ES2214121B1 - Metodo y aparato para el lazo externo del sistema de control de potencia de un sistema de comunicaciones moviles. - Google Patents
Metodo y aparato para el lazo externo del sistema de control de potencia de un sistema de comunicaciones moviles.Info
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Abstract
Método y aparato para el lazo externo del sistema de control de potencia de un sistema de comunicaciones móviles es una infraestructura celular que permiten satisfacer una calidad de servicio (QoS) determinada con el nivel mínimo de potencia necesario. Este lazo externo es el encargado de fijar la relación señal deseada-interferencia objetivo SIRtgt que satisface la calidad de servicio requerida en un entorno radioeléctrico caracterizado mediante modelos estocásticos. El método que se propone se basa en la aplicación del método iterativo de Newton- Raphson sobre unas aproximaciones numéricas de las distintas funciones de distribución de probabilidad que ofrecen la probabilidad de corte (QoS) en diferentes entornos de propagación, de modo que, fijada dicha probabilidad y estimados dinámicamente los momento estadísticos de segundo orden propios de cada estadística considerada, se obtiene el margen sobre la mediana de la SIR, y por tanto, la SIRtgt, correspondiente a esa probabilidad de corte.
Description
Método y aparato para el lazo externo del sistema
de control de potencia de un sistema de comunicaciones móviles.
Esta invención se refiere al campo de las
comunicaciones sin cable, y más concretamente, al lazo externo del
sistema de control de control de potencia de una red de telefonía
celular.
En Enero de 1998 el Instituto Europeo de
Estándares de Telecomunicaciones (ETSI) seleccionó la tecnología
básica para el Sistema Universal de Telecomunicaciones Móviles
(UMTS) (véase ETSI, "The ETSI UMTS Terrestial Radio Access (UTRA)
ITU-R RTT Candidate Submission," June 1998). El
principal interfaz de radio propuesto fue el WCDMA (Wideband Code
Division Multiple Access, es decir, Acceso Múltiple por División de
Código en Banda Ancha) cuyas características ofrecen la oportunidad
de satisfacer completamente los requisitos de la telefonía móvil de
tercera generación (3G).
Debido a la alta tasa de transmisión de datos y a
los más exigentes requisitos de calidad de servicio (QoS) en 3G, se
impone el desarrollo de nuevas estrategias de planificación. Entre
ellas probablemente la de mayor objeto de estudio es la del sistema
de control de potencia, en particular la del método empleado para
implementar el lazo externo de dicho sistema.
A continuación se describe el mencionado sistema
de control de potencia de un modo general pues la funcionalidad del
lazo externo, que es para el que esta invención propone un método,
es consecuencia de otros componentes del sistema:
el sistema de control de potencia en redes
celulares, basadas en WCMDA, es necesario dado que se trata de una
tecnología limitada por interferencia debido a que todos los
usuarios comparten el mismo espectro de frecuencia y sus códigos no
son completamente ortogonales (véase Holma & Toskala: "WCDMA
for UMTS, Radio Access for Third Generation Mobile
Communications", John Wiley & Sons.).
El fin último del sistema de control de potencia
en sistemas WCDMA es alcanzar la calidad de servicio requerida en
un enlace particular (ascendente o descendente) con un nivel de
potencia transmitida mínima y es precisamente en este aspecto en el
que se centra esta invención.
Las consecuencias de esta optimización de
potencia además de garantizar el cumplimiento de la calidad de
servicio son:
- \bullet
- Anulación del efecto cerca-lejos: en el caso de que todas las estaciones móviles transmitieran la misma potencia sin tener en cuenta la distancia o el desvanecimiento a la estación base, los móviles más cercanos a la misma supondrían una interferencia significativa para los más lejanos.
- \bullet
- Protección contra desvanecimientos profundos.
- \bullet
- Minimización de la interferencia en la red con la consecuente mejora en capacidad.
- \bullet
- Mayor duración de la batería de las estaciones móviles.
Un sistema de control de potencia para WCMDA está
implementado mediante tres lazos diferenciados:
- \bullet
- Lazo abierto: durante el proceso de acceso aleatorio al principio de una conexión, la estación base/móvil estima la pérdida de potencia en el enlace ascendente/descendente y en función de ella ajusta su potencia de transmisión.
- \bullet
- Lazo cerrado o interno: también llamado control de potencia rápido (1500 Hz) que se compone de los siguientes tres pasos:
- \bullet
- El terminal receptor correspondiente (la estación base o la unidad móvil) compara el valor de la relación señal deseada-interferencia recibida SIR_{rec.} con la relación señal deseada-interferencia objetivo SIR_{tgt.} que depende de la calidad de servicio requerida para ese enlace en concreto y que es fijado por el lazo externo que se describe más adelante.
- \bullet
- El mismo terminal receptor envía bits de control de potencia indicando que la potencia de transmisión debe ser incrementada (si SIR_{rec.} < SIR_{tgt}) o disminuida (si SIR_{rec.} > SIR_{tgt}) en un cierto valor (normalmente 1dB).
- \bullet
- La unidad transmisora aumenta o disminuye su potencia en la cantidad fijada anteriormente.
- \bullet
- Lazo externo: es mucho más lento que el lazo cerrado (10-100Hz) y establece la relación señal deseada-interferencia objetivo SIR_{tgt} que hace que se mantenga un objetivo de calidad predeterminado. Una medida de la calidad de un enlace es la tasa de trama errónea (FER) que es función de la relación señal deseada-interferencia SIR. Dado que el lazo interno ayuda a mantener la SIR cerca del objetivo SIR_{tgt}, la FER es, en última instancia, determinada por este valor objetivo. De este modo, para alcanzar una calidad de servicio en un entorno de desvanecimiento determinado, el objetivo SIR_{tgt} necesita ser ajustado al valor que es apropiado para ese entorno.
Desgraciadamente, no existe un objetivo
SIR_{tgt} que pueda alcanzar la FER requerida para todos los
entornos de desvanecimiento. Es por esto por lo que el ajuste de
esta relación objetivo es hoy en día motivo de estudio y se han
descrito mecanismos para ajustar la SIR_{tgt} en forma
correspondiente. Estos diseños miden la FER y cambian la
SIR_{tgt} dependiendo de si aquélla está por encima o por debajo
del umbral deseado. De todos modos, teniendo en cuenta que la
técnica de medición de la FER es bastante lenta (alrededor de 2
segundos), las prestaciones de estos sistemas quedan muy
deterioradas en entornos dinámicos con características de
desvanecimiento cambiantes en muy cortos plazos de tiempo.
