, el programa
salta directamente al fin S493 de la rutina S428.
En caso de que la respuesta en S480 sea sí, el
programa va al paso S482 y comprueba allí si t_HALL es menor que un
valor t_HALL_min (véase la ecuación (7)) que corresponde, por
ejemplo, a un número de revoluciones de 1000 rpm, es decir que se
comprueba si se ha rebasado el número de revoluciones de 1000 rpm.
En caso negativo, el programa pasa a S493.
En caso de que se hayan rebasado 1000 rpm, se
pone a cero la bandera ARRANQUE en S486. A continuación, se
comprueba en S488 si la señal HALL es alta. En caso negativo, se
verifica en S490 en la variable de pronóstico SIGUIENTE_CONM que el
bloque de corriente siguiente será un bloque de corriente 446
(figura 15), es decir que en él tienen que conectarse HSL 114 y LSR
136. Cuando la respuesta en S488 es sí, se verifica entonces en S492
que el bloque de corriente siguiente será un bloque de corriente 444
(figura 15), es decir que en él tienen que conectarse HSR 130 y LSL
132. Después de S490 o S492, el programa pasa a S493 y pone fin a la
rutina S428. Los valores para SIGUIENTE_CONMUT son consultados en
la figura 24, S752, y en la figura 25, S806, y hacen posible la
transición para la conmutación a números de revoluciones más
altos.
La figura 17 muestra una forma de realización
preferida para la rutina S428 destinada a procesar una interrupción
Imax S428. Se explica seguidamente la función de esta rutina
ayudándose de la figura 18.
En S500 se comprueba si en la rutina CONMUT_CTRL
(figura 25) se ha puesto a 1 la bandera Imax_CTRL_CON. Se consigue
así que la rutina S428 pueda ser desencadenada por la señal Imax
únicamente cuando en el devanado 102 circule una corriente, pero no
se ponga en marcha por efecto de señales perturbadoras cuando el
devanado está sin corriente. En caso de que la respuesta en S500
sea sí, se comprueba en S501 si la interrupción Imax fue generada
en el límite superior (3 A) o en el límite inferior (1,6 A). En caso
de una interrupción en el límite superior de la corriente, la señal
Imax pasa de alto a bajo, ya que el transistor 188 (figura 1) se
hace conductor, y la corriente enviada al devanado 102 del estator
ha sido ya desconectada por la señal activa baja Imax a través del
hardware debido a que ambos transistores superiores 114 y 130 habían
sido bloqueados. Esto se ha descrito ya en relación con la figura
1. Además, cuando la respuesta en S501 es sí, se ponen
redundantemente a 0 en S502 las señales HSL_SAL y HSR_SAL para los
transistores superiores 114 y 130 a fin de obtener también un
control sobre estos dos transistores por medio del software, es
decir que éstos pueden ser conectados de nuevo únicamente cuando lo
permita el software. Cuando la respuesta en S500 es no, la rutina
pasa directamente a su fin, es decir, a S522. Aun cuando se haya
generado (S501 : no) la interrupción en el límite inferior (1,6 A)
de la corriente, la rutina pasa directamente a S522.
En S504 sigue a S502 un tiempo de espera de 30
\mus. Durante este tiempo circula la corriente en la parte
inferior del puente 137, por ejemplo a través del transistor
conductor 136 y el diodo de oscilación libre 132', o recíprocamente
a través del transistor conductor 132 y el diodo de oscilación libre
136'.
A continuación, se conectan en S506 ambos
transistores inferiores LSL 132 y LSR 136, de modo que se puede
atenuar la corriente en el devanado 102 a través de los componentes
132, 134, 136, 138, generando esta corriente un par de giro sobre
el rotor 108.
En S508 sigue la rutina DEC*(pwm), que se ha
representado en la figura 22 y en la que se reduce en un escalón la
relación de manipulación pwm de la señal PWM para que disminuya la
corriente a través del devanado 102 y no alcance ya el límite
superior, aquí 3 A. Se evita así adaptativamente que el motor
trabaje innecesariamente con limitación de corriente, y se compensa
la corriente reducida mediante un incremento del valor BW (en el
regulador RGL).
A continuación, se esperan, por ejemplo, 200
\mus en el paso S510 para que la corriente en el devanado 102
tenga tiempo suficiente para atenuarse. En S511 se comprueba si la
variable para los siguientes transistores a conectar es HSL/LSR. En
caso afirmativo, el transistor LSR 136 sigue siendo conductor en
S512 y se desconecta el transistor LSL 132, de modo que la
corriente de cortocircuito circula ahora por el transistor 136 y el
diodo de oscilación libre 132'. A continuación de esto, se esperan,
por ejemplo, 30 \mus en S512 y el transistor superior HSL 114
queda entonces preparado nuevamente para su conexión, es decir que
éste puede ser conectado por el hardware cuando se haga alta la
señal Imax. En la figura 17 se ha insinuado esto simbólicamente en
513 mediante "hardware: CON". Por tanto, la conexión no se
efectúa por efecto de la orden HSL_SAL := 1, sino únicamente por
una combinación lógica de estas señales con la variación de la señal
Imax al superar por abajo 1,6 A. Por tanto, al superar por abajo
1,6 A, el motor vuelve a recibir inmediatamente energía de la red de
corriente continua 121, e i_{1} aumenta nuevamente.
En caso de que la respuesta en S511 sea no, se
bloquea el transistor LSR 136 en S514 y el transistor LS 134
permanece conectado, véase S506, de modo que la corriente de
cortocircuito circula por el transistor 134 y el diodo de
oscilación libre 136'. A continuación, se esperan 30 \mus y el
transistor superior HSR 130 queda entonces nuevamente preparado
para su conexión, es decir que éste puede ser conectado ahora a
través del hardware, tal como se indica en 513, tan pronto como se
haga nuevamente alta la señal Imax, es decir, a una intensidad de
corriente por debajo de 1,6 A. La conexión no se efectúa aquí
tampoco por efecto de la señal HSR_SAL := 1, sino únicamente por
efecto de la variación de la señal Imax a 1,6 A o, dicho de otra
manera, por medio de una combinación conjuntiva de la señal HSR_SAL
:= 1 con la señal Imax = 1. Por tanto, después de superar por abajo
1,6 A, el motor 100 recibe nuevamente corriente de la red de
corriente continua 121 y la corriente i_{2} aumenta de nuevo.
A continuación de S512 o S514, la rutina S428
pasa a S522 y alcanza allí su fin.
Hay que consignar aquí que las señales HSL_SAL,
HSR_SAL, etc. permanecen almacenadas hasta que se genere otra señal
en la salida correspondiente del \muC 40. Por ejemplo, a
continuación de S502 permanece en 0 la señal HSL_SAL hasta que sea
conmutada a 1 en S512, y a continuación de S512 permanece en 1 hasta
que en algún momento sea conmutada de nuevo a 0.
La figura 18 explica el funcionamiento de la
rutina según la figura 17. En la figura 18 se han registrado el
valor 3 A para el umbral de corriente superior y el valor 1,6 A para
el umbral de corriente inferior a fin de aumentar la
comprensibilidad. Por supuesto, estos valores numéricos pueden ser
diferentes según el motor.
En t30 se conecta la corriente i_{1} conectando
para ello los transistores 114 y 136. En t31, la corriente i_{1}
alcanza el valor máximo admisible de 3 A, y debido a la variación de
la señal Imax a bajo se desconecta inmediatamente el transistor 114
a través del hardware. Al mismo tiempo, se desarrolla a partir de
t31 la rutina S428 según la figura 17. Ésta conecta adicionalmente
en t32 el transistor inferior 132 a través de S506, de modo que el
devanado 102 es hecho funcionar en cortocircuito. Esto tiene lugar
durante 200 \mus hasta t33. Allí se desconecta nuevamente el
transistor 132, de modo que sigue conduciendo solamente el
transistor 136, y se anula la desconexión por software del
transistor superior 114 por medio de los pasos S516 y S518. Sin
embargo, el transistor superior 114 conduce de nuevo solamente a
partir de t34, es decir, después de alcanzar el umbral de corriente
inferior de 1,6 A, con lo que la señal Imax se hace nuevamente alta,
y así se conecta la corriente i_{1} y ésta aumenta de nuevo. En
t35, la corriente alcanza nuevamente el valor 3 A y se desconecta
de nuevo el transistor 114 a través del hardware, se arranca de
nuevo la rutina S428 y se repite la operación descrita.
