EP3167541A1 - Prüfschaltung für einen modularen multizellen umrichter - Google Patents

Prüfschaltung für einen modularen multizellen umrichter

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EP3167541A1
EP3167541A1 EP14758948.5A EP14758948A EP3167541A1 EP 3167541 A1 EP3167541 A1 EP 3167541A1 EP 14758948 A EP14758948 A EP 14758948A EP 3167541 A1 EP3167541 A1 EP 3167541A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
voltage
test circuit
converter
power converter
power
Prior art date
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Ceased
Application number
EP14758948.5A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Rolf Neubert
Thomas Wendler
Christoph Hahn
Matthias LUTHER
Sebastian Müller
Anatoli SEMEROW
Christian Weindl
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Publication of EP3167541A1 publication Critical patent/EP3167541A1/de
Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/40—Testing power supplies
    • G01R31/42—AC power supplies
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4835—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels comprising two or more cells, each including a switchable capacitor, the capacitors having a nominal charge voltage which corresponds to a given fraction of the input voltage, and the capacitors being selectively connected in series to determine the instantaneous output voltage

Definitions

  • the invention relates to a test circuit for a voltage-controlled converter module in power converters for high ⁇ voltage DC transmission, comprising a first power converter with an AC power connection and a ers ⁇ th and a second DC power connection, the alternating current ⁇ connection in the first power converter with the first
  • DC terminal is connected via a first series of voltage-guided power converter modules, wherein the AC terminal is connected in the first power converter to the second DC terminal via a second series of voltage-controlled converter modules, further comprising a second power converter with an AC terminal and a first and a second DC terminal the respective first DC terminals are connected to each other and the respective second DC terminals are connected to each other.
  • High-voltage direct current (HVDC) transmission is used, in particular, for direct energy transmission over long distances - generally distances of around 750 km.
  • HVDC high-voltage direct current
  • complex converters since electrical energy in power plants is almost always generated by synchronous generators as three-phase alternating current of the frequency 50 Hz or 60 Hz.
  • the HVDC leads from certain distances to despite the technical complexity and the additional converter losses in the sum clotting ⁇ Geren transmission losses than the transmission with three-phase alternating current.
  • VSC Voltage Source Converter
  • VSC modules instead of the usual line-commutated converters (LCC) offers many advantages, see, for. BG Gemmell, J. Dorn, D Retzmann, D. Soerangr, "Prospects of multilevel VSC Technolo gies ⁇ for Power Transmission", IEEE Transmission and dis- tribution Conference and Exposition, Chicago, US April of 2008.
  • such a power converter usually has an AC terminal and a first and a second DC terminal, wherein within the power converter of the AC terminal is connected to each of the DC terminals via a series of such voltage-controlled converter modules.
  • VSC Voltage sourced converter
  • HVDC direct current
  • IEC International Electrotechnical Commission
  • Such a test circuit therefore has two DC converters connected to one another, which are essentially connected in the same way as in a "real" HVDC system, ie, connected to a corresponding alternating current network on the AC side are.
  • Two three-phase transformers on each power converter carry the load flow with them.
  • the invention is based on the consideration that independence from the mains frequency could be achieved, in particular, by decoupling the test circuit for the voltage-controlled converter modules in the back-to-back arrangement from the AC network, ie the three-phase transformers.
  • the property of self-commutating power converters can be exploited not to be dependent on an alternating current source for start-up and operation.
  • a decoupling of the AC network can be achieved by the AC terminals of the power converters are connected to each other via an inductor instead of transformers to the external power grid.
  • the voltage-controlled converter module to be tested here is advantageously part of one of the series of voltage-guided converter modules. That is, the device under test can be contained in each of the power converters of the test circuit in one of the rows and is thus tested under real-world conditions at the actual site of use.
  • the second power converter is advantageously identical to the first power converter. This results in a symmetrical, simple design of the test circuit.
  • the first and / or the second DC connection are connected to a DC power source. This serves to cover the unavoidable ⁇ Lich resulting ohmic losses of the test circuit during test. In contrast to conventional back-to-back test circuits, the losses are thus not balanced on the AC side via the connection of the converter to the external network (via a transformer), but on the DC side.
  • connection of two DC connections of the power converter ie a connection of a DC connection to the first converter with a DC connection to the second converter, an inductor and / or a resistor.
  • Inductance and resistance serve the ex ⁇ formation of the characteristics of a comparable in the real application of the same as long DC line, which is not present in the back-to-back system, but must be shown to be equivalent to achieve realistic test conditions.
  • a voltage-controlled converter module comprises in a first advantageous embodiment, a capacitor and two transistors each having a freewheeling diode in a half ⁇ bridge.
  • the voltage-commutated converter module includes a ring are arranged in the two in sliding ⁇ cher direction of serially connected transistors and the capacitor.
  • the external terminals are arranged between the two transistors and in the forward direction behind the second transistor.
  • a Voltage-controlled power converter module comprises a capacitor and four transistors, each having a freewheeling diode in a full bridge, that in each case two series-connected in the same direction transistors, between which one of the external terminals are arranged in the same direction MITEI ⁇ Nander and Capacitor connected in parallel.
  • an insulated gate bipolar transistor is used as the respective transistor. This is especially true for each of the transistors. These are particularly suitable for the high-performance application envisaged here since they have a high reverse blocking voltage
  • each voltage-controlled current ⁇ judge module is preferably designed for a rated voltage of more than 800 V and / or a rated current of more than 500 A. As a result, an excessively large number of modules is avoided, since the necessary capacity for the current test is thus sufficient.
  • the test circuit comprises more than five, preferably more than ten voltage-controlled current ⁇ judge modules.
  • a high number can be finer discrete Voltage jumps when generating a voltage / current curve for the function of the power converter can be achieved.
  • a test circuit is produced by the connection of the converter rotary / AC terminals via an inductance, in particular in connection with a power supply via the DC terminals of the power converter, in which the voltage-controlled converter modules to be tested with arbitrary Frequencies, voltages and currents can be charged.
  • test circuit also eliminates the need to use a three-phase arrangement as in conventional back-to-back circuits, but can also reduce a single-phase arrangement.
  • the arrangement is similar to an H circuit, which includes only switching elements per branch.
  • ar ⁇ up The test specimens voltage sources respectively as separate power / chip, which are fed from the module capacitors, and which are freely adjustable in their amplitudes, frequencies and phase angles. Thanks to clever control, test values (currents, voltages and frequencies) can be set very variably.
  • the test circuit can thus also be used to test VSC modules used in static reactive power compensators. Embodiments of the invention will be explained in more detail with reference to a drawing. Show:
  • 1 shows a circuit diagram of a back-to-back test circuit according to the prior art
  • 2 shows a circuit diagram of a full-bridge VSC module
  • FIG. 3 shows a circuit diagram of a half-bridge VSC module
  • FIG. 5 shows a circuit diagram of a test circuit for a VSC module with only one phase
  • FIG 6 shows a graph of the voltage and current waveforms in the test circuit according to FIG 4,
  • FIG. 7 is a graph of the voltage and current waveforms in the test circuit according to FIG. 5
  • FIG. 1 shows a schematic circuit diagram of a known from the prior art in the manner of a back-to-back system constructed test circuit 1 for a VSC module.
  • the test circuit 1 (voltage-controlled converter module).
