EP2732544A1 - Verfahren zur regelung einer mittelpunktspannung - Google Patents

Verfahren zur regelung einer mittelpunktspannung

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Publication number
EP2732544A1
EP2732544A1 EP12745420.5A EP12745420A EP2732544A1 EP 2732544 A1 EP2732544 A1 EP 2732544A1 EP 12745420 A EP12745420 A EP 12745420A EP 2732544 A1 EP2732544 A1 EP 2732544A1
Authority
EP
European Patent Office
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switching
voltage
voltages
edges
switches
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP12745420.5A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Michael SPRENGER
Rodrigo Alvarez
Steffen Bernet
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Technische Universitaet Dresden
Semikron GmbH and Co KG
Semikron Elektronik GmbH and Co KG
Original Assignee
Technische Universitaet Dresden
Semikron GmbH and Co KG
Semikron Elektronik GmbH and Co KG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Technische Universitaet Dresden, Semikron GmbH and Co KG, Semikron Elektronik GmbH and Co KG filed Critical Technische Universitaet Dresden
Publication of EP2732544A1 publication Critical patent/EP2732544A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches

Definitions

  • the invention relates to a method for controlling a midpoint voltage in a 3L-NPC VSC, which results from a difference of two or more DC link capacitor voltages and which as an input a switching voltage with ON and OFF edges for switching on and off of switches in the current paths of the 3L NPC VSC is provided.
  • a three-phase self-guided three-point converter with impressed DC voltage (3L-NPC VSC: Three Level Neutral Point Clamped Voltage Source Converter) has a large
  • a technical challenge of the topology is the shared DC link and the associated DC link
  • the control of the midpoint voltage is largely realized today by the modulation of the inverter.
  • the inverter For carrier-based modulation methods, the
  • Switching signal edges are added, for example, in "Deadtime Description Semikron Application Manual
  • Diode bridges can be found in the Siemens AG brochure "SINAMICS Drives, SINAMICS GM150, SINAMICS SM150
  • Symmetrization also be realized circuit technology.
  • the invention is therefore based on the object
  • the object is achieved in a method for center control of the type mentioned in that the DC link capacitor voltages are measured and from these measured voltages the
  • Midpoint voltage is determined that, depending on the position of the midpoint voltage, a time shift of the on and / or Ausschaltflanken of the switching voltage, wherein the amount and the direction of the displacement of the position of the midpoint voltage are dependent.
  • Switches ⁇ to T 4 four associated switching voltages Signal 1 to signal 4.
  • the transistors used as switches in the 3L-NPC VSC can be, for example, insulated gate bipolar transistor IGBTs.
  • the switching edges of the switching voltages can already be shifted in a first shift by a time difference which corresponds to a dead time, or can be generated without this first shift.
  • the DC link capacitor voltages of the 3L NPC VSCs are determined, whereby such an intermediate circuit capacitor voltage U D ci or U D c2 can also be composed of a plurality of partial voltages. From these DC link capacitor voltages is the
  • the switching edges of all switching signals are not changed. Only in the event that the switching signal does not include a dead time, for example, a first shift corresponding to a mean dead time will occur for all switch-on.
  • the switching edges of two switching signals are left unchanged in the case of four switching signals signal 1 to signal 4 and the switching edges of two switching signals in one
  • the shift depends in its magnitude and direction on the value of the midpoint voltage.
  • the switching voltages of the signals 1 and 3 of the transistors i and T 3 remain unaffected by the method, while the switching edges of the switching voltages of the signals 2 and 4 are shifted for the transistors T 2 and T 4 .
  • Displacement affects the switching periods of the transistors T 2 and T 4 and causes a change in the
  • the method can also be used in multi-level topologies.
  • Switching voltage by a predetermined average time difference, which corresponds to a dead time T D are shifted. If the on and / or off edges of the switching signals have been shifted by the time difference, the dead time T D necessary for avoiding a dynamic short circuit is already contained in the edges of the switching voltage. In the event that this first shift of the switching edges has not yet occurred, this is observed by the method and this
  • Switching voltage can only be limited to the switch-on edges.
  • the time shift of the switching voltage which is shifted by a predetermined mean time difference, on and / or off edges of the switching voltage, taking into account a minimum permissible
  • Dead time T D; m i n takes place.
  • the shift of the on and / or off edges can only be up to one in the direction of a reduction of the time difference, which corresponds to a reduction of the dead time Minimum permissible dead time T D; m i n , otherwise a dynamic short-circuit can no longer be safely avoided.
  • the shifting of the edges of a switching voltage in a 3L NPC VSC operating with four switches in the current paths, which are controlled by four switching voltages, is carried out in two switching voltages, which belong to switches operating in a complementary manner.
  • the 3L NPC VSC are four
  • Switches which are each operated in pairs complementary ( ⁇ and T 3 or T 2 and T 4 ) arranged. These are controlled by means of four switching voltages assigned to the switches. For regulation affects the present
  • the displacement of the on and / or off edges of the switching voltages takes place the same in all phases.
  • the method can be applied to both single-phase and two-phase, three-phase 3L NPC VSC.
  • the method does not limit the number of phases. In any case, the
  • Signals signal 1 and 3 for the transistors i and T 3 remain unaffected by the method and in all phases a shift of the switching edges of the switching voltages of the Signals 2 and 4 for the transistors T 2 and T 4 done.
