EP3606098A1 - Method and circuit arrangement for operating a condenser microphone - Google Patents
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- EP3606098A1 EP3606098A1 EP19189032.6A EP19189032A EP3606098A1 EP 3606098 A1 EP3606098 A1 EP 3606098A1 EP 19189032 A EP19189032 A EP 19189032A EP 3606098 A1 EP3606098 A1 EP 3606098A1
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
- H04R19/00—Electrostatic transducers
- H04R19/04—Microphones
Definitions
- the invention relates to a method and a circuit arrangement for operating a condenser microphone according to a high-frequency method with amplitude modulation.
- the mass of the membrane is very small, it can follow the incident sound waves very precisely and quickly, so that condenser microphones have superior physical properties, in particular compared to dynamic microphones, and thus low-frequency output signals with high sound quality, impulse fidelity, sensitivity and low noise can be generated.
- condenser microphones require an external power supply for the condenser capsule in order to be able to convert the changes in capacitance into an output signal.
- this method has several disadvantages.
- leakage currents can occur, particularly in environments with high humidity, which lead to a poor signal / noise ratio, and on the other hand, due to the small capacitance of the capacitor capsule, an impedance converter with a very high input resistance is required for further processing of the output voltage.
- one of the known high-frequency methods is preferably used, in which the changing capacitance of the capacitor capsule is used to modulate the frequency, the phase or the amplitude of a high-frequency electrical carrier signal (RF signal).
- RF signal high-frequency electrical carrier signal
- the capacitor capsule In frequency modulation, the capacitor capsule is part of a resonance circuit, so that the changes in the capacitance of the capacitor capsule caused by the sound waves lead to corresponding changes in the resonance frequency.
- this method requires a very frequency-stable oscillator so that the audio signal obtained after demodulation is not disturbed.
- the capacitor capsule is part of an LC parallel resonance circuit, so that the changes in the capacitance of the capacitor capsule lead to corresponding changes in the resonance frequency of the LC circuit and thus to phase shifts in the externally generated and coupled RF signal.
- This method also requires a very frequency-stable RF signal and a high Q factor of the LC circuit to achieve a large phase shift or microphone sensitivity.
- Another disadvantage is that the phase response has only a relatively small linear range, so that in the case of a high sound pressure level, the change in capacitance and the resulting phase shifts are no longer proportional to one another.
- the capacitor capsule In the case of amplitude modulation, the capacitor capsule finally forms, together with two identical windings, an RF transformer bridge circuit which is tuned to the frequency of an RF carrier signal which is generated by an RF oscillator coupled via a further winding. Due to the movement of the membrane and the resulting change in capacitance, a proportional double-sideband amplitude-modulated (DSB-AM) audio output voltage with suppressed RF carrier signal can be generated at the bridge branch of the circuit.
- DSB-AM proportional double-sideband amplitude-modulated
- This method is particularly suitable for the symmetrical capacitor converters or push-pull converters mentioned at the outset, in which the two capacitors are connected as capacitive voltage dividers in one of the bridge arms.
- the invention has for its object to provide a method and a circuit arrangement for operating a condenser microphone with which the above-mentioned superior physical properties of such a microphone can be exploited even better and converted into LF output signals with high fidelity.
- a digital microphone with the least possible analog effort is to be created, in which the dynamic range and the signal / noise ratio of the LF output signals is at least equivalent or even better than known analog microphones.
- An essential principle of the invention is therefore to obtain an LF output signal by digital signal processing in combination with a suitable analog circuit for detecting the capacitance changes generated by incident sound waves, which is particularly characterized by a high dynamic range and a high signal / noise ratio.
- the frequency of the analog RF carrier signal can be matched very precisely to the resonance of the analog circuit part, and a spectrally very pure RF carrier signal can also be generated.
- the digital RF carrier signal is preferably subjected to noise shaping before the digital / analog conversion, with which not only the resolution or word width is reduced, but also the quantization noise is shifted into frequency ranges which are used for Detection of the relevant AF bandwidth of the microphone is not required. This maintains a high signal / noise ratio in the relevant frequency band.
- the amplitude of the digital HF carrier signal is preferably adjustable in order to change or adapt the sensitivity of the microphone, in particular as a function of an occurring sound pressure level.
- the sensitivity can thus be set digitally and no multi-channel analog / digital converters are required in order to achieve a high dynamic range or a high gain.
- This amplitude is preferably changed automatically by means of a sound pressure level detector / predictor as a function of a detected or predicted sound pressure level in such a way that the sensitivity of the microphone is adjusted accordingly and overdriving of the analog circuit part is avoided.
- an additional signal-to-noise ratio and dynamic range can also be obtained by digitizing the acquired audio signal, preferably over-sampled and clocking it down to a lower sampling frequency after demodulation (for example to a standard sampling frequency of 48 kHz).
- a condenser microphone is preferably used in the analog circuit part of the circuit arrangement according to the invention and this is preferably operated using the high-frequency method mentioned at the beginning with amplitude modulation, the basic function and implementation of this operating mode should first be based on the Figure 1 are explained.
- Figure 1 shows an exemplary circuit arrangement with a condenser microphone with a symmetrical converter (push-pull converter), which has a first and a second capacitor C 1 (t), C 2 (t), the capacities of which, as explained above, are changed in opposite directions by incoming sound waves s (t).
- a condenser microphone with a symmetrical converter push-pull converter
- the circuit arrangement operates according to the high-frequency method with amplitude modulation mentioned at the outset, which is preferably used in connection with the invention, and comprises a first transmitter Tr1, a second transmitter Tr2, an HF generator HF, a first and a second diode D1, D2 and a charging capacitor Ca.
- first transformer Tr1 On the primary side of the first transformer Tr1 there is a first winding W1, via which the HF voltage (HF carrier signal) generated by the HF generator HF is coupled.
- HF voltage HF carrier signal
- the first transformer Tr1 On a first secondary side, the first transformer Tr1 has a second and an identical third winding W2, W3. The two windings W2, W3 together with the two capacitors C 1 (t), C 2 (t) form a bridge circuit. On a second secondary side of the first transformer Tr1 there is a fourth and an identical fifth winding W4, W5, the outer ends of which are connected to one another via two diodes D1, D2 connected in series and which together form a synchronous rectifier.
- the second transformer Tr2 is finally connected with one side between the center tap between the second and third windings W2, W3 and ground, while the other side is connected between the center tap between the fourth and fifth windings W4, W5 and one of the output connections.
- the other output connection is tapped between the two diodes D1, D2.
- the charging capacitor Ca to which the output voltage x AF (t) in the form of the demodulated audio signal (baseband signal) is applied, is connected in parallel with the output connections.
- the HF bridge circuit formed by the first and the second capacitor C 1 (t), C 2 (t) and the second and the third winding W2, W3 is tuned to the frequency of the HF carrier signal generated by the HF generator HF.
- the bridge is balanced and there is no RF voltage at its output.
- an HF voltage is generated which is proportional to the membrane deflection and which is fed to the charging capacitor Ca for demodulation via the synchronous rectifier D1, D2 and then to the membrane in magnitude and phase proportional output voltage x AF (t) is present.
- Figure 2 shows a schematic block diagram of an exemplary first embodiment of a circuit arrangement according to the invention, which is composed essentially of three components, namely a digital circuit part DC, an analog circuit part AC and a mixed analog / digital circuit part MC, the latter being connected between the digital and the analog circuit part and connects the two.
- the digital circuit part DC comprises the digital components of the circuit arrangement. These are essentially an HF generator CG for generating a digital oversampled HF carrier signal x c, h (k) with a first high sampling rate f s, 1 and with a first high resolution, which corresponds to a first large word width of w 0 bits , an optional unit NS for noise shaping of the RF carrier signal x c, h (k) and for generating an RF carrier signal x c (k) with the same first sampling rate f s, 1 and with a lower resolution than the first resolution, the corresponds to a correspondingly smaller second word width of w 1 bit.
- an HF generator CG for generating a digital oversampled HF carrier signal x c, h (k) with a first high sampling rate f s, 1 and with a first high resolution, which corresponds to a first large word width of w 0 bits
- an optional unit NS for noise shaping of the RF carrier signal
- the digital circuit part DC further comprises a demodulator Dm for demodulating an applied digital DSB-AM audio output signal x DSB (m), which has a second sampling rate f s, 2 and a third resolution or third word length of w 2 bits, and for Generation of a demodulated digital (baseband) audio signal x dem (m) with unchanged (Second) sampling rate f s, 2 and a fourth resolution or fourth word width of w 3 bits.
- a demodulator Dm for demodulating an applied digital DSB-AM audio output signal x DSB (m), which has a second sampling rate f s, 2 and a third resolution or third word length of w 2 bits, and for Generation of a demodulated digital (baseband) audio signal x dem (m) with unchanged (Second) sampling rate f s, 2 and a fourth resolution or fourth word width of w 3 bits.
- the digital circuit part comprises an optional decimator Dc for decimating or reducing the second sampling rate f s, 2 of the demodulated audio signal x dem (m) and for generating a digital audio output signal x AF (n) with a standard audio sampling frequency of for example 48 kHz (third sampling rate fs) with a desired fifth resolution or a fifth word width of w 4 bits.
- Dc decimator for decimating or reducing the second sampling rate f s, 2 of the demodulated audio signal x dem (m) and for generating a digital audio output signal x AF (n) with a standard audio sampling frequency of for example 48 kHz (third sampling rate fs) with a desired fifth resolution or a fifth word width of w 4 bits.
- This digital circuit part D-C is preferably realized in the form of an FPGA (field programmable gate array) and represents a digital signal processor (DSP).
- the implementation is preferably carried out by a corresponding program that is executed on a system for data processing.
- the analog / digital circuit part MC comprises a digital / analog converter D / A for generating an analog RF carrier signal x c (t) from the supplied digital RF carrier signal x c (k), and an analog / digital converter A / D for generating a digital DSB-AM audio signal x DSB (m) with said third resolution or third word length of w 2 bits from a supplied analog DSB-AM audio signal x DSB (t), which is generated with the microphone unit Cm.
- the analog circuit part AC finally includes the microphone unit Cm to a capacitor microphone and serves the changes in the capacitance of the microphone by means of the supplied analog RF carrier signal x c (t) generated by the incident sound wave s (t) (NF-audio signal) in the to implement analog DSB-AM audio signal x DSB (t) with suppressed RF carrier signal x c (t).
- the HF generator CG generates an oversampled digital HF carrier signal x c, h (k) with the aforementioned first high sampling rate f s, 1 and the first high resolution, which corresponds to the first large word width of w 0 bits ,
- the level of the carrier frequency f r of the HF carrier signal x c, h (k) is chosen in a suitable manner, in particular depending on the electrical properties of the analog circuit part AC (in particular its resonance frequency, see below).
- oversampling is to be understood to mean that the signal is generated at a sampling rate that is higher than is required according to the sampling theorem to detect the RF carrier frequency f r (also called oversampling).
- the (first) sampling rate f s, 1 of the RF carrier signal x c, h (k) with the frequency f r is therefore greater than the sampling rate of 2 * f r required according to the sampling theorem.
- the aforementioned first high resolution of the RF carrier signal x c, h (k) (and the associated first large word width of w o bit) is chosen to be large enough that the signal / noise ratio in the relevant frequency range is sufficiently high and then still large is enough if there is a gain adjustment of the RF carrier signal. This principle is explained below using the Figure 5 still to be explained.
- Such an HF generator CG can be, for example, a synthesizer that works according to the known DDS (direct digital synthesis) method, or can be implemented in the form of a look-up table (LUT).
- a DDS synthesizer has the advantage that the carrier frequency can be easily adapted to the electrical properties, such as the resonance frequency of the analog circuit part A-C, while using a look-up table reduces the digital circuitry and thus the hardware costs.
- further HF generators are conceivable that meet the requirements mentioned.
- the relatively large first word width of w 0 bits of the RF carrier signal x c, h (k) is preferably reduced accordingly to the second word width of w 1 bit.
- the digital RF carrier signal x c, h (k) is first preferably fed to the unit NS for noise shaping, with which the quantization noise in in is known to concentrate in areas outside the relevant frequency band and is thus shifted into frequency ranges that are not required to record the relevant LF bandwidth (ie usually about 40 kHz symmetrically about the carrier frequency).
