EP2315499A1 - LED power supply - Google Patents

LED power supply Download PDF

Info

Publication number
EP2315499A1
EP2315499A1 EP10450158A EP10450158A EP2315499A1 EP 2315499 A1 EP2315499 A1 EP 2315499A1 EP 10450158 A EP10450158 A EP 10450158A EP 10450158 A EP10450158 A EP 10450158A EP 2315499 A1 EP2315499 A1 EP 2315499A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
transistor
voltage
power supply
input
series
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
EP10450158A
Other languages
German (de)
French (fr)
Other versions
EP2315499B1 (en
Inventor
Alexander Mair
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Lunatone Industrielle Elektronik GmbH
Original Assignee
Lunatone Industrielle Elektronik GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Lunatone Industrielle Elektronik GmbH filed Critical Lunatone Industrielle Elektronik GmbH
Publication of EP2315499A1 publication Critical patent/EP2315499A1/en
Application granted granted Critical
Publication of EP2315499B1 publication Critical patent/EP2315499B1/en
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/385—Switched mode power supply [SMPS] using flyback topology

Definitions

  • the invention relates to an LED power supply, comprising a flyback converter having a transformer with a primary winding and a secondary winding, wherein the primary winding is connected in series with a power transistor designed as a controlled switch to a DC input voltage and the secondary winding followed by a diode rectifier and a charging capacitor are, as well as with a drive circuit for the controlled switch, which is supplied by a derived from the input DC voltage auxiliary voltage and having a clock oscillator and a driver stage and is adapted to turn the controlled switch at least approximately in the voltage minimum of the parasitic vibrations of the drain-source voltage, and with a regulation of the secondary current by an LED arrangement having at least one LED, wherein the output signal of a current sensor of the secondary side and a reference signal to the inputs of the control amplifier ers are supplied, the output of the drive circuit is supplied
  • Power supplies for supplying light-emitting diodes (LEDs), such as these e.g. for emergency lighting equipment or for general lighting tasks are increasingly used and are usually designed as power electronic converter (switching power supply), which adapt the DC or AC input / mains voltage to the load characteristics of the LEDs, for safety reasons in general a potential separation between Input and output side is required. Since smaller powers in the range of typically 5... 20 W are sufficient, in particular for emergency lighting, flyback converters are often used as converters in the current state of the art. These can be realized with very few components and are therefore very inexpensive to produce. In addition to low production costs, on the other hand, the highest possible efficiency of the converter is important, since this directly determines the efficiency of the entire lighting device and low losses facilitate the cooling of the device or improve its installation conditions.
  • switching power supply switching power supply
  • An object of the invention is therefore to provide an LED power supply with minimal component complexity while maximizing the efficiency.
  • the clock oscillator is designed as a feedback Schmitt trigger
  • the drain-source voltage of the power transistor via a voltage divider network is fed to the input of a comparator and the output of comparator is fed via a coupling network to the feedback point of the clock oscillator
  • the output signal of a variable gain amplifier is added to a signal proportional to the switch current and a sum signal corresponding voltage value is also supplied to the feedback point of the clock oscillator.
  • the comparator is designed as a Schmitt trigger.
  • the coupling network is a parallel RC element.
  • the output of the control amplifier is fed via an optocoupler of the drive circuit.
  • a favorable development of the invention is characterized in that the output of the control amplifier is connected to the input of an opto-transistor of the optocoupler, wherein the base of the optotransistor fed to a signal derived from the switch current and the collector-emitter path of the opto-transistor Series with a resistance between the feedback point of the clock oscillator and ground is located.
  • a control transistor is provided whose collector-emitter path between the feedback point of the clock oscillator and ground is located, wherein the base of the control transistor on the one hand via a resistor and the collector-emitter path of an opto-transistor of the optocoupler with the input the controlled switch is connected and on the other hand, the base of the control transistor, a signal derived from the switch current signal is supplied, as a result, a cheaper optocoupler can be used, the cost of the additional control transistor hardly matter.
  • the input of another Schmitt trigger gate is connected via a voltage divider to the input DC voltage and the output of the gate is connected via a diode to the feedback point of the clock oscillator.
  • a burst-mode oscillator consisting of a Schmitt trigger gate fed back via an RC network and having the series connection of a resistor and a diode in parallel with the feedback resistor, is provided. which is coupled via a diode to the feedback point of the clock oscillator and releases this periodically for a certain time interval.
  • auxiliary transistor If the base of the auxiliary transistor is connected via the series circuit of a Zener diode and a resistor to the auxiliary voltage, so that the inrush current of the series transistor is limited, a soft run-up can be achieved, which is particularly desirable in emergency lighting.
  • a measuring resistor is provided and the measuring voltage lying on this is guided via a series resistor and a transverse capacitor to the base of the auxiliary transistor.
  • a power supply according to the invention can be made very cost effective despite many functionalities, if all Schmitt trigger are implemented as gates of a single CMOS device.
  • a simple flyback converter 1 for feeding light emitting diodes 2 from an input voltage U E from a transformer 6 having a primary winding 4 and a magnetically coupled thereto with this secondary winding 5.
  • the primary winding 4 can by turning on a designed as a MOS-FET power transistor controlled switch 7 are applied to the input DC voltage U E , wherein a secondary-side diode rectifier, here a rectifier diode 8 blocks.
  • the self-supply power supply of the drive circuit 3 can very easily but efficiently via a series resistor R 15 and a Zener diode D 16 and a smoothing capacitor C 15 are made, which generate an auxiliary voltage Vcc.
  • the supply of LEDs is unregulated.
  • the self-adjusting current through the LEDs is hereby relatively inaccurate and determined by the circuit parameters and component characteristics.
  • a current sensor 17 eg, a current measuring resistor
  • a control amplifier 18 at whose reference input the setpoint value i LED, ref for the LED current is applied.
  • an optocoupler 19 With the output signal of the control amplifier 18, an optocoupler 19 is driven with an opto-transistor T 19 whose collector terminal is connected to the feedback point A of the clock oscillator 13.
  • the optocoupler 19 acts as a current source, which deduct from the feedback point A streams of variable size and so can influence the frequency and duty cycle of the clock oscillator 13.
  • a resistor R 19 is connected via a resistor R 19 to the circuit ground.
  • the base terminal of the optotransistor T 19 is connected via a resistor R 22 to the control terminal 11 of the transistor 7, as well as a resistor R 23 to the source terminal of the power transistor 7, which via a current measuring resistor R 24th connected to the circuit ground.
  • a current limitation for the power transistor 7 is also achieved.
  • a capacitor C 25 is connected, which acts in conjunction with the resistors R 23 and R 24 as a low-pass filter or average value filter.
  • a circuit eg after 1a has the disadvantage of relatively high turn-on losses, which arise in the power transistor or switch 7 and affect the efficiency of the entire power supply.
  • the reason for this is that the stray inductance of the transformer 6 together with its winding capacitances and in particular the output capacitance C DS of the power transistor 7 forms a parasitic resonant circuit. After switching off the diode 8, there are pronounced free vibrations of the transistor voltage u T (see 1b shows ). At the time of the next turn-on of the transistor 7, its effective output capacitance C DS can therefore have a relatively high voltage value.
  • the switching losses can be substantially reduced (even with state-of-the-art semiconductor components) by virtue of the fact that the power transistor 7 is always switched on in a voltage minimum of the parasitic oscillation ("minimum-voltage switching").
  • the parasitic resonant circuit is used as a "relief network", the flyback converter operates in a quasi-resonant mode.
  • control components are rather expensive and because of the more complex signal processing also require a relatively high supply current, so that the described simple internal power supply by means of series resistor and Zener diode is no longer applicable.
  • the voltage minimum could also be determined more easily by means of an additional winding on the transformer 6, but this means (in particular for flyback converters of low power) a considerable additional outlay.
  • the output of the comparator 26 is subsequently coupled via a parallel RC element 28 - resistor R 28 and capacitor C 28 - to the feedback point A of the clock oscillator 13. Via the RC element 28, a "synchronization" of the clock oscillator 13 takes place, so that it always starts again (ie, the power transistor 7 turns on again), when u T is the voltage minimum achieved as in 2a shown. Although the comparator 26 does not detect the exact point of the voltage minimum of u T in the circuit according to the invention, this point is approximately detected. However, since the loss energy stored in the output capacitance C DS of the transistor 7 is quadratically dependent on u T , a significant reduction of the turn-on losses is achieved even with only approximate detection using a single, additional gate.
  • the additional gate is advantageously one of, for example, six gates / inverters integrated in a single device 14, present on a device which are commercially available as CMOS integrated circuits at extremely low cost, with extremely low power consumption due to CMOS technology results.
  • the regulation of the LED current can not be achieved directly via the duty cycle but only via a variation of the amplitude of the transistor current i T.
  • the output signal of the control amplifier 18 with a derivative of the transistor current signal formed by the components R 22 , R 23 , R 24 , C 25 ) functionally added in the optocoupler 19 and ultimately the clock oscillator 13 is adjusted via the optocoupler output transistor in that the desired current flows through the LEDs in steady-state operation, but also guarantees the desired switching of the power transistor 7 in the voltage minimum ( 2b ).
  • the clock oscillator 13 is according to 1a in its simplest form from an inverting Schmitt trigger gate, which is fed back via an RC element.
  • the oscillation frequency is determined by the hysteresis width of the Schmitt trigger module. Since the hysteresis width is heavily dependent on manufacturer or series, the oscillation frequency is not precisely defined, which makes the design of the entire converter more difficult. This adverse effect can be achieved by the in 2b shown circuit extension can be significantly improved. In this case, between the feedback point A and the actual input of the gate two antiparallel connected diodes D 1 , D 2 and the gate input to ground, an additional capacitor C b is connected.
  • the hysteresis width is now essentially determined by the defined threshold voltage of the diodes D 1 , D 2 and no longer dominant by the (inaccurately lower) hysteresis of the gate itself.
  • a further improvement of the system properties can be achieved if the circuit is supplemented by an additional RC oscillator 29, which in turn uses a (already existing) Schmitt trigger gate of the CMOS Blocks 14 is realized.
  • the feedback network of the RC oscillator 29, namely a resistor R 29 and a capacitor C 29 is dimensioned so that an oscillation frequency f 1 sets, which is low compared to the operating frequency f 0 of the clock oscillator 13 (eg 1 kHz compared to 100 kHz ).
  • the RC oscillator 29 is now, for example via a coupling resistor R 30 connected to the return point A of the clock oscillator 13, whereby it comes to a kind of frequency modulation (jitter) of the clock oscillator 13 with the operating frequency of the RC oscillator 29 as the modulation frequency.
  • jitter frequency modulation
  • the so-called "spread spectrum" mode of the flyback converter, the line or radiation-bound electromagnetic compatibility (EMC) is significantly improved, thus facilitating the filtering of interference voltage components at the input and output of the converter.
  • burst mode can also be enforced explicitly if, with another Schmitt trigger gate 14.6 with a corresponding feedback network, namely an RC network R r and C e with an additional resistance diode path of a resistor R d in Series with a diode D r parallel to R r a separate burst-mode oscillator is realized, which is also coupled via a diode D k to the feedback point A of the clock oscillator 13 and this periodically, but always releases only for a short time interval.
  • Fig. 4 shows the relevant detail of an embodiment of the circuit after Figure 3
  • the function of the current sink at the feedback point A of the clock oscillator 13, which in the Fig. 2a and 3 is realized by the optocoupler 19, executed by an additional control transistor T f .
  • the emitter of the opto-transistor is passed through a resistor R4 to the base of the control transistor T f , and from this base, a capacitor C4 leads to ground.
  • the base is connected to the current measuring resistor R 24 .
  • the necessary for potential separation optocoupler 19 is only used to control the control transistor T f .
  • the advantage of this variant is that the optocoupler 19 now no longer requires a running base terminal of the opto-transistor, thus a low-cost type can be used.
  • Fig. 5 shows an additional overvoltage protection of the LED power supply.
  • Short-term transient overvoltages often simulated by so-called surge test pulses, can usually be controlled well by the use of parallel-acting voltage-limiting networks based on Zener diodes and / or VDR resistors.
  • For longer acting overvoltages as can be caused by a break of the neutral conductor, for example in three-phase systems, above all the DC link capacitor must be protected against overvoltage. Such a fault can only survive the device without damage if it is disconnected from the mains by a series-connected electronic disconnecting device in the event of an overvoltage.
  • Fig. 3 designated as a whole by the reference numeral 1 LED power supply is in Fig. 5 indicated only by a box and here extended by a series transistor T g , which is connected between the common ground GND and the secondary ground pole of a mains rectifier Glr, and which is fully turned on in normal operation, because its gate via a series resistor R h by the auxiliary voltage ( internal supply voltage) V CC of the power supply 1 is activated.
  • the control terminal of the transistor T g can now be deactivated by an auxiliary transistor T i , which short-circuits the gate voltage of the transistor T g when its base is driven.
  • the current flowing through the series transistor T g detected by a measuring resistor R n and the voltage across this resistor is fed to the base terminal of the auxiliary transistor T i , wherein for the suppression of interference an RC filter, consisting of a series resistor R o and a transverse capacitor C o is interposed.
  • an RC filter consisting of a series resistor R o and a transverse capacitor C o is interposed.
  • the transistor Tg Only when the difference of the rectified mains voltage to the voltage at the intermediate circuit capacitor C z falls below the zener voltage of the diode D 1 , the transistor Tg turns on properly. A Zener diode D z limits the gate voltage of the transistor Tg. With this circuit expansion, the series transistor T g is switched off not only in the event of overvoltages but also in the event of overcurrents, whereby the robustness of the entire power supply can be further increased.