En t36 se conecta de nuevo el transistor 114 a
través del hardware, y en t37 entra en acción la orden de
desconexión, ya que ha transcurrido el período de tiempo BW del
bloque de corriente.
La corriente i_{1} tendría en si que haberse ya
desconectado en el sitio Z en el que ha transcurrido el tiempo BW,
pero la orden de desconexión puede entrar en acción únicamente en
las zonas que están señaladas en gris en la figura 18, es decir, en
este caso, únicamente en el instante t37, con lo que se retrasa
insignificantemente la desconexión.
En el instante t38 la corriente i_{1} pasa por
cero y, por este motivo, se genera la interrupción Imin S436, la
cual se describe a continuación.
Algo desventajoso en las figuras 17 y 18 es el
hecho de que se originan pérdidas elevadas, por ejemplo, entre los
instantes t33 y t34, puesto que allí circula i_{1} por el diodo de
oscilación libre 132' debido a que el transistor 132 ya no es
conductor. A continuación se describe también una variante que es
adecuada especialmente para motores lentos y con la cual pueden
reducirse aún más estas pérdidas. La solución según las figuras 17
y 18 representa, según los conocimientos actuales, el óptimo para
motores de marcha rápida, ya que en éstos las variaciones de la
corriente se desarrollan con extraordinaria rapidez y, por este
motivo, los tiempos de cálculo en el \muC 40 son demasiado largos
en comparación con los tiempos en los que tienen lugar estas
variaciones de la corriente. Con procesadores más rápidos serían
presumiblemente posibles soluciones aún mejores, pero éstos siguen
siendo hoy en día demasiado caros para motores.
La figura 19 muestra el desarrollo de la rutina
de servicio 436 para el procesamiento de una interrupción Imin.
En S530 se consulta si la bandera Imin_INT_CON =
1. Esta bandera se pone en la rutina CONMUT_CTRL, figura 25, S824.
Cuando ha precedido directamente una rutina RETRASO (figura 20),
esta bandera tiene el valor 0 y el programa pasa entonces
directamente a fin, es decir, a S532 de esta rutina.
En caso de que la respuesta en S530 sea sí, se
pone a 0 en S534 la bandera RETRASO_INT_CON para que no se procese
ya una interrupción RETRASO subsiguiente, y a continuación se
bloquean en S536 los cuatro transistores 114, 130, 132, 136, ya que
el devanado 102 está sustancialmente sin corriente y no está
almacenada en él ninguna energía inductiva. (Ésta se ha convertido
en energía cinética del rotor 108).
A continuación, se pone a 1 en S538 la bandera
BloqueFin_HECHO, la cual es consultada en la figura 24 en S762
durante la rutina CONMUT_NORMAL y sirve para preparar la siguiente
conmutación, y en S539 se pone Imin_INT_CON a 0, ya que se ha
ejecutado la rutina.
La figura 20 muestra el desarrollo de la rutina
de servicio S440 para el procesamiento de la interrupción
RETRASO.
En S540 se consulta si la bandera RETRASO_INT_CON
tiene el valor 1. Cuando ha precedido una rutina Imin (figura 19),
esta bandera tiene el valor 0, y la rutina pasa en este caso
directamente a su fin S542.
En caso de que la respuesta en S540 sea sí, la
rutina va al paso S544 y pone allí a 0 la bandera Imin_INT_CON para
que no se procese una interrupción Imin subsiguiente, véase S530 en
la figura 19.
En el paso subsiguiente S546 se bloquean los
cuatro transistores 114, 130, 132, 136, ya que la corriente en el
devanado 102 tiene un valor bajo a la conclusión de RETRASO y, en
consecuencia, ya no está almacenada una gran cantidad de energía
inductiva en el devanado 102. Se conmuta así el devanado 102 al
estado sin corriente.
A continuación, se pone a 1 en S548 la bandera
BloqueFin_HECHO, la cual es consultada en la figura 24 en S762
durante la rutina CONMUT_NORMAL, y en S549 se pone RETRASO_INT a 0,
ya que se ha ejecutado la interrupción.
La figura 21 muestra la rutina INC*(PWM) S554
para aumentar la relación de manipulación pwm de la señal PWM en la
salida RC7 del \muC 40. En S556 se incrementa en 1 el valor en el
registro PWM, lo que corresponde aproximadamente a un incremento de
la relación de manipulación de un 1%.
En el paso S558 se comprueba si pwm se ha hecho
mayor de un 100% debido al incremento. En caso afirmativo, el
programa pasa a S560, en donde se pone pwm en este caso a 100%, lo
que significa que se conecta completamente la corriente i_{1} o
i_{2}.
En caso de que la respuesta en S558 sea no, la
rutina llega a su fin S562, y lo mismo ocurre a continuación de
S560.
La figura 22 muestra la rutina DEC*(PWM) S564
para reducir la relación de manipulación pwm. En S540 se incrementa
en 1 la magnitud pwm, lo que corresponde a aproximadamente un 0,5%.
En S568 se comprueba si pwm ha descendido así por debajo de un 10%.
En caso afirmativo, la rutina pasa a S570, en donde se limita pwm
hacia abajo a un 10%. En caso de que la respuesta en S568 sea no,
la rutina llega a su fin S572, y lo mismo ocurre a continuación de
S570.
Las rutinas según las figuras 21 y 22 tienen
importancia sobre todo en el marco del regulador adaptativo, el cual
se describe a continuación con referencia a la figura 31.
Las figuras 23 a 25 muestran la rutina CONMUT
S396, la cual es reclamada continuamente en el programa principal
(figura 13) y controla las corrientes i_{1}, i_{2} en el
devanado 102. El control de la conmutación es la función que se
ejecuta con la mayor frecuencia. Está constituido por dos
partes:
- 1.
- La parte de arranque para la puesta en marcha y la aceleración tras el arranque.
- 2.
- La parte para el funcionamiento normal.
En la parte de arranque del programa el motor
está parado o intenta ponerse en marcha en ese momento. Después de
conectar la tensión de alimentación se pone la bandera ARRANQUE en
el paso S394 de la figura 13 para que el motor comience con la
rutina ARRANQUE. En la inicialización se pone también a 0 la bandera
CONMUT_CON para que pueda iniciarse una nueva alimentación de
corriente.
En S700 se comprueba si el motor 100 se encuentra
en la posición de arranque (ARRANQUE=1). En caso afirmativo, se
salta a S702 y se realiza una conmutación simplificada.
A bajos números de revoluciones se conecta la
corriente a través del devanado 102 por medio de la rutina CONMUT
S396 (figura 3) y se desconecta ésta nuevamente en la respectiva
rutina de interrupción de Hall siguiente (figura 16). Se comprueba
primero en S702 si se ha iniciado ya el bloque de corriente en este
período de Hall. En caso afirmativo, se salta a fin S722, ya que
únicamente después del siguiente cambio de Hall tiene lugar una
nueva alimentación de corriente. Sin embargo, en caso de que se
tuviera en S702 que CONMUT_CON = 0, ésta es la primera reclamación
de la rutina CONMUT S396, y se inicia la alimentación de
corriente.
Se esperan para ello 100 \mus en S704 a fin de
generar un hueco de corriente para que no todos los MOSFETs se hagan
conductores al mismo tiempo. En S706 se comprueba si la longitud de
bloque BW es mayor que cero. En caso negativo, el motor no deberá
recibir corriente. Por este motivo, la rutina salta entonces a fin
S722.
En caso de que se cumpla que BW > 0, se inicia
en función de la señal HALL la correcta alimentación de corriente
al devanado 102, es decir, se alimenta i_{1} o i_{2}, véase la
figura 1. El rotor 108 comienza entonces a girar en 180º el.
Cuando HALL es alta, se ponen a 1 en S710 las
señales HSR_SAL y LSL_SAL, con lo que se alimenta corriente al
devanado 102 a través de los transistores HSR 130 y LSL 132 y
circula una corriente i_{2}.
En S712 se verifica previsoramente que la
conmutación siguiente ha de tener lugar a través de los transistores
HSL 114 y LSR 136. Esto es importante para el cambio de esta clase
de conmutación a la clase de conmutación a altos números de
revoluciones; véase a continuación la descripción de la figura
27.
Por el contrario, si la señal HALL fuera baja en
S708, se conectan entonces en S714 los otros transistores HSL 114 y
LSR 136, con lo que circula una corriente i_{1}, y en S706 se pone
previsoramente SIGUIENTE_CONMUT al valor correcto para la
conmutación siguiente.
