ES2245869B1 - Metodo y circuito de control robusto basado en modelo de referencia de convertidores conmutados. - Google Patents
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Abstract
Método y circuito de control robusto basado en modelo de referencia de convertidores conmutados. Se describe un sistema compuesto por un método y un circuito de control robusto basado en modelo de referencia de convertidores conmutados, susceptible de ser utilizado en convertidores de diferentes tipos, y el cual muestra una sensibilidad muy reducida ante los rizados elevados de la tensión de salida del convertidor. El sistema implementa un lazo de regulación mediante el que resulta posible un mantenimiento de las condiciones dinámicas de los convertidores con independencia de las eventuales variaciones que puedan presentarse alguna magnitud del tipo de la tensión de entrada, la carga, o los componentes pasivos de la etapa de potencia, así como una acusada disminución de la sensibilidad a tales perturbaciones.
Description
Método y circuito de control robusto basado en
modelo de referencia de convertidores conmutados.
La presente invención se refiere a un método y
un circuito de control robusto basado en modelo de referencia de
convertidores conmutados, que aporta esenciales características de
novedad y notables ventajas con respecto a los medios conocidos y
utilizados para los mismos fines en el estado actual de la
técnica.
Más en particular, la presente invención propone
el desarrollo de un sistema mediante el que resulta posible
mejorar sensiblemente la robustez de los métodos de control en
convertidores conmutados con vistas tanto al mantenimiento de las
condiciones dinámicas de éstos con independencia de las eventuales
variaciones que puedan presentarse tanto en las magnitudes de la
tensión de entrada, la carga, o los componentes pasivos de la etapa
de potencia, como a la disminución de la sensibilidad a tales
perturbaciones.
El campo de aplicación de la invención se
encuentra comprendido dentro del sector industrial dedicado en
general a la electrónica de potencia, en especial a los sistemas de
regulación y control aplicados a la conversión de potencia, y más
en especial a las fuentes de alimentación conmutadas.
Tradicionalmente, los lazos de regulación de
convertidores conmutados se implementan analógicamente mediante
amplificadores operacionales, realimentando la tensión de salida
y/o la corriente en un inductor. Esto da lugar a los métodos de
control basados en modulación de ancho de pulso (PWM, "Pulse
Width Modulation") más extendidos actualmente: el control en
modo tensión o VMC ("Voltage-Mode Control") y
el control en modo corriente o CMC ("Current-Mode
Control").
En todos los métodos de control de convertidores
conmutados, las prestaciones dinámicas (ancho de banda, márgenes
de estabilidad, audiosusceptibilidad e impedancia de salida en lazo
cerrado) son sensibles a magnitudes variables tales como la tensión
de entrada, las características de la carga, y los valores de los
componentes pasivos de la etapa de potencia en los que se incluyen
los inductores, condensadores, etc. Tanto la tensión de entrada
como la carga pueden variar entre márgenes muy amplios, mientras
que las variaciones de los componentes de la etapa de potencia
obedecen a factores tales como las tolerancias, el envejecimiento,
la temperatura, etc.
Las experimentaciones llevadas a cabo por los
inventores de la presente invención, han demostrado que es posible
mejorar la robustez de los métodos de control convencionales para:
1) mantener unas especificaciones dinámicas dadas ante todas las
variaciones que se han descrito anteriormente, y 2) disminuir la
sensibilidad ante perturbaciones (mejorar la audiosusceptibilidad y
la impedancia de salida).
Ya en un documento de patente anterior (número
de solicitud P-9901708), se proponía un esquema de
control modo corriente media robusto (3CRACC) que cumple estos
objetivos, pero presenta, no obstante, una sensibilidad acusada
ante rizados elevados de la tensión de salida, por lo que su
aplicación se ve fuertemente restringida a convertidores reductores
(derivados del Buck) con rizados de la tensión de salida
reducidos.
La presente invención cumple los objetivos de
robustez planteados y minimiza la sensibilidad ante el rizado de
conmutación (a efectos prácticos, la sensibilidad es la misma que
los esquemas convencionales) sin limitación alguna en cuanto al
rizado de la tensión de salida del convertidor, por lo que es
fácilmente aplicable a convertidores DC-DC no
derivados del Buck e incluso a otras topologías de conversión
AC-DC y DC-AC.
