EP3152824B1 - Leistungselektronische schaltung, leistungselektronischer energieübertrager und leistungselektronisches energieübertragungssystem - Google Patents
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 title claims description 26
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 69
- 230000005291 magnetic effect Effects 0.000 claims description 64
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 34
- 239000011162 core material Substances 0.000 description 26
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 26
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 26
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 26
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 20
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 16
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 16
- 238000000034 method Methods 0.000 description 13
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 12
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 12
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 12
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 11
- 230000008859 change Effects 0.000 description 10
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 9
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 8
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 6
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 6
- 238000013461 design Methods 0.000 description 5
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 5
- 239000000243 solution Substances 0.000 description 5
- 230000004888 barrier function Effects 0.000 description 4
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 4
- 241000881711 Acipenser sturio Species 0.000 description 3
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 description 3
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 3
- 238000007429 general method Methods 0.000 description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 description 3
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 3
- 241001295925 Gegenes Species 0.000 description 2
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 2
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 2
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 2
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 2
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 2
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 2
- 206010013710 Drug interaction Diseases 0.000 description 1
- JMASRVWKEDWRBT-UHFFFAOYSA-N Gallium nitride Chemical compound [Ga]#N JMASRVWKEDWRBT-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical group [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000004913 activation Effects 0.000 description 1
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 230000000712 assembly Effects 0.000 description 1
- 238000000429 assembly Methods 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 238000012938 design process Methods 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 239000012530 fluid Substances 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 1
- 230000003993 interaction Effects 0.000 description 1
- 230000009191 jumping Effects 0.000 description 1
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 description 1
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- HBMJWWWQQXIZIP-UHFFFAOYSA-N silicon carbide Chemical compound [Si+]#[C-] HBMJWWWQQXIZIP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000000844 transformation Methods 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
- 229910000859 α-Fe Inorganic materials 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
- H02M1/143—Arrangements for reducing ripples from dc input or output using compensating arrangements
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
-
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
- H02M1/15—Arrangements for reducing ripples from dc input or output using active elements
-
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0043—Converters switched with a phase shift, i.e. interleaved
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0064—Magnetic structures combining different functions, e.g. storage, filtering or transformation
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
- H02M1/0074—Plural converter units whose inputs are connected in series
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
- H02M1/0077—Plural converter units whose outputs are connected in series
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
- H02M3/1586—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel switched with a phase shift, i.e. interleaved
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/493—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode the static converters being arranged for operation in parallel
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
- H03K17/693—Switching arrangements with several input- or output-terminals, e.g. multiplexers, distributors
Definitions
- the invention relates to a power electronic circuit, a power electronic energy exchanger, such as a DC or inverter and a power electronic energy transmission system, such as a converter.
- Efficient power electronic circuits are based on the principle of clocked switching elements, since ideal switching elements (i.e., infinite switching speed, without line resistance, infinite blocking resistance) can theoretically operate without loss.
- Modern power electronic switching elements such as e.g. Insulated gate bipolar transistors (IGBTs) or metal-oxide semiconductor field effect transistors (MOSFETs) are very close to this ideal.
- IGBTs Insulated gate bipolar transistors
- MOSFETs metal-oxide semiconductor field effect transistors
- Frequency converters, PV inverters and other clocked power electronic systems can be realized with efficiencies of more than 99%.
- the great efficiency advantage of the clocked systems also has the disadvantage that due to the clocking both undesired push-pull and common mode noise occur. These can disturb or damage the system itself as well as other systems. Therefore, in electromagnetic compatibility (EMC) standards, maximum levels of interference are laid down by law, which must not exceed a pulsed power electronic system. The reduction of DC and differential mode noise is therefore
- Fig. 17 shows principle 1 schematically and by way of example for an AC network application.
- a circuit in Fig. 17 L1 and N
- common mode noise due to, usually parasitic, coupling capacitances (eg capacity of the circuit breaker relative to the heat sink) between the "jumping" potential and a reference potential (eg the device housing, which is often grounded) impressed.
- EMC filters which have an in Fig. 18 have shown typical circuit structure [1]. These are often constructed of multi-stage LC filter structures to achieve a high damping effect.
- longitudinal throttles eg magnetically coupled coils on iron powder cores
- X-capacitors ie capacitors which are located between the terminals
- Y capacitors are used, which form a low-impedance path for the common mode noise current to the device housing.
- common mode chokes ie coupled, current-compensated coils on ferrite cores
- Principle 2 is fluid. It is based on the use of additional circuit elements to create current paths that prevent the unwanted spurious currents from leaving the LE system (for example, integrated Y capacitors). Principle 2 thus essentially depends on the definition of the LE system, i. where the limits of the actual power electronic system are set and where the external, additionally necessary EMC filter begins.
- Fig. 19b illustrates a general principle described in [4]. The difference to the "smoothing transformer" according to Fig. 19a is clearly visible.
- An additional circuit element may e.g. also be just another turn on an already existing magnetic core; Special "smoothing transformer” designs may form an exception (e.g., the zero-ripple Cuk converter) as described in connection with Principle 4.
- the situation is completely different with a reduction of the disturbances by principle 5.
- the reduction is not based on the addition of additional circuit elements, e.g. Capacitors, coils, transformers or active amplifiers, which do not contribute to the actual power processing process, but by a special arrangement of power electronic subsystems, which in their entirety have a noise-reduced behavior to the outside. In this sense, one can speak of inherently low-noise power electronics.
- the "zero-ripple Cuk-Converter" can also be considered regarding the definition of Principle 5 by considering its primary side or secondary side as subsystems.
- the principle (c) is associated with a significantly increased effort, since a significant reduction of the disturbances occurs only at many stages. This principle is after the State of the art applied only at very high power (MW) for noise reduction.
- the object of the present invention is to provide a power electronic circuit, a power electronic power transformer and a power electronic power transmission system, which enables a reduction of normal mode noise and / or common mode noise at various operating points.
- the power electronic circuit comprises a plurality of switches, which are connected together to two parallel branches in series circuits.
- the parallel branches are interconnected by means of coils at nodes, the first gate and the second gate of the power electronic circuit is arranged symmetrically to the coils and to the switches.
- Fig. 20 shows an extension of a changeover switch cell according to the prior art with coils L 1a and L 1b for a 2-phase, offset by 180 ° clocked driving a Hoch / Tiefsetzstellers.
- the in the right half of the Fig. 20 shown doubling of a left half-bridge 88 shown to two half-bridges 88a and 88b, which form a full bridge 92, allows elimination of differential mode (DM) with respect to the voltage U LV at an operating point at 180 ° and 50th % Duty cycle out of phase driving of the half bridges 88a and 88b.
- DM differential mode
- the half bridge 88 comprising the coil L 1 and the switches S ' 1 and S' 2 and the diodes D 1 parallel to the switch S ' 1 and D 2 , parallel to the switch S' 2 , form a basis of almost all power electronic systems in the higher power range , from approx. 1 kW.
- Two of these switching cells with two coils and 180 ° offset clocking form the described arrangement of a 2-phase offset clocked Hoch / Tiefsetzstellers with the known disadvantages.
- Fig. 21 shows a reflection of the full bridge 92 Fig. 20 at a common DC reference potential line, such as the reference junction 47.
- a common DC reference potential line such as the reference junction 47.
- the circuit can only as high or step-down converter with a voltage transformation ratio of 2 (or 1/2) in this state, according to the need for eliminating the normal mode noise duty cycle of 50% with respect to their voltages U LV and U HV between two parallel-connected parallel branches with Switches S 11 , S 12 , S 21 and S 22 and S 13 , S 14 , S 23 and S 24 are used.
- a power electronic energy exchanger which allows a control mechanism which depends neither on the duty cycle of the individual half-bridges nor on their phase relationship.
- a control mechanism which depends neither on the duty cycle of the individual half-bridges nor on their phase relationship.
- a power electronic energy exchanger is provided by interconnecting two such power electronic circuits, so that the power electronic energy exchanger has a primary side and a secondary side and common mode noise and / or differential mode noise at a primary-side port gate and a secondary port port gate are reduced.
- a power electronic energy transfer system is made possible by a coupling of one or more primary pages with one or more secondary pages.
- the symmetrical design allows a reduction of common mode and differential mode noise up to a complete elimination.
- Embodiments of the present invention provide a power electronic circuit having a first electrical port, first and second ports, and a second magnetic port having first and second ports.
- the power electronic circuit further comprises a first parallel load with a first series circuit and a second parallel load with a second series circuit.
- Each series circuit has at least a first switch, a second switch and a third switch, wherein the two parallel branches are connected in parallel with each other.
- the first terminal of the first gate is connected in each case via a coil with a first node between the first and the second switch in the first and the second parallel branch.
- the second terminal of the first gate is connected in each case via a coil with a second node between the second and the third switch in the first and the second parallel branch.
- the first nodes are magnetically coupled to the first terminal of the second gate.
- the second nodes are magnetically coupled to the second terminal of the second gate.
- the coupling takes place by means of coils which are connected to the first and second nodes and thus generate a corresponding magnetic field, which by a suitable magnetic Conductor (eg, coil core) is passed to the first and second terminals of the magnetic second door.
- a suitable magnetic Conductor eg, coil core
- an advantage of these embodiments is that the power electronic circuit described can be used as a basic cell, which reduces in the arrangement of a power electronic energy transfer or power electronic energy transfer system differential mode and common mode noise for arbitrary operating points, such as with respect to their first (electric) gates.
- Operating points are, for example, different voltage values or currents at the first (electric) ports.
- the power electronic circuit is an inherently low-interference power electronic circuit, which means that the power electronic circuit is executable such that each of the components is involved in a power transmission, for example from the first (electric) port to the second (magnetic) port.
- Another embodiment of the present invention provides a power electronic circuit in which a capacitor is connected in parallel to the parallel branches.
- An advantage of this embodiment is that the capacitor is effective as an overvoltage or undervoltage buffer with respect to the switches of the parallel branches and so push-pull and common mode noise can be further reduced.
- Another embodiment of the present invention provides a power electronic circuit in which the coils between the first terminal of the first gate and the first parallel branch and between the second terminal of the first gate and the first parallel branch have a common coil core and wherein the coil between the first Connection of the first gate and the second parallel branch and between the second terminal of the first gate and the second parallel branch having a common coil core.
- Another embodiment of the present invention provides a power electronic circuit in which the first series circuit of the first parallel load and the second series circuit of the second parallel load each comprise a further switch between the first node and the second switch and a respective further node between the respective further switch and the respective second switch and in which the two further nodes are interconnected.
- An advantage of this embodiment is that a reference potential for two sections of the first and second series connection of the parallel branches can be used by the interconnection of the two other nodes and a portion of the first parallel branch and a portion of the second parallel branch can each be operated as a bridge circuit.
- Another embodiment of the present invention provides a power electronic energy exchanger having a first (eg primary side) power electronic circuit and a second (eg secondary side) power electronic circuit, in which the two first terminals of the respective second gate and the two second terminals of the respective second gate magnetically interconnected, ie the corresponding magnetic field generating coils are coupled together.
- An advantage of this embodiment is that a power transmission from the first port of the first power electronic circuit to the first port of the second power electronic circuit or from the first port of the second power electronic circuit to the first port of the first power electronic circuit is enabled, wherein both the common mode noise as Also the push-pull noise of the energy transmission at the two first gates are reduced.
- the present invention provides a power electronic energy transmitter having at least a third power electronic circuit.
- the first power electronic circuit has at least one further (magnetic) port with a first and a second terminal.
- the first nodes of the parallel branches of the first power electronic circuit are magnetically coupled to the first terminal of the further gate.
- the second nodes of the parallel branches of the first power electronic circuit are magnetically coupled to the second terminal of the further gate.
- the terminals of the further (magnetic) gate are magnetically connected, ie coupled, to the second (magnetic) port of the third power electronic circuit.
- An advantage of this embodiment is that a power transmission from the first port of the first power electronic circuit to the two or more first ports of the at least second and third power electronic circuits and / or from the two or more first ports of the at least second and third power electronic circuits to the first gate of the first power electronic circuit is enabled.
- a further exemplary embodiment of the present invention provides a power electronic energy transmission system with at least two power electronic energy exchangers in which the second terminals of the first port of the at least two first power electronic circuits are interconnected and in which the second terminals of the first port of the at least two second power electronic circuits interconnect are. The second terminals of the first port of the at least two second power electronic circuits are interconnected.
- An advantage of this embodiment is that a so-called multi-port DC / DC converter (i.e., a power electronic converter with multiple inputs and / or outputs "ports") with galvanic isolation can be realized by a connection of power electronic energy transfer to a power electronic energy transfer system.
- a so-called multi-port DC / DC converter i.e., a power electronic converter with multiple inputs and / or outputs "ports”
- circuit topologies of exemplary embodiments are described below, inter alia, by the term “interconnected”, which designates an interconnection of two circuit parts, components or elements of an electrical circuit.
- the term “interconnected” is to be understood in this context that the described circuit parts, components or elements are connected even with an addition of another circuit part, another component or another element between the circuit parts, components or elements.
- FIG. 3 shows a schematic circuit diagram of a power electronic circuit 10 having a first (electric) port 12, which has a first terminal 14 and a second terminal 16.
- the power electronic circuit 10 has a second (magnetic) port 18, which has a first terminal 22 and a second terminal 24 includes.
- the power electronic circuit 10 further comprises a first parallel load 26, which has a series circuit of a first switch S 11 , a second switch S 12 and a third switch S 22 . Between the first switch S 11 and the second switch S 12 , a first node 28 is arranged. Between the second switch S 12 and the third switch S 22 , a second node 32 is arranged.
- the power electronic circuit 10 further comprises a second parallel load 34 which is designed to be electrically symmetrical to the first parallel load 26 and has a series connection of a first switch S 13 , a second switch S 14 and a third switch S 24 . Between the first switch S 13 and the second switch S 14 , a first node 36 is arranged. Between the second switch S 14 and the third switch S 24 , a second node 38 is arranged.
- Electrically symmetrical means that circuit parts, for example, the parallel branches 26 and 34 differently, for example, a different number of switches or other elements having formed, but may still have the same electrical properties (eg, a parallel load with four switches, a parallel load with three Switches, which, however, are designed, for example, with regard to their parasitic coupling capacitance to the heat sink, so that an identical electrical behavior of the two parallel branches is shown).
- the two parallel branches 26 and 34 are interconnected to form a parallel circuit, that is, the terminals of the switches S 11 and S 13 facing away from the respective first node 28 and 36 are interconnected and the switches facing away from the respective second node 32 and 38, respectively S 22 and S 24 are also interconnected.
- the first terminal 14 of the first port 12 is connected to the first node 28 and the first node 36 via a respective coil L 1a or L 1b .
- the second terminal 16 of the first port 12 is connected via a respective coil L 2a and L 2b to the second node 32 and 38.
- the coils L 1a and L 1b represent an inductance path between the first two nodes 28 and 36 of the first parallel load 26 and the second parallel load 34.
- the first terminal 14 of the first port 12 may be centered on the inductance path between the first two nodes 28 and 36 are designated.
- the two coils L 2a and L 2b form a second inductance path, wherein the second terminal 16 of the first gate 12 can be referred to as the center tap of the second inductance path.
- a coil L 1 is connected between the two first nodes 28 and 36.
- the power electronic circuit 10 has a coil L 2 , which is connected between the second node 32 and 38.
- the terminals 22 and 24 of the second port 18 are magnetically coupled to the first nodes 28 and 36 and the second nodes 32 and 38, as indicated by the adjacent to the coils L 1 and L 2 lines 39 a and 39 b, which symbolizes a magnetic flux guide (eg by means of a magnetically conductive core material), as is customary for the magnetic coupling of coils.
- the lines 39a and 39b may thus be, for example, conductors which are designed to conduct a magnetic flux.
- the coils L 1 and L 2 are designed to transmit electrical energy by means of the magnetic coupling from or to the magnetic terminals 22 and 24 of the second (magnetic) gate 18. Therefore, these may also be referred to as transformer coils or transformer coils.
- a first winding L 1 of a transformer with magnetic core terminal 22 is connected and between the nodes 32 and 38, a second winding L 2 with magnetic core connection 24.
- the two access points (terminals) 22 and 24 to the , magnetic fluxes caused by the coils L 1 and L 2 are referred to in their entirety herein as a second (magnetic) gate.
- the power electronic circuit 10 is a basic circuit with which power electronic energy transfer and power electronic Energybergertragersysteme can be realized, which have both reduced push-pull and common mode noise at the respective first (electric) gates.
- the power electronic circuit 10 is an inherently low-power electronic circuit, which means that the power electronic circuit 10 is both low-interference and at the same time all circuit components to the power transmission from the first (electric) and second (magnetic) gate to the second (magnetic) and first (electric) gate are involved. In this case, push-pull and common mode noise, with appropriate control of the switch S 11 , S 12 , S 22 , S 13 , S 14 and S 24 , a small extent.
- the inductors L 1a , L 1b , L 2a and L 2b preferably have the same inductance values.
- the inductance values of the inductances L 1a , L 1b , L 2a and L 2b may, for example, be in a range between 10 ⁇ H and 100 ⁇ H, for example when the switching frequency is in the range of approximately 20 kHz and 200 kHz.
- the inductance values based on the switching frequency may also have other values, for example in a range between 1 ⁇ H and 1 mH, between 100 nH and 10 mH or in another range.
- the two parallel branches 26 and 34 are arranged symmetrically about the first gate 14 with respect to their electrical properties.
- the parallel branches 26 and 34 are also arranged symmetrically with respect to the second port 18 with respect to their electrical characteristics.
- the power electronic circuit 10 has a functional symmetry between the first terminal 22 and the second terminal 24 of the second gate 18 and between the first terminal 14 and the second terminal 16 of the first port 12.
- the reduction of the common mode noise and the differential mode noise is at least partially made possible by the symmetry of the electrical properties and the functional symmetry.
- a diode 42 a-f is connected in each case, each having a forward direction and a reverse direction. This means that when one of the switches S 11 , S 12 , S 22 , S 13 , S 14 or S 24 is opened, a current flow past the respective switch (bypass) along the forward direction of the respective diode allows 42 a-f and is reduced or prevented along the reverse direction.
- the switches S 11 , S 12 , S 22 , S 13 , S 14 and / or S 24 may be implemented in semiconductor technology, for example as transistors, MOSFETs, IGBTs or thyristors.
- an embodiment of the switch as a MOSFET allows a space-saving simultaneous realization of the switch and the parallel connected diodes.
- the respective diode 42 a-f is short-circuited, which means a current flow is possible along both directions.
- the power electronic circuit 10 avoids the disadvantages associated with the prior art.
- a solution is provided which for any operating point, i. for voltages and currents at the first (electric) port of the power electronic circuit 10, both elimination of the normal mode noise and the common mode noise (with respect to the first port) are allowed without introducing additional, i.e.. Circuit elements not involved in the power processing process. This is then made possible by allowing the magnetic flux at the terminals 22 and 24 of the magnetic gate.
- power electronic circuit 10 may be assigned to category 5, i. the inherently low-noise power electronics. In this category, it can be counted as subcategory e), i.
- Fig. 2 shows a schematic diagram of a power electronic circuit 20 having a capacitor C 1 , which is connected between the magnetically coupled coil L 1 and the first node 28 of a first parallel branch 26 '.
- the capacitor C 1 can also be connected between the magnetically coupled coil L 1 and the first node 36 of the second parallel branch 36 '. This means that the coil L 1 and the capacitor C 1 is connected to a series connection between the two first node.
- a second capacitor C 2 is connected between the magnetically coupled coil L 2 and the second node 32 to a series circuit.
- the capacitor C 2 may be connected between the magnetically coupled coil L 2 and the second node 38.
- the capacitor C 1 forms with the magnetically coupled coil L 1 an electrical resonant circuit having a resonant frequency which is at least partially determined by a capacitance value of the capacitor C 1 and the inductance value of the magnetically coupled coil L 1 .
- the second capacitor C 2 also forms a resonant circuit with the magnetically coupled coil L 2 , which influenced one of a capacitance value of the capacitor C 2 and the inductance value of the magnetically coupled coil L 2 Resonant frequency.
- the capacitance values may have values in a range between 100 pF and 1 mF, between 1 nF and 500 ⁇ F or between 10 nF and 100 ⁇ F.
- the capacitance values of the capacitors C 1 and C 2 may be equal to obtain electrical symmetry of the power electronic circuit 20 also with respect to the capacitors C 1 and C 2 . Further, if the inductance values of the respective magnetically coupled coils L 1 and L 2 are the same, the resonance frequencies may also be the same. Based on the course of the resonant frequency, the frequency of the circuit cycle of the power electronic circuit 20 may be influenced or determined. Furthermore, by means of the capacitors C 1 and C 2, a DC freedom at the transfer coils L 1 and / or L 2 can be achieved.
- the capacitor C 1 and / or the capacitor C 2 may be disposed adjacent to the first or second node of the second parallel load 34 '.
- the first parallel branch 26 ' differs from the first parallel branch 26 of the power electronic circuit 10 in that a further switch S 21 is disposed between the second switch S 12 and the first parallel branch 26' thus four switches S 11 , S 12 , S 21 and S 22 has.
- a second parallel load 34 ' has, compared to the second parallel load 34 of the power electronic circuit 10, a further switch S 23 , which is arranged between the second switch S 14 and the third switch S 24 .
- the second parallel load 34 'thus also has four switches S 13 , S 14 , S 23 and S 24 .
- the first parallel branch 26 ' comprises a node 44, which is arranged between the second switch S 12 and the further switch S 21 .
- the second parallel load 34 ' has a further node 46, which is arranged between the second switch S 14 and the further switch S 23 .
- the two nodes 44 and 46 may be connected to each other via a reference connection 47, so that at the nodes 44 and 46 for the two parallel branches 26 'and 34' common reference potential between the respective second switch S 12 and the respective further switch S 21st or S 14 and S 23 sets.
- An advantage of the common reference potential at nodes 44 and 46 is that the two parallel branches 26 'and 34' each have two sections (switches S 11 / S 12 and S 21 / S 22 or S 13 / S 14 and S 23 / S 24 ).
- the second switch S 12 or S 14 and the respective further switch S 21 or S 23 of a parallel load 26 'or 34' can be jointly controlled by a controller at a first time and be formed to the same state between open and closed to change at the same time.
- the coils L 1b and L 2b as indicated by the circle symbol on the respective coil L 1b and L 2b and the connecting line between the circular symbols, have a common coil core and are arranged in opposite phase thereto.
- the coils L 1a and L 2a have a common coil core, on which the coils L 1a and L 2a are arranged in opposite phase. This means that the coils L 1a and L 2a or the coils L 1b and L 2b are each coupled in pairs in opposite phase with each other.
- the arrangement of two electric coils on a bobbin allows a space requirement of the electronic power circuit 20 as well as the weight and / or cost of the circuit implementation can be low.
- the power electronic circuit 20 a possible development of the power electronic circuit 10, as shown in the Fig. 1 is shown represents.
- the power electronic circuit 10 is the Fig. 1 executed with only one switch in the middle circuit part.
- An extension is to couple the opposing coils corresponding to the reference line between nodes 44 and 46 in opposite directions.
- two coils can be realized with only one magnetic core, which reduces the number of circuit elements required.
- Fig. 3 2 shows a schematic circuit diagram of a power electronic circuit 30 in which the first terminal 14 and the second terminal 16 of the first (electric) port 12 are connected to a DC or inverter circuit and thus by means of the additional DC or inverter circuit via the first (FIG. electrical) Tor 12 and energy can be fed into an AC voltage source 56, or energy from the AC voltage source 56 can be removed.