  • the test circuit 1 consists of five essential components, which are outlined in dashed lines in FIG 1; These are in Figure 1 from left to right a first AC power source 4, a first three-phase power converter 6, a DC power line 8, a second three-phase power converter 10 and a second AC power source 12.
  • the test circuit 1 is based on the
  • DC line 8 symmetrically constructed, ie, the AC sources 4, 12 and three-phase converters 6, 10 are constructed identically, so that in the following only one descrip- ⁇ tion of each of the first AC power source 4 and the first three-phase power converter 6 takes place.
  • the AC power source 4 may be formed as a conventional 20 kV AC power network. It is shown in the circuit diagram as three voltage sources 14 in each case 120 degrees out of phase represents parallel current paths that generate the voltages u ai , u b i and u c i against a ground 16. The voltages in the second AC power source 12 are with u a 2, u b 2 and u C 2 be ⁇ draws. In each of the three parallel current paths, the voltage sources 14 are followed by an inductance L cl (or L c2 in the second alternating current source 12) shown as a coil 18 in the circuit diagram.
  • L cl or L c2 in the second alternating current source 12
  • the power converter 6 has three AC terminals 20, which are each connected to one of the three current paths of the AC ⁇ source 4. Furthermore, the converter 6 has two DC terminals 22, between which the clamping voltage U DC ⁇ i abuts (is located at the converter 10 between the
  • a DC connection 22 of the first power converter 6 is provided with a
  • the respective other DC terminals 22 of both power converters 6, 10 are connected via the DC line 8, which has an inductance L L shown as a coil 24 and egg ⁇ NEN shown as resistor 26 ohmic resistance R L.
  • Inductance L L and ohmic resistance R L simulie ⁇ ren the properties which may be many hundreds of kilometers long an HVDC line.
  • each of the alternating ⁇ current terminals 20 is connected to each of the DC terminals 22 via a Konverterarm 28, ie there are in each converter 6, 20 six identically constructed converter arms 28, of which for reasons of clarity in FIG 1 only a single marked by a dashed frame, provided with reference numerals and will be explained below.
  • Each converter arm 28 has on the AC side an inductance L z shown as a coil 30. This is with the
  • VSC modules 2 DC side of the converter arm 28 connected via a series 32 of series-connected VSC modules 2.
  • the number of VSC modules 2 is not fixed, different embodiments may provide different (fixed) numbers of VSC modules 2. But at least five, better more than ten VSC modules 2 should be provided. For each VSC module 2 different embodiments are conceivable, which are explained below with reference to FIG 2 and FIG.
  • the VSC module 2 shows the circuit diagram of a first embodiment of the VSC modules 2 in a full bridge circuit.
  • the VSC module 2 has two external terminals 34, designated A and B, and includes in the exemplary embodiment four normal conducting bipolar ⁇ transistors with insulated gate (English: insular ted-gate bipolar transistor, short-IGBT) 36, designated IGBT1 , IGBT2, IGBT3 and IGBT4, which in each case a freewheel ⁇ diode 38 is connected in parallel to protect against overvoltage during shutdown. In principle, however, other types of transistors can be used.
  • the IGBTs 36 are connected to a capacitor 40 strigoset with the capacitance C as a central element in the manner of a full bridge ie, each two serially felal ⁇ preparing IGBTs 36 in the same direction (namely, IGBT1 and IGBT2, and IGBT3 and
  • IGBT4 between which one of the external terminals 34 is arranged, are connected in parallel with each other and with the capacitor 40 in the same direction.
  • the IGBTs 36 represent switches which can be individually controlled / switched by means of an electronic control unit (not shown). As a result, the voltage U c applied to the capacitor 40 can be switched in any direction to the external connections 34 between A and B. Accordingly, between the terminals 34 A and B, the switch IGBT1... IGBT4 is either + U C , -U c or 0 V depending on the switching state. Each current direction is mög ⁇ Lich.
  • Condition 0 means a high impedance state of each ⁇ bib IGBTs 36
  • condition 1 is a low-impedance state of the respective IGBTs 36.
  • In the first row are shown two alterna- tive state possibilities for the bypass state.
  • the bypass state bridges the capacitor 40 so that the voltage between the external terminals 34A-B is 0V.
  • the switching states designated in the following lines bring the voltage of the capacitor 40 in different directions to the external terminals 34 A-B.
  • FIG. 3 shows the circuit diagram of a second embodiment of the VSC modules 2 in a half-bridge circuit, which has a simpler structure, but is limited in terms of its switching capabilities.
  • the embodiment of the VSC modules 2 of FIG. 3 will be explained with reference to the differences from FIG. 2: In essence, the current path with the IGBTs 36 designated IGBT3 and IGBT4 in FIG.
  • the VSC module 2 according to FIG. 2 thus has only two IGBTs 36.
  • the external terminal 34 B previously arranged in this current path is now arranged between the IGBT 36 designated IGBT 2 and the capacitor 40.
  • a series 32 of n VSC modules 2 of the embodiment shown in FIG. 2 or FIG. 3 is therefore capable of any desired voltage gradients with the steps -nU c , - (nl) U c , if the control is appropriately controlled by the control electronics. 0V, ... + (nl) U c , -nU c .
  • testing of the VSC modules 2 is possible only at the predetermined mains frequency of the alternating current sources 4, 12.
  • this disadvantage is eliminated.
  • test circuit 100 shown in FIG 4 will be described based on their differences Un ⁇ for test circuit 1 of FIG 1, since the three-phase power converter 6, 10 to the DC power line 8 which is duplicated. In this case, only in the converter arms 28 for reasons of clarity, the row 32 of VSC modules 2 is replaced by the switching symbol of a controllable voltage source 102. Due to the large number of VSC modules 2 per row 32, a high resolution is achieved in the voltage discretization described above, so that the replacement is justified.
  • the VSC modules 2 themselves are configured either according to FIG. 2 or according to FIG.
  • u xy , z The voltages generated in each case by the rows 32 of VSC modules 2, which are shown as controllable voltage source 102, arranged in each of the converter arms 28 are denoted by u xy , z .
  • x a, b, c stands for one of the three phases of the alternating voltage
  • y 1, 2 for the first three-phase power converter 6 or the second three-phase power converter 10
  • z p, n for the positive or the negative
  • Test circuit 100 no AC power sources 4, 12 are arranged. Instead, the alternating current connections 20 of the respective phases of the three-phase current converters 6, 10 are connected to each other via an inductance L c represented as a coil 104 in the circuit diagram, ie there are three such inductances L c , one for each of the three phases.
  • the current through each of the three connection lines between the AC terminals 20 is denoted by i x
  • the voltage at the respective AC terminal 20 is denoted by u xy
  • x a, b, c for one of the three phases of the ac voltage
  • y 1, 2 for the first three-phase converter 6 or the second three-phase converter 10 is.
  • 106 is pre see ⁇ a high voltage direct current source which is connected to the dc terminals 22 of the first three-phase power converter 6 and the losses occurring during operation of the test circuit 100 compensates.
  • the high-voltage direct current source 106 generates the voltage U DC with the current i ' DC flowing through it.
  • the high-voltage direct current source 106 in this case comprises two series-connected direct voltage sources 108 each having the voltage U DC / 2 whose connection is grounded to one another.
  • the design of the high-voltage DC source 106 shown here is (and also in the 4 th dargestell ⁇ in FIG test circuit 200) not necessarily of distress and may be configured differently in other embodiments. However, if the ground is placed in the middle of the DC voltage (as shown), the voltages are balanced symmetrically to positive and negative potential, thus reducing the isolation effort compared to earthing at the negative potential (or any other location).