Las características y ventajas que definen al
sistema (circuito y método) propuesto por la invención, son
fácilmente deducibles a partir de las figuras de los dibujos
anexos, los cuales contienen una forma preferida y no limitativa de
la invención. En tales dibujos:
La Figura 1 muestra una representación
esquemática de un sistema de regulación de la tensión de salida de
un convertidor conmutado, según las enseñanzas tradicionales;
La Figura 2 ilustra esquemáticamente el método
de control robusto propuesto por la presente invención;
La Figura 3 representa esquemáticamente un
esquema de bloques modificado del método de control propuesto,
y
La Figura 4 es una ilustración esquemática de
una forma posible de implementación electrónica del método
propuesto por la invención.
Tal y como se ha indicado en lo que antecede, la
invención va a ser descrita con mayor detalle en lo que sigue con
ayuda de los dibujos anexos, a través de los cuales se pueden
apreciar distintas representaciones esquemáticas en las que se ha
asignado una referencia identificativa a cada una de las diferentes
porciones que las integran.
Así, atendiendo en primer lugar a la Figura 1,
se puede apreciar la representación de un esquema general de
regulación de la tensión de salida de un convertidor conmutado cuya
etapa de potencia linealizada presenta una función de transferencia
de pequeña señal para el control de la tensión de salida
VOC(s). En este esquema, se ha designado mediante
"\beta" la ganancia de sensado de tensión, siendo "Ri"
la ganancia de sensado de corriente (en control modo corriente),
Vref la señal de consigna para la tensión de salida, err_v la señal
de error del lazo de tensión, Gv(s) el regulador de tensión
y "u" la acción de control de este último. En control modo
tensión, vc es la tensión de comparación con la rampa PWM
(Modulación de Ancho de Pulso); en controles modo corriente, vc es
la referencia del lazo interno de corriente. La realimentación de
corriente (en trazo discontinuo) sólo se hace en controles modo
corriente. La función de transferencia de la etapa de potencia
es:
VOC(s) =
vo(s)
/vc(s),
anulando
perturbaciones.
Si se observa ahora la Figura 2, se puede
apreciar que ésta ilustra el método de control robusto objeto de
esta patente, y corresponde en general con la representación
esquematizada de la Figura 1, en la que se ha incluido un circuito
regulador adicional conforme a los principios de la invención. Los
nuevos bloques que aparecen en este esquema, son los
siguientes:
- MR(s)=\betaVOCref(s), siendo
VOCref(s) un modelo de referencia de la etapa de potencia del
convertidor;
- Gv(s), es el elemento regulador del
lazo de tensión;
- Gem(s), es el amplificador del error de
modelado;
- err_m, es el error de modelado (diferencia
entre la salida del controlador MR(s) y la tensión de
salida), y
- \betaVo_est, es una estimación de la medida
de la tensión de salida del convertidor que se tendría en el caso
de que la etapa de potencia real VOC(s) fuera igual que el
modelo de referencia VOCref(s), en ausencia de
perturbaciones. La estimación es comparada con la medida real
\betaVo, con lo que se obtiene la señal de error de modelado,
err_m, en la entrada del bloque amplificador Gem(s).
Finalmente, la salida de Gem(s), "w", se suma a la
acción de control "u" procedente del regulador Gv(s), de
manera que, si se cumplen ciertas condiciones, la etapa de potencia
modificada "vista" por el regulador de tensión Gv(s),
VOU(s)=vo(s)/u(s) (perturbaciones anuladas), se
parece mucho al modelo de referencia elegido, el cual no se
modifica con las variaciones de la tensión de entrada, de la carga
y la tolerancia de los componentes de la etapa de potencia
real.