- a rectifier or inverter circuit comprises, for example, switches S T1 , S T2 , S T3 and S T4 arranged as bridge circuits.
- the bridge circuit may be hardwired to the power electronic circuit (part of the circuit), an additional component, or part of the AC power source.
- a first terminal 48 is arranged in the bridge circuit.
- a second connection 52 is connected, wherein the first connection 48 and the second connection 52 form a third (electric) gate 54.
- the power electronic circuit 30 is configured to be connected to the AC power source 56 at the third port 54, that is, at the first port 48 and the second port 52.
- the third port is connected to the first port or the first port 14 and the second port 16, so that the voltage source 56, when connected to the third port 54, is also connected to the first port.
- the AC voltage source 56 may also be a DC voltage source. In other words, the AC voltage source 56 may be any voltage source.
- the power electronic circuit 30 further includes a capacitor C 10 connected in parallel with the two parallel branches.
- the capacitor C 10 is designed to act as an energy store or as a buffer, for example, when an amount of electrical energy that is transmitted via the magnetic second port (as magnetic flux) is briefly lower or greater than an amount of electrical energy taken from the AC source 56.
- the capacitor C 10 may also act as an energy store or buffer when an amount of electrical energy received by the magnetic flux is greater or less than an amount of electrical energy delivered to the AC voltage source 56.
- a capacitance value of the capacitor C10 may also be implemented in the form of an output capacitance of one or more of the switches S 11 , S 12 , S 21 , S 22 , S 13 , S 14 , S 23 and / or S 24 .
- one or more of the switches S 11 , S 12 , S 21 , S 22 , S 13 , S 14 , S 23 and / or S 24 may be connected to one or more capacitors C 10 , ie capacitors may be connected in the Switch S 11 , S 12 , S 21 , S 22 , S 13 , S 14 , S 23 and / or S 24 be integrated.
- An advantage of this embodiment is that the power electronic circuit 30 by means of the switches S T1 , S T2 , S T3 and S T4 can be used as a base circuit for the realization of AC / DC, DC / AC or AC / AC converters.
- Fig. 4 shows a schematic diagram of a power electronic circuit 40, which has two more capacitors C 5 and C 6 compared to the power electronic circuit 20.
- the capacitor C 5 is connected in parallel with the magnetically coupled coil L 1 .
- the capacitor C 6 is connected in parallel to the magnetically coupled coil L 2 . Alternatively, only one of the capacitors C 5 or C 6 can be connected.
- An interconnection of the capacitors C 5 and / or C 6 in parallel with the respective transformer coil L 1 or L 2 makes it possible to influence the resonant properties of the respective ones Series connection to which the respective capacitor is connected in parallel. For example, a parallel resonance or a further resonance frequency can be generated or adjusted.
- the capacitor C 5 can replace the capacitor C 1 , that is, the capacitor C 5 can be arranged alternatively to the capacitor C 1 .
- the capacitor C 6 may alternatively be arranged to the capacitor C 2 .
- the power electronic circuit is connected to a controller 58, which is designed to control the switches S 11 , S 12 , S 21 , S 22 , S 13 , S 14 , S 23 and S 24 , that is, the maintenance of a state or to initiate a state change of a respective switch.
- the controller 58 may be configured to control only one or some of the switches of the power electronic circuit 40.
- Fig. 5 shows a schematic diagram of a power electronic energy exchanger 50 with a primary-side power electronic circuit 62a and a secondary-side power electronic circuit 62b.
- the primary-side power electronic circuit 62a is magnetically coupled (interconnected) to the secondary-side power electronic circuit 62b by the second gate.
- a primary-side first terminal 22a of the second gate is magnetically coupled (connected) to a first terminal 22b of the second port of the secondary-side power electronic circuit 62b.
- a primary-side second terminal 24a of the second gate is magnetically coupled (connected) to a secondary-side second terminal 24b of the second gate.
- the first terminal of the second port of the primary-side power electronic circuit 62a is connected to the second terminal of the second port of the secondary-side power electronic circuit 62b (permutation).
- a function can remain the same at a permutation.
- the primary-side power electronic circuit 62a and the secondary-side power electronic circuit 62b are functionally the same.
- a first parallel branch 26'a of the primary-side power electronic circuit 62a has the same structure as a first parallel branch 26'b of the secondary-side power electronic Circuit 62b.
- a second parallel load 34'a is functionally the same as a secondary side second parallel load 34'b.
- one or more parallel branches 26'a, 26'b, 34'a and / or 34'b of one or both power electronic circuits 62a and / or 62b has three or a different number of switches.
- functionally or electrically the same or symmetrical is understood to mean a construction in which a circuit variation between two assemblies (eg parallel branches), for example an interchange of an order of elements of a series connection, has no or only a negligible influence on the function (in particular on the reduction the DC and differential mode noise) of the circuit has.
- an isolation barrier 64 is formed since the power electronic circuits 62a and 62b may be formed without being electrically connected / coupled with each other.
- the first parallel branches 26'a and 26'b can for example be of the same design as the first parallel branch 26 'of the power electronic circuit 20.
- the second parallel branches 34'a and 34'b can have the same structure as the second parallel branch 34' of the power electronic Circuit 20.
- the primary-side power electronic circuit 62a and the secondary-side power electronic circuit 62b may be implemented differently from each other. That is, the power electronic circuits 62a and 62b are independently executable as power electronic circuits 10, 20, 30 or 40, respectively.
- a primary-side transformer coil L 1P for example, the transformer coil L 1 of the power electronic circuit 10 may have the same or different inductance, such as an inductance value of a secondary-side transformer coil L 1S .
- the two magnetically coupled transformer coils L 1P and L 1S have a common coil core, as indicated by the circle symbols adjacent to the coil symbols.
- the magnetically coupled coils L 2P and L 2S have a common coil core.
- Two inductors L 1P and L 1S or L 2P and L 2S having a common coil core are arranged in opposite phase to the respective common coil core.
- the coils may also be arranged in phase on the spool core or have coil cores different from each other.
- a voltage U 1 applied to a first port 12 a of the primary-side power electronic circuit 62 a can cause a voltage U 2 at a first port 12 b of the secondary-side power electronic circuit 62 b. Further, when the voltage U 2 is applied to the gate 12b, the voltage U 1 at the gate 12a can be tapped (bidirectional transmission). This means that between the two ports 12a and 12b energy in the form of an electrical voltage and / or an electric current flowing when the voltage U 1 or U 2 is tapped, transferable.
- circuit topology both with respect to a DC potential reference connection 47a and 47b as well as with respect to their isolation barrier 64 symmetric and can therefore be controlled preferably by means of a phase offset between primary and secondary half bridges.
- a principle of such a control method is known, for example, from [5] for controlling the known dual active bridge topology.
- the switches S 12 and S 21 , the switches S 14 and S 23 , the switches S 32 and S 41 and / or Switch S 34 and S 43 may be designed as a common switch.
- the common switch may have a higher reverse voltage than the individual switches.
- the blocking voltage can be in a range of about 100 V to 1700 V.
- FIG. 12 shows a schematic circuit diagram of a power electronic energy exchanger 60, which has the primary-side power electronic circuit 62a and the secondary-side power electronic circuit 62b, which are interconnected as described for the power electronic energy exchanger 50.
- the terminals of the second gates of the power electronic circuits 62a and 62b are not shown for the sake of simplicity.
- the second terminals of the respective first (electric) gates have a common reference potential.
- the common reference potential is obtained via an electrical connection 66 which galvanically connects the second terminals of the respective first gates.
- the electrical (galvanic) connection 66 can also be obtained at another position by means of an interconnection of the primary-side power electronic circuit 62a and the secondary-side power electronic circuit 62b, for example via a connection of the further nodes of the parallel branches or through a connection (interconnection).
- the parallel branches 26'a, 26'b, 34'a and 34'b at the respective terminals of the switches S 11 , S 13 facing away from the first nodes of the parallel branches 26'a, 26'b, 34'a and 34'b, S 31 and S 33 are obtained.
- the electrical connection 66 allows the use of the power electronic energy exchanger 60 as a non-insulating transducer with respect to the respective first (electric) gates with the terminal voltages U 1 and U 2 In other words, a use as a non-insulating transducer by connecting the reference potentials of primary side 62 a and Secondary side 62b allows.
- the respective electrical terminals can be used as the input and output terminals of the power electronic energy exchanger 60.
- a capacitor may be connected, for example the capacitor C 10 .
- Fig. 7 shows a schematic diagram of a power electronic energy exchanger 70, which has three secondary-side power electronic circuits 62b, 62c and 62d with respect to the power electronic energy exchanger 60.
- a primary-side power electronic circuit 62'a corresponds to the primary-side power electronic circuit 62a of the power electronic energy transfer device 50 and also has two further ports. At each of the other gates is another secondary-side power electronic Circuit 62c and 62d connected to the power electronic circuit 62'a.
- a transformer coil L 12P is connected between the first node 28 and the first node 36 and magnetically coupled to a first terminal 68a.
- a transmitter coil L 22P is connected between the second nodes 32 and 38 and magnetically coupled to a second terminal 72a.
- the first terminal 68a and the second terminal 72a form a first further magnetic gate which is magnetically coupled (connected) to the second magnetic port of the power electronic circuit 62c. That is, a first terminal 22c of the second port of the secondary-side power electronic circuit 62c is connected to the terminal 68a, and a second terminal 24c of the second port of the secondary-side power electronic circuit 62c is connected to the terminal 72a.
- a transmitter coil L 11P is connected in parallel with the transmitter coil L 13P and in parallel with the transmitter coil L 12P to the first nodes 28 and 36.
- the transformer coil L 11P is magnetically coupled to a first terminal 68b of a second further gate.
- a transmitter coil L 21P is connected in parallel with the transmitter coils L 23P and L 22P to the second nodes 32 and 38 and is magnetically coupled to a second terminal 72b of the second further gate.
- the third secondary-side power electronic circuit 62d is magnetically coupled (connected) to a first magnetic terminal 22d and a second magnetic terminal 24d of the second magnetic gate with the second other magnetic port of the primary-side power electronic circuit 62'a. That is, the first terminal 22d of the second gate is magnetically coupled (connected) to the first terminal 68b. Furthermore, the second terminal 24d of the second gate is magnetically coupled (connected) to the second terminal 72b.
- the secondary-side power electronic circuits 62b, 62c, and 62d are magnetically coupled (interconnected) in parallel to each other with the primary-side power electronic circuit 62'a.
- several primary-side power electronic circuits can be interconnected with one or more secondary-side power electronic circuits.
- the voltages U 21 , U 22 and U 23 can, with an applied voltage U 1 , have the same or different values, and this can also be influenced by whether the transfer coils L 11P , L 12P , L 13P , L 21P , L 22P , L 23P of the primary side and / or the secondary side have the same or different values.
- the transformer coils L1a, L2a, L3a, L4a, L1b, L2b, L3b and / or L4b may have the same or different inductance values.
- the transformer coils L3a, L3b, L4a and / or L4b of the secondary-side power electronic circuits 62b, 62c and / or 62d may have mutually different or alternatively identical inductance values.
- the capacitor C 10 is connected.
- a capacitor may also be connected in parallel with the parallel branches of the power electronic circuits 62'a, 62b and / or 62c.
- Fig. 8 shows a schematic diagram of a power electronic energy exchanger 80, which can be operated as a frequency converter.
- the primary-side power electronic circuit 62'a is connected to the secondary-side power electronic circuits 62b, 62c, and 62d, as described for the power electronic power transformer 70.
- a different number of power electronic circuits may be arranged.
- a coupling coil 74a characterized by the label L 11M interconnected.
- a coupling coil 74b characterized by the designation L 12M , interconnected.
- the first port of the further secondary-side power electronic circuit 72c has a first terminal 14c and a second terminal 16c.
- the first port of the second further power electronic circuit 62d a first terminal 14d and a second terminal 16d.
- a coupling coil 76a Connected between the first terminal 14a (primary side) and the first terminal 14c (further secondary side) is a coupling coil 76a, characterized by L 21M . Between the second terminal 16a (primary side) and the second terminal 16c (further secondary side), a coupling coil 76b, characterized by the designation L 22M , interconnected. Further, between the first terminal 14a (primary side) and the first terminal 14d (second further secondary side) is a coupling coil 78a, characterized by the designation L 31M , and between the second terminal 16a (primary side) and the second terminal 16d (second further secondary side) a coupling coil 78b, characterized by the designation L 32M , interconnected.
- the power electronic energy exchanger 80 can advantageously be fed by means of a voltage U 1 at the electrical first port of the circuit 62 'a.
- the coupling coils 74a, 74b are windings of a first phase of an electric machine.
- the coupling coils 76a and 76b are windings of a second phase of an electric machine.
- the coupling coils 78a and 78b are windings of a third phase of an electric machine.
- the electric machine may be, for example, an electric motor. That is, coupling coils 74a and 74b may be a first motor winding, coupling inductance 76a and 76b may be a second motor winding, and coupling inductance 78a and 78b may be a third motor winding.
- an electric machine connected to the power electronic energy exchanger 80 may also have one, two, four or more phases. A number of secondary side power electronic circuits may correspond to the number of phases of the electrical machine.
- FIG. 8 an implementation of a power electronic energy exchanger as a converter or as a motor converter in which a plurality of secondary circuit parts are connected to only one primary-side circuit part via the motor winding.
- an inverter is advantageous that the connected to the respective first (electric) gates motor windings are fed with voltages and currents, which have reduced or eliminated DC and differential noise.
- a capacitor such as the capacitor C 10 may be connected.
- Fig. 9 shows a schematic diagram of a power electronic energy exchanger 90, in which the primary side of the power electronic circuit 40 and the secondary side of the power electronic circuit 20 is formed.
- the power electronic energy exchanger 90 further includes a controller 58 'connected to the power electronic circuit 20 and the power electronic circuit 40 and configured to control a switching behavior of the switches of the power electronic circuits 20 and 40 such that a ratio between an applied voltage U 1 and a tapped voltage U 2 or an applied voltage U 2 and a tapped voltage U 1 is controllable.
- the forming resonant circuit may consist of capacitor (C 5 or C 6 ) and transformer inductance L 1P or L 2P including internal and / or or external leakage inductance for influencing the controllability can also be used by means of variation of the switching frequency.
- the switches of the secondary side can also be used only as a passive or active rectifier.
- FIG. 12 shows a schematic circuit diagram of a power electronic power transmission system 100 comprising three power electronic energy transformers 60a, 60b and 60c with primary side power electronic circuits 62a, 62c and 62e and secondary side electronic power circuits 62b, 62d and 62f.
- the primary-side power electronic circuit 62a is magnetically coupled (interconnected) to the secondary-side power electronic circuit 62b and forms the power electronic power transformer 60a.
- the primary-side power electronic circuit 62c is connected to the secondary-side power electronic circuit 62d and forms the power electronic power transformer 60b.
- the primary-side power electronic circuit 62e is connected to the secondary-side power electronic circuit 62f and forms the power electronic power transformer 60c.
- the respective second terminals of the first port of the primary-side power electronic circuits 62a, 62c and 62e are interconnected, ie interconnected, and have a common potential, such as a ground reference potential (ground).
- the first terminals of the first gates of the secondary side power electronic circuits 62b, 62d and 62f are connected to each other and have a common potential (DC4).
- the second terminals of the secondary-side power electronic circuits 62b, 62d and 62f are also connected to each other and have a common potential (DC5).
- the AC voltage source 56 via the switch S T1 , S T2 , S T3 and S T4 , as it is in Fig. 3 is connected to the first port of the primary-side power electronic circuit 62a, so based on a control of the switches of the power electronic energy exchanger 60a at the first terminals of the first port of the secondary-side power electronic circuit 62b, a DC voltage DC4 be tapped.
- an AC voltage L2 and / or a DC voltage DC2 can be applied to the first port of the power electronic circuit 62c and / or an AC voltage L3 and / or a DC voltage DC3 can be applied to the power electronic circuit 62e.
- a DC voltage DC5 and / or DC6 can be tapped off at the corresponding first ports.
- Fig. 10 shows Fig. 10 with the additional DC or inverter circuit at the first gate of the circuit 62a, an AC / DC or DC / AC converter between the AC voltage source 56 and the electrical input and output of the first gate of the secondary circuit part 62b.
- the energy transmission system 100 can be expanded to a three-phase AC / DC or DC / AC converter by adding further DC or inverter circuits (analogous to the exemplary representation for circuit 62a) for the circuits 62c and 62e.
- Such energy transmission systems can be used, for example, for unidirectionally or bidirectionally operating chargers for electric vehicles in the power range of approximately 11kW to 22 kW.
- one or more power electronic circuits may be connected to one another at the first gates and be designed to provide an electrical voltage at the second ports or to be connected to one or more voltage or current sources.
- the power electronic energy transmission system 100 has been described so that the AC voltage source 56 is connected by means of the bridge circuit comprising the switches S T1 , S T2 , S T3 and S T4 to the electrical first port of the first power electronic circuit 62a of the power electronic energy exchanger 60a, alternatively an AC voltage source directly, ie without a bridge circuit with the respective electrical first port of the power electronic circuits 62a, 62c and / or 62e are interconnected.
- a first phase (L1) of a three-phase alternating voltage network can be connected to one of the terminals of the electrical first port of the power electronic circuit 62a.
- a second phase (L2) may be connected to a terminal of the first gate of the power electronic circuit 62c.
- a third phase (L3) may be connected to a terminal of the first gate of the power electronic circuit 62e.
- the respective other terminals of the electrical first gates of the power electronic circuits 62a, 62c and / or 62e can be interconnected and connected to a potential N or GND (ground) of the alternating voltage network.
- the secondary side power electronic circuits 62b, 62d and / or 62f
- the second power electronics circuits 62e and 62b, 62d and / or 62f may be connected in parallel with each other and, as shown for the potentials DC4 and DC5, provide a common potential tap.
- the respective other terminals of the electrical first gates of the power electronic circuits 62a, 62c and / or 62e may be interconnected and have any other potential, ie a coupling to the potential N or GND may be omitted.
- Such a switched power electronic energy transmission system can be operated directly as AC / DC, DC / AC or as an AC / AC converter based on a control of the power electronic circuits 62a-f, such as inverters or converters for electric motors.
- Fig. 10 an interconnection of several power electronic systems for an AC / DC or a DC / AC conversion.
- the power electronic system can also be used on the primary side or a secondary side with additional DC or inverter circuits (active / passive, one way / full path) are equipped or interconnected to realize an AC / DC, a DC / AC or an AC / AC converter.
- the power electronic power transmission system 100 shows a multi-phase AC / DC, DC / AC system.
- the first and / or second power electronic circuits 62a, 62c and / or 62e or 62b, 62d and / or 62f may each be connected in parallel with each other.
- Fig. 11 shows a schematic diagram of a power electronic energy exchanger 110, the primary side is designed with a power electronic circuit 20a and the secondary side with a power electronic circuit 20b.
- the power electronic circuits 20 a and 20 b correspond to the power electronic circuit 20.
- Fig. 11 a series connection of primary-side and secondary-side transformer coils with capacitors.
- the primary side or the secondary side may have capacitors and / or be connected only between the first node or between the second node.
- the currents in the transformer coils are always DC-free, ie possibly necessary additional measures to ensure the DC current can be omitted.
- the properties of the forming resonant circuits for a control of the operating points can be used by means of a variation of the switching frequency of the pulse pattern to be applied to the switches.
- a capacitor may be connected, such as the capacitor C 10 .
- FIG. 3 shows a schematic circuit diagram of a power electronic energy transmitter 120 having a power electronic circuit 82a on the primary side and a power electronic circuit 82b on the secondary side.
- the power electronic circuits 82a and 82b are functionally the same.
- the parallel branches of the power electronic circuits 82a and 82b each have four switches, as described for the power electronic circuit 20.
- the coils L 1a and L 1b are connected symmetrically about the first terminal 14 of the first gate. Between the coil L 1a and the first terminal 14 is a magnetically coupled coil L 1Pa interconnected and between the first terminal 14 and the coil L 1b , a magnetically coupled coil L 1Pb is connected. Between the coil L 2a and the second terminal 16 of the first gate, a magnetically coupled coil L 2Pa is connected. Further, between the second terminal 16 and the second node 38, a magnetically coupled coil L 2Pb is connected in series with the coil L 2b .
- the magnetic coupling of the first terminal 22a and the second terminal 22b of the second (magnetic) gate takes place via the two magnetically coupled coils L 1Pa and L 1Pb or L 2Pa and L 2Pb .
- the secondary-side power electronic circuit 82b has a functionally similar structure, so that between the terminals 14 and 16 and the first and second nodes of the parallel branches magnetically coupled coils L 1Sa and L 1Sb and L 2Sa and L 2Sb are connected.
- the magnetically coupled coils L 1Pa , L 1Pb , L 1Sa and L 1Sb and the magnetically coupled coils L 2Pa , L 2Pb , L 2Sa and L 2Sb each have a common core and are each arranged in opposite phase to the common core.
- the power electronic energy exchanger is designed to reduce DC and differential mode noise between the first two gates.
- An advantage of this embodiment is that if only a reduction of the common mode noise is sufficient, the additional primary-side and secondary-side transformer windings can also be connected in series with the primary-side and secondary-side coils.
- the coils L 1a , L 1b , L 2a , L 2b , L 3a , L 3b , L 4a , L 4b with appropriately designed coupling of the magnetically coupled coils L 1Pa , L 1Pb , L 1Sa , L 1Sb and L 2Pa , L 2Pb , L 2Sa , L 2Sb may be formed (ie integrated) by their leakage inductances. This makes it possible to carry out all coils with two or even only one magnetic core. This allows a further savings in terms of weight, cost and space.
- Fig. 12 a realization of a power electronic energy exchanger with series-connected transformer windings as a 2-core solution with reduced differential mode (DM) interference and, to a first approximation, common mode noise eliminated.
- DM differential mode
- Fig. 13 shows a schematic diagram of a power electronic energy exchanger 130 with a primary-side power electronic circuit 82'a and a secondary-side power electronic circuit 82'b.
- the power electronic circuits 82'a and 82'b are functionally similar and have a common core to the power electronics circuits 82a and 82b for the coils L 1Pa , L 1Pb , L 2pa , L 2Pb , L 1Sa , L 1Sb , L 2Sa and L 2Sb on.
- Power electronics power transformer 130 may be referred to as a 1-core solution with reduced differential mode noise and, to a first approximation, common mode noise eliminated.
- Fig. 14 11 shows an example diagram of a drive behavior of a power electronic circuit or of a power electronic energy transmitter, for example the power electronic energy exchanger 50.
- the power electronic energy exchanger 50 may be coupled to the controller 58 or the controller 58 ', for example, so that the controller 58 or 58' is designed to to control the switches of the power electronic power transformer 50.
- the switches S 12 and S 21 can be switched simultaneously.
- the switches S 14 and S 23 can be switched simultaneously.
- the switches S 32 and S 41 and the switches S 34 and S 43 can also be switched simultaneously. This is for example in Fig.
- the switches S 32 and S 41 to a switch S 3 and the switches S 34 and S 43 are combined to form a switch S 4 .
- the switch S 1 can be implemented, for example, by the switch S 12 , as described for the power electronic circuit 10. Alternatively, the switch S 1 can also be implemented by the switch S 21 . Likewise, switch S 2 may be implemented by switch S 14 or switch S 23 , switch S 3 by switch S 31 or switch S 41, and switch S 4 by switch S 34 or switch S 43 .
