EP1920518A1 - Vorrichtung und verfahren zum ladungsausgleich zwischen den einzelzellen eines doppelschichtkondensators - Google Patents

Vorrichtung und verfahren zum ladungsausgleich zwischen den einzelzellen eines doppelschichtkondensators

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Publication number
EP1920518A1
EP1920518A1 EP06793147A EP06793147A EP1920518A1 EP 1920518 A1 EP1920518 A1 EP 1920518A1 EP 06793147 A EP06793147 A EP 06793147A EP 06793147 A EP06793147 A EP 06793147A EP 1920518 A1 EP1920518 A1 EP 1920518A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
cell
voltage
switching transistors
tia
terminals
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP06793147A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Stephan Bolz
Martin GÖTZENBERGER
Rainer Knorr
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Continental Automotive GmbH
Original Assignee
Siemens AG
Continental Automotive GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG, Continental Automotive GmbH filed Critical Siemens AG
Publication of EP1920518A1 publication Critical patent/EP1920518A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/0013—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries acting upon several batteries simultaneously or sequentially
    • H02J7/0014—Circuits for equalisation of charge between batteries
    • H02J7/0016—Circuits for equalisation of charge between batteries using shunting, discharge or bypass circuits
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/36—Arrangements for testing, measuring or monitoring the electrical condition of accumulators or electric batteries, e.g. capacity or state of charge [SoC]
    • G01R31/396—Acquisition or processing of data for testing or for monitoring individual cells or groups of cells within a battery
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/34—Parallel operation in networks using both storage and other dc sources, e.g. providing buffering
    • H02J7/345—Parallel operation in networks using both storage and other dc sources, e.g. providing buffering using capacitors as storage or buffering devices
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/70—Energy storage systems for electromobility, e.g. batteries

Definitions

  • the invention relates to a device for charge equalization between the individual cells of a double-layer capacitor, in particular in a multi-voltage vehicle electrical system.
  • the invention also relates to a method for operating this device.
  • Double-layer capacitors have proved to be the most sensible technical solution for providing or storing short-term high powers, such as acceleration support by means of an electric motor (boost mode) or the electrical conversion of kinetic energy during regenerative braking in so-called “mild” hybrid vehicles.
  • the maximum voltage of a double-layer capacitor single cell is limited to about 2.5V to 3.0V, so that to provide a voltage of, for example 60V (a typical value for 42V vehicle electrical system) about 20 to 25 individual cells to a capacitor stack in series with are switching.
  • a known possibility is to monitor the voltage of each individual cell by means of separate electronics and, upon reaching or exceeding a maximum value of the cell voltage, bring about a partial discharge by means of a connectable parallel resistor (shunt). The cell then discharges via the shunt and its voltage drops below the maximum value again.
  • shunt connectable parallel resistor
  • the shunt is switched off again and no further charge is taken from the capacitor.
  • Such a circuit consumes little energy in the passive state, but the charge compensation by charge reduction (energy loss in the module) is achieved.
  • This variant is usefully used where a capacitor stack is operated predominantly close to the maximum voltage; for example, in the supply of emergency power systems.
  • the concept is limited to the fact that the charging current of the capacitor module must be smaller than the discharge current, since otherwise still an overload of individual capacitors when charging the module is possible.
  • the compensation system can not be switched on externally, but can only by exceeding the max. Voltage activated. When operating in a motor vehicle, however, exactly this state is not reached over a longer time, which ultimately leads in the long term to an imbalance in the capacitor module. This could already be verified by measurements in a test vehicle.
  • the system has the following disadvantages: no feedback to a higher-level operational management, whether a capacitor the max. Voltage has exceeded (Uc> 2.5 V);
  • the compensation is only activated if the max. Voltage is exceeded;
  • this form of charge compensation can be carried out at any time independently of the maximum voltage of an individual cell, so that a dangerous charge imbalance in the double-layer capacitor can not even build up.
  • these cables are loaded with high-frequency voltage pulses from the switching operations of the flyback converter and require separate EMC suppression measures.
  • Another aspect is the method of operating the flyback converter.
  • Commercially available control circuits switching regulator ICs
  • switching regulator ICs operate almost exclusively at a fixed switching frequency.
  • the charging of the magnetic memory (Speicherinduktivi- tat or transformer) takes place in one phase, the discharge, or energy transfer takes place in the output circuit in the other phase of the bar. This is especially useful if in addition to the switched current and a DC component is transmitted (non-lopsided operation).
  • attempts are made to avoid a switching gap, that is to say a period in which the magnetic memory element remains completely discharged, since then oscillation tendencies increasingly occur and the memory properties of the magnetic core can not be optimally utilized.
  • the oscillations are due to the resonant circuit, which consists of storage inductance and winding capacitance, as well as the fact that the resonant circuit is excited at the beginning of the switching gap and is not attenuated by any ohmic load.
  • the object of the invention is to provide a device for charge equalization between the individual cells of a double-layer capacitor in a multi-voltage vehicle electrical system, which allows a simplification in the structure of the circuit and the wiring to the individual capacitors of the module;
  • a function monitoring of the charge balancing circuit and the individual cells should be possible;
  • the circuit should be constructed essentially with standard components and are particularly suitable for attachment to the cell stack or the individual cells; it should be easy to extend the entire system and thus be easily scalable.
  • the object of the invention is also to specify a method for operating this device.
  • Figure 1 a basic circuit according to the invention
  • Figure 2 a first embodiment of a circuit according to the invention in a simple embodiment
  • FIG. 3 shows a second exemplary embodiment of a differential circuit according to the invention
  • Figure 4 a drive circuit for the switching transistors
  • Figure 5 a Nachladescrien for the circuit in a simple design
  • FIG. 6 shows a recharging circuit for the circuit in different embodiments
  • FIG. 7 is a schematic diagram of a rectifier
  • FIG. 8 shows an embodiment of a rectifier restricted to a simple charge equalization circuit
  • FIG. 9 shows an exemplary embodiment of a rectifier extended to a differential charge equalization circuit.
  • FIG. 1 A basic block diagram of an embodiment according to the invention is shown in FIG.
  • Figure 1 shows a double-layer capacitor, which consists of a series circuit (stack) of single-capacitor cells Cl to Cn.
  • Each capacitor cell Cl to Cn (hereinafter referred to as "cell") is associated with a capacitor CIa to Cna, whose first connection
  • - Can be connected to the first terminal of the associated cell Cl to Cn via a first switch SIa to Sna, and - via a second switch SIb to Snb with the second
  • Connection of the associated cell Cl to Cn can be connected.
  • the second terminals of the capacitors CIa to Cna are connected together.
  • the two switches SIa and Sna are opened and closed synchronously with a predetermined frequency, and the switches SIb and Snb are switched on and off in antiphase.
  • FIG. 2 shows an exemplary embodiment of the circuit according to FIG. 1.
  • the switches SIa to Snb from FIG. 1 are embodied here as MOS-FET switching transistors TIa to Tnb, the first terminals of the capacitors CIa to Cna being connected to the source terminals of the first Switching transistors TIa to Tna and to the drain terminals of the second switching transistors TIb to Tnb are connected.
  • the drain terminals of the first switching transistors TIa to Tna are connected to the first terminals of their associated cells Cl to Cn, while the sources of the second switching transistors TIb to Tnb are connected to the second terminals of their associated cells Cl to Cn.
  • a series connection of two resistors Rla-Rlb to Rna-Rnb is arranged, whose connection points are connected to the first terminals of the capacitors CIa to Cna assigned to them.
  • the switching transistors TIa to Tnb are operated as switches.
  • the capacitors CIa to Cna are charged so that only a small voltage is applied to the switching transistors TIa to Tnb, which is achieved by the resistors Rla-Rlb to Rna-Rnb; Cell Cl has a high charging voltage and cell Cn has a low charging voltage;
  • V2 V C2 + ... + V Cn _i + V Cn on the series connection of the capacitors CIa and Cna is the starting point of the following method:
  • Vl Vd + V 02 + • • • + Vcn-i
  • V2 V 02 + • • • + Vcn-i + V 0n
  • the differential voltage dVl has a positive value and a current corresponding to the voltage difference dVl flows from the first terminal of the cell C1 via TIa, CIa, Cna, Tna and via the cell stack Cn-I to Cl back to the starting point.