Finalmente, en S718 se pone a 1 la bandera
CONMUT_CON para que en la reclamación siguiente de la rutina CONMUT
S396 se salte directamente de S702 a S722, puesto que el devanado
102 recibe ya corriente. Esto prosigue así hasta que el rotor 108
haya girado aproximadamente 180º el.
Cuando se han alcanzado 180º el., el software
reconoce esto por medio de una interrupción de Hall. La desconexión
de la alimentación de corriente y la puesta de CONMUT_CON a 0 se
efectúa en la rutina de interrupción de Hall (figura 16, S462 a
478, S468), de modo que el control de la conmutación inicia de nuevo
a partir de S704 una nueva alimentación de corriente con la
dirección correcta de la corriente.
Cuando se cumple en S700 que ARRANQUE = 0, se
realiza entonces la conmutación CONMUT_NORMAL S720 para altos
números de revoluciones, véase la figura 24. La figura 26 muestra un
diagrama esquemático en el que se presenta el desarrollo de esta
conmutación.
En S750 se almacena en la variable t_CALC el
tiempo momentáneo t_TEMPORIZADOR1, que se mide continuamente por
medio de un contador en anillo, y en S752 se decide con ayuda de la
variable SIGUIENTE_CONMUT en qué dirección debe circular la
corriente a través del devanado 102.
En caso de que deban conectarse los transistores
HSL y LSR, se salta a S754 y se retira de la variable t_CALC la
variable RefTiempo_HSL/LSR, que corresponde al instante del cambio
de Hall precedente de bajo a alto. Esto aparece representado en la
figura 26. La figura 26A muestra la señal HALL con los cambios de
Hall 601, 603, 605, 607, etc., durante los cuales se almacena en
las variables RefTiempo_HSR/LSL (en 601 y 605) y RefTiempo_HSL/LSR
(en 603 y 607) el tiempo respectivo del cambio de Hall momentáneo
(S458 y S470 en la figura 16).
La figura 26 explica el principio básico de la
conmutación. Para la conexión y desconexión de un bloque de
corriente se determina, una vez alcanzado el número de revoluciones
de funcionamiento del motor, una posición de referencia del rotor
que está asociada a este bloque de corriente y que guarda una
distancia mínima a este bloque de corriente en todos los estados de
funcionamiento.
Por ejemplo, se emplea para la conexión y
desconexión del bloque de corriente B4 (figura 26C) un bloque de
referencia \delta_{0}, aquí 180º el., y partiendo de esta
posición de referencia \delta_{0} se calcula una posición
angular \delta_{1} para la conexión del bloque de corriente B4,
aquí en 405º el., y una posición angular \delta_{2} para la
desconexión del bloque B4, aquí en 495º el.
Por tanto, la posición angular \delta_{0} es
el punto de referencia para este bloque de corriente y, por este
motivo, se mide en ella con el TEMPORIZADOR1 un tiempo de referencia
RefTiempo_HSL/LSR, puesto que en el bloque de corriente B4 los
transistores HSL 114 y LSR 136 tienen que ser conductores.
El motor 100 no tiene ningún sensor con el cual
se pudiera medir exactamente el ángulo de giro \delta en todos los
sitios, sino que por cada revolución del rotor se puede captar en
cierto modo exactamente la posición de giro en tan sólo cuatro
sitios, puesto que allí varía la señal HALL, concretamente a 0º el.,
180º el., 360º el. y 540º el. Entre estas posiciones de giro hay que
interpolar, lo cual es posible debido a que la velocidad angular
del rotor 108 varía solamente un poco en el transcurso de una
revolución.
Por tanto, cuando se quiera conectar en la
posición de giro \delta_{1} y desconectar en la posición
\delta_{2}, se sabe que la distancia angular entre
\delta_{0} y \delta_{1} asciende, por ejemplo, a 405 -180 =
225º el. y que la distancia angular entre \delta_{0} y
\delta_{2} asciende a, por ejemplo, 495 - 180 = 315º el.
Dado que se sabe que el rotor necesita el tiempo
t_HALL para un giro de 180º el., resulta el tiempo t_HALL *
(225/180) = 1,25 * t_HALL para un giro de 225º el. Este es en este
ejemplo el tiempo t_BLOQUE_INICIO.
Asimismo, resulta para 315º el. el tiempo t_HALL
* (315/180) = 1,75 * t_HALL. Éste es en este ejemplo el tiempo
t_BLOQUE_FIN.
Por tanto, al pasar por la posición de giro
\delta_{0} se mide un tiempo de referencia, concretamente
RefTiempo_HSL/LSR, por ejemplo 67,34 ms.
\newpage
La figura 33 muestra los valores indicados en un
ejemplo numérico para n = 3000 rpm. En este caso se cumple según la
ecuación (6) que el tiempo t_HALL = 5 ms. Este es el tiempo que
necesita el rotor 108 a 3000 rpm para 180º el.
Por parte del regulador RGL (figura 30) se
prefija en 613 - como ejemplo - una longitud de bloque BW de 2,5 ms
y, en consecuencia, se sabe como pronóstico por la figura 33 que se
alcanzará al cabo de un tiempo de 6,25 ms la posición de giro
\delta1 (405º el.) en la que tiene que conectarse la corriente
i_{1}. Asimismo, se sabe como pronóstico que se alcanzará al cabo
de un tiempo de 8,75 ms la posición de giro \delta2 (495º el.) en
la que tiene que desconectarse la corriente i_{1} o en la que
comienza el procedimiento de conmutación y se desconecta la
alimentación de energía desde la red de corriente continua.
Asimismo, la figura 33 muestra como ejemplo que
en el TEMPORIZADOR1 se mide en el instante de referencia
\delta_{0} un tiempo de referencia de 65,34 ms. Éste es el
tiempo RefTiempo_HSL/LSR.
Para vigilar la conexión en \delta_{1} y la
desconexión en \delta_{2} se procede de modo que, según S754 de
la figura 24, se forma continuamente la diferencia temporal t_CALC
entre el instante momentáneamente medido y los 65,34 ms. Respecto
de t_CALC, véase la ecuación (5).
Cuando, por ejemplo, en el instante t40 se mide
por parte del TEMPORIZADOR1 un tiempo de 66,34 ms, se obtiene como
diferencia t_CALC = 66,34 - 65,34 = 1 ms. Dado que la corriente
i_{1} tiene que conectarse únicamente después de un tiempo de
6,25 ms, 1 ms es demasiado poco, y no se conecta aún la corriente
i_{1}.
Cuando en el instante t41 el tiempo actual en el
TEMPORIZADOR1 asciende a 71,60 ms, resulta entonces como diferencia
t_CALC = 71,60 - 65,34 = 6,26 ms. En este caso, se conecta la
corriente i_{1}, dado que t_CALC es mayor que 6,25 ms.
Por tanto, a partir de la posición de giro
\delta_{0} se vigila continuamente en la figura 25, S800, si
t_CALC se ha hecho mayor que t_BLOQUE_INICIO, y cuando ocurre esto,
se conectan en este caso en S810 de la figura 25 los transistores
HSL 114 y LSR 136.
La desconexión se efectúa según el mismo
principio, sólo que se compara t_CALC con la magnitud
t_BLOQUE_
FIN, véase S820 en la figura 25. En la figura 33 esta magnitud asciende a 8,75 ms. Corresponde al ángulo de desconexión \delta_{2}, y cuando se ha alcanzado esta magnitud, se recorre el procedimiento de conmutación según la figura 25, S826 a S844.
FIN, véase S820 en la figura 25. En la figura 33 esta magnitud asciende a 8,75 ms. Corresponde al ángulo de desconexión \delta_{2}, y cuando se ha alcanzado esta magnitud, se recorre el procedimiento de conmutación según la figura 25, S826 a S844.
Por tanto, la conmutación se basa en que en los
bucles cortos 382 de la figura 13 se calcula de nuevo a intervalos
muy cortos de, por ejemplo, 0,1 ms el tiempo t_CALC y se compara
éste con los valores de pronóstico t_BLOQUE_INICIO y t_BLOQUE_FIN.
Esto se realiza en la figura 33A entre los tiempos de 65,34 ms y
74,1 ms, y se insinúa por medio de puntos 615. Para cada bloque de
corriente se parte entonces de un ángulo de referencia asociado a
éste, en el que se mide para este bloque de corriente un tiempo de
referencia que luego se emplea en la comparación. Por tanto,
durante el giro del rotor 108 se determinan continuamente nuevos
tiempos de referencia y se realizan nuevas comparaciones para
controlar correctamente las corrientes i_{1} e i_{2} a través
del devanado 102, es decir que los ángulos de referencia
"emigran" continuamente con el giro del rotor. Por supuesto, el
mismo principio puede aplicarse también a motores con más de un
devanado.