- the power electronic energy exchanger 50 is by means of the control, as in Fig. 14 is shown operated in such a way that by corresponding exact simultaneous switching of the corresponding symmetrical to the DC potentiometer switch, the common mode noise at the corresponding first (electric) gates voltage and currents are approximately eliminated and by corresponding exact 180 ° out of phase clocking the parallel branches the push-pull noise at the corresponding first (electric) ports voltage and currents are approximately eliminated.
- An abscissa of the graph shows the time axis.
- An ordinate of the graph shows a normalized axis with voltage values having a value of 0 for an "off" state and a voltage value of 1 for an "on” state.
- a controller such as controller 58 or 58 ', is configured to apply four waveforms 84a, 84b, 84c and 84d to the switches.
- the switches S 11 , S 22 , S 14 and S 23 are controlled by means of the signal curve 84 a.
- the switches S 12 , S 21 , S 13 and S 24 are activated by means of the signal curve 84 b.
- the controller is further configured to control the switches S 31 , S 42 , S 34 and S 43 by means of the signal curve 84 c.
- the controller is further configured to set the switches S 32 , S 41 , S 33 and S 44 by means of the signal curve 84 d.
- the controller is further configured to adjust the signal profiles relative to one another in such a way that the primary-side activation by means of the signal profiles 84a and 84b has a value of 1 either for the signal course 84a or the signal curve 84b at a time.
- This can also be understood that when the waveform 84a changes from a value of 0 to a value of 1, the waveform 84b at the time of the positive edge change in the waveform 84a has the value of 0.
- the controller is designed to prevent malfunctions, such as short circuits, in that only one signal curve 84a or 84b or 84c or 84d has a value of 1 on the primary side and on the secondary side.
- the waveform 84b such as at a time t 2, a negative signal edge, a change from a Signal value 1 to a signal value 0.
- a time difference between the times t 2 and t 1 ' can be understood as a dead time, since both waveforms 84a and 84b and 84c and 84d have the value 0.
- a phase offset ⁇ denotes a time offset between the time t 1 and a time t 3 , wherein the time t 3 is influenced by a positive edge change with a change from the signal value 0 to the signal value 1 of the signal curve 84c.
- the phase offset determines a level of energy that is transmitted from the primary side to the secondary side (or vice versa), that is, between the respective first ports of a power electronic energy transmitter can be transmitted.
- the phase offset ⁇ may alternatively or additionally describe a phase offset between the signal progressions 84a and 84c and the signal progressions 84b and 84d.
- the waveform 84a has a clock T 1 , the waveform 84b a clock T 2 , the waveform 84c a clock T 3 and the waveform 84d a clock T 4 .
- the clocks T 1 to T 4 may be different from each other and have a common or the same time base.
- the clocks T 1 to T 4 are the same or equal in a low clock tolerance range.
- the clock tolerance range can have, for example, 1%, 5% or 10% of the cycle time of one of the clocks.
- the waveforms 84a-d may have a duty cycle different from each other.
- the duty cycle of the waveforms 84a-d is the same and is, for example, less than half of a time duration of the dead time t tot or a total duration of the dead time t tot 50%.
- the phase offset may be 180 ° within a phase tolerance range, at least in part based on sequential processing of control commands of a controller configured to control some or all of the switches (sequentially).
- the phase tolerance range can be, for example, 1%, 5% or 10%. Deviations between clock durations, duty cycles and / or time offset allow a functionality, for example, using less accurate (possibly cheaper) components with reduced interference reduction.
- Fig. 14 shows Fig. 14 in that the controller 58 or 58 '(energy transformer control) can be realized by means of the four signal curves 84a and 84b for the switching elements on the primary side and 84c and 84d for the secondary side. It is ensured that corresponding dead times t tot , the in Fig. 14 are shown only schematically, are observed between the signals 84a and 84b and between 84c and 84d. In addition shows Fig. 14 the phase offset ⁇ between the signal curves of the primary side and the secondary side to realize the controllability of embodiments.
- the dead times t tot may also have a value of 0, ie the controller may be designed to effect a positive or negative edge change of the control signal 84a or 84c simultaneously with a negative or positive edge change of the signal curves 84b or 84d. Dead times t tot with a value greater than 0 allow a tolerance to switching delays of the switches.
- a pulsed power electronic system which can be operated as an inherently low-noise isolating bidirectional DC / DC converter with little or no count and common mode noise at all operating points).
- an energy transfer control such as the controller 58 or 58 ', which is connected to the power electronic circuit is formed to a state of the first switch S 11 and S 13 , the second switch S 12 and / or S 21 (or S 1 ) and S 14 and / or S 23 (or S 2 ) and the third switch S 22 and S 24 of the first and the second parallel load of the primary-side and the secondary-side power electronic circuit to control.
- the power transformer control is configured to control the state of the first and third switches S 11 and S 22 of the first parallel load of the primary-side power electronic circuit and the state of the second Switch S 14 and / or S 23 and S 2 to control a first time t 1 .
- the energy transformer control is further configured to the state of the second switch S 1 or S 12 and / or S 21 of the first parallel load of the primary-side electronic circuit and the state of the first and third switches S 13 and S 24 of the second parallel load of the primary-side power electronic Control circuit at a second time t 2 .
- the power transformer control is further configured to the state of the first and third switches S 31 and S 42 of the first parallel load of the secondary-side power electronic circuit and the state of the second switch S 34 and / or S 43 and S 4 of the second parallel load of the secondary side power electronic Control circuit at a third time t 3 .
- the power transformer control is designed to control the state of the second switch S 3 or S 32 and / or S 41 of the second parallel load of the secondary-side power electronic circuit.
- a time interval ⁇ for example, between the first time t 1 and the third time t 3 or between the second time t 2 and the fourth time t 4 represents a measure of a proportion of the electrical energy from the first port of the primary-side power electronic circuit is transmitted to the first port of the secondary side power electronic circuit (or vice versa) when an electric voltage is applied to the first port of the primary side and / or secondary side power electronic circuit.
- a variable operating point of the circuit controlled by the control can be set.
- the switches of the primary side and the secondary side are clocked such that a phase offset occurs between the primary and secondary side circuits.
- Fig. 14 by way of example in conjunction with the power electronic energy exchanger 50, it is understood that, alternatively or additionally, one or more power electronic circuits 10, 20, 30 or 40, one or more power electronic energy transformers 50, 60, 70, 90, 80, 110, 120 or 130 and / or one or more power electronic power transmission systems 100 are controllable.
- the schematic representation of the times t1 and t3 at times of a rising edge of the signals 84a and 84c and of the times t2 and t4 at times of a falling Edge of the waveforms 84b and 84d is merely an example to understand. It is understood that, in particular with a duty cycle of 50%, a description of the signal curves is also possible with respect to the respective other edge (falling or rising), or that a corresponding control device is formed, the respective switches also at times of the other edge control.
- Fig. 15 shows a schematic result of an exemplary circuit simulation.
- a simulation result 15-1 shows how the switching momentum on the primary side compensates for the resulting capacitive displacement currents that are responsible for the common mode noise due to interference. This means that the common-mode noise occurring at a first port is reduced or eliminated to a first approximation. The same applies to the reduction or, as a first approximation, the elimination of the common-mode noise at a first port on the secondary side.
- FIG. 15 an exemplary circuit simulation result to illustrate the principle of the inherent low-noise power electronic circuit.
- the simulation was carried out for a primary-side voltage of 300 V and a current consumption of 43 A, which was translated on the secondary side to a voltage of 83 V and a tapped current value with a value of 26 A. It is understood that in principle any, depending on the blocking capability and current carrying capacity of the switches used, other voltages and / or currents on the primary side and / or the secondary side can be applied or adjusted.
- Previously described inherently low-noise power electronic circuits, energy transfer or energy transfer systems allow for all operating points a reduction or in a first approximation an elimination of the differential mode noise as well as the common mode noise both at the input terminals and at the output terminals.
- a circuit according to the invention thus opens up the particular Possibility to fully exploit the performance of new power semiconductors based on silicon carbide (SiC) or gallium nitride (GaN), since both an increase in the operating voltage and the switching frequency does not entail an increase in the noise level. This can be achieved by an exact phase-offset or simultaneous clocking of the corresponding switching elements.
- Fig. 16 shows a schematic diagram of the power electronic energy transfer circuit, as it is usable to those in the Fig. 15 obtained simulation results.
- Fig. 15 introduced a previously described galvanic connection between the primary-side power electronic circuit and the secondary-side power electronic circuit. In this case, the two DC reference potential lines were connected.
- Fig. 17 shows a schematic block diagram of an application of external EMC filters to reduce DC and differential noise.
- Fig. 17 also illustrates that the EMC filter is an additional element not involved in the actual power processing (ie, voltage and current transformations).
- Fig. 18 shows a schematic circuit diagram of an external EMC filter according to the prior art, as described for example in [1].
- FIGS. 19a and 19b show a comparison of two different methods for reducing the differential mode noise by means of additional circuit elements.
- Fig. 19a shows the working principle of the "smoothing transformer".
- the AC component of the interference voltage U sturgeon with sufficient dimensioning of the capacitor, is completely applied to the magnetically coupled coil L 2 and is transformed into the coil L 1 .
- the AC winding here L 2
- the AC winding absorbs the entire component of the voltage U sturgeon .
- Fig. 19b shows a general method for compensating the current ripple at terminal A of a clocked circuit with three terminals, as shown in US Pat. No. 6,437,999 B1 is known.
- SPDT single pole double throw
- the embodiments show ways to remedy the disadvantage that common mode noise and simultaneously push-pull noise can only be corrected in one operating point. This is achieved, for example, by providing a control mechanism and power electronic circuits, power electronic energy transformers and power electronic energy transmission systems, which allow due to their circuit topological symmetry conditions a corresponding exact simultaneous or 180 ° out of phase clocking the corresponding switch.
- capacitor C 10 may be connected in parallel with the parallel branches of one or more power electronic circuits.
- the one, several or all power electronic circuits may be implemented without the capacitor.
- a capacitor may also be implemented in the form of an output capacitance of one or more of the switches of one or more parallel branches.
- one or more of the switches of the parallel branches can be connected to one or more capacitors, ie, capacitors can be integrated in the switches
- aspects have been described in the context of a device, it will be understood that these aspects also constitute a description of the corresponding method, so that a block or a component of a device is also to be understood as a corresponding method step or as a feature of a method step. Similarly, aspects described in connection with or as a method step also represent a description of a corresponding block or detail or feature of a corresponding device.
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Description
- Die Erfindung bezieht sich auf eine leistungselektronische Schaltung, auf einen leistungselektronischen Energieübertrager, beispielsweise einen Gleich- oder Wechselrichter und auf ein leistungselektronisches Energieübertragungssystem, beispielsweise einen Umrichter.
- Effiziente leistungselektronische Schaltungen basieren auf dem Prinzip getakteter Schaltelemente, da ideale Schaltelemente (d.h. unendlich schnell schaltend, ohne Leitendwiderstand, unendlicher Sperrwiderstand) theoretisch verlustfrei arbeiten können. Moderne leistungselektronische Schaltelemente wie z.B. Bipolartransistoren mit isolierter Gate-Elektrode (engl. Insulated-gate bipolar transistors - IGBTs) oder Metall-Oxid Halbleiter Feldeffekttransistoren (Metal Oxide Semiconductor Field Effekt Transistors - MOSFETs) kommen diesem Ideal sehr nahe. Frequenzumrichter, PV-Wechselrichter und andere getaktete leistungselektronische Systeme lassen sich mit Wirkungsgraden von über 99 % realisieren. Mit dem großen Wirkungsgradvorteil der getakteten Systeme ist jedoch auch der Nachteil verbunden, dass aufgrund der Taktung sowohl unerwünschte Gegentakt- als auch Gleichtaktstörungen auftreten. Diese können sowohl das System selbst als auch andere Systeme stören bzw. schädigen. Daher sind in Normen zur elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) maximale Störpegel gesetzlich niedergelegt, welche auch ein getaktetes leistungselektronisches System nicht überschreiten darf. Die Reduzierung von Gleich- und Gegentaktstörungen ist daher ein allgemeines Ziel im Designprozess eines leistungselektronischen Systems (LE-System).
- Nach dem Stand der Technik können mindestens fünf unterschiedlichen Prinzipien zur Reduzierung von Gleich- und Gegentaktstörungen genannt werden:
- 1) Reduzierung von Gleich- und Gegentaktstörungen mittels zusätzlicher, externer Filter (EMV-Filter).
- 2) Einfügen zusätzlicher Strompfade, etwa durch integrierte Y-Kondensatoren, so dass die durch Gleich- und Gegentaktstörungen hervorgerufenen Störströme innerhalb des leistungselektronischen Systems fließen und keine Wechselwirkung mit der Umgebung hervorrufen.
- 3) Kompensation durch Überlagerung zusätzlicher gegenphasiger Kompensationsspannungen, etwa mittels eines so genannten "smoothing transformers".
- 4) Kompensation der Störungen durch Überlagerung entsprechend gegenphasiger Kompensationsströme mittels zusätzlicher Komponenten die nicht zur Leistungs-Prozessierung beitragen. Hierzu gehören aktive EMV-Filter und magnetisch gekoppelte zusätzliche Windungen. Letztere sind z.B. aus der 6,437,999 B1 zur Eliminierung von Gegentaktstörungen bekannt.
- 5) Realisierung einer inhärent störungsarmen Leistungselektronik, d.h. Kompensation durch entsprechende Anordnung leistungselektronischer Subsysteme, so dass das LE-Gesamtsystem nach außen störungsreduziert erscheint. Hierzu sind bspw. phasenversetzt getaktete Schaltungstopologien (Interleaving), Multi-Level-Schaltungstopologien oder "zero-ripple Cuk-Converter" bekannt.
- Die mit Abstand häufigste Art und Weise zur Reduzierung unerwünschter Störungen getakteter Schaltungen ist nach Stand der Technik mit Prinzip 1 gegeben.
Fig. 17 zeigt Prinzip 1 schematisch und exemplarisch für eine AC-Netz-Anwendung. Während Gegentaktstörungen zwischen den Anschlussklemmen, d.h. Ein- oder Ausgangsklemmen, einer Schaltung (inFig. 17 L1 und N) auftreten, werden Gleichtaktstörungen aufgrund, meist parasitärer, Koppelkapazitäten (z.B. Kapazität des Leistungsschalters gegenüber dem Kühlkörper) zwischen dem "springenden" Potential und einem Bezugspotential (z.B. dem Gerätegehäuse, welches oftmals geerdet ist) eingeprägt. - Nach dem Stand der Technik werden zusätzliche externe EMV-Filter verwendet, welche eine in
Fig. 18 gezeigte typische Schaltungsstruktur aufweisen [1]. Diese sind zur Erzielung einer hohen dämpfenden Wirkung oftmals aus mehrstufigen L-C-Filter-Strukturen aufgebaut. Zur Reduzierung der Gegentaktstörungen werden sogenannte "Längsdrosseln" (z.B. magnetisch gekoppelte Spulen auf Eisenpulverkernen) und sogenannte X-Kondensatoren (d.h. Kondensatoren welche sich zwischen den Anschlussklemmen befinden) verwendet. Zur Unterdrückung der Gleichtaktstörungen werden sogenannte Y-Kondensatoren eingesetzt, welche einen niederimpedanten Pfad für den Gleichtaktstörstrom zum Gerätegehäuse bilden. Zur Erhöhung der Impedanz bezüglich des speisenden Netzes werden meist sogenannte "Gleichtaktdrosseln" (d.h. gekoppelte, stromkompensierte Spulen auf Ferritkernen) verwendet. - Der Übergang zu Prinzip 2 ist fließend. Es basiert darauf, dass mittels zusätzlicher Schaltungselemente Strompfade geschaffen werden, die verhindern, dass die unerwünschten Störströme das LE-System verlassen (z.B. integrierte Y-Kondensatoren). Prinzip 2 hängt damit im Wesentlichen von der Definition des LE-Systems ab, d.h. wo die Grenzen des eigentlichen leistungselektronischen Systems gesetzt werden und wo das externe, zusätzlich notwendige EMV-Filter beginnt.
- Obgleich das Prinzip 3 ("smoothing transformer") in seiner ursprünglichen Form ebenfalls einen zusätzlichen AC-Pfad benötigt, wie
Fig. 19a zeigt, stellt es dennoch eine eigene Methode dar. Der Kompensationseffekt beruht hierbei auf der Überlagerung (inFig. 19a : Serienschaltung) von Störspannung und Kompensationsspannung. Daher ist es auch möglich diese Methode einzusetzen, um den bekannten "zero-ripple Cuk-Converter", welcher zur Klasse der bidirektionalen isolierenden Wandler zählt, mittels klassischem Cuk-Converter und Ergänzung zweier "smoothing transformer" zu synthetisieren [2]. Da der "zero-ripple Cuk-Converter" jedoch keine zusätzlichen Schaltungselemente benötigt, ist er in diesem Sinn zur inhärent störungsarmen LE (Prinzip 5) zu zählen [3]. - Im Gegensatz zu Prinzip 3 basiert Prinzip 4 auf einer kompensierenden Wirkung eines entsprechend gegenphasigen Kompensationsstroms, welcher durch das Einbringen zusätzlicher Schaltungselemente ermöglicht wird [4].
Fig. 19b verdeutlicht ein allgemeines und in [4] beschriebenes Prinzip. Der Unterschied zum "smoothing transformer" gemäßFig. 19a ist deutlich zu erkennen. - Eine Analyse der Prinzipien 1 bis 4 zeigt, dass diese nicht die durch das LE-System hervorgerufenen Störursachen reduzieren sondern lediglich deren Auswirkungen und das zur Reduzierung der Auswirkungen zusätzliche Schaltungselemente benötigt werden, welche keinen Beitrag zur eigentlichen Leistungs-Prozessierung leisten.
- Ein zusätzliches Schaltungselemente kann z.B. auch lediglich eine weitere Windung auf einem bereits vorhandenen magnetischen Kern sein; spezielle Ausführungen mit "smoothing transformer" können eine Ausnahme (z.B. der zero-rippie Cuk-Converter) bilden, wie es im Zusammenhang mit Prinzip 4 beschrieben wurde.
- Gänzlich anders verhält es sich mit einer Reduzierung der Störungen mittels Prinzip 5. Hierbei basiert die Reduzierung nicht durch eine Hinzunahme zusätzlicher Schaltungselemente, wie z.B. Kondensatoren, Spulen, Transformatoren oder aktiver Verstärker, welche nicht zum eigentlichen leistungsverarbeitenden Prozess beitragen, sondern durch eine besondere Anordnung leistungselektronischer Subsysteme, die in ihrer Gesamtheit ein störreduziertes Verhalten nach außen aufweisen. In diesem Sinne kann von inhärent störungsarmer Leistungselektronik gesprochen werden. Anmerkung: der "zero-ripple Cuk-Converter" kann auch bezüglich der Definition von Prinzip 5 betrachtet werden, indem man dessen Primärseite bzw. Sekundärseite als Subsysteme auffasst.
- Nach dem Stand der Technik sind mindestens folgende fünf Prinzipien zur Erzielung inhärent störungsarmer leistungselektronischer Systeme bekannt:
- a) Auslegung der Schaltungselemente, d.h. Erhöhung der Induktivitäts- und Kapazitätswerte zur Reduzierung von Gegentaktstörungen und Verringerung der parasitären Koppelkapazitätswerte zur Reduzierung der Gleichtaktstörungen (siehe auch
Fig. 17 mit z.B. L gegen unendlich und Cpar gegen null). - b) Verwendung von Schaltungstopologien mit reduzierter Flankensteilheit. Die auftretenden Störpegel, insbesondere die Gleichtaktstörpegel, einer getakteten Schaltung hängen stark von der verwendeten Schaltungstopologie ab. Der Grund hierfür liegt darin, dass sogenannte hartschaltende Topologien zur Erzielung eines hohen Wirkungsgrades meist steilere Schaltflanken erzeugen als sogenannte weichschaltende Topologien und die Steilheit der Schaltflanken unmittelbaren Einfluss auf den sich einstellenden Gleichtaktstörstrom hat. Beispiele hierfür sind weichschaltende Schaltungstopologien wie z.B. resonant arbeitende Wandler, da diese durch Null-Spannungsschalten bzw. durch Null-Stromschalten reduzierte Schaltflankensteilheiten bei gleichzeitig hohen Wirkungsgraden ermöglichen.
- c) Anwendung von Multileveltopologien. Hierdurch verringert sich entsprechend der Stufenanzahl die Störamplitude der die Gegen- und Gleichtaktstörungen hervorrufenden Störspannungsquellen. Allerdings tritt diese entsprechend der Stufenanzahl häufiger auf.
- d) Spezielle Ausführungen mit "smoothing transformer", welche ohne zusätzliche Windung (Schaltungselemente) auskommen und lediglich weitere magnetische Kopplungen benötigen, wie etwa der "zero-ripple Cuk-Converter".
- e) Anwendung von versetzt getakteten leistungselektronischen Sub-Systemen (Interleaving) zur Reduzierung der Gegentaktstörungen in einem Arbeitspunkt.
- Die nach dem Stand der Technik bekannten Prinzipien a) bis e) haben folgende Nachteile:
Dem Prinzip (a) sind mit dem zur Verfügung stehenden Bauraum als auch mit dem zu erzielenden Wirkungsgrad Grenzen gesetzt. Zudem geht der Trend genau in die entgegengesetzte Richtung, d.h. mit immer höheren Schaltfrequenzen werden die passiven Schaltungselemente immer weiter verkleinert umso immer höhere Leistungsdichten zu erzielen. Bezüglich der Gegentaktstörungen bewirkt dies keinen Nachteil. Höhere Schaltfrequenzen erfordern jedoch auch steilere Schaltflanken, was zu einer Erhöhung der Gleichtaktstörungen führt (bei ansonsten gleichen Bedingungen: z.B. parasitärer Koppelkapazität zum Kühlkörper). - Das Prinzip (b) widerspricht dem Gedanken des idealen Schalters, d.h. es reduziert bei hartschaltenden Schaltungstopologien sehr stark den Wirkungsgrad. Bei weichschaltenden Schaltungstopologien ist der Wirkungsgradnachteil nicht vorhanden bzw. geringer. Weichschaltende Schaltungstopologien welche sowohl keine Ein- als auch Ausschaltverluste zeigen sind jedoch meist stark in ihrem Betriebsbereich eingeschränkt. Zudem erfordern auch weichschaltende Schaltungstopologien mit zunehmender Schaltfrequenz höhere Flankensteilheiten.
- Das Prinzip (c) ist mit einem deutlich erhöhten Aufwand verbunden, da eine deutliche Reduzierung der Störungen erst bei vielen Stufen auftritt. Dieses Prinzip wird nach dem Stand der Technik erst bei sehr hohen Leistungen (MW) zur Störungsreduzierung angewendet.
- Das Prinzip (d) in Form des "zero-ripple Cuk-Converter" beseitigt lediglich Gegentaktstörungen.
- Das Prinzip (e) reduziert lediglich die Gegentaktstörungen in einem einzigen Arbeitspunkt.
- Das Prinzip (e) ist von dem in
Fig. 19b undUS 6,437,999 B1 beschriebenen Konzept verschieden. Das inUS 6,437,999 B1 beschriebene allgemeine Verfahren (siehe auchFig. 19b ) ermöglicht eine Kompensation der Stromwelligkeiten an allen Anschlussklemmen in allen Betriebspunkten, d.h. bei beliebigen Tastverhältnissen. Allerdings werden hierzu zusätzliche Schaltungselemente (Transformatoren und Kondensatoren) benötigt die keinen Beitrag zur Leistungs-Prozessierung leisten und nur zur Bereitstellung der entsprechenden Kompensationsströme benötigt werden. - Zusammenfassend kann zum Stand der Technik festgehalten werden, dass keine getaktete leistungselektronische Schaltung bekannt ist, welche für beliebige Arbeitspunkte sowohl eine theoretische Eliminierung der Gegentaktstörungen und gleichzeitig auch der Gleichtaktstörungen sowohl für die Eingangs- als auch die Ausgangsklemmen ermöglicht.
- Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine leistungselektronische Schaltung, einen leistungselektronischen Energieübertrager und ein leistungselektronisches Energieübertragungssystem zu schaffen, die, der bzw. das eine Reduzierung von Gegentaktstörungen und/oder Gleichtaktstörungen in verschiedenen Arbeitspunkten ermöglicht.
- Diese Aufgabe wird durch den Gegenstand der unabhängigen Patentansprüche gelöst.
- Eine Erkenntnis der vorliegenden Erfindung liegt darin, dass Gleichtaktstörungen und Gegentaktstörungen in einer leistungselektronischen Schaltung, bestehend aus einem elektrischen ersten Tor und einem magnetischen zweiten Tor, am elektrischen ersten Tor dadurch reduziert werden können, dass die leistungselektronische Schaltung bezüglich des ersten Tores und des zweiten Tores funktionell symmetrisch (funktionssymmetrisch) aufgebaut ist. Die leistungselektronische Schaltung umfasst eine Mehrzahl von Schaltern, die zu zwei Parallelästen in Serienschaltungen zusammengeschaltet sind. Die Paralleläste sind mittels Spulen an Knoten miteinander verschaltet, wobei das erste Tor und das zweite Tor der leistungselektronischen Schaltung symmetrisch zu den Spulen und zu den Schaltern angeordnet ist.
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Fig. 20 zeigt eine Erweiterung einer Wechselschalter-Schaltzelle gemäß dem Stand der Technik mit Spulen L1a und L1b für eine 2-phasige, um 180° versetzt getaktete Ansteuerung eines Hoch/Tiefsetzstellers. Die in der rechten Hälfte derFig. 20 gezeigte Aufdoppelung einer links dargestellten Halbbrücke 88 hin zu zwei Halbbrücken 88a und 88b, die eine Vollbrücke 92 bilden, ermöglicht eine Eliminierung von Gegentaktstörungen (engl.: Differential Mode - DM) bezüglich der Spannung ULV in einem Arbeitspunkt bei einer um 180° und 50% Tastgrad phasenversetzten Ansteuerung der Halbbrücken 88a und 88b. - Die Halbbrücke 88 umfassend die Spule L1 und die Schalter S'1 und S'2 sowie die Dioden D1 parallel zum Schalter S'1 und D2, parallel zum Schalter S'2, bilden eine Basis fast aller leistungselektronischer Systeme im höheren Leistungsbereich, ab ca. 1 kW. Zwei dieser Schaltzellen mit zwei Spulen und 180° versetzter Taktung bilden die beschriebene Anordnung eines 2-phasigen versetzt getakteten Hoch/Tiefsetzstellers mit den bekannten Nachteilen.
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Fig. 21 zeigt eine Spiegelung der Vollbrücke 92 ausFig. 20 an einer gemeinsamen DC-Bezugspotentiallinie, etwa der Bezugsverbindung 47. Dies ermöglicht, für einen Arbeitspunkt, eine Eliminierung von Gegentakt- und Gleichtaktstörungen. In anderen Worten wird, zur Beseitigung des Nachteils derFig. 20 , dass lediglich Gegentaktstörungen hierdurch reduziert werden können, eine Erweiterung der Spiegelung der Schaltungstopologie an einer gemeinsamen DC-Bezugspotentiallinie ermöglicht. Somit können theoretisch nicht nur Gegentaktstörungen an Klemmen LV bezüglich einer daran anlegbaren Spannung ULV, sondern auch Gleichtaktstörungen bezüglich der Klemmen LV in einem Arbeitspunkt komplett eliminiert werden. - Die Schaltung kann in diesem Zustand jedoch lediglich als Hoch- oder Tiefsetzsteller mit einem Spannungsübersetzungsverhältnis von 2 (bzw. 1/2) entsprechend dem zur Eliminierung der Gegentaktstörung notwendigen Tastgrades von 50% bezüglich ihrer Spannungen ULV und UHV zwischen zwei parallel verschalteten Parallelästen mit Schaltern S11, S12, S21 und S22 bzw. S13, S14, S23 und S24 verwendet werden. Zudem erfolgt eine Eliminierung der Gegentaktstörungen nur bezüglich der Spannung ULV .
- Dieser Nachteil wird durch einen erfindungsgemäßen leistungselektronischen Energieübertrager behoben, welche einen Steuerungsmechanismus erlaubt, welcher weder vom Tastgrad der einzelnen Halbbrücken noch von deren Phasenbeziehung abhängt. Hierzu erfolgt bspw. eine erfindungsgemäße Anordnung/Verschaltung von zwei primärseitigen Wicklungen zweier Transformatoren und eine Spiegelung der Topologie an der Isolationsbarriere der beiden eingeführten Transformatoren, wie
Fig. 5 verdeutlicht. - Ein leistungselektronischer Energieübertrager wird durch eine Verschaltung zweier solcher leistungselektronischer Schaltungen geschaffen, so dass der leistungselektronische Energieübertrager eine Primärseite und eine Sekundärseite aufweist und Gleichtaktstörungen und/oder Gegentaktstörungen an einem primärseitigen Anschlusstor und einem sekundärseitigen Anschlusstor reduziert sind.
- Ein leistungselektronisches Energieübertragungssystem wird durch eine Verkopplung einer oder mehrerer Primärseiten mit einer oder mehreren Sekundärseiten ermöglicht.
- Der symmetrische Aufbau ermöglicht eine Reduzierung von Gleichtakt- und Gegentaktstörungen bis hin zu einer völligen Eliminierung.
- Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung schaffen eine leistungselektronische Schaltung mit einem ersten elektrischen Tor, mit einem ersten und einem zweiten Anschluss und einem zweiten magnetischen Tor mit einem ersten und einem zweiten Anschluss. Die leistungselektronische Schaltung weist ferner einen ersten Parallelast mit einer ersten Serienschaltung und einen zweiten Parallelast mit einer zweiten Serienschaltung auf. Jede Serienschaltung weist zumindest einen ersten Schalter, einen zweiten Schalter und einen dritten Schalter auf, wobei die beiden Paralleläste parallel miteinander verschaltet sind. Der erste Anschluss des ersten Tores ist jeweils über eine Spule mit einem ersten Knoten zwischen dem ersten und dem zweiten Schalter in dem ersten und dem zweiten Parallelast verbunden. Der zweite Anschluss des ersten Tores ist jeweils über eine Spule mit einem zweiten Knoten zwischen dem zweiten und dem dritten Schalter in dem ersten und dem zweiten Parallelast verbunden. Die ersten Knoten sind mit dem ersten Anschluss des zweiten Tores magnetisch gekoppelt. Die zweiten Knoten sind mit dem zweiten Anschluss des zweiten Tores magnetisch gekoppelt. Die Kopplung erfolgt mittels Spulen welche mit den ersten und zweiten Knoten verschaltet sind und somit ein entsprechendes Magnetfeld erzeugen, welches durch einen geeigneten magnetischen Leiter (z.B. Spulenkern) zum ersten und zweiten Anschluss des magnetischen zweiten Tores geleitet wird.
- Vorteilhaft an diesen Ausführungsbeispielen ist, dass die beschriebene leistungselektronische Schaltung als Basiszelle verwendet werden kann, die in der Anordnung eines leistungselektronischen Energieübertragers bzw. eines leistungselektronischen Energieübertragungssystems Gegentakt- und Gleichtaktstörungen für beliebige Arbeitspunkte, etwa bezüglich ihrer ersten (elektrischen) Tore reduziert. Arbeitspunkte sind bspw. unterschiedliche Spannungswerte bzw. Ströme an den ersten (elektrischen) Toren.
- Die leistungselektronische Schaltung ist dabei eine inhärent störungsarme leistungselektronische Schaltung, das bedeutet, dass die leistungselektronische Schaltung so ausführbar ist, dass jedes der Bauelemente an einer Leistungsübertragung, beispielsweise von dem ersten (elektrischen) Tor zu dem zweiten (magnetischen) Tor, beteiligt ist.
- Ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schafft eine leistungselektronische Schaltung, bei der parallel zu den Parallelästen ein Kondensator verschaltet ist. Vorteilhaft an diesem Ausführungsbeispiel ist, dass der Kondensator als Überspannungs- oder Unterspannungspuffer bezüglich der Schalter der Paralleläste wirksam ist und so Gegentakt- und Gleichtaktstörungen weiter reduziert werden können.
- Ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schafft eine leistungselektronische Schaltung, bei der die Spulen zwischen dem ersten Anschluss des ersten Tores und dem ersten Parallelast und zwischen dem zweiten Anschluss des ersten Tores und dem ersten Parallelast einen gemeinsamen Spulenkern aufweisen und bei der die Spule zwischen dem ersten Anschluss des ersten Tores und dem zweiten Parallelast und zwischen dem zweiten Anschluss des ersten Tores und dem zweiten Parallelast einen gemeinsamen Spulenkern aufweisen. Vorteilhaft an diesem Ausführungsbeispiel ist, dass zwei Spulen, die einen gemeinsamen Spulenkern aufweisen, platzsparend mit geringem Bauraumbedarf und kostengünstig realisiert werden können.
- Ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schafft eine leistungselektronische Schaltung, bei der die erste Serienschaltung des ersten Parallelastes und die zweite Serienschaltung des zweiten Parallelastes jeweils einen weiteren Schalter zwischen dem ersten Knoten und dem zweiten Schalter und jeweils einen weiteren Knoten zwischen dem jeweiligen weiteren Schalter und dem jeweiligen zweiten Schalter aufweisen und bei der die beiden weiteren Knoten miteinander verschaltet sind.
- Vorteilhaft an diesem Ausführungsbeispiel ist, dass durch die Verschaltung der beiden weiteren Knoten ein Bezugspotential für jeweils zwei Abschnitte der ersten bzw. zweiten Serienschaltung der Paralleläste nutzbar ist und ein Abschnitt des ersten Parallelastes und ein Abschnitt des zweiten Parallelastes jeweils als Brückenschaltung betrieben werden kann.
- Ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schafft einen leistungselektronischen Energieübertrager mit einer ersten (bspw. primärseitigen) leistungselektronischen Schaltung und einer zweiten (bspw. sekundärseitigen) leistungselektronischen Schaltung, bei dem die beiden ersten Anschlüsse des jeweiligen zweiten Tores und die beiden zweiten Anschlüsse des jeweiligen zweiten Tores magnetisch miteinander verschaltet, d.h. die entsprechenden die Magnetfelder erzeugenden Spulen miteinander verkoppelt sind.
- Vorteilhaft an diesem Ausführungsbeispiel ist, dass eine Energieübertragung von dem ersten Tor der ersten leistungselektronischen Schaltung zu dem ersten Tor der zweiten leistungselektronischen Schaltung oder von dem ersten Tor der zweiten leistungselektronischen Schaltung zu dem ersten Tor der ersten leistungselektronischen Schaltung ermöglicht ist, wobei sowohl die Gleichtaktstörungen als auch die Gegentaktstörungen der Energieübertragung an den beiden ersten Toren verringert sind.
- Ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schafft einen leistungselektronischen Energieübertrager mit zumindest einer dritten leistungselektronischen Schaltung. Die erste leistungselektronische Schaltung weist zumindest ein weiteres (magnetisches) Tor mit einem ersten und einem zweiten Anschluss auf. Die ersten Knoten der Paralleläste der ersten leistungselektronischen Schaltung sind magnetisch mit dem ersten Anschluss des weiteren Tores gekoppelt. Die zweiten Knoten der Paralleläste der ersten leistungselektronischen Schaltung sind magnetisch mit dem zweiten Anschluss des weiteren Tores gekoppelt. Die Anschlüsse des weiteren (magnetischen) Tores sind mit dem zweiten (magnetischen) Tor der dritten leistungselektronischen Schaltung magnetisch verschaltet, d. h. gekoppelt.
- Vorteilhaft an diesem Ausführungsbeispiel ist, dass eine Energieübertragung von dem ersten Tor der ersten leistungselektronischen Schaltung zu den beiden oder mehreren ersten Toren der zumindest zweiten und dritten leistungselektronischen Schaltungen und/oder von den beiden oder mehreren ersten Toren der zumindest zweiten und dritten leistungselektronischen Schaltungen zu dem ersten Tor der ersten leistungselektronischen Schaltung ermöglicht wird.
- Ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schafft ein leistungselektronisches Energieübertragungssystem mit zumindest zwei leistungselektronischen Energieübertragern, bei dem die zweiten Anschlüsse des ersten Tores der zumindest zwei ersten leistungselektronischen Schaltungen miteinander verschaltet sind und bei dem die zweiten Anschlüsse des ersten Tores der zumindest zwei zweiten leistungselektronischen Schaltungen miteinander verschaltet sind. Die zweiten Anschlüsse des ersten Tores der zumindest zwei zweiten leistungselektronischen Schaltungen sind mit einander verschaltet.
- Vorteilhaft an diesem Ausführungsbeispiel ist, dass durch eine Verschaltung von leistungselektronischen Energieübertragern zu einem leistungselektronischen Energieübertragungssystem ein sogenannter Multiport DC/DC-Wandler (d.h. ein leistungselektronischer Wandler mit mehreren Ein- und oder Ausgängen "Ports") mit galvanischer Trennung realisierbar ist.
- Weitere vorteilhafte Ausführungsbeispiele sind der Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
- Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen erläutert. Es zeigen:
- Fig. 1
- ein schematisches Schaltbild einer leistungselektronischen Schaltung, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
- Fig. 2
- ein schematisches Schaltbild einer leistungselektronischen Schaltung, die einen Kondensator aufweist, der zwischen eine Spule und einen ersten Knoten eines ersten Parallelastes verschaltet ist, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
- Fig. 3
- ein schematisches Schaltbild einer leistungselektronischen Schaltung, bei der zwischen dem ersten Anschluss und dem zweiten Anschluss des ersten (elektrischen) Tores eine Gleich- bzw. Wechseirichterschaltung verschalten ist und mittels der Gleich- bzw. Wechselrichterschaltung über das erste (elektrische) Tor Energie in eine Wechselspannungsquelle, die mit der leistungselektronischen Schaltung verschalten ist, eingespeist werden kann, bzw. Energie aus einer Wechselspannungsquelle entnommen werden kann, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
- Fig. 4
- ein schematisches Schaltbild einer leistungselektronischen Schaltung, die zwei weitere Kondensatoren aufweist, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
- Fig. 5
- ein schematisches Schaltbild eines leistungselektronischen Energieübertragers mit einer primärseitigen leistungselektronischen Schaltung und einer sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltung, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
- Fig. 6
- ein schematisches Schaltbild eines leistungselektronischen Energieübertragers, bei dem die Primärseite und die Sekundärseite durch Verschalten der zweiten Anschlüsse der ersten (elektrischen) Tore, ein gemeinsames Bezugspotential aufweisen, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
- Fig. 7
- ein schematisches Schaltbild eines leistungselektronischen Energieübertragers, der drei sekundärseitige leistungselektronische Schaltungen aufweist, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
- Fig. 8
- ein schematisches Schaltbild eines leistungselektronischen Energieübertragers, der als Frequenzumrichter betrieben werden kann, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
- Fig. 9
- ein schematisches Schaltbild eines leistungselektronischen Energieübertragers, bei dem die Primärseite und die Sekundärseite aus von einander verschiedenen leistungselektronischen Schaltungen gebildet sind, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
- Fig. 10
- ein schematisches Schaltbild eines leistungselektronischen Energieübertragungssystems, das drei leistungselektronische Energieübertrager mit primärseitigen lestungselektronischen Schaltungen und sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltungen aufweist, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
- Fig. 11
- ein schematisches Schaltbild eines leistungselektronischen Energieübertragers umfassend leistungselektronische Schaltungen welche Serienschaltungen eines Kondensators mit der die zweiten Tore magnetisch speisenden Spulen beinhalten, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
- Fig. 12
- ein schematisches Schaltbild eines leistungselektronischen Energieübertragers mit einer leistungselektronischen Schaltung auf der Primärseite und einer leistungselektronischen Schaltung auf der Sekundärseite, bei der eine Speisung der magnetischen zweiten Tore über Spulen an den elektrischen ersten Toren erfolgt, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
- Fig. 13
- ein schematisches Schaltbild eines leistungselektronischen Energieübertragers mit einer primärseitigen leistungselektronischen Schaltung und einer sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltung, die als 1-Kern-Lösung realisiert ist, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
- Fig. 14
- ein beispielhaftes Diagramm eines Ansteuerverhaltens einer leistungselektronischen Schaltung oder eines leistungselektronischen Energieübertragers, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
- Fig. 15
- ein schematisches Ergebnis einer exemplarischen Schaltungssimulation;
- Fig. 16
- ein schematische Schaltbild der leistungselektronischen Energieübertragerschaltung, wie sie nutzbar ist, um die in der
Fig. 15 dargestellten Simulationsergebnisse zu erhalten, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; - Fig. 17
- ein schematisches Blockschaltbild einer Schaltung zur Reduzierung von Gleichund Gegentaktstörungen mittels zusätzlicher, externer EMV-Filter, gemäß dem Stand der Technik;
- Fig. 18
- ein schematisches Schaltbild eines externen EMV-Filters nach dem Stand der Technik;
- Fig. 19a
- das Wirkprinzip des "smoothing transformers", gemäß dem Stand der Technik;
- Fig. 19b
- ein allgemeines Verfahren zur Kompensation der Stromwelligkeit an einem Anschluss einer getakteten Schaltung mit drei Klemmen, gemäß dem Stand der Technik;
- Fig. 20
- eine Erweiterung einer Wechselschalter-Schaltzelle gemäß dem Stand der Technik mit Spulen hin zu einer Vollbrücke; und
- Fig. 21
- eine Spiegelung der Vollbrücke aus
Fig. 20 an einer gemeinsamen DC-Bezugspotentiallinie. - Bevor nachfolgend Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung im Detail anhand der Zeichnungen näher erläutert werden, wird darauf hingewiesen, dass identische, funktionsgleiche oder gleichwirkende Elemente, Objekte und/oder Strukturen in den unterschiedlichen Figuren mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind, so dass die in unterschiedlichen Ausführungsbeispielen dargestellte Beschreibung dieser Elemente untereinander austauschbar ist bzw. aufeinander angewendet werden kann.
- Schaltungstopologien von Ausführungsbeispielen werden nachfolgend unter Anderem mit dem Begriff "verschaltet" beschrieben, der eine Verschaltung zweier Schaltungsteile, Komponenten oder Elemente einer elektrischen Schaltung bezeichnet. Der Begriff "verschaltet" ist dabei in diesem Zusammenhang so zu verstehen, dass die beschriebenen Schaltungsteile, Komponenten oder Elemente auch bei einer Hinzufügung eines weiteren Schaltungsteils, einer weiteren Komponente oder eines weiteren Elements zwischen die Schaltungsteile, Komponenten oder Elemente verschaltet sind.
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Fig. 1 zeigt ein schematisches Schaltbild einer leistungselektronischen Schaltung 10 mit einem ersten (elektrischen) Tor 12, das einen ersten Anschluss 14 und einen zweiten Anschluss 16 aufweist. Die leistungselektronische Schaltung 10 weist ein zweites (magnetisches) Tor 18 auf, das einen ersten Anschluss 22 und einen zweiten Anschluss 24 umfasst. Die leistungselektronische Schaltung 10 umfasst ferner einen ersten Parallelast 26, der eine Serienschaltung aus einem ersten Schalter S11, einem zweiten Schalter S12 und einem dritten Schalter S22 aufweist. Zwischen dem ersten Schalter S11 und dem zweiten Schalter S12 ist ein erster Knoten 28 angeordnet. Zwischen dem zweiten Schalter S12 und dem dritten Schalter S22 ist ein zweiter Knoten 32 angeordnet. - Die leistungselektronische Schaltung 10 umfasst ferner einen zweiten Parallelast 34, der elektrisch symmetrisch zu dem ersten Parallelast 26 ausgeführt ist und eine Serienschaltung aus einem ersten Schalter S13, einem zweiten Schalter S14 und einem dritten Schalter S24 aufweist. Zwischen dem ersten Schalter S13 und dem zweiten Schalter S14 ist ein erster Knoten 36 angeordnet. Zwischen dem zweiten Schalter S14 und dem dritten Schalter S24 ist ein zweiter Knoten 38 angeordnet. Elektrisch symmetrisch bedeutet, dass Schaltungsteile, bspw. die Paralleläste 26 und 34 unterschiedlich, etwa eine von einander verschiedene Anzahl von Schaltern oder anderen Elementen aufweisend, gebildet sein können aber dennoch gleiche elektrische Eigenschaften aufweisen (z.B. ein Parallelast mit vier Schaltern, ein Parallelast mit drei Schaltern, welche aber z.B. hinsichtlich ihrer parasitären Koppelkapazität zum Kühlkörper so ausgeführt sind, dass sich ein identisches elektrisches Verhalten der beiden Paralleläste zeigt).
- Die beiden Paralleläste 26 und 34 sind zu einer Parallelschaltung verschaltet, das bedeutet, die dem jeweiligen ersten Knoten 28 bzw. 36 abgewandten Anschlüsse der Schalter S11 bzw. S13 sind miteinander verschaltet und den jeweiligen zweiten Knoten 32 bzw. 38 abgewandte Anschlüsse der Schalter S22 bzw. S24 sind ebenfalls miteinander verschaltet.
- Der erste Anschluss 14 des ersten Tores 12 ist über jeweils eine Spule L1a bzw. L1b mit dem ersten Knoten 28 bzw. dem ersten Knoten 36 verbunden. Der zweite Anschluss 16 des ersten Tores 12 ist über jeweils eine Spule L2a bzw. L2b mit den zweiten Knoten 32 und 38 verbunden. In anderen Worten stellen die Spulen L1a und L1b einen Induktivitätspfad zwischen den beiden ersten Knoten 28 und 36 des ersten Parallelastes 26 und des zweiten Parallelastes 34 dar. Der erste Anschluss 14 des ersten Tores 12 kann als Mittenabgriff des Induktivitätspfades zwischen den beiden ersten Knoten 28 und 36 bezeichnet werden. Zwischen den beiden zweiten Knoten 32 und 38 des ersten Parallelastes 26 und des zweiten Parallelastes 34 bilden die beiden Spulen L2a und L2b einen zweiten Induktivitätspfad, wobei der zweite Anschluss 16 des ersten Tores 12 als Mittenabgriff des zweiten Induktivitätspfades bezeichnet werden kann.
- Parallel zu dem ersten Induktivitätspfad, d.h. parallel zu den Spulen L1a und L1b ist eine Spule L1 zwischen die beiden ersten Knoten 28 und 36 verschaltet. Parallel zu dem zweiten induktivitätspfad, d.h. zu den Spulen L2a und L2b, weist die leistungselektronische Schaltung 10 eine Spule L2 auf, die zwischen die zweiten Knoten 32 und 38 verschaltet ist. Mittels der, durch die Spulen L1 und L2, hervorgerufenen, d. h. während eines Stromfluss durch selbige erzeugte Magnetfelder, sind die Anschlüsse 22 und 24 des zweiten Tores 18 magnetisch mit den ersten Knoten 28 und 36 sowie den zweiten Knoten 32 und 38 gekoppelt, wie es durch die zu den Spulen L1 und L2 benachbart angeordnete Linien 39a und 39b angedeutet ist, welche eine magnetische Flussführung (z.B. mittels eines magnetisch leitenden Kernmaterials) symbolisiert, wie sie zur magnetischen Kopplung von Spulen üblich ist. Das bedeutet, dass die Anschlüsse 22 und 24 zwei von einander unabhängige magnetische Kopplungen (magnetische Kreise) sind. Die Linien 39a und 39b können also bspw. Leiter sein, die ausgebildet sind, um einen magnetischen Fluss zu leiten.