  • the two capacitors CIa and Cna are now at the voltage Vl.
  • the differential voltage dV2 has a negative value:
  • charge from cell Cl flows into the capacitors CIa, Cna, and in the second phase, charge from the capacitors CIa, Cna flows into cell Cn. This is a charge transfer from the higher charged cell Cl to the lower charged cell Cn.
  • the compensation circuit is expanded by doubling the circuit according to FIG.
  • the two circuits are operated in push-pull, so that now the switching transistors TIa and Tna and TId and Tnd and in the next cycle then the switching transistors TIb and TnB and Tic and Tnc are turned on simultaneously in one cycle.
  • the alternating current flowing through the intervening cells (in the aforementioned embodiment, C2 to Cn-I) is completely eliminated. Since the voltage potentials of the switching transistors TIa to Tnd shown in FIGS. 2 and 3, due to their arrangement, are approximately at the level of the cells C1 to Cn assigned to them, a simple triggering with ground reference is only possible to a limited extent.
  • FIG. 4 shows such a drive circuit for the switching transistors.
  • the function of this circuit is explained using the example of the switching transistors TIa and TIb shown in FIGS. 2 and 3 and applies mutatis mutandis to all other switching transistors T2a to Tnd of the circuits in FIGS. 2 and 3.
  • FIGS. 2 and 3 show the switching transistors TIa and TIb themselves and the series connection of two resistors Rla-Rlb, which are arranged parallel to the cell C1 and whose connection point is connected to the first terminal of the capacitor CI assigned to the cell C1. However, the gate terminals of both switching transistors, via which the control takes place, are not connected there.
  • the control of the switching transistors TIa and TIb takes place in the embodiment of Figure 4, for example, by capacitive coupling of the control signals Tla-A, Tlb-A via a respective coupling capacitor ClIa, ClIb, wherein still a clamping to the source potential of the respective switching transistor is necessary, which one Zener diode DIa, DIb and one resistor RlIa, RlIb each, which are connected between source and gate of the associated switching transistor TIa, TIb, wherein the cathode terminal of the Zener diode is connected to the gate of the associated switching transistor.
  • IClB is used for current amplification of the control signals Tla-A, Tlb-A.
  • TIb of the coupling capacitor ClIa or ClIb is arranged.
  • the switching signals Tla-Ein and Tlb-Ein should be at low level and have the terminals of the logic buffers IClA and IClB connected to the terminals of the capacitors ClIa and ClIb OV potential.
  • the gate terminal of the switching transistor TIa, TIb terminal of the capacitor ClIa, ClIb is - due to the resistor RlIa, RlIb - the source potential of the switching transistor TIa, TIb.
  • the gate-source voltage of the switching transistor TIa, TIb OV and switching transistor TIa, TIb is not conductive.
  • the terminal of the capacitor CIa connected to the source terminal of switching transistor TIa and the drain terminal of switching transistor TIb is set to half the voltage applied to cell Cl.
  • the gate-source voltage of the switching transistor TIa will increase approximately by the value of the voltage jump at the output of the logic buffer IClA and the switching transistor TIa switch on.
  • the zener diode DIa limits the gate-source voltage to a value permissible for the switching transistor.
  • the capacitor ClIa becomes resistive RlIa discharge something, but without falling below the turn-on of the switching transistor TIa.
  • the gate-source voltage at the switching transistor TIa also decreases by the same amount as the control signal Tla-Ein (the output voltage of the logic buffer ClA).
  • the gate-source voltage will now become negative. However, this is limited to a value of about -0.7V, since the zener diode DIa is now poled in the flow direction and thus clamps the voltage.
  • the capacitor ClIa is reloaded to its original value so that the next switch-on process can take place in the same way.
  • control signals Tla-Ein and Tlb-Ein have alternately high and low levels in the charge balance mode.
  • circuit arrangement described so far can carry out a charge equalization between one or more cells in the double-layer capacitor stack, they do not cause a total recharging of the stack from an external energy source.
  • a recharge may be required if the total voltage of the double-layer capacitor falls below a predetermined minimum value. It is simply the sum of the stored values of the charging voltages V C i to V Cn formed and compared with the predetermined minimum value. If this minimum value is undershot, individual cells, cell groups or the entire double-layer capacitor can be recharged by an external energy source.
  • the recharging circuit according to FIG. 5 consists of a recharging capacitor Cv whose one terminal is at reference potential GND and which is charged via a switchable current source Q with a constant current from an external energy source, for example an on-board voltage source Vbat via a switch SB to a predetermined voltage.
  • a voltage divider of two equal resistances RvIa, Rv2a is arranged.
  • a switching transistor Tva is provided whose drain is connected to the connection point of current source Q and after-charging capacitor Cv and whose source leads to a node A and is simultaneously connected to the junction of the two resistors RvIa, Rv2a, and - a switching transistor Tvb whose drain is provided is connected to the node A and whose source terminal is connected to reference potential GND.
  • both switching transistors Tva and Tvb act on the connection node A (see FIG. 2) of the capacitors CIa to Cna, it is now possible to simultaneously charge the reload capacitor Cv to the cell Cl by simultaneously switching the switching transistors Tva and TIa, or in opposite phases thereto or another cell. It is thus possible to reload individual cells in the stack.
  • the resistors RvIa, Rv2a of the same size ensure that the connection node A is at half the DC potential of the recharging capacitor Cv.
  • switching transistors TIa to Tnb (FIG. 2) or TIa to Tnd (FIG. 3) are not conductively controlled.
  • the switching transistors TIa and TIb assigned to one cell, for example Cl are turned on (in the case of the circuit according to FIG. 3, the switching transistors TIa and TId as well as TIb and Tic at the same time are switched simultaneously).
  • this produces a rectangular AC voltage whose peak-to-peak value corresponds to the charge voltage of cell C1. Due to the opposite-phase actuation of the switching transistors TIa and TIb or TIC and TId, the signals at the nodes A and B are also in opposite phase.
  • the DC voltage value of the nodes A and B is - as described above - half the value of the charging voltage of the recharging capacitor Cv. This DC voltage value is superimposed on the rectangular AC voltage.
  • the nodes A and A and B are - except with the Nachladescaria - also connected to the terminals A and A and B of a rectifier, which rectifies the rectangular AC voltage in a referenced GND reference voltage.
  • the principle of such rectification is shown in FIG. If the charging voltage of, for example, the cell Cl is determined and stored by measuring the output voltage Vout of the rectifier, the switching transistors TIa and TIb or TIa to TId assigned to the cell C1 are again switched to non-conducting.
  • the charging voltage of the cell C2 or another cell can be detected by corresponding switching of the associated switching transistors at the output Vout of the rectifier.
  • the charging voltages of all cells of the stack can be determined and stored one after the other.
  • the DC potentials of these nodes can be set to a reference potential by inserting a resistor between node A or B and a reference voltage-about 2.5V.
  • This AC voltage can then be converted with a suitable rectifier into a DC voltage corresponding to the peak-to-peak value with reference to reference potential GND. It is therefore suitable for further processing - for example at the A / D input of a microcontroller.
  • FIG. 8 shows a known per se embodiment of a rectifier for the evaluation of the cell voltages which is limited to the simple charge equalization circuit according to FIG. 2 and designed as a synchronous demodulator (see DE 100 34 060, FIG. 5 and associated description).
  • the inputs of the rectifier are to be connected via a switch Schla to the node A (the connection of the capacitors CIa to Cna) of the compensation circuit of Figure 2.
  • the control signal of the changeover switch Schla corresponds to the signals Tla-Ein to Tna-Ein described in FIG. 4, wherein the signal assigned to the respective capacitor C 1 to Cn to be measured is selected.
  • the circuit is also suitable for rectifying differential signals in the exemplary embodiment of the charge balancing circuit according to FIG. 3.
