EP4115511A1 - Umrichteranordnung - Google Patents

Umrichteranordnung

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EP4115511A1
EP4115511A1 EP21712402.3A EP21712402A EP4115511A1 EP 4115511 A1 EP4115511 A1 EP 4115511A1 EP 21712402 A EP21712402 A EP 21712402A EP 4115511 A1 EP4115511 A1 EP 4115511A1
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EP
European Patent Office
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arrangement according
converter arrangement
filter stage
chokes
phase
Prior art date
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Pending
Application number
EP21712402.3A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Erwin Reisinger
Martin Schmidt
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AVL List GmbH
Original Assignee
AVL List GmbH
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Filing date
Publication date
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Pending legal-status Critical Current

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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
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    • H02M1/0043—Converters switched with a phase shift, i.e. interleaved

Definitions

  • the invention relates to a converter arrangement for converting a direct voltage from a direct voltage source, for example a battery, a fuel cell or a direct voltage intermediate circuit, into an N-phase alternating voltage or vice versa.
  • a direct voltage source for example a battery, a fuel cell or a direct voltage intermediate circuit
  • Converter arrangements are known in principle from the prior art. These usually use switched inverters with semiconductor bridge circuits that use a modulation method, for example pulse width modulation (PWM), to simulate a sinusoidal alternating voltage from short high-frequency pulses (a few kHz to over 20 kHz). Such inverters are also referred to as sine wave inverters.
  • PWM pulse width modulation
  • the semiconductor switches switch the DC voltage on and off at a high frequency; the mean value of the high-frequency, pulse-width-modulated switching frequency is the output alternating voltage.
  • the output alternating voltage is thus composed of small pulses of different widths and thus approximates a normal network sinusoidal voltage curve.
  • an island network with polyphase alternating voltage can be made available from a direct voltage source, usually a battery, for example in the form of an uninterruptible power supply (UPS).
  • UPS uninterruptible power supply
  • the converter arrangements are usually too large to be arranged, for example, directly on an electrical load machine to be driven on the test stand (e.g. a dynamometer). As a result, longer electrical leads are required.
  • the high-frequency switching processes of the pulse width modulation can cause high-frequency interference in a DC voltage intermediate circuit of the test stand, and possibly also ripple currents in a power line or a connected electrical machine.
  • EMC line filters are known to avoid this high-frequency interference. In the prior art, these are arranged in the phases of the AC voltage network. Such line filters are, however, due to the LC used Components are relatively large and thus make a compact design of the converter arrangement more difficult.
  • the generation of high-frequency interference should be avoided or reduced to a minimum.
  • a converter arrangement according to the invention is designed to convert a direct voltage into an N-phase alternating voltage or vice versa.
  • the DC voltage can be provided by a DC voltage source, for example a battery, a fuel cell or a DC voltage intermediate circuit, and the AC voltage can be designed to supply an N-phase electrical machine.
  • a DC voltage source for example a battery, a fuel cell or a DC voltage intermediate circuit
  • the AC voltage can be designed to supply an N-phase electrical machine.
  • the converter arrangement comprises a switched inverter unit which has a number M electronically controllable ground bridges for at least one, but preferably each of the N phases, M being greater than one.
  • a control unit that controls the flagstones is designed to activate the half-bridges in a phase-shifted or time-shifted manner with an essentially identical switching frequency fr.
  • the phases are each connected to a winding of a common-mode choke with a common magnetic core.
  • the outputs of the half bridges which supply the same phase, are connected together via interleaving chokes.
  • those M half bridges that are provided for supplying one of the N phases are interconnected on a common iron core via M interleaving chokes.
  • the interleaving chokes are preferably current-compensated chokes, that is, the windings are arranged in opposite directions on a common core.
  • a first LC filter stage and a second LC filter stage are provided to divert high-frequency interference.
  • the first LC filter stage is formed by the interleaving chokes and a resistor-damped capacitor circuit.
  • the second LC filter stage is formed by the common mode choke and a resistor-damped capacitor circuit.
  • the first LC filter stage by the interleaving chokes and a first resistance-damped capacitor circuit is formed, and the second LC filter stage is formed by the common mode choke and a separate second resistor-damped capacitor circuit.
  • the first capacitor circuit is arranged at the output of the interleaving chokes, that is to say between the interleaving chokes and the common-mode choke, and the second capacitor circuit is arranged at the output of the common-mode choke.
  • the first LC filter stage is formed by the interleaving chokes and a combined resistor-damped capacitor circuit
  • the second LC filter stage is formed by the common-mode choke and this combined resistor-damped capacitor circuit.
  • only one resistor-damped capacitor circuit is provided for both LC filter stages; the combined capacitor circuit is arranged in this case between the interleaving chokes and the common mode choke.
  • the interleaving chokes and common-mode chokes are dimensioned according to the invention in such a way that they divert interference that occurs due to the switched inverter.
  • the inductances not required per se in the longitudinal direction that is to say the longitudinal reactance of the interleaving chokes or the leakage reactance of the common-mode chokes, are dimensioned in such a way that the desired filter effect is obtained.
  • EMC filters such as DIN EN 55011 and DIN EN 61000.
  • the first LC filter stage and the second LC filter stage are dimensioned in such a way that a total harmonic content (distortion factor) of 3% is not exceeded in each phase.
  • the cutoff frequency of the first LC filter stage differs from the cutoff frequency of the second LC filter stage.
  • the cutoff frequency of the first LC filter stage can be smaller than the cutoff frequency of the second LC filter stage.
  • the cutoff frequency of one, preferably the first, LC filter stage is in the range of the M times the switching frequency fr, preferably in the range from about 0.8 x M x fT to 1.2 x M x fT.
  • the cutoff frequency of one, preferably the second, LC filter stage is in the range of a multiple of the M-fold switching frequency fr, approximately in the range of 1 x M x ⁇ t, preferably 4 x M x fr to 10 x M x fr or above.