Landscapes

  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

The supply unit has a clock oscillator (13) formed as a feedback Schmitt trigger and guiding a drain-source-voltage of a power transistor to an input of comparators (26) i.e. Schmitt trigger (14.3), through voltage dividers (RD, Rm). An output of the comparator is guided to a feedback point (A) of the oscillator through a coupling network (28) i.e. parallel resistor-capacitor member. An output signal of a control amplifier (18) is added to a signal proportional to a switching current, and a summing signal corresponding to the voltage value is assigned to the feedback point of the oscillator.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine LED-Stromversorgung, mit einem Sperrwandler, der einen Übertrager mit einer Primärwicklung sowie einer Sekundärwicklung aufweist, wobei die Primärwicklung in Serie mit einem als Leistungstransistor ausgebildeten gesteuerten Schalter an einer Eingangsgleichspannung liegt und der Sekundärwicklung ein Diodengleichrichter sowie ein Ladekondensator nachgeschaltet sind, sowie mit einer Ansteuerschaltung für den gesteuerten Schalter, welche von einer aus der Eingangsgleichspannung abgeleiteten Hilfsspannung versorgt ist und einen Taktoszillator sowie eine Treiberstufe aufweist und dazu eingerichtet ist, den gesteuerten Schalter zumindest annähernd im Spannungsminimum der parasitären Schwingungen der Drain—Source Spannung einzuschalten, und mit einer Regelung des Sekundärstroms durch eine LED-Anordnung mit mindestens einer LED, wobei das Ausgangssignal eines Stromsensors der Sekundärseite sowie ein Referenzsignal den Eingängen des Regelverstärkers zugeführt sind, dessen Ausgang der Ansteuerschaltung zugeführt istThe invention relates to an LED power supply, comprising a flyback converter having a transformer with a primary winding and a secondary winding, wherein the primary winding is connected in series with a power transistor designed as a controlled switch to a DC input voltage and the secondary winding followed by a diode rectifier and a charging capacitor are, as well as with a drive circuit for the controlled switch, which is supplied by a derived from the input DC voltage auxiliary voltage and having a clock oscillator and a driver stage and is adapted to turn the controlled switch at least approximately in the voltage minimum of the parasitic vibrations of the drain-source voltage, and with a regulation of the secondary current by an LED arrangement having at least one LED, wherein the output signal of a current sensor of the secondary side and a reference signal to the inputs of the control amplifier ers are supplied, the output of the drive circuit is supplied

Stromversorgungen zur Speisung von Leuchtdioden (LEDs), wie diese z.B. für Notbeleuchtungseinrichtungen bzw. auch für allgemeine Beleuchtungsaufgaben finden zunehmend Anwendung und sind meist als leistungselektronische Konverter (Schaltnetzteil) ausgebildet, welche die Gleich- oder Wechsel-Eingangs-/Netzspannung an die Last-Charakteristik der LEDs anpassen, wobei aus Sicherheitsgründen im allgemeinen eine Potentialtrennung zwischen Eingangs- und Ausgangsseite gefordert ist. Da besonders für Notbeleuchtungen kleinere Leistungen im Bereich von typisch 5...20W ausreichend sind, werden nach dem derzeitigen Stand der Technik als Konverter oft Sperrwandler eingesetzt. Diese lassen sich nämlich mit sehr wenigen Bauteilen realisieren und sind deshalb sehr kostengünstig herstellbar. Neben geringen Herstellungskosten ist andererseits aber auch ein möglichst hoher Wirkungsgrad des Konverters wichtig, da dieser direkt die Effizienz der gesamten Beleuchtungseinrichtung bestimmt und geringe Verluste die Kühlung des Gerätes erleichtern bzw. dessen Einbaubedingungen verbessern.Power supplies for supplying light-emitting diodes (LEDs), such as these e.g. for emergency lighting equipment or for general lighting tasks are increasingly used and are usually designed as power electronic converter (switching power supply), which adapt the DC or AC input / mains voltage to the load characteristics of the LEDs, for safety reasons in general a potential separation between Input and output side is required. Since smaller powers in the range of typically 5... 20 W are sufficient, in particular for emergency lighting, flyback converters are often used as converters in the current state of the art. These can be realized with very few components and are therefore very inexpensive to produce. In addition to low production costs, on the other hand, the highest possible efficiency of the converter is important, since this directly determines the efficiency of the entire lighting device and low losses facilitate the cooling of the device or improve its installation conditions.

Eine Aufgabe der Erfindung liegt daher in der Schaffung einer LED-Stromversorgung mit minimalem Bauteilaufwand bei gleichzeitiger Maximierung des Wirkungsgrades.An object of the invention is therefore to provide an LED power supply with minimal component complexity while maximizing the efficiency.

Diese Aufgabe wird mit einer LED-Stromversorgung der eingangs angegebenen Art gelöst, bei welcher erfindungsgemäß der Taktoszillator als rückgekoppelter Schmitt-Trigger ausgebildet ist, die Drain-Source-Spannung des Leistungstransistors über ein Spannungsteiler-Netzwerk dem Eingang eines Komparators zugeführt ist und der Ausgang des Komparators über ein Koppelnetzwerk an den Rückkopplungspunkt des Taktoszillators geführt ist, das Ausgangssignal eines Regelverstärkers zu einem dem Schalterstrom proportionalen Signal addiert und eine diesem Summensignal entsprechender Spannungswert gleichfalls dem Rückkopplungspunkt des Taktoszillators zugeführt ist.This object is achieved with an LED power supply of the type specified, in which according to the invention the clock oscillator is designed as a feedback Schmitt trigger, the drain-source voltage of the power transistor via a voltage divider network is fed to the input of a comparator and the output of comparator is fed via a coupling network to the feedback point of the clock oscillator, the output signal of a variable gain amplifier is added to a signal proportional to the switch current and a sum signal corresponding voltage value is also supplied to the feedback point of the clock oscillator.

Dank dieser Lösung erfolgt das Einschalten im Spannungsminimum zwar nur in angenäherter Form, jedoch sehr effektiv und praktisch ohne nennenswerte Zusatzkosten.Thanks to this solution, switching on at minimum voltage is only approximate, but very effective and practically without significant additional costs.

Bei einer Weiterbildung der Erfindung ist im Sinne einer kostengünstigen Lösung vorgesehen, dass der Komparator als Schmitt-Trigger ausgebildet ist.In a development of the invention, it is provided in the sense of a cost-effective solution that the comparator is designed as a Schmitt trigger.

Vorteilhaft, da kostengünstig ist es, wenn das Koppelnetzwerk ein Parallel-RC-Glied ist.Advantageous, since it is cost-effective if the coupling network is a parallel RC element.

Im Sinne einer oft gewünschten Potentialtrennung ist es empfehlenswert, dass der Ausgang des Regelverstärkers über einen Optokoppler der Ansteuerschaltung zugeführt ist. In diesem Fall zeichnet sich eine günstige Weiterbildung der Erfindung dadurch aus, dass der Ausgang des Regelverstärkers an den Eingang eines Optotransistors des Optokopplers gelegt ist, wobei der Basis des Optotransistors ein von dem Schalterstrom abgeleitetes Signal zugeführt und die Kollektor-Emitter-Strecke des Optotransistors in Serie mit einem Widerstand zwischen dem Rückkopplungspunkt des Taktoszillators und Masse gelegen ist. Alternativ ist es möglich, dass ein Steuertransistor vorgesehen ist, dessen Kollektor-Emitter-Strecke zwischen dem Rückkopplungspunkt des Taktoszillators und Masse gelegen ist, wobei die Basis des Steuertransistors einerseits über einen Widerstand und die Kollektor-Emitter-Strecke eines Optotransistors des Optokopplers mit dem Eingang des gesteuerten Schalters verbunden ist und andererseits der Basis des Steuertransistors ein von dem Schalterstrom abgeleitetes Signal zugeführt ist, da hierdurch ein kostengünstigerer Optokoppler eingesetzt werden kann, wobei die Kosten des zusätzlichen Steuertransistors kaum ins Gewicht fallen.In terms of an often desired electrical isolation, it is recommended that the output of the control amplifier is fed via an optocoupler of the drive circuit. In this case, a favorable development of the invention is characterized in that the output of the control amplifier is connected to the input of an opto-transistor of the optocoupler, wherein the base of the optotransistor fed to a signal derived from the switch current and the collector-emitter path of the opto-transistor Series with a resistance between the feedback point of the clock oscillator and ground is located. Alternatively, it is possible that a control transistor is provided whose collector-emitter path between the feedback point of the clock oscillator and ground is located, wherein the base of the control transistor on the one hand via a resistor and the collector-emitter path of an opto-transistor of the optocoupler with the input the controlled switch is connected and on the other hand, the base of the control transistor, a signal derived from the switch current signal is supplied, as a result, a cheaper optocoupler can be used, the cost of the additional control transistor hardly matter.