Cuando la corriente deba conectarse más temprano
en la medida de un tiempo ZV = 0,4 ms, lo que se denomina también
"encendido temprano", se emplean entonces en la figura 33, en
lugar del tiempo de 6,25 ms, para la conexión un tiempo de 6,25 -
0,4 = 5,85 ms y para la desconexión un tiempo de 8,75 - 0,4 = 8,35
ms.
El ángulo \delta_{1} se desplaza entonces a
este número de revoluciones en 14,4º el. hacia la izquierda hasta
390,6º el. y el ángulo \delta_{2} se desplaza a este número de
revoluciones también en 14,4º el. hacia la izquierda hasta 480,6º
el., es decir que la corriente i_{1} se conecta y desconecta más
tempranamente en el tiempo y el ángulo en la medida del cual se
efectúa una conexión y desconexión más temprana aumenta al aumentar
el número de revoluciones y asciende aquí a 14,4º el. para 3000 rpm,
a 28,8º el. para 6000 rpm, etc. En general, ZV será una función del
número de revoluciones. Esta conexión más temprana de las corrientes
en el devanado 102 puede mejorar el rendimiento del motor 100 a más
altos números de revoluciones. Puede materializarse de manera muy
sencilla en la presente invención.
La figura 26B muestra el valor de la variable
SIGUIENTE_CONMUT, es decir HSL/LSR o HSR/LSL. La figura 26C muestra
simbólicamente bloques de alimentación de corriente B1 a B5 en
función del tiempo TEMPORIZADOR1. La figura 26D muestra los tiempos
t_BLOQUE_INICIO y t_BLOQUE_FIN para el bloque de alimentación de
corriente B4, que comienza en 609 y cesa en 611. El bloque B4 tiene
como tiempo de referencia para su conexión y su desconexión el
flanco 603 de la señal HALL, es decir, el tiempo
RefTiempo_HSL/LSR(603) medido en 603, lo que se ha
simbolizado en la figura 26C por medio de una flecha 611. En 621,
623, 625 y 627 se adapta - mediante un nuevo cálculo en el programa
- la duración en tiempo
...(5)t_CALC =
t_TEMPORIZADOR1 -
RefTiempo_HSL/LSR
al tiempo actual en el
TEMPORIZADOR1. Por ejemplo, en 621 se calcula para el instante 621'
un tiempo t_CALC(621') por medio del cual se comprueba si se
ha alcanzado ya el comienzo del bloque
B4.
En los instantes 621', 623', 625' y 627' la
variable SIGUIENTE_CONMUT (figura 26B) tiene el valor HSL/LSR, de
modo que se salta de S752 (figura 24) a S754 y se calcula allí la
diferencia momentánea entre el valor
t_TEMPORIZADOR1 almacenado en S750 y el valor RefTiempo_HSL/LSR(603) y se asigna esta diferencia a la variable t_CALC. Por tanto, al producirse una reclamación de la rutina CONMUT_NORMAL en el instante 621', el valor t_CALC tiene el valor indicado en 621 (figura 26D). En S755 se efectúa el cálculo análogo en caso de que la variable SIGUIENTE_CONMUT tenga el valor HSR/LSL.
t_TEMPORIZADOR1 almacenado en S750 y el valor RefTiempo_HSL/LSR(603) y se asigna esta diferencia a la variable t_CALC. Por tanto, al producirse una reclamación de la rutina CONMUT_NORMAL en el instante 621', el valor t_CALC tiene el valor indicado en 621 (figura 26D). En S755 se efectúa el cálculo análogo en caso de que la variable SIGUIENTE_CONMUT tenga el valor HSR/LSL.
Seguidamente, se salta a la rutina de conmutación
propiamente dicha CONMUT_CTRL S760, que está representada en la
figura 25. La parte de la figura 24 que comienza a partir de S762
sirve para poner fin a la conmutación, es decir, para desconectar
la corriente, es recorrida solamente una vez después de la
terminación de la alimentación de corriente y se describe más
adelante.
En la rutina CONMUT_CTRL S760 se efectúa la
conexión y desconexión de los transistores 114, 130, 132 y 136, lo
que se describe con ayuda de la figura 26.
Cuando la duración calculada en t_CALC (como en
el instante 621') es menor que t_BLOQUE_INICIO, no deberá producirse
alimentación alguna de corriente al devanado 102.
En 623', t_CALC es la primera vez mayor que
t_BLOQUE_INICIO y, por este motivo, se conecta la corriente para el
devanado 102.
En el instante 625' el valor t_CALC no ha
alcanzado aún el valor t_BLOQUE_FIN, de modo que se continúa la
alimentación de corriente al devanado 102.
Por último, en 627', t_CALC ha rebasado el
período de tiempo t_BLOQUE_FIN y, por tanto, se desconecta ahora la
alimentación de energía al devanado 102.
Los pasos que se acaban de citar se ejecutan en
la rutina CONMUT_CTRL S760. Cuando t_CALC es en S800 menor que
t_BLOQUE_INICIO (instante 621'), no ocurre entonces nada y se salta
a fin S848.
Sin embargo, cuando t_CALC es en S800 mayor o
igual que t_BLOQUE_INICIO (instantes 623', 625', 627'), se comprueba
entonces en S802 si está ya activada la alimentación de corriente al
devanado 102 (CONMUT_CON = 1). En caso negativo (instante 623'),
tiene lugar el procedimiento de conexión a partir de S804.
Cuando en S804 se tiene que la longitud de bloque
BW = 0, no se alimenta entonces corriente alguna y se salta a S812.
Por el contrario, cuando se cumple que BW > 0, se ponen entonces
en conducción, según el valor de la variable SIGUIENTE_CONMUT, los
transistores HSR 130 y LSL 132 en S808 o los transistores HSL 114 y
LSR 136 en S810.
En S812 se pone CONMUT_CON a 1 para indicar que
ahora está conectada la alimentación de corriente del devanado 102.
A continuación, se salta a fin S848.
Cuando se cumple en S802 que el valor CONMUT_CON
= 1 (instante 625', 627'), es decir que circula una corriente para
el devanado 102, se comprueba en S820 si la variable t_CALC ha
alcanzado ya el valor del período de tiempo t_BLOQUE_FIN, que se
calcula en la figura 30, S673.
En caso negativo (instante 625') se comprueba aún
en S822 si t_CALC es mayor o igual que (2 * t_HALL - A*). Se tiene
aquí que (2 * t_HALL) es en este motor el tiempo que necesita el
rotor 108 para girar 360º el. y A* es una constante que asciende,
por ejemplo, a 400 \mus. En caso de perturbaciones en el
desarrollo del programa, se interrumpe también a través de S822 la
corriente para el devanado aproximadamente 400 \mus antes del
siguiente cambio de Hall.
Estos 400 \mus son necesarios para poder
ejecutar todo el procedimiento de desconexión antes de que llegue
el cambio de Hall. Esto sirve para evitar una conexión simultánea de
todos los transistores de potencia. Esta "desconexión de
emergencia" se necesita a altos números de revoluciones, ya que a
estos números la longitud de bloque BW se hace casi tan grande como
t_HALL (alta demanda de potencia a alto número de revoluciones). A
bajos números de revoluciones se ha alcanzado ya el final de un
bloque de corriente mucho antes de que se alcance el siguiente
cambio de Hall, es decir que entonces la respuesta en S822 es
siempre no, y en S824 se activa la interrupción Imax (figura 17)
para poder reaccionar eventualmente a una corriente del motor
demasiado alta.
Por el contrario, cuando en S820 el valor de
t_CALC es mayor o igual que t_BLOQUE_FIN, o la respuesta en S822 es
sí, se reclama entonces en S826 el procedimiento de desconexión.
En S826 se comprueba con ayuda de la variable
Des_detectada si se ha iniciado ya la desconexión de la alimentación
de corriente, es decir, el procedimiento de conmutación para la
desconexión. En caso afirmativo, se salta a fin S848. Sin embargo,
en caso de que ésta sea la primera reclamación, se salta de S826 a
S828.
La variable Des_detectada se pone a 1 en S828. En
S830 se desactiva la interrupción Imax y en S832 se activa la
interrupción Imin. (La interrupciones se activan con gran ventaja
solamente en las zonas en las que puedan presentarse según la
lógica del programa).