- This maintains a high signal-to-noise ratio in the relevant frequency band and generates an RF carrier signal x c (k) with the reduced second word width of w 1 bit, which is re-quantified in accordance with the resolution of the digital / analog converter D / A ,
- Figure 3 shows the HF generator CG and a possible equivalent circuit diagram of the unit NS for noise shaping.
- the HF generator CG can also be dimensioned so that it has a digital HF carrier signal x c (k) with a reduced, adapted to the resolution of the digital / analog converter second word width of w 1 bit, so that one can then do without the unit NS for noise shaping.
- the digital RF carrier signal x c (k) is fed to the digital / analog converter D / A, with which an analog RF carrier signal x c (t) is generated therefrom in a manner known per se.
- This analog RF carrier signal x c (t) is fed to the microphone unit Cm and serves to convert the changes in the capacitance of the microphone produced by the incident sound waves s (t) (LF audio signal) into a DSB-AM audio signal x DSB (t) implement, preferably by a high frequency method with amplitude modulation and suppressed carrier frequency.
- a high frequency method with amplitude modulation and suppressed carrier frequency preferably by a high frequency method with amplitude modulation and suppressed carrier frequency.
- the analog DSB-AM audio signal x DSB (t) generated by the microphone unit Cm is then fed to the analog / digital converter A / D.
- it has the aforementioned highest possible (third) resolution with the third word width of w 2 bits.
- the DSB-AM audio signal x DSB (t) is (oversampled) sampled at the second sampling rate f s, 2 , which in turn is higher than it is after the Sampling theorem is required for the bandwidth of 40 kHz occurring in the bandpass signal.
- SAR analog / digital converters of this type have the advantage that they have a relatively low converter latency, which for the following are also based on FIG Figure 5 Gain control described is of particular importance.
- a very high signal-to-noise ratio can be achieved by using such high-performance analog / digital converters.
- the demodulator Dm is preferably a coherent demodulator whose RF demodulator signal x d, h (m) with the second sampling rate f s, 2 and a desired sixth resolution or sixth word width of w 5 bits is digitally generated and used for demodulation. Since the frequency of the RF carrier signal x c, h (k) is known, the RF demodulator signal can be generated in a frequency-synchronous manner.
- Figure 4 shows an example of a block diagram of such a demodulator, which has a demodulator / generator unit DmG and preferably a unit PhE for phase estimation, at the input of which the demodulated digital baseband signal x dem (m) is present and whose output is connected to the demodulator / generator unit DmG is to shift or adjust the phase of the RF demodulator signal x d, h (m) generated by the demodulator / generator unit DmG, with which the DSB-AM audio signal x DSB (m) is demodulated, in order to achieve coherent demodulation , This is necessary because the phase of the HF carrier signal x DSB (t) generated by the microphone unit Cm and modulated with the audio signal is usually not known.
- the unit PhE for phase estimation can alternatively be dispensed with.
- the frequency of the RF demodulator signal x d, h (m) generated by the demodulator / generator unit DmG is equal to the frequency of that generated by the RF generator CG RF carrier signal x c, h (k), while the sampling rate f s, 2 corresponds to that of the analog / digital converter A / D.
- the demodulated digital baseband signal x dem (m) now has a bandwidth of approximately 20 kHz and is largely over-sampled at the (second) sampling rate f s, 2 , it is preferably filtered and clocked down by the following decimator Dc to generate a digital NF audio signal x AF (n) with a usual or standard sampling frequency of, for example, 48 kHz (third sampling rate fs).
- An additional signal-to-noise ratio and dynamic range are achieved at the same time. For example, if you assume oversampling with a factor of 100 (which corresponds to a sampling frequency of the analog / digital converter A / D of 4.8 MHz) and white quantization noise, there is an additional signal / noise ratio and dynamic range of 20 dB, which corresponds to an additional resolution of about 3 bits.
- the decimation process can be carried out in several stages.
- the decimator Dc can be implemented, for example, by using FIR (finite impulse response) filter topologies such as, for example, CIC (cascaded integrator comb) filters or polyphase filters.
- FIR finite impulse response
- CIC cascaded integrator comb
- IIR infinite impulse response filters
- a major criterion in the design of these filters is to maintain a linear phase in the audio frequency band.
- Figure 5 shows a schematic block diagram of an exemplary second embodiment of a circuit arrangement according to the invention, which also results from the three above mentioned components, namely a digital circuit part DC, an analog circuit part AC and a mixed analog / digital circuit part MC.
- this embodiment additionally comprises an optional first correction unit Corr1, connected between the output of the analog / digital converter A / D and the input of the demodulator Dm, a sound pressure level detector / predictor SPL-DP, which is also connected to the output of the analog / Digital converter A / D and further connected to the first correction unit Corrl, and a unit GC for gain control, which is controlled by the sound pressure level detector / predictor SPL-DP and by means of a first multiplier M1 that generated by the HF generator CG RF carrier signal x c, h (k) with a first gain factor g 1 (k) and by means of a second multiplier M2, the output signal of the first correction unit Corrl with a second gain factor g 2 (m).
- a first correction unit Corr1 connected between the output of the analog / digital converter A / D and the input of the demodulator Dm
- a sound pressure level detector / predictor SPL-DP which is also connected to the output of the analog / Digital
- an optional second correction unit Corr2 is provided, which is connected to the output of the optional decimator Dc.
- the unit NS for noise shaping is again optional here.
- This embodiment takes into account in particular the fact that high sound pressure levels can lead to an overload of the analog circuit part A-C and the analog / digital converter A / D. For this reason, the analog output level of microphones can usually be set, e.g. the recorded LF signal is attenuated.
- a particular advantage of the embodiment according to the invention is that such adjustability or attenuation of the LF signal is not necessary.
- the sensitivity of the microphone is directly proportional to the amplitude of the analog RF carrier signal x c (t) and according to the invention the RF carrier signal is generated in the digital plane, the sensitivity can be increased and decreased digitally without additional analog circuits and thus the dynamic range of the microphone can be expanded or optimized accordingly.
- the ability to digitally change the RF carrier signal is one of the major advantages of generating the RF carrier signal in the digital plane. Since the RF carrier signal is generated in the frequency range of interest with a high signal-to-noise ratio as explained above, its intensity can be reduced before it is subsequently subjected to noise shaping in the unit NS, thereby maintaining an optimal signal-to-noise ratio.
- the setting of the sensitivity preferably before the noise shaping namely by the said application of the digital RF carrier signal x c, h (k) with the first gain factor g 1 (k) ⁇ 1 (and of course also the RF generator CG can be controlled directly with the first gain factor g 1 (k) accordingly).
- the maximum processable sound pressure level would be 114 dBSPL.
- the amplitude of the RF carrier signal can be set in such a way that an amplification factor g 1 ( k) of about 1/32.
- the above-mentioned first high resolution or the first large word width of w 0 bits of the RF carrier signal x c, h (k) can, for example, be selected such that it already provides the lost 5 bits before the noise is formed, ie the RF carrier signal x c, h (k) before the noise shaping is resolved by 5 bits higher than the RF carrier signal x c (k) after the noise shaping.
- gain ranging in which the level range of the microphone is automatically adapted to a recorded sound pressure level and the dynamic range of the entire system is thus automatically changed or increased and decreased accordingly.
- this problem is solved in the circuit arrangement according to Figure 5 solved by an automatic sensitivity adjustment or adjustment of the microphone when occurrence or the prediction of high sound pressure levels.
- the sound pressure level detector / predictor SPL-DP is provided, which unit GC for gain control, the first gain factor g 1 (k) mentioned to act on the RF generator CG or the RF carrier signal x c, h ( k) generated, controlled.
- the SPL-DP sound pressure level detector / predictor is used to record or predict particularly high sound pressure levels. Since, as has already been mentioned above, a SAR analog / digital converter A / D is preferably used, and the digital DSB-AM bandpass signal x DSB (m) is strongly oversampled, the system can go to high largely without delay Sound pressure levels react.
- the unit GC not only generates the first amplification factor g 1 (k) for the application of the RF carrier signal x c, h (k), but also the second amplification factor g 2 (m) with which the digital multiplier M2 is used DSB-AM audio signal x DSB (m) is amplified or multiplied at the input of the demodulator Dm.
- the unit GC generates the second gain factor g 2 (m) in such a way that the amplitude adjustment or multiplication of the RF carrier signal x c, h (k) is compensated for by the first gain factor g 1 (k) and thus a corrected digital one DSB-AM audio signal x ⁇ DSB (m) is generated, which is supplied to the demodulator Dm.
- the second gain factor g 2 (m) is preferably determined not only by inverting the first gain factor g 1 (k), but also the internal delays and filter properties of the circuit and the change in the sampling rate in the signal path between the first multiplier M1 or the unit NS for noise shaping and the second multiplier M2 is also included.
- the bits lost in the digital / analog converter D / A are transferred to the analog / digital converter A / D, which leads to an increased dynamic range.
- the signal / noise ratio after the analog / digital conversion remains largely unchanged, as in the known approach described above.
- the analog / digital converter A / D can thus also be referred to as a floating point A / D converter.
- the optional first correction unit Corrl is preferably used to, before the digital DSB-AM audio signal x DSB (m) is loaded with the aforementioned second amplification factor g 2 (m), possibly remaining erroneous samples due to different filter characteristics between the digital / analog conversion and to compensate for the analog / digital conversion, in particular if the factor g 2 (m) is determined only by inverting the first gain factor g 1 (k) or is not accurate enough the delayed, filtered and inverted value of g 1 (k) equivalent.
- the circuit can be measured precisely, for example, so that the required correction can be calculated and applied. Another possibility is to work with predicted samples at the critical points.
- the first amplification factor g 1 (k), with which the digital RF carrier signal x c, h (k) is applied, can be both a constant factor and a monotonically decreasing factor over time. It only has to be ensured that no clipping occurs in the analog circuit part AC due to the high sound pressure level.
- the optional second correction unit Corr2 can finally be provided, with which the temporary LF audio signal x ⁇ AF (m) output by the decimator Dc is further corrected and the digital LF audio signal x AF (n) is generated.
- FIGS 6 to 8 show the preferred use of a condenser microphone with a push-pull converter.
- a condenser microphone with standard converter C 1 (t) and reference condenser C 2 shows Figure 9 a condenser microphone with standard converter C 1 (t) and reference condenser C 2 .
- This standard microphone can be used instead of the push-pull microphone Figures 6 to 8 can be used by connection with the respective identical contact points K1, K2, K3. The following explanations therefore apply to both types of microphones.
- the condenser microphone is preferably operated using a high-frequency method with amplitude modulation, in particular double-sideband amplitude modulation (DSB-AM).
- DSB-AM double-sideband amplitude modulation
- the specific circuit with which the microphone is operated is selected depending on the properties of the microphone, the intended application, the required recording quality and other criteria.
- an (analog) DSB-AM audio signal x DSB (t) is therefore preferably generated with the analog circuit part AC.
- the analog circuit part AC comprises a transformer Tr with a primary side L p and a secondary side L s , which has a center tap or is formed by two identical inductors L s1 , L s2 connected in series.
- Parallel to the secondary side L s is a capacitive voltage divider, namely the series circuit made up of the two capacitors C 1 (t) and C 2 (t) of the push-pull microphone or the series circuit made up of the capacitor C 1 (t) of the standard microphone and the reference capacitor C 2 , so that an RF bridge circuit is formed in this way.
- the RF carrier signal x c (t) generated as explained above is applied to the primary side L p of the transmitter Tr.
- the DSB-AM audio signal x DSB (t) (microphone signal with suppressed HF carrier signal x c (t)) present at the output connection of the bridge is processed in accordance with Figures 6 to 8 on the membrane between the two capacitors C 1 (t), C 2 (t) of the (push-pull) microphone or on the Contact point K3 decoupled.
- the decoupled DSB-AM audio signal x DSB (t) after impedance conversion and amplification is fed directly to the analog / digital converter A / D of the mixed analog / digital circuit part MC.
- the DSB-AM audio signal x DSB (t) is preferably coupled out via a resonance circuit which is matched to the output connection of the bridge.