  • a switch Schlb is added only to switch Schla, both switches by means of the control signal of the cell to be measured each cell Cl to Cn associated switching transistor (for cell Cl it is the control signal Tla-one, for cell Cn then the control signal Tna-A) be switched so that in one phase node A to input A of the rectifier (op amp AMPI) and node B with
  • Input B of the rectifier (operational amplifier AMP2) is connected and in the other phase node A is connected to input B and node B to input A.
  • the signal Tla-A is used to measure the charging voltage of a cell of cell Cl.
  • the control signals T2a-A to Tna-A are to be used accordingly.
  • the following method sequence is initiated at specific, predetermined intervals: - Measurement of the charging voltages of all cells; For this purpose, as described above, the switching transistors assigned to each cell to be measured are switched, the charging voltage Vc of the cell is measured and stored; - Determining if a charge equalization is required; the stored values of the charging voltages of all cells are compared for their differences with each other; If one or more differences are above a predetermined limit value, a charge equalization must take place between the cells with too large differences.
  • the charging voltages are compared with a predetermined maximum value. If one or more values are above this maximum value, then a partial discharge must take place by charge equalization with cells having the lowest charge:
  • a recharge circuit according to FIG. 6 If a recharge circuit according to FIG. 6 is used, then a single cell can be recharged. This is particularly useful if, for example, as a result of aging, a cell shows significantly increased self-discharge; any subset of cells are reloaded; This is especially useful if cells with different properties (capacity, self-discharge) are installed in the stack and the subset should be aligned with the rest of the stack; the entire stack of capacitors are recharged when the stack is indeed balanced, but overall has a too low charging voltage.
  • a resistor is to be provided in the case of simple operation, one of whose terminals is to be connected to node A of the charge equalization circuit and whose other terminal is to be connected to a reference voltage Vref (for example + 2.5 V) (shown in dashed lines in FIG. 8). .
  • Vref for example + 2.5V
  • the efficiency of the circuit is very high; - Through the use of switching transistors operated as a switch, only small losses occur; the connection and potential separation of the cells takes place via capacitors; only a few and inexpensive components are required for the circuit; the voltage of each individual cell in the stack can be measured easily and with high precision; a compensation process can be activated at any time; the charge balance energy does not have to be taken from the entire stack, but can be selectively taken from a particular (highest charged) cell;
  • the circuit allows highly efficient, targeted charge balancing between individual cells or cell groups of the stack and the entire stack; With suitable circuit selection (differential switching), charge equalization takes place between any two cells without an AC load on the cells in between;
  • a charge equalization is also possible with a cell error (for example, short circuit) - the circuit associated with the affected cell is then simply no longer actuated; reloading individual cells or cell groups and the entire stack is possible; the circuit is particularly effective because different parts of each circuit parts can be used repeatedly;
  • a cell error for example, short circuit
  • the overall system is easy to expand and therefore easily scalable.

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Abstract

Vorrichtung und Verfahren zum Ladungsausgleich zwischen den Einzelzellen eines Doppelschichtkondensators, insbesondere in einem Mehrspannungs-Kraf tf ahrzeugbordnetz, wobei jeder Einzelzelle des Doppelschichtkondensators ein Kondensator zugeordnet ist, dessen erster Anschluss über einen ersten Schalter mit dem ersten Anschluss der zugeordneten Zelle und über einen zweiten Schalter mit dem zweiten Anschluss der zugeordneten Zelle verbunden werden kann, und dessen zweiter AnSchluss mit den zweiten Anschlüssen aller Kondensatoren verbunden ist.

Description

Beschreibung
VORRICHTUNG UND VERFAHREN ZUM LADUNGSAUSGLEICH ZWISCHEN DEN EINZELZELLΞN EINES DOPPELSCHICHTKONDENSATORS
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Ladungsausgleich zwischen den Einzelzellen eines Doppelschichtkondensators, insbesondere in einem Mehrspannungs- Kraftfahrzeugbordnetz.
Die Erfindung betrifft auch ein Verfahren zum Betreiben dieser Vorrichtung.
Doppelschichtkondensatoren haben sich als sinnvollste techni- sehe Lösung zur Bereitstellung oder Speicherung kurzfristig hoher Leistungen, etwa bei Beschleunigungsunterstützung mittels Elektromotor (Boost-Betrieb) oder der elektrischen Wandlung von Bewegungsenergie beim regenerativen Bremsvorgang in so genannten „Mild"-Hybridfahrzeugen, erwiesen.
Die Maximalspannung einer Doppelschichtkondensator-Einzelzelle ist allerdings auf ca. 2,5V bis 3,0V begrenzt, so dass zur Bereitstellung einer Spannung von beispielsweise 60V (ein typischer Wert für 42V-Bordnetze) ca. 20 bis 25 Einzelzellen zu einem Kondensatorstapel in Reihe zu schalten sind.
Bedingt durch unterschiedliche Selbstentladung der Einzelzellen baut sich im Laufe der Zeit ein Ladungsungleichgewicht im Doppelschichtkondensator auf, das ihn letztendlich unbrauch- bar machen würde .
Die Streubreite der Selbstentladung der Einzelzellen innerhalb eines Kondensatormoduls kann sehr groß sein. Extrapoliert man dies auf Zeiträume von Wochen bis Monaten, wie für den Gebrauch eines Kraftfahrzeugs relevant, so wird das bestehende Problem offensichtlich. Ein einfacher Ladungsausgleich, etwa durch geringfügiges Überladen wie bei einer Blei-Saure-Batterie (Starterbatterie) , ist bei Doppelschichtkondensatoren nicht möglich.
Eine bekannte Möglichkeit besteht darin, die Spannung jeder Einzelzelle mittels separater Elektronik zu überwachen und bei Erreichen bzw. Überschreiten eines Maximalwertes der Zellenspannung eine Teilentladung mittels eines anschaltbaren Parallelwiderstandes (Shunt) herbeizufuhren. Die Zelle ent- ladt sich dann über den Shunt und ihre Spannung sinkt wieder unter den Maximalwert.
Wird der Maximalwert um einen bestimmten Spannungswert unterschritten, so wird der Shunt wiederum abgeschaltet und dem Kondensator wird keine weitere Ladung entnommen.
Solch eine Schaltung verbraucht im passiven Zustand wenig Energie, jedoch wird der Ladungsausgleich durch Ladungsabbau (Energieverlust im Modul) erzielt. Diese Variante ist sinn- voll dort einzusetzen, wo ein Kondensatorstapel überwiegend nahe der Maximalspannung betrieben wird; etwa bei der Versorgung von Notstromanlagen.
Das Konzept ist jedoch darauf beschrankt, dass der Ladestrom des Kondensatormoduls kleiner sein muss als der Entladestrom, da ansonsten trotzdem eine Überladung von einzelnen Kondensatoren beim Aufladen des Moduls möglich ist. Zudem kann das Ausgleichssystem nicht von extern eingeschaltet werden, sondern kann nur durch Überschreiten der max . Spannung aktiviert werden. Bei dem Betrieb in einem Kraftfahrzeug wird jedoch genau dieser Zustand nicht über eine längere Zeit erreicht, was letztendlich langfristig zu einer Unsymmetrie im Kondensatormodul fuhrt. Dies konnte bereits durch Messungen in einem Versuchsfahrzeug verifiziert werden. Zusammengefasst hat das System folgende Nachteile: keine Ruckmeldung an eine Übergeordnete Betriebsfuhrung, ob ein Kondensator die max . Spannung überschritten hat (Uc >2.5 V) ;
- keine Ruckmeldung, ob die Kondensatorspannungen gleich sind und daher das Kondensatormodul ausgeglichen ist;
- der Ausgleich wird nur aktiviert, wenn die max. Spannung überschritten wird;
- Energie wird wahrend des Ausgleichsvorganges von Widerstanden in Warme umgewandelt.
Eine andere bekannte Möglichkeit besteht in der Verwendung eines - ebenfalls bekannten - Flyback-Schaltreglers, wobei nun dem gesamten Kondensatormodul Energie entnommen wird und diese dann in den am meisten entladenen Einzelkondensator zu- ruckgespeist wird. Eine derartige Losung ist aus EP 0432636 A2 bekannt.