Um die Schalthysterese besser definieren zu können, kann vorgesehen sein, dass zwischen den Rückkopplungspunkt und dem tatsächlichen Eingang des Schmitt-Trigger-Gatters des Taktoszillators zwei antiparallele Dioden sowie von dem Gatter-Eingang nach Masse ein zusätzlicher Kondensator geschaltet sind.In order to better define the switching hysteresis, it can be provided that between the feedback point and the actual input of the Schmitt trigger gate of the clock oscillator two antiparallel diodes and from the gate input to ground, an additional capacitor are connected.

Im Sinne einer erheblichen Verringerung elektromagnetischer Störungen ist es ratsam, wenn ein aus einem rückgekoppelten Schmitt-Trigger bestehender RC-Oszillator mit bezüglich der Taktfrequenz niederer Frequenz vorgesehen ist, dessen Ausgangssignal dem Rückkopplungspunkt des Taktoszillators zu dessen Frequenzmodulation zugeführt ist.In terms of a significant reduction in electromagnetic interference, it is advisable if an existing from a feedback Schmitt trigger RC oscillator is provided with respect to the clock frequency low frequency whose output signal is fed to the feedback point of the clock oscillator to the frequency modulation.

Zur Sicherung gegen zu hohe Eingangsspannungen ist es empfehlenswert, wenn der Eingang eines weiteren Schmitt-Trigger-Gatters über einen Spannungsteiler an die Eingangsgleichspannung gelegt ist und der Ausgang des Gatters über eine Diode mit dem Rückkoppelpunkt des Taktoszillators verbunden ist.To protect against excessive input voltages, it is recommended that the input of another Schmitt trigger gate is connected via a voltage divider to the input DC voltage and the output of the gate is connected via a diode to the feedback point of the clock oscillator.

Schaltverluste, insbesondere bei hohen Eingangsspannungen können verringert werden, wenn ein Burst-Mode-Oszillator, bestehend aus einem über ein RC-Netzwerk rückgekoppelten und parallel zu dem Rückkopplungs-Widerstand die Serienschaltung eines Widerstandes und einer Diode aufweisenden Schmitt-Trigger-Gatter vorgesehen ist, welcher über eine Diode an den Rückkopplungspunkt des Taktoszillators angekoppelt ist und diesen periodisch für ein bestimmtes Zeitintervall freigibt.Switching losses, in particular at high input voltages, can be reduced if a burst-mode oscillator, consisting of a Schmitt trigger gate fed back via an RC network and having the series connection of a resistor and a diode in parallel with the feedback resistor, is provided. which is coupled via a diode to the feedback point of the clock oscillator and releases this periodically for a certain time interval.

Eine äußerst wirksame Sicherung gegen Netzüberspannung ergibt sich, falls zwischen die gemeinsame Masse und den sekundären Massepol eines Netzgleichrichters ein Serientransistor geschaltet ist, dessen Gate über einen Vorwiderstand durch die Hilfsspannung aktiviert ist, wobei zwischen der Eingangsgleichspannung und der Basis des Hilfstransistors die Serienschaltung einer Zenerdiode und eines Vorwiderstandes liegt, sodass zum Sperren des Serientransistors seine Gatespannung mit Hilfe eines Hilfstransistors im wesentlichen kurzgeschlossen wird, sobald die Eingangsgleichspannung einen durch die Zenerdiode definierten Wert übersteigt.An extremely effective protection against mains overvoltage results if between the common ground and the secondary ground of a power rectifier a series transistor is connected, whose gate is activated via a series resistor by the auxiliary voltage, wherein between the input DC voltage and the base of the auxiliary transistor, the series connection of a Zener diode and a series resistor is so that the locking of the series transistor its gate voltage by means of an auxiliary transistor is substantially short-circuited when the input DC voltage exceeds a value defined by the Zener diode value.

Falls die Basis des Hilfstransistors über die Serienschaltung einer Zenerdiode und eines Widerstandes an die Hilfsspannung gelegt ist, sodass der Einschaltstrom des Serientransistors begrenzt wird, kann ein sanftes Hochlaufen erreicht werden, was insbesondere bei Notbeleuchtungen wünschenswert ist. In diesem Fall ist es vorteilhaft, wenn zum Erfassen des Stroms durch den Serientransistor ein Messwiderstand vorgesehen ist und die an diesem liegende Messspannung über einen Längswiderstand und einen Querkondensator an die Basis des Hilfstransistors geführt ist.If the base of the auxiliary transistor is connected via the series circuit of a Zener diode and a resistor to the auxiliary voltage, so that the inrush current of the series transistor is limited, a soft run-up can be achieved, which is particularly desirable in emergency lighting. In this case, it is advantageous if, for detecting the current through the series transistor, a measuring resistor is provided and the measuring voltage lying on this is guided via a series resistor and a transverse capacitor to the base of the auxiliary transistor.

Eine Stromversorgung nach der Erfindung kann trotz vieler Funktionalitäten sehr kostengünstig hergestellt werden, wenn sämtliche Schmitt-Trigger als Gatter eines einzigen CMOS-Bausteins realisiert sind.A power supply according to the invention can be made very cost effective despite many functionalities, if all Schmitt trigger are implemented as gates of a single CMOS device.

Die Erfindung ist im Folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen an Hand beispielsweiser Ausführungsformen näher erläutert, die in der Zeichnung veranschaulicht sind. In dieser zeigen

  • Fig. 1a den prinzipiellen Aufbau eines Sperrwandlers, dessen Schalter unter Verwendung von Schmitt-Trigger Gattern, z.B. auf CMOS-Basis angesteuert wird,
  • Fig.1b zugehörige Spannungs- bzw. Stromverläufe in einem Diagramm,
  • Fig. 2a eine Schaltung nach der Erfindung mit Regelung des Sekundärstroms und Definition der Hysteresebreite durch zusätzliche Dioden,
  • Fig. 2b zugehörige Spannungs- bzw. Stromverläufe in einem Diagramm,
  • Fig. 3 eine erweiterte Schaltung nach der Erfindung mit einer Sicherung gegen Überspannungen am Eingang und einem Burst-Mode-Oszillator,
  • Fig. 4 einen Ausschnitt aus der Schaltung nach Fig. 3, betreffend eine alternative Regelung unter Verwendung eines einfachen Optokopplers und
  • Fig. 5 eine Variante einer erfindungsgemäßen Schaltung mit einer besonders wirksamen Sicherung gegen Überspannungen und Überströme.
The invention is explained in more detail below with reference to the drawings on the basis of exemplary embodiments, which are illustrated in the drawing. In this show
  • Fig. 1a the basic structure of a flyback converter whose switch is controlled by using Schmitt trigger gates, for example based on CMOS,
  • 1b shows associated voltage or current characteristics in a diagram,
  • Fig. 2a a circuit according to the invention with regulation of the secondary current and definition of the hysteresis width by additional diodes,
  • Fig. 2b associated voltage or current characteristics in a diagram,
  • Fig. 3 an extended circuit according to the invention with a protection against overvoltages at the input and a burst-mode oscillator,
  • Fig. 4 a section of the circuit after Fig. 3 concerning an alternative regulation using a simple optocoupler and
  • Fig. 5 a variant of a circuit according to the invention with a particularly effective protection against overvoltages and overcurrents.

Wie in Fig.1a gezeigt, besteht ein einfacher Sperrwandler 1 zur Speisung von Leuchtdioden 2 aus einer Eingangsspannung UE aus einem Übertrager 6 mit einer Primärwicklung 4 und einer mit dieser magnetisch gekoppelten Sekundärwicklung 5. Die Primärwicklung 4 kann durch Einschalten eines als MOS-FET-Leistungstransistor ausgebildeten gesteuerten Schalters 7 an die Eingangsgleichspannung UE gelegt werden, wobei ein sekundärseitiger Diodengleichrichter, hier eine Gleichrichterdiode 8 sperrt. Entsprechend u = L di/dt und Wm = L i2/2 wird dabei magnetische Energie Wm im Übertrager 6 eingespeichert. Diese Energie fließt nach Abschalten des gesteuerten Schalters 7 aus der Sekundärwicklung 5 über die dann leitende Gleichrichterdiode D8 in einen Ladekondensator C9 an dessen Ausgang die zu speisenden LEDs 2 als Last angeschlossen sind. Pro Schaltzyklus wird somit die Energie Wm an die Ausgangsseite übertragen. Zur Aufrechterhaltung eines permanenten Leistungsflusses muss deshalb der gesteuerte Schalter 7 über eine Ansteuerschaltung 3 periodisch angesteuert werden. Dies kann etwa so erfolgen, dass der Steueranschluss 11 des Schalters 7 mit dem Ausgang einer Treiberstufe 12 verbunden ist, deren Eingang von einem Taktoszillator 13 angesteuert wird, der als mittels eines RC-Gliedes R13, C13 rückgekoppelter Schmitt-Trigger zur Erzeugung eines Signals mit der Taktfrequenz f0 realisiert ist. Bei geeignetes Wahl von Frequenz und Tastverhältnis ergeben sich, wie in Fig.1b gezeigt, letztlich dreieckförmige Stromverläufe iT und iD im Leistungstransistor bzw. Schalter 7 und der Diode D8 (diskontinuierlicher Betrieb). Mit U11 bzw. UT sind die Spannungen am Steueranschluss des Schalters 7 bzw. dessen Längsspannung bezeichnet.As in 1a shown, there is a simple flyback converter 1 for feeding light emitting diodes 2 from an input voltage U E from a transformer 6 having a primary winding 4 and a magnetically coupled thereto with this secondary winding 5. The primary winding 4 can by turning on a designed as a MOS-FET power transistor controlled switch 7 are applied to the input DC voltage U E , wherein a secondary-side diode rectifier, here a rectifier diode 8 blocks. According to u = L di / dt and W m = L i 2/2 while magnetic energy W m is stored in the transformer 6. This energy flows after switching off the controlled switch 7 from the secondary winding 5 via the then conductive rectifier diode D 8 in a charging capacitor C 9 at the output of the LEDs to be fed 2 are connected as a load. Thus, the energy W m is transmitted to the output side per switching cycle. To maintain a permanent power flow, therefore, the controlled switch 7 must be controlled periodically via a drive circuit 3. This can be done approximately so that the control terminal 11 of the switch 7 is connected to the output of a driver stage 12, the input of which is driven by a clock oscillator 13, as fed back by means of an RC element R 13 , C 13 Schmitt trigger for generating a Signal is realized with the clock frequency f 0 . With a suitable choice of frequency and duty cycle arise, as in 1b shows shown, ultimately triangular current waveforms i and T i D in the power transistor or switch 7 and the diode D 8 (discontinuous operation). With U 11 and U T , the voltages at the control terminal of the switch 7 and its longitudinal voltage are designated.