- the DSB-AM audio signal x DSB (t) is coupled out as a current signal i x (t) via a resonance circuit with a series connection of an inductance L and a resistor R connected in series with the output connection of the bridge.
- the generated current i x (t) is according to the in Figure 7
- the embodiment shown is preferably detected or measured by means of a transimpedance amplifier which is implemented by an amplifier V (operational amplifier) which is connected in an inverting manner and which is fed back through the parallel connection of a capacitance C f with a resistor R f , and at whose output the DSB-AM audio signal x DSB (t) (voltage signal) is present.
- V operation amplifier
- the inductance L determines the resonance frequency f r of the circuit (which corresponds to the lowest source impedance), while the frequency bandwidth (which is 40 kHz for the DSB-AM audio signal) and thus the Q factor of the circuit is determined only by the resistance R. becomes.
- An advantage of this embodiment is that, due to the low source impedance, a DSB-AM audio signal x DSB (t) with improved noise properties can be achieved.
- the DSB-AM audio signal x DSB (t) is coupled out as a voltage signal u x (t) via a resonance circuit with a series connection of an inductance L and a resistor R connected in parallel to the output connection of the bridge.
- the generated voltage u x (t) is according to the in Figure 8
- the embodiment shown is preferably detected or measured by means of an amplifier which is implemented by an amplifier V (operational amplifier) connected in a non-inverting manner and fed back by a voltage divider R 1 / R 2 , and at the output of which the DSB-AM audio signal X DSB (T ) is present.
- V operational amplifier
- One advantage of this embodiment is that the voltage signal u x (t) has a higher sensitivity (depending on the Q factor), but the source impedance is also higher.
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Abstract
Es wird ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zum Betreiben eines Kondensatormikrofons nach einem Hochfrequenzverfahren mit Doppelseitenband-Amplitudenmodulation beschrieben. Die Signalverarbeitung erfolgt dabei weitgehend mittels eines digitalen Schaltungsteils (D-C), der vorzugsweise in Form eines FPGAs bzw. eines digitalen Signalprozessors realisiert ist und einen HF-Generator (CG) zur Erzeugung eines digitalen überabgetasteten HF-Trägersignals (x<sub>c,h</sub>(k); x<sub>c</sub>(k)), vorzugsweise eine Einheit (NS) zur Rauschformung, sowie einen digitalen Demodulator (Dm) zur Demodulation eines digitalen DSB-AM Audiosignals (x<sub>DSB</sub>(m)) und zur Erzeugung eines digitalen Basisband-Audiosignals (x<sub>dem</sub>(m)) aufweist. Vorzugsweise ist auch ein Dezimator (Dc) zur Dezimierung der Abtastrate des digitalen Basisband-Audiosignals (x<sub>dem</sub>(m)) und zur Erzeugung eines digitalen Basisband-Audiosignals (x<sub>AF</sub>(n)) mit einer Standard-Audio-Abtastrate vorgesehen. Ein wesentlicher Vorteil besteht dabei darin, dass ein hoher Dynamikbereich ohne den Einsatz von Mehrkanal-A/D-Wandlern und ein hoher Signal/Rauschabstand in dem digitalen DSB-AM Audiosignal erzielt werden kann. (Fig. 2)A method and a circuit arrangement for operating a condenser microphone according to a high-frequency method with double-sideband amplitude modulation are described. The signal processing is carried out largely by means of a digital circuit part (DC), which is preferably implemented in the form of an FPGA or a digital signal processor, and an RF generator (CG) for generating a digitally oversampled RF carrier signal (x <sub> c, h </sub> (k); x <sub> c </sub> (k)), preferably a unit (NS) for noise shaping, and a digital demodulator (Dm) for demodulating a digital DSB-AM audio signal (x <sub > DSB </sub> (m)) and for generating a digital baseband audio signal (x <sub> the </sub> (m)). A decimator (Dc) for decimating the sampling rate of the digital baseband audio signal (x <sub> dem </sub> (m)) and for generating a digital baseband audio signal (x <sub> AF </sub> ( n)) provided with a standard audio sampling rate. A major advantage here is that a high dynamic range can be achieved without the use of multi-channel A / D converters and a high signal / noise ratio in the digital DSB-AM audio signal. (Fig. 2)
Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zum Betreiben eines Kondensatormikrofons nach einem Hochfrequenzverfahren mit Amplitudenmodulation.The invention relates to a method and a circuit arrangement for operating a condenser microphone according to a high-frequency method with amplitude modulation.
Bei einem Kondensatormikrofon werden Schallwellen bekanntlich in Form von Änderungen der Kapazität einer Kondensatorkapsel erfasst, die eine durch die Schallwellen bewegte Membran und mindestens eine starre Gegenelektrode aufweist. Unterschieden wird dabei u. a. zwischen Standard-Kondensatorwandlern, die nur eine Gegenelektrode aufweisen, und symmetrischen Kondensatorwandlern oder Gegentaktwandlern, bei denen die Membran zwischen zwei Gegenelektroden angeordnet ist, sodass zwei Kondensatoren entstehen. Eine durch auftreffende Schallwellen verursachte Membranauslenkung in einer Richtung führt dabei zu einer Verkleinerung des Luftspaltes zu der einen Gegenelektrode und einer gleichzeitigen Vergrößerung des Luftspaltes zu der anderen Gegenelektrode. Dies hat eine entsprechend gegenläufige Vergrößerung bzw. Verkleinerung der Kapazitäten der beiden Kondensatoren (Gegentaktwandler) zur Folge.In the case of a condenser microphone, sound waves are known to be recorded in the form of changes in the capacitance of a condenser capsule which has a membrane moved by the sound waves and at least one rigid counterelectrode. A distinction is made here. a. between standard capacitor converters, which have only one counter electrode, and symmetrical capacitor converters or push-pull converters, in which the membrane is arranged between two counter electrodes, so that two capacitors are formed. A membrane deflection in one direction caused by incident sound waves leads to a reduction in the air gap to one counter electrode and a simultaneous enlargement of the air gap to the other counter electrode. This results in a corresponding opposite increase or decrease in the capacitance of the two capacitors (push-pull converter).
Da die Masse der Membran sehr gering ist, kann sie den auftreffenden Schallwellen sehr genau und schnell folgen, sodass Kondensatormikrofone insbesondere gegenüber dynamischen Mikrofonen überlegene physikalische Eigenschaften aufweisen und damit NF-Ausgangssignale mit hoher Klangqualität, Impulstreue, Empfindlichkeit und Rauscharmut erzeugt werden können.Since the mass of the membrane is very small, it can follow the incident sound waves very precisely and quickly, so that condenser microphones have superior physical properties, in particular compared to dynamic microphones, and thus low-frequency output signals with high sound quality, impulse fidelity, sensitivity and low noise can be generated.
Allerdings benötigen Kondensatormikrofone eine externe Spannungsversorgung für die Kondensatorkapsel, um die Kapazitätsänderungen in ein Ausgangssignal umsetzen zu können. In diesem Zusammenhang werden zwei grundsätzlich unterschiedliche Verfahren unterschieden:
Bei dem Niederfrequenz-Verfahren wird die Kondensatorkapsel über einen hochohmigen Widerstand mit einer Vorspannung aufgeladen. Die sich durch die auftreffenden Schallwellen ändernde Kapazität der Kondensatorkapsel führt bei im Wesentlichen konstanter Kondensatorladung zu einer entsprechenden proportionalen Änderung der Ausgangsspannung an der Kondensatorkapsel. Dieses Verfahren hat jedoch verschiedene Nachteile. Zum einen können insbesondere in Umgebungen mit hoher Luftfeuchtigkeit Leckströme auftreten, die zu einem schlechten Signal/Rauschverhältnis führen, zum anderen ist aufgrund der geringen Kapazität der Kondensatorkapsel ein Impedanzwandler mit sehr hohem Eingangswiderstand für die weitere Verarbeitung der Ausgangsspannung erforderlich.However, condenser microphones require an external power supply for the condenser capsule in order to be able to convert the changes in capacitance into an output signal. A distinction is made between two fundamentally different processes:
In the low-frequency method, the capacitor capsule is charged with a bias voltage via a high-resistance resistor. Which is caused by the impinging sound waves Changing capacitance of the capacitor capsule leads to a corresponding proportional change in the output voltage at the capacitor capsule when the capacitor charge is essentially constant. However, this method has several disadvantages. On the one hand, leakage currents can occur, particularly in environments with high humidity, which lead to a poor signal / noise ratio, and on the other hand, due to the small capacitance of the capacitor capsule, an impedance converter with a very high input resistance is required for further processing of the output voltage.
Zur Vermeidung dieser Nachteile wird bevorzugt eines der bekannten HochfrequenzVerfahren angewendet, bei dem die sich ändernde Kapazität der Kondensatorkapsel zur Modulation der Frequenz, der Phase oder der Amplitude eines hochfrequenten elektrischen Trägersignals (HF-Signal) benutzt wird.To avoid these disadvantages, one of the known high-frequency methods is preferably used, in which the changing capacitance of the capacitor capsule is used to modulate the frequency, the phase or the amplitude of a high-frequency electrical carrier signal (RF signal).
Bei der Frequenzmodulation ist die Kondensatorkapsel Teil eines Resonanzkreises, sodass die durch die Schallwellen verursachten Änderungen der Kapazität der Kondensatorkapsel zu entsprechenden Änderungen der Resonanzfrequenz führen. Dieses Verfahren erfordert jedoch einen sehr frequenzstabilen Oszillator, damit das nach der Demodulation gewonnene Audiosignal nicht gestört ist.In frequency modulation, the capacitor capsule is part of a resonance circuit, so that the changes in the capacitance of the capacitor capsule caused by the sound waves lead to corresponding changes in the resonance frequency. However, this method requires a very frequency-stable oscillator so that the audio signal obtained after demodulation is not disturbed.
Bei der Phasenmodulation ist die Kondensatorkapsel Teil eines LC Parallel-Resonanzkreises, sodass die Änderungen der Kapazität der Kondensatorkapsel zu entsprechenden Änderungen der Resonanzfrequenz des LC-Kreises und damit zu Phasenverschiebungen des extern erzeugten und eingekoppelten HF-Signals führen. Auch für dieses Verfahren ist ein sehr frequenzstabiles HF-Signal sowie zur Erzielung einer großen Phasenverschiebung bzw. Mikrofonempfindlichkeit ein hoher Q-Faktor des LC-Kreises erforderlich. Ein weiterer Nachteil besteht darin, dass die Phasen-Antwort nur einen relativ geringen linearen Bereich aufweist, sodass im Falle eines hohen Schalldruckpegels die Änderung der Kapazität und die sich ergebenden Phasenverschiebungen nicht mehr proportional zueinander sind.In phase modulation, the capacitor capsule is part of an LC parallel resonance circuit, so that the changes in the capacitance of the capacitor capsule lead to corresponding changes in the resonance frequency of the LC circuit and thus to phase shifts in the externally generated and coupled RF signal. This method also requires a very frequency-stable RF signal and a high Q factor of the LC circuit to achieve a large phase shift or microphone sensitivity. Another disadvantage is that the phase response has only a relatively small linear range, so that in the case of a high sound pressure level, the change in capacitance and the resulting phase shifts are no longer proportional to one another.
Bei der Amplitudenmodulation bildet die Kondensatorkapsel schließlich zusammen mit zwei gleichartigen Wicklungen eine HF-Transformator-Brückenschaltung, die auf die Frequenz eines HF-Trägersignals abgestimmt ist, das von einem über eine weitere Wicklung angekoppelten HF-Oszillator erzeugt wird. Durch die Bewegung der Membran und die dadurch bewirkte Veränderung der Kapazität kann am Brückenzweig der Schaltung eine dazu proportionale Doppelseitenband-amplitudenmodulierte (DSB-AM) Audio-Ausgangsspannung mit unterdrücktem HF-Trägersignal erzeugt werden.In the case of amplitude modulation, the capacitor capsule finally forms, together with two identical windings, an RF transformer bridge circuit which is tuned to the frequency of an RF carrier signal which is generated by an RF oscillator coupled via a further winding. Due to the movement of the membrane and the resulting change in capacitance, a proportional double-sideband amplitude-modulated (DSB-AM) audio output voltage with suppressed RF carrier signal can be generated at the bridge branch of the circuit.