Alternativ kann hier auch eine andere Energiequelle - etwa ein Akkumulator - genutzt werden, wodurch die Schaltung zusatzlich zum langsamen Aufladen des Kondensatormoduls dienen kann. Siehe dazu Patentanmeldung DE 102 56 704.
Diese Form des Ladungsausgleichs kann zudem unabhängig vom Erreichen der maximalen Spannung einer Einzelzelle jederzeit durchgeführt werden, so dass sich ein gefahrliches Ladungsungleichgewicht im Doppelschichtkondensator gar nicht erst auf- bauen kann.
Zudem werden dabei nur Ladungen verschoben, also nicht Energie dem Modul langfristig entnommen. Dies macht das Konzept für Kraftfahrzeug-Anwendungen besonders attraktiv, da auch nach längerem Fahrzeugstillstand genügend Energie im Bordnetz vorhanden sein muss, um einen erfolgreichen Motorstart sicher zu gewahrleisten. Auch treten bei der oben beschriebenen Fahrzeugfunktion „Regeneratives Bremsen" Strome bis ca. IkA auf, so dass ein Ladungsausgleich nach der ersten bekannten Möglichkeit in dieser Situation ausgeschlossen ist.
Nachteilig ist bei dieser erweiterten Ausfuhrung allerdings, dass die Sekundarseite des Flyback-Transformators sehr viele Anschlüsse benotigt. Bei einem Kondensatorstapel aus beispielsweise 25 Einzelzellen, wie er für das 42V-Bordnetz be- notigt wird, ergeben sich daraus 50 Anschlüsse. In der technischen Realisierung wurde dies einen speziellen Wickelkorper erforderlich machen, der handelsüblich nicht verfugbar ist. Auch bedarf jede Änderung der Einzelzellenzahl im Stapel einer Anpassung des Transformators.
Änderungen der Einzelzellenzahlen sind aber zu erwarten, da mit der technischen Weiterentwicklung der Doppelschichtkondensatoren die zulassige Maximalspannung von Generation zu Generation steigen wird und bei gegebener Gesamtspannung ent- sprechend weniger Einzelzellen benotigt werden.
Die Leitungsfuhrung vom Transformator zu den Kondensatoren ist sehr aufwendig, da jeder Kontakt im Modul separat verbunden werden muss. Im obigen Beispiel ergibt dies 26 Leitungen, sofern die Gleichrichterdioden am Transformator angeordnet sind; andernfalls sind es 50 Leitungen.
Darüber hinaus sind diese Leitungen mit hochfrequenten Spannungspulsen aus den Schaltvorgangen des Flyback-Konverters belastet und benotigen gesonderte EMV-Entstormaßnahmen .
Ein weiterer Aspekt ist die Methode zum Betrieb des Flyback- Konverters. Marktubliche Ansteuerschaltungen (Schaltregler- ICs) arbeiten fast ausschließlich mit einer festen Schaltfre- quenz. Die Aufladung des Magnetspeichers (Speicherinduktivi- tat oder -transformator) erfolgt in der einen Phase, die Entladung, bzw. Energieübertragung in den Ausgangskreis erfolgt in der anderen Phase des Taktes. Dies ist vor allem sinnvoll, wenn neben dem geschalteten Strom auch ein Gleichstromanteil mit übertragen wird (nicht-lückender Betrieb) . Ganz generell versucht man, eine Schaltlücke, also einen Zeitraum, in wel- chem das magnetische Speicherelement völlig entladen bleibt, zu vermeiden, da dann verstärkt Oszillationsneigungen auftreten und die Speichereigenschaften des Magnetkernes nicht optimal genutzt werden können. Die Oszillationen sind in dem Resonanzkreis begründet, der aus Speicherinduktivität und Wicklungskapazität besteht, sowie der Tatsache, dass der Resonanzkreis am Beginn der Schaltlücke angeregt ist und durch keine ohmsche Last bedämpft wird.
Bei dem beschriebenen Anwendungsfall ist ein nicht-lückender Betrieb jedoch nicht möglich, da bei kontinuierlichem Nachladen des Magnetspeichers (Speicherinduktivität oder -transfor- mator) jeweils vor dessen vollständiger Entladung eine Sättigung des Kernmaterials nicht zu vermeiden ist.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine Vorrichtung zum Ladungsausgleich zwischen den Einzelzellen eines Doppelschichtkondensators in einem Mehrspannungs-Kraftfahrzeug-Bordnetz zu schaffen, welche eine Vereinfachung im Aufbau der Schaltung und der Leitungsführung zu den Einzelkondensatoren des Moduls ermöglicht; zudem soll eine Funktionsüberwachung der Ladungsausgleichsschaltung und der Einzelzellen möglich sein; die Schaltung soll im wesentlichen mit Standardkomponenten aufzubauen sein und sich in besonderer Weise für den Anbau an den Zellenstapel bzw. die Einzelzellen eignen; es soll das Ge- samtsystem einfach zu erweitern und dadurch leicht skalierbar sein. Aufgabe der Erfindung ist es auch, ein Verfahren zum Betreiben dieser Vorrichtung anzugeben.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Vorrichtung ge- maß den Merkmalen von Anspruch 1 und ein Verfahren gemäß den Merkmalen von Anspruch 10 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.
In der Zeichnung zeigen:
Figur 1: eine prinzipielle Schaltung nach der Erfindung; Figur 2: ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltung in einfacher Ausführung;
Figur 3: ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungs- gemäßen Schaltung in differentieller Ausführung;
Figur 4: eine Ansteuerschaltung für die Schalttransistoren; Figur 5: eine Nachladeschaltung für die Schaltung in einfacher Ausführung;
Figur 6: eine Nachladeschaltung für die Schaltung in diffe- rentieller Ausführung;
Figur 7: ein prinzipielles Schaltbild eines Gleichrichters; Figur 8: ein Ausführungsbeispiel eines auf eine einfache Ladungsausgleichschaltung beschränkten Gleichrichters; und Figur 9: ein Ausführungsbeispiel eines auf eine differen- tielle Ladungsausgleichschaltung erweiterten Gleichrichters .
Um einen Ladungsausgleich der Einzelzellen eines Doppel- schichtkondensatorstapels erreichen zu können, soll den Zellen, welche die höchste Spannung aufweisen, Energie entnommen und über eine geeignete Schaltung den Kondensatoren mit der geringsten Spannung zugeführt werden. Ein prinzipielles Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels nach der Erfindung ist in Figur 1 dargestellt.
Figur 1 zeigt einen Doppelschichtkondensator, welcher aus einer Reihenschaltung (Stapel) von Einzelkondensatorzellen Cl bis Cn besteht.
Jeder Kondensatorzelle Cl bis Cn (im folgenden „Zelle" genannt) ist ein Kondensator CIa bis Cna zugeordnet, dessen erster Anschluss
- über einen ersten Schalter SIa bis Sna mit dem ersten Anschluss der zugeordneten Zelle Cl bis Cn verbunden werden kann, und - über einen zweiten Schalter SIb bis Snb mit dem zweiten
Anschluss der zugeordneten Zelle Cl bis Cn verbunden werden kann.
Die zweiten Anschlüsse der Kondensatoren CIa bis Cna sind miteinander verbunden.
Das erfindungsgemäße Verfahren zur Ermittlung der Zellenspannungen, deren Kenntnis für eine Um- oder Nachladung bestimmter Zellen erforderlich ist, wird später beschrieben.
Sämtliche im Folgenden beschriebenen Verfahrensschritte werden grundsätzlich mittels nicht dargestellter Mikroprozessoren programmgesteuert durchgeführt.
Es werden die beiden Schalter SIa und Sna synchron mit einer vorgegebenen Frequenz auf- und zugesteuert, sowie die Schalter SIb und Snb gegenphasig dazu zu- und aufgesteuert .
Sind die Spannungen VCi und VCn an den Zellen Cl und Cn gleich, so wird beim Schalten kein Strom fließen.