  • the shift of the switching edges of the switching voltages takes place in all phases both with the same direction or
  • the provision of the switching voltage in an upstream step by means of a carrier-based modulation method, a space vector modulation method or by a method for the prediction of
  • Modulation method a space vector modulation method or a method for predicting pulse patterns, as are known in the art, are used. These methods can generate the switching signals without regard to the actual midpoint voltage. In this case, the regulation is carried out exclusively by means of the present method.
  • these methods can generate the switching signals in consideration of the midpoint voltage such that by means of a shift of the switching edges of the
  • an intermediate circuit voltage can also be composed of several partial voltages, these always being related to the midpoint voltage.
  • 1 is a circuit example of a prior art 3L NPC VSC
  • Fig. 2 is a voltage-time diagram with the temporal
  • FIG. 3a shows a three-phase circuit with 3L-NPC full bridge
  • FIG. 3b shows a two-phase circuit with 3L-NPC full bridge
  • Fig. 9 is a schematic representation of a closed
  • Control circuit of a center control by means of a PI controller according to the invention
  • FIG. 1 shows an embodiment of a
  • a switch-on process of one of these switches i to T 4 is always triggered delayed by a dead time T D.
  • the illustrated voltages U DC i and U DC2 at the capacitances Ci and C 2 are the DC link capacitor voltages
  • FIG. 2 shows the example by means of a
  • Carrier method generated from a carrier and a reference signal switching voltages of two complementary switches i and T 3 and the delayed by a time difference of the dead time T D switching signals i 'and T 3 ' directly the gate drive unit, which controls the gate terminals of the transistors i to T 4 be supplied.
  • the term "Signal 1" used in the description here corresponds to the
  • the "signal 3" is the representation for the switch T 3 or T 3 ⁇ belonging.
  • the object of the invention is the variation of
  • Midpoint potential means that the voltage U DC i rises above the capacitance Ci shown in FIG. 1 and the voltage U DC 2 drops above the capacitance C 2 .
  • a lowering means that voltage U D ci decreases and the voltage U D c2 increases.
  • Energy flow direction determination is achieved by influencing the locking times of the complementarily driven active switches of a phase of a 3L NPC VSCs.
  • Symmetrization of the midpoint potential of a 3L NPC VSC relates to both three-phase designs, as shown in Figure 3a, as well as two-phase versions of
  • Midpoint current i M can be controlled.
  • Conductor mid-point voltage u AM is shown in FIGS. 5, 6, 7 and 8 by way of example for sine-delta modulation.
  • the voltage U A M is the voltage between the nodes "A" and "M” as shown by way of example in FIG. 4 c.
  • an additional dead time can be added to a deadtime base value in order to reduce the dead time
  • the dead times i and T 3 are increased in an exemplary manner in a three-phase converter in all three phases, in order to increase the center-point current. In this way it is ensured that dead time changes do not affect the phase-to-phase voltages or the phase voltages. In contrast, the dead times of the transistors T 2 and T 4 are increased to lower the mid-point current. Since the two dead times according to the method always have the same value, i and T 3 are combined in pairs to form a common dead time T 13 . The same applies to T 2 and T 4 too
  • This minimum value represents the smallest possible dead time T D; min at which it is still ensured that no dynamic branch short-circuit arises.
  • An exemplary embodiment of a possible control is shown in FIG. 9 in the form of a principal
  • This controller for example, a
  • This regulator 2 receives an input voltage, which is determined from the difference U D ci - U D c2.
  • the input of the controller 2 is operated with analog values.
  • analog-to-digital conversion there is an analog-to-digital conversion.
  • all values are to be understood as digital values, thus a digital value is output both at the output of the controller 2 and at the outputs T 2, 4 and ⁇ ; 3 .
  • Transistors T 2 and T 4 are not in this case
  • Negating circuit 4 connected limiting circuits 3 "limit" cause only for manipulated variables greater than zero volts, a time difference to shift the switching edges the switching signals is generated.
  • the output signals for T 2 , 4 and i, 3 represent the

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

Der Erfindung, welche ein Verfahren zur Regelung einer Mittelpunktspannung betrifft, liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren anzugeben, welches eine vereinfachte Mittelpunktregelung realisiert, eine Verringerung des Aufwands für Hard- und Softwarekomponenten ermöglicht und somit preiswerter einzusetzen ist. Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, die Zwischenkreiskondensatorspannungen gemessen werden und aus diesen gemessenen Spannungen die Mittelpunktspannung ermittelt wird, dass in Abhängigkeit der Lage der Mittelpunktspannung eine zeitliche Verschiebung der Ein- und/oder Ausschaltflanken der Schaltspannung erfolgt, wobei der Betrag und die Richtung der Verschiebung von der Lage der Mittelpunktspannung abhängig sind.