Así, con el propósito de aumentar la velocidad
del lazo externo, la solicitud de patente titulada "Symbol Error
Based Power Control For Mobile Telecommunications System" (Carl
Weaver, Wei Peng), Ser. No. 08/346800, fechada el 30 de Noviembre
de 1994, describe una técnica basada en el error de símbolo (SE)
que mejora el rendimiento del lazo en ambientes de desvanecimiento
dinámicos. El procedimiento está basado en la premisa de que la
tasa de símbolo erróneo (SER) y la FER están altamente correladas,
de este modo trata de mantener la SER próxima a un valor
predeterminado de SER objetivo. Esto se consigue al igual que antes
mediante incrementos o decrementos de la SIR_{tgt}.
Kirian M.Rege, en su patente US 6,434,124 B1,
fechada el 13 de Agosto de 2002, expone que la mencionada
correlación entre la SER y la FER varía de unos entornos
radioeléctricos a otros y que por tanto la técnica anterior, basada
en una SER objetivo fija, no puede mantener la FER cercana al
objetivo en estos diferentes entornos. Por tanto, concluye, que para
alcanzar la deseada FER bajo diferentes condiciones radioeléctricas
se necesitan diferentes SER objetivos y propone una técnica basada
en la cuenta de error de símbolo que asegura la FER deseada bajo
diferentes condiciones de desvanecimiento.
Por otro lado, Jonas Blom, Fredrik Gunnarson y
Fedrik Gustafsson en su patente US6449462, fechada el 10 de
Septiembre de 2002, establecen un método para controlar la
SIR_{tgt} basado también en la medición de la FER y en la
estimación de unos determinados parámetros representativos de las
diferentes condiciones del canal radioeléctrico y de la distribución
estadística de las señales interferentes. El método se basa en la
determinación de una función de calidad definida como la
probabilidad de trama errónea condicionada por los mencionados
parámetros. Aunque esta estrategia implica ganancias de capacidad
del orden del 30%, el proceso para la obtención de mencionada
función de calidad impone un retardo que como ya se ha indicado
deteriora las prestaciones de este tipo de modelos; por otro lado
en el artículo de los mismos autores en el que se describe la
invención con mayor detalle técnico: "Estimation and Outer Loop
Power Control in Cellular Radio Systems" presentado a ACM
Wireless Networks, se indica que el sistema puede degradarse debido
a desvanecimientos en el canal radioeléctrico.
El método y el aparato para el lazo externo del
sistema de control de potencia de un sistema de comunicaciones
móviles que se proponen permiten determinar el margen de
desvanecimiento de la relación señal
deseada-interferencia
(M_{(S/I)}(dB)), y por tanto la SIR_{tgt}, para un
criterio de calidad de servicio dado por la probabilidad de corte
(P_{Corte}) y unos momentos estadísticos característicos
del canal radioeléctrico bajo consideración. Así se satisface la
mencionada QoS con el nivel mínimo de potencia necesario, lo cual,
dado que se trata de una tecnología limitada por interferencia,
hace que se optimice también la capacidad del sistema.
Como ya ha sido indicado, el criterio de calidad
sobre el que trabaja esta invención es, en vez de la FER como en
los anteriores casos, la probabilidad de corte (P_{Corte})
que es otro de los parámetros de calidad habitualmente utilizados
en infraestructuras celulares. El valor de la P_{Corte}
queda habitualmente establecido en la fase de planificación de la
red celular y es función entre otros parámetros de:
las características de la celda correspondiente,
de la zona dentro de la misma y de la clase de servicio cubierto
por el enlace.
A continuación se describen los fundamentos
teóricos en los que se basa la presente invención: la propagación
de las ondas radioeléctricas tiene lugar a través de un medio que
experimenta variaciones aleatorias en sus características físicas,
las cuales afectan a la intensidad de campo de la señal, por lo
que los valores de campo presentan variaciones tanto a lo largo de
puntos equidistantes del transmisor (variaciones con ubicaciones)
como en el tiempo (variaciones temporales). Las variaciones de
campo se describen mediante diferentes distribuciones estadísticas
dependiendo de las características del enlace.
Así, es posible obtener la probabilidad de corte
(P_{Corte}) de una comunicación para un margen dado sobre
la mediana de la SIR_{rec} y para unos momentos estadísticos
dados, mediante la integración de la función densidad de
probabilidad (fdp) resultante de combinar las respectivas fdp de las
señales deseada e interferentes. El caso más usual es que la
integral mencionada no sea expresable mediante funciones
elementales por lo que hay que recurrir al uso de métodos
numéricos.
Esta invención resuelve el proceso inverso al
descrito en el anterior párrafo para aplicarlo a la obtención de la
relación señal deseada-interferencia objetivo
SIR_{tgt} del lazo externo en un sistema de control de potencia
para WCDMA. Así, partiendo de aproximaciones numéricas de las
estadísticas que describen la variación de la SIR en un entorno
determinado, se aplica un método iterativo de modo que es posible
obtener el margen sobre la mediana de la SIR necesario para cumplir
la especificación de probabilidad de corte (QoS) para ese enlace
determinado y para unos valores de los momentos estadísticos de
segundo orden (por ejemplo la desviación típica) que son estimados
dinámicamente y que por tanto son consecuentes con las diferentes
condiciones de desvanecimiento que caracterizan a un entorno en un
momento determinado.
Nótese que el método descrito está basado en un
modelo estocástico de propagación y por tanto no pretende estimar
el valor de la relación señal deseada-interferencia
(SIR) necesaria para cumplir una calidad de servicio (QoS), sino
que pretende dar el valor del margen necesario
(M_{(S/I)}(dB)) sobre la mediana de su función
densidad de probabilidad.
Como resultado, esta invención proporciona un
método riguroso matemáticamente para mantener la calidad de
servicio (QoS) de un enlace particular y capaz de responder a
constantes variaciones estadísticas del canal radioeléctrico en
contraposición a las técnicas anteriormente citadas basadas en la
medición de la FER.
Dado que la presente invención está basada en
modelos estocásticos que intentan describir la variación de la
señal radioeléctrica en determinados entornos y que pretende ser
aplicada a sistemas reales, dichos modelos deberán ser lo más
exactos posibles aún a costa de una mayor complejidad
matemática.
A continuación se presentan, de forma razonada,
las estadísticas consideradas tanto para la señal deseada como para
las interferentes bajo distintos entornos radioeléctricos.