- Die Spulen L1 und L2 sind ausgebildet, um elektrische Energie mittels der magnetischen Kopplung von oder zu den magnetischen Anschlüssen 22 und 24 des zweiten (magnetischen) Tores 18 zu übertragen. Daher können diese auch als Übertragerspulen oder Transformatorspulen bezeichnet werden.
- In anderen Worten ist zwischen den Knoten 28 und 26 eine erste Wicklung L1 eines Transformators mit magnetischem Kernanschluss 22 geschaltet und zwischen den Knoten 32 und 38 eine zweite Wicklung L2 mit magnetischem Kernanschluss 24. Die beiden Zugänge (Anschlüsse) 22 und 24 zu den, durch die Spulen L1 und L2 hervorgerufenen magnetischen Flüsse werden in ihrer Gesamtheit hier als zweites (magnetisches) Tor bezeichnet.
- Die leistungselektronische Schaltung 10 stellt eine Basisschaltung dar mit welcher leistungselektronische Energieübertrager und leistungselektronische Energieübertragersysteme realisiert werden können, welche sowohl reduzierte Gegentakt- als auch Gleichtaktstörungen an den jeweiligen ersten (elektrischen) Toren aufweisen.
- Die leistungselektronische Schaltung 10 ist eine inhärent störungsarme leistungselektronische Schaltung, das bedeutet, dass die leistungselektronische Schaltung 10 sowohl störungsarm ist und gleichzeitig sämtliche schaltungstechnische Komponenten an der Leistungsübertragung von dem ersten (elektrischen) bzw. zweiten (magnetischen) Tor zu dem zweiten (magnetischen) bzw. ersten (elektrischen) Tor beteiligt sind. Dabei weisen Gegentakt- und Gleichtaktstörungen, bei entsprechender Ansteuerung der Schalter S11, S12, S22, S13, S14 und S24, ein geringes Ausmaß auf.
- Die Induktivitäten L1a, L1b, L2a und L2b weisen bevorzugt gleiche Induktivitätswerte auf. Die Induktivitätswerte der Induktivitäten L1a, L1b, L2a und L2b können beispielsweise in einem Bereich zwischen 10 µH und 100 µH liegen, etwa wenn die Schaltfrequenz im Bereich von ca. 20 kHz und 200 kHz liegt. Alternativ können die Induktivitätswerte, basierend auf der Schaltfrequenz auch andere Werte aufweisen, bspw. in einem Bereich zwischen 1 µH und 1 mH, zwischen 100 nH und 10 mH oder in einem anderen Bereich.
- Die beiden Paralleläste 26 und 34 sind bezüglich ihrer elektrischen Eigenschaften symmetrisch um das erste Tor 14 angeordnet. Die Paralleläste 26 und 34 sind bezüglich ihrer elektrischen Eigenschaftenebenfalls symmetrisch zu dem zweiten Tor 18 angeordnet. Ferner weist die leistungselektronische Schaltung 10 eine funktionale Symmetrie zwischen dem ersten Anschluss 22 und dem zweiten Anschluss 24 des zweiten Tores 18 sowie zwischen dem ersten Anschluss 14 und dem zweiten Anschluss 16 des ersten Tores 12 auf.
- Die Reduzierung der Gleichtaktstörungen und der Gegentaktstörungen wird zumindest teilweise durch die Symmetrie der elektrischen Eigenschaften und der funktionellen Symmetrie ermöglicht.
- Parallel zu den Schaltern S11, S12 und S22 des ersten Parallelastes 26 und den Schalter S13, S14 und S24 des zweiten Parallelastes 34 ist jeweils eine Diode 42a-f verschaltet, die jeweils eine Durchlassrichtung und eine Sperrrichtung aufweist. Das bedeutet, dass, wenn einer der Schalter S11, S12, S22, S13, S14 oder S24 geöffnet ist, ein Stromfluss an dem jeweiligen Schalter vorbei (Bypass) entlang der Durchlassrichtung der jeweiligen Diode 42a-f ermöglicht und entlang der Sperrrichtung reduziert oder verhindert ist. Insbesondere können die Schalter S11, S12, S22, S13, S14 und/oder S24 in Halbleitertechnologie ausgeführt sein, beispielsweise als Transistoren, MOSFETs, IGBTs oder Thyristoren. Insbesondere eine Ausführung der Schalter als MOSFET ermöglicht eine platzsparende gleichzeitige Realisierung des Schalters und der parallel dazu verschalteten Dioden. In einem geschlossen Zustand des jeweiligen Schalters S11, S12, S22, S13, S14 und/oder S24 ist die jeweilige Diode 42a-f kurzgeschlossen, das bedeutet ein Stromfluss ist entlang beider Richtungen möglich.
- In anderen Worten vermeidet die leistungselektronische Schaltung 10 die mit dem Stand der Technik einhergehenden Nachteile. Insbesondere wird eine Lösung geschaffen, welche für beliebige Arbeitspunkte, d.h. für Spannungen und Ströme am ersten (elektrischen) Tor der leistungselektronischen Schaltung 10 sowohl eine Eliminierung der Gegentaktstörungen als auch der Gleichtaktstörungen (bezüglich des ersten Tores) erlaubt, ohne das Einbringen zusätzlicher, d.h. nicht am leistungsverarbeitenden Prozess beteiligter Schaltungselemente. Dies wird dann ermöglicht, indem der magnetische Fluss an den Anschlüssen 22 und 24 des magnetischen Tores ermöglicht wird. Nach der Einteilung der Prinzipien zur Reduzierung von Gegen- und Gleichtaktstörungen, wie sie weiter oben beschrieben ist, kann die leistungselektronische Schaltung 10 der Kategorie 5 zugeordnet werden, d.h. der inhärent störungsarmen Leistungselektronik. In dieser Kategorie kann sie zur Unterkategorie e) gezählt werden, d.h. einer Anordnung getakteter leistungselektronischer Sub-Systeme, welche in ihrer Gesamtwirkung nach außen reduzierte Gegen- und Gleichtaktstörungen aufweist, d.h. keine zusätzlichen, nicht am leistungsverarbeitenden Prozess beteiligten Schaltungselemente benötigt und auf dem Prinzip des versetzten Taktens der beiden Paralleläste (Engl.: Interleaving) als auch des gleichzeitigen Taktens der bezüglich der DC-Potentiallinie symmetrisch liegenden Schalter beruht.
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Fig. 2 zeigt ein schematisches Schaltbild einer leistungselektronischen Schaltung 20, die einen Kondensator C1 aufweist, welcher zwischen der magnetisch gekoppelten Spule L1 und dem ersten Knoten 28 eines ersten Parallelastes 26' verschaltet ist. Alternativ kann der Kondensator C1 auch zwischen die magnetisch gekoppelte Spule L1 und den ersten Knoten 36 des zweiten Parallelastes 36' verschaltet sein. Das bedeutet das die Spule L1 und der Kondensator C1 zu einer Serienschaltung zwischen den beiden ersten Knoten verschaltet ist. Ein zweiter Kondensator C2 ist zwischen der magnetisch gekoppelten Spule L2 und dem zweiten Knoten 32 zu einer Serienschaltung verschaltet. Alternativ kann der Kondensator C2 zwischen die magnetisch gekoppelte Spule L2 und dem zweiten Knoten 38 verschaltet sein. - Der Kondensator C1 bildet mit der magnetisch gekoppelten Spule L1 einen elektrischen Schwingkreis, der eine Resonanzfrequenz aufweist, die von einem Kapazitätswert des Kondensators C1 und dem Induktivitätswert der magnetisch gekoppelten Spule L1 zumindest teilweise bestimmt wird. Der zweite Kondensator C2 bildet ebenfalls einen Schwingkreis mit der magnetisch gekoppelten Spule L2, der eine von einem Kapazitätswert des Kondensators C2 und dem Induktivitätswert der magnetisch gekoppelten Spule L2 beeinflusste Resonanzfrequenz aufweist. Die Kapazitätswerte können Werte in einem Bereich zwischen 100 pF und 1 mF, zwischen 1 nF und 500 µF oder zwischen 10 nF und 100 µF aufweisen. Die Kapazitätswerte der Kondensatoren C1 und C2 können gleich sein, um eine elektrische Symmetrie der leistungselektronischen Schaltung 20 auch bezüglich der Kondensatoren C1 und C2 zu erhalten. Sind ferner die Induktivitätswerte der jeweils magnetisch gekoppelten Spulen L1 und L2 gleich, können die Resonanzfrequenzen ebenfalls gleich sein. Basierend auf dem Verlauf der Resonanzfrequenz kann die Frequenz des Schaltungszyklus der leistungselektronischen Schaltung 20 beeinflusst oder bestimmt werden. Ferner kann mittels der Kondensatoren C1 und C2 eine Gleichstromfreiheit an den Übertragespulen L1 und/oder L2 erreicht werden.
- Alternativ kann der Kondensator C1 und/oder der Kondensator C2 benachbart zu dem ersten oder zweiten Knoten des zweiten Parallelastes 34' angeordnet sein.
- Der erste Parallelast 26' unterscheidet sich von dem ersten Parallelast 26 der leistungselektronischen Schaltung 10 dadurch, dass ein weiterer Schalter S21 zwischen dem zweiten Schalter S12 angeordnet ist und der erste Parallelast 26' mithin vier Schalter S11, S12, S21 und S22 aufweist. Ein zweiter Parallelast 34' weist gegenüber dem zweiten Parallelast 34 der leistungselektronischen Schaltung 10 einen weiteren Schalter S23 auf, der zwischen dem zweiten Schalter S14 und dem dritten Schalter S24 angeordnet ist. Der zweite Parallelast 34' weist somit ebenfalls vier Schalter S13, S14, S23 und S24 auf. Der erste Parallelast 26' umfasst einen Knoten 44, der zwischen dem zweiten Schalter S12 und dem weiteren Schalter S21 angeordnet ist. Der zweite Parallelast 34' weist einen weiteren Knoten 46 auf, der zwischen dem zweiten Schalter S14 und dem weiteren Schalter S23 angeordnet ist. Die beiden Knoten 44 und 46 können miteinander über eine Bezugsverbindung 47 verschaltet sein, so dass sich an den Knoten 44 und 46 ein für die beiden Paralleläste 26' und 34' gemeinsames Bezugspotential zwischen dem jeweiligen zweiten Schalter S12 und dem jeweiligen weiteren Schalter S21 bzw. S14 und S23 einstellt.
- Vorteilhaft an dem gemeinsamen Bezugspotential an den Knoten 44 und 46 ist, dass die beiden Paralleläste 26' und 34' jeweils zwei Abschnitte (Schalter S11/S12 und S21/S22 bzw. S13/S14 und S23/S24) aufweisen. Der zweite Schalter S12 bzw. S14 und der jeweilige weitere Schalter S21 bzw. S23 eines Parallelastes 26' oder 34' können von einer Steuerung zu einem ersten Zeitpunkt gemeinsam angesteuert werden und ausgebildet sein, um den gleichen Zustand zwischen geöffnet und geschlossen gleichzeitig zu wechseln.
- Die Spulen L1b und L2b weisen, wie es durch das Kreissymbol an der jeweiligen Spule L1b und L2b sowie der Verbindungslinie zwischen den Kreissymbolen angedeutet ist, einen gemeinsamen Spulenkern auf und sind gegenphasig an diesem angeordnet. Ebenso weisen die Spulen L1a und L2a einen gemeinsamen Spulenkern auf, an dem die Spulen L1a und L2a gegenphasig angeordnet sind. Das bedeutet, die Spulen L1a und L2a bzw. die Spulen L1b und L2b sind jeweils paarweise gegenphasig miteinander gekoppelt. Die Anordnung zweier elektrischer Spulen auf einem Spulenkern ermöglicht, dass ein Bauraumbedarf der leistungselektronischen Schaltung 20 sowie Gewicht und/oder Kosten der Schaltungsrealisierung gering sein können.
- Das bedeutet, dass die leistungselektronische Schaltung 20 eine mögliche Weiterbildung der leistungselektronischen Schaltung 10, wie sie in der
Fig. 1 dargestellt ist, darstellt. In anderen Worten ist die leistungselektronische Schaltung 10 derFig. 1 mit nur einem Schalter im mittleren Schaltungsteil ausgeführt. Eine Erweiterung besteht darin, die entsprechend der Bezugslinie zwischen den Knoten 44 und 46 gegenüberstehenden Spulen gegensinnig zu koppeln. Somit können jeweils zwei Spulen mit nur einem magnetischen Kern realisiert werden, was die Anzahl der benötigten Schaltungselemente reduziert. -
Fig. 3 zeigt ein schematisches Schaltbild einer leistungselektronischen Schaltung 30, bei der der erste Anschluss 14 und der zweite Anschluss 16 des ersten (elektrischen) Tores 12 mit einer Gleich- bzw. Wechselrichterschaltung verschalten sind und somit mittels der zusätzlichen Gleich- bzw. Wechselrichterschaltung über das erste (elektrische) Tor 12 auch Energie in eine Wechselspannungsquelle 56 eingespeist werden kann, bzw. Energie aus der Wechselspannungsquelle 56 entnommen werden kann. Eine Gleich- bzw. Wechselrichterschaltung umfasst bspw. als Brückenschaltung angeordnete Schalter ST1, ST2, ST3 und ST4. Die Brückenschaltung kann mit der leistungselektronischen Schaltung fest verdrahtet (Teil der Schaltung), eine zusätzliche Komponente oder Teil der Wechselspannungsquelle sein. - Zwischen dem Schalter ST1 und dem Schalter ST2 ist ein erster Anschluss 48 in der Brückenschaltung angeordnet. Zwischen den Schaltern ST3 und ST4 ist ein zweiter Anschluss 52 verschaltet, wobei der erste Anschluss 48 und der zweite Anschluss 52 ein drittes (elektrisches) Tor 54 bilden. Die leistungselektronische Schaltung 30 ist ausgebildet, um an dem dritten Tor 54, d.h. an dem ersten Anschluss 48 und dem zweiten Anschluss 52 mit der Wechselspannungsquelle 56 verbunden zu werden. Das dritte Tor ist mit dem ersten Tor bzw. dem ersten Anschluss 14 und dem zweiten Anschluss 16 verschaltet, so dass die Spannungsquelle 56, wenn sie mit dem dritten Tor 54 verschaltet ist, auch mit dem ersten Tor verschaltet ist. Alternativ kann es sich bei der Wechselspannungsquelle 56 auch um eine Gleichspannungsquelle handeln. In anderen Worten kann die Wechselspannungsquelle 56 eine beliebige Spannungsquelle sein.
- Die leistungselektronische Schaltung 30 umfasst ferner einen parallel zu den beiden Parallelästen verschalteten Kondensator C10. Der Kondensator C10, ist ausgebildet, um als Energiespeicher bzw. als ein Puffer zu wirken, etwa wenn eine Menge an elektrischer Energie, die über das magnetische zweite Tor (als magnetischer Fluss) übertragen wird, kurzzeitig geringer oder größer ist, als eine Menge an elektrischer Energie, die der Wechselspannungsquelle 56 entnommen wird. Alternativ kann der Kondensator C10 auch als Energiespeicher oder Puffer wirken, wenn eine Menge an elektrischer Energie, die mittels des magnetischen Flusses empfangen wird, größer oder geringer ist, als eine Menge elektrischer Energie, die an die Wechselspannungsquelle 56 abgegeben wird.
- Dies ermöglicht eine weitere Reduzierung der Gegentaktstörungen und eine Vermeidung von Überspannung, insbesondere an den Schaltern S11, S12, S21, S22, S13, S14, S23 und/oder S24. Alternativ kann ein Kapazitätswert des Kondensators C10 auch in Form einer Ausgangskapazität eines oder mehrerer der Schalter S11, S12, S21, S22, S13, S14, S23 und/oder S24 implementiert sein. Alternativ oder zusätzlich können ein oder mehrerer der Schalter S11, S12, S21, S22, S13, S14, S23 und/oder S24 mit einem oder mehreren Kondensatoren C10 verschaltet sein, d. h., Kondensatoren können in die Schalter S11, S12, S21, S22, S13, S14, S23 und/oder S24 integriert sein.
- Vorteilhaft an diesem Ausführungsbeispiel ist, dass die leistungselektronische Schaltung 30 mittels der Schalter ST1, ST2, ST3 und ST4 als Basisschaltung zur Realisierung von AC/DC, DC/AC oder auch AC/AC-Wandlern verwendet werden kann.
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Fig. 4 zeigt ein schematisches Schaltbild einer leistungselektronischen Schaltung 40, die gegenüber der leistungselektronischen Schaltung 20 zwei weitere Kondensatoren C5 und C6 aufweist. Der Kondensator C5 ist parallel zur magnetisch gekoppelten Spule L1 verschaltet. Der Kondensator C6 ist parallel zur magnetisch gekoppelte Spule L2 verschaltet. Alternativ kann auch lediglich einer der Kondensatoren C5 oder C6 verschaltet sein. - Eine Verschaltung der Kondensatoren C5 und/oder C6 parallel zu der jeweiligen Übertragerspule L1 bzw. L2 ermöglicht eine Beeinflussung der Resonanzeigenschaften der jeweiligen Serienschaltung, zu der der jeweilige Kondensator parallel verschaltet ist. Beispielsweise kann eine Parallelresonanz bzw. eine weitere Resonanzfrequenz erzeugt oder eingestellt werden. Alternativ kann der Kondensator C5 den Kondensator C1 ersetzen, das bedeutet, dass der Kondensator C5 alternativ zu dem Kondensator C1 angeordnet werden kann. Der Kondensator C6 kann alternativ zu dem Kondensator C2 angeordnet werden. In anderen Worten können zusätzlich oder ausschließlich oder in Kombination zu den Kondensatoren C1 und C2 auch noch Kondensatoren (C5 und C6) parallel zu den Übertragerspulen (L1 und L2) verschaltet werden, um andere Resonanzeigenschaften zu erzeugen, etwa eine Parallelresonanz.
- Die leistungselektronische Schaltung ist mit einer Steuerung 58 verbunden, die ausgebildet ist, um die Schalter S11, S12, S21, S22, S13, S14, S23 und S24 zu steuern, das bedeutet, die Beibehaltung eines Zustandes oder einen Zustandswechsel eines jeweiligen Schalters zu initiieren. Alternativ kann die Steuerung 58 ausgebildet sein, um nur einen oder einige der Schalter der leistungselektronischen Schaltung 40 zu steuern.
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Fig. 5 zeigt ein schematisches Schaltbild eines leistungselektronischen Energieübertragers 50 mit einer primärseitigen leistungselektronischen Schaltung 62a und einer sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltung 62b. Die primärseitige leistungselektronische Schaltung 62a ist mit der sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltung 62b mittels des zweiten Tores magnetisch gekoppelt (verschaltet). Das bedeutet, dass ein primärseitiger erster Anschluss 22a des zweiten Tores mit einem ersten Anschluss 22b des zweiten Tores der sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltung 62b magnetisch gekoppelt (verschaltet) ist. Ferner ist ein primärseitiger zweiter Anschluss 24a des zweiten Tores mit einem sekundärseitigen zweiten Anschluss 24b des zweiten Tores magnetisch verkoppelt (verschaltet). Alternativ ist ebenfalls vorstellbar, dass der erste Anschluss des zweiten Tores der primärseitigen leistungselektronischen Schaltung 62a mit dem zweiten Anschluss des zweiten Tores der sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltung 62b verschaltet ist (Vertauschung). Bei einer funktionellen Symmetrie der beiden Anschlüsse des zweiten Tores bezüglich der Paralleläste und/oder bezüglich des ersten Tores kann eine Funktion bei einer Vertauschung gleich bleiben. - Die primärseitige leistungselektronische Schaltung 62a und die leistungselektronische Schaltung 62b der Sekundärseite sind funktionsmäßig gleich aufgebaut. Das bedeutet, dass bspw. ein erster Parallelast 26'a der primärseitigen leistungselektronischen Schaltung 62a gleich aufgebaut ist, wie ein erster Parallelast 26'b der sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltung 62b. Ferner ist ein zweiter Parallelast 34'a funktionsmäßig gleich aufgebaut wie ein sekundärseitiger zweiter Parallelast 34'b. Funktionsmäßig gleich kann auch bedeuten, dass ein oder mehrere Paralleläste 26'a, 26'b, 34'a und/oder 34'b einer oder beider leistungselektronischer Schaltungen 62a und/oder 62b drei oder eine andere Anzahl von Schaltern aufweist. Prinzipiell wird als funktionsmäßig oder elektrisch gleich oder symmetrisch ein Aufbau verstanden, bei dem eine Schaltungsvariation zwischen zwei Baugruppen (etwa Paralleläste), bspw. eine Vertauschung einer Reihenfolge von Elementen einer Serienschaltung, keinen oder lediglich einen vernachlässigbaren Einfluss auf die Funktion (insbesondere auf die Reduzierung der Gleich- und Gegentaktstörungen) der Schaltung hat.
- Basierend auf der magnetischen Kopplung zwischen der primärseitigen und der sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltung 62a und 62b bildet sich eine Isolationslinie bzw. Isolationsbarriere 64, da die leistungselektronischen Schaltungen 62a und 62b ohne eine galvanische Verbindung/Kopplung mit einander aufweisen ausgeführt sein können.
- Die ersten Paralleläste 26'a und 26'b können beispielsweise gleich aufgebaut sein, wie der erste Parallelast 26' der leistungselektronischen Schaltung 20. Die zweiten Paralleläste 34'a und 34'b können gleich aufgebaut sein, wie der zweite Parallelast 34' der leistungselektronischen Schaltung 20. Alternativ können die primärseitige leistungselektronische Schaltung 62a und die sekundärseitige leistungselektronische Schaltung 62b voneinander verschieden implementiert werden. Das bedeutet, dass die leistungselektronischen Schaltungen 62a und 62b unabhängig voneinander jeweils als leistungselektronische Schaltung 10, 20, 30 oder 40 ausführbar sind.
- Eine primärseitige Übertragerspule L1P, beispielsweise die Übertragespule L1 der leistungselektronischen Schaltung 10 kann einen gleichen oder verschiedenen induktivitätswert aufweisen, wie ein Induktivitätswert einer sekundärseitigen Übertragerspule L1S. Die beiden magnetisch miteinander gekoppelten Übertragerspulen L1P und L1S weisen einen gemeinsamen Spulenkern auf, wie es durch die Kreissymbole benachbart zu den Spulensymbolen angedeutet ist. Ferner weisen die magnetisch miteinander gekoppelten Spulen L2P und L2S einen gemeinsamen Spulenkern auf. Zwei einen gemeinsamen Spulenkern aufweisenden Induktivitäten L1P und L1S bzw. L2P und L2S sind dabei gegenphasig an dem jeweiligen gemeinsamen Spulenkern angeordnet. Alternativ können die Spulen auch gleichphasig an dem Spulenkern angeordnet sein oder von einander verschiedene Spulenkerne aufweisen.
