ES2253286T3 - Procedimiento y sistema para el mando o regulacion de la potencia de resistencias calefactoras de bajo valor ohmico. - Google Patents

Abstract

Procedimiento para el mando o regulación de potencia de resistencias calefactoras (R) mediante corriente alterna rectificada, por componentes semiconductores, en el que a) como componentes semiconductor se utiliza un módulo IGBT (10) b) se ha dispuesto en el circuito de la resistencia calefactora y en serie con éste una reactancia (L), c) se ha dispuesto un condensador (C), en conexión en paralelo, un rectificador (11) utilizado para el rectificado de la tensión de alimentación.

Description

Procedimiento y sistema para el mando o regulación de la potencia de resistencias calefactoras de bajo valor óhmico.

La presente invención se refiere a un procedimiento para el mando o regulación de la potencia de consumidores de baja resistencia óhmica, según el preámbulo de la reivindicación 1, y a una disposición para ello, según el preámbulo de la reivindicación 5.

En la conexión y/o regulación de la potencia de consumidores con resistencias óhmicas se presentan reacciones sobre la red de alimentación, tales como oscilaciones de intensidad fuertes únicas y/o periódicas, que a través de la red, provocan perturbaciones en otros consumidores.

Esto es particularmente molesto con cargas óhmicas con un coeficiente de temperatura positivo. Un ejemplo simple para ello son las lámparas de incandescencia que presentan una resistencia muy reducida en estado frío. Puesto que la temperatura del hilo incandescente, sin embargo, sube muy rápidamente y con ello aumenta la resistencia, la perturbación de red es sólo reducida y de una duración extremadamente corta. Sin embargo, es más desagradable este comportamiento con una regulación permanente de la luminosidad mediante un llamado control por corte de fase, como el que se utiliza con un Dimmer, por ejemplo, un TRIAC. Con ello se origina un llamado "zumbido de red", que debe contrarrestarse mediante elementos de amortiguación, que por ejemplo, comprenden un núcleo magnético, que está rodeado por un conductor por el que circula la intensidad. Con ello se origina, sin embargo, una pérdida de potencia con la generación de calor.

Sin embargo, es más difícil y costoso esto con los aparatos electrodomésticos e industriales de potencias mayores, por ejemplo, placas de cocción, planchas y máquinas planchadoras, radiadores de infrarrojos y hornos de cocción o industriales con elementos de resistencia.

También las resistencias calefactoras metálicas de hornos de tratamiento térmico tienen un coeficiente de temperatura positivo. Sin embargo, para ello existe el problema de un calentamiento lento, que puede durar muchos minutos, de tal manera que se debe limitar la intensidad durante el calentamiento. El período de calentamiento aumenta, sin embargo, con la temperatura final predeterminada, que puede alcanzar hasta 2000ºC.

Las resistencias calefactoras conocidas de carburo de silicio tienen otra característica: en éstas se puede representar un coeficiente de temperatura por un haz de curvas en forma de U, en las cuales la resistencia específica se representa mediante la temperatura. Su mínimo se encuentra aproximadamente a 1020ºC. Además, el trazado de estas curvas cambia con el envejecimiento de las resistencias calefactoras y concretamente aproximadamente en un factor 4 en el sentido de un aumento.

Estas modificaciones de resistencia ocurren en cada proceso de calentamiento, de tal manera que la potencia en las fases debe limitar resistencias específicas menores.

Una posibilidad conocida para la regulación o limitación de la potencia consiste en la utilización de transformadores de regulación, que son pesados y caros (en función de la potencia).

Otra posibilidad conocida para la regulación de la potencia consiste en la utilización de tiristores, que trabajan según el principio de corte de fase o por grupos de impulsos. En este caso, se exteriorizan las perturbaciones de red descritas por los efectos de parpadeo, ondas armónicas, potencia aparente y potencia reactiva.

Se conocen, además, los llamados módulos IGBT (Insulated Gate Bipolar Modules), que se utilizan como elementos de conmutación, pero en sí mismos no son adecuados como amplificadores lineales (Manual de la casa SEMIKRON, "Power Electronics/Leis- tungselektronik '99", páginas A-182 a A-194, cifra 6. "SEMITRANS® IGBT-Module"). Las aplicaciones actuales se limitan a:

*

convertidores de frecuencia,

*

alimentación ininterrumpida de corriente,

*

hornos de microondas,

*

calefacciones inductivas (hornos de inducción),

*

encendido de automóviles.