Dieses Verfahren ist insbesondere für die eingangs genannten symmetrischen Kondensatorwandler oder Gegentaktwandler geeignet, bei denen die beiden Kondensatoren als kapazitiver Spannungsteiler in einen der Brückenarme geschaltet werden.This method is particularly suitable for the symmetrical capacitor converters or push-pull converters mentioned at the outset, in which the two capacitors are connected as capacitive voltage dividers in one of the bridge arms.
Aus der
Bei Standard-Kondensatorwandlern muss hingegen für den Spannungsteiler ein entsprechender Referenz-Kondensator in den Brückenarm geschaltet werden.In the case of standard capacitor converters, however, a corresponding reference capacitor for the voltage divider must be connected in the bridge arm.
Aus der
In der
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zum Betreiben eines Kondensatormikrofons zu schaffen, mit dem/der die oben genannten überlegenen physikalischen Eigenschaften eines solchen Mikrofons noch besser ausgenutzt und in NF-Ausgangssignale mit hoher Klangtreue umgesetzt werden können. Dabei soll insbesondere ein digitales Mikrofon mit kleinstmöglichem analogen Aufwand geschaffen werden, bei dem der Dynamikbereich und das Signal/Rauschverhältnis der NF-Ausgangssignale mindestens gleichwertig oder sogar besser ist als bei bekannten, analog betriebenen Mikrofonen.The invention has for its object to provide a method and a circuit arrangement for operating a condenser microphone with which the above-mentioned superior physical properties of such a microphone can be exploited even better and converted into LF output signals with high fidelity. In particular, a digital microphone with the least possible analog effort is to be created, in which the dynamic range and the signal / noise ratio of the LF output signals is at least equivalent or even better than known analog microphones.
Gelöst wird diese Aufgabe mit einem Verfahren gemäß Anspruch 1 und einer Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 11.This object is achieved with a method according to
Ein wesentliches Erfindungsprinzip besteht demnach darin, durch digitale Signalverarbeitung in Kombination mit einer geeigneten analogen Schaltung zur Erfassung der durch auftreffende Schallwellen erzeugten Kapazitätsänderungen ein NF-Ausgangssignal zu gewinnen, das sich insbesondere durch einen hohen Dynamikbereich und ein hohes Signal/Rauschverhältnis auszeichnet.An essential principle of the invention is therefore to obtain an LF output signal by digital signal processing in combination with a suitable analog circuit for detecting the capacitance changes generated by incident sound waves, which is particularly characterized by a high dynamic range and a high signal / noise ratio.
Vorteile der erfindungsgemäßen Lösungen bestehen darin, dass durch die reduzierte Anzahl an analogen Komponenten und insbesondere durch den Einsatz eines digitalen synchronen Demodulators keine spürbaren Nichtlinearitäten eingebracht werden. Ferner wird auch das elektrische 1/f-Rauschen anhand der analogen Bandpassverarbeitung weitgehend reduziert bzw. vermieden.Advantages of the solutions according to the invention are that the reduced number of analog components and in particular the use of a digital synchronous demodulator means that no noticeable non-linearities are introduced. Furthermore, that too Electrical 1 / f noise largely reduced or avoided using analog bandpass processing.
Durch die digitale Erzeugung eines (digitalen) HF-Trägersignals insbesondere in Kombination mit einer möglichst hohen Abtastrate und/oder mit einer möglichst hohen Auflösung bzw. großen Wortbreite kann die Frequenz des analogen HF-Trägersignals sehr exakt auf die Resonanz des analogen Schaltungsteils abgestimmt werden, und es kann außerdem ein spektral sehr reines HF-Trägersignal erzeugt werden.Through the digital generation of a (digital) RF carrier signal, in particular in combination with the highest possible sampling rate and / or with the highest possible resolution or large word width, the frequency of the analog RF carrier signal can be matched very precisely to the resonance of the analog circuit part, and a spectrally very pure RF carrier signal can also be generated.
Die abhängigen Ansprüche haben vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung zum Inhalt.The dependent claims contain advantageous developments of the invention.
Da Digital/Analog-Wandler üblicherweise eine begrenzte Auflösung aufweisen, wird das digitale HF-Trägersignal vor der Digital/Analogwandlung vorzugsweise einer Rauschformung unterworfen, mit der nicht nur die Auflösung bzw. Wortbreite reduziert, sondern auch das Quantisierungsrauschen in Frequenzbereiche verschoben wird, die zur Erfassung der relevanten NF-Bandbreite des Mikrofons nicht erforderlich sind. Dadurch bleibt in dem relevanten Frequenzband ein hohes Signal/Rauschverhältnis erhalten.Since digital / analog converters usually have a limited resolution, the digital RF carrier signal is preferably subjected to noise shaping before the digital / analog conversion, with which not only the resolution or word width is reduced, but also the quantization noise is shifted into frequency ranges which are used for Detection of the relevant AF bandwidth of the microphone is not required. This maintains a high signal / noise ratio in the relevant frequency band.
Vorzugsweise ist die Amplitude des digitalen HF-Trägersignals einstellbar, um eine Veränderung bzw. Anpassung der Empfindlichkeit des Mikrofons insbesondere in Abhängigkeit von einem auftretenden Schalldruckpegel vorzunehmen. Somit kann die Empfindlichkeit digital eingestellt werden, und es sind keine Mehrkanal-Analog/Digital-Wandler erforderlich, um einen hohen Dynamikbereich bzw. eine hohe Verstärkung zu erzielen.The amplitude of the digital HF carrier signal is preferably adjustable in order to change or adapt the sensitivity of the microphone, in particular as a function of an occurring sound pressure level. The sensitivity can thus be set digitally and no multi-channel analog / digital converters are required in order to achieve a high dynamic range or a high gain.
Bevorzugt wird diese Amplitude mittels eines Schalldruckpegel-Detektors/Prädiktors in Abhängigkeit von einem erfassten oder vorhergesagten Schalldruckpegel automatisch so verändert, dass eine entsprechende Anpassung der Empfindlichkeit des Mikrofons vorgenommen und damit eine Übersteuerung des analogen Schaltungsteils vermieden wird.This amplitude is preferably changed automatically by means of a sound pressure level detector / predictor as a function of a detected or predicted sound pressure level in such a way that the sensitivity of the microphone is adjusted accordingly and overdriving of the analog circuit part is avoided.
Schließlich kann auch dadurch, dass das erfasste Audiosignal bevorzugt überabgetastet digitalisiert und nach der Demodulation auf eine geringere Abtastfrequenz heruntergetaktet wird (zum Beispiel auf eine Standard-Abtastfrequenz von 48 kHz), ein zusätzlicher Signal/Rauschabstand und Dynamikbereich gewonnen werden.Finally, an additional signal-to-noise ratio and dynamic range can also be obtained by digitizing the acquired audio signal, preferably over-sampled and clocking it down to a lower sampling frequency after demodulation (for example to a standard sampling frequency of 48 kHz).
Weitere Einzelheiten, Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung von beispielhaften und bevorzugten Ausführungsformen anhand der Zeichnung. Es zeigt:
- Fig. 1
- eine bekannte HF-AM-Schaltung mit einem Kondensatormikrofon mit Gegentaktwandler;
- Fig. 2
- ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
- Fig. 3
- eine erste Komponente des digitalen Schaltungsteils;
- Fig. 4
- eine zweite Komponente des digitalen Schaltungsteils;
- Fig. 5
- ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
- Fig. 6
- eine erste Ausführungsform eines analogen Schaltungsteils mit GegentaktKondensatormikrofon;
- Fig. 7
- eine zweite Ausführungsform eines analogen Schaltungsteils mit GegentaktKondensatormikrofon;
- Fig. 8
- eine dritte Ausführungsform eines analogen Schaltungsteils mit GegentaktKondensatormikrofon; und
- Fig. 9
- ein alternativ in den Schaltungsteilen gemäß den
Figuren 6 bis 8 einsetzbares Kondensatormikrofon mit Standardwandler.
- Fig. 1
- a known HF-AM circuit with a condenser microphone with push-pull converter;
- Fig. 2
- a block diagram of a first embodiment of a circuit arrangement according to the invention;
- Fig. 3
- a first component of the digital circuit part;
- Fig. 4
- a second component of the digital circuit part;
- Fig. 5
- a block diagram of a second embodiment of a circuit arrangement according to the invention;
- Fig. 6
- a first embodiment of an analog circuit part with push-pull condenser microphone;
- Fig. 7
- a second embodiment of an analog circuit part with push-pull condenser microphone;
- Fig. 8
- a third embodiment of an analog circuit part with push-pull condenser microphone; and
- Fig. 9
- an alternative in the circuit parts according to the
Figures 6 to 8 Applicable condenser microphone with standard converter.
Da in dem analogen Schaltungsteil der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung bevorzugt ein Kondensatormikrofon eingesetzt und dieses bevorzugt nach dem eingangs genannten Hochfrequenzverfahren mit Amplitudenmodulation betrieben wird, soll zunächst die grundsätzliche Funktion und Realisierung dieser Betriebsart anhand der
Die Schaltungsanordnung arbeitet nach dem eingangs genannten, im Zusammenhang mit der Erfindung bevorzugt angewendeten Hochfrequenzverfahren mit Amplitudenmodulation und umfasst einen ersten Übertrager Tr1, einen zweiten Übertrager Tr2, einen HF-Generator HF, eine erste und eine zweite Diode D1, D2 sowie einen Ladekondensator Ca.The circuit arrangement operates according to the high-frequency method with amplitude modulation mentioned at the outset, which is preferably used in connection with the invention, and comprises a first transmitter Tr1, a second transmitter Tr2, an HF generator HF, a first and a second diode D1, D2 and a charging capacitor Ca.
Auf der Primärseite des ersten Übertragers Tr1 befindet sich eine erste Wicklung W1, über die die von dem HF-Generator HF erzeugte HF-Spannung (HF-Trägersignal) eingekoppelt wird.On the primary side of the first transformer Tr1 there is a first winding W1, via which the HF voltage (HF carrier signal) generated by the HF generator HF is coupled.
Auf einer ersten Sekundärseite weist der erste Übertrager Tr1 eine zweite und eine gleiche dritte Wicklung W2, W3 auf. Die beiden Wicklungen W2, W3 bilden zusammen mit den beiden Kondensatoren C1(t), C2(t) eine Brückenschaltung. Auf einer zweiten Sekundärseite des ersten Übertragers Tr1 befindet sich eine vierte und eine gleiche fünfte Wicklung W4, W5, deren äußere Enden über zwei in Reihe geschaltete Dioden D1, D2 miteinander verbunden sind und die zusammen einen Synchrongleichrichter bilden.On a first secondary side, the first transformer Tr1 has a second and an identical third winding W2, W3. The two windings W2, W3 together with the two capacitors C 1 (t), C 2 (t) form a bridge circuit. On a second secondary side of the first transformer Tr1 there is a fourth and an identical fifth winding W4, W5, the outer ends of which are connected to one another via two diodes D1, D2 connected in series and which together form a synchronous rectifier.
Der zweite Übertrager Tr2 liegt schließlich mit einer Seite zwischen dem Mittenabgriff zwischen der zweiten und der dritten Wicklung W2, W3 und Masse, während die andere Seite zwischen den Mittenabgriff zwischen der vierten und der fünften Wicklung W4, W5 und einen der Ausgangsanschlüsse geschaltet ist. Der andere Ausgangsanschluss wird zwischen den beiden Dioden D1, D2 abgegriffen. Parallel zu den Ausgangsanschlüssen ist der Ladekondensator Ca geschaltet, an dem die Ausgangsspannung xAF(t) in Form des demodulierten Audiosignals (Basisband-Signal) anliegt.The second transformer Tr2 is finally connected with one side between the center tap between the second and third windings W2, W3 and ground, while the other side is connected between the center tap between the fourth and fifth windings W4, W5 and one of the output connections. The other output connection is tapped between the two diodes D1, D2. The charging capacitor Ca, to which the output voltage x AF (t) in the form of the demodulated audio signal (baseband signal) is applied, is connected in parallel with the output connections.