Sind die Spannungen Vci und VCn an den Zellen Cl und Cn aber unterschiedlich, so wird ein der Spannungsdifferenz entsprechender Strom von der Zelle mit der höheren Ladespannung zur Zelle mit der niedrigeren Spannung fließen, beispielsweise von Zelle Cl nach Zelle Cn. Dadurch wird Ladung von der höher geladenen Zelle zur niedriger geladenen Zelle verschoben, so dass zwischen diesen beiden Zellen ein Ladungsausgleich stattfinden kann, ohne die restlichen Zellen zu beeinflussen. In den Zellen Cl und Cn fließt ein pulsierender Gleichstrom, während in den dazwischen befindlichen Zellen C2 bis Cn-I ein Wechselstrom fließt.
Figur 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Schaltung nach Figur 1. Die Schalter SIa bis Snb aus Figur 1 sind hier als MOS-FET-Schalttransistoren TIa bis Tnb ausgeführt, wobei die ersten Anschlüsse der Kondensatoren CIa bis Cna mit den Sour- ce-Anschlüssen der ersten Schalttransistoren TIa bis Tna und mit den Drain-Anschlüssen der zweiten Schalttransistoren TIb bis Tnb verbunden sind. Die Drain-Anschlüsse der ersten Schalttransistoren TIa bis Tna sind mit den ersten Anschlüssen der ihnen zugeordneten Zellen Cl bis Cn verbunden, während die Source-Anschlüsse der zweiten Schalttransistoren TIb bis Tnb mit den zweiten Anschlüssen der ihnen zugeordneten Zellen Cl bis Cn verbunden sind.
Parallel zu jeder Zelle Cl bis Cn ist eine Reihenschaltung zweier Widerstände Rla-Rlb bis Rna-Rnb angeordnet, deren Ver- bindungspunkte mit den ersten Anschlüssen der ihnen zugeordneten Kondensatoren CIa bis Cna verbunden sind. Die Schalttransistoren TIa bis Tnb werden als Schalter betrieben.
Als Anfangsbedingung für das erfindungsgemäße Verfahren - seien alle Schalttransistoren TIa bis Tnb nicht leitend;
- die Kondensatoren CIa bis Cna seien derart geladen, dass an den Schalttransistoren TIa bis Tnb nur eine geringe Spannung anliegt, was durch die Widerstände Rla-Rlb bis Rna-Rnb erreicht wird; - Zelle Cl weise eine hohe Ladespannung und Zelle Cn eine niedrige Ladespannung auf;
- es soll ein Ladungsausgleich durch Ladungsverschiebung von Zelle Cl nach Zelle Cn erfolgen.
Gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren zum Ladungsausgleich werden anfänglich die zweiten Schalttransistoren TIb und Tnb der umzuladenden Zellen leitend gesteuert. Es fließt ein an- fänglicher Ausgleichsstrom vom ersten Anschluss der Zelle C2 über den zweiten Schalttransistor TIb, die Kondensatoren CIa und Cna sowie den zweiten Schalttransistor Tnb zum zweiten Anschluss der Zelle Cn, bis die Reihenschaltung aus CIa und Cna die Spannung V2 = VC2 +...+ VCn_i + VCn des Kondensator- Teilstapels C2 bis Cn erreicht hat.
Die Spannung V2 = VC2 +...+ VCn_i + VCn an der Reihenschaltung der Kondensatoren CIa und Cna sei der Ausgangspunkt des fol- genden Verfahrens :
Es werden jetzt die zweiten Schalttransistoren TIb und Tnb nicht leitend und die ersten Schalttransistoren TIa und Tna leitend gesteuert. Der dadurch verbundene Teilstapel der ZeI- len Cl bis Cn-I liegt jedoch an einer anderen, höheren Spannung Vl = VCi + VC2 +...+ VCn-i als die Reihenschaltung der beiden Kondensatoren CIa und Cna (V2) :
Vl = Vd + V02 + • • • + Vcn-i V2 = V02 + • • • + Vcn-i + V0n
Somit ergibt sich eine Differenzspannung von:
dVl = Vl - V2 = V01 - VCn
Da, wie eingangs definiert, Vcl>Vcn ist, hat die Differenzspannung dVl einen positiven Wert und es fließt ein der Spannungsdifferenz dVl entsprechender Strom vom ersten Anschluss der Zelle Cl über TIa, CIa, Cna, Tna und über den Zellensta- pel Cn-I bis Cl wieder zum Ausgangspunkt zurück. Die beiden Kondensatoren CIa und Cna liegen nun an der Spannung Vl.
Werden nun wieder die ersten Schalttransistoren TIa und Tna nicht leitend sowie die zweiten Schalttransistoren TIb und Tnb leitend gesteuert, so liegt an den Kondensatoren CIa und Cna die Spannung Vl, während die Spannung am Teilstapel C2 +...+Cn nun V2 beträgt. Die Differenzspannung dV2 hat einen negativen Wert:
dV2 = V2 - Vl
weshalb sich der Stromfluss durch die Kondensatoren CIa, Cna umkehrt .
Es fließt also in der ersten Phase Ladung aus Zelle Cl in die Kondensatoren CIa, Cna und in der zweiten Phase Ladung aus den Kondensatoren CIa, Cna in die Zelle Cn. Damit ist ein Ladungstransfer von der höher geladenen Zelle Cl zur niedriger geladenen Zelle Cn erfolgt.
In den restlichen Zellen C2 bis Cn-I haben die Ströme je nach Schaltphase ein positives oder negatives Vorzeichen. Somit findet hier effektiv keine Ladungsverschiebung statt.
In einem weiteren Ausführungsbeispiel gemäß Figur 3 wird die Ausgleichsschaltung durch eine Verdoppelung der Schaltung nach Figur 2 erweitert.
Die beiden Schaltungen werden im Gegentakt betrieben, so dass nun in einem Takt die Schalttransistoren TIa und Tna sowie TId und Tnd und im nächsten Takt dann die Schalttransistoren TIb und Tnb sowie Tic und Tnc gleichzeitig leitend geschaltet werden .
Dadurch wird erreicht, dass in jeder Schaltphase Strom von der höher geladenen Zelle zur niedriger geladenen Zelle fließt, was den Ladungsvorgang beschleunigt und - bezogen auf die Zellen - den gepulsten Stromverlauf zu einem gleichförmigen (Gleichstrom-) Verlauf verbessert.
Auch wird der durch die dazwischen liegenden Zellen (bei dem genannten Ausführungsbeispiel C2 bis Cn-I) fließende Wechselstrom vollständig beseitigt. Da die Spannungspotentiale der in den Figuren 2 und 3 gezeigten Schalttransistoren TIa bis Tnd, bedingt durch ihre Anordnung, etwa auf dem Niveau der ihnen zugeordneten Zellen Cl bis Cn liegen, ist eine einfache Ansteuerung mit Massebezug nur eingeschränkt möglich.
Es ist also eine Schaltung erforderlich, die eine Ansteuerung der Schalttransistoren unabhängig von deren Gleichspannungspotential erlaubt. Auch muss bei fehlender Ansteuerung der Schalttransistor selbsttätig ausgeschaltet werden, um etwa bei fehlerhafter andauernder Ansteuerung eine Beschädigung der Bauteile zu verhindern.
In Figur 4 ist eine derartige Ansteuerschaltung für die Schalttransistoren dargestellt. Die Funktion dieser Schaltung wird am Beispiel der in den Figuren 2 und 3 dargestellten Schalttransistoren TIa und TIb erläutert und gilt sinngemäß für alle übrigen Schalttransistoren T2a bis Tnd der Schaltungen in den Figuren 2 und 3.
In den Figuren 2 und 3 sind die Schalttransistoren TIa und TIb selbst und die parallel zur Zelle Cl angeordnete Reihenschaltung zweier Widerstände Rla-Rlb, deren Verbindungspunkt mit dem ersten Anschluss des der Zelle Cl zugeordneten Kon- densators CIa verbunden ist, dargestellt. Die Gate-Anschlüsse beider Schalttransistoren, über welche die Ansteuerung erfolgt, sind jedoch dort nicht beschaltet.