  • this filter stage ensures the efficient derivation of harmonics of the switching frequency.
  • the number of ground bridges per phase M can be two, three, four or even higher.
  • the capacitor circuits used for the filter stages can be formed in the form of a star connection of at least N capacitors between the N phases. This means that a capacitor and a resistor connected in parallel are provided for each of the N phases and are arranged in a star connection with one another.
  • the first capacitor circuit can have a capacitance of approximately 30 pF per phase.
  • the second capacitor circuit can have a capacitance of approximately 11 pF per phase. However, these values depend on the desired area of application.
  • the direct voltage is approximately 850 V and the inverter unit is designed to generate a 3-phase mains voltage with an amplitude of 400 V and a phase current of 630 A at a frequency of 50 Hz, or with an amplitude of 480 V and a phase current of 525 A at a frequency of 60 Hz.
  • the windings of the common mode chokes can each have about 4 turns.
  • the ratio of the inductance (longitudinal inductance) of the common-mode chokes to their leakage inductance can be around 200 or more.
  • the windings of the common mode chokes can each have an inductance of about 1.8 mH and a leakage inductance of about 3.5 pH at a frequency of about 48 kHz.
  • other values are also provided according to the invention.
  • the interleaving chokes can be designed as current-compensated chokes, that is, their windings run in opposite directions on a common core.
  • the interleaving chokes can in particular be designed in such a way that they do not have a bifilar winding, so that the longitudinal and transversal reactance can be set separately from one another.
  • the ratio of the longitudinal inductance to the transverse inductance of the interleaving chokes can be in a range from approximately 100 to approximately 10,000.
  • the interleaving chokes can in particular have a longitudinal inductance of approximately 7.5 pH and a transverse inductance of approximately 1.94 mH.
  • the invention also extends to an active network converter, comprising a converter arrangement according to the invention with an AC side (network side) and a DC side (direct voltage side).
  • the network converter can in particular be designed to be bidirectional, that is to say allow power flow in both directions.
  • the invention also extends to an industrial application, for example a test stand, an island network or a production line, with such an active network converter, which is designed in particular for bidirectional operation for providing and receiving electrical power.
  • FIG. 1a-1c show exemplary embodiments of converter arrangements according to the invention.
  • a direct voltage source for example a battery, a fuel cell or a direct voltage intermediate circuit
  • a switched inverter unit 1 is provided for this purpose.
  • the ground bridges each comprise two electronically switchable ground conductor switches which are connected to an electronic control unit 3.
  • the semiconductor switches are designed as SiC switches and have a high dielectric strength.
  • the control unit 3 switches the semiconductor switches in a pulse width modulation method with a frequency of about 33 kFIz in order to be able to form the most ideal sinusoidal shape for each of the phases.
  • the control unit 3 is designed to activate those half-bridge pairs which supply the same phase with a phase shift in such a way that the current of this phase is divided essentially equally between the two half-bridges.
  • the control unit 3 first activates the first half bridge 2 for a certain period ton and then the half bridge 2 'for an identical period ton. This halves the power transmitted per half bridge and doubles the frequency of the PWM process per phase. As a result, the ripple in the output current decreases and disruptive repercussions in the DC voltage intermediate circuit are also reduced.
  • the outputs of two half bridges each, which supply the same phase are interconnected via interleaving chokes 4, 4 ', 4a, 4a', 4b, 4b '.
  • the interleaving chokes are current-compensated and wound on a common iron core for each phase. This enables particularly ripple-free operation of the converter arrangement.
  • the phases L1, L2, L3 are each connected to a winding 5, 5 ‘, 5 ′′ of a common mode choke 10 with a common magnetic core in order to dampen electrical common-mode interference. This compensates for common-mode interference in the phases.
  • a first resistance-damped capacitor circuit 6 is provided, which forms a first LC filter stage 8 in cooperation with the leakage reactance (transversal reactance) of the interleaving chokes.
  • a second resistor-damped capacitor circuit 7 is provided which, in cooperation with the leakage reactance (transverse reactance) of the windings 5, 5', 5" of the common-mode choke 10, creates a second LC filter stage 9 forms.
  • the first and the second capacitor circuit each comprise capacitors arranged in a star connection and provided with parallel resistors; the star point of the second capacitor circuit 7 can be grounded via a PEN or PE connection.
  • a damping resistor is arranged between the center point of the DC voltage intermediate circuit and the star point of the second capacitor circuit 7.
  • the intermediate circuit is thus stabilized with regard to common-mode interference (capacitively linked to PEN), and the common-mode interference then only develops in the form of an alternating signal at the star point of the first capacitor circuit
  • the converter arrangement is designed for a direct voltage of approximately 850 V
  • the inverter unit 1 is designed to generate a 3-phase line voltage with an amplitude of 400 V and a phase current of 630 A at a frequency of 50 Hz.
  • the DC voltage Vdc in the DC voltage intermediate circuit is stabilized symmetrically with respect to the ground potential (not shown), for example +420 V / -420 V. This reduces ground currents and insulation stresses in downstream units.
  • the inductance of each individual winding is about 500 pH, the coupling factor 0.97, the longitudinal inductance about 7.5 pH and the transverse inductance about 1.94 mH.
  • the assigned first capacitor circuit 6 has a capacitance of approximately 30 pF per phase, so that the cutoff frequency of the low-pass filter formed by the first filter arrangement 8 assumes a value of approximately 67 kHz: 66.67 kHz
  • the common-mode chokes 5, 5 ′, 5 ′′ each comprise approximately 4 turns on a nanocrystalline cut ribbon core with high relative magnetic permeability (pr of approximately 40,000) and a core cross-section of approximately 14 cm 2 .
  • the inductance of each individual winding is about 1.8 mH; the leakage reactance is about 3.5 pH at a frequency of about 48 kHz.