Die Eigenbedarfs-Stromversorgung der Ansteuerschaltung 3 kann sehr einfach aber dennoch effizient über einen Vorwiderstand R15 und einer Zener-Diode D16 sowie einen Glättungskondensator C15 erfolgen, welche eine Hilfsspannung Vcc erzeugen.The self-supply power supply of the drive circuit 3 can very easily but efficiently via a series resistor R 15 and a Zener diode D 16 and a smoothing capacitor C 15 are made, which generate an auxiliary voltage Vcc.

In der in Fig.1a gezeigten einfachsten Grundform erfolgt die Speisung der LEDs ungeregelt. Der sich einstellende Strom durch die LEDs ist hier relativ ungenau und durch die Schaltungsparameter und Bauteilkennwerte bestimmt.In the in 1a shown simplest basic form, the supply of LEDs is unregulated. The self-adjusting current through the LEDs is hereby relatively inaccurate and determined by the circuit parameters and component characteristics.

Die in Fig. 2a gezeigte Schaltung weist im Sinne einer signifikanten Verbesserung einen Regelkreis auf. Der tatsächliche Strom iLED wird dabei von einem Stromsensor 17 (z.B. ein Strommess-Widerstand) erfasst und einem Regelverstärker 18 zugeführt, an dessen Referenzeingang der Sollwert iLED,ref für den LED-Strom anliegt. Mit dem Ausgangssignal des Regelverstärkers 18 wird ein Optokoppler 19 mit einem Optotransistor T19 angesteuert, dessen Kollektoranschluss mit dem Rückkopplungspunkt A des Taktoszillators 13 verbunden ist. Der Optokoppler 19 wirkt als Stromquelle, welche vom Rückkopplungspunkt A Ströme variabler Größe abziehen und so Frequenz und Tastverhältnis des Taktoszillators 13 beeinflussen kann. Zur Einstellung der Verstärkung bzw. zur Festlegung des Arbeitspunktes ist der Emiteranschluss des Optotransistors T19 über einen Widerstand R19 mit der Schaltungs-Masse verbunden. Als weiterer Steuerungs-Pfad ist der Basisanschluss des Optotransistors T19 über einen Widerstand R22 mit dem Steueranschluss 11 des Transistors 7 verbunden, wie auch über einen Widerstand R23 mit dem Source-Anschluss des Leistungstransistors 7, welcher über einen Strommess-Widerstand R24 mit der Schaltungs-Masse verbunden ist. Durch die beschriebene Anordnung wird zusätzlich zur sekundärseitigen Laststromregelung (bei welcher letztlich das Tastverhältnis des Taktoszillators 13 so modifiziert wird, bis sich der geforderte LED-Strom einstellt) auch eine Strombegrenzung für den Leistungstransistor 7 erreicht. Zwischen Basisanschluss des Optotransistors 19 und der Schaltungs-Masse ist noch ein Kondensator C25 geschaltet, welcher in Verbindung mit den Widerständen R23 bzw. R24 als Tiefpass- bzw. Mittelwert-Filter wirkt.In the Fig. 2a shown circuit has a control loop in the sense of a significant improvement. The actual current i LED is thereby detected by a current sensor 17 (eg, a current measuring resistor) and fed to a control amplifier 18, at whose reference input the setpoint value i LED, ref for the LED current is applied. With the output signal of the control amplifier 18, an optocoupler 19 is driven with an opto-transistor T 19 whose collector terminal is connected to the feedback point A of the clock oscillator 13. The optocoupler 19 acts as a current source, which deduct from the feedback point A streams of variable size and so can influence the frequency and duty cycle of the clock oscillator 13. To set the gain or to determine the operating point of the emitter terminal of the opto-transistor T 19 is connected via a resistor R 19 to the circuit ground. As a further control path, the base terminal of the optotransistor T 19 is connected via a resistor R 22 to the control terminal 11 of the transistor 7, as well as a resistor R 23 to the source terminal of the power transistor 7, which via a current measuring resistor R 24th connected to the circuit ground. As a result of the described arrangement, in addition to the secondary-side load current control (in which the duty cycle of the clock oscillator 13 is ultimately modified until the required LED current is reached), a current limitation for the power transistor 7 is also achieved. Between the base terminal of the optotransistor 19 and the circuit ground is still a capacitor C 25 is connected, which acts in conjunction with the resistors R 23 and R 24 as a low-pass filter or average value filter.

Eine Schaltung z.B. nach Fig.1a hat den Nachteil von relativ hohen Einschaltverlusten, welche im Leistungstransistor bzw. Schalter 7 entstehen und die den Wirkungsgrad der gesamten Stromversorgung beeinträchtigen. Ursache dafür ist, dass die Streuinduktivität des Übertragers 6 zusammen mit seinen Wicklungskapazitäten sowie besonders der Ausgangskapazität C DS des Leistungstransistors 7 einen parasitären Schwingkreis bildet. Nach Abschalten der Diode 8 kommt es zu ausgeprägten freien Schwingungen der Transistorspannung uT (siehe Fig.1b). Beim Zeitpunkt des nächsten Einschaltens des Transistors 7 kann dessen effektive Ausgangskapazität C DS deshalb einen relativ hohen Spannungswert aufweisen. Beim Einschalten geht nun die mit dieser Spannung gemäß Wc = C DS (uT )2/2 verbundene, im Transistor 7 gespeicherte Energie verloren (d.h. sie wird in Wärme umgesetzt, es entstehen Schaltverluste). Es sei angemerkt, dass moderne Leistungs-MOSFETs nur mehr einen sehr geringen On-Widerstand im Leitzustand aufweisen, die Leitverluste im Verhältnis zu den vorstehend beschriebenen Schaltverlusten bei Konvertern kleiner Leistung deshalb nahezu vernachlässigbar sind.A circuit eg after 1a has the disadvantage of relatively high turn-on losses, which arise in the power transistor or switch 7 and affect the efficiency of the entire power supply. The reason for this is that the stray inductance of the transformer 6 together with its winding capacitances and in particular the output capacitance C DS of the power transistor 7 forms a parasitic resonant circuit. After switching off the diode 8, there are pronounced free vibrations of the transistor voltage u T (see 1b shows ). At the time of the next turn-on of the transistor 7, its effective output capacitance C DS can therefore have a relatively high voltage value. When switching is now connected to this voltage according to Wc = C DS ( u T ) 2/2 connected, stored in the transistor 7 energy is lost (ie, it is converted into heat, there are switching losses). It should be noted that modern power MOSFETs only have a very low on-resistance in the conducting state, the conduction losses in relation to the switching losses described above are therefore almost negligible in the case of low-power converters.

Die Schaltverluste lassen sich (auch mit modernsten Halbleiterbauteilen) nur dadurch substantiell reduzieren, dass der Leistungstransistor 7 stets in einem Spannungsminimum der parasitären Schwingung eingeschaltet wird ("minimum-voltage switching"). Somit wird der parasitäre Schwingkreis als "Entlastungsnetzwerk" benutzt, der Sperrwandler arbeitet in einem quasi-resonanten Modus. Dieses Grundprinzip ist aus der einschlägigen Leistungselektronik-Literatur zwar seit langer Zeit bekannt, erfordert aber eine relativ aufwendige Auswerte-Schaltung zur Bestimmung des Spannungsminimums. Zur Erleichterung der Anwendbarkeit dieses Prinzips wurden daher spezielle Sperrwandler-Steuerbausteine mit integrierter Minimum-Detektion entwickelt. Diese Steuerbausteine sind allerdings eher teuer und benötigen wegen der komplexeren Signalverarbeitung auch einen relativ hohen Versorgungsstrom, so dass die beschriebene einfache Eigenbedarfs-Versorgung mittels Vorwiderstand und Zener-Diode nicht mehr anwendbar ist. Alternativ ließe sich das Spannungsminimum auch einfacher mittels einer zusätzlichen Wicklung am Übertrager 6 bestimmen, jedoch bedeutet dies (insbesondere für Sperrwandler kleiner Leistung) einen beträchtlichen Zusatzaufwand.The switching losses can be substantially reduced (even with state-of-the-art semiconductor components) by virtue of the fact that the power transistor 7 is always switched on in a voltage minimum of the parasitic oscillation ("minimum-voltage switching"). Thus, the parasitic resonant circuit is used as a "relief network", the flyback converter operates in a quasi-resonant mode. Although this basic principle has long been known from the relevant power electronics literature, it requires a relatively complex evaluation circuit for determining the voltage minimum. To facilitate the applicability of this principle, special flyback converter control modules with integrated minimum detection have therefore been developed. However, these control components are rather expensive and because of the more complex signal processing also require a relatively high supply current, so that the described simple internal power supply by means of series resistor and Zener diode is no longer applicable. Alternatively, the voltage minimum could also be determined more easily by means of an additional winding on the transformer 6, but this means (in particular for flyback converters of low power) a considerable additional outlay.