Description

Verfahren zur Regelung einer Mittelpunktspannung
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Regelung einer Mittelpunktspannung in einem 3L-NPC VSC, welche sich aus einer Differenz zweier oder mehrerer Zwischenkreis- kondensatorspannungen ergibt und welchem als Eingangsgröße eine Schaltspannung mit Ein- und Ausschaltflanken zum Zu- und Abschalten von Schaltern in den Strompfaden des 3L- NPC VSC bereitgestellt wird. Ein dreiphasiger selbst geführter Dreipunktstromrichter an eingeprägter Gleichspannung (3L-NPC VSC: Three Level Neutral Point Clamped Voltage Source Converter) hat eine große
Bedeutung beispielsweise für elektrische Antriebe,
Hochspannungsgleichstromübertragung, Netzstromrichter und Stromrichter für regenerative Energieerzeugung.
Im Vergleich zu einem Zweipunkt-Stromrichter bietet er ein besseres Ausgangsspannungsspektrum und geringere Verluste bei mittleren und hohen Schaltfrequenzen wie in A. Buente, T. Oezgen, and T. Ortmann, „Dreipunktwechselrichter für Hochgeschwindigkeitsantriebe", in Conf.Rec. PCIM 2003., volume Nürnberg, Germany, Mai 2003, D. Krug, S. Bernet, and S. Dieckerhoff, „Comparison of state-of-the-art voltage source Converter topologies for medium voltage applications " , in Industry Applications Conference, 2003, 38th IAS Annual Meeting, Conference Record of the, volume 1, pages 168 - 175 vol.l, 2003, R. Teichmann and S. Bernet, „A comparison of three-level Converters versus two-level Converters for low-voltage drives, traction, and Utility applications.
Industry Applications, IEEE Transactions on, 41(3) :855 -865, 2005 oder R. Teichmann, M. Malinowski, and S. Bernet, "Evaluation of threelevel rectifiers for low-voltage Utility applications" , Industrial Electronics, IEEE Transactions on, 52(2) :471 - 481, 2005 offenbart ist
Eine technische Herausforderung der Topologie ist der geteilte Zwischenkreis und die damit verbundene
Symmetrierung bzw. Regelung der Mittelpunktspannung oder des Mittelpunktpotenzials .
Die Regelung der Mittelpunktspannung wird heute größtenteils durch die Modulation des Umrichters realisiert. Dazu wird bei trägerbasierten Modulationsverfahren die
Spannungsreferenz aller drei Phasen gleichermaßen verschoben wie in T. BRÜCKNER, „The Active NPC Converter for
Medium-Voltage Drives", PhD thesis, Technische Universität Dresden, 2005 und Yituo Li; Wenlong Qu, "Equivalent neutral point voltage control strategies in neutral-point
diode-clamped three-level Converter", Power Electronics and Motion Control Conference, 2009, IPEMC '09. IEEE 6th
International , vol., no . , pp .1440-1444 , 17-20 May 2009 dargestellt ist. Bei Raumzeigermodulation wird eine Balancierung durch eine Nutzung redundanter Spannungszeiger mit entgegengesetztem Einfluss auf das Mittelpunktpotenzial genutzt. Derart arbeitende Verfahren sind in Yituo Li; Wenlong Qu,
"Equivalent neutral point voltage control strategies in neutral-point diode-clamped three-level Converter", Power
Electronics and Motion Control Conference, 2009. IPEMC '09. IEEE 6th International, vol., no . , pp .1440-1444 , 17-20 May 2009, Bendre, A. ; Venkataramanan, G., "Modeling and design of a neutral point regulator for a three level diode clamped rectifier", Industry Applications Conference, 2003. 38th IAS Annual Meeting, Conference Record of the , vol .3 , no . , pp . 1758- 1765 vol .3 , 12-16 Oct . 2003, Osawa, C; Matsumoto, Y.; Mizukami, T . ; Ozaki, S., "A state-space modeling and a neutral point voltage control for an NPC power Converter", Power Conversion Conference - Nagaoka 1997., Proceedings of the , vol.l, no., pp.225-230 vol.l, 3-6 Aug 1997 sowie on Ojo, 0.; Konduru, S., "A Discontinuous Carrier-based PWM Modulation Method for the Control of the Neutral Point
Voltage of Three-Phase Three-Level Diode Clamped Converters" , Power Electronics Specialists Conference, 2005. PESC '05. IEEE 36th , vol., no . , pp .1652-1658 , 16-16 June 2005
dargestellt.
Ein Stand der Technik Verfahren, bei dem zur Vermeidung dynamischer Kurzschlüsse Totzeiten zu den
Schaltsignalflanken hinzugefügt werden, ist beispielsweise in „Totzeitbeschreibung Semikron Applikationshandbuch
Leistungshalbleiter", ISBN 978-3-938843-56-7, Seite 350 beschrieben .
Ein weiteres Verfahren zur Einspeisung 3L-NPC mit 2
Diodenbrücken ist in der Broschüre der Siemens Ag „SINAMICS Drives, SINAMICS GM150, SINAMICS SM150
Mittelspannungsumrichter" Katalog D 12 - 2009 offenbart.
In einer weiteren Alternative zur Modulation kann die
Symmetrierung auch schaltungstechnisch realisiert werden.
Diese aus dem Stand der Technik bekannten Verfahren weisen die nachfolgend aufgeführten Nachteile auf. Bei den auf der Modulation basierten Symmetrierungsverfahren ist immer die Kenntnis der Energieflussrichtung, also ob der Stromrichter im motorischen oder im generatorischen Betrieb arbeitet, notwendig. Die Bestimmung dieser Energieflussrichtung des Stromrichters im laufenden Betrieb
erfordert aber einen nicht unerheblichen Hard- bzw.