Mediante las memorias de las patentes US
3 913 002, 4 472 672, 5 006 975 y 5 942 882 se conoce que los consumidores funcionan con la tensión de alimentación rectificada, para evitar transformadores de regulación caros y perturbaciones en la red por ondas armónicas, que se pueden generar en los mandos por corte de fase por la conexión periódica de la intensidad dentro de cada semionda, y se puede generar en los mandos de corte de fase por la conexión periódica de intensidad dentro de cada semionda. Además, se deben reducir con ello el tamaño de los medios antiparasitarios, tales como inductancias y
capacidades.

En todos los casos se trata de una regulación del factor de potencia (High Power Factor) mediante la distribución de cortos impulsos periódicos de corriente, que presentan una frecuencia varias veces más elevada de la tensión de alimentación, a través de todas las semiondas. Para esta finalidad se obtienen impulsos de mando de la tensión de alimentación según la alta frecuencia, que se compara con valores nominales. En los circuitos de los consumidores se encuentran los sensores de intensidad, cuyas señales de salida se comparan con los valores nominales para activar los elementos de mando por corte de fase conocidos, de acuerdo con las necesidades de potencia. Las tensiones que se encuentran en los consumidores no se registran en ningún caso y se emplean para fines de regulación, ya que los consumidores se han diseñado para la tensión de alimentación.

El documento EP 0 588 569 A2 da a conocer, entre otros, un dispositivo para la carga de una batería. El mando de potencia se basa en un controlador PWM situado en el lado primario de un transformador (pág. 1, figura 1, así como figura 5). Además del transformador, se pueden utilizar también otros interruptores de potencia (figura 1, 104, figura 2, SW 32 y SW 38). El documento EP 0 588 569 da a conocer un dispositivo y procedimiento para el mando o regulación de un aparato electrónico, mediante corriente alterna rectificada a través de semiconductores, en el que:

- se dispone un filtro en conexión en paralelo para el rectificador utilizado para la rectificación de la tensión de alimentación;

- en el circuito de carga se captan los factores de potencia, intensidad y tensión de servicio, y se conducen a una disposición de regulación;

- en la disposición de regulación, mediante un amplificador se realiza una comparación con un valor nominal, tanto para la intensidad de servicio como para la tensión de servicio, en el que la señal de entrada de un "PWM Controller" se descompone en una secuencia de impulsos, cuya frecuencia se utiliza como frecuencia de mando para el semiconductor, tomándose en el circuitos del semiconductor y de la carga, por unidades sensoras, de la intensidad de servicio y, además, la tensión de servicio de carga y se realimenta a la disposición de regulación.

- en la disposición de regulación se determinan las desviaciones, incluso su signo, entre el valor nominal y las secuencias de impulsos, influyendo la salida de la disposición de regulación, a través del controlador, al semiconductor para su mando.

Para la regulación de la potencia de las resistencias calefactoras de bajo valor óhmico, su tensión nominal es claramente menor que la tensión de alimentación, no se han previsto ni son adecuadas las disposiciones conocidas, pues en este caso se debe controlar una transformación intensidad-tensión. Con estas resistencias calefactoras, que pueden tener una elevada potencia, se trata, por ejemplo, de barras de siliciuro de molibdeno o de carburo de silicio, que funcionan con tensiones nominales a partir, por ejemplo, de 10 voltios y su resistencia óhmica posee un coeficiente de temperatura positivo de mucha pendiente o durante el funcionamiento de forma alternativa se cuadriplica sus resistencias óhmica. Así, por ejemplo, los superelementos calefactores de la casa Kanthal de siliciuro de molibdeno tienen en estado frío un valor de resistencia, que sólo representa aproximadamente 1/16 del valor de resistencia a la temperatura de servicio. La conexión de la tensión de alimentación a un tal elemento de resistencia fría se parece prácticamente a un cortocircuito, lo que puede provocar la destrucción de los elementos de conmutación y tener como consecuencia perturbaciones de red considerables debido a las puntas de intensidad y armónicos.

Los medios competentes se han preocupado muchas veces, sin éxito, de ahorrarse los transformadores usuales y realizar la regulación a través de un regulador de tiristores con mandos por corte de fase en las calefacciones de alta potencia de barras de carburo de silicio. Para poder compensar un envejecimiento de las barras calefactoras con un factor alrededor de 4 de la resistencia nominal frente al estado nuevo, se debe disponer de una reserva de tensión del orden de magnitud del factor 2. Esto significa que en el estado nuevo de las barras calefactoras se necesita sólo la mitad de tensión. Para poder llegar a la tensión exigida, fluye, sin embargo, la intensidad efectiva doble en comparación con un elemento calefactor envejecido. El curso de la amplitud de intensidad, sin embargo, es mayor, con un factor alrededor de 4. Con una barra calefactora envejecida, con la misma cesión de potencia, se encuentra entonces la completa tensión de abastecimiento, y fluye la intensidad nominal simple. Si, por consiguiente, en estado envejecido de las barras calefactoras se indica la tensión de abastecimiento de 230 voltios, esto significa que las barras calefactoras en estado nuevo deben funcionar sólo con una intensidad nominal doble, con un máximo de 115 voltios.