En S834 se desconectan ambos transistores
superiores HSL 114 y HSR 130. En S836 se esperan 30 \mus y en
S838 se activa la interrupción RETRASO (figura 20) y se calcula un
tiempo de RETRASO t_RETRASO a partir del valor momentáneo del
TEMPORIZADOR1 y de una constante t_T0. A continuación, se ponen en
conducción en S840 ambos transistores inferiores LSL 132 y LSR 136
para que pueda atenuarse la corriente en el devanado 102 en
cortocircuito y esta corriente pueda generar entonces energía
cinética en el rotor 108. En S842 se pone a 0 la bandera CONMUT_CON
y en S844 se pone a 0 la variable BloqueFin_HECHO, para indicar que
aún no está enteramente concluida la conmutación. Aquélla de las
dos rutinas de interrupción interrupción Imin e interrupción RETRASO
que sea reclamada en primer lugar desconecta a continuación ambos
transistores LSL 132 y LSR 136, véanse S536 de la figura 19 y S546
de la figura 20, y pone BloqueFin_HECHO a 1, véanse S538 de la
figura 19 y S548 de la figura 20. Se ha terminado así completamente
la desconexión, lo que se indica por BloqueFin_HECHO = 1.
En la siguiente reclamación de la rutina
CONMUT_NORMAL S720 se salta en S762, figura 24, a S764. En S764 se
ponen CONMUT_CON y Des_detectada a 0, dado que está desconectada la
alimentación de corriente, y en S766 a S770 se cambia el valor de
pronóstico de SIGUIENTE_CONMUT, es decir que el valor HSLR/LSR pasa
a ser HSR/LSL, y viceversa, véase la figura 26B. De este modo, en
caso de un encendido temprano en el que se conecta la corriente
antes de la interrupción de Hall verdaderamente asociada, se fija
también correctamente la dirección de la alimentación de corriente
en el devanado 102, es decir que se fija por medio del valor
SIGUIENTE_CONMUT el par de transistores que ha de ser vigilado a
continuación respecto de su conexión y desconexión. Seguidamente, se
pone a 0 en S772 la bandera BloqueFin_HECHO para que en la siguiente
pasada en S672 la respuesta sea no y la rutina vaya directamente a
S774.
La figura 27 muestra la rutina CALC_t_HALL S406
para calcular el tiempo de Hall momentáneo t_HALL, es decir, el
tiempo que necesita el rotor 108 para girar 180º el.
La figura 28 muestra una vista de conjunto para
fines de explicación. La figura 28D muestra la señal HALL. Ésta
tiene flancos en los sitios 630, 631, 632, 633, 634, 635, es decir
que allí tiene lugar cada vez un cambio de Hall que se emplea para
determinar la posición del rotor y el número de revoluciones y la
aceleración. Dado que en un rotor tetrapolar 108 tienen lugar
cuatro cambios de Hall por revolución, se puede medir cuatro veces
por revolución la posición exacta del rotor.
La figura 28B muestra el valor de la variable
HALL_CNT. Éste es un contador que, según S454, figura 16, se
incrementa con módulo 4. Esto significa que esta variable adopta
sucesivamente los valores 0, 1, 2, 3, 0, 1, 2, 3, 0,...
La figura 28A muestra a título de ejemplo la
posición del rotor 108, el cual, al igual que en la figura 1, está
representado como un rotor tetrapolar. El flanco 630 de la señal
HALL corresponde a la posición de 0º el. del rotor y al valor de
cómputo HALL_CNT = 0, el flanco 631 corresponde a la posición de
180º el. del rotor y al valor de cómputo HALL_CNT = 1, el flanco 632
corresponde a la posición de 360º el. del rotor y al valor de
cómputo HALL_CNT = 2, etc.
Se emplean dos clases de medición. La figura 28E
muestra una clase que se emplea a bajos números de revoluciones n,
por ejemplo por debajo de 2000 rpm, en donde t_HALL adopta grandes
valores; véanse a continuación las ecuaciones (6) y (7). La figura
28F muestra la otra clase, que se emplea a mayores números de
revoluciones, por ejemplo por encima de 2000 rpm, a los cuales los
tiempos de Hall t_HALL son más pequeños y, por medición del tiempo
para una revolución completa (720º el.), se evitan faltas de
precisión a consecuencia de defectos de magnetización del rotor
108.
La rutina CALC_t_HALL S406 es reclamada por el
programa principal (figura 13) para cada segunda interrupción de
Hall, concretamente cuando la variable HALL_CNT (figura 28) es un
número entero, es decir que tiene el valor 0 ó 2; véase el paso
S402 en la figura 13.
Previamente se ha almacenado en la rutina de
interrupción de Hall S428 (figura 16) el tiempo momentáneo del
cambio de Hall, concretamente en RefTiempo_HSR/LSL para un flanco de
alto a bajo (S458 en la figura 16; figura 28C) y en
RefTiempo_HSL/LSR para un flanco de bajo a alto (S470 en la figura
16; figura 28C). Por tanto, en las posiciones del rotor de 0º el.,
360º el., 720º el., etc. se almacena el tiempo para la posición
correspondiente del rotor como tiempo de referencia para HSL/LSR y
en las posiciones del rotor de 180º el., 540º el., 900º el. se
almacena el tiempo para la posición correspondiente del rotor como
tiempo de referencia para HSR/LSL, como se indica explícitamente en
la figura 28C.
Según el valor de la señal HALL, se calcula en
S851 o en S852 (figura 27) la duración en tiempo entre el cambio de
Hall momentáneo y el cambio de Hall precedente y se almacena esta
duración en la variable TEMP. En la figura 28E ésta sería, por
ejemplo después del cambio de Hall 632, la duración en tiempo entre
los flancos 631 y 632, es decir, [RefTiempo_HSL/LSR (632) -
RefTiempo_HSR/LSL (631)]. En S854 se almacena el tiempo momentáneo
t_HALL en t_HALL_VIEJO para poder realizar un cálculo de la
aceleración, véase la figura 29.
En S856 se comprueba si la duración en tiempo
TEMP es menor que la duración en tiempo t_2000. (El tiempo t_2000
es igual al tiempo t_HALL a 2000 rpm.). En caso negativo, el número
de revoluciones n del motor 100 es inferior a 2000 rpm y se recorre
la rama izquierda S858, S860, en la que se mide el tiempo t_HALL
para un cuarto de revolución, es de decir, para 180º el. En este
caso, se asigna en S858 el valor TEMP de S851 o S852 al tiempo de
Hall t_HALL y en S860 se indica poniendo BANDERA_1/4 a 1 que en ese
momento se mide solamente el tiempo para un cuarto de
revolución.
Cuando el número de revoluciones del motor ha
alcanzado ya en S856 el número de revoluciones n = 2000 rpm, se
comprueba en S862 si se cumple que la variable HALL_CNT = 0. Esto es
lo que ocurre después de cada revolución mecánica completa del
rotor 108 (véanse la figura 28A y la figura 28B). En caso negativo,
se salta inmediatamente a fin S878, por ejemplo en el flanco 632 en
la figura 28D. Sin embargo, en caso de que se cumpla HALL_CNT = 0,
se comprueba en S864 si BANDERA_1/4 = 1.
En caso afirmativo, ésta es la primera pasada de
todas del cálculo de t_HALL para una revolución completa del rotor
y, por tanto, se almacena en esta pasada en valor momentáneo
RefTiempo_HSL/LSR en RefViejo para que a partir de la siguiente
pasada sea posible el cálculo con un valor válido para RefViejo. En
la primera pasada de todas no tiene lugar cálculo alguno de t_HALL
durante una revolución mecánica completa, sino que se sigue
empleando el valor anterior. En S866 se pone BANDERA_1/4 a cero, es
decir que a partir de la siguiente pasada se puede efectuar una
medición durante una revolución completa del rotor 108.
En la siguiente reclamación de CALC_t_HALL S406,
en la que HALL_CNT = 0, se salta de S864 a S868. Se calcula allí la
duración en tiempo entre el valor momentáneo RefTiempo_HSL/LSR (por
ejemplo, desde el flanco 634 de la figura 28D) y el valor
almacenado una revolución antes del rotor en RefViejo (por ejemplo,
en el flanco 630 de la figura 28D). Esta duración en tiempo
corresponde al cuádruple del tiempo de Hall t_HALL y, por este
motivo, en S870 se divide el valor calculado por cuatro, de modo que
el valor t_HALL corresponde exactamente a una cuarta parte de la
duración en tiempo para una revolución completa (de 630 a 634 en la
figura 28E, es decir, para 720º el.). Esta clase de medición de
t_HALL es especialmente precisa y, por este motivo, conduce a una
marcha especialmente estabilizada del motor.