- Eine an einem ersten Tor 12a der primärseitigen leistungselektronischen Schaltung 62a angelegte Spannung U 1 kann eine Spannung U 2 an einem ersten Tor 12b der sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltung 62b bewirken. Ferner kann, wenn die Spannung U 2 an dem Tor 12b angelegt wird, die Spannung U 1 an dem Tor 12a abgreifbar sein (bidirektionale Übertragung). Das bedeutet, dass zwischen den beiden Toren 12a und 12b Energie in Form einer elektrischen Spannung und/oder eines elektrischen Stroms, der fließt, wenn die Spannung U 1 oder U 2 abgegriffen wird, übertragbar ist.
- In anderen Worten ist die in
Fig. 5 dargestellte Schaltungstopologie sowohl bezüglich einer DC-Potential-Bezugsverbindung 47a bzw. 47b als auch bezüglich ihrer Isolationsbarriere 64 symmetrisch und kann daher bevorzugt mittels eines Phasenversatzes zwischen primärseitigen und sekundärseitigen Halbbrücken gesteuert werden. Ein Prinzip eines derartigen Steuerverfahrens ist beispielsweise aus [5] zur Steuerung der bekannten Dual Active Bridge Topologie bekannt. - Aufgrund der Symmetrie des leistungselektronischen Energieübertragers 50 erfolgt auch auf der Sekundärseite (Spannung U 2) eine theoretisch völlige Eliminierung der Gegentaktals auch der Gleichtaktstörungen.
Fig. 5 zeigt somit eine Spiegelung der primärseitigen leistungselektronischen Schaltung 62a an der Isolationsbarriere 64 zur Übertragung der Eigenschaften der Primärseite auf die Sekundärseite und zur Realisierung der Steuerbarkeit beliebiger Arbeitspunkte des leistungselektronischen Energieübertragers 50 bezüglich der Spannungen und Ströme der beiden ersten (elektrischen) Tore 12a und 12b. - Ist alternativ die primäre leistungselektronische Schaltung 62a oder die sekundärseitige leistungselektronische Schaltung 62b bspw. als leistungselektronische Schaltung 10 ausgeführt, so können die Schalter S12 und S21, die Schalter S14 und S23, die Schalter S32 und S41 und/oder die Schalter S34 und S43 als ein gemeinsamer Schalter ausgeführt sein. Der gemeinsame Schalter kann eine höhere Sperrspannung aufweisen, als die einzelnen Schalter. Die Sperrspannung kann in einem Bereich von ca. 100 V bis 1700 V liegen.
- In anderen Worten ist die primärseitige Anordnung dupliziert und stellt einen sekundärseitigen Schaltungsteil dar. Die jeweiligen primärseitigen Übertragerwicklungen L1P und L2P sind mit den sekundärseitigen Übertragerwicklungen L1S und L2S magnetisch gekoppelt.
Fig. 6 zeigt ein schematisches Schaltbild eines leistungselektronischen Energieübertragers 60, der die primärseitige leistungselektronische Schaltung 62a und die sekundärseitige leistungselektronische Schaltung 62b aufweist, die miteinander verschaltet sind, wie es für den leistungselektronischen Energieübertrager 50 beschrieben ist. Die Anschlüsse der zweiten Tore der leistungselektronischen Schaltungen 62a und 62b sind der Einfachheit halber nicht dargestellt. Die zweiten Anschlüsse der jeweiligen ersten (elektrischen) Tore weisen ein gemeinsames Bezugspotential auf. Das gemeinsame Bezugspotential wird über eine elektrische Verbindung 66 erhalten, die die zweiten Anschlüsse der jeweiligen ersten Tore galvanisch mit einander verbindet. Alternativ kann die elektrische (galvanische) Verbindung 66 auch an einer anderen Stellt mittels einer Verschaltung der primärseitigen leistungselektronischen Schaltung 62a und der sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltung 62b erhalten werden, etwa über eine Verbindung (Verschaltung) der weiteren Knoten der Paralleläste oder durch eine Verbindung (Verschaltung) der Paralleläste 26'a, 26'b, 34'a und 34'b an den jeweils den ersten Knoten der Paralleläste 26'a, 26'b, 34'a und 34'b abgewandten Anschlüssen der Schalter S11, S13, S31 und S33 erhalten werden. - Die elektrische Verbindung 66 ermöglicht die Verwendung des leistungselektronischen Energieübertragers 60 als nicht isolierenden Wandler bezüglich der jeweiligen ersten (elektrischen) Tore mit den Klemmenspannungen U1 bzw. U2 In anderen Worten wird ein Einsatz als nicht isolierender Wandler durch Verbindung der Bezugspotentiale von Primärseite 62a und Sekundärseite 62b ermöglicht.
- In anderen Worten können als Eingangs- und Ausgangsklemmen des leistungselektronischen Energieübertragers 60 die jeweiligen elektrischen -Anschlüsse (ersten Tore 12a und 12b) verwendet werden.
- Ferner kann parallel zu den Parallelästen 26'a und 34'a und/oder parallel zu den Parallelästen 26'b und 34'b ein Kondensator verschaltet sein, etwa der Kondensator C10.
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Fig. 7 zeigt ein schematisches Schaltbild eines leistungselektronischen Energieübertragers 70, der gegenüber dem leistungselektronischen Energieübertrager 60 drei sekundärseitige leistungselektronische Schaltungen 62b, 62c und 62d aufweist. Eine primärseitige leistungselektronische Schaltung 62'a entspricht der primärseitigen leistungselektronischen Schaltung 62a des leistungselektronischen Energieübertragers 50 und weist ferner zwei weitere Tore auf. An jedem der weiteren Tore ist eine weitere sekundärseitige leistungselektronische Schaltung 62c bzw. 62d mit der leistungselektronischen Schaltung 62'a verschaltet. Eine Übertragerspule L12P ist zwischen den ersten Knoten 28 und den ersten Knoten 36 verschaltet und magnetisch mit einem ersten Anschluss 68a gekoppelt. Eine Übertragerspule L22P ist zwischen die zweiten Knoten 32 und 38 verschaltet und magnetisch mit einem zweiten Anschluss 72a gekoppelt. Der erste Anschluss 68a und der zweite Anschluss 72a bilden ein erstes weiteres magnetisches Tor, das mit dem zweiten magnetischen Tor der leistungselektronischen Schaltung 62c magnetisch gekoppelt (verbunden) ist. Das bedeutet, ein erster Anschluss 22c des zweiten Tores der sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltung 62c ist mit dem Anschluss 68a verbunden und ein zweiter Anschluss 24c des zweiten Tores der sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltung 62c ist mit dem Anschluss 72a verbunden. - Eine Übertragerspule L11P ist parallel zu der Übertragerspule L13P und parallel zu der Übertragerspule L12P mit den ersten Knoten 28 und 36 verschaltet. Die Übertragerspule L11P ist magnetisch mit einem ersten Anschluss 68b eines zweiten weiteren Tores gekoppelt. Eine Übertragerspule L21P ist parallel zu den Übertragerspulen L23P und L22P mit den zweiten Knoten 32 und 38 verschaltet und magnetisch mit einem zweiten Anschluss 72b des zweiten weiteren Tores gekoppelt. Die dritte sekundärseitige leistungselektronische Schaltung 62d ist an einem ersten magnetischen Anschluss 22d und einem zweiten magnetischen Anschluss 24d des zweiten magnetischen Tores mit dem zweiten weiteren magnetischen Tor der primärseitigen leistungselektronischen Schaltung 62'a magnetisch gekoppelt (verbunden). Das bedeutet, der erste Anschluss 22d des zweiten Tores ist mit dem ersten Anschluss 68b magnetisch gekoppelt (verschaltet). Ferner ist der zweite Anschluss 24d des zweiten Tores mit dem zweiten Anschluss 72b magnetisch verkoppelt (verschaltet).
- In anderen Worten sind die sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltungen 62b, 62c und 62d parallel zueinander mit der primärseitigen leistungselektronischen Schaltung 62'a magnetisch verkoppelt (verschaltet). Alternativ können auch mehrere primärseitige leistungselektronische Schaltungen mit einem oder mehreren sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltungen verschaltet werden.
- Dies ermöglicht eine Realisierung eines mehrphasigen leistungselektronischen Energieübertragers (etwa eines galvanisch trennenden Multiport DC/DC-Wandlers) durch Parallelschaltung und Verschaltung mehrerer sekundärseitiger Schaltungsteile mit nur einem primärseitigen Schaltungsteil. Das bedeutet, dass bei einem Anlegen der Spannung U 1 eine Spannung U 21 an dem ersten Tor der leistungselektronischen Schaltung 62b, eine Spannung U 22 an dem ersten Tor der leistungselektronischen Schaltung 62c und/oder eine Spannung U 23 an dem ersten Tor der leistungselektronischen Schaltung 62d abgreifbar ist. Ferner kann eine angelegte Spannung U 21, U 22 und/oder U 23 zu einer resultierenden Spannung U 1 führen. Die Spannungen U 21, U 22 und U 23 können, bei einer angelegten Spannung U 1, gleiche oder voneinander verschiedene Werte aufweisen, wobei dies auch dadurch beeinflusst sein kann, ob die Übertragespulen L11P, L12P, L13P, L21P, L22P, L23P der Primärseite und/oder der Sekundärseite gleiche oder voneinander verschiedene Werte aufweisen. Ferner können die Übertragerspulen L1a, L2a, L3a, L4a, L1b, L2b, L3b und/oder L4b gleiche oder von einander verschiedene Induktivitätswerte aufweisen. Ferner können die Übertragerspulen L3a, L3b, L4a und/oder L4b der sekundärseitigen Leistungselektronischen Schaltungen 62b, 62c und/oder 62d von einander verschiedene oder alternativ gleiche Induktivitätswerte aufweisen.
- Parallel zu den Parallelästen der leistungselektronischen Schaltung 62d ist der Kondensator C10 verschaltet. Alternativ oder zusätzlich kann ein Kondensator auch parallel zu den Parallelästen der leistungselektronischen Schaltungen 62'a, 62b und/oder 62c verschaltet sein.
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Fig. 8 zeigt ein schematisches Schaltbild eines leistungselektronischen Energieübertragers 80, der als Frequenzumrichter betrieben werden kann. - Die primärseitige leistungselektronische Schaltung 62'a ist mit den sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltungen 62b, 62c und 62d verschaltet, wie es für den leistungselektronischen Energieübertrager 70 beschrieben ist. Alternativ kann auch eine andere Anzahl von leistungselektronischen Schaltungen angeordnet sein.
- Zwischen den ersten Anschluss 14a des primärseitigen ersten Tores und einen ersten Anschluss 14b des ersten Tores der leistungselektronischen Schaltung 62b ist eine Koppelspule 74a, gekennzeichnet durch die Beschriftung L11M verschaltet. Zwischen den zweiten Anschluss 16a des ersten Tores der primärseitigen leistungselektronischen Schaltung 62'a und einen zweiten Anschluss 16b des ersten Tores der leistungselektronischen Schaltung 62b ist eine Koppelspule 74b, gekennzeichnet durch die Bezeichnung L12M, verschaltet. Das erste Tor der weiteren sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltung 72c weist einen ersten Anschluss 14c und einen zweiten Anschluss 16c auf. Ferner weist das erste Tor der zweiten weiteren leistungselektronischen Schaltung 62d einen ersten Anschluss 14d und einen zweiten Anschluss 16d auf. Zwischen den ersten Anschluss 14a (Primärseite) und den ersten Anschluss 14c (weitere Sekundärseite) ist eine Koppelspule 76a, gekennzeichnet durch L21M, verschaltet. Zwischen den zweiten Anschluss 16a (Primärseite) und den zweiten Anschluss 16c (weitere Sekundärseite) ist eine Koppelspule 76b, gekennzeichnet durch die Bezeichnung L22M, verschaltet. Ferner ist zwischen den ersten Anschluss 14a (Primärseite) und den ersten Anschluss 14d (zweite weitere Sekundärseite) eine Koppelspule 78a, gekennzeichnet durch die Bezeichnung L31M, und zwischen den zweiten Anschluss 16a (Primärseite) und den zweiten Anschluss 16d (zweite weitere Sekundärseite) eine Koppelspule 78b, gekennzeichnet durch die Bezeichnung L32M, verschaltet. Der leistungselektronische Energieübertrager 80 kann vorteilhaft mittels einer Spannung U1 am elektrischen ersten Tor der Schaltung 62'a gespeist werden.
- Bspw. sind die Koppelspulen 74a, 74b eine Wicklungen einer ersten Phase einer elektrischen Maschine. Bspw. sind die Koppelspulen 76a und 76b eine Wicklungen einer zweiten Phase einer elektrischen Maschine. Bspw. sind die Koppelspulen 78a und 78b Wicklungeneiner dritten Phase einer elektrischen Maschine. Die elektrische Maschine kann beispielsweise ein Elektromotor sein. Das bedeutet, dass die Koppelspulen 74a und 74b eine erste Motorwicklung, die Koppelinduktivität 76a und 76b eine zweite Motorwicklung und die Koppelinduktivität 78a und 78b eine dritte Motorwicklung sein können. Alternativ kann eine an den leistungselektronischen Energieübertrager 80 angeschlossene elektrische Maschine auch eine, zwei vier oder mehr Phasen aufweisen. Eine Anzahl von sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltungen kann der Anzahl der Phasen der elektrischen Maschine entsprechen.
- In anderen Worten zeigt
Fig. 8 eine Realisierung eines leistungselektronischen Energieübertragers als Umrichter bzw. als einen Motor-Umrichter, in dem mehrere sekundäre Schaltungsteile mit nur einem primärseitigen Schaltungsteil über die Motorwicklung verbunden werden. Bei dieser Ausgestaltung eines Umrichters ist vorteilhaft, dass die an den jeweiligen ersten (elektrischen) Toren angeschlossenen Motorwicklungen mit Spannungen und Strömen gespeist werden, welche reduzierte oder eliminierte Gleich- und Gegentaktstörungen aufweisen. - Parallel zu den Parallelästen einer oder mehrere leistungselektronischer Schaltungen 62'a, 62b, 62c und/oder 62d kann ein Kondensator, etwa der Kondensator C10 verschaltet sein.
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Fig. 9 zeigt ein schematisches Schaltbild eines leistungselektronischen Energieübertragers 90, bei dem die Primärseite aus der leistungselektronischen Schaltung 40 und die Sekundärseite aus der leistungselektronischen Schaltung 20 gebildet ist. - Der leistungselektronische Energieübertrager 90 weist ferner eine Steuerung 58' auf, die mit der leistungselektronischen Schaltung 20 und der leistungselektronischen Schaltung 40 verbunden und ausgebildet ist, um ein Schaltverhalten der Schalter der leistungselektronischen Schaltungen 20 und 40 zu steuern, so dass ein Verhältnis zwischen einer angelegten Spannung U1 und einer abgreifbaren Spannung U2 bzw. einer angelegten Spannung U2 und einer abgreifbaren Spannung U1 steuerbar ist.
- Wird die Eliminierung der Gegentakt- und Gleichtaktstörungen nur auf einer Schaltungsseite benötigt (Primärseite oder Sekundärseite), so kann alternativ oder zusätzlich der sich bildende Resonanzkreis aus Kondensator (C5 bzw. C6) und Übertragerinduktivität L1P bzw. L2P einschließlich interner und/oder externer Streuinduktivität zur Beeinflussung der Steuerbarkeit auch mittels Variation der Schaltfrequenz verwendet werden. Die Schalter der Sekundärseite können dabei auch lediglich als passive oder aktive Gleichrichter verwendet werden.
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Fig. 10 zeigt ein schematisches Schaltbild eines leistungselektronischen Energieübertragungssystems 100, das drei leistungselektronische Energieübertrager 60a, 60b und 60c mit primärseitigen leistungselektronischen Schaltungen 62a, 62c und 62e und sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltungen 62b, 62d und 62f aufweist. Die primärseitige leistungselektronische Schaltung 62a ist mit der sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltung 62b magnetisch gekoppelt (verschaltet) und bildet den leistungselektronischen Energieübertrager 60a. Die primärseitige leistungselektronische Schaltung 62c ist mit der sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltung 62d verschaltet und bildet den leistungselektronischen Energieübertrager 60b. Die primärseitige leistungselektronische Schaltung 62e ist mit der sekundärseitige leistungselektronischen Schaltung 62f verschaltet und bildet den leistungselektronischen Energieübertrager 60c. Die jeweils zweiten Anschlüsse des ersten Tores der primärseitigen leistungselektronischen Schaltungen 62a, 62c und 62e sind miteinander verbunden, d.h. miteinander verschaltet und weisen ein gemeinsames Potential, etwa ein Bezugspotential (Masse, bzw. engl.: Ground-GND oder N) auf. - Die ersten Anschlüsse der ersten Tore der sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltungen 62b, 62d und 62f sind miteinander verschaltet und weisen ein gemeinsames Potential (DC4) auf. Die zweiten Anschlüsse der sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltungen 62b, 62d und 62f sind ebenfalls miteinander verschaltet und weisen ein gemeinsames Potential (DC5) auf.
- Wird beispielsweise die Wechselspannungsquelle 56 über die Schalter ST1, ST2, ST3 und ST4, wie es in
Fig. 3 beschrieben ist, mit dem ersten Tor der primärseitigen leistungselektronischen Schaltung 62a verschaltet, so kann basierend auf einer Ansteuerung der Schalter der leistungselektronischen Energieübertrager 60a an den ersten Anschlüssen des ersten Tores der sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltung 62b eine Gleichspannung DC4 abgreifbar sein. Alternativ oder zusätzlich kann an dem ersten Tor der leistungselektronischen Schaltung 62c eine Wechselspannung L2 und/oder eine Gleichspannung DC2 anlegbar sein und/oder an der leistungselektronischen Schaltung 62e eine Wechselspannung L3 und/oder eine Gleichspannung DC3 anlegbar sein. Basierend auf einer Verschaltung der ersten Tore der leistungselektronischen Schaltungen 62b, 62d und/oder 62f kann alternativ oder zusätzlich zu der Gleichspannung DC4 eine Gleichspannung DC5 und/oder DC6 an den entsprechenden ersten Toren abgreifbar sein. In anderen Worten zeigtFig. 10 mit der zusätzlichen Gleich- bzw. Wechselrichterschaltung am ersten Tor der Schaltung 62a einen AC/DC bzw. DC/AC-Wandler zwischen der Wechselspannungsquelle 56 und dem elektrischen Ein- bzw. Ausgang des ersten Tores des sekundären Schaltungsteils 62b. Ferner kann das Energieübertragungssystem 100 durch Hinzunahme weiterer Gleich- bzw. Wechselrichterschaltungen (analog zur exemplarischen Darstellung für Schaltung 62a) für die Schaltungen 62c und 62e zu einem dreiphasigen AC/DC bzw. DC/AC Wandler erweitert werden. Derartige Energieübertragungssysteme können z.B. für uni- bzw. bidirektional arbeitende Ladegeräte für Elektrofahrzeuge im Leistungsbereich von ca. 11k W bis 22 kW einsetzbar sein.. - Alternativ oder zusätzlich können auch eine oder mehrere leistungselektronische Schaltungen an den ersten Toren mit einander verschaltet sein und ausgebildet sein, um eine elektrische Spannung an den zweiten Toren bereitzustellen oder mit einer oder mehreren Spannungs- oder Stromquellen verschaltet zu werden.
- Mittels einer beliebigen Verschaltung mehrerer leistungselektronischer Systeme für AC/DC oder DC/AC-Anwendungen, ggf. mit zusätzlichen Gleich- bzw. Wechselrichterschaltungen, der Verschaltung der Wechselspannungsquelle 56 mit den Schaltern ST1, ST2, ST3 und ST4, können beliebige, d.h. mit unterschiedlich parallel oder in Reihe verschalteten leistungselektronischen Schaltungen 10, 20, 30, 40, leistungselektronischen Energieübertragungssysteme 100 realisiert werden.
- Obwohl das leistungselektronische Energieübertragungssystem 100 so beschrieben wurde, dass die Wechselspannungsquelle 56 mittels der Brückenschaltung umfassend die Schalter ST1, ST2, ST3 und ST4 mit dem elektrischen ersten Tor der ersten leistungselektronischen Schaltung 62a des leistungselektronischen Energieübertragers 60a verschaltet ist, kann alternativ auch eine Wechselspannungsquelle direkt, d. h. ohne eine Brückenschaltung mit dem jeweils elektrischen ersten Tor der leistungselektronischen Schaltungen 62a, 62c und/oder 62e verschaltet werden. Beispielsweise kann eine erste Phase (L1) eines dreiphasigen Wechsel- bzw. Drehspannungsnetzes mit einem der Anschlüsse des elektrischen ersten Tores der leistungselektronischen Schaltung 62a verbunden werden. Eine zweite Phase (L2) kann mit einem Anschluss des ersten Tores der leistungselektronischen Schaltung 62c verbunden werden. Eine dritte Phase (L3) kann mit einem Anschluss des ersten Tores der leistungselektronischen Schaltung 62e verbunden werden. Die jeweils anderen Anschlüsse der elektrischen ersten Tore der leistungselektronischen Schaltungen 62a, 62c und/oder 62e können mit einander verschaltet werden und mit einem Potential N bzw. GND (Masse) des Wechselspannungsnetzes verbunden werden. Alternativ oder zusätzlich kann die Sekundärseite (leistungselektronische Schaltungen 62b, 62d und/oder 62f) in gleicher Weise verschaltet werden. Alternativ können die zweiten leistungselektronischen Schaltungen 62e bzw. 62b, 62d und/oder 62f parallel zu einander verschaltet werden und, wie es für die Potentiale DC4 und DC5 gezeigt ist, einen gemeinsamen Potentialabgriff bereitstellen. Alternativ können die jeweils anderen Anschlüsse der elektrischen ersten Tore der leistungselektronischen Schaltungen 62a, 62c und/oder 62e können mit einander verschaltet und ein beliebiges anderes Potential aufweisen, d. h. eine Kopplung mit dem Potential N bzw. GND kann entfallen.
- Ein derart verschaltetes leistungselektronisches Energieübertragungssystem kann, basierend auf einer Ansteuerung der leistungselektronischen Schaltungen 62a-f direkt als AC/DC, DC/AC oder als AC/AC-Wandler betrieben werden, etwa als Wechselrichter oder Umrichter für elektrische Motoren.