Die erfindungsgemäße Schaltung erzielt das beschriebene Einschalten im Spannungsminimum zwar nur in angenäherter Form, trotzdem aber sehr effektiv und praktisch ohne nennenswerte Zusatzkosten. Gemäß Fig.2b wird zu diesem Zweck ein weiteres Schmitt-Trigger-Gatter 14.3 eines CMOS-Bausteins 14 als Komparator 26 verwendet, dessen Eingangsspannung über einen hier aus zwei Widerständen RD, Rm bestehenden Spannungsteiler 27 aus der Drain-Source-Spannung uT des Leistungstransistors 7 abgeleitet wird. Der Spannungsteiler 27 wird in Verbindung mit der technologisch vorgegebenen Schaltschwelle des Komparators 26 so dimensioniert, dass die Schaltschwelle Us (siehe Fig. 2a) der gesamten Anordnung knapp über dem Spannungsminimum der parasitären Schwingung liegt. Der Ausgang des Komparators 26 koppelt nachfolgend über ein Parallel-RC-Glied 28 - Widerstand R28 und Kondensator C28- an den Rückkopplungspunkt A des Taktoszillators 13 an. Über das RC-Glied 28 erfolgt nun eine "Synchronisation" des Taktoszillators 13, so dass dieser immer dann erneut startet (d.h. den Leistungstransistor 7 wieder einschaltet), wenn uT das Spannungsminimums erreicht, wie in Fig.2a gezeigt. Der Komparator 26 detektiert bei der erfindungsgemäßen Schaltung zwar nicht den exakten Punkt des Spannungsminimums von uT , wohl aber wird dieser Punkt näherungsweise erfasst. Da die in der Ausgangskapazität C DS des Transistors 7 gespeicherte Verlustenergie aber quadratisch von uT abhängig ist, wird selbst bei nur näherungsweiser Detektion unter Anwendung eines einzigen, Zusatzgatters eine deutliche Verringerung der Einschaltverluste erzielt. Das Zusatzgatter ist vorteilhafterweises eines von z.B. sechs, in einem einzigen Baustein 14 integrierten Gatter/Invertern, auf einem Baustein vorhanden, welche als integrierte CMOS-Schaltungen zu extrem geringen Kosten im Handel verfügbar sind, wobei sich durch die CMOS-Technologie ein äußerst geringer Eigenstromverbrauch ergibt.Although the circuit according to the invention achieves the described switching on in the voltage minimum only in an approximate form, it is nevertheless very effective and practically without significant additional costs. According to 2b For this purpose, another Schmitt trigger gate 14.3 of a CMOS device 14 is used as a comparator 26 whose input voltage via a voltage divider 27 consisting here of two resistors R D , R m from the drain-source voltage U T of the power transistor. 7 is derived. The voltage divider 27 is dimensioned in conjunction with the technologically predetermined switching threshold of the comparator 26 so that the switching threshold Us (see Fig. 2a ) of the entire arrangement is just above the voltage minimum of the parasitic oscillation. The output of the comparator 26 is subsequently coupled via a parallel RC element 28 - resistor R 28 and capacitor C 28 - to the feedback point A of the clock oscillator 13. Via the RC element 28, a "synchronization" of the clock oscillator 13 takes place, so that it always starts again (ie, the power transistor 7 turns on again), when u T is the voltage minimum achieved as in 2a shown. Although the comparator 26 does not detect the exact point of the voltage minimum of u T in the circuit according to the invention, this point is approximately detected. However, since the loss energy stored in the output capacitance C DS of the transistor 7 is quadratically dependent on u T , a significant reduction of the turn-on losses is achieved even with only approximate detection using a single, additional gate. The additional gate is advantageously one of, for example, six gates / inverters integrated in a single device 14, present on a device which are commercially available as CMOS integrated circuits at extremely low cost, with extremely low power consumption due to CMOS technology results.

Durch das unmittelbare Wieder-Einschalten des Leistungstransistors 7 ohne nennenswerte Pause kann die Regelung des LED-Stromes nicht direkt über das Tastverhältnis sondern nur über eine Variation der Amplitude des Transistorstroms iT erreicht werden. In der Wirkung wird nämlich das Ausgangssignal des Regelverstärkers 18 mit einem vom Transistorstrom abgeleiteten Signal (gebildet durch die Bauelemente R22, R23, R 24, C25) funktionell im Optokoppler 19 addiert und letztlich der Taktoszillator 13 über den Optokoppler-Ausgangstransistor so justiert, dass im stationären Betrieb der gewünschte Strom durch die LEDs fließt, aber auch das angestrebte Schalten des Leistungstransistors 7 im Spannungsminimum garantiert ist (Fig.2b).Due to the immediate reconnection of the power transistor 7 without any significant pause, the regulation of the LED current can not be achieved directly via the duty cycle but only via a variation of the amplitude of the transistor current i T. In effect, namely, the output signal of the control amplifier 18 with a derivative of the transistor current signal (formed by the components R 22 , R 23 , R 24 , C 25 ) functionally added in the optocoupler 19 and ultimately the clock oscillator 13 is adjusted via the optocoupler output transistor in that the desired current flows through the LEDs in steady-state operation, but also guarantees the desired switching of the power transistor 7 in the voltage minimum ( 2b ).

Der Taktoszillator 13 besteht gemäß Fig.1a in seiner einfachsten Form aus einem invertierenden Schmitt-Trigger-Gatter, welches über ein RC-Glied rückgekoppelt ist. Die Schwingfrequenz wird durch die Hysteresebreite des Schmitt-Tiggerbausteins bestimmt. Da die Hysteresebreite stark Hersteller- bzw. Baureihen-abhängig ist, ist die Schwingfrequenz nicht genau definiert, was die Auslegung des gesamten Konverters erschwert. Dieser nachteilige Effekt kann durch die in Fig.2b gezeigte Schaltungserweiterung signifikant verbessert werden. Dabei werden zwischen dem Rückkopplungspunkt A und dem tatsächlichen Eingang des Gatters zwei antiparallel geschaltete Dioden D1, D2 sowie vom Gatter-Eingang nach Masse ein zusätzlicher Kondensator Cb geschaltet. Durch diese Schaltungserweiterung wird die Hysteresebreite nun wesentlich durch die definierte Schwellspannung der Dioden D1, D2 bestimmt und nicht mehr dominant durch die (ungenaue geringere) Hysterese des Gatters selbst.The clock oscillator 13 is according to 1a in its simplest form from an inverting Schmitt trigger gate, which is fed back via an RC element. The oscillation frequency is determined by the hysteresis width of the Schmitt trigger module. Since the hysteresis width is heavily dependent on manufacturer or series, the oscillation frequency is not precisely defined, which makes the design of the entire converter more difficult. This adverse effect can be achieved by the in 2b shown circuit extension can be significantly improved. In this case, between the feedback point A and the actual input of the gate two antiparallel connected diodes D 1 , D 2 and the gate input to ground, an additional capacitor C b is connected. As a result of this circuit expansion, the hysteresis width is now essentially determined by the defined threshold voltage of the diodes D 1 , D 2 and no longer dominant by the (inaccurately lower) hysteresis of the gate itself.

Ein zusätzlicher Vorteil ergibt sich dadurch, dass eine Dimensionierung möglich ist, bei welcher als Folge der Temperaturabhängigkeit der Diodenspannungen die Schwingfrequenz des Taktoszillators mit steigender Temperatur zunimmt, was der mit steigender Temperatur sinkenden Stromschwelle der Strombegrenzung entgegenwirkt und so für eine näherungsweise konstante Maximalleistung gesorgt ist.An additional advantage results from the fact that a dimensioning is possible in which as a result of the temperature dependence of the diode voltages, the oscillation frequency of the clock oscillator increases with increasing temperature, which increases with increasing temperature counteracts sinking current threshold of the current limit and is thus ensured for an approximately constant maximum power.

Nun auf Fig. 3 kommend sei erläutert, dass sich eine weitere Verbesserung der Systemeigenschaften (wiederum ohne praktische Zusatzkosten) erzielen lässt, wenn die Schaltung um einen zusätzlichen RC-Oszillator 29 ergänzt wird, welcher wiederum unter Verwendung eines (ohnehin bereits vorhandenen) Schmitt-Trigger-Gatters des CMOS-Bausteines 14 realisiert wird. Das Rückkopplungsnetzwerk des RC-Oszillators 29, nämlich ein Widerstand R29 und ein Kondensator C29, wird so dimensioniert, dass sich eine Schwingfrequenz f1 einstellt, welche im Vergleich zur Arbeitsfrequenz f0 des Taktoszillators 13 gering ist (z.B. 1kHz im Vergleich zu 100kHz). Der RC-Oszillator 29 wird nun, beispielsweise über einen Koppelwiderstand R30 mit dem Rückführungspunkt A des Taktoszillators 13 verbunden, wodurch es zu einer Art Frequenzmodulation (Jitter) des Taktoszillators 13 mit der Arbeitsfrequenz des RC-Oszillators 29 als Modulationsfrequenz kommt. Durch den damit gegebenen "Spread-Spectrum"-Mode des Sperrwandlers wird die leitungs- bzw. strahlungsgebundene elektromagnetische Verträglichkeit (EMV) deutlich verbessert und so die Ausfilterung von Störspannungskomponenten an Eingang und Ausgang des Konverters erleichtert.Now up Fig. 3 It will be explained that a further improvement of the system properties (once again without practical additional costs) can be achieved if the circuit is supplemented by an additional RC oscillator 29, which in turn uses a (already existing) Schmitt trigger gate of the CMOS Blocks 14 is realized. The feedback network of the RC oscillator 29, namely a resistor R 29 and a capacitor C 29 , is dimensioned so that an oscillation frequency f 1 sets, which is low compared to the operating frequency f 0 of the clock oscillator 13 (eg 1 kHz compared to 100 kHz ). The RC oscillator 29 is now, for example via a coupling resistor R 30 connected to the return point A of the clock oscillator 13, whereby it comes to a kind of frequency modulation (jitter) of the clock oscillator 13 with the operating frequency of the RC oscillator 29 as the modulation frequency. The so-called "spread spectrum" mode of the flyback converter, the line or radiation-bound electromagnetic compatibility (EMC) is significantly improved, thus facilitating the filtering of interference voltage components at the input and output of the converter.

Durch die Verwendung eines weiteren Schmitt-Trigger-Gatters 14.5, dessen Eingang über einen Spannungsteiler Rp + Rq an die Versorgungsspannung UE gelegt ist und dessen Ausgang über eine Diode D3 mit dem Rückkoppelpunkt A des Taktoszillators 13 verbunden ist, kann erreicht werden, dass der Taktoszillator 13 und als Folge die gesamte Stromversorgung bei höheren Spannungen abgeschaltet wird. Durch Wahl der Abschaltschwelle (über Dimensionierung des Spannungsteilers) kann erreicht werden, dass die Stromversorgung bei Überspannungen nicht arbeitet, sodass ein Überspannungsschutz für den Leistungstransistor 7 gegeben ist. Alternativ ist dadurch aber auch ein Betrieb möglich, bei dem - starke Welligkeit der Versorgungsspannung UE vorausgesetzt, z.B. infolge geringer Kapazität des Zwischenkreiskondensators Cz - die Stromversorgung überhaupt nur in einem Teilbereich der Netzspannungsperiode taktet ("quasi-Burst-Mode"), wodurch die Schaltverluste weiter minimiert werden können.By using a further Schmitt trigger gate 14.5, whose input is connected via a voltage divider R p + Rq to the supply voltage U E and whose output is connected via a diode D 3 to the feedback point A of the clock oscillator 13, can be achieved that the clock oscillator 13 and as a result the entire power supply is switched off at higher voltages. By selecting the switch-off threshold (via dimensioning of the voltage divider), it can be achieved that the power supply does not operate in the event of overvoltages, so that overvoltage protection for the power transistor 7 is provided. Alternatively, but this also an operation is possible in which - strong ripple of the supply voltage U E assumed, eg due to low capacitance of the DC link capacitor Cz - the power supply only in a portion of the mains voltage period clocks ("quasi-burst mode"), whereby the Switching losses can be further minimized.