Die Ansteuerung der Schalttransistoren TIa und TIb erfolgt bei dem Ausführungsbeispiel nach Figur 4 beispielsweise durch kapazitive Ankopplung der Steuersignale Tla-Ein, Tlb-Ein über je einen Koppelkondensator ClIa, ClIb, wobei noch eine Klemmung auf das Sourcepotential des jeweiligen Schalttransistors notwendig ist, welche durch je eine Zenerdiode DIa, DIb und je einen Widerstand RlIa, RlIb erfolgt, die zwischen Source- und Gateanschluss des zugeordneten Schalttransistors TIa, TIb geschaltet sind, wobei der Kathodenanschluss der Zenerdiode mit dem Gateanschluss des zugeordneten Schalttransistors verbunden ist.
Je ein Logikbuffer IClA, IClB dient zur Stromverstärkung der Steuersignale Tla-Ein, Tlb-Ein. Zwischen seinem Ausgang und dem Gateanschluss des zugeordneten Schalttransistors TIa, TIb ist der Koppelkondensator ClIa bzw. ClIb angeordnet.
Zu Beginn eines Schaltvorgangs sollen die Schaltsignale Tla-Ein und Tlb-Ein auf Low-Pegel liegen und die mit den Ausgängen der Logikbuffer IClA und IClB verbundenen Anschlüsse der Kondensatoren ClIa und ClIb OV-Potential aufweisen.
An dem mit dem Gateanschluss des Schalttransistors TIa, TIb verbundenen Anschluss des Kondensators ClIa, ClIb liegt - bedingt durch den Widerstand RlIa, RlIb - das Sourcepotential des Schalttransistors TIa, TIb. Somit beträgt die Gate- Source-Spannung des Schalttransistors TIa, TIb OV und Schalttransistor TIa, TIb ist nicht leitend.
Durch den Spannungsteiler Rla-Rlb (beide Widerstände haben gleiche Werte) wird der mit dem Sourceanschluss von Schalttransistor TIa und dem Drainanschluss von Schalttransistor TIb verbundene Anschluss des Kondensators CIa auf die halbe an der Zelle Cl liegende Spannung eingestellt.
Schaltet nun das Signal TIa Ein auf High-Pegel, so wird (bei geeigneter Wahl der Werte von ClIa und RlIa) die Gate-Source- Spannung des Schalttransistors TIa etwa um den Wert des Span- nungssprunges am Ausgang des Logikbuffers IClA steigen und Schalttransistor TIa leitend schalten.
Zu gewährleisten ist, dass der Spannungssprung im Vergleich zur Einschaltspannung des Schalttransistors TIa groß genug ist. Die Zenerdiode DIa begrenzt dabei die Gate-Source-Span- nung auf einen für den Schalttransistor zulässigen Wert. Im weiteren Verlauf wird sich Kondensator ClIa durch Widerstand RlIa etwas entladen, ohne allerdings die Einschaltspannung des Schalttransistors TIa zu unterschreiten.
Springt das Steuersignal Tla-Ein dann auf Low-Pegel, so sinkt die Gate-Source-Spannung am Schalttransistor TIa ebenfalls um den gleichen Betrag wie das Steuersignal Tla-Ein (die Ausgangsspannung des Logikbuffers ClA) . Da Kondensator ClIa jedoch etwas entladen ist, wird die Gate-Source-Spannung nun negativ werden. Dies ist aber auf einen Wert von ca. -0,7V begrenzt, da die Zenerdiode DIa nun in Flussrichtung gepolt ist und so die Spannung klemmt. Zugleich wird Kondensator ClIa wieder auf den ursprünglichen Wert nachgeladen, so dass der nächste Einschaltvorgang in gleicher Weise erfolgen kann.
Die Steuersignale Tla-Ein und Tlb-Ein haben im Ladungsausgleichsbetrieb wechselweise High- und Low-Pegel.
Die bisher beschriebene Schaltungsanordnung kann zwar einen Ladungsausgleich zwischen einzelnen oder mehreren Zellen im Doppelschichtkondensator-Stapel durchführen, jedoch insgesamt keine Nachladung des Stapels aus einer externen Energiequelle bewirken .
Eine Nachladung kann erforderlich werden, wenn die Gesamt- Spannung des Doppelschichtkondensators einen vorgegebenen Minimalwert unterschreitet. Es kann einfach die Summe der gespeicherten Werte der Ladespannungen VCi bis VCn gebildet und mit dem vorgegebenen Minimalwert verglichen werden. Bei Unterschreiten dieses Minimalwerts können einzelne Zellen, ZeI- lengruppen oder der gesamte Doppelschichtkondensator von einer externen Energiequelle nachgeladen werden.
Wenn eine Nachladung nicht über den Anschluss Vst des Doppelschichtkondensators vorgenommen werden soll (oder kann) , so besteht die Möglichkeit, dies beispielsweise über eine Bordspannungsquelle Vbat mittels eines zusätzlich schaltbaren Nachladekondensators Cv zu tun, wie dies für die einfache Ausgleichsschaltung in Figur 5 oder für die differentielle Ausgleichsschaltung in Figur 6 dargestellt ist.
Die Nachladeschaltung nach Figur 5 besteht aus einem Nachla- dekondensator Cv, dessen einer Anschluss auf Bezugspotential GND liegt und welcher über eine schaltbare Stromquelle Q mit konstantem Strom aus einer externen Energiequelle, beispielsweise einer Bordspannungsquelle Vbat über einen Schalter SB auf eine vorgegebene Spannung geladen wird. Parallel zum Nachladekondensator Cv ist ein Spannungsteiler aus zwei gleich großen Widerständen RvIa, Rv2a angeordnet.
Des Weiteren ist
- ein Schalttransistor Tva vorgesehen, dessen Drainanschluss mit dem Verbindungspunkt von Stromquelle Q und Nachladekondensator Cv verbunden ist und dessen Sourceanschluss auf einen Knoten A führt und gleichzeitig mit dem Verbindungspunkt der beiden Widerstände RvIa, Rv2a verbunden ist, und - ein Schalttransistor Tvb vorgesehen, dessen Drainanschluss mit dem Knoten A verbunden ist und dessen Sourceanschluss mit Bezugspotential GND verbunden ist.
Da beide Schalttransistoren Tva und Tvb auf den Verbindungs- knoten A (siehe Figur 2) der Kondensatoren CIa bis Cna wirken, kann nun durch gleichzeitiges Schalten der Schalttransistoren Tva und TIa, bzw. gegenphasig dazu Tvb und TIb Ladung vom Nachladekondensator Cv auf die Zelle Cl oder eine andere Zelle transferiert werden. Es lassen sich somit ge- zielt einzelne Zellen im Stapel nachladen.
Die gleich großen Widerstände RvIa, Rv2a sorgen dafür, dass der Verbindungsknoten A auf dem halben Gleichspannungspotential des Nachladekondensators Cv liegt.
Sind die Ladespannungen im Zellenstapel oder einer Teilmenge davon gleich, so kann man durch gleichzeitiges Schalten der diesen Zellen zugeordneten Schalttransistoren Ladung auf den gesamten Zellenstapel oder die Teilmenge übertragen.
Das Vorstehende gilt sinngemäß auch für die Schalttransisto- ren Tvc und Tvd sowie für den Verbindungsknoten B bei der differentiellen Ausführung nach Figur 6, welche in einer Verdopplung der Schaltung nach Figur 5 besteht. Der Nachladevorgang wird bei diesem Ausführungsbeispiel beschleunigt.
Durch geeignete Ansteuerung der Schaltungen nach den Figuren 2 und 3 ist es sehr einfach möglich, die Ladespannung einer jeden Zelle Cl bis Cn im Stapel mit hoher Genauigkeit festzustellen .