La presente invención es aplicable a canales
macro o microcelulares en entornos rurales, suburbanos y
urbanos.
En un entorno de microcélulas urbanas la
variación estadística de la intensidad de señal deseada se describe
de un modo u otro dependiendo de la existencia o no de rayo directo
entre el emisor y el receptor, así tenemos comunicaciones LOS (Line
Of Sight, es decir, Línea de Vista) para el primer caso y NLOS (Non
Line Of Sight, es decir, Sin Línea de Vista) para el segundo. A
continuación se describen las distribuciones estadísticas que
modelan ambas situaciones:
Siguiendo el modelo de Suzuki (véase F.Hansen,
F.L. Meno, "Mobile Fading-Rayleigh and Lognormal
Superimposed", IEEE Trans. On Vehicular Tech., vol. 26, nº 4,
pp. 332-335, Nov. 1977.) se describe la envolvente
de la señal con una distribución
Rayleigh-Lognormal.
En este caso se tienen en cuenta las
fluctuaciones de los valores del campo tanto a lo largo de puntos
equidistantes del transmisor (variaciones con ubicaciones) que
siguen una ley lognormal y variaciones en el tiempo y en un mismo
punto resultante de la propagación multitrayecto descritas a través
de una distribución Rayleigh. Dependiendo del tipo de
desvanecimiento que provocan en la señal se habla de
desvanecimiento lento o shadowing para la variación con ubicaciones
y de desvanecimiento rápido o Rayleigh cuando la causa es la
propagación multitrayecto.
Las imperfecciones del control de potencia
provocan en la señal deseada una modulación que puede ser descrita
también con una distribución Lognormal (véase
Wai-Man Tam, Francis C. M. Lau, "Análisis of
Power Control and its Imperfections in CDMA Cellular Systems",
IEEE Trans. On Vehicular Tech., vol. 48, nº 5, pp.
1706-1717, Sept. 1999).
Aquí el modelo sigue una distribución
Nakagami-Rice-Lognormal (véase G.E.
Corazza, F.Vatalaro, "A Rice-Lognormal Terrestial
and Satellite Channel Model", IEEE Trans. Veh. Technol., vol.
43, nº 3, pp. 738-742, 1994). La justificación de
la distribución anterior es la siguiente: la descripción
estadística de las variaciones de una señal constituida por una
componente determinística (rayo directo) y varias componentes
aleatorias resulta en una distribución de
Nakagami-Rice. La componente lognormal aparece como
representación de los efectos del desvanecimiento lento o shadowing
que puedan tener lugar en la comunicación, así como al ya
mencionado efecto de las imperfecciones del control de
potencia.
\newpage
Es preciso destacar que una variable aleatoria
medida en watios W que sigue una distribución lognormal, al
expresarla en dBW aplicándole la función 10log(x),
sigue una distribución Gaussiana. Esta propiedad es aplicada con
frecuencia en los desarrollos que siguen y es por ello que es
señalada en este punto.
En WCDMA un número de usuarios interferentes
transmiten simultáneamente dentro de la misma célula
(intracelulares) o en células adyacentes (intercelulares), así
aplicando el Teorema del Límite Central la variable aleatoria
resultante de la suma de todas estas componentes es de tipo
Gaussiano (véase A.M. Viterbi, A.J. Viterbi, E. Zehavi,
"Other-cell Interference in Cellular
Power-Controlled CDMA", IEEE Trans. On
Communications, Vol. 42, Nº 2/3/4, pp. 1501-1504,
February/March/April 1994). El ruido de tipo térmico y el producido
por la actividad humana normalmente son despreciables comparados
con el producido por las mencionadas señales interferentes.
La SIR viene dada por la siguiente expresión:
\frac{S}{I}(dB) = S(dBm) -
I(dBm)
Nota: la medida en dBm resulta de aplicar
la función 10log(x) a una medida en mW.
donde S e I son valores de potencia de las
señales deseada e interferente respectivamente. El margen respecto
a la mediana de la distribución, que es en función del cual se
calcula la probabilidad de corte, vendrá dado por:
M_{(S/I)}(dB)
=
-\frac{S}{I}(dB)
Teniendo en cuenta lo anterior la función
densidad de probabilidad (fdp) de la SIR vendrá dada por la
convolución de las fdp's de las señales deseada e interferente, así
tenemos la siguiente expresión en función del margen:
f_{S/I}(M_{(S/I)}) =
\int^{\infty}_{-\infty}fs(M_{S/I}-u)f_{I}(u)du
y para la función de distribución,
que nos da la probabilidad de corte para un margen
M_{(S/I)_{0}} determinado, nos
queda:
F_{S/I}(M_{(S/I)_{0}}) =
\int^{M_{(S/I)_{0}}}_{-\infty}\int^{\infty}_{-\infty}fs(M_{S/I}-u)f_{I}(u)dudM_{(S/I)}
En la expresión anterior, intercambiando el orden
de integración, se observa que se obtiene la función de
distribución de la señal deseada, pues se integra su función
densidad de probabilidad:
(1)F_{S}(S_{0}) =
\int\limits^{S_{0}}_{-\infty}f_{S}(S_{0})dS
donde F_{S} es la
mencionada función de distribución de la variable aleatoria
S, que es la correspondiente a la señal deseada, es decir,
según lo señalado anteriormente será una
Nakagami-Rice-Lognormal o
Rayleigh-Lognormal dependiendo de si existe o no
rayo directo entre el emisor y el receptor. La integral de la
ecuación (1) no es expresable mediante funciones elementales para
ninguno de los dos casos anteriores y tiene que ser evaluada con
métodos
numéricos.
Finalmente nos queda la siguiente expresión para
la probabilidad de corte dado un margen de la relación señal
deseada-interferencia SIR:
(2)F_{S/I}(M_{(S/I)_{0}})
= \int\limits^{\infty}_{-\infty}Fs(M_{(S/I)_{0}}-u)
f_{I}(u)du
Así pues el objetivo es evaluar la expresión de
la ecuación (2) para los casos NLOS y LOS, para lo cual se
sustituirán las aproximaciones numéricas arriba comentadas para
F_{S} y donde f_{I} es la función densidad de
probabilidad de las señales interferentes que como ya ha sido
comentado es una Gaussiana dada por la expresión:
\newpage
f_{I}(I) =
\frac{1}{\sqrt{2\pi}\sigma_{I}}
exp\left[-\frac{I^{2}}{2\sigma^{2}_{I}}\right]
donde \sigma_{I}, es la
desviación típica en dB de la distribución normal y como se verá
más adelante es uno de los parámetros que es estimado dinámicamente
para evaluar las variaciones estadísticas del
canal.