  • the assigned second capacitor circuit 7 has a capacitance of approximately 11 pF per phase, so that the Cutoff frequency of the low-pass filter formed by the second filter arrangement 9 assumes a value of approximately 161 kHz: 161.16 kHz
  • this exemplary embodiment corresponds to the exemplary embodiment according to FIG. 1a.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Umrichteranordnung zur Umwandlung einer Gleichspannung aus einer Gleichspannungsquelle, beispielsweise einer Batterie, einer Brennstoffzelle oder einem Gleichspannungszwischenkreis, in eine N-phasige Wechselspannung, beispielsweise zur Versorgung einer N-phasigen elektrischen Maschine, umfassend eine geschaltete Wechselrichtereinheit (1 ), die für jede der N Phasen eine Zahl M elektronisch steuerbarer Halbbrücken (2, 2', 2a, 2a', 2b, 2b') umfasst, wobei M größer eins ist, eine die Halbbrücken (2, 2', 2a, 2a', 2b, 2b') ansteuernde Steuerungseinheit (3), die dazu ausgeführt ist, die Halbbrücken (2, 2', 2a, 2a', 2b, 2b') phasenversetzt mit einer Schaltfrequenz fT zu aktivieren, wobei die Phasen zur Dämpfung von elektrischen Gleichtaktstörungen an jeweils eine Wicklung (5, 5', 5") einer Gleichtaktdrossel (10) mit einem gemeinsamen magnetischen Kern angeschlossen sind, und wobei die Ausgänge der Halbbrücken (2, 2', 2a, 2a', 2b, 2b'), welche dieselbe Phase versorgen, jeweils über Interleaving-Drosseln (4, 4', 4a, 4a', 4b, 4b') zusammengeschaltet sind, wobei am Ausgang der Interleaving-Drosseln (4, 4', 4a, 4a', 4b, 4b') unter Bildung einer ersten LC- Filterstufe (8) eine erste widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung (6) vorgesehen ist und am Ausgang der Gleichtakt-Drosseln (5, 5', 5") unter Bildung einer zweiten LC- Filterstufe (9) eine zweite widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung (7) vorgesehen ist.

Description

Umrichteranordnung
Die Erfindung betrifft eine Umrichteranordnung zur Umwandlung einer Gleichspannung aus einer Gleichspannungsquelle, beispielsweise einer Batterie, einer Brennstoffzelle oder einem Gleichspannungszwischenkreis, in eine N-phasige Wechselspannung oder umgekehrt.
Umrichteranordnungen sind aus dem Stand der Technik grundsätzlich bekannt. Diese verwenden in der Regel geschaltete Wechselrichter mit Halbleiter-Brückenschaltungen, die durch ein Modulationsverfahren, beispielsweise eine Pulsweitenmodulation (PWM), eine Sinus-Wechselspannung aus kurzen Pulsen hoher Frequenz (einige kHz bis über 20 kHz) nachbilden. Derartige Wechselrichter werden auch als Sinus-Wechselrichter bezeichnet. Die Halbleiterschalter schalten die Gleichspannung mit hoher Frequenz ein und aus; der Mittelwert der hochfrequenten, pulsweitenmodulierten Schaltfrequenz ist die Ausgangs-Wechselspannung. Die Ausgangs-Wechselspannung setzt sich somit aus kleinen, unterschiedlich breiten Impulsen zusammen und nähert so einen netzüblichen sinusförmigen Spannungsverlauf an.
Derartige Umrichteranordnungen eigenen sich für vielfältige industrielle Anwendungen. Beispielsweise kann aus einem Gleichspannungsquelle, üblicherweise einer Batterie, ein Inselnetz mit mehrphasiger Wechselspannung zur Verfügung gestellt werden, etwa in Form einer unterbrechungsfreien Stromversorgung (USV).
Auch industrielle Anwendungen sind denkbar, beispielsweise zum unabhängigen Betrieb einer Fertigungsstraße. Ferner finden derartige Umrichteranordnungen auch Anwendung bei Prüfständen für elektrisch und/oder konventionell angetriebene Fahrzeuge.
In derartigen Prüfständen wird elektrische Leistung über einen Gleichspannungs- Zwischenkreis zur Verfügung gestellt, und Maschinenumrichter wandeln die Gleichspannung in die für die jeweilige elektrische Maschine, beispielsweise einen Elektromotor, benötigte Wechselspannung um.
Insbesondere bei Prüfständen, aber auch bei anderen, insbesondere industriellen Anwendungen, sind diese Umrichteranordnungen meist auch für einen bidirektionalen Betrieb ausgelegt, das heißt sie ermöglichen sowohl einen elektrischen Leistungsfluss von der Gleichspannungsseite in die Wechselspannungsseite, als auch umgekehrt. Dies wird unter anderem durch die Verwendung bidirektionaler geschalteter Wechselrichter, sogenannter Active-Front-End-Umrichter, ermöglicht.
Aufgrund der bei Prüfständen hohen erforderlichen Leistung von meist über 100 kW und der hohen Gleichspannung von meist über 500 V sind die Umrichteranordnungen jedoch in der Regel zu groß, um sie beispielsweise direkt an einer anzutreibenden elektrischen Belastungsmaschine des Prüfstands (zB einem Dynamometer) anzuordnen. Folglich sind längere elektrische Zuleitungen erforderlich. Außerdem können durch die hochfrequenten Schaltvorgänge der Pulsweitenmodulation hochfrequente Störungen in einem Gleichspannungs-Zwischenkreis des Prüfstands entstehen, und gegebenenfalls auch Rippelströme in einer Netzleitung oder einer angeschlossenen elektrischen Maschine.
Diese Störungen führen zu einem Verstoß gegen Vorschriften betreffend EMV (elektromagnetische Verträglichkeit) und können auch Rippelmomente in einer angetriebenen elektrischen Maschine bewirken, was verhindert werden soll.
