ES2253286T3 - Procedimiento y sistema para el mando o regulacion de la potencia de resistencias calefactoras de bajo valor ohmico. - Google Patents
Procedimiento y sistema para el mando o regulacion de la potencia de resistencias calefactoras de bajo valor ohmico.Info
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Abstract
Procedimiento para el mando o regulación de potencia de resistencias calefactoras (R) mediante corriente alterna rectificada, por componentes semiconductores, en el que a) como componentes semiconductor se utiliza un módulo IGBT (10) b) se ha dispuesto en el circuito de la resistencia calefactora y en serie con éste una reactancia (L), c) se ha dispuesto un condensador (C), en conexión en paralelo, un rectificador (11) utilizado para el rectificado de la tensión de alimentación.
Description
Procedimiento y sistema para el mando o
regulación de la potencia de resistencias calefactoras de bajo
valor óhmico.
La presente invención se refiere a un
procedimiento para el mando o regulación de la potencia de
consumidores de baja resistencia óhmica, según el preámbulo de la
reivindicación 1, y a una disposición para ello, según el preámbulo
de la reivindicación 5.
En la conexión y/o regulación de la potencia de
consumidores con resistencias óhmicas se presentan reacciones sobre
la red de alimentación, tales como oscilaciones de intensidad
fuertes únicas y/o periódicas, que a través de la red, provocan
perturbaciones en otros consumidores.
Esto es particularmente molesto con cargas
óhmicas con un coeficiente de temperatura positivo. Un ejemplo
simple para ello son las lámparas de incandescencia que presentan
una resistencia muy reducida en estado frío. Puesto que la
temperatura del hilo incandescente, sin embargo, sube muy
rápidamente y con ello aumenta la resistencia, la perturbación de
red es sólo reducida y de una duración extremadamente corta. Sin
embargo, es más desagradable este comportamiento con una regulación
permanente de la luminosidad mediante un llamado control por corte
de fase, como el que se utiliza con un Dimmer, por ejemplo, un
TRIAC. Con ello se origina un llamado "zumbido de red", que
debe contrarrestarse mediante elementos de amortiguación, que por
ejemplo, comprenden un núcleo magnético, que está rodeado por un
conductor por el que circula la intensidad. Con ello se origina,
sin embargo, una pérdida de potencia con la generación de calor.
Sin embargo, es más difícil y costoso esto con
los aparatos electrodomésticos e industriales de potencias mayores,
por ejemplo, placas de cocción, planchas y máquinas planchadoras,
radiadores de infrarrojos y hornos de cocción o industriales con
elementos de resistencia.
También las resistencias calefactoras metálicas
de hornos de tratamiento térmico tienen un coeficiente de
temperatura positivo. Sin embargo, para ello existe el problema de
un calentamiento lento, que puede durar muchos minutos, de tal
manera que se debe limitar la intensidad durante el calentamiento.
El período de calentamiento aumenta, sin embargo, con la
temperatura final predeterminada, que puede alcanzar hasta
2000ºC.
Las resistencias calefactoras conocidas de
carburo de silicio tienen otra característica: en éstas se puede
representar un coeficiente de temperatura por un haz de curvas en
forma de U, en las cuales la resistencia específica se representa
mediante la temperatura. Su mínimo se encuentra aproximadamente a
1020ºC. Además, el trazado de estas curvas cambia con el
envejecimiento de las resistencias calefactoras y concretamente
aproximadamente en un factor 4 en el sentido de un aumento.
Estas modificaciones de resistencia ocurren en
cada proceso de calentamiento, de tal manera que la potencia en las
fases debe limitar resistencias específicas menores.
Una posibilidad conocida para la regulación o
limitación de la potencia consiste en la utilización de
transformadores de regulación, que son pesados y caros (en función
de la potencia).
Otra posibilidad conocida para la regulación de
la potencia consiste en la utilización de tiristores, que trabajan
según el principio de corte de fase o por grupos de impulsos. En
este caso, se exteriorizan las perturbaciones de red descritas por
los efectos de parpadeo, ondas armónicas, potencia aparente y
potencia reactiva.
Se conocen, además, los llamados módulos IGBT
(Insulated Gate Bipolar Modules), que se utilizan como elementos de
conmutación, pero en sí mismos no son adecuados como amplificadores
lineales (Manual de la casa SEMIKRON, "Power
Electronics/Leis- tungselektronik '99", páginas
A-182 a A-194, cifra 6.
"SEMITRANS® IGBT-Module"). Las aplicaciones
actuales se limitan a:
- *
- convertidores de frecuencia,
- *
- alimentación ininterrumpida de corriente,
- *
- hornos de microondas,
- *
- calefacciones inductivas (hornos de inducción),
- *
- encendido de automóviles.