Softwareaufwand für die Berechnung und/oder die Messung und Filterung bestimmter elektrischer Größen wie beispielsweise Phasenströme, Zwischenkreisströme , Phasenspannungen,
Lastwinkel und andere mehr.
Daher erhöht die technische Realisierung der
Energieflussrichtungsbestimmung die Komplexität der
Stromrichterregelung und wirkt sich somit negativ auf die Kosten und Zuverlässigkeit des Stromrichters aus. Ferner erfordern konventionelle Verfahren der Mittelpunkt- symmetrierung eine entsprechende Gestaltung der
Schnittstelle zwischen Stromrichter, Stromrichterregelung und Modulation, welche die Modularisierungsmöglichkeiten der Funktionen eines Stromrichters einschränkt.
Der Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, ein
Verfahren zur Regelung einer Mittelpunktspannung anzugeben, welches eine vereinfachte Mittelpunktregelung realisiert, eine Verringerung des Aufwands für Hard- und
Softwarekomponenten ermöglicht und somit preiswerter
einzusetzen ist.
Gemäß der Erfindung wird die Aufgabe bei einem Verfahren zur Mittelpunktregelung der eingangs genannten Art dadurch gelöst, dass die Zwischenkreiskondensatorspannungen gemessen werden und aus diesen gemessenen Spannungen die
Mittelpunktspannung ermittelt wird, dass in Abhängigkeit der Lage der Mittelpunktspannung eine zeitliche Verschiebung der Ein- und/oder Ausschaltflanken der Schaltspannung erfolgt, wobei der Betrag und die Richtung der Verschiebung von der Lage der Mittelpunktspannung abhängig sind.
Dem erfindungsgemäßen Verfahren vorgelagert werden
Schaltspannungen mit Schaltflanken erzeugt, welche die
Schalter oder Transistoren des 3L-NPC VSC zu- oder
abschalten. Für jeden Schalter wird eine zugehörige
Schaltspannung erzeugt, also beispielsweise bei vier
Schaltern ΤΊ bis T4 vier zugehörige Schaltspannungen Signal 1 bis Signal 4. Die im 3L-NPC VSC als Schalter eingesetzten Transistoren können beispielsweise Insulated Gate Bipolar Transistor - IGBTs sein.
Zur Erzeugung dieser Schaltspannungen können verschiedene Verfahren zum Einsatz kommen. Durch die Erfindung wird die Art des Verfahrens nicht vorgegeben oder eingeschränkt . So können mittels eines dieser Verfahren die Schaltflanken der Schaltspannungen bereits in einer ersten Verschiebung um eine Zeitdifferenz, welche einer Totzeit entspricht, verschoben oder ohne diese erste Verschiebung erzeugt werden .
Gemäß dem Verfahren werden die Zwischenkreiskondensator- spannungen des 3L-NPC VSCs ermittelt, wobei sich eine derartige Zwischenkreiskondensatorspannung UDci oder UDc2 auch aus mehreren TeilSpannungen zusammensetzen kann. Aus diesen Zwischenkreiskondensatorspannungen wird die
Mittelpunktspannung berechnet.
Ist der Wert der Mittelpunktspannung im vorgegebenen
Toleranzbereich werden die Schaltflanken aller Schaltsignale nicht verändert. Nur für den Fall, dass das Schaltsignal noch keine Totzeit beinhaltet, wird beispielsweise für alle Einschaltflanken eine erste Verschiebung entsprechend einer mittleren Totzeit erfolgen.
Für den Fall, dass die Mittelpunktspannung aus einem
vorgegebenen Toleranzbereich nach oben oder unten abweicht, also einen Wert außerhalb der Toleranzgrenzen aufweist, werden im Fall von vier Schaltsignalen Signal 1 bis Signal 4 die Schaltflanken zweier Schaltsignale unverändert belassen und die Schaltflanken zweier Schaltsignale in einer
Verschiebung um eine Zeitdifferenz verschoben.
Die Verschiebung ist in ihrem Betrag und ihrer Richtung vom Wert der Mittelpunktspannung abhängig. Im Beispiel werden die Schaltspannungen der Signale 1 und 3 der Transistoren i und T3 durch das Verfahren unbeeinflusst bleiben, während die Schaltflanken der Schaltspannungen der Signale 2 und 4 für die Transistoren T2 und T4 verschoben werden. Diese
Verschiebung beeinflusst die Schaltdauern der Transistoren T2 und T4 und bewirkt eine Veränderung der
Zwischenkreiskondensatorspannung und somit der
Mittelpunktspannung .
Das Verfahren kann neben dem hier beschriebenen 3L-NPC VSC Einsatz auch in Mehrlevel -Topologien zum Einsatz kommen.