Dazu werden zunächst sämtliche Schalttransistoren TIa bis Tnb (Figur 2) bzw. TIa bis Tnd (Figur 3) nicht leitend gesteuert. Nun werden wechselweise die einer Zelle, beispielsweise Cl, zugeordneten Schalttransistoren, TIa und TIb leitend geschaltet (wobei bei Schaltung nach Figur 3 die gleichzeitig die Schalttransistoren TIa und TId sowie gegenphasig dazu gleichzeitig TIb und Tic geschaltet werden) .
An den Knoten A bzw. A und B entsteht dadurch eine rechteck- förmige Wechselspannung, deren Spitze-Spitze-Wert der Lade- Spannung der Zelle Cl entspricht. Durch die gegenphasige Betätigung der Schalttransistoren TIa und TIb bzw. Tic und TId sind die Signale an den Knoten A und B ebenfalls gegenphasig. Der Gleichspannungswert der Knoten A und B beträgt - wie weiter oben beschrieben - den halben Wert der Ladespannung des Nachladekondensators Cv. Diesem Gleichspannungswert ist die rechteckförmige Wechselspannung überlagert.
Die Knoten A bzw. A und B sind - außer mit der Nachladeschaltung - auch mit den Anschlüssen A bzw. A und B eines Gleich- richters verbunden, welcher die rechteckförmige Wechselspannung in eine auf Bezugspotential GND bezogene Gleichspannung gleichrichtet . Das Prinzip einer derartigen Gleichrichtung ist in Figur 7 dargestellt. Ist die Ladespannung beispielsweise der Zelle Cl durch Messung der Ausgangsspannung Vout des Gleichrichters ermittelt und gespeichert, werden die der Zelle Cl zugeordne- ten Schalttransistoren TIa und TIb bzw. TIa bis TId wieder nicht leitend geschaltet.
Anschließend kann die Ladespannung der Zelle C2 oder einer anderen Zelle durch entsprechendes Schalten der zugeordneten Schalttransistoren am Ausgang Vout des Gleichrichters erfasst werden .
Auf diese Weise lassen sich die Ladespannungen aller Zellen des Stapels nacheinander ermitteln und speichern.
Wird keine Nachladeschaltung (nach Figuren 5, 6) verwendet, so kann man durch Einfügen eines Widerstandes zwischen Knoten A bzw. B und einer Referenzspannung - etwa 2,5V - die Gleichspannungspotentiale dieser Knoten auf ein Referenzpo- tential legen.
Durch diesen Vorgang gelingt es nun, die Ladespannung eines ausgewählten Kondensators (z.B. Cl) von einem ggf. hohen Gleichspannungspotential in eine Wechselspannung mit Bezug auf Referenzpotential zu übersetzen.
Diese Wechselspannung kann dann mit einem geeigneten Gleichrichter in eine dem Spitze-Spitze-Wert entsprechende Gleichspannung mit Bezug auf Bezugspotential GND umgewandelt wer- den. Sie ist dadurch zur weiteren Verarbeitung - beispielsweise am A/D-Eingang eines MikroControllers - geeignet.
Figur 8 zeigt ein an sich bekanntes Ausführungsbeispiel eines auf die einfache Ladungsausgleichschaltung nach Figur 2 be- schränkten, als Synchrondemodulator ausgebildeten Gleichrichters für die Auswertung der Zellenspannungen (siehe dazu DE 100 34 060, Figur 5 und zugehörige Beschreibung) . Die Eingänge des Gleichrichters sind über einen Umschalter Schla mit dem Knoten A (der Verbindung der Kondensatoren CIa bis Cna) der Ausgleichschaltung nach Figur 2 zu verbinden. Das Steuersignal des Umschalters Schla entspricht den in Fi- gur 4 beschriebenen Signalen Tla-Ein bis Tna-Ein, wobei das dem jeweils zu messenden Kondensator Cl bis Cn zugeordnete Signal ausgewählt wird.
Durch eine einfache Ergänzung der Gleichrichterschaltung nach Figur 8 eignet sich die Schaltung auch zur Gleichrichtung von differentiellen Signalen bei dem Ausführungsbeispiel der Ladungsausgleichsschaltung nach Figur 3.
Dazu wird lediglich zu Umschalter Schla ein Umschalter Schlb hinzugefügt, wobei beide Umschalter mittels des Steuersignals des der jeweils zu messenden Zelle Cl bis Cn zugeordneten Schalttransistors (für Zelle Cl ist es das Steuersignal Tla- Ein, für Zelle Cn dann das Steuersignal Tna-Ein) umgeschaltet werden, so dass in der einen Phase Knoten A mit Eingang A des Gleichrichters (Operationsverstärker AMPI) und Knoten B mit
Eingang B des Gleichrichters (Operationsverstärker AMP2) verbunden wird und in der anderen Phase Knoten A mit Eingang B und Knoten B mit Eingang A verbunden wird.
Ein derartiges Ausführungsbeispiel ist in Figur 9 dargestellt. Als Steuersignal wird zur Messung der Ladespannung einer Zelle von Zelle Cl das Signal Tla-Ein verwendet. Für die Messung der Zellen C2 bis Cn sind entsprechend die Steuersignale T2a-Ein bis Tna-Ein zu verwenden.
Beim Betrieb an einem Kondensatorstapel ergibt sich ein sinnvoller Funktionsablauf, der von einem Mikrocontroller-Pro- gramm abgearbeitet werden kann.
Erfindungsgemäß wird in bestimmten, vorgegebenen Intervallen der folgende Verfahrensablauf angestoßen: - Messung der Ladespannungen aller Zellen; dazu werden - wie oben beschrieben - die der jeweils zu messenden Zelle zugeordneten Schalttransistoren geschaltet, die Ladespannung Vc der Zelle gemessen und gespeichert; - Ermittlung, ob ein Ladungsausgleich erforderlich ist; es werden die gespeicherten Werte der Ladespannungen aller Zellen auf ihre Differenzen untereinander verglichen; liegen eine oder mehrere Differenzen über einem vorgegebenen Grenzwert, muss ein Ladungsausgleich zwischen den Zellen mit den zu großen Differenzen erfolgen.
Die Ladespannungen werden mit einem vorgegebenen Maximalwert verglichen. Liegen einer oder mehrere Werte über diesem Maximalwert, so muss eine teilweise Entladung durch Ladungsausgleich mit am geringsten geladenen Zellen erfol- gen:
- Ladungsausgleich zwischen den so ermittelten Zellen; Periodisches Messen der Ladespannungen der am Ladungsausgleich beteiligten Zellen;
- Beendigung des Ausgleichsvorganges, wenn die Ladespannun- gen der Zellen hinreichend einander angeglichen sind.
Wird ein möglichst schneller Ladungsausgleich angestrebt, so kann man alternativ dazu sämtliche den Zellen zugeordnete Schalttransistoren schalten, also gleichzeitig TIa bis Tna und TId bis Tnd in der ersten Phase, sowie gleichzeitig TIb bis Tnb und Tic bis Tnc in der zweiten Phase. Der Strom im einzelnen Schalttransistor wird sich gegenüber dem Ausgleich zwischen zwei Zellen nicht erhöhen, wohl aber die insgesamt bewegte Ladung pro Zeiteinheit. Dies ist wesentlich effizien- ter als andere Verfahren, wo Ladung vom gesamten Stapel zur Zelle mit der geringsten Ladespannung transferiert wird.
Wenn eine Nachladeschaltung nach Figur 6 verwendet wird, so kann - eine einzelne Zelle nachgeladen werden. Dies ist besonders dann sinnvoll, wenn z.B. in Folge von Alterung eine Zelle wesentlich erhöhte Selbstentladung zeigt; eine beliebige Teilmenge von Zellen nachgeladen werden; dies ist besonders dann sinnvoll, wenn Zellen mit unterschiedlichen Eigenschaften (Kapazität, Selbstentladung) im Stapel verbaut sind und die Teilmenge dem Rest des Stapels angeglichen werden soll; der gesamte Kondensatorstapel nachgeladen werden, wenn der Stapel zwar ausgeglichen ist, aber insgesamt eine zu niedrige Ladespannung aufweist.