Die durch den ersten und den zweiten Kondensator C1(t), C2(t) sowie die zweite und die dritte Wicklung W2, W3 gebildete HF-Brückenschaltung ist auf die Frequenz des von dem HF-Generator HF erzeugten HF-Trägersignals abgestimmt. Solange sich die Membran der Kondensatorkapsel in der mittleren Ruhelage befindet (d.h. keine Schallwellen auftreffen), ist die Brücke abgeglichen, und an deren Ausgang entsteht keine HF-Spannung. Wenn die Membran durch eintreffende Schallwellen s(t) ausgelenkt wird, entsteht eine zu der Membranauslenkung proportionale HF-Spannung, die zur Demodulation über den Synchrongleichrichter D1, D2 auf den Ladekondensator Ca geführt wird und an dem dann die zu der Membranbewegung in Betrag und Phase proportionale Ausgangsspannung xAF(t) anliegt.The HF bridge circuit formed by the first and the second capacitor C 1 (t), C 2 (t) and the second and the third winding W2, W3 is tuned to the frequency of the HF carrier signal generated by the HF generator HF. As long as the membrane of the capacitor capsule is in the middle rest position (ie no sound waves are incident), the bridge is balanced and there is no RF voltage at its output. When the membrane is deflected by incoming sound waves s (t), an HF voltage is generated which is proportional to the membrane deflection and which is fed to the charging capacitor Ca for demodulation via the synchronous rectifier D1, D2 and then to the membrane in magnitude and phase proportional output voltage x AF (t) is present.
Der digitale Schaltungsteil D-C umfasst die digitalen Komponenten der Schaltungsanordnung. Dieses sind im Wesentlichen ein HF-Generator CG zur Erzeugung eines digitalen überabgetasteten HF-Trägersignals xc,h(k) mit einer ersten hohen Abtastrate fs,1 sowie mit einer ersten hohen Auflösung, die einer ersten großen Wortbreite von w0 Bit entspricht, eine optionale Einheit NS zur Rauschformung des HF-Trägersignals xc,h(k) und zur Erzeugung eines HF-Trägersignals xc(k) mit gleicher erster Abtastrate fs,1 und mit einer gegenüber der ersten Auflösung geringeren zweiten Auflösung, die einer entsprechend geringeren zweiten Wortbreite von w1 Bit entspricht.The digital circuit part DC comprises the digital components of the circuit arrangement. These are essentially an HF generator CG for generating a digital oversampled HF carrier signal x c, h (k) with a first high sampling rate f s, 1 and with a first high resolution, which corresponds to a first large word width of w 0 bits , an optional unit NS for noise shaping of the RF carrier signal x c, h (k) and for generating an RF carrier signal x c (k) with the same first sampling rate f s, 1 and with a lower resolution than the first resolution, the corresponds to a correspondingly smaller second word width of w 1 bit.
Der digitale Schaltungsteil D-C umfasst ferner einen Demodulator Dm zur Demodulation eines anliegenden digitalen DSB-AM Audio-Ausgangssignals xDSB(m), das eine zweite Abtastrate fs,2 und eine dritte Auflösung bzw. dritte Wortbreite von w2 Bit aufweist, und zur Erzeugung eines demodulierten digitalen (Basisband-) Audiosignals xdem(m) mit unveränderter (zweiter) Abtastrate fs,2 und einer vierten Auflösung bzw. vierten Wortbreite von w3 Bit. Der digitale Schaltungsteil umfasst schließlich einen optionalen Dezimator Dc zur Dezimation bzw. Verminderung der zweiten Abtastrate fs,2 des demodulierten Audiosignals xdem(m) und zur Erzeugung eines digitalen Audio-Ausgangssignals xAF(n) mit einer Standard-Audio-Abtastfrequenz von zum Beispiel 48 kHz (dritte Abtastrate fs) mit einer gewünschten fünften Auflösung bzw. einer fünften Wortbreite von w4 Bit.The digital circuit part DC further comprises a demodulator Dm for demodulating an applied digital DSB-AM audio output signal x DSB (m), which has a second sampling rate f s, 2 and a third resolution or third word length of w 2 bits, and for Generation of a demodulated digital (baseband) audio signal x dem (m) with unchanged (Second) sampling rate f s, 2 and a fourth resolution or fourth word width of w 3 bits. Finally, the digital circuit part comprises an optional decimator Dc for decimating or reducing the second sampling rate f s, 2 of the demodulated audio signal x dem (m) and for generating a digital audio output signal x AF (n) with a standard audio sampling frequency of for example 48 kHz (third sampling rate fs) with a desired fifth resolution or a fifth word width of w 4 bits.
Dieser digitale Schaltungsteil D-C wird vorzugsweise in Form eines FPGA (fieldprogrammable gate array) realisiert und stellt einen digitalen Signalprozessor (DSP) dar. Die Realisierung erfolgt vorzugsweise durch ein entsprechendes Programm, das auf einem System zur Datenverarbeitung ausgeführt wird.This digital circuit part D-C is preferably realized in the form of an FPGA (field programmable gate array) and represents a digital signal processor (DSP). The implementation is preferably carried out by a corresponding program that is executed on a system for data processing.
Der analog/digitale Schaltungsteil M-C umfasst einen Digital/Analog-Wandler D/A zur Erzeugung eines analogen HF-Trägersignals xc(t) aus dem zugeführten digitalen HF-Trägersignal xc(k), sowie einen Analog/Digital-Wandler A/D zur Erzeugung eines digitalen DSB-AM Audiosignals xDSB(m) mit der genannten dritten Auflösung bzw. dritten Wortbreite von w2 Bit aus einem zugeführten analogen DSB-AM Audiosignal xDSB(t), das mit der Mikrofoneinheit Cm erzeugt wird.The analog / digital circuit part MC comprises a digital / analog converter D / A for generating an analog RF carrier signal x c (t) from the supplied digital RF carrier signal x c (k), and an analog / digital converter A / D for generating a digital DSB-AM audio signal x DSB (m) with said third resolution or third word length of w 2 bits from a supplied analog DSB-AM audio signal x DSB (t), which is generated with the microphone unit Cm.
Der analoge Schaltungsteil A-C beinhaltet schließlich die Mikrofoneinheit Cm mit einem Kondensatormikrofon und dient dazu, die durch die auftreffenden Schallwellen s(t) (NF-Audiosignal) erzeugten Änderungen der Kapazität des Mikrofons mittels des zugeführten analogen HF-Trägersignals xc(t) in das analoge DSB-AM Audiosignal xDSB(t) mit unterdrücktem HF-Trägersignal xc(t) umzusetzen.The analog circuit part AC finally includes the microphone unit Cm to a capacitor microphone and serves the changes in the capacitance of the microphone by means of the supplied analog RF carrier signal x c (t) generated by the incident sound wave s (t) (NF-audio signal) in the to implement analog DSB-AM audio signal x DSB (t) with suppressed RF carrier signal x c (t).
Diese Schaltungsanordnung arbeitet im Detail wie folgt:
Der HF-Generator CG erzeugt ein über-abgetastetes (oversampled) digitales HF-Trägersignal xc,h(k) mit der genannten ersten hohen Abtastrate fs,1 und der ersten hohen Auflösung, die der ersten großen Wortbreite von w0 Bit entspricht.This circuit arrangement works in detail as follows:
The HF generator CG generates an oversampled digital HF carrier signal x c, h (k) with the aforementioned first high sampling rate f s, 1 and the first high resolution, which corresponds to the first large word width of w 0 bits ,
Die Höhe der Trägerfrequenz fr des HF-Trägersignal xc,h(k) wird insbesondere in Abhängigkeit von den elektrischen Eigenschaften des analogen Schaltungsteils A-C (insbesondere dessen Resonanzfrequenz, siehe unten) geeignet gewählt.The level of the carrier frequency f r of the HF carrier signal x c, h (k) is chosen in a suitable manner, in particular depending on the electrical properties of the analog circuit part AC (in particular its resonance frequency, see below).
Unter dem Begriff "Über-Abtastung" ist zu verstehen, dass das Signal mit einer Abtastrate erzeugt wird, die höher ist, als sie gemäß dem Abtasttheorem zur Erfassung der HF-Trägerfrequenz fr erforderlich ist (auch Oversampling genannt). Die (erste) Abtastrate fs,1 des HF-Trägersignals xc,h(k) mit der Frequenz fr ist demzufolge größer als die nach dem Abtasttheorem benötigte Abtastrate von 2*fr.The term “oversampling” is to be understood to mean that the signal is generated at a sampling rate that is higher than is required according to the sampling theorem to detect the RF carrier frequency f r (also called oversampling). The (first) sampling rate f s, 1 of the RF carrier signal x c, h (k) with the frequency f r is therefore greater than the sampling rate of 2 * f r required according to the sampling theorem.
Die genannte erste hohe Auflösung des HF-Trägersignals xc,h(k) (und die damit verbundene erste große Wortbreite von wo Bit) wird so groß gewählt, dass das Signal/Rauschverhältnis im relevanten Frequenzbereich hinreichend hoch ist und auch dann noch groß genug ist, wenn eine Verstärkungsanpassung des HF-Trägersignals erfolgt. Dieses Prinzip wird nachfolgend anhand der
Ein solcher HF-Generator CG kann zum Beispiel ein Synthesizer sein, der nach dem bekannten DDS (direct digital synthesis) Verfahren arbeitet, oder in Form einer Nachschlagetabelle (LUT - look-up table) realisiert werden. Ein DDS-Synthesizer hat den Vorteil, dass die Trägerfrequenz in einfacher Weise an die elektrischen Eigenschaften wie zum Beispiel die Resonanzfrequenz des analogen Schaltungsteils A-C angepasst werden kann, während bei Einsatz einer Nachschlagetabelle der digitale Schaltungsaufwand und damit die Kosten für die Hardware geringer sind. Darüber hinaus sind weitere HF-Generatoren denkbar, die die genannten Anforderungen erfüllen.Such an HF generator CG can be, for example, a synthesizer that works according to the known DDS (direct digital synthesis) method, or can be implemented in the form of a look-up table (LUT). A DDS synthesizer has the advantage that the carrier frequency can be easily adapted to the electrical properties, such as the resonance frequency of the analog circuit part A-C, while using a look-up table reduces the digital circuitry and thus the hardware costs. In addition, further HF generators are conceivable that meet the requirements mentioned.
Da Digital/Analog-Wandler mit hoher Abtastrate üblicherweise eine relativ begrenzte Auflösung aufweisen, wird die relativ große erste Wortbreite von w0 Bit des HF-Trägersignals xc,h(k) vorzugsweise entsprechend auf die zweite Wortbreite von w1 Bit reduziert.Since digital / analog converters with a high sampling rate usually have a relatively limited resolution, the relatively large first word width of w 0 bits of the RF carrier signal x c, h (k) is preferably reduced accordingly to the second word width of w 1 bit.
Um dies zu erreichen, ohne das Signal/Rauschverhältnis in dem relevanten Frequenzband wesentlich zu vermindern, wird das digitale HF-Trägersignal xc,h(k) zunächst vorzugsweise der Einheit NS zur Rauschformung (noise shaping) zugeführt, mit der das Quantisierungsrauschen in an sich bekannter Weise in Bereichen außerhalb des relevanten Frequenzbandes konzentriert und damit in Frequenzbereiche verschoben wird, die zur Erfassung der relevanten NF-Bandbreite (d.h. üblicherweise etwa 40 kHz symmetrisch um die Trägerfrequenz) nicht erforderlich sind. Dadurch bleibt in dem relevanten Frequenzband ein hohes Signal/Rauschverhältnis erhalten, und es wird ein entsprechend dem Auflösevermögen des Digital/Analog-Wandlers D/A re-quantifiziertes HF-Trägersignal xc(k) mit der reduzierten zweiten Wortbreite von w1 Bit erzeugt.In order to achieve this without significantly reducing the signal-to-noise ratio in the relevant frequency band, the digital RF carrier signal x c, h (k) is first preferably fed to the unit NS for noise shaping, with which the quantization noise in in is known to concentrate in areas outside the relevant frequency band and is thus shifted into frequency ranges that are not required to record the relevant LF bandwidth (ie usually about 40 kHz symmetrically about the carrier frequency). This maintains a high signal-to-noise ratio in the relevant frequency band and generates an RF carrier signal x c (k) with the reduced second word width of w 1 bit, which is re-quantified in accordance with the resolution of the digital / analog converter D / A ,
Dies bedeutet, dass der Quantisierungsfehler e(k) durch H(z) spektral gewichtet beaufschlagt wird und somit der Re-Quantisierungsfehler für das stark über-abgetastete HF-Trägersignal in dem relevanten Frequenzband minimiert werden kann.This means that the quantization error e (k) is spectrally weighted by H (z) and thus the re-quantization error for the strongly over-sampled RF carrier signal can be minimized in the relevant frequency band.