Zur Vermeidung dieser hochfrequenten Störungen sind EMV-Netzfilter bekannt. Diese werden im Stand der Technik in den Phasen des Wechselspannungsnetzes angeordnet. Derartige Netzfilter sind jedoch aufgrund der verwendeten LC- Komponenten verhältnismäßig groß und erschweren somit wiederum eine kompakte Bauweise der Umrichteranordnung.
Es ist eine Aufgabe der Erfindung, mindestens eines dieser Probleme zu lösen und eine kompakte Umrichteranordnung zur Verfügung zu stellen, die beispielsweise als lokaler Netzumrichter in einem Prüfstand für Fahrzeuge oder in anderen Anwendungen, beispielsweise einem lokalen Inselnetz oder einer USV, eingesetzt werden kann. Dabei soll die Erzeugung hochfrequenter Störungen vermieden oder auf ein Minimum reduziert werden.
Diese und andere Aufgaben werden durch eine Umrichteranordnung nach Anspruch 1 gelöst.
Eine erfindungsgemäße Umrichteranordnung ist zur Umwandlung einer Gleichspannung in eine N-phasige Wechselspannung oder umgekehrt ausgeführt.
Diese kann insbesondere aktiv geschaltete Gleich- oder Wechselrichter umfassen (sog. Active-Front-End-Umrichter), die zur Energierückspeisung, also zu einem bidirektionalen Betrieb, geeignet sind. Es ist zu beachten, dass die Flussrichtung der zwischen Gleich- und Wechselspannungsseite übertragenen elektrischen Leistung für die vorliegende Erfindung nicht von Relevanz ist.
Bei der Verwendung als Wechselrichter kann die Gleichspannung von einer Gleichspannungsquelle bereitgestellt werden, beispielsweise einer Batterie, einer Brennstoffzelle oder einem Gleichspannungszwischenkreis, und die Wechselspannung kann zur Versorgung einer N-phasigen elektrischen Maschine ausgeführt sein.
Es sind aber auch andere Anwendungsfälle geschalteter Umrichter erfindungsgemäß vorgesehen.
Erfindungsgemäß umfasst die Umrichteranordnung eine geschaltete Wechselrichtereinheit, die für zumindest eine, vorzugsweise aber jede der N Phasen eine Zahl M elektronisch steuerbarer Flalbbrücken aufweist, wobei M größer eins ist. Es ist ferner eine die Flalbbrücken ansteuernde Steuerungseinheit vorgesehen, die dazu ausgeführt ist, die Halbbrücken phasen- bzw. zeitversetzt mit einer im Wesentlichen gleichen Schaltfrequenz fr zu aktivieren.
Dadurch ergibt sich eine Erhöhung der Schaltfrequenz des PWM-Verfahrens um den Faktor M und es kann eine glattere und störungsfreiere Nachbildung eines Sinussignals auch bei hohen Spannungen und hohen Frequenzen erreicht werden.
Die Phasen sind zur Dämpfung von elektrischen Gleichtaktstörungen an jeweils eine Wicklung einer Gleichtaktdrossel mit einem gemeinsamen magnetischen Kern angeschlossen. Um Störungen zu reduzieren, sind die Ausgänge der Halbbrücken, welche dieselbe Phase versorgen, jeweils über Interleaving-Drosseln zusammengeschaltet. Mit anderen Worten, jene M Halbbrücken, die zur Versorgung einer der N Phasen vorgesehen sind, sind über M Interleaving-Drosseln auf einem gemeinsamen Eisenkern zusammengeschaltet. Dies hat den Vorteil, dass ein glatter Übergang zwischen den geschalteten Halbbrücken möglich ist und Störungen reduziert werden. Bei den Interleaving-Drosseln handelt es sich vorzugsweise um stromkompensierte Drosseln, das heißt, die Wicklungen sind gegensinnig auf einem gemeinsamen Kern angeordnet.
Die Steuerungseinheit kann dazu ausgeführt sein, die Halbbrücken einer Phase jeweils für eine identische Einschaltdauer T zu aktivieren und die einer Phase zugeordneten M Halbbrücken jeweils um eine Zeitverzögerung von T/M verzögert zu aktivieren. Beispielsweise werden beim M=2 die beiden einer Phase zugeordneten Halbbrücken in diesen Ausführungsbeispielen um T/2 verzögert aktiviert.
Erfindungsgemäß sind zur Ableitung hochfrequenter Störungen eine erste LC-Filterstufe und eine zweite LC-Filterstufe vorgesehen. Die erste LC-Filterstufe ist durch die Interleaving-Drosseln und eine widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung gebildet. Die zweite LC-Filterstufe ist durch die Gleichtaktdrossel und eine widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung gebildet.
Erfindungsgemäß kann vorgesehen sein, dass die erste LC-Filterstufe durch die Interleaving-Drosseln und eine erste widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung gebildet ist, und die zweite LC-Filterstufe durch die Gleichtaktdrossel und eine separate zweite widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung gebildet ist. Dabei ist die erste Kondensatorschaltung am Ausgang der Interleaving-Drosseln, also zwischen den Interleaving-Drosseln und der Gleichtaktdrossel, angeordnet, und die zweite Kondensatorschaltung am Ausgang der Gleichtaktdrossel.
Erfindungsgemäß kann aber auch vorgesehen sein, dass die erste LC-Filterstufe durch die Interleaving-Drosseln und eine kombinierte widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung gebildet ist, und die zweite LC-Filterstufe durch die Gleichtaktdrossel und diese kombinierte widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung gebildet ist. In diesem Fall ist nur eine widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung für beide LC-Filterstufen vorgesehen; die kombinierte Kondensatorschaltung ist in diesem Fall zwischen den Interleaving-Drosseln und der Gleichtaktdrossel angeordnet.