La Figura 3 muestra un esquema de bloques
modificado del método de control propuesto, en el que se han
incluido las perturbaciones del convertidor: tensión de entrada,
representada por el bloque vg(s), y corriente de carga,
representada por el bloque io(s). A partir de este esquema
se obtiene la expresión de la etapa de potencia modificada,
VOU(s)=vo(s)/u(s), definida por la ecuación (1)
que sigue:
[1]VOU(S) = [1 + \beta
\cdot G_{em} (s) \cdot VOC_{ref} (s)] \cdot \frac{VOC(s)}{1
+ \beta \cdot G_{em} (s) \cdot
VOC(s)}
Finalmente, si se atiende a la Figura 4, se
puede apreciar que en la misma se ha representado una forma
preferida de implementación del circuito electrónico de control
correspondiente al método de la invención. El circuito electrónico,
al que se ha designado en general con la referencia numérica 1,
incluye los distintos bloques ya mencionados en relación con la
Figura 2 descrita anteriormente, apareciendo las interconexiones
entre dichos bloques y la representación de la lógica operacional
prevista para la realización de cada uno de ellos. Así, el bloque
Gv(s) regulador del lazo de tensión, indicado mediante la
referencia numérica 2, incluye un amplificador operacional a cuya
entrada inversora accede la señal err_v procedente de la salida de
un operacional 3 establecido como comparador, en el que se lleva a
cabo la comparación entre la señal de referencia Vref que accede a
la entrada inversora del operacional 3 y la señal \betaVo de
medición real que accede a la entrada no inversora del mismo
operacional citado; un controlador MR(s) indicado con la
referencia 4, y organizado en torno a un amplificador operacional a
cuya entrada inversora se alimenta la señal "u" procedente del
citado elemento 2 regulador de lazo de tensión, y en cuya salida se
encuentra presente el valor \betaVo_est ya mencionado, para su
conexión junto con \betaVo, a la entrada no inversora de un
operacional 5, estructurado como elemento comparador, a cuya
entrada inversora se alimenta la señal de referencia Vref, y en
cuya salida se encuentra presente la mencionada señal de error
err_m para su alimentación al módulo amplificador de error
modelado, indicado con la referencia numérica 6, y el cual ha sido
estructurado en torno a un amplificador operacional cuya salida
"w" se suma a la señal "u" por estar dicha salida
conectada a la línea común de conexión entre la salida del módulo
2, o elemento regulador de lazo de tensión, y el controlador 4, con
la entrada no inversora de operacional 7, estructurado como
dispositivo comparador, y de cuya salida se extrae la mencionada
señal de tensión vc.
Las mismas referencias numéricas indicadas en la
Figura 4, han sido incluidas en la Figura 2 para una mayor
facilidad de comprensión del conjunto. Por su parte, las distintas
señales en asociación con cada uno de los dispositivos, han sido
asimismo indicadas con las mismas referencias en ambas Figuras.
Como comprenderán los expertos en la materia, la
descripción anterior corresponde únicamente con una forma de
realización preferente, y por lo tanto no debe entenderse como
limitativa de la invención, sino únicamente como ilustrativa,
admitiendo diversos cambios y modificaciones sin que ello afecte al
alcance de la invención.
A partir de la ecuación [1] anterior se deduce
que, si se cumplen las condiciones expresadas en las ecuaciones [2]
y [3] que siguen, la aproximación descrita por la ecuación -[4] es
válida, y la etapa de potencia modificada VOU(s) que se
muestra en la Figura 3, será muy similar al modelo de referencia
elegido VOCref(s), de manera que las variaciones de los
elementos de la etapa de potencia real no afectarán ni a la
estabilidad ni a las prestaciones del lazo de regulación. Por todo
ello, se determina que [2] y [3] constituyen las condiciones de
robustez del método propuesto.
[2]| \beta
\cdot G_{em}(j \omega) \cdot VOC_{ref}(j \omega) | >>
1
[3]| T_{int}(j
\omega) = \beta \cdot G_{em}(j \omega) \cdot VOC(j \omega) |
>>
1
[4]VOU(j \omega) \approx
VOC_{ref}(j
\omega)
Adicionalmente, debe cumplirse que [2] y [3]
sean ganancias de lazo estables en lazo abierto.
- De acuerdo con la invención, el método
propuesto consigue que la etapa de potencia modificada,
VOU(s)=vo(s)/u(s), se aproxime mucho al modelo de referencia elegido, VOC_{ref}(s), si se cumplen ciertas condiciones de robustez que han sido destacadas. La principal ventaja es que el modelo de referencia es fijo y no depende de las variaciones de la etapa de potencia real. Se consigue, pues, robustez ante variaciones en los parámetros del
convertidor.
VOU(s)=vo(s)/u(s), se aproxime mucho al modelo de referencia elegido, VOC_{ref}(s), si se cumplen ciertas condiciones de robustez que han sido destacadas. La principal ventaja es que el modelo de referencia es fijo y no depende de las variaciones de la etapa de potencia real. Se consigue, pues, robustez ante variaciones en los parámetros del
convertidor.
- A diferencia con otros métodos anteriores, tal
como, por ejemplo, el que se describe en la patente
P-9901708 ya mencionada, el modelo de referencia es
un sistema paso-bajo, por lo que no se amplifican
las frecuencias altas y en consecuencia se elimina una de los
principales inconvenientes presentes en el objeto de la citada
patente P-9901708.