El funcionamiento descrito anteriormente requiere, sin embargo, un ángulo de excitación muy grande durante el funcionamiento con mandos por corte de fase, mediante reguladores de tiristores. Lo que un ángulo de excitación grande en ondas armónicas lleva consigo se puede determinar mediante el análisis de Fourier: es evidente que mediante el gran desplazamiento de fase del primer armónico se necesita considerables potencias reactivas de mando. Estas potencias reactivas de mando originan costes corrientes adicionales durante el funcionamiento de tales instalaciones. Para ello hay que observar, además, que con la intervención de la regulación se modifican continuamente el ángulo de corte por fase y de este modo también el espectro de las ondas armónicas. Sin embargo, es extremadamente difícil una compensación.

Para ello en los medios competentes se ha vuelto a la solución convencional de transformadores de regulación con varias derivaciones.

La presente invención tiene por ello como objetivo proponer un procedimiento de regulación y una disposición compacta, con los cuales se pueda regular la potencia de resistencias calefactoras de bajo valor óhmico, cuya tensión nominal sea menor que la tensión de alimentación y sean susceptibles de envejecimiento, renunciando a transformadores, y con un coste y pérdidas de energía lo más pequeños posibles que se puedan regular de forma continua o casi continua, sin que para ello se presenten perturbaciones de red inadmisibles y en las que la regulación y el funcionamiento de la disposición, se posibilite con elevada flexibilidad y capacidad de potencia.

La solución del objetivo propuesto tiene lugar con el procedimiento indicado al principio, mediante las propiedades de las características de la reivindicación 1 y con la disposición indicada al principio, mediante las propiedades de las características de la reivindicación 5.

De este modo, se consigue por entero el objetivo propuesto, es decir, se indica un procedimiento de regulación y una disposición para ello, con los cuales se puede regular la potencia de resistencias calefactoras de bajo valor óhmico, cuya tensión nominal sea menor que la tensión de alimentación.

Se ha constatado de forma sorprendente, y en contra de la opinión de círculos técnicos competentes, que esto es realmente posible en la práctica.

Especialmente, se pueden limitar y/o regular la potencia calefactora o la absorción de potencia de resistencias calefactoras de bajo valor óhmico para las tensiones de servicio comprendidas entre 10 y 230 voltios, sin transformadores de regulación. En vez de ello, se puede utilizar como semiconductor de potencia un IGBT, que presente una tensión de saturación más baja que un transistor bipolar y pérdidas de conmutación aceptables con frecuencias de servicio por encima de 10 kHz, especialmente de 20, 50 kHz y mayores. Además, se obtiene una posibilidad de mando simple, como con componentes MOS. La intensidad tomada de la red se desvía por lo menos, no de manera esencial, de la forma senoidal.

Con la integración de las funciones de mando, protección y diagnosis en un chip o en una platina es posible producir interruptores de potencia semiconductores, que prácticamente son indestructibles. De este modo se pueden sustituir GTOs de forma satisfactoria, cuyo mando es más difícil y costoso. El objeto de la invención posee una alta resistencia a la tensión, permite una elevada densidad de intensidad, fácil posibilidad de activación y una buena resistencia al cortocircuito. Los condensadores de alisado se pueden diseñar claramente más pequeños, ya que estos no están fuertemente solicitados por las intensidades de carga en forma de impulsos. No se deben utilizar ningún filtro antiparasitario sobredimensionado. Las pérdidas de potencia son claramente menores, lo que lleva a cargas térmicas reducidas de los componentes semiconductores. Un llamado PFC (Power-Factor-Control) se convierte en superfluo por el es objeto de la invención; esto se realiza automáticamente.

En caso de elementos calefactores de resistencia eléctricos se puede excluir un cortocircuito durante la conexión. La intensidad de cortocircuito es directamente proporcional a la potencia requerida. Con los elementos calefactores de carburo de silicio se puede conseguir una compensación adicional del proceso de envejecimiento a lo largo de los años (!). Durante la conexión, no se origina ninguna potencia reactiva de mando inductiva en el estado nuevo de los elementos calefactores. De este modo es posible una considerable reducción de los costes de explotación de una instalación de esta clase. En los cuerpos calefactores planos infrarrojos de ondas cortas, por ejemplo, en las instalaciones de lacado y termoconformación de plástico y en el procedimiento de soldadura no se origina ninguna amplitud de corriente sobreelevada durante la conexión.