In einer Ausführung der Erfindung ist vorgesehen, dass die bereitgestellten Ein- und/oder Ausschaltflanken der
Schaltspannung um eine vorgegebene mittlere Zeitdifferenz, welche einer Totzeit TD entspricht, verschoben sind. Wurden die Ein- und/oder Ausschaltflanken der Schaltsignale um die Zeitdifferenz verschoben, so ist die zur Vermeidung eines dynamischen Kurzschlusses notwendige Totzeit TD bereits in den Flanken der SchaltSpannung beinhaltet. Für den Fall, dass diese erste Verschiebung der Schaltflanken noch nicht erfolgt ist, wird dies vom Verfahren beachtet und diese
Verschiebung auch vom erfindungsgemäßen Verfahren
realisiert. Diese Verschiebung der Schaltflanken einer
Schaltspannung kann sich auch nur auf die Einschaltflanken beschränken . In einer Ausführungsform der Erfindung ist vorgesehen, dass die zeitliche Verschiebung der um eine vorgegebene mittlere Zeitdifferenz verschoben Ein- und/oder Ausschaltflanken der Schaltspannung unter Beachtung einer minimal zulässigen
Totzeit TD;min erfolgt. Die Verschiebung der Ein- und/oder Ausschaltflanken kann in der Richtung einer Verkleinerung der Zeitdifferenz, welche einer Verringerung der Totzeit entspricht, nur bis zu einer minimal zulässigen Totzeit TD;min erfolgen, da ansonsten ein dynamischer Kurzschluss nicht mehr sicher vermieden werden kann .
In einer weiteren besonderen Ausgestaltung ist vorgesehen, dass die Verschiebung der Flanken einer Schaltspannung bei einem mit vier Schaltern in den Strompfaden arbeitenden 3L- NPC VSC, welche durch vier Schaltspannungen gesteuert werden, in zwei Schaltspannungen durchgeführt wird, welche zu komplementär arbeitenden Schaltern zugehörig sind. In einer Beispielausführung des 3L-NPC VSC sind vier
Schalter, welche jeweils paarweise komplementär betrieben werden (ΊΊ und T3 bzw. T2 und T4) angeordnet. Diese werden mittels vier den Schaltern zugeordneter Schaltspannungen angesteuert. Zur Regelung beeinflusst das vorliegende
Verfahren immer nur zwei dieser Schaltspannungen. Hierbei werden die zwei Schaltspannungen beeinflusst, die zu
zweikomplementär arbeitenden Schaltern zugehörig sind. Im Beispiel die Signale 1 und 3 für die Schalter ΊΊ und T3 oder die Signale 2 und 4 für die Schalter T2 und T4. In einer Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass bei einem mehrphasigen 3L-NPC VSC die Verschiebung der Ein- und/oder Ausschaltflanken der Schaltspannungen in allen Phasen gleich erfolgt .
Das Verfahren kann sowohl bei einem einphasigen als auch einem zwei-, dreiphasigem 3L-NPC VSC angewendet werden.
Darüber hinaus legt das Verfahren keine Beschränkung der Anzahl der Phasen fest. In jedem Fall erfolgt die
Beeinflussung der Schaltflanken der Schaltspannungen in allen Phasen gleichzeitig und gleichartig. Im Beispiel werden somit in allen Phasen die Schaltspannungen der
Signale Signal 1 und 3 für die Transistoren i und T3 durch das Verfahren unbeeinflusst bleiben und in allen Phasen eine Verschiebung der Schaltflanken der Schaltspannungen der Signale 2 und 4 für die Transistoren T2 und T4 erfolgen. Die Verschiebung der Schaltflanken der Schaltspannungen erfolgt in allen Phasen sowohl mit der gleichen Richtung oder
Zeitdifferenz als auch mit dem gleichen Betrag. In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung ist
vorgesehen, dass die Bereitstellung der Schaltspannung in einem vorgelagerten Schritt mittels eines trägerbasierten Modulationsverfahrens, eins Raumzeigermodulationsverfahrens oder mittels einem Verfahren zur Vorausberechnung von
Pulsmustern erfolgt.
Für die Erzeugung der Schaltspannungen mit den Schaltflanken zum Zu- und Abschalten von Schaltern in den Strompfaden des 3L-NPC VSC kann mittels verschiedener Verfahren vor dem Ablauf des erfindungsgemäßen Verfahrens erfolgen.
Beispielsweise kann ein trägerbasiertes
Modulationsverfahren, ein Raumzeigermodulationsverfahren oder ein Verfahren zur Vorausberechnung von Pulsmustern, wie sie aus dem Stand der Technik bekannt sind, eingesetzt werden . Diese Verfahren können die Schaltsignale ohne Beachtung der aktuellen Mittelpunktspannung erzeugen. In diesem Fall erfolgt die Regelung ausschließlich mittels des vorliegenden Verfahrens .
Alternativ können diese Verfahren die Schaltsignale unter Beachtung der Mittelpunktspannung derart erzeugen, dass mittels einer Verschiebung der Schaltflanken der
Schaltsignale eine Korrektur der Mittelpunktspannung in die Richtung des Toleranzbereichs erfolgt. In diesem Fall kann das Verfahren ebenfalls eingesetzt werden und realisiert dann beispielsweise nur noch eine Feinkorrektur der
Mittelpunktspannung .
In einer anderen Ausführung ist vorgesehen, dass die Zwischenkreiskondensatorspannungen auf die
Mittelpunktspannung bezogen sind.
Es ist vorgesehen, dass sich eine Zwischenkreisspannung auch aus mehreren Teil Spannungen zusammensetzen kann, wobei diese immer auf die Mittelpunktspannung bezogen sind.