Esta función distribución de probabilidad viene
dada por la siguiente expresión:
F_{R-LN}(p) =
\frac{10}{ln(10)\sqrt{2\pi}\sigma_{N}} \int^{\infty}_{0}
\frac{1}{\bar{p}} exp \left(-\frac{p}{\bar{p}}\right)exp
\left\{\frac{\left(\frac{\bar{p}}{\bar{\bar{p}}}\right)^2}{0.02(ln^{2}10)
\sigma^{2}_{N}}\right\}d\bar{p}
donde \bar{p} es la media local
correspondiente a las variaciones temporales Rayleigh y
\bar{\bar{p}} es la media sectorial correspondiente a las
variaciones con ubicaciones lognormal. La desviación típica de esta
misma componente es \sigma_{N}(dB) y es también otro de
los parámetros que es estimado para atender a las condiciones de
desvanecimiento cambiantes del canal radioeléctrico. Como era de
esperar si \sigma_{N} es igual a cero, la distribución degenera
en una
Rayleigh.
En este caso el margen en dB queda
definido por la expresión:
M_{0}(dB) =
10log\frac{\bar{\bar{p}}}{p}
El margen en unidades naturales es: m_{0} =
10^{^{\tfrac{M_{0}}{10}}}
Para expresar la integral anterior en función del
margen hacemos el siguiente cambio de variable:
x =
\frac{\bar{p}}{\bar{\bar{p}}}
para de este modo
obtener:
F_{R-LN}(m_{0}) =
\frac{10}{ln 10\sqrt{2\pi}\sigma_{N}}\int^{\infty}_{0} \frac{1}{x}
\left[1 -
exp\left(-\frac{1/m_{0}}{x}\right)\right]exp\left\{-\frac{(ln
x)^{2}}{0.02(ln^{2}10)\sigma^{2}_{N}}\right\}dx
Como ya ha sido anticipado, la integral que
aparece en la expresión anterior tiene que ser resuelta mediante
métodos numéricos. En este caso además aparece una indeterminación
en x = 0, por lo que la fórmula de integración aplicada es
abierta para no considerar dicho punto. De todos modos mediante el
cambio de variable: Y = ln(x) se evita esta
indeterminación y nos queda lo siguiente:
F_{R-LN}(m_{0}) =
\frac{10}{ln 10\sqrt{2\pi}\sigma_{N}}\int^{\infty}_{-\infty}
\left\{1 - exp \left[-10^{^{-\tfrac{M_{0}}{10}}}
exp(-Y)\right]\right\}exp\left\{-\frac{Y^{2}}{0.02(ln^{2}10)\sigma^{2}_{N}}\right\}dY
Queda pues una integral con la función de peso
(e^{-Y^{2}}) y el intervalo de integración (–\infty,\infty)
de Gauss-Hermite de modo que aplicamos una fórmula
de ese tipo para obtener el resultado deseado.
Tras un análisis del error cometido al compararlo
con gráficas existentes (véase Hernando Rábanos José María,
"Transmisión por radio", Centro de Estudios Ramón Areces,
S.A., 1993.) se observa que el error cometido es menor que
10^{-4} para todos los valores de la probabilidad de corte, para
valores de la desviación típica de la componente lognormal menores
o iguales a 12dB, y para márgenes menores que 35dB,
es decir, valores que incluyen las condiciones más extremas.
En este caso tenemos que la señal deseada está
constituida por una componente determinística y varias componentes
aleatorias. La función densidad de probabilidad resultante es la de
Nakagami-Rice:
p(r)=\frac{r}{b}exp\left(-\frac{r^{2}+c^{2}}{2b}\right)I_{0}\left(\frac{c
\cdot
r}{b}\right)
donde:
2b: valor cuadrático medio de la
componente aleatoria.
c: valor eficaz de la componente
determinística.
I_{0}: función de Bessel modificada de
primera especie y orden cero.
El valor eficaz de la potencia media total de la
señal viene dado por 2b + c^{2} que sin pérdida de
generalidad se supone normalizada a 1, es decir:
2b + c^{2} =
1
de modo que especificando uno de
los dos parámetros el otro queda unívocamente
determinado.
Es habitual también expresar esta distribución en
función del llamado factor de Rice K expresado en dB y que
viene dado por el cociente entre la componente determinística y la
aleatoria, así:
K(dB) =
10logk =
10log\left(\frac{c^{2}}{2b}\right)
El factor de Rice es el parámetro estimado para
caracterizar el canal dinámicamente como se verá más adelante.
El valor cuadrático medio de la componente
aleatoria se puede expresar en función del factor de Rice de la
siguiente forma:
2b =
\frac{1}{1+10^{K(dB)/10}}
Para tener en cuenta efectos de desvanecimiento
lento (Shadowing), se multiplica la variable aleatoria que describe
la situación anterior (Nakagami-Rice) por una
variable aleatoria que sigue una distribución Lognormal. Si se
trabaja en dB, lo anterior equivale a sumar una componente aleatoria
que sigue una distribución Gaussiana o Normal caracterizada por una
desviación típica \sigma_{N}, con lo que la función densidad de
probabilidad resultante será la convolución de la
Nakagami-Rice anterior con esta Gaussiana, es decir,
que aplicando los mismos principios aplicados para la obtención de
ecuación (2) nos queda esa misma expresión, donde ahora la variable
aleatoria S es de tipo Nakagami-Rice y la
variable aleatoria I que allí representaba la contribución
de las señales interferentes ahora es llamada N pues
representa el efecto de desvanecimiento lento modelado como una
normal, pero siempre de la señal deseada. Entonces, para un margen
m_{0} dado:
(4)F_{NR-LN}(m_{0})
= \int\limits^{\infty}_{-\infty}F_{NR}(m_{0} –
u)f_{N}(u)du
F_{NR} según la ecuación (3) vendrá dada
por:
(5)F_{NR}(r_{0}) =
\int\limits^{r_{0}}_{0}\frac{r}{b}
exp\left(-\frac{r^{2}+c^{2}}{2b}\right)I_{0}\left(\frac{c
\cdot
r}{b}\right)dr
El objetivo es obtener una expresión mediante
métodos numéricos de integración para después introducirla en la
anterior expresión. Así en primer lugar aproximamos la función de
Bessel que tiene la siguiente expresión:
I_{0}(\beta) =
\frac{1}{2\pi} \int\limits^{2\pi}_{0}e^{\beta cos
\theta}d\theta
Tras realizar el cambio de variable adecuado para
tener unos límites de integración 1 y -1 podemos aplicar una
fórmula de Gauss-Legendre y resolver numéricamente
la anterior integral.