Der vorstehend erläuterte Burst-Mode kann aber auch explizit erzwungen werden, wenn mit einem weiteren Schmitt-Trigger-Gatter 14.6 mit entsprechendem Rückkopplungsnetzwerk, nämlich einem RC-Netzwerk Rr und Ce mit einem zusätzlichem Widerstands-Dioden-Pfad eines Widerstandes Rd in Serie mit einer Diode Dr parallel zu Rr ein eigener Burst-Mode-Oszillator realisiert wird, welcher ebenfalls über eine Diode Dk an den Rückkopplungspunkt A des Taktoszillators 13 angekoppelt ist und diesen periodisch, aber stets nur für ein kurzes Zeitintervall freigibt.The above-explained burst mode can also be enforced explicitly if, with another Schmitt trigger gate 14.6 with a corresponding feedback network, namely an RC network R r and C e with an additional resistance diode path of a resistor R d in Series with a diode D r parallel to R r a separate burst-mode oscillator is realized, which is also coupled via a diode D k to the feedback point A of the clock oscillator 13 and this periodically, but always releases only for a short time interval.

Fig. 4 zeigt das relevante Detail einer Ausführungsvariante der Schaltung nach Fig.3. Bei dieser Variante ist die Funktion der Stromsenke am Rückkopplungspunkt A des Taktoszillators 13, die in den Fig. 2a und 3 durch den Optokoppler 19 realisiert ist, durch einen zusätzlichen Steuertransistor Tf ausgeführt. Hier ist der Emitter des Optotransistors über einen Widerstand R4 zu der Basis des Steuertransistors Tf geführt und von der dieser Basis führt ein Kondensator C4 gegen Masse. Außerdem liegt die Basis an dem Strommess-Widerstand R24. Der zur Potentialtrennung notwendige Optokoppler 19 dient nur mehr zur Ansteuerung des Steuertransistor Tf. Der Vorteil dieser Variante ist, dass der Optokoppler 19 nun keinen ausgeführten Basis-Anschluß des Optotransistors mehr benötigt, somit ein low-cost-Typ eingesetzt werden kann. Fig. 4 shows the relevant detail of an embodiment of the circuit after Figure 3 , In this variant, the function of the current sink at the feedback point A of the clock oscillator 13, which in the Fig. 2a and 3 is realized by the optocoupler 19, executed by an additional control transistor T f . Here, the emitter of the opto-transistor is passed through a resistor R4 to the base of the control transistor T f , and from this base, a capacitor C4 leads to ground. In addition, the base is connected to the current measuring resistor R 24 . The necessary for potential separation optocoupler 19 is only used to control the control transistor T f . The advantage of this variant is that the optocoupler 19 now no longer requires a running base terminal of the opto-transistor, thus a low-cost type can be used.

Fig. 5 zeigt einen zusätzlichen Überspannungsschutz der LED-Stromversorgung. Bei direkt an das öffentliche Energieversorgungsnetz angeschlossenen elektronischen Betriebsmitteln besteht eine erhöhte Gefahr der Beschädigung/Zerstörung durch Netzüberspannungen. Kurzzeitige transiente Überspannungen, oft durch sogenannte Surge-Prüfimpulse simuliert, lassen sich üblicherweise durch Einsatz von parallel wirkenden Spannungsbegrenzungsnetzwerken basierend auf Zener-Dioden und/oder VDR-Widerständen gut beherrschen lassen. Für länger einwirkende Überspannungen, wie diese beispielsweise in dreiphasigen Systemen durch einen Bruch des Neutralleiters verursacht werden können, muss vor allem der Zwischenkreiskondensator gegen Überspannung geschützt werden. Eine derartige Störung kann das Gerät nur dann schadlos überstehen, wenn es durch eine in Serie liegende elektronische Abschaltvorrichtung im Überspannungsfall vom Netz getrennt wird. Die erfindungsgemäße, in Fig. 3 als Gesamtheit mit dem Bezugszeichen 1 bezeichnete LED-Stromversorgung ist in Fig. 5 nur durch ein Kästchen angedeutet und hier durch einen Serientransistor Tg erweitert, der zwischen die gemeinsame Masse GND und den sekundären Massepol eines Netzgleichrichters Glr geschaltet ist, und welcher im Normalbetrieb voll durchgeschaltet ist, weil sein Gate über einen Vorwiderstand Rh durch die Hilfsspannung (interne Versorgungsspannung) VCC der Stromversorgung 1 aktiviert ist. Der Steueranschluss des Transistors Tg kann nun allerdings durch einen Hilfstransistor Ti deaktiviert werden, welcher bei Ansteuerung seiner Basis die Gatespannung des Transistors Tg kurzschließt. Dies geschieht dann, wenn die Versorgungsspannung UE der LED-Stromversorgung 1 einen durch eine Zener-Diode Dj definierten Grenzwert (typisch z.B. 440V) überschreitet, welche von der Betriebsspannung UE über einen Vorwiderstand Rk an den Basisanschluss des Hilfstransistors Ti geschaltet ist. Fig. 5 shows an additional overvoltage protection of the LED power supply. In the case of electronic equipment connected directly to the public power supply network there is an increased risk of damage / destruction due to mains overvoltages. Short-term transient overvoltages, often simulated by so-called surge test pulses, can usually be controlled well by the use of parallel-acting voltage-limiting networks based on Zener diodes and / or VDR resistors. For longer acting overvoltages, as can be caused by a break of the neutral conductor, for example in three-phase systems, above all the DC link capacitor must be protected against overvoltage. Such a fault can only survive the device without damage if it is disconnected from the mains by a series-connected electronic disconnecting device in the event of an overvoltage. The inventive, in Fig. 3 designated as a whole by the reference numeral 1 LED power supply is in Fig. 5 indicated only by a box and here extended by a series transistor T g , which is connected between the common ground GND and the secondary ground pole of a mains rectifier Glr, and which is fully turned on in normal operation, because its gate via a series resistor R h by the auxiliary voltage ( internal supply voltage) V CC of the power supply 1 is activated. However, the control terminal of the transistor T g can now be deactivated by an auxiliary transistor T i , which short-circuits the gate voltage of the transistor T g when its base is driven. This occurs when the supply voltage U E of the LED power supply 1 exceeds a limit defined by a zener diode D j (typically eg 440V), which is connected from the operating voltage U E via a series resistor R k to the base terminal of the auxiliary transistor T i is.

Durch eine weitere Serienschaltung einer Zenerdiode D1 und eines Widerstandes R1, welche von dem Basisanschluss des Hilfstransistors Ti zur Hilfsspannung Vcc der LED-Stromversorgung geschaltet ist, kann erreicht werden, dass beim Hochlauf der Schaltung der Transistor Tg erst dann durchschaltet, wenn die an ihm anliegende Spannung einen definierten Wert (typisch z.B. 39V) unterschreitet. Dadurch ergibt sich ein strombegrenzter Sanftanlauf, welcher den Einschaltstrom auf einen sehr niederen Wert reduziert, was besonders bei Notleuchten ein wesentlicher Vorteil ist.By a further series connection of a Zener diode D1 and a resistor R1, which is connected from the base terminal of the auxiliary transistor T i to the auxiliary voltage Vcc of the LED power supply, can be achieved that during startup of the circuit the transistor T g only turns on when the voltage applied to it falls below a defined value (typically 39 V, for example). This results in a current-limited soft start, which reduces the inrush current to a very low value, which is a significant advantage especially for emergency lights.

Zum Schutz vor Überströmen kann es zweckmäßig sein, wenn der durch den Serientransistor Tg fließende Strom mittels eines Messwiderstandes Rn erfasst und die Spannung an diesem Widerstand an den Basisanschluss des Hilfstransistors Ti geführt wird, wobei zur Unterdrückung von Störungen ein RC-Filter, bestehend aus einem Längswiderstand Ro und einen Querkondensator Co zwischengeschaltet ist. Beim Anlegen der Netzspannung wird der Zwischenkreiskondensator Cz über eine Diode Dy, den Vorwiderstand Rh und den Hilfstransistor Ti so hoch aufgeladen, bis der Hilfstransistor Ti über die Zenerdiode Dl und den Widerstand R1 freigegeben wird und der Serientransistor Tg den Ladestrom übernimmt. Erst wenn die Differenz der gleichgerichteten Netzspannung zur Spannung an dem Zwischenkreiskondensator Cz unter die Zenerspannung der Diode D1 sinkt, schaltet der Transistor Tg richtig ein. Eine Zenerdiode Dz begrenzt die Gatespannung des Transistors Tg. Mit dieser Schaltungserweiterung wird der Serientransistor Tg nicht nur bei Überspannungen sondern auch beim Auftreten von Überströmen abgeschaltet, womit die Robustheit der gesamten Stromversorgung weiter gesteigert werden kann.To protect against overcurrents, it may be expedient if the current flowing through the series transistor T g detected by a measuring resistor R n and the voltage across this resistor is fed to the base terminal of the auxiliary transistor T i , wherein for the suppression of interference an RC filter, consisting of a series resistor R o and a transverse capacitor C o is interposed. When applying the mains voltage of the DC link capacitor C z via a diode D y , the resistor R h and the auxiliary transistor T i is charged until the auxiliary transistor T i via the Zener diode D l and the resistor R 1 is released and the series transistor Tg the Charging current takes over. Only when the difference of the rectified mains voltage to the voltage at the intermediate circuit capacitor C z falls below the zener voltage of the diode D 1 , the transistor Tg turns on properly. A Zener diode D z limits the gate voltage of the transistor Tg. With this circuit expansion, the series transistor T g is switched off not only in the event of overvoltages but also in the event of overcurrents, whereby the robustness of the entire power supply can be further increased.