  • the test circuit 100 differs essentially in two points from the back-to-back system shown in Figure 1:
  • the first point is the coupling of the respective AC terminals 22 of the three-phase power converters 6, 10 via a Inductance L c .
  • the second point is the high voltage DC power source 106, the strigschal ⁇ tung 100 supplies the DC side and the resistive losses thus compensated.
  • the advantage of the coupling of the respective Kirstromanschlüs ⁇ se 22 is that the test circuit 100 is completely independent of an external power supply frequency. Moreover, no high-voltage power connection is needed so that no interference and harmonic distortion occur.
  • Rows 32 arranged VSC module 2 can in this case be the test ⁇ de DUT.
  • the structure of the test circuit 100 shown in FIG. 4 is still relatively complicated. To achieve a simplification, the fact of the omission of the three-phase grid connection can be used to design the test circuit 100 and the converters contained therein for a single phase only. As a result, four of the six converter arms 28 can be omitted.
  • Such a test circuit 200 is shown in FIG.
  • the test circuit shown in FIG. 5 has single-phase
  • Power converters 206, 210 which differ from the power converters 6, 10 shown in FIG. 4 in that they are designed for only one phase, ie. H. only two converter arms 28 include (but which are the same as the converter arms 28 of the power converters 6, 10 are constructed) and consequently only a single AC terminal 20 but still two
  • test circuit 200 shown in FIG. 5 is reduced by approximately one-third compared to the test circuit 100 of FIG. 4 and nevertheless has the same advantages as the independence of the power grid and its frequency.
  • both the inductance L c and the line replica L L and R L can be omitted, ie set to zero, this being achieved by appropriate adaptation of the inductances L z is compensated in the respective branches.
  • the function of the test circuits 100, 200 described in FIG. 4 and FIG. 5 will be explained in the following: Essentially, the three-phase power converters 6, 10 or single-phase power converters 206, 210, as in the back-to-back system shown in FIG. System operated, ie one of the power converters 6, 10, 206, 210 operates in a known manner in rectifier operation and the other in the inverter mode.
  • the three-phase power converters 6, 10 at their AC terminals 20 by means of appropriate control of the VSC modules 2 by a corresponding, unspecified control system three-phase AC voltage available.
  • the power is transferred from the rectifier to the inverter and the AC connection closes the circuit.
  • the high voltage DC power source 106 compensates the losses in the test ⁇ circuit 100 due to parasitic resistances.
  • FIG. 6 shows simulation results of the test circuit 100 according to FIG. 4. It shows the voltages u ai , u b1 , u c i, u a2 and U DC i shown in FIG. 4, as well as the currents i a , i ' D c, IDC, i a i, P and i A2 , P. Natural units were used, the alternating voltages have an amplitude of 1. 6 shows that the voltages (u ai , u b i, u c i) and the
  • test circuit 200 shown in FIG. 5 which is based on a single phase: DC line 8 and the VSC modules 2 are pre-charged by the high-voltage DC power source 106. Then set the single-phase converters 206, 210 at their AC terminals 20 by means of appropriate control of VSC modules 2 by a corresponding, unspecified Darge ⁇ provides control system single-phase AC voltage available. Each power converter 206, 210 has only two converter arms 28. As in FIG 4 also works here
  • Converter 206, 210 in rectifier mode, the other in inverter mode, with corresponding power flow.
  • FIG. 6 shows simulation results of the test circuit 200 according to FIG. 5. It shows the voltages u ai and u a 2 shown in FIG. 5 as well as the currents i'oc / ia2, p / iai, p and 12. Natural units were again used AC voltages have an amplitude of 1.
  • the alternating voltages shown in FIG. 6 are symmetrical with respect to the ground level.
  • Converter arms 28 have a DC offset, which in sum for the current i ' DC by the high voltage DC power source 106 is zero, since ide ⁇ ale conditions were provided without ohmic losses in the simulation
  • test circuits 100, 200 corresponds to the function of a back-to-back system as shown in FIG. 1 and therefore permits the operation and type tests according to the aforementioned standard IEC 62501.

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Abstract

Eine Prüfschaltung (100, 200) für ein spannungsgeführtes Stromrichtermodul (2) in Stromrichtern (6, 10, 206, 210) für die Hochspannungs-Gleichstrom-Übertragung, umfassend einen ersten Stromrichter (6, 206) mit einem Wechselstromanschluss (20) sowie einem ersten und einem zweiten Gleichstromanschluss (22), wobei der Wechselstromanschluss (20) im ersten Stromrichter (6, 206) mit dem ersten Gleichstromanschluss (22) über eine erste Reihe (32) von spannungsgeführten Stromrichtermodulen (2) verbunden ist, wobei der Wechselstromanschluss (20) im ersten Stromrichter (6, 206) mit dem zweiten Gleichstromanschluss (22) über eine zweite Reihe (32) von spannungsgeführten Stromrichtermodulen (2) verbunden ist, weiterhin umfassend einen zweiten Stromrichter (10, 210) mit einem Wechselstromanschluss (20) sowie einem ersten und einem zweiten Gleichstromanschluss (22), wobei die jeweiligen ersten Gleichstromanschlüsse (22) miteinander verbunden sind und die jeweiligen zweiten Gleichstromanschlüsse (22) miteinander verbunden sind, soll eine Prüfung von spannungsgeführten Stromrichtermodulen unabhängig von der Netzfrequenz sowie mit Wechsel- und Gleichstromlast erlauben. Dazu sind die jeweiligen Wechselstromanschlüsse (20) über eine Induktivität (104) miteinander verbunden.

Description

Beschreibung
PRÜFSCHALTUNG FÜR EINEN MODULAREN MULTIZELLEN UMRICHTER
Die Erfindung betrifft eine PrüfSchaltung für ein spannungs- geführtes Stromrichtermodul in Stromrichtern für die Hoch¬ spannungs-Gleichstrom-Übertragung, umfassend einen ersten Stromrichter mit einem Wechselstromanschluss sowie einem ers¬ ten und einem zweiten Gleichstromanschluss , wobei der Wech¬ selstromanschluss im ersten Stromrichter mit dem ersten
Gleichstromanschluss über eine erste Reihe von spannungsge- führten Stromrichtermodulen verbunden ist, wobei der Wechselstromanschluss im ersten Stromrichter mit dem zweiten Gleichstromanschluss über eine zweite Reihe von spannungsgeführten Stromrichtermodulen verbunden ist, weiterhin umfassend einen zweiten Stromrichter mit einem Wechselstromanschluss sowie einem ersten und einem zweiten Gleichstromanschluss, wobei die jeweiligen ersten Gleichstromanschlüsse miteinander verbunden sind und die jeweiligen zweiten Gleichstromanschlüsse miteinander verbunden sind.
Die Hochspannungs-Gleichstrom-Übertragung (HGÜ) dient insbesondere der Energieübertragung mittels Gleichstrom über weite Entfernungen - in der Regel Entfernungen von rund 750 km aufwärts. Hierfür ist zwar ein vergleichsweise hoher technischer Aufwand für hochspannungstaugliche, aufwändige Stromrichter vonnöten, da elektrische Energie in Kraftwerken fast immer durch Synchron-Generatoren als Dreiphasenwechselstrom der Frequenz 50 Hz bzw. 60 Hz erzeugt wird. Allerdings führt die HGÜ ab bestimmten Entfernungen trotz des technischen Aufwands und der zusätzlichen Konverterverluste zu in der Summe gerin¬ geren Übertragungsverlusten als die Übertragung mit Dreiphasenwechselstrom.