En S874 se asegura el valor momentáneo
RefTiempo_HSL/LSR para el siguiente cálculo en la variable RefViejo.
A continuación, se sale de la rutina en S878.
En lugar de RefTiempo_HSL/LSR se podría emplear
también el tiempo RefTiempo_HSR/LSL, tal como es evidente para el
experto. Esto depende de la posición del rotor en la que el contador
HALL_CNT tiene el valor de cómputo 0.
A consecuencia de la ramificación S402 en el
programa principal (figura 13), la rutina CALC_t_HALL S406 es
reclamada en este ejemplo de realización únicamente después de cada
segunda interrupción de Hall. Mediante la consulta en S402 de la
figura 13 se asegura que estén disponibles para su reclamación por
ella los tiempos de referencia correctos para el cálculo del número
de revoluciones durante una revolución completa.
En el caso de un procesador rápido, se podría
reclamar también más frecuentemente la misma rutina
CALC_t_
HALL S406.
HALL S406.
La figura 29 muestra la rutina CALC_ACEL S408,
que sirve para calcular la aceleración del rotor 108. Según la
figura 13, esta rutina se ejecuta a continuación de la rutina
CALC_t_HALL, en la cual se prepara en el paso S854 la ejecución de
la rutina S408.
En el paso S640 se calcula la variable ACEL como
diferencia de t_HALL_VIEJO y t_HALL.
En S642 se comprueba si ACEL es menos que 0, lo
que significa que disminuye el número de revoluciones del motor,
por ejemplo debido a un proceso de frenado. En este caso, se ponen
ACEL a 0 en S644.
Cuando se cumple en S642 que ACEL \geq 0, la
rutina va a S646, en donde se duplica el valor de ACEL. Un valor de
ACEL mayor que 0 significa que se acelera el rotor 108, por ejemplo
al acelerar el motor tras su arranque. Por este motivo, ACEL se
duplica según pronóstico, puesto que al arrancar un motor aumenta el
número de revoluciones según una función exponencial y, en
consecuencia, el valor de ACEL sería demasiado bajo ya después de la
conclusión de los cálculos si no se realizara la duplicación.
A continuación de S644 y S646, la rutina pasa a
S648, en donde se suma al valor de ACEL (de S644 o S646) el valor
A*, que asciende, por ejemplo, a 400 \mus, ya que para el
procedimiento de conmutación se necesita un tiempo de
aproximadamente 400 \mus. Este valor de ACEL se emplea
seguidamente en la rutina RGL para modificar el valor de BW. La
rutina S408 es concluida entonces en el paso S652.
La figura 30 muestra la rutina RGL S410 para la
regulación del número de revoluciones. Ésta se basa en una
comparación del tiempo de Hall t_HALL con el tiempo nominal t_s,
correspondiendo este último al número de revoluciones deseado y
siendo prefijado en la entrada RA0 del \muC 40. Por tanto, el
regulador según el ejemplo de ejecución no trabaja directamente con
números de revoluciones, sino con tiempos que necesita el rotor 108
para un ángulo de giro determinado. El tiempo de Hall t_HALL
corresponde al tiempo que necesita el rotor para una revolución de
180º el. Cuando el rotor 108 es tetrapolar y gira con 3000 rpm, se
cumple entonces que
...(6)t_HALL =
60/(3000 x 4) = 0,005 s = 5
ms
Análogamente, a 1000 rpm este tiempo asciende
a
...(7)t_HALL =
60/(1000 x 4) = 0,015 s = 15
ms
Por tanto, a bajos números de revoluciones el
valor real t_HALL se hace muy grande, por ejemplo 150 ms = 0,15 s a
100 rpm, y es entonces sensiblemente mayor que el valor nominal t_s,
que, por ejemplo, asciende a 5 ms para 3000 rpm. Por este motivo, se
forma la diferencia de regulación RGL_DIF según el paso S654 como
diferencia
(t_HALL - t_s) para que se obtenga un resultado positivo de la formación de la diferencia.
(t_HALL - t_s) para que se obtenga un resultado positivo de la formación de la diferencia.
En S656 se comprueba si la diferencia de
regulación es mayor que un valor máximo positivo admisible
RGL_DIF_MAX. Cuando ocurre esto, se fija en S658 la diferencia de regulación en este valor máximo positivo. Esto es importante sobre todo durante el arranque, en cuyo momento, en caso contrario, la diferencia de regulación se haría muy grande.
RGL_DIF_MAX. Cuando ocurre esto, se fija en S658 la diferencia de regulación en este valor máximo positivo. Esto es importante sobre todo durante el arranque, en cuyo momento, en caso contrario, la diferencia de regulación se haría muy grande.
Cuando la respuesta en S656 es no, el programa va
entonces al paso S660 y comprueba allí si la diferencia de
regulación es menor que un valor negativo máximo admisible
-RGL_DIF_MAX. En caso afirmativo, se fija en S662 la diferencia de
regulación en este valor máximo negativo. (Esto corresponde al caso
en que el motor es más rápido que el número de revoluciones
deseado).
A los pasos S658, S660 o S662 sigue S664, en
donde se ejecutan los pasos de cálculo de un regulador PI. A este
fin, se multiplica la diferencia de regulación por un factor
proporcional RGL_P que puede ascender, por ejemplo, a 2, y se
obtiene la parte proporcional RGL_PROP.
Asimismo, se multiplica la diferencia de
regulación por un factor integral RGL_I que puede ascender, por
ejemplo, a 0,0625, y se suma entonces el resultado a la parte
integral vieja RGL_INT, con lo que se obtiene una parte integral
nueva.
Por último, se calcula la longitud BW de un
bloque de corriente 444 ó 446 (figura 15) como suma de la nueva
parte proporcional y la nueva parte integral.
El factor proporcional RGL_P y el factor integral
RGL_I se establecen empíricamente en función del tamaño del motor y
del momento de inercia de la carga que ha de ser accionada.
Dado que BW no deberá ser más largo que el tiempo
t_HALL que necesita el rotor para el recorrido de 180º el., se
comprueba en el paso siguiente S666 si BW es demasiado grande, y
eventualmente se limita la longitud del bloque en el paso S668, por
ejemplo al valor momentáneo t_HALL.
Cuando la respuesta en S666 es no, la rutina S410
va al paso S670, en donde se comprueba si BW es menor que 0, lo que
significa que el motor gira con demasiada rapidez. En este caso, se
pone el valor BW a 0 en S671, es decir que no circula corriente
alguna hacia el motor. Al mismo tiempo, se repone a 0 (o a un valor
bajo) la parte integral RGL_INT. Se ha visto que con esta reposición
de la parte integral a un valor bajo se mejoran sensiblemente las
propiedades del regulador, especialmente respecto de sobreoscilación
(overshooting of the set speed = rebasamiento de la velocidad
ajustada).
Cuando la respuesta en S670 es no, se acorta la
longitud del bloque en S672 a (BW - ACEL), tomándose el valor ACEL
de S644 de la figura 29. Este valor contiene una componente
dependiente de la aceleración y el valor A* (por ejemplo, 400
\mus), el cual ha sido explicado en relación con la figura 29. La
razón de S672 es que en caso de una aceleración, por ejemplo al
acelerar tras el arranque, el siguiente cambio de Hall se presenta
más temprano que a un número de revoluciones constante, por lo que
se tiene que acortar de manera correspondiente la longitud de bloque
BW durante la aceleración. La duplicación del valor ACEL en S646
(figura 29) sirve también para proporcionar tiempo suficiente para
el procedimiento de conmutación durante la aceleración tras el
arranque, puesto que durante esta aceleración de un motor el número
de revoluciones aumenta aproximadamente según una función
exponencial, y esto es tenido en cuenta en S646.