Mediante las memorias de las patentes US
3 913 002, 4 472 672, 5 006 975 y 5 942 882 se conoce que los consumidores funcionan con la tensión de alimentación rectificada, para evitar transformadores de regulación caros y perturbaciones en la red por ondas armónicas, que se pueden generar en los mandos por corte de fase por la conexión periódica de la intensidad dentro de cada semionda, y se puede generar en los mandos de corte de fase por la conexión periódica de intensidad dentro de cada semionda. Además, se deben reducir con ello el tamaño de los medios antiparasitarios, tales como inductancias y
capacidades.
3 913 002, 4 472 672, 5 006 975 y 5 942 882 se conoce que los consumidores funcionan con la tensión de alimentación rectificada, para evitar transformadores de regulación caros y perturbaciones en la red por ondas armónicas, que se pueden generar en los mandos por corte de fase por la conexión periódica de la intensidad dentro de cada semionda, y se puede generar en los mandos de corte de fase por la conexión periódica de intensidad dentro de cada semionda. Además, se deben reducir con ello el tamaño de los medios antiparasitarios, tales como inductancias y
capacidades.
En todos los casos se trata de una regulación del
factor de potencia (High Power Factor) mediante la distribución de
cortos impulsos periódicos de corriente, que presentan una
frecuencia varias veces más elevada de la tensión de alimentación,
a través de todas las semiondas. Para esta finalidad se obtienen
impulsos de mando de la tensión de alimentación según la alta
frecuencia, que se compara con valores nominales. En los circuitos
de los consumidores se encuentran los sensores de intensidad, cuyas
señales de salida se comparan con los valores nominales para
activar los elementos de mando por corte de fase conocidos, de
acuerdo con las necesidades de potencia. Las tensiones que se
encuentran en los consumidores no se registran en ningún caso y se
emplean para fines de regulación, ya que los consumidores se han
diseñado para la tensión de alimentación.
El documento EP 0 588 569 A2 da a conocer, entre
otros, un dispositivo para la carga de una batería. El mando de
potencia se basa en un controlador PWM situado en el lado primario
de un transformador (pág. 1, figura 1, así como figura 5). Además
del transformador, se pueden utilizar también otros interruptores de
potencia (figura 1, 104, figura 2, SW 32 y SW 38). El documento EP
0 588 569 da a conocer un dispositivo y procedimiento para el mando
o regulación de un aparato electrónico, mediante corriente alterna
rectificada a través de semiconductores, en el que:
- se dispone un filtro en conexión en paralelo
para el rectificador utilizado para la rectificación de la tensión
de alimentación;
- en el circuito de carga se captan los factores
de potencia, intensidad y tensión de servicio, y se conducen a una
disposición de regulación;
- en la disposición de regulación, mediante un
amplificador se realiza una comparación con un valor nominal, tanto
para la intensidad de servicio como para la tensión de servicio, en
el que la señal de entrada de un "PWM Controller" se
descompone en una secuencia de impulsos, cuya frecuencia se utiliza
como frecuencia de mando para el semiconductor, tomándose en el
circuitos del semiconductor y de la carga, por unidades sensoras,
de la intensidad de servicio y, además, la tensión de servicio de
carga y se realimenta a la disposición de regulación.
- en la disposición de regulación se determinan
las desviaciones, incluso su signo, entre el valor nominal y las
secuencias de impulsos, influyendo la salida de la disposición de
regulación, a través del controlador, al semiconductor para su
mando.
Para la regulación de la potencia de las
resistencias calefactoras de bajo valor óhmico, su tensión nominal
es claramente menor que la tensión de alimentación, no se han
previsto ni son adecuadas las disposiciones conocidas, pues en este
caso se debe controlar una transformación
intensidad-tensión. Con estas resistencias
calefactoras, que pueden tener una elevada potencia, se trata, por
ejemplo, de barras de siliciuro de molibdeno o de carburo de
silicio, que funcionan con tensiones nominales a partir, por
ejemplo, de 10 voltios y su resistencia óhmica posee un coeficiente
de temperatura positivo de mucha pendiente o durante el
funcionamiento de forma alternativa se cuadriplica sus resistencias
óhmica. Así, por ejemplo, los superelementos calefactores de la
casa Kanthal de siliciuro de molibdeno tienen en estado frío un
valor de resistencia, que sólo representa aproximadamente 1/16 del
valor de resistencia a la temperatura de servicio. La conexión de la
tensión de alimentación a un tal elemento de resistencia fría se
parece prácticamente a un cortocircuito, lo que puede provocar la
destrucción de los elementos de conmutación y tener como
consecuencia perturbaciones de red considerables debido a las
puntas de intensidad y armónicos.