Durch die Bildung zweier LC-Filterstufen ist es nicht erforderlich, ein separates Netzfilter vorzusehen; die ohnehin erforderlichen Interleaving-Drosseln und Gleichtakt-Drosseln sind erfindungsgemäß derart dimensioniert, dass Sie Störungen ableiten, die aufgrund des geschalteten Wechselrichters entstehen.
Erfindungsgemäß sind insbesondere die an sich nicht benötigten Induktivitäten in Longitudinalrichtung, also die Longitudinalreaktanz der Interleaving-Drosseln bzw. die Streureaktanz der Gleichtakt-Drosseln derart dimensioniert, dass sich die gewünschte Filterwirkung ergibt. Es kann dadurch ermöglicht werden, dass keine weiteren EMV- Filter erforderlich sind, um EMV-Normen wie DIN EN 55011 und DIN EN 61000 einzuhalten. Insbesondere kann vorgesehen sein, dass die erste LC-Filterstufe und die zweite LC-Filterstufe derart dimensioniert sind, dass ein Gesamtoberschwingungsgehalt (Klirrfaktor) in jeder Phase von 3% nicht überschritten wird.
Erfindungsgemäß kann vorgesehen sein, dass sich die Grenzfrequenz der ersten LC- Filterstufe von der Grenzfrequenz der zweiten LC-Filterstufe unterscheidet.
Insbesondere kann die Grenzfrequenz der ersten LC-Filterstufe kleiner sein als die Grenzfrequenz der zweiten LC-Filterstufe. Insbesondere kann vorgesehen sein, dass die Grenzfrequenz einer, vorzugsweise der ersten LC-Filterstufe im Bereich der M- fachen Schaltfrequenz fr liegt, vorzugsweise im Bereich von etwa 0,8 x M x fT bis 1 ,2 x M x fT. Dadurch sorgt diese Filterstufe zur effizienten Ableitung von Störungen, die mit der M-fachen Schaltfrequenz auftreten.
Erfindungsgemäß kann vorgesehen sein, dass die Grenzfrequenz einer, vorzugsweise der zweiten LC-Filterstufe im Bereich eines Vielfachen der M-fachen Schaltfrequenz fr liegt, etwa im Bereich von 1 x M x ίt, vorzugsweise 4 x M x fr bis 10 x M x fr oder darüber. Dadurch sorgt diese Filterstufe zur effizienten Ableitung von Oberschwingungen der Schaltfrequenz.
Die Phasenzahl N kann insbesondere gleich drei sein. Es sind aber auch Ausführungen mit einer einzigen Phase, also N=1 , erfindungsgemäß vorgesehen; in diesem Fall ist eine geschaltete Phase L und ein geschalteter Nullleiter vorgesehen. Die Zahl der Flalbbrücken je Phase M kann gleich zwei, drei, vier oder auch höher sein.
Die für die Filterstufen verwendeten Kondensatorschaltungen können in Form einer Sternschaltung von zumindest N Kondensatoren zwischen den N Phasen gebildet sein. Das heißt, dass für jede der N Phasen ein Kondensator und ein parallelgeschalteter Widerstand vorgesehen ist, die in Sternschaltung zueinander angeordnet sind.
Die erste Kondensatorschaltung kann eine Kapazität von etwa 30 pF je Phase aufweisen. Die zweite Kondensatorschaltung kann eine Kapazität von etwa 11 pF je Phase aufweisen. Diese Werte sind jedoch abhängig vom gewünschten Einsatzgebiet.
Erfindungsgemäß kann vorgesehen sein, dass die Steuerungseinheit dazu ausgeführt ist, die Flalbbrücken jeweils mit einer Schaltfrequenz Fr von zumindest etwa 24 kFIz bis etwa 33kFlz anzusteuern. Effektiv ergibt dies aufgrund der phasenversetzten Ansteuerung der Flalbbrücken somit eine Taktfrequenz auf jeder Phase von M x Fr, bei einem beispielhaften Wert von M = 2 somit etwa 48 kFIz bis etwa 66 kFIz.
Erfindungsgemäß kann vorgesehen sein, dass die Gleichspannung etwa 850 V beträgt und die Wechselrichtereinheit dazu ausgeführt ist, eine 3-phasige Netzspannung mit einer Amplitude von 400 V und einem Phasenstrom von 630 A bei einer Frequenz von 50 Hz, oder mit einer Amplitude von 480 V und einem Phasenstrom von 525 A bei einer Frequenz von 60 Hz zu erzeugen.
Die Wicklungen der Gleichtaktdrosseln können jeweils etwa 4 Windungen aufweisen. Das Verhältnis der Induktivität (Longitudinalinduktivität) der Gleichtaktdrosseln zu ihrer Streuinduktivität kann bei etwa 200 oder darüber liegen.
Die Wicklungen der Gleichtaktdrosseln können bei einer Frequenz von etwa 48 kHz jeweils eine Induktivität von etwa 1 ,8 mH und eine Streuinduktivität von etwa 3,5 pH aufweisen. Es sind jedoch auch andere Werte erfindungsgemäß vorgesehen.
Die Interleaving-Drosseln können als stromkompensierte Drosseln ausgeführt sein, das heißt, ihre Wicklungen verlaufen gegensinnig auf einem gemeinsamen Kern.
Die Interleaving-Drosseln können insbesondere derart ausgeführt sein, dass sie keine bifilare Wicklung aufweisen, sodass Longitudinal- und Transversal-Reaktanz getrennt voneinander einstellbar ist. Das Verhältnis der Longitudinalinduktivität zur Transversalinduktivität der Interleaving-Drosseln kann in einem Bereich von etwa 100 bis etwa 10000 liegen. Die Interleaving-Drosseln können insbesondere eine Longitudinalinduktivität von etwa 7,5 pH und eine Transversalinduktivität von etwa 1 ,94 mH aufweisen.