Incluso si la tensión nominal de los elementos calefactores es de sólo una fracción de la tensión de alimentación, resulta la tensión nominal senoidal siempre de la potencia necesaria dividida por la tensión nominal del abastecimiento de corriente. Si, por ejemplo, los elementos calefactores funcionan con una tensión de servicio de 115 voltios, pueden funcionar estos elementos calefactores sin transformadores, directamente desde la red. Si con ello la intensidad nominal de los elementos calefactores citados es de 50 A, entonces se toman de la red sólo 25 A de intensidad senoidal. La característica de resistencia de los elementos no juega ningún papel. El objeto de la invención no está sujeto a ningún desgaste, tiene una alta velocidad de regulación, un mejor rendimiento, pequeñas dimensiones y un reducido peso, si se compara éste con elementos de regulación clásicos, tales como transductores y transformadores de regulación.

Esto se fundamenta todavía en detalle cómo se indica a continuación: la regulación tiene lugar mediante la captación, tanto de las intensidades que fluyen a través de las citadas resistencias calefactoras, como también a través de las tensiones que se encuentran en las resistencias calefactoras, es, por consiguiente, esencialmente una regulación de potencia, y no de intensidad.

Se trata de una comparación valor nominal-valor real a través de un integrador. Para ello se compara un valor nominal "w" externo determinado, por ejemplo, de la salida de un regulador de temperatura, con el valor real a regular de la potencia. De este modo se puede conseguir una regulación en cascada. La totalidad de las medidas y de los medios son en última instancia responsables, por lo menos, de un recorrido de intensidad, aproximadamente senoidal, dentro de la red. Para minimizar las puntas de intensidad en la intensidad de alimentación en la zona del paso por cero de la tensión de alimentación, tiene lugar una corrección de la intensidad de entrada senoidal. La reducción de las puntas de intensidad en la zona de los pasos por cero se consigue mediante el ocultamiento controlado de los impulsos de mando del IGBT, sin tomar para ello (al contrario de lo que ocurre con el estado de la técnica actual) la forma de curvas de la tensión de alimentación como magnitud de guía. El mando del controlador IGBT tiene lugar a través de un comparador, que compara una tensión triangular, de por ejemplo, 20 kHz con la tensión del integrador.

Con ello se pone de relieve que el recorrido de intensidad senoidal de la intensidad de entrada se ajuste automáticamente, sin que la tensión de entrada de la red se necesite como magnitud de guía. Como consecuencia de ello desaparecen también los pequeños transformadores y rectificadores que se encuentran a la entrada con el estado actual de la técnica.

Mediante la construcción de una regulación en cascada (regulación de los valores punta de la intensidad, regulación del valor efectivo de la intensidad y, por último, regulación de la potencia) se constituye, por ejemplo, en los superelementos calefactores Kanthal una resistencia óhmica. Es decir, cuanto más tiempo fluya una intensidad limitada a un valor máximo, tanto más se calienta el elemento calefactor y de este modo es mayor su resistencia.

Puesto que la potencia es P = I^{2} x R, formalmente aumenta sólo con el incremento del valor de la resistencia R también la potencia del horno. Para que la potencia del horno no aumente inconmensurablemente y finalmente se destruyan los elementos calefactores, es de gran ventaja el paso de una regulación de intensidad a una regulación de potencia.

Las puntas de intensidad en la red, como éstas se constatan en los mandos por corte de fase convencionales, ya no se presentan en el objeto de la invención. Más bien se encuentran también durante la fase de arranque en frío las puntas de intensidad siempre muy por debajo de la intensidad nominal, de tal manera que es posible un funcionamiento de red
cuidadoso.

Resulta una ventaja especial, respecto a los mandos por corte de fase con tiristores, gracias al ahorro de los costes de explotación para la potencia de mando reactiva. Puesto que la corriente de entrada es por lo menos esencialmente senoidal y se encuentra en fase con la tensión de entrada, se toma de la red, por lo menos en gran parte, sólo potencia activa.

El objeto de la invención tiene una velocidad de regulación enormemente alta, un mejor rendimiento, dimensiones lo más pequeñas posibles y un reducido peso, si se comparan estos criterios con los elementos de regulación clásicos. Mediante la aplicación del objeto de la invención es posible, con los elementos calefactores susceptibles de envejecimiento, tomar de la red, tanto en el estado nuevo como en estado envejecido, siempre la misma intensidad. La intensidad de red permanece con la carga de salida constante, tanto en cuanto a la forma, como también a la amplitud, por lo menos aproximadamente igual y senoidal.