- In anderen Worten zeigt
Fig. 10 eine Verschaltung mehrerer leistungselektronischer Systeme für eine AC/DC oder eine DC/AC-Umsetzung. Das leistungselektronische System kann zusätzlich auf der Primärseite oder einer Sekundärseite mit zusätzlichen Gleich- bzw. Wechselrichterschaltungen (aktiv/passiv, Einweg/Vollweg) ausgestattet oder verschaltet werden, um einen AC/DC, einen DC/AC oder einen AC/AC-Wandler zu realisieren. Das leistungselektronische Energieübertragungssystem 100 zeigt ein mehrphasiges AC/DC, DC/AC-System. Die ersten und/oder zweiten leistungselektronischen Schaltungen 62a, 62c und/oder 62e bzw. 62b, 62d und/oder 62f können jeweils parallel zu einander verschaltet werden. -
Fig. 11 zeigt ein schematisches Schaltbild eines leistungselektronischen Energieübertragers 110, dessen Primärseite mit einer leistungselektronischen Schaltung 20a und dessen Sekundärseite mit einer leistungselektronischen Schaltung 20b ausgeführt ist. Die leistungselektronischen Schaltungen 20a und 20b entsprechen der leistungselektronischen Schaltung 20. - In anderen Worten zeigt
Fig. 11 eine Serienschaltung von primärseitiger und sekundärseitiger Übertragerspulen mit Kondensatoren. Alternativ kann auch lediglich die Primärseite oder die Sekundärseite Kondensatoren aufweisen und/oder lediglich zwischen den ersten Knoten oder zwischen den zweiten Knoten verschaltet sein. Vorteilhaft an der inFig. 11 dargestellten Ausgestaltung ist, dass durch die Kondensatoren C1 bis C4 die Ströme in den Übertragerspulen stets Gleichstromfrei sind, d.h. eventuell notwendige zusätzliche Maßnahmen zur Sicherstellung der Gleichstromfreiheit entfallen können. Zudem können die Eigenschaften der sich bildenden Resonanzkreise für eine Steuerung der Arbeitspunkte (Spannungen und Ströme an den jeweiligen ersten elektrischen Toren) mittels einer Variation der Schaltfrequenz der für die Schalter anzulegenden Pulsmuster genutzt werden. Alternativ kann bezüglich der Paralleläste der leistungselektronischen Schaltungen 26a und/oder 20b ein Kondensator verschaltet sein, etwa der Kondensator C10. -
Fig. 12 zeigt ein schematisches Schaltbild eines leistungselektronischen Energieübertragers 120 mit einer leistungselektronischen Schaltung 82a auf der Primärseite und einer leistungselektronischen Schaltung 82b auf der Sekundärseite. Die leistungselektronischen Schaltungen 82a und 82b sind funktionsmäßig gleich aufgebaut. Die Paralleläste der leistungselektronischen Schaltungen 82a und 82b weisen je vier Schalter auf, wie es für die leistungselektronische Schaltung 20 beschrieben ist. - Zwischen den ersten Knoten 28 und 36 sind symmetrisch um den ersten Anschluss 14 des ersten Tores die Spulen L1a und L1b verschaltet. Zwischen der Spule L1a und dem ersten Anschluss 14 ist eine magnetisch gekoppelte Spule L1Pa verschaltet und zwischen dem ersten Anschluss 14 und der Spule L1b ist eine magnetisch gekoppelte Spule L1Pb verschaltet. Zwischen die Spule L2a und dem zweiten Anschluss 16 des ersten Tores ist eine magnetisch gekoppelte Spule L2Pa verschaltet. Ferner ist zwischen dem zweiten Anschluss 16 und dem zweiten Knoten 38 eine magnetisch gekoppelte Spule L2Pb in Serie zu der Spule L2b verschaltet. Im Gegensatz zu der Verschaltung der magnetisch gekoppelten Spulen L1 bzw. L2 parallel zu den Induktivitäten L1a und L1b bzw. L2a und L2b, wie es bspw. für die leistungselektronische Schaltungen 10, 20, 30 oder 40 beschrieben ist, erfolgt die magnetische Kopplung des ersten Anschlusses 22a bzw. des zweiten Anschlusses 22b des zweiten (magnetischen) Tores über die beiden magnetisch gekoppelten Spulen L1Pa und L1Pb bzw. L2Pa und L2Pb.
- Die sekundärseitige leistungselektronische Schaltung 82b weist funktionsmäßig einen gleichen Aufbau auf, so dass zwischen die Anschlüsse 14 bzw. 16 und die ersten bzw. zweiten Knoten der Paralleläste magnetisch gekoppelte Spulen L1Sa und L1Sb bzw. L2Sa und L2Sb verschaltet sind. Die magnetisch gekoppelten Spulen L1Pa, L1Pb, L1Sa und L1Sb sowie die magnetisch gekoppelten Spulen L2Pa, L2Pb, L2Sa und L2Sb weisen jeweils einen gemeinsamen Kern auf und sind jeweils gegenphasig an dem gemeinsamen Kern angeordnet.
- Der leistungselektronische Energieübertrager ist ausgebildet, um Gleich- und Gegentaktstörungen zwischen den beiden ersten Toren zu reduzieren.
- Vorteilhaft an diesem Ausführungsbeispiel ist, dass, falls lediglich eine Reduzierung der Gleichtaktstörungen ausreichend ist, die zusätzlichen primärseitigen und sekundärseitigen Übertragerwicklungen auch in Serie zu den primärseitigen und sekundärseitigen Spulen verschaltet werden können. Zudem können die Spulen L1a, L1b, L2a, L2b, L3a, L3b, L4a, L4b bei entsprechend ausgelegter Kopplung der magnetisch gekoppelten Spulen L1Pa, L1Pb, L1Sa, L1Sb bzw. L2Pa, L2Pb, L2Sa, L2Sb durch deren Streuinduktivitäten ausgebildet (d.h. integriert) sein. Hierdurch ist es möglich, alle Spulen mit zwei oder sogar nur einem magnetischen Kern auszuführen. Dies ermöglicht eine weitere Einsparung bezüglich Gewicht, Kosten und Bauraum.
- In anderen Worten zeigt
Fig. 12 eine Realisierung eines leistungselektronischen Energieübertragers mit in Serie verschalteten Übertragerwicklungen als 2-Kern-Lösung bei reduzierten Gegentakt- (engl. differential mode - DM) Störungen und in ersten Näherung eliminierten Gleichtaktstörungen. Für die magnetischen Speisung der magnetischen zweiten Tore der leistungselektronischen Schaltung auf der Primärseite und der leistungselektronischen Schaltung auf der Sekundärseite werden keine zusätzlichen Spulen benötigt. Anstatt dessen werden die Spulen an den ersten und zweiten Anschlüssen der jeweils elektrischen ersten Tore entsprechend magnetisch miteinander gekoppelt. -
Fig. 13 zeigt ein schematisches Schaltbild eines leistungselektronischen Energieübertragers 130 mit einer primärseitigen leistungselektronischen Schaltung 82'a und einer sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltung 82'b. Die leistungselektronischen Schaltungen 82'a und 82'b sind funktionsmäßig gleich aufgebaut und weisen gegenüber den leistungselektronischen Schaltungen 82a und 82b einen gemeinsamen Kern für die Spulen L1Pa, L1Pb, L2pa, L2Pb, L1Sa, L1Sb, L2Sa und L2Sb auf. Der leistungselektronische Energieübertrager 130 kann als 1-Kern-Lösung bei reduzierten Gegentaktstörungen und in erster Näherung eliminierten Gleichtaktstörungen bezeichnet werden. - Eine Reihenfolge der Spulenelemente entlang einer Serienschaltung ist in vorangegangenen Ausführungsbeispielen lediglich beispielhaft dargestellt. Es versteht sich, dass eine Reihenfolge von induktiven bzw. kapazitiven Elementen entlang einer Serienschaltung variierbar bzw. veränderlich ist und eine Funktion der jeweiligen Schaltung dabei beibehalten werden kann.
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Fig. 14 zeigt ein beispielhaftes Diagramm eines Ansteuerverhaltens einer leistungselektronischen Schaltung oder eines leistungselektronischen Energieübertragers, beispielsweise des leistungselektronische Energieübertragers 50. Der leistungselektronische Energieübertrager 50 kann beispielsweise mit der Steuerung 58 oder der Steuerung 58' gekoppelt sein, so dass die Steuerung 58 oder 58' ausgebildet ist, um die Schalter des leistungselektronischen Energieübertragers 50 zu steuern. Wie bereits erläutert, können, wenn die Paralleläste der leistungselektronischen Schaltungen vier Schalter aufweisen, die Schalter S12 und S21 gleichzeitig geschaltet werden. Ferner können die Schalter S14 und S23 gleichzeitig geschaltet werden. Die Schalter S32 und S41 sowie die Schalter S34 und S43 können ebenso gleichzeitig geschaltet werden. Dies ist beispielsweise inFig. 2 für die leistungselektronische Schaltung 20 als Zusammenfassung der Schalter S12 und S21 zu einem Schalter S1 bzw. der Schalter S14 und S23 zu einem Schalter S2 dargestellt. Gleichermaßen können die Schalter S32 und S41 zu einem Schalter S3 und die Schalter S34 und S43 zu einem Schalter S4 zusammengefasst werden. - Weisen die Paralleläste drei Schalter auf, so kann der Schalter S1 beispielsweise durch den Schalter S12 implementiert sein, wie es für die leistungselektronische Schaltung 10 beschrieben ist. Alternativ kann der Schalter S1 auch durch den Schalter S21 implementiert werden. Gleichermaßen kann der Schalter S2 durch den Schalter S14 oder den Schalter S23, der Schalter S3 durch den Schalter S31 oder den Schalter S41 und der Schalter S4 durch den Schalter S34 oder den Schalter S43 implementiert werden.
- Der leistungselektronische Energieübertrager 50 wird mittels der Ansteuerung, wie sie in
Fig. 14 dargestellt ist, so betrieben, dass durch entsprechendes exaktes gleichzeitiges Schalten der entsprechend zur DC-Potentiallinie symmetrisch liegenden Schalter, die Gleichtaktstörungen an den entsprechenden ersten (elektrischen) Toren anliegenden Spannungen und Ströme näherungsweise eliminiert sind und durch entsprechendes exaktes um 180° phasenversetztes Takten der Paralleläste die Gegentaktstörungen an den entsprechenden ersten (elektrischen) Toren anliegenden Spannungen und Ströme näherungsweise eliminiert sind. Zur Bereitstellung beliebiger Arbeitspunkte (d.h. unterschiedlicher Spannungen und Ströme an den jeweiligen ersten Toren) erfolgt zudem ein Phasenversatz zwischen den die Primärseite steuernden Pulsmustern und den die Sekundärseite steuernden Pulsmustern. - Eine Abszisse des Graphen zeigt die Zeitachse. Eine Ordinate des Graphen zeigt eine normierte Achse mit Spannungswerten, die einen Wert von 0 für einen "aus"-Zustand und einen Spannungswert von 1 für einen "ein"-Zustand aufweisen.
- Eine Steuerung, beispielsweise die Steuerung 58 oder 58', ist ausgebildet, um vier Signalverläufe 84a, 84b, 84c und 84d an die Schalter anzulegen. Beispielsweise werden die Schalter S11, S22, S14 und S23 mittels des Signalverlaufs 84a angesteuert. Die Schalter S12, S21, S13 und S24 werden mittels des Signalverlaufs 84b angesteuert. Die Steuerung ist ferner ausgebildet, um die Schalter S31, S42, S34 und S43 mittels des Signalverlaufs 84c anzusteuern. Die Steuerung ist ferner ausgebildet, um die Schalter S32, S41, S33 und S44 mittels des Signalverlaufs 84d einzustellen.
- Die Steuerung ist ferner ausgebildet, um die Signalverläufe so zueinander einzustellen, dass die primärseitige Ansteuerung mittels der Signalverläufe 84a und 84b zu einem Zeitpunkt entweder für den Signalverlauf 84a oder den Signalverlauf 84b einen Wert von 1 aufweist. Dies kann auch so verstanden werden, dass, wenn der Signalverlauf 84a von einem Wert von 0 auf einen Wert von 1 wechselt, der Signalverlauf 84b zum Zeitpunkt des positiven Flankenwechsels im Signalverlauf 84a den Wert von 0 aufweist. Die Steuerung ist ausgebildet, um Fehlfunktionen, wie beispielsweise Kurzschlüsse, zu verhindern, indem primärseitig und sekundärseitig jeweils nur ein Signalverlauf 84a oder 84b bzw. 84c oder 84d einen Wert von 1 aufweist. Vor einem positiven Flankenwechsel, beispielsweise ein Wechsel von dem Wert 0 zu dem Wert 1 im Signalverlauf 84a, etwa zu den Zeitpunkten t1 oder t1', weist der Signalverlauf 84b, etwa zu einem Zeitpunkt t2 eine negative Signalflanke, einen Wechsel von einem Signalwert 1 auf einen Signalwert 0 auf. Eine zeitliche Differenz zwischen den Zeitpunkten t2 und t1' kann als Totzeit verstanden werden, da beide Signalverläufe 84a und 84b bzw. 84c und 84d den Wert 0 aufweisen.
- Ein Phasenversatz ϕ bezeichnet einen zeitlichen Versatz zwischen dem Zeitpunkt t1 und einem Zeitpunkt t3, wobei der Zeitpunkt t3 durch einen positiven Flankenwechsel mit einem Wechsel von dem Signalwert 0 auf den Signalwert 1 des Signalverlaufs 84c beeinflusst ist. Der Phasenversatz bestimmt ein Maß an Energie, das von der Primärseite zur Sekundärseite (bzw. umgekehrt) übertragen wird, das bedeutet zwischen den jeweiligen ersten Toren eines leistungselektronischen Energieübertragers übertragen werden kann. Der Phasenversatz ϕ kann alternativ oder zusätzlich einen Phasenversatz zwischen den Signalverläufen 84a und 84c bzw. den Signalverläufen 84b und 84d beschreiben.
- Der Signalverlauf 84a weist einen Takt T1, der Signalverlauf 84b einen Takt T2, der Signalverlauf 84c einen Takt T3 und der Signalverlauf 84d einen Takt T4 auf. Die Takte T1 bis T4 können von einander verschieden sein und eine gemeinsame oder gleiche Zeitbasis aufweisen. Vorzugsweise sind die Takte T1 bis T4 exakt oder in einem geringen Takt-Toleranzberiech gleich. Der Takt-Toleranzbereich kann bspw. 1 %, 5 % oder 10 % der Taktdauer eines der Takte aufweisen. Ferner können die Signalverläufe 84a-d einen von einander verschiedenen Tastgrad (engl. duty cycle) aufweisen. Vorzugsweise ist der Tastgrad der Signalverläufe 84a-d gleich und beträgt bspw. abzüglich der Hälfte einer Zeitdauer der Totzeit ttot oder einer gesamten Zeitdauer der Totzeit ttot 50 %. Gleiche Tastgrade von 50 % und gleiche Takte, die zwischen den Signalverläufen 84a und 84b bzw. zwischen 84c und 84d einen Zeitversatz (Phasenversatz) einer halben Taktdauer (Phasenversatz = 180°) aufweisen ermöglichen eine theoretisch vollständige Eliminierung von Gegen- und Gleichtaktstörungen. Der Phasenversatz kann innerhalb eines Phasentoleranzbereichs 180° betragen, etwa zumindest teilweise basierend auf einer sequentiellen Abarbeitung von Steuerbefehlen einer Steuerung, die ausgebildet ist, um manche oder alle der Schalter (sequentiell) zu steuern. Der Phasentoleranzbereich kann bspw. 1 %, 5 % oder 10 % betragen. Abweichungen zwischen Taktdauern, Tastgraden und/oder Zeitversatz ermöglichen eine Funktionalität, bspw. unter Verwendung ungenauerer (ggf. günstigerer) Bauelemente bei dafür verringerter Störungsreduktion.
- In anderen Worten zeigt
Fig. 14 , dass die Steuerung 58 oder 58' (Energieübertragersteuerung) mittels der vier Signalverläufe 84a sowie 84b für die Schaltelemente auf der Primärseite und 84c sowie 84d für die Sekundärseite realisierbar ist. Hierbei ist darauf geachtet, dass entsprechende Totzeiten ttot, die inFig. 14 lediglich schematisch dargestellt sind, zwischen den Signalen 84a und 84b als auch zwischen 84c und 84d eingehalten werden. Zudem zeigtFig. 14 den Phasenversatz ϕ zwischen den Signalverläufen der Primärseite und der Sekundärseite zur Realisierung der Steuerbarkeit von Ausführungsbeispielen. Die Totzeiten ttot können auch einen Wert von 0 aufweisen, d.h., die Steuerung kann ausgebildet sein, um einen positiven bzw. negativen Flankenwechsel des Steuersignals 84a oder 84c gleichzeitig mit einem negativen bzw. positiven Flankenwechsel der Signalverläufe 84b oder 84d zu bewirken. Totzeiten ttot mit einem Wert von größer 0 ermöglichen eine Toleranz gegenüber Schaltverzögerungen der Schalter. - Es kann so ein getaktetes leistungselektronisches System erhalten werden, das als ein inhärent störungsarmer isolierender bidirektionaler DC/DC-Wandler mit geringen oder eliminierten Gegen- und Gleichtaktstörungen in allen Betriebspunkten betrieben werden kann).
- Ferner kann eine einfache Steuerbarkeit bei unterschiedlichen Betriebspunkten mittels des Phasenversatzes von Primärseite zu Sekundärseite umgesetzt werden. Mit Verweis auf
Fig. 5 sind alle Schaltungselemente des leistungselektronischen Energieübertragers 50 an der Prozessierung der Leistung beteiligt, das heißt keines der Schaltungselemente wirkt nur (ausschließlich) als Kompensationselement, was den Begriff der inhärenten störungsarmen Leistungselektronik begründet. - Dies kann auch so verstanden werden, dass eine Energieübertragersteuerung, etwa die Steuerung 58 oder 58', die mit der leistungselektronischen Schaltung verschaltet ist, ausgebildet ist, um einen Zustand der ersten Schalter S11 und S13, der zweiten Schalter S12 und/oder S21 (bzw. S1) und S14 und/oder S23 (bzw. S2) und der dritten Schalter S22 und S24 des ersten und des zweiten Parallelastes der primärseitigen und der sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltung zu steuern. Die Energieübertragersteuerung ist ausgebildet, um den Zustand des ersten und des dritten Schalters S11 und S22 des ersten Parallelastes der primärseitigen leistungselektronischen Schaltung und den Zustand des zweiten Schalters S14 und/oder S23 bzw. S2 zu einem ersten Zeitpunkt t1 zu steuern. Die Energieübertragersteuerung ist ferner ausgebildet, um den Zustand des zweiten Schalters S1 bzw. S12 und/oder S21 des ersten Parallelastes der primärseitigen leistüngselektronischen Schaltung und den Zustand des ersten und des dritten Schalters S13 und S24 des zweiten Parallelastes der primärseitigen leistungselektronischen Schaltung zu einem zweiten Zeitpunkt t2 zu steuern. Die Energieübertragersteuerung ist ferner ausgebildet, um den Zustand des ersten und des dritten Schalters S31 und S42 des ersten Parallelastes der sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltung und den Zustand des zweiten Schalter S34 und/oder S43 bzw. S4 des zweiten Parallelastes der sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltung zu einem dritten Zeitpunkt t3 zu steuern. Zu einem vierten Zeitpunkt t4 ist die Energieübertragersteuerung ausgebildet, um den Zustand des zweiten Schalters S3 bzw. S32 und/oder S41 des zweiten Parallelastes der sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltung zu steuern.
- Ein zeitlicher Abstand ϕ z.B. zwischen dem ersten Zeitpunkt t1 und dem dritten Zeitpunkt t3 oder zwischen dem zweiten Zeitpunkt t2 und dem vierten Zeitpunkt t4 stellt ein Maß für einen Anteil der elektrischen Energie dar, der von dem ersten Tor der primärseitigen leistungselektronischen Schaltung zu dem ersten Tor der sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltung (oder umgekehrt) übertragen wird, wenn eine elektrische Spannung an das erste Tor der primärseitigen und/oder sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltung angelegt wird. Mittels einer Variation des Phasenversatzes ϕ kann ein veränderlicher Betriebspunkt der mittels der Steuerung angesteuerten Schaltung eingestellt werden.
- In anderen Worten werden zur Steuerung der aus dem primären und sekundären Schaltungsteil bestehenden getakteten Schaltung die Schalter der Primärseite und der Sekundärseite so getaktet, dass ein Phasenversatz zwischen dem primären und sekundärseitigen Schaltungen auftritt.
- Obwohl
Fig. 14 beispielhaft im Zusammenspiel mit dem leistungselektronischen Energieübertrager 50 beschrieben wurde, versteht es sich, dass alternativ oder zusätzlich eine oder mehrere leistungselektronische Schaltungen 10, 20, 30 oder 40, einer oder mehrere leistungselektronische Energieübertrager 50, 60, 70, 90, 80, 110, 120 oder 130 und/oder ein oder mehrere leistungselektronische Energieübertragungssysteme 100 ansteuerbar sind. Die schematische Darstellung der Zeitpunkte t1 und t3 zu Zeiten einer steigenden Flanke der Signale 84a bzw. 84c bzw. der der Zeitpunkte t2 und t4 zu Zeiten einer fallenden Flanke der Signalverläufe 84b bzw. 84d ist lediglich exemplarisch zu verstehen. Es versteht sich, dass insbesondere bei Tastgraden von 50 % eine Beschreibung der Signalverläufe auch bezüglich der jeweils anderen Flanke (fallend bzw. steigend) möglich ist, bzw. dass eine entsprechende Steuervorrichtung ausgebildet ist, die jeweiligen Schalter auch zu Zeitpunkten der jeweils anderen Flanke zu steuern. -
Fig. 15 zeigt ein schematisches Ergebnis einer exemplarischen Schaltungssimulation. In einem Simulationsergebnis 15-1 ist dargestellt, wie sich im Schaltmoment auf der Primärseite durch Überlagerung die entstehenden kapazitiven Verschiebungsströme kompensieren, welche für die Gleichtaktstörung verantwortlich sind. Das bedeutet, dass die am an einem ersten Tor auftretende Gleichtaktstörungen reduziert sind bzw. in erster Näherung eliminiert. Gleiches gilt auch für die Reduzierung bzw. in erste Näherung Eliminierung der Gleichtaktstörungen an einem ersten Tor der Sekundärseite. - In einem Simulationsergebnis 15-2 ist erkennbar, dass sich durch Überlagerung der phasenversetzten Ströme sowohl auf der Primärseite als auch auf der Sekundärseite die Stromwelligkeiten aufheben und daher lediglich geringe oder keine Gegentaktstörungen an den ersten (elektrischen) Toren auftreten.
- In anderen Worten zeigt
Fig. 15 ein exemplarisches Schaltungssimulationsergebnis zur Verdeutlichung des Prinzips der inhärenten störungsarmen leistungselektronischen Schaltung. - Die Simulation wurde durchgeführt für eine primärseitige Spannung von 300 V und einer Stromaufnahme von 43 A, die an der Sekundärseite auf eine Spannung von 83 V und eine abgreifbare Stromstärke mit einem Wert von 26 A übersetzt wurde. Es versteht sich, dass prinzipiell auch beliebige, in Abhängigkeit der Sperrfähigkeit und Stromtragfähigkeit der verwendeten Schalter, andere Spannungen und/oder Stromstärken an der Primärseite und/oder der Sekundärseite anlegbar bzw. einstellbar sind.