Una vez introducida la aproximación anterior en
la ecuación (5) realizamos otro cambio de variable para volver a
tener unos límites de integración 1 y -1 y así poder aplicar de
nuevo la fórmula de Gauss-Legendre.
Finalmente la expresión requerida de la función
de distribución F_{NR-LN} se obtiene
introduciendo en la ecuación (4) la aproximación obtenida para
F_{NR} y sustituyendo f_{N}(u) por la
expresión correspondiente a una distribución Gaussiana:
f_{N}(u) =
\frac{1}{\sqrt{2\pi}\sigma_{N}}
exp\left[-\frac{u^{2}}{2\sigma^{2}_{N}}\right]
Mediante el cambio de variable adecuado queda una
integral con la función de peso (e^{-x^{2}}) y el intervalo de
integración (-\infty,\infty) de Gauss-Hermite
de modo que aplicamos una fórmula de ese tipo para obtener el
resultado deseado.
Al igual que en el caso anterior del modelo de
Suzuki, se ha realizado un análisis del error cometido mediante
comparación con gráficas existentes (véase Hernando Rábanos José
María, "Transmisión por radio", Centro de Estudios Ramón
Areces, S.A., 1993.) y se ha comprobado que el error cometido es
del orden de 10^{-4} para todos los valores del parámetro
2b o equivalentemente del factor de Rice K, del
margen M_{0}(dB) y para probabilidades de corte en
el intervalo de interés, es decir, para valores menores o iguales
al 1%.
El objetivo es resolver la integral de la
ecuación (2) para las dos funciones de distribución de la señal
deseada: Rayleigh-Lognormal
(F_{R-LN}) y
Nakagami-Rice-LogNormal
(F_{NR-LN}).
Para el primer caso nos queda:
F_{\tfrac{R-LN}{I}}(M_{(S/I)_{0}})
= \int\limits^{\infty}_{-\infty}F_{R-LN}
(M_{(S/I)_{0}}-u)f_{I}(u)du
que resulta ser un problema desde
el punto de vista de integración numérica del mismo tipo que el de
la ecuación (4) y por tanto se ha aplicado una fórmula de
Gauss-Hermite tras el pertinente cambio de
variable.
Así nos queda una expresión:
(6)F_{\tfrac{R-LN}{I}}[M_{(S/I)_{0}}(dB),\sigma_{N}(dB),\sigma_{I}(dB)]
que nos da la probabilidad de corte
de una comunicación NLOS para un margen dado
M_{(S/I)_{0}} de la relación señal
deseada-interferencia y para unos valores de las
desviaciones típicas \sigma_{N} (correspondiente al
desvanecimiento lento o lognormal de la señal deseada) y
\sigma_{I} (que describe estadísticamente la aportación conjunta
de todas las señales interferentes intra e
intercelulares).
Para el caso
Nakagami-Rice-Lognormal (LOS) se
puede hacer la siguiente observación: la variable aleatoria que
modela la componente lognormal de la señal deseada se transforma en
Gaussiana (con desviación típica \sigma_{N}) y la que describe
la distribución estadística de las señales interferentes es también
Gaussiana con desviación típica \sigma_{I}.
Las señales deseadas e interferentes expresadas
en dB se relacionan de una manera lineal en el cálculo de la SIR
(se restan) y la variable aleatoria resultante de una combinación
lineal de dos Gaussianas estadísticamente independientes (como es
el caso) es también Gaussiana con varianza suma de las varianzas
individuales en virtud del teorema de la convolución (véase Peyton
Z.Peebles, JR.: "Probability, Random Variables, and Random singal
principies", McGRAW-HILL INTERNATIONAL EDITIONS
Electrical Engineering Series, 1987). Así pues tendremos una
función densidad de probabilidad normal que llamamos
f_{N-I} caracterizada por una desviación
típica dada por la siguiente expresión:
\sigma_{N-I}(dB)
=
\sqrt{\sigma^{2}_{N}+\sigma^{2}_{I}}
Con lo que finalmente la probabilidad de corte
para un caso LOS se calcula como:
F_{\tfrac{NR-LN}{I}}(M_{(S/I)_{0}})
= \int\limits^{\infty}_{-\infty} F_{NR}(M_{(S/I)_{0}} –
u)f_{N-I}(u)du
que de nuevo se resuelve
numéricamente con una fórmula de cuadratura de
Gauss-Hermite.
Finalmente queda una expresión que nos da la
probabilidad de corte de una comunicación LOS para un margen dado
M_{(S/I)_{0}} de la relación señal deseada-
interferencia, un factor de Rice K y para unos valores de las
desviaciones típicas \sigma_{N} (correspondiente al
desvanecimiento lento o lognormal de la señal deseada) y
\sigma_{I} (que describe estadísticamente la aportación conjunta
de todas las señales interferentes intra e intercelulares):
(7)F_{\tfrac{NR-LN}{I}}
[M_{(S/I)_{0}}(dB),K(dB),\sigma_{N}(dB),\sigma_{I}(dB)]
El modo de comprobar la fidelidad de las
probabilidades de corte obtenidas mediante (6) y (7) ha sido
imponer la condición de que la desviación típica de la señal
interferente \sigma_{I}, es nula, con lo que el problema queda
reducido al caso con interferencia para el que existen gráficas en
la literatura.
El objetivo es obtener el margen
M_{(S/I)}(dB), que para unas condiciones
estadísticas determinadas, hace que se cumpla una especificación de
probabilidad de corte P_{Corte} (QoS) dada. Para ello,
partimos de las ecuaciones (6) y (7) que nos dan la probabilidad
de corte para los casos de LOS y NLOS, de modo que se tiene estas
dos posibilida-
des:
des:
P_{Corte} =
F_{\tfrac{R-LN}{I}}[M_{(S/I)}(dB), \sigma_{N}(dB),
\sigma_{I}(dB)]
P_{Corte} =
F_{\tfrac{NR-LN}{I}}[M_{(S/I)}(dB), \sigma_{N}(dB),
\sigma_{I}(dB)]
Para unificar criterios, generalizamos las
anteriores expresiones del modo siguiente:
(8)F[M_{(S/I)}(dB), m_{i}]
=
P_{Corte}
donde por m_{i} denotamos
los momentos estadísticos de segundo orden que correspondan en cada
caso. Dado que durante la iteración en la que se basa en método los
valores de estos momentos estadísticos se mantienen constantes, a
partir de ahora se considerará como única variable de F al
margen
M_{(S/I)}.