Die Erfindung erstreckt sich ferner auf einen aktiven Netzumrichter, umfassend eine erfindungsgemäße Umrichteranordnung mit einer AC-Seite (Netz-Seite) und einer DC- Seite (Gleichspannungsseite). Der Netzumrichter kann insbesondere bidirektional ausgebildet sein, also Leistungsfluss in beide Richtungen erlauben.
Die Erfindung erstreckt sich ferner auf eine industrielle Anwendung, beispielsweise einen Prüfstand, ein Inselnetz oder eine Fertigungsstraße, mit einem derartigen aktiven Netzumrichter, der insbesondere für einen bidirektionalen Betrieb zur Bereitstellung und Entgegennahme elektrischer Leistung ausgelegt ist. Weitere erfindungsgemäße Merkmale ergeben sich aus den Ansprüchen, der Figur und der nachfolgenden Figurenbeschreibung.
Die Erfindung wird nun an Fland nicht-ausschließlicher Ausführungsbeispiele näher erläutert.
Fig. 1a- 1c zeigen Ausführungsbeispiele erfindungsgemäßer Umrichteranordnungen.
Fig. 1a zeigt ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Umrichteranordnung zur Umwandlung einer Gleichspannung Vdc aus einer Gleichspannungsquelle, beispielsweise einer Batterie, einer Brennstoffzelle oder einem Gleichspannungszwischenkreis, in eine 3-phasige Wechselspannung (N = 3) mit den Phasen L1 , L2, L3 zum Anschluss an ein Wechselspannungsnetz.
Zu diesem Zweck ist eine geschaltete Wechselrichtereinheit 1 vorgesehen. Diese umfasst einen aktiven Brücken-Wechselrichter mit sechs Flalbbrücken 2, 2‘, 2a, 2a‘, 2b, 2b‘, wobei jeweils eine Phase L1 , L2, L3 über zwei Flalbbrücken (M = 2) versorgt wird. Die Flalbbrücken umfassen jeweils zwei elektronisch schaltbare Flalbleiterschalter, die mit einer elektronischen Steuereinheit 3 verbunden sind. Die Flalbleiterschalter sind in diesem Ausführungsbeispiel als SiC-Schalter ausgeführt und weisen eine hohe Spannungsfestigkeit auf. Die Steuereinheit 3 schaltet die Flalbleiterschalter in einem Pulsweitenmodulations-Verfahren mit einer Frequenz von etwa 33 kFIz, um für jede der Phasen eine möglichst ideale Sinusform bilden zu können. Ferner ist die Steuereinheit 3 dazu ausgeführt, jene Halbbrückenpaare, die dieselbe Phase versorgen, derart phasenversetzt zu aktivieren, dass sich der Strom dieser Phase auf die beiden Halbbrücken im Wesentlichen gleich aufteilt.
Beispielsweise aktiviert die Steuereinheit 3 zunächst die erste Halbbrücke 2 für eine bestimmte Zeitdauer ton und danach die Halbbrücke 2‘ für eine identische Zeitdauer ton. Dadurch wird die je Halbbrücke übertragene Leistung halbiert und die Frequenz des PWM-Verfahrens pro Phase verdoppelt. Folglich sinkt der Rippel im Ausgangsstrom und auch störende Rückwirkungen in den Gleichspannungs-Zwischenkreis werden reduziert. In diesem Ausführungsbeispiel sind die Ausgänge von je zwei Halbbrücken, welche dieselbe Phase versorgen, über Interleaving-Drosseln 4, 4‘, 4a, 4a‘, 4b, 4b‘ zusammengeschaltet. Die Interleaving-Drosseln sind stromkompensiert und für jede Phase auf einem gemeinsamen Eisenkern gewickelt. Dies ermöglicht einen besonders rippelfreien Betrieb der Umrichteranordnung.
Die Phasen L1 , L2, L3 sind zur Dämpfung von elektrischen Gleichtaktstörungen an jeweils eine Wicklung 5, 5‘, 5“ einer Gleichtaktdrossel 10 mit einem gemeinsamen magnetischen Kern angeschlossen. Dadurch werden Gleichtaktstörungen in den Phasen kompensiert. Am Ausgang der Interleaving-Drosseln 4, 4‘, 4a, 4a‘, 4b, 4b‘ ist eine erste widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung 6 vorgesehen, welches in Zusammenwirkung mit der Streureaktanz (Transversalreaktanz) der Interleaving- Drosseln eine erste LC-Filterstufe 8 bildet.
Am Ausgang der Gleichtakt-Drosseln 5, 5‘, 5“ ist eine zweite widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung 7 vorgesehen, welche in Zusammenwirkung mit der Streureaktanz (Transversalreaktanz) der Wicklungen 5, 5‘, 5“ der Gleichtakt-Drossel 10 eine zweite LC-Filterstufe 9 bildet.
Die erste und die zweite Kondensatorschaltung umfassen jeweils in Sternschaltung angeordnete und mit Parallelwiderständen versehene Kondensatoren; der Sternpunkt der zweiten Kondensatorschaltung 7 kann über einen PEN- oder PE-Anschluss geerdet sein.
In einem nicht dargestellten Ausführungsbeispiel ist zwischen dem Mittelpunkt des Gleichspannungs-Zwischenkreises und dem Sternpunkt der zweiten Kondensatorschaltung 7 ein Dämpfungswiderstand angeordnet. Der Zwischenkreis wird damit in Bezug auf Gleichtaktstörungen stabilisiert (kapazitiv an PEN gebunden), und die Gleichtaktstörungen bilden sich dann nur mehr in Form eines Wechselsignals am Sternpunkt der ersten Kondensatorschaltung aus Die Umrichteranordnung ist im vorliegenden Ausführungsbeispiel für eine Gleichspannung von etwa 850 V ausgelegt, und die Wechselrichtereinheit 1 ist dazu ausgeführt, eine 3-phasige Netzspannung mit einer Amplitude von 400 V und einem Phasenstrom von 630 A bei einer Frequenz von 50 Hz zu erzeugen. Die Gleichspannung Vdc im Gleichspannungszwischenkreis wird in Bezug auf das Groundpotential symmetrisch stabilisiert (nicht dargestellt), beispielsweise +420 V / - 420 V. Damit reduzieren sich Erdströme sowie Isolationsbeanspruchungen in nachgeschalteten Einheiten.