Wenn man hingegen (je nach Anwendungsfall) ein etwas geringeres Signal/Rauschverhältnis in dem relevanten Frequenzband in Kauf nehmen kann, so kann alternativ der HF-Generator CG auch so dimensioniert werden, dass er ein digitales HF-Trägersignal xc(k) mit einer reduzierten, an das Auflösevermögen des Digital/Analog-Wandlers angepassten zweiten Wortbreite von w1 Bit erzeugt, sodass man dann auf die Einheit NS zur Rauschformung verzichten kann.If, on the other hand, one can (depending on the application) accept a somewhat lower signal / noise ratio in the relevant frequency band, then alternatively the HF generator CG can also be dimensioned so that it has a digital HF carrier signal x c (k) with a reduced, adapted to the resolution of the digital / analog converter second word width of w 1 bit, so that one can then do without the unit NS for noise shaping.
In beiden Fällen wird das digitale HF-Trägersignal xc(k) dem Digital/Analog-Wandler D/A zugeführt, mit dem daraus in an sich bekannter Weise ein analoges HF-Trägersignal xc(t) erzeugt wird.In both cases, the digital RF carrier signal x c (k) is fed to the digital / analog converter D / A, with which an analog RF carrier signal x c (t) is generated therefrom in a manner known per se.
Dieses analoge HF-Trägersignal xc(t) wird der Mikrofoneinheit Cm zugeführt und dient dazu, die durch die auftreffenden Schallwellen s(t) (NF-Audiosignal) erzeugten Änderungen der Kapazität des Mikrofons in ein DSB-AM Audiosignal xDSB(t) umzusetzen, und zwar vorzugsweise nach einem Hochfrequenzverfahren mit Amplitudenmodulation und unterdrückter Trägerfrequenz. Hierzu wird Bezug genommen auf die weiter unten noch folgenden Erläuterungen im Zusammenhang mit den
Das von der Mikrofoneinheit Cm erzeugte analoge DSB-AM Audiosignal xDSB(t) wird dann dem Analog/Digital-Wandler A/D zugeführt. Um ein qualitativ hochwertiges digitales Audiosignal zu erzeugen, hat dieser die genannte möglichst hohe (dritte) Auflösung mit der dritten Wortbreite von w2 Bit. Ferner wird das DSB-AM Audiosignal xDSB(t), da es sich um ein Bandpass-Signal handelt, mit der genannten zweiten Abtastrate fs,2 (über-) abgetastet (oversampling), die wiederum höher ist, als es nach dem Abtasttheorem für die in dem Bandpass-signal vorkommende Bandbreite von 40 kHz erforderlich ist.The analog DSB-AM audio signal x DSB (t) generated by the microphone unit Cm is then fed to the analog / digital converter A / D. In order to generate a high-quality digital audio signal, it has the aforementioned highest possible (third) resolution with the third word width of w 2 bits. Furthermore, since it is a bandpass signal, the DSB-AM audio signal x DSB (t) is (oversampled) sampled at the second sampling rate f s, 2 , which in turn is higher than it is after the Sampling theorem is required for the bandwidth of 40 kHz occurring in the bandpass signal.
Realisiert wird dies vorzugsweise mit einem Analog/Digital-Wandler, der nach dem bekannten Verfahren der sukzessiven Approximation (SAR - successive approximation register) arbeitet.This is preferably implemented using an analog / digital converter which works according to the known successive approximation (SAR) method.
Solche SAR-Analog/Digital-Wandler haben den Vorteil, dass sie eine relativ geringe Wandler-Latenz aufweisen, die für die nachfolgend noch anhand der
Bekannt und geeignet sind Ausführungen solcher Wandler mit zum Beispiel einer Auflösung von bis zu 18 Bit bei einer Abtastrate von bis zu 15 MHz oder mehr.Designs of such converters are known and suitable, for example with a resolution of up to 18 bits and a sampling rate of up to 15 MHz or more.
Das am Ausgang des Analog/Digital-Wandlers A/D anliegende digitale DSB-AM Audiosignal xDSB(m) mit der genannten hohen (dritten) Auflösung mit der dritten Wortbreite von w2 Bit und der genannten zweiten Abtastrate fs,2 wird dann dem Demodulator Dm zugeführt, mit dem es synchron demoduliert wird, sodass sich ein digitales Basisbandsignal xdem(m) mit der zweiten Abtastrate fs,2 und der vierten Auflösung bzw. vierten Wortbreite von w3 Bit ergibt.The digital DSB-AM audio signal x DSB (m) present at the output of the analog / digital converter A / D with the said high (third) resolution with the third word width of w 2 bits and the said second sampling rate f s, 2 then becomes supplied to the demodulator Dm, with which it is synchronously demodulated, so that a digital baseband signal x dem (m) with the second sampling rate f s, 2 and the fourth resolution or fourth word width of w 3 bits results.
Der Demodulator Dm ist vorzugsweise ein kohärenter Demodulator, dessen HF-Demodulatorsignal xd,h(m) mit der zweiten Abtastrate fs,2 und einer gewünschten sechsten Auflösung bzw. sechsten Wortbreite von w5 Bit digital erzeugt und zur Demodulation verwendet wird. Da die Frequenz des HF-Trägersignals xc,h(k) bekannt ist, kann das HF-Demodulatorsignal entsprechend frequenzsynchron generiert werden.The demodulator Dm is preferably a coherent demodulator whose RF demodulator signal x d, h (m) with the second sampling rate f s, 2 and a desired sixth resolution or sixth word width of w 5 bits is digitally generated and used for demodulation. Since the frequency of the RF carrier signal x c, h (k) is known, the RF demodulator signal can be generated in a frequency-synchronous manner.
Sofern jedoch die exakte Phase des HF-Trägersignals xDSB(m) am Eingang der Demodulator/Generator-Einheit DmG zum Beispiel durch vorherige Phasenmessung des Gesamtsystems ermittelt wird, kann alternativ auf die Einheit PhE zur Phasenabschätzung verzichtet werden.However, if the exact phase of the RF carrier signal x DSB (m) at the input of the demodulator / generator unit DmG is determined, for example, by prior phase measurement of the overall system, the unit PhE for phase estimation can alternatively be dispensed with.
Die Frequenz des von der Demodulator/Generator-Einheit DmG erzeugten HF-Demodulatorsignals xd,h(m) ist dabei gleich der Frequenz des von dem HF-Generator CG erzeugten HF-Trägersignals xc,h(k), während die Abtastrate fs,2 derjenigen des Analog/DigitalWandlers A/D entspricht.The frequency of the RF demodulator signal x d, h (m) generated by the demodulator / generator unit DmG is equal to the frequency of that generated by the RF generator CG RF carrier signal x c, h (k), while the sampling rate f s, 2 corresponds to that of the analog / digital converter A / D.
Durch diese digitale Demodulation des HF-Trägersignals (Bandpass-Signal) xDSB(m) kann eine nahezu ideale Linearität erzielt werden. Die Genauigkeit dieser Linearität ist nur abhängig von der internen Bit-Auflösung, wobei alle nachteiligen analogen Einflüsse vermieden werden.This digital demodulation of the RF carrier signal (bandpass signal) x DSB (m) enables an almost ideal linearity to be achieved. The accuracy of this linearity only depends on the internal bit resolution, whereby all disadvantageous analog influences are avoided.
Da das demodulierte digitale Basisbandsignal xdem(m) nun eine Bandbreite von etwa 20 kHz aufweist und in hohem Maße mit der (zweiten) Abtastrate fs,2 über-abgetastet ist, wird es vorzugsweise mit dem nachfolgenden Dezimator Dc gefiltert und heruntergetaktet, um ein digitales NF-Audiosignal xAF(n) mit einer üblichen bzw. Standard-Abtastfrequenz von zum Beispiel 48 kHz (dritte Abtastrate fs) zu erzeugen.Since the demodulated digital baseband signal x dem (m) now has a bandwidth of approximately 20 kHz and is largely over-sampled at the (second) sampling rate f s, 2 , it is preferably filtered and clocked down by the following decimator Dc to generate a digital NF audio signal x AF (n) with a usual or standard sampling frequency of, for example, 48 kHz (third sampling rate fs).
Dabei wird gleichzeitig ein zusätzlicher Rauschabstand und Dynamikbereich erzielt. Wenn man zum Beispiel von einer Überabtastung mit einem Faktor von 100 ausgeht (der einer Abtastfrequenz des Analog/Digitalwandlers A/D von 4,8 MHz entspricht) und weißes Quantisierungsrauschen vorliegt, so ergibt sich ein zusätzlicher Signal/Rauschabstand und Dynamikbereich von 20 dB, was einer zusätzlichen Auflösung von etwa 3 Bit entspricht.An additional signal-to-noise ratio and dynamic range are achieved at the same time. For example, if you assume oversampling with a factor of 100 (which corresponds to a sampling frequency of the analog / digital converter A / D of 4.8 MHz) and white quantization noise, there is an additional signal / noise ratio and dynamic range of 20 dB, which corresponds to an additional resolution of about 3 bits.
Der Dezimationsvorgang kann in mehreren Stufen durchgeführt werden. Der Dezimator Dc kann zum Beispiel durch Einsatz von FIR (finite impulse response) Filter-Topologien wie zum Beispiel CIC (cascaded integrator comb) Filtern oder Polyphasen-Filtern realisiert werden. Zur Minimierung der Dezimations-Latenz können insbesondere IIR (infinite impulse response) Filter eingesetzt werden. In diesem Fall besteht ein Hauptkriterium bei dem Entwurf dieser Filter darin, eine lineare Phase in dem Audiofrequenzband zu bewahren.The decimation process can be carried out in several stages. The decimator Dc can be implemented, for example, by using FIR (finite impulse response) filter topologies such as, for example, CIC (cascaded integrator comb) filters or polyphase filters. To minimize the decimation latency, IIR (infinite impulse response) filters in particular can be used. In this case, a major criterion in the design of these filters is to maintain a linear phase in the audio frequency band.
Gleiche bzw. einander entsprechende Komponenten und Signale sind in diesem Blockschaltbild mit gleichen Bezeichnungen versehen wie in dem Blockschaltbild der
Im Vergleich zu dem digitalen Schaltungsteil D-C der in
Weiterhin ist eine optionale zweite Korrektureinheit Corr2 vorgesehen, die mit dem Ausgang des optionalen Dezimators Dc verbunden ist. Die Einheit NS zu Rauschformung ist auch hier wiederum optional.Furthermore, an optional second correction unit Corr2 is provided, which is connected to the output of the optional decimator Dc. The unit NS for noise shaping is again optional here.
Mit dieser Ausführungsform kann insbesondere der Tatsache Rechnung getragen werden, dass hohe Schalldruckpegel zu einer Übersteuerung des analogen Schaltungsteils A-C sowie des Analog/Digital-Wandlers A/D führen können. Deshalb ist üblicherweise der analoge Ausgangspegel von Mikrofonen einstellbar, indem z.B. das aufgenommene NF-Signal gedämpft wird.This embodiment takes into account in particular the fact that high sound pressure levels can lead to an overload of the analog circuit part A-C and the analog / digital converter A / D. For this reason, the analog output level of microphones can usually be set, e.g. the recorded LF signal is attenuated.
Ein besonderer Vorteil der erfindungsgemäßen Ausführungsform besteht darin, dass eine solche Einstellbarkeit bzw. Dämpfung des NF-Signals nicht erforderlich ist.A particular advantage of the embodiment according to the invention is that such adjustability or attenuation of the LF signal is not necessary.