Die Erfindung soll nachfolgend anhand eines Ausführungsbeispiels näher erläutert werden. In den zugehörigen
Zeichnungen zeigt
Fig. 1 ein Schaltungsbeispiel für einen 3L-NPC VSC nach dem Stand der Technik,
Fig. 2 ein Spannungs- Zeit -Diagramm mit den zeitlichen
Verläufen der Spannungen der komplementären
Schalttransistoren Tl7 i λ und T3, T3 λ ,
Fig. 3a eine dreiphasige Schaltung mit 3L-NPC Vollbrücke, Fig. 3b eine zweiphasige Schaltung mit 3L-NPC Vollbrücke,
Fig. 4a bis 4c eine Darstellung des Stromverlaufs bei verschiedenen Schaltzuständen (g=l, q=0 , q=-l) eines 3L-NPC-Leg für ILAST >0A,
Fig. 5 eine Darstellung des Einflusses der Totzeiten für die Schalter i und T3 bei positivem Laststrom ILAST und T13/Tc=10%,
Fig. 6 eine Darstellung des Einflusses der Totzeiten für die Schalter i und T3 bei negativem Laststrom ILAST und T13/Tc=10%, Fig. 7 eine Darstellung des Einflusses der Totzeiten für die Schalter T2 und T4 bei positivem Laststrom ILAST und T24/Tc=10%,
8 eine Darstellung des Einflusses der Totzeiten für die Schalter T2 und T4 bei negativem Laststrom ILAST und T24/Tc=10%,
Fig . 9 eine Prinzipdarstellung eines geschlossenen
Regelkreises einer Mittelpunktregelung mittels eines PI -Reglers nach dem erfindungsgemäßen
Verfahren .
Die Figur 1 zeigt eine Ausführungsform einer
Schaltungsanordnung für eine Phase eines 3L-NPC VSCs, bei dem die aktiven Schalter ΊΊ, T2, T3 und T4 exemplarisch durch Insulated Gate Bipolar Transistoren (IGBT) realisiert sind. Nach dem zugrunde liegenden Steuerungsprinzip werden die Schalter i und T3 bzw. T2 und T4 jeweils paarweise
komplementär betrieben. Die Transistoren werden
üblicherweise von einer hier nicht dargestellten Gate- Ansteuereinheit angesteuert.
Zur Vermeidung von dynamischen Zweigkurzschlüssen wird ein Einschaltvorgang eines dieser Schalter i bis T4 stets um eine Totzeit TD verzögert ausgelöst. Hierfür wird die
Schaltflanke, welche den Transistor durchschaltet um eine Zeitdifferenz verschoben, welche der Totzeit TD entspricht. Die dargestellten Spannungen UDCi und UDC2 an den Kapazitäten Ci und C2 sind die ZwischenkreiskondensatorSpannungen
des 3L-NPC VSCs.
Die Figur 2 zeigt die beispielsweise mittels eines
Trägerverfahrens aus einem Träger und einem Referenzsignal erzeugten Schaltspannungen zweier komplementärer Schalter i und T3 sowie die durch eine Zeitdifferenz der Totzeit TD verzögerten Schaltsignale i' und T3' die direkt der Gate- Ansteuereinheit , welche die Gateanschlüsse der Transistoren i bis T4 steuert, zugeführt werden. Die in der Beschreibung verwendete Bezeichnung „Signal 1" entspricht hier der
Schaltspannung des Schalters i oder i λ . Dementsprechend ist das „Signal 3" der Darstellung für den Schalter T3 oder T3 λ zugehörig .
Der erfindungsgemäße Gegenstand ist die Variation der
Totzeiten TD der komplementär schaltenden Transistoren eines 3L-NPC VSCs um das Mittelpunktpotenzial einzustellen, zu steuern bzw. zu regeln. Die Totzeiten beeinflussen den
Mittelpunktstrom so, dass das Mittelpunktpotenzial entweder angehoben oder abgesenkt wird. Ein Anheben des
Mittelpunktpotenzials bedeutet, das die Spannung UDCi über der in der Figur 1 dargestellten Kapazität Ci steigt und die Spannung UDC2 über der Kapazität C2 sinkt. Alternativ bedeutet ein Absenken, dass Spannung UDci sinkt und die Spannung UDc2 steigt .
Eine Beeinflussung und somit Regelung des
Mittelpunktpotenzials bzw. der Spannungen UDci und UDc2 ist dadurch unabhängig von der Kenntnis der Energieflussrichtung möglich .
Erfindungsgemäß wird somit eine Symmetrierung des
Mittelpunktpotenzials eines 3L-NPC VSCs ohne
Energieflussrichtungsbestimmung durch eine Beeinflussung der Verriegelungszeiten der komplementär angesteuerten aktiven Schalter einer Phase eines 3L-NPC VSCs erreicht. Die
Symmetrierung des Mittelpunktpotenzials eines 3L-NPC VSCs betrifft sowohl dreiphasige Ausführungen, wie in der Figur 3a dargestellt, als auch zweiphasige Ausführungen des
Stromrichters, wie in der Figur 3b dargestellt.