Im vorliegenden Ausführungsbeispiel sind die Interleaving-Drosseln 4, 4‘, 4a, 4a‘, 4b,
4b‘ mit nicht-bifilaren Hochkant-Wicklungen mit etwa neun Wicklungen je Schenkel auf einem nanokristallinem Schnittbandkern mit hoher relativer magnetischer Permeabilität (pr von etwa 40000), einem Kernquerschnitt von etwa 17 cm2 und einem sehr geringen Luftspalt von etwa 150 pm ausgeführt.
Die Induktivität jeder Einzelwicklung beträgt etwa 500 pH, der Koppelfaktor 0,97, die Longitudinalinduktivität etwa 7,5 pH und die Transversalinduktivität etwa 1 ,94 mH. Die zugeordnete erste Kondensatorschaltung 6 weist eine Kapazität von etwa 30 pF je Phase auf, sodass die Grenzfrequenz des durch die erste Filteranordnung 8 gebildeten Tiefpasses einen Wert von etwa 67 kHz annimmt: 66,67 kHz
Dies entspricht etwa dem 2-fachen der Schaltfrequenz von 33 kHz, sodass die Störungen durch die Schaltvorgänge effektiv gefiltert werden können.
Die Gleichtakt-Drosseln 5, 5‘, 5“ umfassen im vorliegenden Ausführungsbeispiel jeweils etwa 4 Windungen auf einem nanokristallinem Schnittbandkern mit hoher relativer magnetischer Permeabilität (pr von etwa 40000) und einem Kernquerschnitt von etwa 14 cm2. Die Induktivität jeder Einzelwicklung beträgt etwa 1 ,8 mH; die Streureaktanz etwa 3,5 pH bei einer Frequenz von etwa 48 kHz. Die zugeordnete zweite Kondensatorschaltung 7 weist eine Kapazität von etwa 11 pF je Phase auf, sodass die Grenzfrequenz des durch die zweite Filteranordnung 9 gebildeten Tiefpasses einen Wert von etwa 161 kHz annimmt: 161,16 kHz
Diese gestaffelte Anordnung zweier Tiefpass-Filter ermöglicht die effiziente Filterung hochfrequenter Störungen, ohne dass zusätzliche EMV-Filterkomponenten benötigt werden.
Fig. 1b zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Umrichteranordnung zur Umwandlung einer Gleichspannung Vdc aus einer Gleichspannungsquelle in eine 3-phasige Wechselspannung (N = 3) mit den Phasen L1, L2, L3 zum Anschluss an ein Wechselspannungsnetz.
In diesem Ausführungsbeispiel sind nicht zwei separate Kondensatorschaltungen vorgesehen, sondern eine kombinierte Kondensatorschaltung 11. Diese wirkt sowohl mit den Interleaving-Drosseln 4, 4‘, 4a, 4a‘, 4b, 4b‘, als auch mit den Wicklungen 5, 5’,
5“ der Gleichtaktdrossel 10 zur Bildung zweier, schematisch angedeuteter Filterstufen 8, 9 zusammen.
Bei der Dimensionierung der beiden Filterstufen muss darauf geachtet werden, dass die Kondensatorschaltung 11 sowohl für die Grenzfrequenz der ersten LC-Filterstufe 8, als auch für die Grenzfrequenz der zweiten LC-Filterstufe 9 wirksam wird; folglich können die Elemente nicht wie beim Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1a unabhängig voneinander dimensioniert werden. Im Übrigen entspricht dieses Ausführungsbeispiel dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1a.
Fig. 1c zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Umrichteranordnung zur Umwandlung einer Gleichspannung Vdc aus einer Gleichspannungsquelle in eine 1-phasige Wechselspannung (N = 1) mit einer Phase L und einem geschalteten Nullleiter N. Sowohl die Phase L, als auch der Nullleiter N wird über eine geschaltete Wechselrichtereinheit 1 mit jeweils zwei Halbbrücken (M=2) zur Verfügung gestellt. Wiederum sind nicht zwei separate Kondensatorschaltungen vorgesehen, sondern eine kombinierte Kondensatorschaltung 11. 1m Übrigen entspricht dieses Ausführungsbeispiel dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1b.
Die Erfindung beschränkt sich nicht auf das beschriebene Ausführungsbeispiel, sondern umfasst sämtliche Umrichteranordnungen im Rahmen der nachfolgenden Patentansprüche sowie insbesondere deren Verwendung in Prüfständen für Fahrzeuge.