Con la longitud de bloque BW según S672 se
calculan ahora en S673 los tiempos t_BLOQUE_INICIO y
t_BLOQUE_FIN, los cuales están registrados en la figura 15. El tiempo t_BLOQUE_INICIO es allí la distancia en tiempo entre t1 y t3, y su magnitud resulta de la ecuación (3). El tiempo t_BLOQUE_FIN resulta según la figura 15d sumando a t_BLOQUE_INICIO el valor para BW. Los tiempos t_BLOQUE_INICIO y t_BLOQUE_FIN son necesarios seguidamente para los cálculos de la figura 25 (rutina CONMUT_CTRL), tal como se ha explicado con detalle en relación con la figura 26.
t_BLOQUE_FIN, los cuales están registrados en la figura 15. El tiempo t_BLOQUE_INICIO es allí la distancia en tiempo entre t1 y t3, y su magnitud resulta de la ecuación (3). El tiempo t_BLOQUE_FIN resulta según la figura 15d sumando a t_BLOQUE_INICIO el valor para BW. Los tiempos t_BLOQUE_INICIO y t_BLOQUE_FIN son necesarios seguidamente para los cálculos de la figura 25 (rutina CONMUT_CTRL), tal como se ha explicado con detalle en relación con la figura 26.
En caso de que se desee un "encendido
temprano", tal como se ha explicado con ayuda de las ecuaciones
(3a) y (4a), se emplea en S673 la fórmula.
...(8)t_BLOQUE_INICIO := t_HALL +
(t_HALL - BW)/2 -
VZ
VZ es en este caso una constante de, por ejemplo,
400 \mus, y mediante ella se desplaza según la figura 15d el
comienzo del bloque 446 hacia t3', es decir que se conecta y
desconecta antes la corriente, pudiendo estar entonces t3' delante
de t2. Esto se hace posible en la invención debido a que como punto
de referencia para el cálculo de t_BLOQUE_INICIO para los
transistores HSL 114 y LSR 136 se emplea el flanco ascendente 370 de
la señal HALL, es decir, el flanco anteprecedente, véanse las
flechas 445 y 447 de la figura 15.
Después de S673, la rutina S410 termina en
S674.
Por tanto, mediante la rutina de la figura 30 se
obtiene una longitud de bloque BW que es tanto más pequeña cuanto
más se aproxime el número de revoluciones real al valor deseado.
La regulación de la longitud de bloque BW
interactúa con el regulador adaptativo descrito seguidamente con
relación a la figura 31 y a la figura 32, el cual optimiza aún más
el valor BW a través de la relación de manipulación pwm. Este valor
BW no deberá sobrepasar un 95% de t_HALL para que haya tiempo
disponible para el procedimiento de conmutación, y esto se consigue
modificando de manera correspondiente los impulsos PWM de los cuales
se compone un bloque de corriente 444 ó 446 (figura 15), es decir
que la corriente media en un bloque es elevada o reducida por el
regulador adaptativo. Cuando BW es demasiado grande, se eleva
automáticamente la corriente media por incremento de la relación de
manipulación de estos impulsos hasta que la longitud de bloque BW se
haya "encogido" a un valor que permita un desarrollo óptimo del
procedimiento de conmutación.
La figura 31 muestra una rutina S412 MOD_pwm para
modificar la relación de manipulación pwm en función de condiciones
de funcionamiento del motor.
En el paso S900 se comprueba si la longitud de
bloque BW generada en S672 por el regulador (figura 30) es \leq
50% del tiempo de Hall momentáneo t_HALL. Este valor (dependiente
del número de revoluciones) de 0,5 * t_HALL representa un valor
límite inferior que no deberá superarse sensiblemente por abajo para
mantener bajos los ruidos del motor. En efecto, cortos impulsos de
corriente de accionamiento originan un elevado ruido estructural
del motor, lo que es poco deseable, y reducen también el
rendimiento.
En caso de que se haya superado por abajo el
valor límite inferior, se comprueba en S902 si la relación de
manipulación pwm está en al menos un 10%. (Este valor no deberá
superarse sensiblemente por abajo).
En caso de que pwm sea menor o igual a un 10%, el
programa va al paso S904, en donde se ajusta la relación de
manipulación pwm_SAL en la salida RC2 del \muC 40 al valor
momentáneo pwm, y entonces el programa pasa a S906, concretamente al
final de la rutina MOD_pwm S412. En este caso, no es posible reducir
aún más el valor de
pwm.
pwm.
En caso de que pwm sea mayor que un 10%, el
programa va al paso S908. Se comprueba allí si el contador PWM_CNT
tiene el valor 0. Este contador cuenta la frecuencia con la que se
alcanza o se supera por abajo el valor límite inferior, es decir,
0,5 * t_HALL, y hace en cada quinto valor de cómputo que se reduzca
la relación de manipulación pwm.
A este fin, el \muC tiene un registro interno
con 8 bits, es decir, con valores entre 1 y 256, y estos valores
establecen la relación de manipulación pwm de la señal PWM emitida
por el \muC 40 en su salida RC2, cuya señal tiene en este \muC
una frecuencia constante de 20 kHz. Reduciendo el valor en este
registro interno se reduce pwm, y aumentando el valor en este
registro interno se aumenta pwm.
Cuando el contador PWM_CNT tiene en S908 el valor
0, el programa se dirige al paso S910, en donde se ajusta este
contador al valor 5. A continuación, se reduce en S912 la relación
de manipulación pwm, véase la figura 22, con lo que disminuye el
valor medio de la corriente i_{1}, i_{2} del motor. A
continuación, el programa pasa a S904.
Cuando en S908 el contador PWM_CNT no es igual a
0, el programa se dirige al paso S914, en donde se reduce en 1 el
cómputo de PWM_CNT, es decir que en este caso no varía pwm.
Cuando la respuesta en S900 es no, el programa se
dirige al paso S916. Se comprueba allí si la longitud de bloque BW
calculada por el regulador RGL es demasiado grande, es decir, mayor
o igual que un 95% de t_HALL. Esto es deseable debido a que el
procedimiento de conmutación necesita aproximadamente 400 \mus,
los cuales ya no estarían disponibles en el caso de un valor BW
demasiado grande.
En caso de que BW no sea demasiado grande, el
programa se dirige al paso S904 ya explicado y pwm_SAL permanece
inalterado.
En caso de que BW sea demasiado grande, el
programa se dirige al paso S918. Se comprueba allí si pwm ha
alcanzado ya el 100%, y en este caso el programa pasa directamente a
S904, ya que no es posible un incremento que vaya más allá del
100%, es decir que durante el tiempo de BW circula entonces una
corriente continua.
Cuando en S918 la relación de manipulación es
menor que un 100%, sigue entonces el paso S920, en donde se
comprueba el contador PWM_CNT para ver si tiene el valor 0. En caso
afirmativo, se pone el contador PWM_CNT a 5 en S922. A
continuación, se incrementa el valor pwm en S924, véase la figura
21, con lo que aumenta de manera correspondiente el valor medio de
la corriente i_{1} o i_{2} del motor.
En caso de que la respuesta en S920 sea no, el
programa se dirige al paso S926, en donde se reduce en el valor 1 el
cómputo del contador PWM_CNT, y entonces la rutina se dirige al paso
S904.
La figura 32 ilustra las operaciones del diagrama
de flujo de la figura 31. En la figura 32, el eje de abscisas
muestra la longitud de bloque relativa b. Ésta se define como
...(9)b =
BW/t_HALL
Por tanto, corresponde a la relación momentánea
de la longitud de bloque BW al tiempo de Hall t_HALL, en porcentaje.
El eje de ordenadas muestra la relación de manipulación momentánea
pwm, también en porcentaje. Como recordatorio: t_HALL es el tiempo
que necesita el rotor 108 al número de revoluciones momentáneo para
realizar un giro de 180º el., véanse las ecuaciones (6) y (7).
Supóngase que el motor 100 trabaja en un punto de
trabajo C, concretamente con una longitud de bloque BW que asciende
a un 80% de t_HALL, es decir, con b = 80%, y con una relación de
manipulación pwm de 35%.
Al cargar el motor aumenta b a lo largo de una
curva característica 930 debido a la acción del regulador RGL,
manteniéndose inalterada pwm = 35%. En 932 se sobrepasa el valor
límite superior de b = 95%, y en 934 se aumenta la relación de
manipulación pwm por medio de S924 (figura 31), con lo que circula
una corriente media de mayor intensidad, se aporta más energía al
motor 100 y aumenta el número de revoluciones de éste.
Por este motivo, en 936 se reduce por medio del
regulador de número de revoluciones RGL la longitud de bloque
relativa b y ésta retorna nuevamente a la zona admisible, pero ahora
con una pwm incrementada. (En la figura 32 se representa en forma
exagerada el incremento de pwm; éste se produce solamente en pasos
pequeños).