Los medios competentes se han preocupado muchas
veces, sin éxito, de ahorrarse los transformadores usuales y
realizar la regulación a través de un regulador de tiristores con
mandos por corte de fase en las calefacciones de alta potencia de
barras de carburo de silicio. Para poder compensar un envejecimiento
de las barras calefactoras con un factor alrededor de 4 de la
resistencia nominal frente al estado nuevo, se debe disponer de una
reserva de tensión del orden de magnitud del factor 2. Esto
significa que en el estado nuevo de las barras calefactoras se
necesita sólo la mitad de tensión. Para poder llegar a la tensión
exigida, fluye, sin embargo, la intensidad efectiva doble en
comparación con un elemento calefactor envejecido. El curso de la
amplitud de intensidad, sin embargo, es mayor, con un factor
alrededor de 4. Con una barra calefactora envejecida, con la misma
cesión de potencia, se encuentra entonces la completa tensión de
abastecimiento, y fluye la intensidad nominal simple. Si, por
consiguiente, en estado envejecido de las barras calefactoras se
indica la tensión de abastecimiento de 230 voltios, esto significa
que las barras calefactoras en estado nuevo deben funcionar sólo con
una intensidad nominal doble, con un máximo de 115 voltios.
El funcionamiento descrito anteriormente
requiere, sin embargo, un ángulo de excitación muy grande durante
el funcionamiento con mandos por corte de fase, mediante reguladores
de tiristores. Lo que un ángulo de excitación grande en ondas
armónicas lleva consigo se puede determinar mediante el análisis de
Fourier: es evidente que mediante el gran desplazamiento de fase
del primer armónico se necesita considerables potencias reactivas
de mando. Estas potencias reactivas de mando originan costes
corrientes adicionales durante el funcionamiento de tales
instalaciones. Para ello hay que observar, además, que con la
intervención de la regulación se modifican continuamente el ángulo
de corte por fase y de este modo también el espectro de las ondas
armónicas. Sin embargo, es extremadamente difícil una
compensación.
Para ello en los medios competentes se ha vuelto
a la solución convencional de transformadores de regulación con
varias derivaciones.
La presente invención tiene por ello como
objetivo proponer un procedimiento de regulación y una disposición
compacta, con los cuales se pueda regular la potencia de
resistencias calefactoras de bajo valor óhmico, cuya tensión
nominal sea menor que la tensión de alimentación y sean susceptibles
de envejecimiento, renunciando a transformadores, y con un coste y
pérdidas de energía lo más pequeños posibles que se puedan regular
de forma continua o casi continua, sin que para ello se presenten
perturbaciones de red inadmisibles y en las que la regulación y el
funcionamiento de la disposición, se posibilite con elevada
flexibilidad y capacidad de potencia.
La solución del objetivo propuesto tiene lugar
con el procedimiento indicado al principio, mediante las propiedades
de las características de la reivindicación 1 y con la disposición
indicada al principio, mediante las propiedades de las
características de la reivindicación 5.
De este modo, se consigue por entero el objetivo
propuesto, es decir, se indica un procedimiento de regulación y una
disposición para ello, con los cuales se puede regular la potencia
de resistencias calefactoras de bajo valor óhmico, cuya tensión
nominal sea menor que la tensión de alimentación.
Se ha constatado de forma sorprendente, y en
contra de la opinión de círculos técnicos competentes, que esto es
realmente posible en la práctica.
Especialmente, se pueden limitar y/o regular la
potencia calefactora o la absorción de potencia de resistencias
calefactoras de bajo valor óhmico para las tensiones de servicio
comprendidas entre 10 y 230 voltios, sin transformadores de
regulación. En vez de ello, se puede utilizar como semiconductor de
potencia un IGBT, que presente una tensión de saturación más baja
que un transistor bipolar y pérdidas de conmutación aceptables con
frecuencias de servicio por encima de 10 kHz, especialmente de 20,
50 kHz y mayores. Además, se obtiene una posibilidad de mando
simple, como con componentes MOS. La intensidad tomada de la red se
desvía por lo menos, no de manera esencial, de la forma
senoidal.
Con la integración de las funciones de mando,
protección y diagnosis en un chip o en una platina es posible
producir interruptores de potencia semiconductores, que
prácticamente son indestructibles. De este modo se pueden sustituir
GTOs de forma satisfactoria, cuyo mando es más difícil y costoso. El
objeto de la invención posee una alta resistencia a la tensión,
permite una elevada densidad de intensidad, fácil posibilidad de
activación y una buena resistencia al cortocircuito. Los
condensadores de alisado se pueden diseñar claramente más pequeños,
ya que estos no están fuertemente solicitados por las intensidades
de carga en forma de impulsos. No se deben utilizar ningún filtro
antiparasitario sobredimensionado. Las pérdidas de potencia son
claramente menores, lo que lleva a cargas térmicas reducidas de los
componentes semiconductores. Un llamado PFC
(Power-Factor-Control) se convierte
en superfluo por el es objeto de la invención; esto se realiza
automáticamente.
En caso de elementos calefactores de resistencia
eléctricos se puede excluir un cortocircuito durante la conexión.