Da das erfindungsgemäße Verfahren zur Steuerung oder
Regelung des Mittelpunktpotenzials keine
Energieflussrichtungsbestimmung benötigt, vereinfacht sich der messtechnische Aufwand erheblich, da keine Phasenströme oder Zwischenkreisströme , sondern nur die Zwischenkreis- kondensatorspannungen UDci und UDc2 gemessen werden müssen.
Dadurch verringern sich auch die Kosten sowie die Komplexität der Schaltung, wobei sich die Zuverlässigkeit des Stromrichters erhöht .
Ferner eröffnen sich dadurch andere Schnittstellenspezifikationen und Modularisierungsmöglichkeiten bei der Realisierung von Stromrichtern.
Nachfolgend wird das Verfahren an einem Beispiel einer Phase des 3L-NPC VSCs ausführlich erläutert.
Für die in der Figur 1 dargestellte Phase eines 3L-NPC VSCs ergeben sich die drei in den Figuren 4a, 4b und 4c
dargestellten Schaltzustände q = -1, 0, 1.
Um den Einfluss der Totzeitregelung zu beschreiben, wird zunächst die Abhängigkeit des Mittelpunktpotenzials vom Mittelpunktstrom erläutert.
Aus der Figur 1 ist der nachfolgende Zusammenhang
ersichtlich:
. duC duC2
für d = C2 = C d(u„- uC2 ) du^
dt dt
Aus Gleichung (2) kann abgeleitet werden, dass das
Mittelpunktpotenzial uM , welches sich aus der Differenz der Spannungen UCi - UC2 ergibt, durch Beeinflussung des
Mittelpunktstromes iM gesteuert werden kann.
Das Einschalten der aktiven Schalter wird um die Totzeiten Τχι-ΤΧ4 für die Schalter Tl bis T4 , bei einem dreiphasigen Stromrichter mit den Phasen x = a, b, c, verzögert um
Kurzschlüsse in einer Phase zu vermeiden. Der Einfluss der Totzeit auf den Mittelpunktstrom iM, sowie die
Einschaltsignale der Transistoren i bis T4 und die
Leiter-Mittelpunktspannung uAM ist in Figuren 5, 6, 7 und 8 exemplarisch für eine Sinus-Dreieck-Modulation gezeigt. Die Spannung UAM ist die Spannung zwischen den Knoten „A" und „M" wie in der Figur 4c beispielhaft dargestellt ist.
Bedingt durch die Totzeiten TD der Schalter i bis T4
resultiert ein dem Mittelpunktstrom überlagerter Strom iMx,off wie in den Figuren 5 bis 8 am Verhältnis von I M/ | I LAST | zu erkennen ist.
Es ergibt sich folgender Zusammenhang zwischen den einzelnen Totzeiten TD und dem zusätzlichen Mittelpunktström ΪΜΧ off in Abhängigkeit der Schaltperiodendauer Tc und des
Phasenausgangsstroms ix:
Aus dieser Gleichung (3) ist ersichtlich, dass für beide Stromrichtungen durch eine Vergrößerung der Totzeiten der Transistoren Ti und T3 der Mittelpunktstrom angehoben und durch eine Vergrößerung der Totzeiten der Transistoren T2 und T4 abgesenkt werden kann. Somit lässt sich unabhängig vom Vorzeichen des Ausgangsstroms I LAST und der AusgangsSpannung UA das Mittelpunktpotenzial beeinflussen.
Erfindungsgemäß kann zum Beispiel zu einem Totzeit-Basiswert eine zusätzliche Totzeit addiert werden um damit den
Mittelpunktstrom zur erhöhen oder abzusenken und so das
Mittelpunktpotenzial einzustellen zu steuern bzw. zu regeln.
Dabei werden exemplarisch in einem dreiphasigen Stromrichter in allen drei Phasen gleichermaßen die Totzeiten i und T3 vergrößert, um den Mittelpunktstrom zu erhöhen. Auf diese Weise wird sichergestellt, dass Totzeitveränderungen nicht die Leiter-Leiter-Spannungen bzw. die Phasenspannungen beeinflussen. Im Gegensatz dazu werden die Totzeiten der Transistoren T2 und T4 vergrößert, um den Mittelpunktstrom abzusenken . Da die beiden Totzeiten verfahrensgemäß immer den gleichen Wert haben, werden i und T3 paarweise zu einer gemeinsamen Totzeit T13 zusammengefasst . Gleiches gilt für T2 und T4 zu
Dabei wird beachtet, dass die Totzeiten bei einer Regelung des Mittelpunktpotenzials, wie in diesem Beispiel
dargestellt, nur bis zu einem Minimalwert verringert werden können. Dieser Minimalwert stellt die kleinste mögliche Totzeit TD;min dar bei welcher noch sichergestellt ist, dass kein dynamischer Zweigkurzschluss entsteht. Ein Ausführungsbeispiel für eine mögliche Regelung ist in der Figur 9 in der Form eines prinzipiellen
Verfahrensablaufs gezeigt. Dabei werden in einem ersten Schritt die Zwischenkreiskondensatorspannungen 1 UDCi und UDC2 gemessen . Zur Bestimmung des Mittelpunktpotenzials aus diesen
Messungen der Zwischenkreiskondensatorspannungen 1 werden die Spannungswerte an einen Eingang eines Reglers 2
übergeben. Dieser Regler 2 kann beispielsweise ein
P/Pl/PID-Regler, Hystereseregler usw. sein.