Hierzu ist es bekannt, Stromrichter zu verwenden, die eine Mehrzahl von in einer Reihe geschalteten spannungsgeführten Stromrichtermodulen (englisch: Voltage-Source Converter, kurz VSC) umfassen (so genannte Multilevel-Stromrichter) . Unter einem VSC wird ein Modul verstanden, das einen Ladungsspei¬ cher in der Art einer Batterie umfasst, wobei der Spannungs¬ wert an den Anschlüssen des Moduls durch entsprechende An- steuerung von ebenfalls im Modul enthaltenen Schaltern mit einer Steuerspannung variiert werden kann. Mit einer Reihe solcher VSC-Module ist es möglich, gestufte Spannungsverläufe zu generieren, deren Stufenhöhe der Nennspannung eines der VSC-Module entspricht, die letztlich die Verbindung zwischen Wechsel- und Gleichstromseite bilden. Die Verwendung von VSC- Modulen anstatt der bisher üblichen netzgeführten Stromrichter (englisch: Line-commutated Converter, kurz LCC) bietet vielfältige Vorteile, siehe z. B. G. Gemmell, J. Dorn, D Retzmann, D. Soerangr, „Prospects of Multilevel VSC Technolo¬ gies for Power Transmission", in IEEE Transmission and Dis- tribution Conference and Exposition, Chicago, US, April 2008.
Konkret weist ein derartiger Stromrichter in der Regel einen Wechselstromanschluss sowie einen ersten und einen zweiten Gleichstromanschluss auf, wobei innerhalb des Stromrichters der Wechselstromanschluss mit jedem der Gleichstromanschlüsse über eine Reihe derartiger spannungsgeführter Stromrichtermodule verbunden ist.
Die in den Stromrichtern verwendeten VSC-Module müssen Leis- tungsprüfungen unterzogen werden, wie dies z. B. in der IEC 62501, „Voltage sourced Converter (VSC) valves for high-vol- tage direct current (HVDC) power transmission -- Electrical testing", IEC (International Electrotechnical Commission) , Genf, 2009 beschrieben ist. Dies erfolgt in der Regel in ei- ner so genannten Back-to-back-Verbindung, bei der Gleich- und Wechselrichter „Rücken an Rücken" stehen, also im Gegensatz zu anderen HGÜ Anlagen, bei denen - wie oben beschrieben - oft große Distanzen zwischen den Stationen liegen, räumlich kaum voneinander getrennt sind. Eine derartige PrüfSchaltung weist also zwei auf Gleichstromseite miteinander verbundene Stromrichter auf, die im Wesentlichen genauso verschaltet sind, wie in einer „echten" HGÜ-Anlage, d. h. wechselstrom- seitig an ein entsprechendes Wechselstromnetz angeschlossen sind. Zwei Drehstromtransformatoren an jedem Stromrichter tragen dabei den Lastfluss mit.
Bei einer derartigen Schaltung ist damit jedoch die Prüfung von der Netzfrequenz abhängig, d. h. auch Prüflinge (d. h. zu prüfende VSC-Module) , die später in einem 60-Hz-Netz betrie¬ ben werden, können bei der Prüfung „nur" bei 50 Hz belastet werden, so dass Anpassungen der Parameter nötig sind. Außerdem ist ein enormer Installationsaufwand nötig.
Weniger aufwändig ist eine Kreisstrom-Schaltung, bei der zwei Prüflinge mit entsprechenden Zweigdrosseln an eine Gleichspannungsquelle geschaltet sind, aus der die Verluste gedeckt werden. Nachteil dieser Schaltung ist, dass die Prüflinge nur mit Wechselstrom belastet werden, nicht aber mit - für die HGÜ-Technik typischem - Gleichstrom-Anteil.
Es ist daher Aufgabe der Erfindung, eine PrüfSchaltung der eingangs genannten Art anzugeben, die eine Prüfung von span- nungsgeführten Stromrichtermodulen unabhängig von der Netzfrequenz sowie mit Wechsel- und Gleichstromlast erlaubt.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst, indem die jeweili¬ gen Wechselstromanschlüsse über eine Induktivität miteinander verbunden sind.
Die Erfindung geht dabei von der Überlegung aus, dass eine Unabhängigkeit von der Netzfrequenz insbesondere dadurch erreicht werden könnte, dass die PrüfSchaltung für die span- nungsgeführten Stromrichtermodule in der Back-to-back-Anord- nung vom Wechselstromnetz, d. h. den Drehstromtransformatoren entkoppelt werden. Hierbei kann die Eigenschaft von selbst- kommutierenden Stromrichtern ausgenutzt werden, nicht auf eine Wechselstromquelle für das Anfahren und den Betrieb ange- wiesen zu sein. Somit ist eine Entkopplung vom Wechselstromnetz erreichbar, indem die Wechselstromanschlüsse der Stromrichter anstatt über Transformatoren mit dem externen Stromnetz miteinander über eine Induktivität verbunden sind. Dadurch fließen die Prüfströme nicht mehr über Transformatoren. Das zu prüfende spannungsgeführte Stromrichtermodul ist hier¬ bei vorteilhafterweise Teil einer der Reihen von spannungsge- führten Stromrichtermodulen. Das heißt, der Prüfling kann in jedem der Stromrichter der PrüfSchaltung in einer der Reihen enthalten sein und wird damit unter realistischen Bedingungen am realen Einsatzort geprüft.
Der zweite Stromrichter ist vorteilhafterweise identisch zum ersten Stromrichter ausgebildet. Hierdurch ergibt sich eine symmetrische, einfache Ausgestaltung der PrüfSchaltung .
In vorteilhafter Ausgestaltung der PrüfSchaltung sind der erste und/oder der zweite Gleichstromanschluss mit einer Gleichstromquelle verbunden. Dies dient dazu, die unvermeid¬ lich entstehenden ohmschen Verluste der PrüfSchaltung während des Prüfbetriebs zu decken. Im Unterschied zu bisher üblichen Back-to-back-PrüfSchaltungen werden somit die Verluste nicht wechselstromseitig über die Verbindung des Stromrichters mit dem externen Netz (über einen Transformator) ausgeglichen, sondern gleichstromseitig .
In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der PrüfSchaltung weist die Verbindung zweier Gleichstromanschlüsse der Strom- richter, d. h. eine Verbindung eines Gleichstromanschlusses am ersten Stromrichter mit einem Gleichstromanschluss am zweiten Stromrichter, eine Induktivität und/oder einen Widerstand auf. Induktivität und Widerstand dienen hierbei der Ab¬ bildung der Eigenschaften einer in der realen Anwendung ver- gleichsweise langen Gleichstromleitung, die im Back-to-back- System nicht vorliegt, sondern als Äquivalent dargestellt werden muss, um realistische Prüfbedingungen zu erreichen.
Die im Folgenden beschriebenen Strukturen von spannungsge- führten Stromrichtermodulen gelten bevorzugt für jedes der spannungsgeführten Stromrichtermodule. Die spannungsgeführten Stromrichtermodule sind vorzugsweise identisch ausgebildet. Ein spannungsgeführtes Stromrichtermodul umfasst in einer ersten vorteilhaften Ausgestaltung einen Kondensator und zwei Transistoren mit jeweils einer Freilaufdiode in einer Halb¬ brücke. In einer derartigen Schaltung umfasst das spannungs- geführte Stromrichtermodul einen Ring, in dem zwei in glei¬ cher Richtung seriell geschaltete Transistoren sowie der Kondensator angeordnet sind. Die externen Anschlüsse sind dabei zwischen den beiden Transistoren und in Durchlassrichtung hinter dem zweiten Transistor angeordnet.