La intensidad de cortocircuito es directamente proporcional a la
potencia requerida. Con los elementos calefactores de carburo de
silicio se puede conseguir una compensación adicional del proceso de
envejecimiento a lo largo de los años (!). Durante la conexión, no
se origina ninguna potencia reactiva de mando inductiva en el estado
nuevo de los elementos calefactores. De este modo es posible una
considerable reducción de los costes de explotación de una
instalación de esta clase. En los cuerpos calefactores planos
infrarrojos de ondas cortas, por ejemplo, en las instalaciones de
lacado y termoconformación de plástico y en el procedimiento de
soldadura no se origina ninguna amplitud de corriente sobreelevada
durante la conexión.
Incluso si la tensión nominal de los elementos
calefactores es de sólo una fracción de la tensión de alimentación,
resulta la tensión nominal senoidal siempre de la potencia necesaria
dividida por la tensión nominal del abastecimiento de corriente.
Si, por ejemplo, los elementos calefactores funcionan con una
tensión de servicio de 115 voltios, pueden funcionar estos
elementos calefactores sin transformadores, directamente desde la
red. Si con ello la intensidad nominal de los elementos
calefactores citados es de 50 A, entonces se toman de la red sólo 25
A de intensidad senoidal. La característica de resistencia de los
elementos no juega ningún papel. El objeto de la invención no está
sujeto a ningún desgaste, tiene una alta velocidad de regulación, un
mejor rendimiento, pequeñas dimensiones y un reducido peso, si se
compara éste con elementos de regulación clásicos, tales como
transductores y transformadores de regulación.
Esto se fundamenta todavía en detalle cómo se
indica a continuación: la regulación tiene lugar mediante la
captación, tanto de las intensidades que fluyen a través de las
citadas resistencias calefactoras, como también a través de las
tensiones que se encuentran en las resistencias calefactoras, es,
por consiguiente, esencialmente una regulación de potencia, y no de
intensidad.
Se trata de una comparación valor
nominal-valor real a través de un integrador. Para
ello se compara un valor nominal "w" externo determinado, por
ejemplo, de la salida de un regulador de temperatura, con el valor
real a regular de la potencia. De este modo se puede conseguir una
regulación en cascada. La totalidad de las medidas y de los medios
son en última instancia responsables, por lo menos, de un recorrido
de intensidad, aproximadamente senoidal, dentro de la red. Para
minimizar las puntas de intensidad en la intensidad de alimentación
en la zona del paso por cero de la tensión de alimentación, tiene
lugar una corrección de la intensidad de entrada senoidal. La
reducción de las puntas de intensidad en la zona de los pasos por
cero se consigue mediante el ocultamiento controlado de los
impulsos de mando del IGBT, sin tomar para ello (al contrario de lo
que ocurre con el estado de la técnica actual) la forma de curvas
de la tensión de alimentación como magnitud de guía. El mando del
controlador IGBT tiene lugar a través de un comparador, que compara
una tensión triangular, de por ejemplo, 20 kHz con la tensión del
integrador.
Con ello se pone de relieve que el recorrido de
intensidad senoidal de la intensidad de entrada se ajuste
automáticamente, sin que la tensión de entrada de la red se necesite
como magnitud de guía. Como consecuencia de ello desaparecen
también los pequeños transformadores y rectificadores que se
encuentran a la entrada con el estado actual de la técnica.
Mediante la construcción de una regulación en
cascada (regulación de los valores punta de la intensidad,
regulación del valor efectivo de la intensidad y, por último,
regulación de la potencia) se constituye, por ejemplo, en los
superelementos calefactores Kanthal una resistencia óhmica. Es
decir, cuanto más tiempo fluya una intensidad limitada a un valor
máximo, tanto más se calienta el elemento calefactor y de este modo
es mayor su resistencia.
Puesto que la potencia es P = I^{2} x R,
formalmente aumenta sólo con el incremento del valor de la
resistencia R también la potencia del horno. Para que la potencia
del horno no aumente inconmensurablemente y finalmente se destruyan
los elementos calefactores, es de gran ventaja el paso de una
regulación de intensidad a una regulación de potencia.
Las puntas de intensidad en la red, como éstas se
constatan en los mandos por corte de fase convencionales, ya no se
presentan en el objeto de la invención. Más bien se encuentran
también durante la fase de arranque en frío las puntas de
intensidad siempre muy por debajo de la intensidad nominal, de tal
manera que es posible un funcionamiento de red
cuidadoso.
cuidadoso.
Resulta una ventaja especial, respecto a los
mandos por corte de fase con tiristores, gracias al ahorro de los
costes de explotación para la potencia de mando reactiva. Puesto que
la corriente de entrada es por lo menos esencialmente senoidal y se
encuentra en fase con la tensión de entrada, se toma de la red, por
lo menos en gran parte, sólo potencia activa.