Dieser Regler 2 erhält eine Eingangsspannung, welche sich aus der Differenz UDci - UDc2 bestimmt.
Es ist beispielsweise vorgesehen, dass bis zum Eingang des Reglers 2 mit analogen Werten gearbeitet wird. Unmittelbar vor oder im Regler 2 selbst, erfolgt eine Analog-Digital - Wandlung. Nachfolgend sind alle Werte als digitale Werte zu verstehen, somit wird sowohl am Ausgang des Reglers 2 als auch an den Ausgängen T2;4 und ΤΊ;3 ein digitaler Wert ausgegeben .
Ist die Stellgröße am Ausgang des Reglers 2 negativ, so wird eine Zeitdifferenz zur Schaltflanke der Transistoren i und T3 in allen drei Phasen gleichartig hinzuaddiert. Dies entspricht einer weiteren Vergrößerung der Totzeit TD.
Verringert sich der Betrag am Ausgang des Reglers 2, so wird auch die zur Schaltflanke hinzuaddierte Zeitdifferenz kleiner. Die Schaltflanken der Schaltsignale der
Transistoren T2 und T4 werden in diesem Fall nicht
verschoben .
Bei positiver Stellgröße am Reglerausgang wird eine
Zeitdifferenz zur Schaltflanke der Transistoren T2 und T4 in allen drei Phasen gleichartig hinzuaddiert. Verringert sich der Betrag am Reglerausgang, so wird auch in diesem Fall die zur Schaltflanke hinzuaddierte Zeitdifferenz kleiner. Die Schaltflanken der Schaltsignale der Transistoren T2 und T4 werden nur noch um eine kleinere Zeitdifferenz verschoben.
Die am Ausgang des Reglers 2 direkt und über eine
Negierungsschaltung 4 angeschlossenen Begrenzungsschaltungen 3 „Limit" bewirken, dass nur bei Stellgrößen größer Null Volt eine Zeitdifferenz zur Verschiebung der Schaltflanken der Schaltsignale erzeugt wird. Dabei ist die obere
Begrenzungsschaltung 3 für die Verschiebung der
Schaltflanken der Schaltspannungen der Transistoren T2 und T4 und die untere Begrenzungsschaltung 3 für die Verschiebung der Schaltflanken der Transistoren i und T3 zuständig.
In den am Ausgang jeder Begrenzungsschaltung 3 dargestellten Knoten wird für den Fall, dass eine erste Verschiebung der Schaltflanken zur Beachtung einer minimal notwendigen
Totzeit TD;min noch nicht erfolgt ist, diese Verschiebung realisiert.
Die Ausgangssignale für T2,4 und i,3 stellen die
Ausgangssignale für eine nicht dargestellte Gate- Ansteuereinheit dar.
Verfahren zur Regelung einer Mittelpunktspannung
Bezugzeichenliste ZwischenkreiskondensatorSpannung
Regler
Begrenzungsschaltungen
Negierungsschaltung

Claims

Patentansprüche
Verfahren zur Regelung einer Mittelpunktspannung in einem 3L-NPC VSC, welche sich aus einer Differenz zweier oder mehrerer Zwischenkreiskondensator- spannungen ergibt und welchem als Eingangsgröße eine Schaltspannung mit Ein- und Ausschaltflanken zum Zu- und Abschalten von Schaltern in den Strompfaden des 3L NPC VSC bereitgestellt wird, dadurch gekennzeichnet, dass die Zwischenkreiskondensator- spannungen gemessen werden und aus diesen gemessenen Spannungen die Mittelpunktspannung ermittelt wird, das in Abhängigkeit der Lage der Mittelpunktspannung eine zeitliche Verschiebung der Ein- und/oder
Ausschaltflanken der Schaltspannung erfolgt, wobei der Betrag und die Richtung der Verschiebung von der Lage der Mittelpunktspannung abhängig sind.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, dass die bereitgestellten Ein- und/oder Ausschaltflanken der SchaltSpannung um eine vorgegebene mittlere Zeitdifferenz, welche einer
Totzeit TD entspricht, verschoben sind.
3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch
gekennzeichnet, dass die zeitliche Verschiebung der um eine vorgegebene mittlere Zeitdifferenz
verschoben Ein- und/oder Ausschaltflanken der
Schaltspannung unter Beachtung einer minimal zulässigen
Totzeit TD;min erfolgt.
4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Verschiebung der
Flanken einer Schaltspannung bei einem mit vier
Schaltern in den Strompfaden arbeitenden 3L-NPC VSC, welche durch vier Schaltspannungen gesteuert werden, in zwei Schaltspannungen durchgeführt wird, welche zu komplementär arbeitenden Schaltern zugehörig sind.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass bei einem mehrphasigen 3L- NPC VSC die Verschiebung der Ein- und/oder
Ausschaltflanken der Schaltspannungen in allen Phasen gleich erfolgt .
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Bereitstellung der Schaltspannung in einem vorgelagerten Schritt mittels eines trägerbasierten Modulationsverfahrens, eins
Raumzeigermodulationsverfahrens oder mittels einem Verfahren zur Vorausberechnung von Pulsmustern erfolgt.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Zwischenkreis- kondensatorspannungen auf die Mittelpunktspannung bezogen sind.
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