In einer zweiten vorteilhaften Ausgestaltung umfasst ein spannungsgeführtes Stromrichtermodul einen Kondensator und vier Transistoren mit jeweils einer Freilaufdiode in einer Vollbrücke, d. h. jeweils zwei in gleicher Richtung seriell geschaltete Transistoren, zwischen denen einer der externen Anschlüsse angeordnet ist, sind in gleicher Richtung mitei¬ nander und zum Kondensator parallel geschaltet. Hierdurch ergibt sich eine Form in der Art des lateinischen Großbuchsta¬ bens H.
Vorzugsweise wird als jeweiliger Transistor ein Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode verwendet. Dies gilt insbesondere für jeden der Transistoren. Diese eignen sich besonders für die hier vorgesehene Anwendung im Hochleis- tungsbereich, da sie über eine hohe Vorwärts-Sperrspannung
(derzeit bis 6, 6 kV) verfügen und hohe Ströme (bis etwa 3 kA) schalten können. Für die Schaltung hoher Ströme können auch mehrere Transistoren parallel geschaltet werden. Das jeweilige, vorzugsweise jedes spannungsgeführte Strom¬ richtermodul wird vorzugsweise für eine Nennspannung von mehr als 800 V und/oder einen Nennstrom von mehr als 500 A ausgelegt. Hierdurch wird eine übermäßig große Anzahl von Modulen vermieden, da die notwendige Kapazität für die Stromprüfung somit ausreichend ist.
In vorteilhafter Ausgestaltung umfasst die PrüfSchaltung mehr als fünf, bevorzugt mehr als zehn spannungsgeführte Strom¬ richtermodule. Durch eine hohe Anzahl können feinere diskrete Spannungssprünge beim Erzeugen einer Spannungs-/Stromkurve für die Funktion des Stromrichters erreicht werden.
Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen insbesonde- re darin, dass durch die Verbindung der Stromrichter-Dreh- /Wechselstromanschlüsse über eine Induktivität insbesondere in Verbindung mit einer Stromversorgung über die Gleichstromanschlüsse der Stromrichter eine PrüfSchaltung entsteht, in der die zu prüfenden spannungsgeführten Stromrichtermodule mit beliebigen Frequenzen, Spannungen und Strömen belastet werden können. Dies umfasst sowohl eine Belastung mit Gleich- als auch mit Wechselströmen, so dass der Prüfbetrieb den rea¬ len Bedingungen sehr nahe kommt. Da die Energie im Wesentli¬ chen aus den Speicherkondensatoren der VSC-Module entnommen wird, ergeben sich sehr geringe Rückwirkungen auf das speisende Netz, zumal die Gleichstromquelle als Filter wirkt. Es werden lediglich die Verluste von Prüfling und PrüfSchaltung aus dem Netz entnommen. Die beschriebene Struktur der PrüfSchaltung macht es zudem nicht mehr erforderlich, eine dreiphasige Anordnung wie bei herkömmlichen Back-to-back-Schaltungen zu verwenden, sondern es kann auch eine einphasige Anordnung reduziert werden. In diesem Fall ähnelt die Anordnung einer H-Schaltung, die je Zweig nur schaltende Elemente beinhaltet. In diesem Fall ar¬ beiten die Prüflinge jeweils als eigenständige Strom-/Span- nungsquellen, die aus den Modulkondensatoren gespeist werden, und die in ihren Amplituden, Frequenzen und Phasenwinkeln frei einstellbar sind. Durch geschickte Ansteuerung lassen sich Prüfwerte (Ströme, Spannungen und Frequenzen) sehr variabel einstellen. Die PrüfSchaltung kann somit auch zur Prüfung von VSC-Modulen verwendet werden, die in Statischen Blindleistungskompensatoren zur Anwendung kommen. Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand einer Zeichnung näher erläutert. Darin zeigen:
FIG 1 einen Schaltplan einer Back-to-back-PrüfSchaltung nach dem Stand der Technik, FIG 2 einen Schaltplan eines Vollbrücken-VSC-Moduls ,
FIG 3 einen Schaltplan eines Halbbrücken-VSC-Moduls ,
FIG 4 einen Schaltplan einer PrüfSchaltung für ein VSC- Modul mit drei Phasen,
FIG 5 einen Schaltplan einer PrüfSchaltung für ein VSC- Modul mit nur einer Phase,
FIG 6 einen Graphen der Spannungs- und Stromverläufe in der PrüfSchaltung nach FIG 4, und
FIG 7 einen Graphen der Spannungs- und Stromverläufe in der PrüfSchaltung nach FIG 5.
Gleiche Teile sind in allen Figuren mit denselben Bezugszei¬ chen versehen.
FIG 1 zeigt einen schematischen Schaltplan einer aus dem Stand der Technik bekannten in der Art eines Back-to-back- Systems aufgebauten PrüfSchaltung 1 für ein VSC-Modul 2
(spannungsgeführtes Stromrichtermodul) . Die PrüfSchaltung 1 besteht aus fünf wesentlichen Bestandteilen, die in der FIG 1 jeweils gestrichelt umrandet sind; dies sind in der FIG 1 von links nach rechts eine erste Wechselstromquelle 4, ein erster Dreiphasen-Stromrichter 6, eine Gleichstromleitung 8, ein zweiter Dreiphasen-Stromrichter 10 und eine zweite Wechsel- Stromquelle 12. Die PrüfSchaltung 1 ist bezogen auf die
Gleichstromleitung 8 symmetrisch aufgebaut, d. h. die Wechselstromquellen 4, 12 und Dreiphasen-Stromrichter 6, 10 sind identisch aufgebaut, so dass im Folgenden nur eine Beschrei¬ bung jeweils der ersten Wechselstromquelle 4 und des ersten Dreiphasen-Stromrichters 6 erfolgt.
Die Wechselstromquelle 4 kann als übliches 20-kV-Wechsel- stromnetz ausgebildet sein. Sie ist im Schaltplan als drei jeweils um 120 Grad phasenverschobene Spannungsquellen 14 in parallelen Stromwegen repräsentiert, die die Spannungen uai, ubi und uci gegen eine Erdung 16 erzeugen. Die Spannungen in der zweiten Wechselstromquelle 12 sind mit ua2, ub2 und uC2 be¬ zeichnet. In jedem der drei parallelen Stromwege schließt sich an die Spannungsquellen 14 eine im Schaltbild als Spule 18 dargestellte Induktivität Lcl (bzw. Lc2 in der zweiten Wechselstromquelle 12) an.
Der Stromrichter 6 weist drei Wechselstromanschlüsse 20 auf, die mit jeweils einem der drei Stromwege der Wechselstrom¬ quelle 4 verbunden sind. Weiterhin weist der Stromrichter 6 zwei Gleichstromanschlüsse 22 auf, zwischen denen die Span¬ nung UDCi anliegt (am Stromrichter 10 liegt zwischen den
Gleichstromanschlüssen 22 die Spannung UDC2 an) . Ein Gleich- stromanschluss 22 des ersten Stromrichters 6 ist mit einem
Gleichstromanschluss 22 des zweiten Stromrichters 10 verbun¬ den, so dass diese auf dem gleichen Potential liegen.