Puesto que las amplitudes de la intensidad de red se da tanto por la potencia de la carga, como también por la tensión en la carga, es adecuado también el objeto de la invención para radiadores infrarrojos de ondas cortas. No se originan durante la conexión ni durante el funcionamiento en la zona baja de regulación amplitudes de intensidad sobreelevadas en la red. En todos los casos la corriente de alimentación es siempre senoidal y la potencia tomada directamente proporcional.

Es especialmente ventajoso si, como continuación de otras configuraciones de la invención, por sí solas o en combinación:

*

se elige la frecuencia de mando comprendida entre 10 y 100 kHz,

*

se garantiza la inductancia de la reactancia entre 0,2 y 1,0 mH,

*

la capacidad del condensador se elige entre 10 y 100 \muF,

*

el IGBT presenta una toma de tensión, que está conectada a través de un conductor al controlador para la limitación de tensión y/o si

*

el comparador de la disposición de regulación posee un generador de frecuencia para la generación de una frecuencia de mando comprendida entre 10 y 100 kHz con impulsos triangulares.

La presente invención se utiliza para la regulación de potencia de consumidores óhmicos del grupo de elementos calefactores de resistencia de metales y de carburos de silicio, y para la regulación de potencia de consumidores óhmicos para las finalidades de calentamiento de piezas de trabajo en hornos industriales, para el secado de placas, para la conformación de productos plásticos, para la soldadura, para los aparatos electrodomésticos e industriales para la cocción de comidas y para el planchado de productos textiles.

Un ejemplo de realización del objeto de la invención se explicará a continuación con mayor detalle mediante las figuras 1 a 5. En las figuras muestran:

la figura 1, el circuito consumidor con los dispositivos correspondientes sensor-regulación,

la figura 2, la curva de la tensión de alimentación después de la rectificación mediante tres semiondas,

la figura 3, la curva de principio de la intensidad de alimentación a través de una semionda de la tensión de alimentación,

la figura 4, la función del comparador, y

la figura 5, un diagrama con un haz de curvas para la curva de intensidad de alimentación, en función de la temperatura para fines de comparación, como se presenta en una barra de siliciuro de molibdeno, si su potencia calefactora se manda mediante un mando por corte de fase clásico por un tiristor.

En la figura 1 se ha representado como pieza central de la disposición de regulación, un módulo IGBT 10, usual en el comercio, del tipo descrito al principio, que posee una entrada de corriente 1, dos salidas de corriente 2 y 3, y dos bornes de tensión de mando 6 (para la tensión de puerta) y 7 (para la tensión de emisor). En el circuito del consumidor se encuentran - en conexión en serie - el consumidor óhmico, que puede estar formado también por una tensión en paralelo de varios consumidores, y una reactancia inductiva L. Las entradas de la tensión de alimentación se han designado con L1, N y PE. Las entradas de tensión L1 y N se han conectado a un rectificador 11 con un borne positivo 12 y un borne negativo 13. En paralelo al rectificador 11 se ha conectado un condensador C. El circuito de carga, en el que se encuentra, a título de ejemplo, una tensión de 230 V, está destacado con una línea más gruesa. Por el efecto de la reactancia L, la intensidad de carga I no puede incrementarse bruscamente y tampoco bajar bruscamente a cero.

La reactancia L y el condensador C se diseñan según la medida máxima posible de la corriente del consumidor, resistente a la tensión alterna, pero diseñada lo más pequeña posible, por ejemplo, la reactancia L entre 0,2 y 1,0 mH, preferentemente 0,5 mH, y el condensador C entre 10 y 100 \muF, preferentemente 50 \muF. Los valores preferentes son válidos para un horno de inducción con una absorción de intensidad de 70 A.

A la entrada de corriente 1 se ha intercalado una unidad sensora 14 para la captación de la intensidad del consumidor; en ella se transforma la intensidad medida I en una tensión proporcional U, que está conectada a través de un conductor de retorno 15 a una disposición de regulación 16. Una toma de intensidad 17 conduce, a través de un indicador de intensidad 18 y de un conductor 19, a un controlador 20 con separación de potencial. En el limitador de corriente 18 se puede ajustar la intensidad máxima de servicio a un valor predeterminado.

La tensión que se encuentra en el consumidor R se toma a través de los conductores 21 y 22 y se alimenta a un separador de potencial 23, que, por ejemplo, contiene un acoplador óptico. Desde éste otro conductor de retorno 24 lleva a la disposición de regulación 16. Además, la disposición de regulación 16 está conectada, mediante un emisor de valor nominal no representado, a un valor nominal ajustable w.