El contador PWM_CNT impide que cada pequeño
rebasamiento del valor límite superior 932 tenga como consecuencia
un aumento de pwm. Se ha constatado empíricamente que un incremento
da como resultado cada quinta vez una marcha muy estable del motor,
pero este factor puede depender, por ejemplo, del tamaño del motor,
la clase de la carga, etc. Cuando este factor es demasiado pequeño,
el regulador tiende a oscilar. Según los conocimientos actuales,
parecen ser óptimos valores comprendidos entre 3 y 7.
La figura 32 muestra como segundo ejemplo un
punto de trabajo D con una longitud de bloque relativa de b = 55% y
un pwm de 85%.
Al descargar el motor, la curva característica
sigue una recta 940 que supera por abajo el valor límite inferior
942 (b = 50%) y que en 944 conduce a una longitud de bloque relativa
b de aproximadamente un 47%. Esto da lugar a un aumento de los
ruidos del motor y es desfavorable para el rendimiento del
motor.
Por este motivo, se reduce por parte de S912 la
relación de manipulación pwm a lo largo de una recta vertical 946
(figura 32), con lo que disminuye el valor medio de la corriente que
se alimenta al motor y se reduce así el número de revoluciones.
Por este motivo, el regulador de número de
revoluciones RGL (figura 30) calcula una longitud de bloque mayor
BW, de modo que la longitud de bloque relativa b retorne nuevamente
a lo largo de una recta 948 a una zona situada por encima del valor
límite inferior 942.
Bajo fuertes variaciones de carga pueden
repetirse varias veces las operaciones descritas. En principio, el
regulador del número de revoluciones puede ajustar la longitud de
bloque relativa b y la relación de manipulación pwm en toda la zona
que en la figura 32 está enmarcada por una línea de trazos 950, es
decir, en este ejemplo entre una pwm de 10 y 100% y una longitud de
bloque relativa b entre 50 y 95%. Esto podría denominarse también
regulador adaptativo que retorna una y otra vez al campo de su
rendimiento óptimo o de bajos ruidos del motor.
Naturalmente, son posibles múltiples variantes y
modificaciones dentro del ámbito de las presentes
reivindicaciones.
Claims (16)
1. Procedimiento para regular una magnitud física
en un motor de dos impulsos electrónicamente conmutado que está
concebido para conectarse a una red de corriente continua y que
presenta:
un rotor (108);
un estator con un devanado de estator (102);
una unidad de control PWM que sirve para influir
por control de una relación de manipulación (pwm) sobre los valores
efectivos de corrientes que circulan en el devanado (102) del
estator;
un dispositivo de regulación (RGL) para regular
la magnitud física por determinación de la desviación entre el
valor real y el valor deseado de dicha magnitud física y por cálculo
de un valor de ajuste de corriente dependiente de esta desviación,
en ciclos de regulación repetidos;
en donde el procedimiento presenta los pasos
siguientes:
- a)
- se alimenta la corriente al devanado de estator por medio de una llamada regulación de bloques en forma de bloques de corriente que son controlados por señales de control (figura 26: B1 a B5);
- b)
- se controla la longitud (BW) de las señales de control para estos bloques de corriente por medio del dispositivo de regulación (RGL) en función del valor de ajuste;
- c)
- se establece un valor límite inferior prefijado para la longitud de las señales de control mientras el motor proporciona accionamiento;
- d)
- se establece un valor límite superior prefijado para la longitud de las señales de control mientras el motor proporciona accionamiento;
- e)
- en al menos una parte de los casos en los que la longitud de una señal de control alcanza el valor límite inferior, se reduce en un valor prefijado la relación de manipulación (pwm) por medio de la unidad de control PWM;
- f)
- en al menos una parte de los casos en los que la longitud de una señal de control alcanza el valor límite superior, se incrementa en un valor prefijado la relación de manipulación (pwm) por medio de la unidad de control PWM.
2. Procedimiento según la reivindicación 1, en el
que el valor límite inferior en un motor de dos impulsos asciende
aproximadamente a 90º el.
3. Procedimiento según la reivindicación 1 ó 2,
en el que el valor límite superior en un motor de dos impulsos
asciende a aproximadamente 170º el.
4. Procedimiento según una de las
reivindicaciones anteriores, en el que se capta el número de casos
en los que la longitud (BW) de una señal de control alcanza el
valor límite inferior, y se efectúa la reducción de la relación de
manipulación (pwm) en cada emésimo caso, siendo m = 1, 2, 3,...
5. Procedimiento según la reivindicación 4, en el
que m está comprendido entre 3 y 7.
6. Procedimiento según una de las
reivindicaciones anteriores, en el que se capta el número de casos
en los que la longitud (BW) de una señal de control alcanza el
valor límite superior, y se efectúa el incremento de la relación de
manipulación (pwm) en cada enésimo caso, siendo n = 1, 2, 3,...
7. Procedimiento según la reivindicación 6, en el
que n está comprendido entre 3 y 7.
8. Procedimiento según una de las
reivindicaciones anteriores para un motor que está provisto de una
disposición de medida que genera una señal al rebasarse una
amplitud prefijada de una corriente que circula en un devanado de
estator, presentando el procedimiento el paso siguiente: en al menos
una parte de los casos en los que reacciona la disposición de
medida a consecuencia de una amplitud de corriente demasiado alta,
se reduce en un valor prefijado la relación de manipulación por
medio de la unidad de control PWM.
9. Motor eléctricamente conmutado que está
concebido para su conexión a una red de corriente continua y que
presenta:
un rotor (108);
un estator con un devanado de estator (102);
una unidad de control PWM que sirve para influir,
por control de una relación de manipulación (pwm), sobre los valores
efectivos de corrientes que circulan en el devanado (102) del
estator;
un dispositivo de regulación (RGL) para regular
una magnitud física por determinación de la desviación entre un
valor real y un valor deseado de dicha magnitud física y por cálculo
de un valor de ajuste de corriente dependiente de esta desviación,
en ciclos repetidos, presentando el dispositivo de regulación unos
medios para la realización de los pasos siguientes:
- a)
- se alimenta la corriente al devanado (102) del estator por medio de una denominada regulación de bloques en forma de bloques de corriente que son controlados por señales de control (figura 26: B1 a B5);
- b)
- se regula la longitud (BW) de las señales de control para estos bloques de corriente por medio del dispositivo de regulación (RGL) en función del valor de ajuste;
- c)
- se establece un valor límite inferior prefijado para la longitud (BW) de las señales de control (figura 26: B1 a B5) mientras el motor proporciona accionamiento;
- d)
- se establece un valor límite superior prefijado para la longitud de las señales de control mientras el motor proporciona accionamiento;
- e)
- en al menos una parte de los casos en los que la longitud de una señal de control alcanza el valor límite inferior, se reduce en un valor prefijado la relación de manipulación (pwm) por medio de la unidad de control PWM;
- f)
- en al menos una parte de los casos en los que la longitud de una señal de control alcanza el valor límite superior, se incrementa en un valor prefijado la relación de manipulación (pwm) por medio de la unidad de control PWM.
10. Motor según la reivindicación 9, que está
concebido para dos impulsos y en el que el valor límite inferior
asciende aproximadamente a 90º el.
11. Motor según la reivindicación 9 ó 10, que
está concebido para dos impulsos y en el que el valor límite
superior asciende aproximadamente a 170º el.
12. Motor según una de las reivindicaciones 9 a
11, en el que se capta el número de casos en los que la longitud
(BW) de una señal de control alcanza el valor límite inferior, y se
efectúa la reducción de la relación de manipulación (pwm) en cada
emésimo caso, siendo m = 1, 2, 3,...
13. Motor según la reivindicación 12, en el que m
está comprendido entre 3 y 7.
14. Motor según una de las reivindicaciones 9 a
13, en el que se capta el número de casos en los que la longitud
(BW) de una señal de control alcanza el valor límite superior, y se
efectúa el incremento de la relación de manipulación (pwm) en cada
enésimo caso, siendo n = 1, 2, 3,...
15. Motor según la reivindicación 14, en el que n
está comprendido entre 3 y 7.
16. Motor según una de las reivindicaciones 9 a
15, que está provisto de una disposición de masa que genera una
señal al rebasarse una amplitud prefijada de una corriente que
circula en un devanado de estator, en donde, en al menos una parte
de los casos en los que reacciona la disposición de medida a
consecuencia de una amplitud de corriente demasiado alta, el
dispositivo de regulación reduce la relación de manipulación en un
valor prefijado por medio de la unidad de control PWM.
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