El objeto de la invención tiene una velocidad de
regulación enormemente alta, un mejor rendimiento, dimensiones lo
más pequeñas posibles y un reducido peso, si se comparan estos
criterios con los elementos de regulación clásicos. Mediante la
aplicación del objeto de la invención es posible, con los elementos
calefactores susceptibles de envejecimiento, tomar de la red, tanto
en el estado nuevo como en estado envejecido, siempre la misma
intensidad. La intensidad de red permanece con la carga de salida
constante, tanto en cuanto a la forma, como también a la amplitud,
por lo menos aproximadamente igual y senoidal.
Puesto que las amplitudes de la intensidad de red
se da tanto por la potencia de la carga, como también por la
tensión en la carga, es adecuado también el objeto de la invención
para radiadores infrarrojos de ondas cortas. No se originan durante
la conexión ni durante el funcionamiento en la zona baja de
regulación amplitudes de intensidad sobreelevadas en la red. En
todos los casos la corriente de alimentación es siempre senoidal y
la potencia tomada directamente proporcional.
Es especialmente ventajoso si, como continuación
de otras configuraciones de la invención, por sí solas o en
combinación:
- *
- se elige la frecuencia de mando comprendida entre 10 y 100 kHz,
- *
- se garantiza la inductancia de la reactancia entre 0,2 y 1,0 mH,
- *
- la capacidad del condensador se elige entre 10 y 100 \muF,
- *
- el IGBT presenta una toma de tensión, que está conectada a través de un conductor al controlador para la limitación de tensión y/o si
- *
- el comparador de la disposición de regulación posee un generador de frecuencia para la generación de una frecuencia de mando comprendida entre 10 y 100 kHz con impulsos triangulares.
La presente invención se utiliza para la
regulación de potencia de consumidores óhmicos del grupo de
elementos calefactores de resistencia de metales y de carburos de
silicio, y para la regulación de potencia de consumidores óhmicos
para las finalidades de calentamiento de piezas de trabajo en hornos
industriales, para el secado de placas, para la conformación de
productos plásticos, para la soldadura, para los aparatos
electrodomésticos e industriales para la cocción de comidas y para
el planchado de productos textiles.
Un ejemplo de realización del objeto de la
invención se explicará a continuación con mayor detalle mediante
las figuras 1 a 5. En las figuras muestran:
la figura 1, el circuito consumidor con los
dispositivos correspondientes sensor-regulación,
la figura 2, la curva de la tensión de
alimentación después de la rectificación mediante tres
semiondas,
la figura 3, la curva de principio de la
intensidad de alimentación a través de una semionda de la tensión
de alimentación,
la figura 4, la función del comparador, y
la figura 5, un diagrama con un haz de curvas
para la curva de intensidad de alimentación, en función de la
temperatura para fines de comparación, como se presenta en una barra
de siliciuro de molibdeno, si su potencia calefactora se manda
mediante un mando por corte de fase clásico por un tiristor.
En la figura 1 se ha representado como pieza
central de la disposición de regulación, un módulo IGBT 10, usual
en el comercio, del tipo descrito al principio, que posee una
entrada de corriente 1, dos salidas de corriente 2 y 3, y dos
bornes de tensión de mando 6 (para la tensión de puerta) y 7 (para
la tensión de emisor). En el circuito del consumidor se encuentran
- en conexión en serie - el consumidor óhmico, que puede estar
formado también por una tensión en paralelo de varios consumidores,
y una reactancia inductiva L. Las entradas de la tensión de
alimentación se han designado con L1, N y PE. Las entradas de
tensión L1 y N se han conectado a un rectificador 11 con un borne
positivo 12 y un borne negativo 13. En paralelo al rectificador 11
se ha conectado un condensador C. El circuito de carga, en el que
se encuentra, a título de ejemplo, una tensión de 230 V, está
destacado con una línea más gruesa. Por el efecto de la reactancia
L, la intensidad de carga I no puede incrementarse bruscamente y
tampoco bajar bruscamente a cero.
La reactancia L y el condensador C se diseñan
según la medida máxima posible de la corriente del consumidor,
resistente a la tensión alterna, pero diseñada lo más pequeña
posible, por ejemplo, la reactancia L entre 0,2 y 1,0 mH,
preferentemente 0,5 mH, y el condensador C entre 10 y 100 \muF,
preferentemente 50 \muF. Los valores preferentes son válidos para
un horno de inducción con una absorción de intensidad de 70 A.
A la entrada de corriente 1 se ha intercalado una
unidad sensora 14 para la captación de la intensidad del
consumidor; en ella se transforma la intensidad medida I en una
tensión proporcional U, que está conectada a través de un conductor
de retorno 15 a una disposición de regulación 16. Una toma de
intensidad 17 conduce, a través de un indicador de intensidad 18 y
de un conductor 19, a un controlador 20 con separación de potencial.
En el limitador de corriente 18 se puede ajustar la intensidad
máxima de servicio a un valor predeterminado.