Forma parte de la disposición de regulación 16 un integrador 25, en cuyo salida 26 se encuentra una tensión variable u1, u2, ..., que está conectada a un comparador. Esta salida 28 está conectada a su vez al controlador 20. Desde ésta llevan dos conductores 29 y 30 a los bornes de tensión de mando 6 y 7 del módulo IGBT 10. La función de la disposición de regulación 16 se explicará a continuación con mayor detalle mediante las figuras 3 y 4. El controlador 20 se utiliza como amplificador con separación de potencial. En el conductor 29 - referido al conductor 30 - puede haber una tensión comprendida entre +18 voltios y -5 voltios.

Desde el conductor 22 lleva un conducto de derivación 31 al controlador 20. Esta medida, que no es obligatoria pero es ventajosa, se utiliza para una función de seguridad, y concretamente para el control de la tensión del colector. Así tiene lugar, por ejemplo, una desconexión si la tensión del conector sobrepasa un valor límite predeterminado, por ejemplo, 7 voltios (control de cortocircuito).

La figura 2 muestra la curva de la tensión de alimentación con una frecuencia, por ejemplo, de 50 o 60 Hz después del rectificado mediante tres semiondas, indicando el trazo de curva rayado la segunda semionda de la curva de tensión sin rectificado. Mediante el rectificado se "pliega" esta semionda al otro lado de las abscisas (con el tiempo t). Las zonas redondeadas 31 se deben al efecto del condensador C.

La figura 3 muestra el principio de la regulación a través de una semionda de la tensión de alimentación U (50 o 60 Hz) y la correspondiente intensidad i. En el comparador 27 se genera un trazado de curva en forma de zigzag, según la figura 4, con una frecuencia, por ejemplo, de 20 kHz. Esta llamada tensión triangular se compara con la tensión variable del integrador 25. Con ello se ajusta a la salida del comparador 27 unas condiciones de conexión y desconexión para el IGBT 10. La curva ondulada muestra el trazado real de la intensidad con la frecuencia indicada de 20 kHz (frecuencia de mando) entre las curvas de intensidad io y iu con una escala muy ampliada. Primeramente, aumenta la curva de intensidad, según la medida de la tensión y de la resistencia del consumidor R, con una pendiente R, hasta que desconecta de nuevo el módulo IGBT 10, con lo cual se aproxima la curva de intensidad real nuevamente a la curva de intensidad inferior. Al alcanzarla conecta nuevamente el módulo IGBT 10 y la curva de intensidad se incrementa realmente, con lo cual el juego, según la medida de frecuencia de mando, se repite a voluntad. Las curvas de intensidad io y iu dependen, en primera línea, de la frecuencia de mando y de la inductancia de la reactancia
L.

La figura 4 muestra la curva de la tensión U según la función del comparador 27 con la ya citada frecuencia de mando, por ejemplo, de 20 kHz. U1 y U2 son las tensiones de mando predeterminables a la salida 26 del integrador 25 en representación a trazos. Los segmentos de las líneas, que se encuentran por debajo del triángulo, es decir, entre t0 y t2 señalizan el estado de desconexión del módulo IGBT 10, los segmentos que se encuentran entre ellos (por encima del triángulo) su estado de conexión. Los momentos de desconexión se han señalado con "a", los momentos de conexión con "e". Las relaciones de estos segmentos señalizan las potencias proporcionales correspondientes en el consumidor R, que puede variar entre 0% (en los vértices del triángulo) y 100% (en las bases del triángulo).

El diseño de la reactancia L depende de la frecuencia de mando del comparador 27: cuanto más elevado sea ésta, tanto menor se puede elegir L. Puede ser deseable, que la frecuencia de mando del compensador 27 suba por encima de 20 kHz, por ejemplo hacia 100 kHz, aumentando correspondientemente la frecuencia de conmutación del módulo IGBT 10.

Con el módulo IGTB 10 conectado fluye la intensidad desde el polo positivo del rectificador 11 a través de la reactancia L y del consumidor R hacia la entrada de corriente 1 del módulo IGBT 10 a la salida de intensidad 2 y al polo negativo del rectificador 1. Con el módulo IGBT 10 desconectado continua fluyendo la intensidad a través de la salida de corriente 3 y asimismo a través de la reactancia L y el consumidor R. De la manera descrita es posible regular el flujo de intensidad a través del consumidor R y regular la tensión existente de manera casi sin pérdidas, pero en todo caso exento de retornos (a la red). Con una potencia del horno de 10 a 20 kW se origina, por ejemplo, una potencia de pérdidas de aproximadamente 0,3 kW, que se evacúa través de un bloque de refrigeración. El condensador y la reactancia tienen dimensiones muy pequeños, en total son marcadamente más reducidos que los valores comparables de un transformador de regulación. Correspondientemente menor es el coste. De esta manera es posible, por ejemplo, hacer funcionar elementos calefactores de baja tensión, que pueden funcionar con una tensión baja de 10 a 120 V frente a una tensión de alimentación, por ejemplo, de 230 V, con las ventajas
citadas.