El método de Newton-Raphson
(véase H.R. Schwarz, J.Waldvogel: "Numerical Analisis", John
Wiley&Sons) ha sido escogido para resolver el problema que se
plantea en la ecuación (8):
definimos una función g, cuya variable sea el
margen, del siguiente modo:
(9)g[M_{(S/I)}(dB)] =
F[M_{(S/I)}(dB)] -
P_{Corte}
El objetivo como puede deducirse de (8) y (9) es
obtener los ceros de la función g. Para lo cual partiendo de un
valor inicial para el margen M_{(S/I)}|_{0} aplicamos
la expresión:
(10)
M_{(S/I)}|_{1} = M_{(S/I)}|_{0}
-\frac{g[M_{(S/I)}|_{0}]}{g'[M_{(S/I)}|_{0}]}
Del mismo modo se calcula M_{(S/I)}|_{i+1} en
función de M_{(S/I)}|_{i}. El proceso se da por terminado
cuando la diferencia entre los dos últimos valores del margen
hallados difieren en menos de un determinado valor que en este caso
ha sido fijado en 10^{-4}.
La expresión (10) implica el cálculo de la
derivada respecto del margen de las expresiones (6) y (7) pues de
hecho teniendo en cuenta (9) es inmediato que:
g'[M_{(S/I)}(dB)_{i}] =
F'[M_{(S/I)}(dB)]
Los valores del margen determinados por el método
anterior deben ser corregidos por el factor correspondiente en caso
de que se usen técnicas de diversidad o receptores RAKE (véase Don
Torrieri: "Instantaneous and Local-Mean Power
Control for Direct-Sequence CDMA Cellular
Networks", U.S. Army Research Laboratory).
Centrándonos ahora en la Figura 1, está
representada en ella una parte de un sistema de comunicaciones
móviles WCDMA (100). Aparte de la invención, los elementos
mostrados en la figura son bien conocidos y no serán descritos en
detalle. Así la estación base 102 incluye procesadores, memorias,
tarjetas de interfaces y programas software embebidos. La figura
contiene un RNC (Remote Network Controller, es decir, Controlador
Remoto de Red) 101 que entre otras cosas proporciona el procesado
de llamadas; dos estaciones base: 102, 103; y una estación móvil
104 que está representada mediante el icono del vehículo. Las dos
estaciones base y la estación móvil son representativas de puntos
finales del interfaz sin cable. Cada estación base está asociada con
un RNC 101 a través de las líneas terrestres 105 y 106. En lo que
sigue, se asume que la estación móvil 104 está en comunicación con
la estación base 102 a través de la señal 107 del enlace
descendente y de la 108 del enlace ascendente.
La Figura 2 presenta la parte de ambas estaciones
(102 y 104) que incluye los principios en los que se basa esta
invención. Los elementos que aparecen en la mencionada figura que
no están relacionados con la invención son bien conocidos y no
serán tratados. Tanto la estación base como la móvil contienen un
controlador 201, un emisor 202 y un receptor 203. Así, en el caso de
la estación base 102 la señal recibida corresponde al enlace
ascendente 108 y en el caso de la móvil 104 la señal que recibe es
la del enlace descendente 107, ambas llegan al controlador 201 a
través del receptor 203. El sistema de control de potencia envía a
través del emisor 202 un comando que indica a la otra estación que
aumente o disminuya su potencia dependiendo del resultado del
método de optimización que se describe a continuación y que fija la
relación señal deseada-interferencia objetivo que
actúa como umbral en el lazo cerrado del mismo sistema de control
de potencia.
Uno de los componentes de este sistema de control
de potencia es el lazo externo, para el que, como ya ha sido
comentado, esta invención propone un nuevo método.
Los pasos que tienen lugar en el controlador 201
y que corresponden a este lazo externo, se detallan en la Figura
3.
De acuerdo con la invención, tanto la estación
base 102 como la estación móvil 104 realizan una estimación de la
relación señal deseada-interferencia recibida
SIR_{rec} (véase Sáez Ruiz, Juan Carlos: "Una Arquitectura
Hardware para la Estimación de la Relación Señal a Interferencia en
Sistemas WCDMA", Department of Electroscience, Digital ASIC
University of Lund), así como de los parámetros estadísticos
propios de cada tipo de comunicación (véase Ali Abdi, Georgios B.
Giannakis, Kaveh Mostafa: "Estimation of Doppler spread and
signal strength in mobile communications with applications to
handoff and adaptative transmission", WIRELESS COMMUNICATIONS
AND MOBILE COMPUTING 2001; 1:221-242 (DOI:
10.1002/WCM.1)). Para el caso NLOS se estiman: la desviación típica
correspondiente al desvanecimiento lognormal de la señal deseada
\sigma_{N} y la correspondiente a la distribución Gaussiana que
describe las variaciones de las señales interferentes \sigma_{I};
para el caso LOS además de los anteriores parámetros se estima el
factor de Rice K.
A continuación y para una probabilidad de corte
dada (P_{Corte}) se obtiene, mediante el mencionado método
iterativo de Newton-Raphson, el margen en dB
necesario para satisfacer la mencionada QoS. A partir del margen
anterior se calcula la nueva relación señal
deseada-interferencia objetivo SIR_{tgt} que será
el umbral de referencia del lazo cerrado del mencionado sistema de
control de potencia.
A continuación se ofrece una definición de todos
los parámetros utilizados aunque algunos ya hayan sido
comentados:
\sigma_{N} = desviación típica del
desvanecimiento lognormal de la señal deseada (en dB);
\sigma_{I} = desviación típica de la variable
aleatoria gaussiana que describe las variaciones de las señales
interferentes (en dB);
K = factor de Rice (en dB);
T_{n} = período del lazo externo durante
el cual se estiman las características estadísticas del canal (en
sg.);
P_{corte} = probabilidad de corte
deseada, en este caso define la calidad de servicio (QoS) del
enlace;
M_{(S/I)}|_{0} = valor inicial del
margen de la SIR (en dB);
M_{(S/I)}|_{i} = valor del margen en
el anterior paso del proceso iterativo de
Newton-Raphson (en dB);
M_{(S/I)}|_{i+1} = valor actualizado
del margen en el proceso iterativo de
Newton-Raphson (en dB);
g(x) = función cuyos ceros son las
soluciones del método de Newton-Raphson.