Da nämlich die Empfindlichkeit des Mikrofons direkt proportional zu der Amplitude des analogen HF-Trägersignals xc(t) ist und erfindungsgemäß das HF-Trägersignal in der digitalen Ebene erzeugt wird, kann die Empfindlichkeit ohne zusätzliche analoge Schaltungen digital erhöht und vermindert und somit der Dynamikbereich des Mikrofons entsprechend erweitert bzw. optimiert werden.Since the sensitivity of the microphone is directly proportional to the amplitude of the analog RF carrier signal x c (t) and according to the invention the RF carrier signal is generated in the digital plane, the sensitivity can be increased and decreased digitally without additional analog circuits and thus the dynamic range of the microphone can be expanded or optimized accordingly.
Die Möglichkeit, das HF-Trägersignal auf digitale Weise zu verändern, ist einer der wesentlichen Vorteile der Erzeugung des HF-Trägersignals in der digitalen Ebene. Da das HF-Trägersignal in dem interessierenden Frequenzbereich mit einem wie oben erläutert hohen Signal/Rauschverhältnis erzeugt wird, kann seine Intensität vermindert werden, bevor es danach der Rauschformung in der Einheit NS unterworfen wird, um dadurch ein optimales Signal/Rauschverhältnis beizubehalten.The ability to digitally change the RF carrier signal is one of the major advantages of generating the RF carrier signal in the digital plane. Since the RF carrier signal is generated in the frequency range of interest with a high signal-to-noise ratio as explained above, its intensity can be reduced before it is subsequently subjected to noise shaping in the unit NS, thereby maintaining an optimal signal-to-noise ratio.
Somit erfolgt also, wie es auch in den
Unter der Annahme eines Spannungspegels von -20 dBFS bei einem 94 dBSPL Eingangspegel würde der maximal verarbeitbare Schalldruckpegel 114 dBSPL betragen. Um diesen Bereich um zum Beispiel 30 dB auf einen Pegel von 144 dBSPL zu erweitern (sofern das betreffende Mikrofon einen solchen Schalldruckpegel erfassen kann), kann die Amplitude des HF-Trägersignals in der Weise eingestellt werden, dass sich im Ruhezustand ein Verstärkungsfaktor g1(k) von etwa 1/32 ergibt.Assuming a voltage level of -20 dBFS at a 94 dBSPL input level, the maximum processable sound pressure level would be 114 dBSPL. In order to extend this range by 30 dB to a level of 144 dBSPL (if the microphone in question can detect such a sound pressure level), the amplitude of the RF carrier signal can be set in such a way that an amplification factor g 1 ( k) of about 1/32.
Durch Anwendung eines solchen Faktors g1(k) vermindert sich zwar die Ausgangsauflösung um etwa 5 Bit. Dieser Verlust kann jedoch durch die oben erläuterte Rauschformung wieder weitgehend kompensiert werden, sodass das HF-Trägersignal weiterhin ein hinreichend hohes Signal/Rauschverhältnis aufweist. Da
In diesem Fall kann die oben erwähnte, erste hohe Auflösung bzw. die erste große Wortbreite von w0 Bit des HF-Trägersignals xc,h(k) beispielsweise so gewählt werden, dass diese die verlorenen 5 Bit bereits vor der Rauschformung bereitstellt, d.h. das HF-Trägersignal xc,h(k) vor der Rauschformung ist um 5 Bit höher aufgelöst, als das HF-Trägersignal xc(k) nach der Rauschformung.In this case, the above-mentioned first high resolution or the first large word width of w 0 bits of the RF carrier signal x c, h (k) can, for example, be selected such that it already provides the lost 5 bits before the noise is formed, ie the RF carrier signal x c, h (k) before the noise shaping is resolved by 5 bits higher than the RF carrier signal x c (k) after the noise shaping.
Darüber hinaus werden bevorzugt jedoch weitere Maßnahmen getroffen, um den im Vergleich zu dem Analog/Digital-Wandler A/D sehr hohen Dynamikbereich von modernen bzw. zukünftigen Mikrofonen von zwischen 140 und 150 dB oder mehr weitgehend verlustfrei verarbeiten zu können.In addition, however, further measures are preferably taken in order to be able to process the dynamic range of modern or future microphones of between 140 and 150 dB or more, which is very high compared to the analog / digital converter A / D, largely without loss.
Dabei wird erfindungsgemäß von dem so genannten "Gain ranging" Gebrauch gemacht, bei dem der Pegelbereich des Mikrofons automatisch an einen aufgenommenen Schalldruckpegel angepasst und damit der Dynamikbereich des gesamten Systems automatisch verändert bzw. entsprechend erhöht und vermindert wird.According to the invention, use is made of the so-called "gain ranging" in which the level range of the microphone is automatically adapted to a recorded sound pressure level and the dynamic range of the entire system is thus automatically changed or increased and decreased accordingly.
Bekannt ist es, zu diesem Zweck Analog/Digital-Wandler mit mehreren Kanälen einzusetzen, die jeweils unterschiedliche Verstärkungsfaktoren aufweisen, sodass mehrere Analog/Digital-gewandelte Signale entstehen, die dann auf der digitalen Ebene entsprechend kombiniert und nachverarbeitet werden müssen, um ein Audiosignal mit einem erhöhten Dynamikbereich, d.h. einer höheren Bitauflösung, zu erzeugen. Dabei wird jedoch das Signal/Rauschverhältnis nicht verbessert, was als nachteilig angesehen wird.It is known to use analog / digital converters with several channels for this purpose, each of which has different amplification factors, so that several analog / digital converted signals are produced which then have to be combined accordingly on the digital level and postprocessed to produce an audio signal to generate an increased dynamic range, ie a higher bit resolution. However, the signal / noise ratio is not improved, which is considered to be disadvantageous.
Erfindungsgemäß wird dieses Problem bei der Schaltungsanordnung gemäß
Zu diesem Zweck ist der Schalldruckpegel-Detektor/Prädiktor SPL-DP vorgesehen, der die Einheit GC zur Verstärkungsregelung, die den genannten ersten Verstärkungsfaktor g1(k) zur Beaufschlagung des HF-Generators CG bzw. des HF-Trägersignals xc,h(k) erzeugt, ansteuert.For this purpose, the sound pressure level detector / predictor SPL-DP is provided, which unit GC for gain control, the first gain factor g 1 (k) mentioned to act on the RF generator CG or the RF carrier signal x c, h ( k) generated, controlled.
Der Schalldruckpegel-Detektor/Prädiktor SPL-DP dient zur Erfassung oder Vorhersage von insbesondere hohen Schalldruckpegeln. Da, wie oben bereits erwähnt wurde, vorzugsweise ein SAR-Analog/Digital-Wandler A/D eingesetzt wird, und das digitale DSB-AM Bandpass-Signal xDSB(m) stark über-abgetastet ist, kann das System weitgehend verzögerungsfrei auf hohe Schalldruckpegel reagieren.The SPL-DP sound pressure level detector / predictor is used to record or predict particularly high sound pressure levels. Since, as has already been mentioned above, a SAR analog / digital converter A / D is preferably used, and the digital DSB-AM bandpass signal x DSB (m) is strongly oversampled, the system can go to high largely without delay Sound pressure levels react.
Die Einheit GC erzeugt dabei nicht nur den ersten Verstärkungsfaktor g1(k) für die Beaufschlagung des HF-Trägersignals xc,h(k), sondern auch den zweiten Verstärkungsfaktor g2(m), mit dem mittels des zweiten Multiplizierer M2 das digitale DSB-AM Audiosignal xDSB(m) am Eingang des Demodulators Dm verstärkt bzw. multipliziert wird. Die Einheit GC erzeugt den zweiten Verstärkungsfaktor g2(m) in der Weise, dass damit die Amplitudenanpassung bzw. Multiplikation des HF-Trägersignals xc,h(k) mit dem ersten Verstärkungsfaktor g1(k) wieder kompensiert und somit ein korrigiertes digitales DSB-AM Audiosignal x∼ DSB(m) erzeugt wird, das dem Demodulator Dm zugeführt wird.The unit GC not only generates the first amplification factor g 1 (k) for the application of the RF carrier signal x c, h (k), but also the second amplification factor g 2 (m) with which the digital multiplier M2 is used DSB-AM audio signal x DSB (m) is amplified or multiplied at the input of the demodulator Dm. The unit GC generates the second gain factor g 2 (m) in such a way that the amplitude adjustment or multiplication of the RF carrier signal x c, h (k) is compensated for by the first gain factor g 1 (k) and thus a corrected digital one DSB-AM audio signal x ∼ DSB (m) is generated, which is supplied to the demodulator Dm.
Um eine möglichst exakte Kompensation zu erzielen, wird der zweite Verstärkungsfaktor g2(m) vorzugsweise nicht nur durch Invertierung des ersten Verstärkungsfaktors g1(k) ermittelt, sondern es werden zusätzlich auch die internen Verzögerungen und Filtereigenschaften der Schaltung sowie die Änderung der Abtastrate in dem Signalpfad zwischen dem ersten Multiplizierer M1 oder der Einheit NS zur Rauschformung und dem zweiten Multiplizierer M2 mit eingerechnet.In order to achieve the most exact possible compensation, the second gain factor g 2 (m) is preferably determined not only by inverting the first gain factor g 1 (k), but also the internal delays and filter properties of the circuit and the change in the sampling rate in the signal path between the first multiplier M1 or the unit NS for noise shaping and the second multiplier M2 is also included.
Durch diese automatische Einstellung der Empfindlichkeit in beiden Zweigen werden im Ergebnis die in dem Digital/Analog-Wandler D/A verlorenen Bits zu dem Analog/DigitalWandler A/D überführt, was zu einem erhöhten Dynamikbereich führt. Das Signal/Rauschverhältnis nach der Analog/Digital-Wandlung bleibt, ebenso wie bei dem oben beschriebenen bekannten Ansatz, weitgehend unverändert. Der Analog/Digital-Wandler A/D kann somit auch als Gleitkomma- (floating-point) A/D-Wandler bezeichnet werden.As a result of this automatic adjustment of the sensitivity in both branches, the bits lost in the digital / analog converter D / A are transferred to the analog / digital converter A / D, which leads to an increased dynamic range. The signal / noise ratio after the analog / digital conversion remains largely unchanged, as in the known approach described above. The analog / digital converter A / D can thus also be referred to as a floating point A / D converter.
Die optionale erste Korrektureinheit Corrl dient dabei vorzugsweise dazu, vor der Beaufschlagung des digitalen DSB-AM Audiosignals xDSB(m) mit dem genannten zweiten Verstärkungsfaktor g2(m) eventuell verbliebene fehlerhafte Abtastwerte auf Grund unterschiedlicher Filtercharakteristiken zwischen der Digital/Analog-Wandlung und der Analog/DigitalWandlung zu kompensieren, und zwar insbesondere dann, wenn der Faktor g2(m) nur durch Invertierung des ersten Verstärkungsfaktors g1(k) ermittelt wird oder nicht genau genug dem verzögerten, gefilterten und invertierten Wert von g1(k) entspricht. Dafür kann der Schaltkreis beispielsweise exakt ausgemessen werden, sodass die benötigte Korrektur errechnet und angewendet werden kann. Eine weitere Möglichkeit besteht darin, an den insoweit kritischen Stellen mit prädizierten Abtastwerten zu arbeiten.The optional first correction unit Corrl is preferably used to, before the digital DSB-AM audio signal x DSB (m) is loaded with the aforementioned second amplification factor g 2 (m), possibly remaining erroneous samples due to different filter characteristics between the digital / analog conversion and to compensate for the analog / digital conversion, in particular if the factor g 2 (m) is determined only by inverting the first gain factor g 1 (k) or is not accurate enough the delayed, filtered and inverted value of g 1 (k) equivalent. For this purpose, the circuit can be measured precisely, for example, so that the required correction can be calculated and applied. Another possibility is to work with predicted samples at the critical points.