La tensión que se encuentra en el consumidor R se
toma a través de los conductores 21 y 22 y se alimenta a un
separador de potencial 23, que, por ejemplo, contiene un acoplador
óptico. Desde éste otro conductor de retorno 24 lleva a la
disposición de regulación 16. Además, la disposición de regulación
16 está conectada, mediante un emisor de valor nominal no
representado, a un valor nominal ajustable w.
Forma parte de la disposición de regulación 16 un
integrador 25, en cuyo salida 26 se encuentra una tensión variable
u1, u2, ..., que está conectada a un comparador. Esta salida 28 está
conectada a su vez al controlador 20. Desde ésta llevan dos
conductores 29 y 30 a los bornes de tensión de mando 6 y 7 del
módulo IGBT 10. La función de la disposición de regulación 16 se
explicará a continuación con mayor detalle mediante las figuras 3 y
4. El controlador 20 se utiliza como amplificador con separación de
potencial. En el conductor 29 - referido al conductor 30 - puede
haber una tensión comprendida entre +18 voltios y -5 voltios.
Desde el conductor 22 lleva un conducto de
derivación 31 al controlador 20. Esta medida, que no es obligatoria
pero es ventajosa, se utiliza para una función de seguridad, y
concretamente para el control de la tensión del colector. Así tiene
lugar, por ejemplo, una desconexión si la tensión del conector
sobrepasa un valor límite predeterminado, por ejemplo, 7 voltios
(control de cortocircuito).
La figura 2 muestra la curva de la tensión de
alimentación con una frecuencia, por ejemplo, de 50 o 60 Hz después
del rectificado mediante tres semiondas, indicando el trazo de curva
rayado la segunda semionda de la curva de tensión sin rectificado.
Mediante el rectificado se "pliega" esta semionda al otro lado
de las abscisas (con el tiempo t). Las zonas redondeadas 31 se
deben al efecto del condensador C.
La figura 3 muestra el principio de la regulación
a través de una semionda de la tensión de alimentación U (50 o 60
Hz) y la correspondiente intensidad i. En el comparador 27 se genera
un trazado de curva en forma de zigzag, según la figura 4, con una
frecuencia, por ejemplo, de 20 kHz. Esta llamada tensión triangular
se compara con la tensión variable del integrador 25. Con ello se
ajusta a la salida del comparador 27 unas condiciones de conexión y
desconexión para el IGBT 10. La curva ondulada muestra el trazado
real de la intensidad con la frecuencia indicada de 20 kHz
(frecuencia de mando) entre las curvas de intensidad io y iu con una
escala muy ampliada. Primeramente, aumenta la curva de intensidad,
según la medida de la tensión y de la resistencia del consumidor R,
con una pendiente R, hasta que desconecta de nuevo el módulo IGBT
10, con lo cual se aproxima la curva de intensidad real nuevamente
a la curva de intensidad inferior. Al alcanzarla conecta nuevamente
el módulo IGBT 10 y la curva de intensidad se incrementa realmente,
con lo cual el juego, según la medida de frecuencia de mando, se
repite a voluntad. Las curvas de intensidad io y iu dependen, en
primera línea, de la frecuencia de mando y de la inductancia de la
reactancia
L.
L.
La figura 4 muestra la curva de la tensión U
según la función del comparador 27 con la ya citada frecuencia de
mando, por ejemplo, de 20 kHz. U1 y U2 son las tensiones de mando
predeterminables a la salida 26 del integrador 25 en representación
a trazos. Los segmentos de las líneas, que se encuentran por debajo
del triángulo, es decir, entre t0 y t2 señalizan el estado de
desconexión del módulo IGBT 10, los segmentos que se encuentran
entre ellos (por encima del triángulo) su estado de conexión. Los
momentos de desconexión se han señalado con "a", los momentos
de conexión con "e". Las relaciones de estos segmentos
señalizan las potencias proporcionales correspondientes en el
consumidor R, que puede variar entre 0% (en los vértices del
triángulo) y 100% (en las bases del triángulo).
El diseño de la reactancia L depende de la
frecuencia de mando del comparador 27: cuanto más elevado sea ésta,
tanto menor se puede elegir L. Puede ser deseable, que la frecuencia
de mando del compensador 27 suba por encima de 20 kHz, por ejemplo
hacia 100 kHz, aumentando correspondientemente la frecuencia de
conmutación del módulo IGBT 10.