SIR_{tgt}|_{n} = valor estimado de la
SIR objetivo en el período actual (en dB);
SIR_{máx} = valor máximo permitido para
la SIR del enlace considerado (en dB);
SIR_{min} = valor mínimo permitido para
la SIR del enlace considerado (en dB);
Los pasos del método se definen a continuación
utilizando como referencia los bloques de la Figura 3:
La estimación de la relación
señal-interferencia SIR se realiza en el bloque 301
en el cual se encuentra la arquitectura hardware correspondiente.
Durante el período T_{n} del lazo externo se estiman, en
el bloque 302, los momentos estadísticos de segundo orden tomando
siempre como entrada la SIR ofrecida por el bloque 301; así para el
caso NLOS se estiman \sigma_{N} y \sigma_{I} y en caso de
existencia de rayo directo (LOS) también el factor de Rice
correspondiente.
El bloque 303 es el más representativo de la
presente invención pues en él se aplica el método iterativo de
Newton-Raphson que permite obtener el margen (en
dB) que satisface la especificación de probabilidad de corte
P_{corte} para las características estadísticas estimadas
en 302. Así partiendo de un valor inicial
M_{(S/I)}|_{0}, se computa la función
g(M_{(S/I)}|_{0}) según (9) y aplicando (10) se van obteniendo nuevos valores del margen hasta que la diferencia entre los dos últimos valores M_{(S/I)}|_{i} y M_{(S/I)}|_{i+1} es menor que 10^{-4}.
g(M_{(S/I)}|_{0}) según (9) y aplicando (10) se van obteniendo nuevos valores del margen hasta que la diferencia entre los dos últimos valores M_{(S/I)}|_{i} y M_{(S/I)}|_{i+1} es menor que 10^{-4}.
Obtenido el margen que se adapta a las
condiciones del canal en el período T_{n}, en el bloque
304 se computa la SIR objetivo correspondiente a dicho margen y que
llamamos SIR_{tgt}|_{n}. Para evitar que se sobrepasen
los límites permitidos de la SIR se establecen las siguientes
condiciones:
Si SIR_{tgt}|_{n} >
SIR_{tgt}|_{máx}, en el bloque 305 se limita la SIR a
ese valor máximo.
Recíprocamente si SIR_{tgt}|_{n} <
SIR_{tgt}|_{min}, en el bloque 306 se limita la SIR a su
valor mínimo.
En la Figura 4 se representa a más alto nivel el
método de la invención de la Figura 3, así el bloque 401 equivale
al 301 de esta última figura, el 402 representa la funcionalidad
descrita en el 302, el 403 (equivalente al 303) incluye el método
iterativo de Newton-Raphson y es llamado Controlador
de Calidad del canal. Por último, las limitaciones de potencia
tanto máxima como mínima han sido reunidas en el bloque 404 de la
citada figura.
En primer lugar se obtiene el resultado obtenido
para el problema directo en los dos casos: LOS y NLOS, es decir, la
probabilidad de corte P_{Corte}, para un margen
M_{(S/I)}(dB) y para unos momentos estadísticos
dados: \sigma_{N}(dB) y
\sigma_{I}(dB) para el caso NLOS; para el caso LOS se toma como entrada la desviación típica resultante del desvanecimiento lognormal y la de la distribución Gaussiana de las señales interferentes: \sigma_{N-I}(dB) = \sqrt{\sigma^{2}_{N}+\sigma^{2}_{I}}, además del factor de Rice K(dB).
\sigma_{I}(dB) para el caso NLOS; para el caso LOS se toma como entrada la desviación típica resultante del desvanecimiento lognormal y la de la distribución Gaussiana de las señales interferentes: \sigma_{N-I}(dB) = \sqrt{\sigma^{2}_{N}+\sigma^{2}_{I}}, además del factor de Rice K(dB).
Una vez obtenido el valor de la probabilidad de
corte, éste se utiliza como entrada del problema inverso, para el
que se mantienen los mismos valores de los momentos estadísticos
anteriores. De este modo, se deberá obtener un valor para el margen
M_{(S/I)}(dB) similar al que se tomó como entrada en
el caso del problema directo:
Entrada:
- M_{(S/I)} = 20dB
- \sigma_{N} = 4dB
- \sigma_{I} = 4dB
Salida:
- P_{Corte} = 0.0223
Entrada:
- P_{Corte} = 0.0223
- \sigma_{N} = 4dB
- \sigma_{I} = 4dB
Salida obtenida:
- M_{(S/I)} = 20.0004dB
Entrada:
- M_{(S/I)} = 20dB
- \sigma_{N-I} = 4dB
- K = 0dB
\newpage
Salida:
- P_{Corte} =0.0113
Entrada:
- P_{Corte} =0.0113
- \sigma_{N-I} = 4dB
- K = 0dB
Salida:
- M_{(S/I)} = 19.9891dB
Como vemos para ambos casos (LOS y NLOS) la
aproximación que ofrece el método de Newton-Raphson
es muy precisa. El error cometido es del orden de 10^{-3}
dB.
El anterior diseño se ha empleado para describir
los principios de la invención, no obstante otras alternativas,
aunque no detalladas aquí pero que incorporen el mismo espíritu y
fin, son posibles. Por ejemplo, aunque la invención ha sido aquí
ilustrada mediante bloques funcionales discretos (por ejemplo el
controlador 201), las funciones de cualquiera de estos bloques
pueden ser llevadas a cabo usando uno o varios procesadores
programados convenientemente.
Dada la generalidad de los modelos estadísticos
considerados, la invención encuentra aplicación en sistemas por
satélite (geoestacionarios o no geoestacionarios) terrestres,
marítimos o aeronáuticos (véase G.E. Corazza, F.Vatalaro, "A
Rice-Lognormal Terrestial and Satellite Channel
Model", IEEE Trans. Veh. Technol., vol. 43, nº 3, pp.
738-742, 1994). Estos modelos reproducen también
las condiciones de propagación en interiores (véase Tadeusz
A.Wysocki, Hans Jürgen Zepernick, "Characterization of the indoor
radio propagation channel at 2.4GHz", 3-4 2000,
Journal of Telecommunications and Information Technology), con lo
que la invención puede ser utilizada para el diseño y control de
potencia de sistemas propios de ese entorno.