Der erste Verstärkungsfaktor g1(k), mit dem das digitale HF-Trägersignal xc,h(k) beaufschlagt wird, kann dabei sowohl ein konstanter Faktor, als auch ein zeitlich monoton abfallender Faktor sein. Es muss dabei nur sichergestellt werden, dass in dem analogen Schaltungsteil A-C durch die hohen Schalldruckpegel keine Übersteuerungen (clipping) auftreten.The first amplification factor g 1 (k), with which the digital RF carrier signal x c, h (k) is applied, can be both a constant factor and a monotonically decreasing factor over time. It only has to be ensured that no clipping occurs in the analog circuit part AC due to the high sound pressure level.
Sofern erforderlich, kann schließlich noch die optionale zweite Korrektureinheit Corr2 vorgesehen sein, mit der das von dem Dezimator Dc ausgegebene temporäre NF-Audiosignal x∼ AF(m) weiterhin korrigiert und das digitale NF-Audiosignal xAF(n) erzeugt wird.If necessary, the optional second correction unit Corr2 can finally be provided, with which the temporary LF audio signal x ∼ AF (m) output by the decimator Dc is further corrected and the digital LF audio signal x AF (n) is generated.
Zur Erläuterung des analogen Schaltungsteils A-C wird schließlich noch auf die
Wie bereits erwähnt wurde, wird das Kondensatormikrofon bevorzugt mit einem Hochfrequenzverfahren mit Amplitudenmodulation, insbesondere der Doppelseitenband-Amplitudenmodulation (DSB-AM), betrieben.As already mentioned, the condenser microphone is preferably operated using a high-frequency method with amplitude modulation, in particular double-sideband amplitude modulation (DSB-AM).
Die Auswahl der konkreten Schaltung, mit der das Mikrofon betrieben wird, erfolgt in Abhängigkeit von den Eigenschaften des Mikrofons, dem vorgesehenen Anwendungsfall, der geforderten Aufnahmequalität und anderen Kriterien.The specific circuit with which the microphone is operated is selected depending on the properties of the microphone, the intended application, the required recording quality and other criteria.
Mit dem analogen Schaltungsteil A-C wird also bevorzugt ein (analoges) DSB-AM Audiosignal xDSB(t) erzeugt. Hierzu umfasst der analoge Schaltungsteil A-C einen Übertrager Tr mit einer Primärseite Lp und einer Sekundärseite Ls, die eine Mittenanzapfung aufweist bzw. durch zwei gleiche, in Reihe geschaltete Induktivitäten Ls1, Ls2, gebildet ist.An (analog) DSB-AM audio signal x DSB (t) is therefore preferably generated with the analog circuit part AC. For this purpose, the analog circuit part AC comprises a transformer Tr with a primary side L p and a secondary side L s , which has a center tap or is formed by two identical inductors L s1 , L s2 connected in series.
Parallel zu der Sekundärseite Ls ist ein kapazitiver Spannungsteiler, nämlich die Reihenschaltung aus den beiden Kondensatoren C1(t) und C2(t) des Gegentakt-Mikrofons bzw. die Reihenschaltung aus dem Kondensator C1(t) des Standard-Mikrofons und dem Referenzkondensator C2 geschaltet, sodass auf diese Weise eine HF-Brückenschaltung entsteht.Parallel to the secondary side L s is a capacitive voltage divider, namely the series circuit made up of the two capacitors C 1 (t) and C 2 (t) of the push-pull microphone or the series circuit made up of the capacitor C 1 (t) of the standard microphone and the reference capacitor C 2 , so that an RF bridge circuit is formed in this way.
Das wie oben erläutert erzeugte HF-Trägersignal xc(t) wird an die Primärseite Lp des Übertragers Tr angelegt.The RF carrier signal x c (t) generated as explained above is applied to the primary side L p of the transmitter Tr.
Das am Ausgangsanschluss der Brücke anliegende DSB-AM Audiosignal xDSB(t) (Mikrofonsignal mit unterdrücktem HF-Trägersignal xc(t)) wird gemäß den
Bei der einfachsten Ausführung gemäß
Vorzugsweise wird das DSB-AM Audiosignal xDSB(t) jedoch über einen auf den Ausgangsanschluss der Brücke abgestimmten Resonanzkreis ausgekoppelt.However, the DSB-AM audio signal x DSB (t) is preferably coupled out via a resonance circuit which is matched to the output connection of the bridge.
Bei der Ausführung gemäß
Der erzeugte Strom ix(t) wird gemäß der in
Dabei bestimmt die Induktivität L die Resonanzfrequenz fr des Kreises (die mit der niedrigsten Quellenimpedanz korrespondiert), während die Frequenzbandbreite (die bei dem DSB-AM Audiosignal bei 40 kHz liegt) und damit der Q-Faktor des Kreises nur durch der Widerstand R bestimmt wird.The inductance L determines the resonance frequency f r of the circuit (which corresponds to the lowest source impedance), while the frequency bandwidth (which is 40 kHz for the DSB-AM audio signal) and thus the Q factor of the circuit is determined only by the resistance R. becomes.
Ein Vorteil dieser Ausführung besteht darin, dass auf Grund der niedrigen Quellenimpedanz ein DSB-AM Audiosignal xDSB(t) mit verbesserten Rauscheigenschaften erzielt werden kann.An advantage of this embodiment is that, due to the low source impedance, a DSB-AM audio signal x DSB (t) with improved noise properties can be achieved.
Bei der Ausführung gemäß
Die erzeugte Spannung ux(t) wird gemäß der in
Ein Vorteil dieser Ausführung besteht darin, dass das Spannungssignal ux(t) eine (abhängig vom Q-Faktor) höhere Empfindlichkeit aufweist, dafür jedoch auch die Quellenimpedanz höher ist.One advantage of this embodiment is that the voltage signal u x (t) has a higher sensitivity (depending on the Q factor), but the source impedance is also higher.
Claims (15)
bei dem das digitale HF-Trägersignal (xc,h(k); xc(k)) mit einer ersten Abtastrate (fs,1) überabgetastet erzeugt wird.Method according to claim 1,
in which the digital RF carrier signal (x c, h (k); x c (k)) is over-sampled at a first sampling rate (f s, 1 ).
bei dem das digitale HF-Trägersignal (xc,h(k)) mit einer ersten hohen Auflösung erzeugt wird, die größer ist als eine maximale Auflösung bei der Digital/Analogwandlung, und bei dem vor der Digital/Analogwandlung ein digitales HF-Trägersignal (xc(k)) erzeugt wird, das eine an die maximale Auflösung bei der Digital/Analogwandlung angepasste reduzierte zweite Auflösung aufweist und bei dem durch Rauschformung eine durch die Reduzierung der ersten Auflösung verursachte Verminderung des Signal/Rauschverhältnisses in dem DSB-AM-Frequenzband des Audiosignals zumindest weitgehend kompensiert ist.Method according to claim 1,
in which the digital RF carrier signal (x c, h (k)) is generated with a first high resolution which is greater than a maximum resolution in the digital / analog conversion, and in which a digital RF carrier signal before the digital / analog conversion (x c (k)) is generated which has a reduced second resolution adapted to the maximum resolution in the digital / analog conversion and in which the signal / noise ratio in the DSB-AM- Frequency band of the audio signal is at least largely compensated.
bei dem zur Veränderung der Empfindlichkeit des Mikrofons die Amplitude des digitalen HF-Trägersignals (xc,h(k); xc(k)) digital einstellbar ist.Method according to claim 1,
in which the amplitude of the digital RF carrier signal (x c, h (k); x c (k)) is digitally adjustable to change the sensitivity of the microphone.
bei dem ein Schalldruckpegel in dem digitalen DSB-AM Audiosignal (xDSB(m)) erfasst oder vorhergesagt und in Abhängigkeit davon ein erster Verstärkungsfaktor (g1(k)) erzeugt wird, mit dem die Amplitude des digitalen HF-Trägersignals (xc,h(k); xc(k)) zur Anpassung der Empfindlichkeit des Mikrofons an den erfassten bzw. vorhergesagten Schalldruckpegel beaufschlagt wird.Method according to claim 1,
in which a sound pressure level is detected or predicted in the digital DSB-AM audio signal (x DSB (m)) and a first amplification factor (g 1 (k)) is generated as a function thereof, with which the amplitude of the digital RF carrier signal (x c , h (k); x c (k)) to adapt the sensitivity of the microphone to the recorded or predicted sound pressure level.
bei dem ein zweiter Verstärkungsfaktor (g2(m)) durch Invertierung des ersten Verstärkungsfaktors (g1(k)) in der Weise erzeugt wird, dass damit durch Beaufschlagung des digitalen DSB-AM Audiosignals (xDSB(m)) die Veränderung der Amplitude des digitalen HF-Trägersignals (xc,h(k); xc(k)) durch den ersten Verstärkungsfaktor (g1(k)) zumindest weitgehend kompensiert wird.Method according to claim 5,
in which a second amplification factor (g 2 (m)) is generated by inverting the first amplification factor (g 1 (k)) in such a way that by changing the digital DSB-AM audio signal (x DSB (m)) Amplitude of the digital RF carrier signal (x c, h (k); x c (k)) is at least largely compensated for by the first amplification factor (g 1 (k)).
bei dem das digitale DSB-AM Audiosignal (xDSB(m)) durch mit einer zweiten Abtastrate (fs,2) überabgetastete Analog/Digitalwandlung des analogen DSB-AM Audiosignals (xDSB(t)) erzeugt wird.Method according to claim 1,
in which the digital DSB-AM audio signal (x DSB (m)) is generated by analog / digital conversion of the analog DSB-AM audio signal (x DSB (t)) oversampled with a second sampling rate (f s, 2 ).
mit einer Einheit (NS) zur Rauschformung, zur Erzeugung eines digitalen HF-Trägersignals (xc(k)) mit einer an den Digital/Analog-Wandler (A/D) angepassten, reduzierten Auflösung, sowie zur Rauschformung des HF-Trägersignals zur zumindest weitgehenden Kompensation eines durch die Reduzierung der Auflösung beeinträchtigten Signal/Rauschverhältnisses in dem DSB-AM-Frequenzband des Audiosignals.Circuit arrangement according to claim 11,
with a unit (NS) for noise shaping, for generating a digital RF carrier signal (x c (k)) with a reduced resolution adapted to the digital / analog converter (A / D), and for noise shaping the RF carrier signal for at least extensive compensation of a signal / noise ratio in the DSB-AM frequency band of the audio signal which is impaired by the reduction in the resolution.
bei dem die Einheit (GC) zur Verstärkungsregelung einen zweiten Verstärkungsfaktor (g2(m)) durch Invertierung des ersten Verstärkungsfaktors (g1(k)) in der Weise erzeugt, dass damit durch Beaufschlagung des digitalen DSB-AM Audiosignals (xDSB(m)) mittels eines zweiten Multiplizierers (M2) die Veränderung der Amplitude des digitalen HF-Trägersignals (xc,h(k); xc(k)) durch den ersten Verstärkungsfaktor (g1(k)) zumindest weitgehend kompensiert wird.Circuit arrangement according to claim 13,
in which the unit (GC) for gain control generates a second gain factor (g 2 (m)) by inverting the first gain factor (g 1 (k)) in such a way that by applying the digital DSB-AM audio signal (x DSB ( m)) by means of a second multiplier (M2) the change in the amplitude of the digital RF carrier signal (x c, h (k); x c (k)) is at least largely compensated for by the first amplification factor (g 1 (k)).
bei der die Mikrofoneinheit (Cm) eine HF-Übertrager-Brückenschaltung (Ls1, Ls2) mit einem durch das Mikrofon gebildeten kapazitiven Spannungsteiler zur Erzeugung des analogen DSB-AM Audiosignals (xDSB(t)) aufweist, wobei das DSB-AM Audiosignal (xDSB(t)) über einen auf einen Ausgangsanschluss der Brücke abgestimmten Resonanzkreis ausgekoppelt wird.Circuit arrangement according to claim 11,
in which the microphone unit (Cm) has an RF transmitter bridge circuit (L s1 , L s2 ) with a capacitive voltage divider formed by the microphone for generating the analog DSB-AM audio signal (x DSB (t)), the DSB-AM Audio signal (x DSB (t)) is coupled out via a resonance circuit matched to an output connection of the bridge.
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