La figura 5 muestra un diagrama en comparación con la curva de la red, como la que se presenta en una barra calefactora de siliciuro de molibdeno, si su potencia calefactora se manda mediante un mando por corte de fase clásico por un tiristor. Las abscisas llega hasta una semionda y en las ordenadas se encuentran los factores "F" de 0 a 16 para la función de intensidad en comparación a la intensidad nominal a la temperatura de servicio, encontrándose el factor 1 para esta intensidad nominal.

Se ha representado un haz de curvas senoidales, de las cuales la superior (F = 15) es para la curva de la absorción de intensidad en estado frío y la más inferior para la curva de la absorción de intensidad a la temperatura de servicio. Las curvas que se encuentran entre ellas - de abajo hacia arriba - muestran las curvas de absorción de temperatura con temperaturas intermedias crecientes. Los puntos en las curvas caracterizan los puntos de conexión, que señalizan las dos zonas rayadas a la derecha, los normales sobre las abscisas, la alimentación de potencia es proporcional en dos casos. Se puede reconocer que el punto de conexión con temperatura creciente se desplaza permanentemente, pero que, sin embargo, todas las semiondas sólo alcanzan la temperatura de servicio (curva más inferior, F = 1) puede pasar toda la zona de regulación. En todos los demás casos resultan partes de armónicos elevados y potencias de mando reactivos elevadas.

Lista de referencias

\dotable{\tabskip\tabcolsep#\hfil\+#\hfil\tabskip0ptplus1fil\dddarstrut\cr}{
 1 \+ entrada de intensidad\cr  2 \+ salida de intensidad\cr  3 \+
salida de intensidad\cr  6 \+ borne de tensión de mando\cr  7 \+
borne de tensión de mando\cr  10 \+ módulo IGBT\cr  11 \+
rectificador\cr  12 \+ borne positivo\cr  13 \+ borne negativo\cr 
14 \+ unidad sensora\cr  15 \+ conductor de retorno\cr  16 \+
disposición de regulación\cr  17 \+ toma de tensión\cr  18 \+
limitador de intensidad\cr  19 \+ conductor\cr  20 \+ controlador\cr
 21 \+ conductor\cr  22 \+ conductor\cr  23 \+ separador de
potencial\cr  24 \+ conductor de retorno\cr  25 \+ integrador\cr  26
\+ salida\cr  27 \+ comparador\cr  28 \+ salida\cr  29 \+
conductor\cr  30 \+ conductor\cr  31  \+ zonas\cr  a \+ puntos de
desconexión\cr  C \+ condensador\cr  e \+ puntos de conexión\cr  i
\+ intensidad\cr  io \+ curva superior de intensidad\cr  iu \+ curva
inferior de intensidad\cr  L \+ reactancia\cr  L1 \+ entrada tensión
de alimentación\cr  N \+ entrada tensión de alimentación (fase 0)\cr
 PE \+ entrada tensión de alimentación (masa)\cr  R \+ resistencia
del consumidor\cr  t \+ tiempo\cr  t0, t1, t2 \+ momentos\cr  w \+
valor
nominal.\cr}

Claims (10)

1. Procedimiento para el mando o regulación de potencia de resistencias calefactoras (R) mediante corriente alterna rectificada, por componentes semiconductores, en el que

a) como componentes semiconductor se utiliza un módulo IGBT (10)

b) se ha dispuesto en el circuito de la resistencia calefactora y en serie con éste una reactancia (L),

c) se ha dispuesto un condensador (C), en conexión en paralelo, un rectificador (11) utilizado para el rectificado de la tensión de alimentación

en el que para el mando o regulación de la potencia de elementos calefactores de resistencias de bajo valor óhmico del grupo de metales, siliciuro de molibdeno, carburo de siliciuro y cuerpos calefactores infrarrojos de onda corta para fines de calentamiento de piezas de trabajo en hornos industriales para el secado de lacas, para la conformación de plásticos, para la soldadura y para electrodomésticos y aparatos industriales para la cocción de alimentos y para el planchado de textiles, siendo su tensión nominal menor que la tensión de alimentación,