En la misma línea, la invención es aplicable para
otros estándares aparte de WCDMA, así como para el control de
potencia de cualquier señal recibida por las estaciones base o
móvil.
En el campo de la simulación, la invención puede
ser utilizada, como simulador de nivel de enlace, por las
operadoras en la fase de planificación celular (véase Moreno
González J.A., Miranda Sierra J.L., Eliseo Barandalla Torregrosa I.,
Lorca Hernando J., "Simulador de enlaces para el sistema UMTS en
modo FDD", Telefónica Móviles España, Telefónica I+D).
Todas las figuras, y todos los bloques incluidos
en ellas, ya han sido descritos convenientemente a lo largo de la
sección anterior por lo que en este apartado se ofrece una
Figura 1: muestra la parte de un sistema de
comunicaciones móviles relacionada con los principios en los que se
basa invención.
Figura 2: muestra la parte de una estación base o
una estación móvil relacionada con la invención.
Figura 3: muestra el método de la invención, es
decir, el correspondiente al lazo externo del sistema del control
de potencia de una red celular basada en WCDMA.
Figura 4: muestra a más alto nivel el método de
la invención, es decir, el correspondiente al lazo externo del
sistema del control de potencia de una red celular basada en
WCDMA.
Claims (8)
1. Método para el lazo externo del sistema de
control de potencia de un sistema de comunicaciones móviles en una
infraestructura celular, caracterizado por:
- la recepción de una señal de la estación base o móvil; y
- basándose en esa señal calcular la relación señal deseada-interferencia objetivo del lazo externo del sistema de control de potencia. El método incluye los pasos de:
- estimar la relación señal deseada-interferencia de la señal recibida; y
- estimar los siguientes momentos estadísticos de la relación señal deseada-interferencia: desviación típica de la componente de desvanecimiento lento o lognormal, desviación típica de la distribución gaussiana que describe la variación estadística conjunta de todas las señales interferentes, y en caso de existencia de rayo directo entre emisor y receptor el factor de Rice, que es el cociente entre la componente determinística y la aleatoria de la señal deseada; y
- basándose en los momentos estadísticos anteriores y en una especificación de probabilidad de corte calcular el margen de la relación señal deseada-interferencia mediante el método iterativo de Newton-Raphson; y
- basándose en el margen anterior obtener la relación señal deseada-interferencia objetivo del mencionado lazo externo.
2. Método según la reivindicación 1 en el que a
partir de la aproximación numérica de la función distribución de
probabilidad correspondiente a la relación señal
deseada-interferencia de una comunicación sin rayo
directo entre emisor y receptor, se aplica el método de
Newton-Raphson para obtener el margen de la citada
relación que satisface una especificación de probabilidad de corte,
para unas condiciones estadísticas determinadas por la desviación
típica de la componente de desvanecimiento lento o lognormal y la
desviación típica de la distribución gaussiana que describe la
variación estadística conjunta de todas las señales
interferentes.
3. Método según la reivindicación 1 en el que a
partir de la aproximación numérica de la función distribución de
probabilidad correspondiente a la relación señal
deseada-interferencia de una comunicación con una
componente determinística no nula correspondiente a la existencia de
rayo directo entre emisor y receptor, se aplica el método de
Newton-Raphson para obtener el margen de la citada
relación que satisface una especificación de probabilidad de corte,
para unas condiciones estadísticas determinadas por la desviación
típica de la componente de desvanecimiento lento o lognormal, la
desviación típica de la distribución gaussiana que describe la
variación estadística conjunta de todas las señales interferentes y
el factor de Rice, que es el cociente entre la componente
determinística y la aleatoria de la señal deseada.
4. Método según la reivindicación 2 en el que
mediante la integración numérica de la función densidad de
probabilidad correspondiente a la relación señal
deseada-interferencia de una comunicación sin rayo
directo entre emisor y receptor, se obtiene una expresión para la
probabilidad de corte con unas condiciones estadísticas
determinadas (desviación típica de la componente de desvanecimiento
lento o lognormal y desviación típica de la distribución gaussiana
que describe la variación estadística conjunta de todas las señales
interferentes) y de modo que la mencionada expresión es apta para
la posterior aplicación del método de Newton-Raphson
descrito en esa misma reivindicación.
5. Método según la reivindicación 3 en el que
mediante la integración numérica de la función densidad de
probabilidad correspondiente a la relación señal
deseada-interferencia de una comunicación con una
componente determinística no nula correspondiente a la existencia de
rayo directo entre emisor y receptor, se obtiene una expresión para
la probabilidad de corte con unas condiciones estadísticas
determinadas (desviación típica de la componente de desvanecimiento
lento o lognormal, desviación típica de la distribución gaussiana
que describe la variación estadística conjunta de todas las señales
interferentes y el factor de Rice, que es el cociente entre la
componente determinística y la aleatoria de la señal deseada) y de
modo que la mencionada expresión es apta para la posterior
aplicación del método de Newton-Raphson descrito en
esa misma reivindicación.
6. Aparato para implementar el método del lazo
externo del sistema de control de potencia de un sistema de
comunicaciones móviles en una infraestructura celular según la
reivindicación 1, caracterizado por:
un receptor que recibe la señal de la estación
base o la estación móvil; y
un procesador responsable de implementar un
método para el lazo externo del sistema de control de potencia,
- donde el procesador estima los siguientes momentos estadísticos de la relación señal deseada-interferencia: desviación típica de la componente de desvanecimiento lento o lognormal, desviación típica de la distribución gaussiana que describe la variación estadística conjunta de todas las señales interferentes, y en caso de existencia de rayo directo entre emisor y receptor el factor de Rice, que es el cociente entre la componente determinística y la aleatoria de la señal deseada; basándose en los momentos estadísticos anteriores y en una especificación de probabilidad de corte calcula el margen de la relación señal deseada-interferencia mediante el método iterativo de Newton-Raphson; y a partir del margen anterior obtiene la relación señal deseada- interferencia objetivo del mencionado lazo externo.
7. Aparato según la reivindicación 6 que incluye
además un emisor que envía a la estación base, en caso de que el
aparato esté en la estación móvil, o a la estación móvil en caso de
que el aparato esté en la estación base, la información de control
de potencia.
8. Aparato según la reivindicación 6 donde el
procesador calcula la relación señal
deseada-interferencia mediante el método iterativo
de Newton-Raphson, y que satisface una
especificación de probabilidad de corte dada para unas condiciones
estadísticas caracterizadas por los momentos estadísticos
estimados.
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