Die jeweils anderen Gleichstromanschlüsse 22 beider Strom- richter 6, 10 sind über die Gleichstromleitung 8 verbunden, die eine als Spule 24 dargestellte Induktivität LL sowie ei¬ nen als Widerstand 26 dargestellten ohmschen Widerstand RL aufweist. Induktivität LL und ohmscher Widerstand RL simulie¬ ren die Eigenschaften einer HGÜ-Leitung, die viele hundert Kilometer lang sein kann.
Innerhalb eines Stromrichters 6, 20 ist jeder der Wechsel¬ stromanschlüsse 20 mit jedem der Gleichstromanschlüsse 22 über einen Konverterarm 28 verbunden, d. h. es existieren in jedem Stromrichter 6, 20 sechs identisch aufgebaute Konverterarme 28, von denen aus Gründen der Übersichtlichkeit in der FIG 1 nur ein einziger durch eine gestrichelte Umrahmung markiert, mit Bezugszeichen versehen ist und im Folgenden erläutert wird.
Jeder Konverterarm 28 weist wechselstromseitig eine als Spule 30 dargestellte Induktivität Lz auf. Diese ist mit der
Gleichstromseite des Konverterarms 28 über eine Reihe 32 von in Serie geschalteten VSC-Modulen 2 verbunden. Im nur Schema- tisch dargestellten Schaltplan der FIG 1 ist die Anzahl der VSC-Module 2 hierbei nicht festgelegt, unterschiedliche Aus¬ führungsbeispiele können unterschiedliche (feste) Anzahlen von VSC-Modulen 2 vorsehen. Es sollten aber mindestens fünf, besser mehr als zehn VSC-Module 2 vorgesehen sein. Für jedes VSC-Modul 2 sind unterschiedliche Ausgestaltungen denkbar, die im Folgenden anhand der FIG 2 und FIG 3 erläutert werden.
FIG 2 zeigt den Schaltplan einer ersten Ausführungsform der VSC-Module 2 in einer Vollbrückenschaltung . Das VSC-Modul 2 hat zwei externe Anschlüsse 34, bezeichnet mit A und B, und umfasst im Ausführungsbeispiel vier normalleitende Bipolar¬ transistoren mit isolierter Gate-Elektrode (englisch: Insula- ted-Gate bipolar Transistor, kurz IGBT) 36, bezeichnet mit IGBT1, IGBT2, IGBT3 und IGBT4, denen jeweils eine Freilauf¬ diode 38 zum Schutz vor einer Überspannung beim Abschalten parallel geschaltet ist. Prinzipiell sind aber auch andere Arten von Transistoren verwendbar. Die IGBTs 36 sind mit einem Kondensator 40 mit der Kapazität C als zentrales Element in der Art einer Vollbrücke verschal¬ tet, d. h. jeweils zwei in gleicher Richtung seriell geschal¬ tete IGBTs 36 (nämlich IGBT1 und IGBT2 sowie IGBT3 und
IGBT4), zwischen denen einer der externen Anschlüsse 34 ange- ordnet ist, sind in gleicher Richtung miteinander und zum Kondensator 40 parallel geschaltet. Die IGBTs 36 stellen Schalter dar, die mittels einer nicht weiter dargestellten Steuerelektronik einzeln ansteuerbar/schaltbar sind. Dadurch kann die am Kondensator 40 anliegende Spannung Uc in beliebi- ger Richtung auf die externen Anschlüsse 34 zwischen A und B geschaltet werden. Zwischen den Anschlüssen 34 A und B liegt demnach je nach Schaltzustand der Schalter IGBT1... IGBT4 entweder +UC, -Uc oder 0 V an . Jede Stromrichtung ist dabei mög¬ lich. Eine Übersicht der für die hier beschriebene Anwendung relevanten Schaltzustände des VSC-Moduls 2 zusammen mit den dem Schaltzustand zugehörigen Zuständen der IGBTs 36 ist in der folgenden Tabelle gegeben: Funktion IGBT1 IGBT2 IGBT3 IGBT4
Bypass (U = 0 V) 1 (0) 0 (1) 1 (0) 0 (1)
U = +UC 1 0 0 1
U = -Uc 0 1 1 0
Zustand 0 bedeutet hierbei einen hochohmigen Zustand des je¬ weiligen IGBTs 36, Zustand 1 einen niederohmigen Zustand des jeweiligen IGBTs 36. In der ersten Zeile werden zwei alterna- tive Zustandsmöglichkeiten für den Bypass-Zustand gezeigt.
Der Bypass-Zustand überbrückt den Kondensator 40, so dass die Spannung zwischen den externen Anschlüssen 34 A-B 0 V beträgt. Die in den folgenden Zeilen bezeichneten Schaltzustände bringen die Spannung des Kondensators 40 in unterschiedli- chen Richtungen auf die externen Anschlüsse 34 A-B.
FIG 3 zeigt den Schaltplan einer zweiten Ausführungsform der VSC-Module 2 in einer Halbbrückenschaltung, die einfacher aufgebaut ist, dafür aber hinsichtlich ihrer Schaltmöglich- keiten eingeschränkt. Die Ausführungsform der VSC-Module 2 der FIG 3 wird anhand der Unterschiede zur FIG 2 erläutert: Im Wesentlichen ist hierbei der Strompfad mit den in FIG 2 mit IGBT3 und IGBT4 bezeichneten IGBTs 36 weggefallen. Das VSC-Modul 2 gemäß der FIG 2 weist also nur zwei IGBTs 36 auf. Der zuvor in diesem Strompfad angeordnete externe Anschluss 34 B ist nunmehr zwischen dem mit IGBT2 bezeichneten IGBT 36 und dem Kondensator 40 angeordnet.
Eine Reihe 32 von n VSC-Modulen 2 der in FIG 2 oder FIG 3 dargestellten Ausgestaltung ist also in der Lage, bei entsprechender Ansteuerung durch die Steuerelektronik beliebige gestufte Spannungsverläufe mit den Stufen -nUc, -(n-l)Uc,... 0V,... +(n-l)Uc, -nUc, zu erzeugen. Mit der in der FIG 1 dargestellten Back-to-back-PrüfSchaltung 1 ist eine Prüfung der VSC-Module 2 nur bei der vorgegebenen Netzfrequenz der Wechselstromquellen 4, 12 möglich. Durch die in den FIG 4 und FIG 5 dargestellten PrüfSchaltungen 100, 200 wird dieser Nachteil behoben. Die in FIG 4 gezeigte PrüfSchaltung 100 wird anhand ihrer Un¬ terschiede zur PrüfSchaltung 1 nach der FIG 1 beschrieben, da die Dreiphasen-Stromrichter 6, 10 mit der Gleichstromleitung 8 identisch vorhanden sind. Hierbei wurde lediglich in den Konverterarmen 28 aus Gründen der Übersicht die Reihe 32 aus VSC-Modulen 2 durch das Schaltzeichen einer steuerbaren Spannungsquelle 102 ersetzt. Aufgrund der hohen Anzahl von VSC- Modulen 2 pro Reihe 32 wird eine hohe Auflösung in der oben beschriebenen Spannungsdiskretisierung erreicht, so dass die Ersetzung gerechtfertigt ist. Die VSC-Module 2 selbst sind entweder nach FIG 2 oder nach FIG 3 ausgestaltet.