Con el módulo IGTB 10 conectado fluye la
intensidad desde el polo positivo del rectificador 11 a través de
la reactancia L y del consumidor R hacia la entrada de corriente 1
del módulo IGBT 10 a la salida de intensidad 2 y al polo negativo
del rectificador 1. Con el módulo IGBT 10 desconectado continua
fluyendo la intensidad a través de la salida de corriente 3 y
asimismo a través de la reactancia L y el consumidor R. De la manera
descrita es posible regular el flujo de intensidad a través del
consumidor R y regular la tensión existente de manera casi sin
pérdidas, pero en todo caso exento de retornos (a la red). Con una
potencia del horno de 10 a 20 kW se origina, por ejemplo, una
potencia de pérdidas de aproximadamente 0,3 kW, que se evacúa través
de un bloque de refrigeración. El condensador y la reactancia
tienen dimensiones muy pequeños, en total son marcadamente más
reducidos que los valores comparables de un transformador de
regulación. Correspondientemente menor es el coste. De esta manera
es posible, por ejemplo, hacer funcionar elementos calefactores de
baja tensión, que pueden funcionar con una tensión baja de 10 a 120
V frente a una tensión de alimentación, por ejemplo, de 230 V, con
las ventajas
citadas.
citadas.
La figura 5 muestra un diagrama en comparación
con la curva de la red, como la que se presenta en una barra
calefactora de siliciuro de molibdeno, si su potencia calefactora se
manda mediante un mando por corte de fase clásico por un tiristor.
Las abscisas llega hasta una semionda y en las ordenadas se
encuentran los factores "F" de 0 a 16 para la función de
intensidad en comparación a la intensidad nominal a la temperatura
de servicio, encontrándose el factor 1 para esta intensidad
nominal.
Se ha representado un haz de curvas senoidales,
de las cuales la superior (F = 15) es para la curva de la absorción
de intensidad en estado frío y la más inferior para la curva de la
absorción de intensidad a la temperatura de servicio. Las curvas
que se encuentran entre ellas - de abajo hacia arriba - muestran las
curvas de absorción de temperatura con temperaturas intermedias
crecientes. Los puntos en las curvas caracterizan los puntos de
conexión, que señalizan las dos zonas rayadas a la derecha, los
normales sobre las abscisas, la alimentación de potencia es
proporcional en dos casos. Se puede reconocer que el punto de
conexión con temperatura creciente se desplaza permanentemente,
pero que, sin embargo, todas las semiondas sólo alcanzan la
temperatura de servicio (curva más inferior, F = 1) puede pasar toda
la zona de regulación. En todos los demás casos resultan partes de
armónicos elevados y potencias de mando reactivos elevadas.
\dotable{\tabskip\tabcolsep#\hfil\+#\hfil\tabskip0ptplus1fil\dddarstrut\cr}{ 1 \+ entrada de intensidad\cr 2 \+ salida de intensidad\cr 3 \+ salida de intensidad\cr 6 \+ borne de tensión de mando\cr 7 \+ borne de tensión de mando\cr 10 \+ módulo IGBT\cr 11 \+ rectificador\cr 12 \+ borne positivo\cr 13 \+ borne negativo\cr 14 \+ unidad sensora\cr 15 \+ conductor de retorno\cr 16 \+ disposición de regulación\cr 17 \+ toma de tensión\cr 18 \+ limitador de intensidad\cr 19 \+ conductor\cr 20 \+ controlador\cr 21 \+ conductor\cr 22 \+ conductor\cr 23 \+ separador de potencial\cr 24 \+ conductor de retorno\cr 25 \+ integrador\cr 26 \+ salida\cr 27 \+ comparador\cr 28 \+ salida\cr 29 \+ conductor\cr 30 \+ conductor\cr 31 \+ zonas\cr a \+ puntos de desconexión\cr C \+ condensador\cr e \+ puntos de conexión\cr i \+ intensidad\cr io \+ curva superior de intensidad\cr iu \+ curva inferior de intensidad\cr L \+ reactancia\cr L1 \+ entrada tensión de alimentación\cr N \+ entrada tensión de alimentación (fase 0)\cr PE \+ entrada tensión de alimentación (masa)\cr R \+ resistencia del consumidor\cr t \+ tiempo\cr t0, t1, t2 \+ momentos\cr w \+ valor nominal.\cr}
Claims (10)
1. Procedimiento para el mando o regulación de
potencia de resistencias calefactoras (R) mediante corriente
alterna rectificada, por componentes semiconductores, en el que
a) como componentes semiconductor se utiliza un
módulo IGBT (10)
b) se ha dispuesto en el circuito de la
resistencia calefactora y en serie con éste una reactancia (L),
c) se ha dispuesto un condensador (C), en
conexión en paralelo, un rectificador (11) utilizado para el
rectificado de la tensión de alimentación
en el que para el mando o regulación de la
potencia de elementos calefactores de resistencias de bajo valor
óhmico del grupo de metales, siliciuro de molibdeno, carburo de
siliciuro y cuerpos calefactores infrarrojos de onda corta para
fines de calentamiento de piezas de trabajo en hornos industriales
para el secado de lacas, para la conformación de plásticos, para la
soldadura y para electrodomésticos y aparatos industriales para la
cocción de alimentos y para el planchado de textiles, siendo su
tensión nominal menor que la tensión de alimentación,
d) en el circuito de la resistencias calefactora
(R) se captan los factores de potencia, intensidad (i) y tensión
(U) de servicio y se alimentan en una disposición de regulación
(16),
e) en la disposición de regulación (16) se lleva
a cabo una comparación de un valor nominal (w), tanto para la
intensidad (i) como también para la tensión (U) de servicio,
descomponiéndose la señal de entrada de un comparador (27) en una
secuencia de impulsos, cuyo frecuencia se utiliza como frecuencia de
mando para el módulo IGBT (10), y asciende a un múltiplo de
frecuencia de red, disponiéndose en el circuito de la resistencia
calefactora (R) una unidad sensora (14) para la intensidad de
servicio (i) y, además, se toma la tensión de servicio (U) de la
resistencias calefactora (R) y se puede volver a la disposición de
regulación (16), y conectándose la salida de la unidad sensora (14)
a través del limitador de intensidad (18) a un controlador (20) para
el mando del módulo IGBT (10), y porque
f) en la disposición de regulación (16) se
constatan las desviaciones, incluido su signo, entre el valor
nominal (w) y una secuencia de los impulsos, influyéndose la salida
de la disposición de regulación a través del controlador (20) el
módulo IGBT (10) para su mando.