Bezugszeichenliste
1 Wechselrichtereinheit
2, 2‘, 2a, 2a‘, 2b, 2b‘ Halbbrücke 3 Steuerungseinheit
4, 4‘, 4a, 4a‘, 4b, 4b‘ Interleaving-Drossel
5, 5‘, 5“ Wicklung
6 Erste Kondensatorschaltung
7 Zweite Kondensatorschaltung
8 Erste Filterstufe
9 Zweite Filterstufe
10 Gleichtaktdrossel 11 Kombinierte Kondensatorschaltung

Claims

Patentansprüche
1. Umrichteranordnung zur Umwandlung einer Gleichspannung in eine N-phasige Wechselspannung oder umgekehrt, umfassend
- eine geschaltete Wechselrichtereinheit (1 ), die für zumindest eine, vorzugsweise jede der N Phasen eine Zahl M elektronisch steuerbarer Halbbrücken (2, 2‘, 2a, 2a‘, 2b, 2b‘) umfasst, wobei M größer eins ist,
- eine die Halbbrücken (2, 2‘, 2a, 2a‘, 2b, 2b‘) ansteuernde Steuerungseinheit (3), die dazu ausgeführt ist, die Halbbrücken (2, 2‘, 2a, 2a‘, 2b, 2b‘) zeitversetzt mit einer im Wesentlichen gleichen Schaltfrequenz fr zu aktivieren, wobei
- die Phasen zur Dämpfung von elektrischen Gleichtaktstörungen an jeweils eine Wicklung (5, 5‘, 5“) einer Gleichtaktdrossel (10) mit einem gemeinsamen magnetischen Kern angeschlossen sind, und wobei
- die Ausgänge der Halbbrücken (2, 2‘, 2a, 2a‘, 2b, 2b‘), welche dieselbe Phase versorgen, jeweils über Interleaving-Drosseln (4, 4‘, 4a, 4a‘, 4b, 4b‘) zusammengeschaltet sind, dadurch gekennzeichnet, dass eine erste LC-Filterstufe (8) und eine zweite LC- Filterstufe (9) vorgesehen sind, wobei die erste LC-Filterstufe (8) durch die Interleaving-Drosseln (4, 4‘, 4a, 4a‘, 4b, 4b‘) und eine widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung gebildet ist, und die zweite LC-Filterstufe (9) durch die Gleichtaktdrossel (10) und eine widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung gebildet ist.
2. Umrichteranordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die erste LC-Filterstufe (8) durch die Interleaving-Drosseln (4, 4‘, 4a, 4a‘, 4b, 4b‘) und eine erste widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung (6) gebildet ist, und die zweite LC-Filterstufe (9) durch die Gleichtaktdrossel (10) und eine zweite widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung (7) gebildet ist.
3. Umrichteranordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die erste LC-Filterstufe (8) durch die Interleaving-Drosseln (4, 4‘, 4a, 4a‘, 4b, 4b‘) und eine kombinierte widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung (11) gebildet ist, und die zweite LC-Filterstufe (9) durch die Gleichtaktdrossel (10) und die kombinierte widerstandsgedämpfte Kondensatorschaltung (11) gebildet ist.
4. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Grenzfrequenz einer, vorzugsweise der ersten LC-Filterstufe (8) im Bereich der M-fachen Schaltfrequenz fr liegt, vorzugsweise im Bereich von etwa 0,8 x M x ίt bis 1 ,2 x M x fr.
5. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Grenzfrequenz einer, vorzugsweise der zweiten LC-Filterstufe (9) im Bereich eines Vielfachen der M-fachen Schaltfrequenz fr liegt, vorzugsweise im Bereich von 1 x M x fr, vorzugsweise 4 x M x ίt bis 10 x M x ίt.
6. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass N gleich eins oder drei ist.
7. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass M gleich zwei, drei, vier oder höher ist.
8. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Kondensatorschaltungen (6, 7, 11) durch Sternschaltung von zumindest N Kondensatoren mit jeweils parallelgeschalteten Widerständen gebildet sind.
9. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die erste LC-Filterstufe (8) und die zweite LC-Filterstufe (9) derart dimensioniert sind, dass ein Gesamtoberschwingungsgehalt (Klirrfaktor) in jeder Phase von 3% nicht überschritten wird.
10. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungseinheit (3) dazu ausgeführt ist, die Flalbbrücken (2, 2‘, 2a, 2a‘, 2b, 2b‘) mit einer Schaltfrequenz fr von zumindest etwa 24 kFIz bis zumindest etwa 33kFlz anzusteuern.
11. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichspannung etwa 850 V beträgt und die Wechselrichtereinheit (1) dazu ausgeführt ist, eine 3-phasige Netzspannung
- mit einer Amplitude von 400 V und einem Phasenstrom von 630 A bei einer Frequenz von 50 Hz, oder
- mit einer Amplitude von 480 V und einem Phasenstrom von 525 A bei einer Frequenz von 60 Hz zu erzeugen.
12. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 11 , dadurch gekennzeichnet, dass die Wicklungen (5, 5‘, 5“) der Gleichtaktdrossel (10) jeweils etwa 4 Windungen aufweisen.
13. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass das Verhältnis der Induktivität der Wicklungen (5, 5‘, 5“) der Gleichtaktdrossel (10) zu ihrer Streuinduktivität bei über 200 liegt.
14. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Wicklungen (5, 5‘, 5“) der Gleichtaktdrossel (10) jeweils eine Induktivität von etwa 1 ,8 mH und eine Streuinduktivität von etwa 3,5 pH aufweisen.
15. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Interleaving-Drosseln (4, 4‘, 4a, 4a‘, 4b, 4b‘) als stromkompensierte Drosseln ausgeführt sind.
16. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass das Verhältnis der Longitudinalinduktivität zur Transversalinduktivität der Interleaving-Drosseln (4, 4‘, 4a, 4a‘, 4b, 4b‘) in einem Bereich von etwa 100 bis etwa 10000 liegt.
17. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Interleaving-Drosseln (4, 4‘, 4a, 4a‘, 4b, 4b‘) eine Longitudinalinduktivität von etwa 7,5 pH und eine Transversalinduktivität von etwa 1 ,94mH aufweisen.
18. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Kondensatorschaltung (6) eine Kapazität von etwa 30 pF je Phase und/oder die zweite Kondensatorschaltung (7) eine Kapazität von etwa 11 pF je Phase aufweist.
19. Netzumrichter, umfassend eine Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 18, wobei insbesondere der Netzumrichter für einen bidirektionalen Betrieb ausgebildet ist.
20. Industrielle Anwendung, beispielsweise Fertigungsstraße, Inselnetz oder Prüfstand, umfassend einen Netzumrichter nach Anspruch 19.
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