Claims (14)

LED-Stromversorgung, mit einem Sperrwandler (1), der einen Übertrager (6) mit einer Primärwicklung (4) sowie einer Sekundärwicklung (5) aufweist, wobei die Primärwicklung in Serie mit einem als Leistungstransistor ausgebildeten gesteuerten Schalter (7) an einer Eingangsgleichspannung (UE) liegt und der Sekundärwicklung ein Diodengleichrichter (8) sowie ein Ladekondensator (9) nachgeschaltet sind, sowie mit einer Ansteuerschaltung für den gesteuerten Schalter, welche von einer aus der Eingangsgleichspannung abgeleiteten Hilfsspannung (Vcc) versorgt ist und einen Taktoszillator (13) sowie eine Treiberstufe (12) aufweist und dazu eingerichtet ist, den gesteuerten Schalter zumindest annähernd im Spannungsminimum der parasitären Schwingungen der Drain-Source Spannung einzuschalten, und mit einer Regelung des Sekundärstroms (iD) durch eine LED-Anordnung mit mindestens einer LED, wobei das Ausgangssignal (iLED) eines Stromsensors (17) der Sekundärseite sowie ein Referenzsignal (iLED,ref) den Eingängen des Regelverstärkers (18) zugeführt sind, dessen Ausgang der Ansteuerschaltung zugeführt ist,
dadurch gekennzeichnet, dass
der Taktoszillator (13) als rückgekoppelter Schmitt-Trigger ausgebildet ist, die Drain-Source-Spannung des Leistungstransistors (7) über einen Spannungsteiler (Rd, Rm) dem Eingang eines Komparators (26) zugeführt ist und der Ausgang des Komparators (26) über ein Koppelnetzwerk (28) an den Rückkopplungspunkt (A) des Taktoszillators (13) geführt ist, das Ausgangssignal eines Regelverstärkers (18) zu einem dem Schalterstrom (iT) proportionalen Signal addiert wird und ein diesem Summensignal entsprechender Spannungswert gleichfalls dem Rückkopplungspunkt des Taktoszillators (13) zugeführt ist.LED power supply comprising a flyback converter (1) having a transformer (6) with a primary winding (4) and a secondary winding (5), the primary winding being connected in series with a controlled switch (7) designed as a power transistor to an input DC voltage ( U E ) and the secondary winding, a diode rectifier (8) and a charging capacitor (9) are connected downstream, and with a drive circuit for the controlled switch, which is supplied by a derived from the input DC voltage auxiliary voltage (Vcc) and a clock oscillator (13) and a driver stage (12) and is adapted to turn on the controlled switch at least approximately in the minimum voltage of the parasitic vibrations of the drain-source voltage, and with a regulation of the secondary current (i D ) by an LED array with at least one LED, wherein the Output signal (i LED ) of a current sensor (17) of the secondary side and a reference signal (i LED , ref ) are fed to the inputs of the control amplifier (18) whose output is fed to the drive circuit,
characterized in that
the clock oscillator (13) is formed as a feedback Schmitt trigger, the drain-source voltage of the power transistor (7) via a voltage divider (R d , R m ) is supplied to the input of a comparator (26) and the output of the comparator (26 ) is fed via a coupling network (28) to the feedback point (A) of the clock oscillator (13), the output signal of a variable gain amplifier (18) is added to a signal proportional to the switch current (i T ), and a voltage value corresponding to this sum signal is also applied to the feedback point of Clock oscillator (13) is supplied. LED-Stromversorgung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Komparator (26) als Schmitt-Trigger (14.3) ausgebildet ist.LED power supply according to claim 1, characterized in that the comparator (26) as Schmitt trigger (14.3) is formed. LED-Stromversorgung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Koppelnetzwerk (28) ein Parallel-RC-Glied ist.LED power supply according to claim 1 or 2, characterized in that the coupling network (28) is a parallel RC element. LED-Stromversorgung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang des Regelverstärkers (18) über einen Optokoppler (19) der Ansteuerschaltung zugeführt ist.LED power supply according to one of claims 1 to 3, characterized in that the output of the control amplifier (18) via an opto-coupler (19) is supplied to the drive circuit. LED-Stromversorgung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang des Regelverstärkers (18) an den Eingang eines Optotransistors des Optokopplers (19) gelegt ist, wobei der Basis des Optotransistors ein von dem Schalterstrom (iT) abgeleitetes Signal zugeführt und die Kollektor-Emitter-Strecke des Optotransistors in Serie mit einem Widerstand (R19) zwischen dem Rückkopplungspunkt (A) des Taktoszillators (13) und Masse gelegen ist.LED power supply according to claim 4, characterized in that the output of the control amplifier (18) is connected to the input of an opto-transistor of the opto-coupler (19), wherein the base of the opto-transistor is supplied from the switch current (i T ) derived signal and the collector -Emitter path of the opto-transistor in series with a resistor (R 19 ) between the feedback point (A) of the clock oscillator (13) and ground is located. LED-Stromversorgung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass ein Steuertransistor (Tf) vorgesehen ist, dessen Kollektor-Emitter-Strecke zwischen dem Rückkopplungspunkt (A) des Taktoszillators (13) und Masse gelegen ist. wobei die Basis des Steuertransistors einerseits über einen Widerstand (R4) und die Kollektor-Emitter-Strecke eines Optotransistors des Optokopplers (19) mit dem Eingang des gesteuerten Schalters (7) verbunden ist und andererseits der Basis des Steuertransistors ein von dem Schalterstrom (iT) abgeleitetes Signal zugeführt ist.LED power supply according to claim 4, characterized in that a control transistor (T f ) is provided whose collector-emitter path between the feedback point (A) of the clock oscillator (13) and ground is located. wherein the base of the control transistor on the one hand via a resistor (R 4 ) and the collector-emitter path of an opto-transistor of the opto-coupler (19) to the input of the controlled switch (7) is connected and on the other hand, the base of the control transistor one of the switch current (i T ) derived signal is supplied. LED-Stromversorgung nach einem der Ansprüche1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen den Rückkopplungspunkt (A) und dem tatsächlichen Eingang des Schmitt-Trigger-Gatters (14.2) des Taktoszillators (13) zwei antiparallele Dioden (D1, D2) sowie von dem Gatter-Eingang nach Masse ein zusätzlicher Kondensator (Cb) geschaltet sind.LED power supply according to one of claims 1 to 6, characterized in that between the feedback point (A) and the actual input of the Schmitt trigger gate (14.2) of the clock oscillator (13) comprises two antiparallel diodes (D 1 , D 2 ) and the gate input to ground an additional capacitor (C b ) are connected. LED-Stromversorgung nach einem der Ansprüche1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass ein aus einem rückgekoppelten Schmitt-Trigger bestehender RC-Oszillator (29) mit bezüglich der Taktfrequenz (fo) des Taktgenerators (13) niederer Frequenz (f1) vorgesehen ist, dessen Ausgangssignal dem Rückkopplungspunkt (A) des Taktoszillators (13) zu dessen Frequenzmodulation zugeführt ist.LED power supply according to one of claims 1 to 7, characterized in that an existing from a feedback Schmitt trigger RC oscillator (29) with respect to the clock frequency (fo) of the clock generator (13) of low frequency (f 1 ) is provided Output signal to the feedback point (A) of the clock oscillator (13) is supplied to the frequency modulation. LED-Stromversorgung nach einem der Ansprüche1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Eingang eines weiteren Schmitt-Trigger-Gatters (14.5) über einen Spannungsteiler (Rp ,Rm ) an die Eingangsgleichspannung (UE) gelegt ist und der Ausgang des Gatters über eine Diode (D3 ) mit dem Rückkoppelpunkt (A) des Taktoszillators (13) verbunden ist.LED power supply according to one of claims 1 to 8, characterized in that the input of another Schmitt trigger gate (14.5) via a voltage divider (R p , R m ) to the input DC voltage (U E ) is placed and the output of the gate is connected via a diode (D 3 ) to the feedback point (A) of the clock oscillator (13). LED-Stromversorgung nach einem der Ansprüche1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass ein Burst-Mode-Oszillator (e), bestehend aus einem über ein RC-Netzwerk rückgekoppelten und parallel zu dem Rückkopplungs-Widerstand (Rr) die Serienschaltung eines Widerstandes (Rd) und einer Diode (Dr) aufweisenden Schmitt-Trigger-Gatter (14.6) vorgesehen ist, welcher über eine Diode (Dk) an den Rückkopplungspunkt (A) des Taktoszillators (13) angekoppelt ist und diesen periodisch für ein bestimmtes Zeitintervall freigibt.LED power supply according to one of claims 1 to 9, characterized in that a burst-mode oscillator (s), consisting of a fed back via an RC network and parallel to the feedback resistor (R r ), the series connection of a resistor (R d ) and a diode (D r ) having Schmitt trigger gate (14.6) is provided, which is coupled via a diode (D k ) to the feedback point (A) of the clock oscillator (13) and this periodically releases for a certain time interval , LED-Stromversorgung nach einem der Ansprüche1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen die gemeinsame Masse (GND) und den sekundären Massepol eines Netzgleichrichters (Glr) ein Serientransistor (Tg) geschaltet ist, dessen Gate über einen Vorwiderstand (Rh) durch die Hilfsspannung (VCC) aktiviert ist, wobei zwischen der Eingangsgleichspannung (UE) und der Basis des Hilfstransistors die Serienschaltung einer Zenerdiode (Dj) und eines Vorwiderstandes (Rk) liegt, sodass zum Sperren des Serientransistors seine Gatespannung mit Hilfe eines Hilfstransistors (Ti) im wesentlichen kurzgeschlossen wird, sobald die Eingangsgleichspannung (UE) einen durch die Zenerdiode (Dj) definierten Wert übersteigt.LED power supply according to one of claims 1 to 10, characterized in that between the common ground (GND) and the secondary ground pole of a mains rectifier (Glr) a series transistor (Tg) is connected, whose gate via a series resistor (R h ) by the auxiliary voltage (V CC ) is activated, wherein between the input DC voltage (U E ) and the base of the auxiliary transistor, the series circuit of a Zener diode (D j ) and a series resistor (R k ) is located, so that for blocking the series transistor its gate voltage by means of an auxiliary transistor (T i ) is substantially short-circuited as soon as the input DC voltage (U E ) exceeds a value defined by the zener diode (D j ). LED-Stromversorgung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Basis des Hilfstransistors (Ti) über die Serienschaltung einer Zenerdiode (D1) und eines Widerstandes (R1) an die Hilfsspannung (Vcc) gelegt ist, sodass der Einschaltstrom des Serientransistors (Tg) begrenzt wird.LED power supply according to claim 11, characterized in that the base of the auxiliary transistor (T i ) is connected via the series connection of a Zener diode (D 1 ) and a resistor (R 1 ) to the auxiliary voltage (Vcc), so that the inrush current of the series transistor ( T g ) is limited. LED-Stromversorgung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass zum Erfassen des Stroms durch den Serientransistor (Tg) ein Messwiderstand (Rn) vorgesehen ist und die an diesem liegende Messspannung über einen Längswiderstand (Ro) und einen Querkondensator (Co) an die Basis des Hilfstransistors (Ti) geführt ist.LED power supply according to claim 12, characterized in that for detecting the current through the series transistor (Tg) a measuring resistor (R n ) is provided and the measuring voltage lying across this via a series resistor (R o ) and a transverse capacitor (C o ) the base of the auxiliary transistor (T i ) is guided. LED-Stromversorgung nach einem der Ansprüche1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass sämtliche Schmitt-Trigger (14.1....14.6) als Gatter eines einzigen CMOS-Bausteins (14) realisiert sind.LED power supply according to one of claims 1 to 13, characterized in that all Schmitt triggers (14.1 .... 14.6) are implemented as gates of a single CMOS chip (14).
EP10450158.0A 2009-10-22 2010-10-21 LED power supply Active EP2315499B1 (en)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
AT0165809A AT508969B1 (en) 2009-10-22 2009-10-22 LED POWER SUPPLY