Die jeweils von den in jedem der Konverterarme 28 angeordne- ten Reihen 32 aus VSC-Modulen 2, die als steuerbare Spannungsquelle 102 dargestellt sind, erzeugten Spannungen sind mit uxy,z bezeichnet. Hierbei steht x = a, b, c für eine der drei Phasen der Wechselspannung, y = 1, 2 für den ersten Dreiphasen-Stromrichter 6 oder den zweiten Dreiphasen-Strom- richter 10 und z = p, n für die positive oder die negative
Seite der Gleichspannung. Die Ströme in jedem der Konverterarme 28 sind analog mit ixy,z bezeichnet. Der Strom durch die Gleichstromleitung 8 ist mit iDC bezeichnet. Im Unterschied zur PrüfSchaltung 1 nach FIG 1 sind in der
PrüfSchaltung 100 nach FIG 4 keine Wechselstromquellen 4, 12 angeordnet. Die Wechselstromanschlüsse 20 der jeweiligen Pha¬ sen der beiden Dreiphasen-Stromrichter 6, 10 sind stattdessen über jeweils eine als Spule 104 im Schaltbild dargestellte Induktivität Lc miteinander verbunden, es existieren also drei solcher Induktivitäten Lc, eine für jede der drei Phasen. Der Strom durch jede der drei Verbindungsleitungen zwischen den Wechselstromanschlüssen 20 ist mit ix bezeichnet, die Spannung am jeweiligen Wechselstromanschluss 20 gegen Er- de mit uxy, wobei wieder x = a, b, c für eine der drei Phasen der Wechselspannung und y = 1, 2 für den ersten Dreiphasen- Stromrichter 6 oder den zweiten Dreiphasen-Stromrichter 10 steht . Weiterhin ist eine Hochspannungs-Gleichstromquelle 106 vorge¬ sehen, die mit den Gleichstromanschlüssen 22 des ersten Dreiphasen-Stromrichters 6 verbunden ist und die im Betrieb der PrüfSchaltung 100 entstehenden Verluste ausgleicht. Die Hoch- spannungs-Gleichstromquelle 106 erzeugt die Spannung UDC mit dem durch sie fließenden Strom i ' DC · Die Hochspannungs- Gleichstromquelle 106 umfasst dabei zwei in Reihe geschaltete Gleichspannungsquellen 108 mit jeweils der Spannung UDC/2, deren Verbindung untereinander geerdet ist.
Die dargestellte Ausführung der Hochspannungs-Gleichstrom- quelle 106 ist hierbei (und auch in der in FIG 4 dargestell¬ ten PrüfSchaltung 200) nicht zwingend von Nöten und kann in anderen Ausführungsformen anders ausgestaltet sein. Wird je- doch die Erdung in die Mitte der Gleichspannung gelegt (so wie dargestellt) erfolgt eine symmetrische Aufteilung der Spannungen auf positives und negatives Potenzial, so dass der Isolationsaufwand im Vergleich zu einer Erdung am negativen Potenzial (oder irgendeiner anderen Stelle) geringer wird.
Wie FIG 4 zeigt, unterscheidet sich die PrüfSchaltung 100 im Wesentlichen in zwei Punkten vom in FIG 1 dargestellten Back- to-back-System: Der erste Punkt ist die Kopplung der jeweiligen Wechselstromanschlüsse 22 der beiden Dreiphasen-Strom- richter 6, 10 über eine Induktivität Lc. Der zweite Punkt ist die Hochspannungs-Gleichstromquelle 106, die die Prüfschal¬ tung 100 gleichstromseitig versorgt und die ohmschen Verluste somit kompensiert. Der Vorteil der Kopplung der jeweiligen Wechselstromanschlüs¬ se 22 besteht darin, dass die PrüfSchaltung 100 vollkommen unabhängig von einer externen Netzfrequenz ist. Überdies ist keine Hochspannungs-Netzverbindung vonnöten, so dass keine Interferenzen und harmonische Verzerrungen auftreten. Jedes der in den als steuerbare Spannungsquelle 102 dargestellten
Reihen 32 angeordnete VSC-Modul 2 kann hierbei der zu prüfen¬ de Prüfling sein. Die Struktur der in FIG 4 dargestellten PrüfSchaltung 100 ist noch immer relativ aufwändig. Um eine Vereinfachung zu erreichen, kann die Tatsache des entfallenen Dreiphasen-Netzanschlusses genutzt werden, um die PrüfSchaltung 100 und die darin enthaltenen Stromrichter nur für eine einzige Phase auszulegen. Dadurch können vier der sechs Konverterarme 28 entfallen. Eine derartige PrüfSchaltung 200 ist in FIG 5 dargestellt. Die in der FIG 5 gezeigte PrüfSchaltung weist Einphasen-
Stromrichter 206, 210 auf, die sich von den in FIG 4 gezeigten Stromrichtern 6, 10 dadurch unterscheiden, dass sie nur für eine Phase ausgelegt sind, d. h. nur zwei Konverterarme 28 umfassen (die aber genauso wie die Konverterarme 28 der Stromrichter 6, 10 aufgebaut sind) und demzufolge nur einen einzelnen Wechselstromanschluss 20 aber weiterhin zwei
Gleichstromanschlüsse 22. Im Übrigen entspricht der Aufbau dem der PrüfSchaltung 100 in FIG 4. Entsprechend ist der Aufbau der gleichstromseitigen Verbindung ebenso wie in FIG 4 ausgebildet, jedoch wechselstromsei- tig ergibt sich nur eine einzige Verbindung zwischen den beiden Wechselstromanschlüssen 22 über eine Induktivität Lc. Der Strom durch die als Spule 104 dargestellte Induktivität Lc ist mit iai2 bezeichnet, die Spannung über der Induktivität Lc mit ual2.
Die Komplexität der in FIG 5 dargestellten PrüfSchaltung 200 ist gegenüber der PrüfSchaltung 100 der FIG 4 um etwa ein Drittel reduziert und weist dennoch dieselben Vorteile wie Unabhängigkeit von Stromnetz und dessen Frequenz auf.
In alternativen, nicht näher dargestellten Ausführungsformen der PrüfSchaltungen 100, 200 der FIG 4 bzw. FIG 5 kann sowohl die Induktivität Lc als auch die Leitungsnachbildung LL und RL entfallen, d. h. auf null gesetzt werden, wobei dies durch entsprechende Anpassung der Induktivitäten Lz in den jeweiligen Zweigen kompensiert wird. Die Funktion der in FIG 4 und FIG 5 beschriebenen Prüfschaltungen 100, 200 wird im Folgenden erläutert: Im Wesentlichen werden die Dreiphasen-Stromrichter 6, 10 bzw. Einphasen- Stromrichter 206, 210 wie in dem in FIG 1 gezeigten Back-to- back-System betrieben, d. h. einer der Stromrichter 6, 10, 206, 210 arbeitet in bekannter Weise im Gleichrichterbetrieb und der jeweils andere im Wechselrichterbetrieb.
In der PrüfSchaltung 100 der FIG 4 stellen die Dreiphasen- Stromrichter 6, 10 an ihren Wechselstromanschlüssen 20 mittels entsprechender Ansteuerung der VSC-Module 2 durch ein entsprechendes, nicht näher dargestelltes Steuerungssystem dreiphasige Wechselspannung zur Verfügung. Die Leistungsübertragung erfolgt vom Gleichrichter zum Wechselrichter und die Wechselstromverbindung schließt den Kreis. Die Hochspannungs- Gleichstromquelle 106 kompensiert die Verluste in der Prüf¬ schaltung 100 aufgrund parasitärer Widerstände.