2. Procedimiento, según la reivindicación 1,
caracterizado porque la frecuencia de mando se selecciona
entre 10 y 100 kHz.
3. Procedimiento, según la reivindicación 1,
caracterizado porque la inductancia de la reactancia (L) se
garantiza entre 0,2 y 1,0 mH.
4. Procedimiento, según la reivindicación 1,
caracterizado porque la capacidad del condensador (C) se
selecciona entre 10 y 100 \muF.
5. Disposición para el mando o regulación de la
potencia de elementos calefactores de las resistencias calefactoras
(R) con un rectificador (11) para la generación de corriente alterna
rectificada mediante un módulo IGBT (10), y estando dispuesto en el
circuito de las resistencias calefactora (R) y en conexión en serie
con éste una reactancia (L), así como en conexión en paralelo un
rectificador (11) para el rectificador de la tensión de
alimentación un condensador (C), en el que la disposición de
resistencias calefactoras (R) del grupo de metales, siliciuro de
molibdeno, carburo de siliciuro y cuerpos calefactores infrarrojos
de onda corta para fines de calentamiento de piezas de trabajo en
hornos industriales para el secado de lacas, para la conformación de
plásticos, para la soldadura y para electrodomésticos y aparatos
industriales para la cocción de alimentos y para el planchado de
productos textiles, siendo su tensión nominal menor que la tensión
de alimentación, en el que
a) en el circuito de la resistencia calefactora
(R) se ha dispuesto una unidad sensora (14) para la captación de
los factores de potencia intensidad de servicio (i) y la tensión de
servicio (U), a cuyo salida se ha conectado una disposición de
regulación (16) para él activado del módulo IGBT (10),
b) en la disposición de regulación (16) se ha
dispuesto un integrador (25) y un comparador conectado a
continuación (27), a través de cuya disposición de regulación (16)
se puede realizar una comparación de un valor nominal (w) tanto
para la intensidad de servicio (i) como también para la tensión de
servicio (U), pudiéndose descomponer la señal de entrada del
comparador (27) en una secuencia de impulsos, cuyo frecuencia es un
múltiplo de la frecuencia de red, y está conectada como frecuencia
de mando al módulo IGBT (3) a través de un controlador (20),
c) la salida de la unidad sensora (14) está
conectada a través de un limitador de intensidad (18) a un
controlador (20) para el mando del módulo IGBT (10), y en el que
d) en la disposición de regulación (16) se pueden
constatar desviaciones, incluido su signo, entre el valor nominal
(w) y los secuencia de impulsos, estando conectada la salida de la
disposición del regulador (16) a través del controlador (20) al
módulo IGBT (10) para su mando.
6. Disposición, según la reivindicación 5,
caracterizada porque la disposición de regulación está
diseñada para una frecuencia de mando comprendida entre 10 y 100
kH.
7. Disposición, según la reivindicación 5,
caracterizada porque la inductancia de la reactancia (L) está
diseñada entre 0,2 y 1,0 mH.
8. Disposición, según la reivindicación 5,
caracterizada porque la capacidad del condensador (C) está
diseñada entre 10 y 100 \muF.
9. Disposición, según la reivindicación 5,
caracterizada porque el IGBT (10) presenta una toma de
tensión, que está conectada a través de un conductor (31) al
controlador (20) para la limitación de tensión.
10. Disposición, según la reivindicación 5,
caracterizada porque el comparador (27) de la disposición de
regulación (16) posee un generador de frecuencia para la generación
de la frecuencia de mando entre 10 y 100 kHz con impulsos
triangulares.
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