Publications (2)

Publication Number Publication Date
EP2315499A1 true EP2315499A1 (en) 2011-04-27
EP2315499B1 EP2315499B1 (en) 2013-05-29

Family

ID=43558228

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP10450158.0A Active EP2315499B1 (en) 2009-10-22 2010-10-21 LED power supply

Country Status (2)

Country Link
EP (1) EP2315499B1 (en)
AT (1) AT508969B1 (en)

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE202012100109U1 (en) 2012-01-12 2012-02-27 Productivity Engineering Gesellschaft für Prozessintegration mbH Circuit arrangement for operating LED light sources
CN105577005A (en) * 2016-02-05 2016-05-11 江苏力行电力电子科技有限公司 New type current detection and control circuit of offline switching power supply
DE102015202245A1 (en) * 2015-02-09 2016-08-11 Tridonic Gmbh & Co Kg Down converter with frequency modulated switch control
CN108076561A (en) * 2016-11-10 2018-05-25 达宙科技股份有限公司 LED drive
US20220006393A1 (en) * 2019-12-13 2022-01-06 Joulwatt Technology Co., Ltd. Flyback switch circuit and control method thereof
CN114167929A (en) * 2020-09-11 2022-03-11 北京兆易创新科技股份有限公司 Voltage generating circuit and electronic device

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5475579A (en) * 1993-12-20 1995-12-12 At&T Corp. Pulse width modulator for switching power supply
US5914865A (en) * 1997-10-23 1999-06-22 Hewlett-Packard Company Simplified AC-DC switching converter with output isolation
US6104622A (en) * 1997-04-30 2000-08-15 Fidelix Y.K. Power supply apparatus for reduction of power consumption
WO2008144894A1 (en) * 2007-05-31 2008-12-04 Ivan Meszlenyi Wide supply range flyback converter

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AT411944B (en) * 2001-04-27 2004-07-26 Siemens Ag Oesterreich SWITCHING REGULATOR
US6577512B2 (en) * 2001-05-25 2003-06-10 Koninklijke Philips Electronics N.V. Power supply for LEDs
JP2004140886A (en) * 2002-10-15 2004-05-13 Koito Mfg Co Ltd Switching regulator circuit and lighting fixture for vehicle
US7528551B2 (en) * 2007-02-26 2009-05-05 Semiconductor Components Industries, L.L.C. LED control system
CN101715655B (en) * 2007-06-15 2012-04-25 赤多尼科阿特可两合股份有限公司 Drive for driving a light source, particularly an led

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5475579A (en) * 1993-12-20 1995-12-12 At&T Corp. Pulse width modulator for switching power supply
US6104622A (en) * 1997-04-30 2000-08-15 Fidelix Y.K. Power supply apparatus for reduction of power consumption
US5914865A (en) * 1997-10-23 1999-06-22 Hewlett-Packard Company Simplified AC-DC switching converter with output isolation
WO2008144894A1 (en) * 2007-05-31 2008-12-04 Ivan Meszlenyi Wide supply range flyback converter

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE202012100109U1 (en) 2012-01-12 2012-02-27 Productivity Engineering Gesellschaft für Prozessintegration mbH Circuit arrangement for operating LED light sources
DE102015202245A1 (en) * 2015-02-09 2016-08-11 Tridonic Gmbh & Co Kg Down converter with frequency modulated switch control
CN105577005A (en) * 2016-02-05 2016-05-11 江苏力行电力电子科技有限公司 New type current detection and control circuit of offline switching power supply
CN105577005B (en) * 2016-02-05 2018-09-25 江苏力行电力电子科技有限公司 A kind of New type of current of Off-line SMPS detects and controls circuit
CN108076561A (en) * 2016-11-10 2018-05-25 达宙科技股份有限公司 LED drive
US20220006393A1 (en) * 2019-12-13 2022-01-06 Joulwatt Technology Co., Ltd. Flyback switch circuit and control method thereof
US11757367B2 (en) * 2019-12-13 2023-09-12 Joulwatt Technology Co., Ltd Flyback switch circuit and control method thereof
CN114167929A (en) * 2020-09-11 2022-03-11 北京兆易创新科技股份有限公司 Voltage generating circuit and electronic device

Also Published As

Publication number Publication date
EP2315499B1 (en) 2013-05-29
AT508969A1 (en) 2011-05-15
AT508969B1 (en) 2011-07-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE102015105488B4 (en) SYSTEM AND PROCEDURE FOR A TIMED POWER SUPPLY
DE102015211861B4 (en) Secondary detection and communication device for a dynamic load
DE10040413B4 (en) Circuit arrangement for generating a switching signal for a current-controlled switching power supply
EP2315499B1 (en) LED power supply
DE102009028482B4 (en) Detection of a missing diode in a synchronous output stage
DE10018229B4 (en) Method for regulating the output current and / or the output voltage of a switched-mode power supply
DE102005002359C5 (en) Current limiting circuit and method of operating the circuit
DE102010029244A1 (en) System and method for transient suppression in a switched-mode power supply
DE102006006026A1 (en) Lighting control unit for a vehicle lighting device
JP2009165316A (en) Switching power supply and semiconductor used in the switching power supply
DE202014100858U1 (en) Light emitting diode driving circuit with a controllable current source for generating a holding current for the triac
DE102018102639A1 (en) Integrated control and power stage for a switching power supply, switching power supply and related procedures
DE10108131A1 (en) Semiconductor circuit for power supply grid has a control circuit with a load which is switchable over time
EP3021444B1 (en) Circuit for protection against overvoltages
DE102014111614A1 (en) Multifunctional pin for a driver of a light emitting diode (LED)
DE102007002342B3 (en) Simplified primary-side drive circuit for the switch in a switching power supply
DE102011087431A1 (en) Arrangement and method for driving a cascode switch
DE102014111612A1 (en) Multifunctional pin for a driver of a light emitting diode (LED)
EP2110938A1 (en) Control circuit on the primary side of an electronic power converter having a transformer without auxiliary winding with a regulation based on the secondary side current flow duration
EP1526622A2 (en) Electronic ballast with protection circuit for switching transitors of a converter
DE102004060211A1 (en) Integrated circuit with an undervoltage detector
DE102007058614A1 (en) Power supply arrangement with monitoring of the output current
EP0635171B1 (en) Switched electronic supply unit
DE202011002880U1 (en) Semiconductor power supply
DE102014216828A1 (en) LED operating circuit with start-up circuit

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

17P Request for examination filed

Effective date: 20101102

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AL AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HR HU IE IS IT LI LT LU LV MC MK MT NL NO PL PT RO RS SE SI SK SM TR

AX Request for extension of the european patent

Extension state: BA ME

GRAP Despatch of communication of intention to grant a patent

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOSNIGR1

GRAS Grant fee paid

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOSNIGR3

GRAA (expected) grant

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009210

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: B1

Designated state(s): AL AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HR HU IE IS IT LI LT LU LV MC MK MT NL NO PL PT RO RS SE SI SK SM TR

REG Reference to a national code

Ref country code: GB

Ref legal event code: FG4D

Free format text: NOT ENGLISH

REG Reference to a national code

Ref country code: CH

Ref legal event code: EP

REG Reference to a national code

Ref country code: AT

Ref legal event code: REF

Ref document number: 615056

Country of ref document: AT

Kind code of ref document: T

Effective date: 20130615

REG Reference to a national code

Ref country code: IE

Ref legal event code: FG4D

Free format text: LANGUAGE OF EP DOCUMENT: GERMAN

REG Reference to a national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: R096

Ref document number: 502010003439

Country of ref document: DE

Effective date: 20130725

REG Reference to a national code

Ref country code: LT

Ref legal event code: MG4D

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: SE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130529

Ref country code: LT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130529

Ref country code: PT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130930

Ref country code: ES

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130909

Ref country code: NO

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130829

Ref country code: GR

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130830

Ref country code: IS

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130929

Ref country code: FI

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130529

Ref country code: SI

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130529

REG Reference to a national code

Ref country code: NL

Ref legal event code: VDEP

Effective date: 20130529

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: PL

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130529

Ref country code: HR

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130529

Ref country code: RS

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130529

Ref country code: BG

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130829

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: LV

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130529

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DK

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130529

Ref country code: CZ

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130529

Ref country code: SK

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130529

Ref country code: EE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130529

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: NL

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130529

Ref country code: IT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130529

Ref country code: RO

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130529

PLBE No opposition filed within time limit

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009261

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: NO OPPOSITION FILED WITHIN TIME LIMIT

BERE Be: lapsed

Owner name: LUNATONE INDUSTRIELLE ELEKTRONIK GMBH

Effective date: 20131031

26N No opposition filed

Effective date: 20140303

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: MC

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130529

REG Reference to a national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: R097

Ref document number: 502010003439

Country of ref document: DE

Effective date: 20140303

REG Reference to a national code

Ref country code: IE

Ref legal event code: MM4A

REG Reference to a national code

Ref country code: FR

Ref legal event code: ST

Effective date: 20140630

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: FR

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20131031

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: BE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20131031

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: IE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20131021

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: SM

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130529

REG Reference to a national code

Ref country code: CH

Ref legal event code: PL

GBPC Gb: european patent ceased through non-payment of renewal fee

Effective date: 20141021

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: CY

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130529

Ref country code: TR

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130529

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: GB

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20141021

Ref country code: HU

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT; INVALID AB INITIO

Effective date: 20101021

Ref country code: LU

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20131021

Ref country code: LI

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20141031

Ref country code: MK

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130529

Ref country code: CH

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20141031

REG Reference to a national code

Ref country code: CH

Ref legal event code: AECN

Free format text: DAS PATENT IST AUFGRUND DES WEITERBEHANDLUNGSANTRAGS VOM 22. JULI 2015 REAKTIVIERT WORDEN.

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: MT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130529

PGRI Patent reinstated in contracting state [announced from national office to epo]

Ref country code: CH

Effective date: 20150723

Ref country code: LI

Effective date: 20150723

REG Reference to a national code

Ref country code: AT

Ref legal event code: MM01

Ref document number: 615056

Country of ref document: AT

Kind code of ref document: T

Effective date: 20151021

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: AT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20151021

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: AL

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20130529

REG Reference to a national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: R079

Ref document number: 502010003439

Country of ref document: DE

Free format text: PREVIOUS MAIN CLASS: H05B0033080000

Ipc: H05B0045000000

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DE

Payment date: 20231020

Year of fee payment: 14

Ref country code: CH

Payment date: 20231102

Year of fee payment: 14