- El método propuesto por la invención puede ser
aplicado a sistemas de fase no mínima y/o con rizados de la
tensión de salida altos, así como a convertidores
DC-DC (continua a continua) con y sin aislamiento,
AC-DC (rectificadores) y DC-AC
(inversores).
- El rechazo de perturbaciones se incrementa (es
decir, se mejora) significativamente frente a métodos anteriores.
Para ilustrar este extremo, en [5] y [6] se muestran las
expresiones de la audiosusceptibilidad en lazo cerrado y de la
impedancia de salida en lazo cerrado, respectivamente. El factor
K=1 para el método propuesto, siendo K=0 para el esquema de la Fig.
1. A(s) y Z_{o} (s) son la audiosusceptibilidad en lazo
abierto y la impedancia de salida en lazo abierto,
respectivamente.
[5]A_{cl}(S) =
\frac{A(s)}{1 + \beta \cdot G_{v} (s) \cdot VOC(s) + K
\cdot \beta \cdot G_{em} (s) \cdot VOC(s) \cdot (1 + \beta
\cdot G_{v} (s) \cdot VOC_{ref}
(s))}
[6]Z_{ocl} (S)
= \frac{Z_{o} (s)}{1 + \beta \cdot G_{v} (s) \cdot VOC(s) + K
\cdot \beta \cdot G_{em} (s) \cdot VOC(S) \cdot (1 + \beta
\cdot G_{v} (s) \cdot VOC_{ref}
(s))}
Claims (6)
1. Método y circuito de control robusto basado
en modelo de referencia de convertidores conmutados, en especial
del tipo de los métodos y circuitos de control basados en
modulación de ancho de pulso (PWM, "Pulse Width Modulation"),
destinado a mejorar sensiblemente la robustez de los métodos de
control en convertidores conmutados con vistas tanto al
mantenimiento de las condiciones dinámicas de aquéllos con
independencia de las eventuales variaciones que puedan presentarse
tanto en las magnitudes de la tensión de entrada, de la carga, o de
los componentes pasivos de la etapa de potencia, como a la
disminución de la sensibilidad frente a tales perturbaciones, que
se caracteriza por la incorporación, en un convertidor de
características generales, de un circuito (1) regulador adicional
compuesto por un regulador (2) de lazo de tensión, un modelo de
referencia (4), y dispositivo (6) amplificador de error
modelado.
2. Método y circuito según la reivindicación 1,
que se caracteriza porque una señal (\betaVo_est) de
estimación de la medida de la tensión de salida del convertidor
(VOC(s)) que se tendría en caso de que la etapa de potencia
real
(VOC(s)) fuera igual al modelo de referencia (VOC_{ref} (s)) en ausencia de perturbaciones, se compara con una medida real (\betaVo), para la obtención de una señal de error de modelado (err_m), para la aplicación de esta última a la entrada del dispositivo (6) amplificador de error modelado, de modo que la señal (w) amplificada obtenida a la salida de dicho dispositivo amplificador (6), sumada a una señal (u) representativa de la acción de control y procedente de la salida del elemento (2) regulador del lazo de tensión, dan lugar a una señal (vc) constitutiva de una tensión de control.
(VOC(s)) fuera igual al modelo de referencia (VOC_{ref} (s)) en ausencia de perturbaciones, se compara con una medida real (\betaVo), para la obtención de una señal de error de modelado (err_m), para la aplicación de esta última a la entrada del dispositivo (6) amplificador de error modelado, de modo que la señal (w) amplificada obtenida a la salida de dicho dispositivo amplificador (6), sumada a una señal (u) representativa de la acción de control y procedente de la salida del elemento (2) regulador del lazo de tensión, dan lugar a una señal (vc) constitutiva de una tensión de control.
3. Método y circuito de control según las
reivindicaciones 1 y 2, que se caracteriza por una
disminución sustancial de la audiosusceptibilidad y la impedancia
de salida.
4. Método y circuito de control según las
reivindicaciones 1 y 2, que se caracteriza por una
sensibilidad mínima al rizado de conmutación.
5. Utilización del método y circuito conforme a
una o más de las reivindicaciones 1 a 4, que se caracteriza
porque permite ser aplicado a sistemas de fase no mínima y/o con
rizados elevados de la tensión de salida.
6. Utilización según la reivindicación 5, que se
caracteriza porque puede ser aplicado tanto a convertidores
DC-DC (continua a continua) como
AC-DC (rectificadores) y DC-AC
(inversores).
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