Vorangehend beschriebene inhärent störungsarme leistungselektronische Schaltungen, Energieübertrager oder Energieübertragungssysteme ermöglichen erstmalig für alle Arbeitspunkte eine Reduzierung bzw. in einer ersten Näherung eine Eliminierung der Gegentaktstörungen als auch der Gleichtaktstörungen sowohl an den Eingangsklemmen als auch an den Ausgangsklemmen. Damit ist es möglich, den Aufwand für zusätzlich notwendige EMV-Filter stark zu reduzieren, bzw. die Schaltung theoretisch sogar ohne EMV-Filter zu betreiben. Eine erfindungsgemäße Schaltung eröffnet damit insbesondere die Möglichkeit, die Leistungsfähigkeit neuer Leistungshalbleiter auf Basis von Siliziumcarbid (SiC) oder Galliumnitrid (GaN) vollständig auszunutzen, da sowohl eine Erhöhung der Betriebsspannung als auch der Schaltfrequenz keine Erhöhung der Störpegel mit sich bringt. Dies kann durch eine exakte phasenversetzte bzw. gleichzeitige Taktung der entsprechenden Schaltelemente erreicht werden. -
Fig. 16 zeigt ein schematische Schaltbild der leistungselektronischen Energieübertragerschaltung, wie sie nutzbar ist, um die in derFig. 15 dargestellten Simulationsergebnisse zu erhalten. Aus simulationstechnischen Gründen wurde in der Schaltung gemäßFig. 15 eine bereits beschriebene galvanische Verbindung zwischen der primärseitigen leistungselektronischen Schaltung und der sekundärseitigen leistungselektronischen Schaltung eingeführt. In diesem Fall erfolgte die Verbindung der beiden DC-Bezugspotentiallinien. -
Fig. 17 zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer Anwendung von externen EMV-Filtern zur Reduzierung von Gleich- und Gegentaktstörungen.Fig. 17 verdeutlicht auch, dass der EMV-Filter ein zusätzliches, nicht an der eigentlichen Leistungsprozessierung (d.h. Spannungs- und Stromformwandlung) beteiligtes Element ist. -
Fig. 18 zeigt ein schematisches Schaltbild eines externen EMV-Filters nach dem Stand der Technik, wie er beispielsweise in [1] beschrieben ist. - Die
Figuren 19a und 19b zeigen einen Vergleich zweier unterschiedlicher Methoden zur Reduzierung der Gegentaktstörungen mittels zusätzlicher Schaltungselemente. -
Fig. 19a zeigt das Wirkprinzip des "smoothing transformers". Der AC-Anteil der Störspannung Ustör liegt bei ausreichender Dimensionierung des Kondensators komplett an der magnetisch gekoppelten Spule L2 an und wird zur Spule L1 transformiert. Durch die gleichsinnige Wicklungstechnik kann somit am Ausgang A nur noch der DC-Anteil von Ustör anliegen. D.h. beim idealen "smoothing transformer" nimmt die AC-Wicklung (hier L2) den kompletten Anteil der Spannung Ustör auf. -
Fig. 19b zeigt ein allgemeines Verfahren zur Kompensation der Stromwelligkeit am Anschluss A einer getakteten Schaltung mit drei Klemmen, wie sie aus derUS 6,437,999 B1 bekannt ist. Die Kondensatorspannung Uc , welche getaktet mit den magnetisch gekoppelten Spulen L1 und L2 verbunden wird, teilt sich bspw. gleichmäßig über die beiden Wicklungen L1 und L2 auf (L1=L2). Aufgrund der gegensinnigen Wicklungstechnik kompensieren sich die Stromwelligkeiten in L1 und L2, womit am Anschluss A nur noch ein DC Strom fließt. Wendet man diese Technik auf alle 3 Klemmen einer allgemeinen Wechselschalter-Schaltzelle (eng.: single pole double throw - SPDT) an, kann die Stromwelligkeit an allen 3 Klemmen reduziert oder eliminiert werden. - In anderen Worten zeigen die Ausführungsbeispiele Möglichkeiten, den Nachteil zu beheben, dass Gleichtaktstörungen und gleichzeitig Gegentaktstörungen bislang nur in einem Arbeitspunkt behoben werden können. Dies wird bspw. erreicht, indem ein Steuerungsmechanismus und leistungselektronische Schaltungen, leistungselektronische Energieübertrager sowie leistungselektronische Energieübertragungssysteme geschaffen werden, welche aufgrund ihrer schaltungstopologischen Symmetriebedingungen ein entsprechendes exaktes gleichzeitiges bzw. um 180° phasenversetztes Takten der entsprechenden Schalter erlauben.
- Obwohl manche Ausführungsbeispiele so beschrieben wurden, dass parallel zu den Parallelästen der bzw. einer oder mehrerer leistungselektronischer Schaltungen von leistungselektronischen Energieübertragern oder leistungselektronischen Energieübertagungssystemen der Kondensator C10 verschaltet ist, kann der Kondensator C10 parallel zu den Parallelästen einer oder mehrerer leistungselektronischer Schaltungen verschaltet sein. Alternativ können die, eine, mehrere oder alle leistungselektronischen Schaltungen ohne den Kondensator ausgeführt sein. Alternativ kann ein Kondensator auch in Form einer Ausgangskapazität eines oder mehrerer der Schalter eines oder mehrerer Paralleläste implementiert sein. Alternativ oder zusätzlich können ein oder mehrerer der Schalter der Paralleläste mit einem oder mehreren Kondensatoren verschaltet sein, d. h., Kondensatoren können in die Schalter integriert sein
- Obwohl manche Aspekte im Zusammenhang mit einer Vorrichtung beschrieben wurden, versteht es sich, dass diese Aspekte auch eine Beschreibung des entsprechenden Verfahrens darstellen, sodass ein Block oder ein Bauelement einer Vorrichtung auch als ein entsprechender Verfahrensschritt oder als ein Merkmal eines Verfahrensschrittes zu verstehen ist. Analog dazu stellen Aspekte, die im Zusammenhang mit einem oder als ein Verfahrensschritt beschrieben wurden, auch eine Beschreibung eines entsprechenden Blocks oder Details oder Merkmals einer entsprechenden Vorrichtung dar.
- Die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele stellen lediglich eine Veranschaulichung der Prinzipien der vorliegenden Erfindung dar. Es versteht sich, dass Modifikationen und Variationen der hierin beschriebenen Anordnungen und Einzelheiten anderen Fachleuten einleuchten werden. Deshalb ist beabsichtigt, dass die Erfindung lediglich durch den Schutzumfang der nachstehenden Patentansprüche und nicht durch die spezifischen Einzelheiten, die anhand der Beschreibung und der Erläuterung der Ausführungsbeispiele hierin präsentiert wurden, beschränkt sei.
-
- [1] Epcos: EMC Filters - 2-line filters for converters and power electronics, Datenblatt Serie B84142/A/C/J*S081
- [2] D. C. Hamill et al: A 'Zero' Ripple Technique Applicable To Any DC Converter, IEEE, 1999
- [3] Cuk: dc-TO-dc Switching Converter With Zero Input And Output Current Ripple And Integrated Magnetics,
US Patent 4257087 A, 1981 - [4] E.H. Wittenbreder: Power Electronic Circuits with Ripple Current Cancellation, Patent
US 6,437,999 B1, 2002 - [5] DeDoncker et al.: Power Conversion Apparatus for DC/DC Conversion Using Dual Active Bridges, Patent
US 5027264 A, 1991
Claims (15)
- Leistungselektronische Schaltung (10; 20; 30; 40) mit:einem elektrischen ersten Tor (12; 12a-b) mit einem ersten (14; 14a-d) und einem zweiten Anschluss (16; 16a-d);einem magnetischen zweiten Tor (18) mit einem ersten (22; 22a-d) und einem zweiten Anschluss (24; 24a-d);einem ersten Parallelast (26; 26'; 26'a-b), der eine erste Serienschaltung aus zumindest einem ersten Schalter (S11; S31), einem zweiten Schalter (S1; S12; S32) und einem dritten Schalter (S22; S42) aufweist; undeinem zweiten Parallelast (34; 34'; 34'a-b), der parallel mit dem ersten Parallelast (26; 26; 26'a-b) verschaltet ist und der eine zweite Serienschaltung aus zumindest einem ersten Schalter (S13; S33), einem zweiten Schalter (S2; S14; S34) und einem dritten Schalter (S24; S44) aufweist;wobei der erste Anschluss (14; 14a-d) des elektrischen ersten Tores (12; 12a-b) über jeweils eine Spule (L1a, L1b; L3a, L3b) mit einem ersten Knoten (28, 36) zwischen dem ersten (S11, S13, S31, S33) und dem zweiten Schalter (S12, S14; S1, S2, S32, S34) in dem ersten (26; 26'; 26'a-b) und dem zweiten Parallelast (34; 34'; 34'a-b) verbunden ist;wobei der zweite Anschluss (16; 16a-d) des elektrischen ersten Tores (12; 12a-b) über jeweils eine Spule (L2a, L2b; L4a, L4b) mit einem zweiten Knoten (32, 38) zwischen dem zweiten (S12, S14; S1, S2, S32, S34) und dem dritten Schalter (S22, S42, S24; S44) in dem ersten (26; 26'; 26'a-b) und dem zweiten Parallelast (34; 34'; 34'a-b) verbunden ist;wobei die ersten Knoten (28, 36) mittels magnetisch gekoppelter Übertragerspulen (L1; L1P, L1S) mit dem ersten Anschluss (22; 22a-d) des magnetischen zweiten Tores (18) magnetisch gekoppelt sind; undwobei die zweiten Knoten (32, 38) mittels magnetisch gekoppelter Übertragerspulen (L2; L2P, L2S) mit dem zweiten Anschluss (24; 24a-d) des magnetischen zweiten Tores (18) magnetisch gekoppelt sind.
- Leistungselektronische Schaltung gemäß Anspruch 1, bei der parallel zu dem ersten Parallelast (26; 26'; 26'a-b) und dem zweiten Parallelast (34; 34'; 34'a-b) ein Kondensator (C10) verschaltet ist.
- Leistungselektronischer Schaltung gemäß Anspruch 1 oder 2, bei der der erste Parallelast (26; 26'; 26'a-b) und der zweite Parallelast (34; 34'; 34'a-b) elektrisch symmetrisch aufgebaut sind.
- Leistungselektronische Schaltung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, bei der der erste Anschluss (14; 14a-d) des elektrischen ersten Tores (12; 12a-b) über eine erste Spule (L1a; L3a) mit dem ersten Knoten (28) des ersten Parallelastes (26; 26'; 26'a-b) und über eine zweite Spule (L1b; L3b) mit dem ersten Knoten (36) des zweiten Parallelastes (34; 34'; 34'a-b) verbunden ist, und bei der der zweite Anschluss (16; 16a-d) des elektrischen ersten Tores (12; 12a-b) über eine dritte Spule (L2a; L4a) mit dem zweiten Knoten (32) des ersten Parallelastes (26; 26'; 26'a-b) und über eine vierte Spule (L2b; L4b) mit dem zweiten Knoten (32) des zweiten Parallelastes (34; 34'; 34'a-b) verbunden ist, wobei die erste und die dritte Spule (L1a, L2a; L3a, L4a) einen gemeinsamen Spulenkern aufweisen und die zweite und die vierte Spule (L1b, L2b; L3b, L4b) einen gemeinsamen Spulenkern aufweisen.
- Leistungselektronische Schaltung gemäß einem der vorangegangenen Ansprüche, bei der der die erste Serienschaltung und die zweite Serienschaltung jeweils einen weiteren Schalter (S21, S23; S41, S43) zwischen dem zweiten Schalter (S12, S14; S32, S34) und dem zweiten Knoten (32, 38) und einen weiteren Knoten (44, 46) zwischen dem weiteren Schalter (S21, S23; S41, S43) und dem dritten Schalter (S22, S24; S42, S44) aufweisen, und bei der die beiden weiteren Knoten (44, 46) mit einander verschaltet sind.
- Leistungselektronische Schaltung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, bei der zwischen der Übertragerspule (L1; L1P, L1S) und zwischen dem ersten Knoten (28, 36) des ersten Parallelastes (26; 26'; 26'a-b) oder des zweiten Parallelastes (34; 34'; 34'a-b) ein erster Kondensator (C1; C3) seriell verschaltet ist und bei der zwischen der Übertragerspule (L2; L2P, L2S) und dem zweiten Knoten (32, 38) des ersten Parallelastes (26; 26'; 26'a-b) oder des zweiten Parallelastes (34; 34'; 34'a-b) ein zweiter Kondensator (C2; C4) seriell verschaltet ist.
- Leistungselektronische Schaltung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, die ferner eine Steuerung (58) aufweist, die ausgebildet ist, um einen Zustand der ersten Schalter (S11, S13, S31, S33), der zweiten Schalter (S12, S14; S1, S2, S32, S34) und der dritten Schalter (S24, S24; S42, S44) des ersten Parallelastes (26; 26'; 26'a-b) und des zweiten Parallelastes (34; 34'; 34'a-b) zu steuern.
- Leistungselektronischer Energieübertrager (50; 60; 70; 80; 90; 110; 120; 130), mit:einer ersten leistungselektronischen Schaltung (20a; 40; 62a; 62'a; 82a; 82'a) gemäß einem der Ansprüche 1-7;einer zweiten leistungselektronischen Schaltung (20; 20b; 62b-d; 82b; 82'b) gemäß einem der Ansprüche 1-7;wobei der erste Anschluss (22; 22a-d) des magnetischen zweiten Tores (18) der ersten leistungselektronischen Schaltung (20a; 40; 62a; 62'a; 82a; 82'a) mit dem ersten Anschluss (22; 22a-d) des magnetischen zweiten Tores (18) der zweiten leistungselektronischen Schaltung (20; 20b; 62b-d; 82b; 82'b) verschaltet ist; undwobei ein der zweite Anschluss (24; 24a-d) des magnetischen zweiten Tores (18) der ersten leistungselektronischen Schaltung (20a; 40; 62a; 62'a; 82a; 82'a) mit dem zweiten Anschluss (24; 24a-d) des magnetischen zweiten Tores (18) der zweiten leistungselektronischen Schaltung (20; 20b; 62b-d; 82b; 82'b) verschaltet ist.
- Leistungselektronischer Energieübertrager gemäß Anspruch 8, bei dem eine an dem elektrischen ersten Tor (12; 12a-b) der ersten (20a; 40; 62a; 62'a; 82a; 82'a) oder zweiten leistungselektronischen Schaltung (20; 20b; 62b-d; 82b; 82'b) angelegte Spannung (U1, U2; U21, U22, U23) eine an dem elektrischen ersten Tor (12; 12a-b) der zweiten (20; 20b; 62b-d; 82b; 82'b) oder ersten leistungselektronischen Schaltung (20a; 40; 62a; 62'a; 82a; 82'a) abgreifbare Spannung (U1, U2; U21, U22, U23) bewirkt.
- Leistungselektronischer Energieübertrager gemäß einem der Ansprüche 8 oder 9, bei dem die erste leistungselektronische Schaltung (20a; 40; 62a; 62'a; 82a; 82'a) und die zweite leistungselektronische Schaltung (20; 20b; 62b-d; 82b; 82'b) über eine elektrische Verbindung (66) galvanisch mit einander gekoppelt sind und ein gemeinsames Bezugspotential aufweisen.
- Leistungselektronischer Energieübertrager gemäß einem der Ansprüche 8-10, mit zumindest einer dritten leistungselektronischen Schaltung (62c-d) gemäß einem der Ansprüche 1-7;
wobei die erste leistungselektronische Schaltung zumindest ein magnetisches weiteres Tor mit einem ersten Anschluss (68a, 68b) und einem zweiten Anschluss (72a, 72b) aufweist;
wobei die ersten Knoten (28, 36) der Paralleläste (26; 26'; 26'a-b; 34; 34'; 34'a-b) der ersten leistungselektronischen Schaltung (20a; 40; 62a; 62'a; 82a; 82'a) mit dem ersten Anschluss (68a, 68b) des magnetischen weiteren Tores magnetisch gekoppelt sind;
wobei die zweiten Knoten (32, 38) der Paralleläste (26; 26'; 26'a-b; 34; 34'; 34'a-b) der ersten leistungselektronischen Schaltung (20a; 40; 62a; 62'a; 82a; 82'a) mit dem zweiten Anschluss (72a, 72b) des magnetischen weiteren Tores magnetisch gekoppelt sind;
wobei der erste Anschluss (68a, 68b) des magnetischen weiteren Tores mit dem ersten Anschluss (22; 22a-d) des magnetischen zweiten Tores (18) der dritten leistungselektronischen Schaltung (62c-d) verschaltet ist; und
wobei der zweite Anschluss (72a, 72b) des magnetischen weiteren Tores mit dem zweiten Anschluss (24; 24a-d) des magnetischen zweiten Tores (18) der dritten leistungselektronischen Schaltung (62c-d) verschaltet ist. - Leistungselektronischer Energieübertrager gemäß einem der Ansprüche 8-11, der ferner eine Energieübertragersteuerung (58') aufweist, die ausgebildet ist, um einen Zustand der ersten Schalter (S11, S13, S31, S33), der zweiten Schalter (S12, S14; S1, S2, S32, S34) und der dritten Schalter (S24, S24; S42, S44) des ersten Parallelastes (26; 26'; 26'a-b) und des zweiten Parallelastes (34; 34'; 34'a-b) der ersten (20a; 40; 62a; 62'a; 82a; 82'a) und der zweiten leistungselektronischen Schaltung (20; 20b; 62b-d; 82b; 82'b) zu steuern, wobei die Übertragersteuerung (58') ausgebildet ist,
um den Zustand des ersten (S11) und des dritten Schalters (S22) des ersten Parallelastes (26; 26'; 26'a-b) der ersten leistungselektronischen Schaltung (20a; 40; 62a; 62'a; 82a; 82'a) und den Zustand des zweiten Schalters (S14, S23, S2) des zweiten Parallelastes (34; 34'; 34'a-b) der ersten leistungselektronischen Schaltung (20a; 40; 62a; 62'a; 82a; 82'a) zu einem ersten Zeitpunkt (t1', t1) zu steuern;
um den Zustand des zweiten Schalters (S12, S21, S1) des ersten Parallelastes (26; 26'; 26'a-b) der ersten leistungselektronischen Schaltung (20a; 40; 62a; 62'a; 82a; 82'a) und den Zustand des ersten (S13) und des dritten Schalters (S24) des zweiten Parallelastes (34; 34'; 34'a-b) der ersten leistungselektronischen Schaltung (20a; 40; 62a; 62'a; 82a; 82'a) zu einem zweiten Zeitpunkt (t2) zu steuern;
um den Zustand des ersten (S31) und des dritten Schalters (S42) des ersten Parallelastes (26; 26'; 26'a-b) der zweiten leistungselektronischen Schaltung (20; 20b; 62b-d; 82b; 82'b) und den Zustand des zweiten Schalters (S34, S43, S4) des zweiten Parallelastes (34; 34'; 34'a-b) der zweiten leistungselektronischen Schaltung (20; 20b; 62b-d; 82b; 82'b) zu einem dritten Zeitpunkt (t3) zu steuern;
um den Zustand des zweiten Schalters (S32, S41, S3) des ersten Parallelastes (26; 26'; 26'a-b) der zweiten leistungselektronischen Schaltung (20; 20b; 62b-d; 82b; 82'b) und den Zustand des ersten (S33) und des dritten Schalters (S44) des zweiten Parallelastes (34; 34'; 34'a-b) der zweiten leistungselektronischen Schaltung (20; 20b; 62b-d; 82b; 82'b) zu einem vierten Zeitpunkt (t4) zu steuern;
wobei ein zeitlicher Abstand (ϕ) zwischen dem ersten Zeitpunkt (t1) und dem dritten Zeitpunkt (t3) oder dem zweiten Zeitpunkt (t2) und dem vierten Zeitpunkt (t4) ein Maß für einen Anteil der elektrischen Energie ist, die von dem elektrischen ersten Tor (12; 12a-b) der ersten leistungselektronischen Schaltung (20a; 40; 62a; 62'a; 82a; 82'a) zu dem elektrischen ersten Tor (12; 12a-b) der zweiten leistungselektronischen Schaltung (20; 20b; 62b-d; 82b; 82'b) übertragen wird, wenn eine elektrische Spannung (U1) an das elektrische erste Tor (12; 12a-b) der ersten leistungselektronischen Schaltung (20a; 40; 62a; 62'a; 82a; 82'a) angelegt wird. - Leistungselektronisches Energieübertragungssystem (100) mit:zumindest zwei leistungselektronischen Energieübertragern (60a-c) gemäß einem der Ansprüche 8-12 mit je zumindest einer ersten leistungselektronischen Schaltung (62a, 62c, 62e) und zumindest einer zweiten leistungselektronischen Schaltung (62b, 62d, 62f);wobei die zweiten Anschlüsse (16; 16a-d) des elektrischen ersten Tores (12; 12a-b) der zumindest zwei ersten leistungselektronischen Schaltungen (62a, 62c, 62e) mit einander verschaltet sind; undwobei die ersten Anschlüsse (14; 14a-d) des elektrischen ersten Tores (12; 12a-b) der zumindest zwei zweiten leistungselektronischen Schaltungen (62b, 62d, 62f) mit einander verschaltet sind; undwobei die zweiten Anschlüsse (16; 16a-d) des elektrischen ersten Tores (12; 12a-b) der zumindest zwei zweiten leistungselektronischen Schaltungen (62b, 62d, 62f) mit einander verschaltet sind.
- Leistungselektronisches Energieübertragungssystem gemäß Anspruch 13, bei dem die ersten oder zweiten Anschlüsse (14; 14a-d) der elektrischen ersten Tore (12; 12a-b) der zumindest zwei ersten leistungselektronischen Schaltungen (62a, 62c, 62e) mit einander verschaltet sind.
- Leistungselektronisches Energieübertragungssystem gemäß Anspruch 13 oder 14, das ferner einen dritten leistungselektronischen Energieübertrager (62a-c) umfasst, wobei der erste Anschluss der elektrischen ersten Tore (12; 12a-b) einer jeden ersten leistungselektronischen Schaltung (62a, 62b, 62c) mit je einem Spannungsanschluss (L1, L2, L3) einer Drehspannungsquelle verbunden sind, wobei die zweiten Anschlüsse der elektrischen ersten Tore (12; 12a-b) mit einander verbunden sind.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE102014210502.1A DE102014210502A1 (de) | 2014-06-03 | 2014-06-03 | Leistungselektronische Schaltung, leistungselektronischer Energieübertrager und leistungselektronisches Energieübertragungssystem |
PCT/EP2015/061876 WO2015185441A1 (de) | 2014-06-03 | 2015-05-28 | Leistungselektronische schaltung, leistungselektronischer energieübertrager und leistungselektronisches energieübertragungssystem |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
EP3152824A1 EP3152824A1 (de) | 2017-04-12 |
EP3152824B1 true EP3152824B1 (de) | 2019-07-03 |
Family
ID=53267391
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
EP15724713.1A Active EP3152824B1 (de) | 2014-06-03 | 2015-05-28 | Leistungselektronische schaltung, leistungselektronischer energieübertrager und leistungselektronisches energieübertragungssystem |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
EP (1) | EP3152824B1 (de) |
DE (1) | DE102014210502A1 (de) |
WO (1) | WO2015185441A1 (de) |
Family Cites Families (16)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4257087A (en) | 1979-04-02 | 1981-03-17 | California Institute Of Technology | DC-to-DC switching converter with zero input and output current ripple and integrated magnetics circuits |
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-
2014
- 2014-06-03 DE DE102014210502.1A patent/DE102014210502A1/de not_active Ceased
-
2015
- 2015-05-28 EP EP15724713.1A patent/EP3152824B1/de active Active
- 2015-05-28 WO PCT/EP2015/061876 patent/WO2015185441A1/de active Application Filing
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
None * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP3152824A1 (de) | 2017-04-12 |
DE102014210502A1 (de) | 2015-12-03 |
WO2015185441A1 (de) | 2015-12-10 |
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AK | Designated contracting states |
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REG | Reference to a national code |
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REG | Reference to a national code |
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REG | Reference to a national code |
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REG | Reference to a national code |
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REG | Reference to a national code |
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REG | Reference to a national code |
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|
PLBE | No opposition filed within time limit |
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|
STAA | Information on the status of an ep patent application or granted ep patent |
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PG2D | Information on lapse in contracting state deleted |
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26N | No opposition filed |
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PG25 | Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo] |
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|
REG | Reference to a national code |
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|
GBPC | Gb: european patent ceased through non-payment of renewal fee |
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PG25 | Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo] |
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REG | Reference to a national code |
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