d) en el circuito de la resistencias calefactora (R) se captan los factores de potencia, intensidad (i) y tensión (U) de servicio y se alimentan en una disposición de regulación (16),

e) en la disposición de regulación (16) se lleva a cabo una comparación de un valor nominal (w), tanto para la intensidad (i) como también para la tensión (U) de servicio, descomponiéndose la señal de entrada de un comparador (27) en una secuencia de impulsos, cuyo frecuencia se utiliza como frecuencia de mando para el módulo IGBT (10), y asciende a un múltiplo de frecuencia de red, disponiéndose en el circuito de la resistencia calefactora (R) una unidad sensora (14) para la intensidad de servicio (i) y, además, se toma la tensión de servicio (U) de la resistencias calefactora (R) y se puede volver a la disposición de regulación (16), y conectándose la salida de la unidad sensora (14) a través del limitador de intensidad (18) a un controlador (20) para el mando del módulo IGBT (10), y porque

f) en la disposición de regulación (16) se constatan las desviaciones, incluido su signo, entre el valor nominal (w) y una secuencia de los impulsos, influyéndose la salida de la disposición de regulación a través del controlador (20) el módulo IGBT (10) para su mando.

2. Procedimiento, según la reivindicación 1, caracterizado porque la frecuencia de mando se selecciona entre 10 y 100 kHz.

3. Procedimiento, según la reivindicación 1, caracterizado porque la inductancia de la reactancia (L) se garantiza entre 0,2 y 1,0 mH.

4. Procedimiento, según la reivindicación 1, caracterizado porque la capacidad del condensador (C) se selecciona entre 10 y 100 \muF.

5. Disposición para el mando o regulación de la potencia de elementos calefactores de las resistencias calefactoras (R) con un rectificador (11) para la generación de corriente alterna rectificada mediante un módulo IGBT (10), y estando dispuesto en el circuito de las resistencias calefactora (R) y en conexión en serie con éste una reactancia (L), así como en conexión en paralelo un rectificador (11) para el rectificador de la tensión de alimentación un condensador (C), en el que la disposición de resistencias calefactoras (R) del grupo de metales, siliciuro de molibdeno, carburo de siliciuro y cuerpos calefactores infrarrojos de onda corta para fines de calentamiento de piezas de trabajo en hornos industriales para el secado de lacas, para la conformación de plásticos, para la soldadura y para electrodomésticos y aparatos industriales para la cocción de alimentos y para el planchado de productos textiles, siendo su tensión nominal menor que la tensión de alimentación, en el que

a) en el circuito de la resistencia calefactora (R) se ha dispuesto una unidad sensora (14) para la captación de los factores de potencia intensidad de servicio (i) y la tensión de servicio (U), a cuyo salida se ha conectado una disposición de regulación (16) para él activado del módulo IGBT (10),

b) en la disposición de regulación (16) se ha dispuesto un integrador (25) y un comparador conectado a continuación (27), a través de cuya disposición de regulación (16) se puede realizar una comparación de un valor nominal (w) tanto para la intensidad de servicio (i) como también para la tensión de servicio (U), pudiéndose descomponer la señal de entrada del comparador (27) en una secuencia de impulsos, cuyo frecuencia es un múltiplo de la frecuencia de red, y está conectada como frecuencia de mando al módulo IGBT (3) a través de un controlador (20),

c) la salida de la unidad sensora (14) está conectada a través de un limitador de intensidad (18) a un controlador (20) para el mando del módulo IGBT (10), y en el que

d) en la disposición de regulación (16) se pueden constatar desviaciones, incluido su signo, entre el valor nominal (w) y los secuencia de impulsos, estando conectada la salida de la disposición del regulador (16) a través del controlador (20) al módulo IGBT (10) para su mando.

6. Disposición, según la reivindicación 5, caracterizada porque la disposición de regulación está diseñada para una frecuencia de mando comprendida entre 10 y 100 kH.

7. Disposición, según la reivindicación 5, caracterizada porque la inductancia de la reactancia (L) está diseñada entre 0,2 y 1,0 mH.

8. Disposición, según la reivindicación 5, caracterizada porque la capacidad del condensador (C) está diseñada entre 10 y 100 \muF.

9. Disposición, según la reivindicación 5, caracterizada porque el IGBT (10) presenta una toma de tensión, que está conectada a través de un conductor (31) al controlador (20) para la limitación de tensión.

10. Disposición, según la reivindicación 5, caracterizada porque el comparador (27) de la disposición de regulación (16) posee un generador de frecuencia para la generación de la frecuencia de mando entre 10 y 100 kHz con impulsos triangulares.