FIG 6 zeigt Simulationsresultate der PrüfSchaltung 100 nach FIG 4. Sie zeigt die in FIG 4 dargestellten Spannungen uai, ubl, uci , ua2 und UDCi sowie die Ströme ia, i' Dc , IDC, iai , P und iA2,P. Es wurden natürliche Einheiten verwendet, die Wechsel¬ spannungen weisen eine Amplitude von 1 auf. FIG 6 zeigt, dass die Spannungen (uai, ubi , uci ) sowie die
Ströme (ia) der Dreiphasen-Wechselstromverbindung ein symmetrisches, Dreiphasen-Wechselstromsystem zeigen. Die Gleichspannung UDCi ist auf einem Niveau von 1 (= 100 %) konstant, ebenso wie der Strom iDC in der Gleichstromleitung 8. Der Strom i ' DC durch die Hochspannungs-Gleichstromquelle 106 be¬ trägt hingegen 0, da in der Simulation ideale Bedingungen ohne ohmsche Verluste vorgesehen wurden.
Das gleiche Prinzip trifft auf die in FIG 5 dargestellte PrüfSchaltung 200 zu, die auf einer einzelnen Phase basiert: Gleichstromleitung 8 und die VSC-Module 2 werden durch die Hochspannungs-Gleichstromquelle 106 vorab aufgeladen. Sodann stellen die Einphasen-Stromrichter 206, 210 an ihren Wechselstromanschlüssen 20 mittels entsprechender Ansteuerung der VSC-Module 2 durch ein entsprechendes, nicht näher darge¬ stelltes Steuerungssystem einphasige Wechselspannung zur Verfügung. Jeder Stromrichter 206, 210 weist nur zwei Konverterarme 28 auf. Ebenso wie in FIG 4 arbeitet auch hier ein
Stromrichter 206, 210 im Gleichrichterbetrieb, der andere im Wechselrichterbetrieb, mit entsprechendem Leistungsfluss .
FIG 6 zeigt Simulationsresultate der PrüfSchaltung 200 nach FIG 5. Sie zeigt die in FIG 5 dargestellten Spannungen uai und ua2 sowie die Ströme i'oc/ ia2,p/ iai,p und 12· Es wurden wiederum natürliche Einheiten verwendet, die Wechselspannungen weisen eine Amplitude von 1 auf.
Die in FIG 6 dargestellten Wechselspannungen sind symmetrisch gegenüber dem Erdungsniveau. Die Ströme ia2,P, iai,p in den
Konverterarmen 28 haben einen Gleichspannungsoffset , welcher in der Summe für den Strom i ' DC durch die Hochspannungs- Gleichstromquelle 106 Null ergibt, da in der Simulation ide¬ ale Bedingungen ohne ohmsche Verluste vorgesehen wurden
(la2,p + lal,p = i 'üc) ·
Das dargestellte funktionale Verhalten der PrüfSchaltungen 100, 200 entspricht der Funktion eines Back-to-Back-Systems wie es in FIG 1 dargestellt ist und ermöglicht daher die Be- triebs- und Typentests gemäß der eingangs genannten Norm IEC 62501.
Bezugs zeichenliste
1 PrüfSchaltung
2 VSC-Modul
4 Wechselstromquelle
6 Dreiphasen-Stromrichter
8 Gleichstromleitung
10 Dreiphasen-Stromrichter
12 Wechselstromquelle
14 Spannungsquelle
16 Erdung
18 Spule
20 Wechselstromanschluss
22 Gleichstromanschluss
24 Spule
26 Widerstand
28 Konverterarm
30 Spule
32 Reihe
34 externer Anschluss
36 IGBT
38 Freilaufdiode
40 Kondensator
100 PrüfSchaltung
102 steuerbare Spannungsquelle
104 Spule
106 Hochspannungs-Gleichstromquelle
200 PrüfSchaltung
206 Einphasen-Stromrichter
210 Einphasen-Stromrichter

Claims

Patentansprüche
1. PrüfSchaltung (100, 200) für ein spannungsgeführtes
Stromrichtermodul (2) in Stromrichtern (6, 10, 206, 210) für die Hochspannungs-Gleichstrom-Übertragung, umfassend einen ersten Stromrichter (6, 206) mit einem Wechselstromanschluss (20) sowie einem ersten und einem zweiten Gleichstrom- anschluss (22), wobei der Wechselstromanschluss (20) im ers¬ ten Stromrichter (6, 206) mit dem ersten Gleichstromanschluss (22) über eine erste Reihe (32) von spannungsgeführten Stromrichtermodulen (2) verbunden ist, wobei der Wechselstromanschluss (20) im ersten Stromrichter (6, 206) mit dem zwei¬ ten Gleichstromanschluss (22) über eine zweite Reihe (32) von spannungsgeführten Stromrichtermodulen (2) verbunden ist, weiterhin umfassend einen zweiten Stromrichter (10, 210) mit einem Wechselstromanschluss (20) sowie einem ersten und einem zweiten Gleichstromanschluss (22), wobei die jeweiligen ers¬ ten Gleichstromanschlüsse (22) miteinander verbunden sind und die jeweiligen zweiten Gleichstromanschlüsse (22) miteinander verbunden sind, und
wobei die jeweiligen Wechselstromanschlüsse (20) über eine Induktivität (104) miteinander verbunden sind.
2. PrüfSchaltung (100, 200) nach Anspruch 1, bei der das zu prüfende spannungsgeführte Stromrichtermodul (2) Teil einer der Reihen (32) von spannungsgeführten Stromrichtermodulen (2) ist.
3. PrüfSchaltung (100, 200) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der zweite Stromrichter (10, 210) iden¬ tisch zum ersten Stromrichter (6, 206) ausgebildet ist.
4. PrüfSchaltung (100, 200) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der erste und/oder der zweite Gleichstrom- anschluss (22) mit einer Gleichstromquelle (106) verbunden sind .
5. PrüfSchaltung (100, 200) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Verbindung zweier Gleichstromanschlüs- se (22) der Stromrichter (6, 10, 206, 210) eine Induktivität (24) und/oder einen Widerstand (26) aufweist.
6. PrüfSchaltung (100, 200) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der ein spannungsgeführtes Stromrichtermodul
(2) einen Kondensator (40) und zwei Transistoren (36) mit jeweils einer Freilaufdiode (38) in einer Halbbrücke umfasst.
7. PrüfSchaltung (100, 200) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der ein spannungsgeführtes Stromrichtermodul
(2) einen Kondensator (40) und vier Transistoren (36) mit jeweils einer Freilaufdiode (38) in einer Vollbrücke umfasst.
8. PrüfSchaltung (100, 200) nach Anspruch 6 oder 7, bei der der jeweilige Transistor (40) ein Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode ist.
9. PrüfSchaltung (100, 200) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der das jeweilige spannungsgeführte Strom- richtermodul (2) für eine Nennspannung von mehr als 800 V und/oder einen Nennstrom von mehr als 500 A ausgelegt ist.
10. PrüfSchaltung (100, 200) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die jeweilige Reihe (32) mehr als fünf, bevorzugt mehr als zehn, spannungsgeführte Stromrichtermodule (2) umfasst.
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