Wird keine Nachladeschaltung verwendet, so ist bei Einfachbetrieb ein Widerstand vorzusehen, dessen einer Anschluss mit Knoten A der Ladungsausgleichschaltung zu verbinden ist, und dessen anderer Anschluss an eine Referenzspannung Vref (beispielsweise +2,5V) zu legen ist (in Figur 8 gestrichelt dargestellt) ,
- bei differentiellem Betrieb für jeden Knoten A, B der Ladungsausgleichschaltung ein Widerstand vorzusehen, dessen einer Anschluss mit dem Knoten A bzw. B zu verbinden ist, und dessen anderer Anschluss an eine Referenzspannung Vref (beispielsweise +2,5V) zu legen ist (in Figur 9 gestrichelt dargestellt) .
Vorteile der Erfindung der Wirkungsgrad der Schaltung ist sehr hoch; - durch die Verwendung von als Schalter betriebenen Schalttransistoren entstehen nur geringe Verluste; die Anbindung und Potentialtrennung der Zellen erfolgt über Kondensatoren; es werden für die Schaltung nur wenige und preiswerte Kom- ponenten benötigt; die Spannung jeder einzelnen Zelle im Stapel kann einfach und hochgenau gemessen werden; ein Ausgleichsvorgang kann jederzeit aktiviert werden; die Energie zum Ladungsausgleich muss nicht dem gesamten Stapel, sondern kann gezielt einer bestimmten (der am höchsten geladenen) Zelle entnommen werden; Die Schaltung erlaubt einen hocheffizienten, gezielten Ladungsausgleich zwischen einzelnen Zellen oder Zellengruppen des Stapels und des gesamten Stapels; bei geeigneter Schaltungsauswahl (differentielle Schal- tung) erfolgt der Ladungsausgleich zwischen zwei beliebigen Zellen ohne eine Wechselstrombelastung der dazwischen liegenden Zellen;
- ein Ladungsausgleich ist auch bei einem Zellenfehler (z.B, Kurzschluss) möglich - die der betroffenen Zelle zugeord- nete Schaltung wird dann einfach nicht mehr betätigt; es ist ein Nachladen einzelner Zellen oder Zellengruppen und des gesamten Stapels möglich; die Schaltung ist besonders effektiv, weil bei unterschiedlichen Funktionen jeweils Schaltungsteile mehrfach genutzt werden können;
- das Gesamtsystem ist einfach zu erweitern und dadurch leicht skalierbar.

Claims

Patentansprüche
1. Vorrichtung zum Ladungsausgleich zwischen den Einzelzellen (Cl bis Cn) eines Doppelschichtkondensators, insbesondere in einem Mehrspannungs- Kraftfahrzeugbordnetz,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t ,
dass jeder Einzelzelle (Cl bis Cn) des Doppelschichtkondensators ein Kondensator (CIa bis Cna) zugeordnet ist, dessen erster Anschluss über einen ersten Schalter (SIa bis Sna) mit dem ersten Anschluss der zugeordneten Zelle (Cl bis Cn) verbunden werden kann, und über einen zweiten Schalter (SIb bis Snb) mit dem zweiten Anschluss der zugeordneten Zelle (Cl bis Cn) verbunden werden kann, und dessen zweiter Anschluss mit den zweiten Anschlüssen aller Kondensatoren (Cl bis Cn) verbunden ist.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass bei einer Ladungsausgleichschaltung für Einfachbetrieb die ersten und zweiten Schalter (SIa bis Snb) als MOS-FETs
(TIa bis Tnb) ausgeführt sind, die ersten Anschlüsse der Kondensatoren (CIa bis Cna) mit den
Source-Anschlüssen der ersten Schalttransistoren (TIa bis Tna) und mit den Drain-Anschlüssen der zweiten Schalttransistoren (TIb bis Tnb) verbunden sind, die zweiten Anschlüsse der Kondensatoren (CIa bis Cna) miteinander in einem Knoten (A) verbunden sind, die Drain-Anschlüsse der ersten Schalttransistoren (TIa bis Tna) mit den ersten Anschlüssen der ihnen zugeordneten Zellen (Cl bis Cn) verbunden sind, die Source-Anschlüsse der zweiten Schalttransistoren (TIb bis Tnb) mit den zweiten Anschlüssen der ihnen zugeordneten Zellen (Cl bis Cn) verbunden sind, und parallel zu jeder Zelle (Cl bis Cn) eine Reihenschaltung zweier Widerstände (Rla-Rlb bis Rna-Rnb) angeordnet ist, deren Verbindungspunkte mit den ersten Anschlüssen der ihnen zugeordneten Kondensatoren (CIa bis Cna) verbunden sind.
3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass für differentiellen Betrieb eine zweite, parallel zur ersten angeordnete Ladungsausgleichschaltung vorgesehen ist, wobei die ersten und zweiten Schalter als MOS-FETs (Tic bis Tnd) ausgeführt sind, die ersten Anschlüsse der Kondensatoren (CIb bis Cnb) mit den Source-Anschlüssen der ersten Schalttransistoren (Tic bis Tnc) und mit den Drain-Anschlüssen der zweiten Schalttransistoren (TId bis Tnd) verbunden sind, die zweiten Anschlüsse der Kondensatoren (CIb bis Cnb) miteinander in einem Knoten (B) verbunden sind, die Drain-Anschlüsse der ersten Schalttransistoren (Tic bis Tnc) mit den ersten Anschlüssen der ihnen zugeordneten Zellen (Cl bis Cn) verbunden sind, die Source-Anschlüsse der zweiten Schalttransistoren (TId bis Tnd) mit den zweiten Anschlüssen der ihnen zugeordneten Zellen (Cl bis Cn) verbunden sind, und parallel zu jeder Zelle (Cl bis Cn) eine Reihenschaltung zweier Widerstände (Rlc-Rld bis Rnc-Rnd) angeordnet ist, deren Verbindungspunkte mit den ersten Anschlüssen der ihnen zugeordneten Kondensatoren (CIb bis Cnb) verbunden sind.
4. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass als Ansteuerschaltung für jeden Schalttransistor (TIa bis Tnd) vorgesehen ist, wobei eine Reihenschaltung eines Logikbuffers (ICIa bis Icnd) und eines Koppelkondensators (ClIa bis Clnd) vorgesehen ist, über welche das Ansteuersignal (Tla-Ein bis Tnd-Ein) dem Gate-Anschluss des Schalttransistors (TIa bis Tnd) zuführ- bar ist, und zwischen Source- und Gate-Anschluss eine Zenerdiode (DIa bis Dnd) vorgesehen ist, deren Kathode mit dem Gate-Anschluss verbunden ist, und parallel zur Zenerdiode (DIa bis Dnd) ein Widerstand (RlIa bis Rind) geschaltet ist.
5. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass eine Nachladeschaltung vorgesehen ist, welche einen Nachladekondensator (Cv) aufweist, dessen einer Anschluss auf Bezugspotential (GND) liegt und welcher über eine schaltbare Stromquelle (Q) mit konstantem Strom aus einer externen Energiequelle (Vbat) über einen Schalter (SB) aufladbar ist, dass für Einfachbetrieb parallel zum Nachladekondensator (Cv) ein Spannungsteiler aus zwei gleich großen Widerständen (Rvla-Rv2a bis Rvna-Rvnb) angeordnet ist, ein Schalttransistor (Tva) vorgesehen ist, dessen Drain- Anschluss mit dem Verbindungspunkt von Stromquelle (Q) und Nachladekondensator (Cv) verbunden ist und dessen Source- Anschluss mit dem Knoten (A) und gleichzeitig mit dem Verbindungspunkt der beiden Widerstände (Rvla-Rv2a bis Rvna- Rvnb) verbunden ist, und ein Schalttransistor (Tvb) vorgesehen, dessen Drain-Anschluss mit dem Knoten (A) verbunden ist und dessen Source-An- schluss mit Bezugspotential (GND) verbunden ist.
6. Vorrichtung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass für differentiellen Betrieb eine zweite, parallel zur ersten angeordnete Nachladeschaltung vorgesehen ist, welche einen parallel zum Nachladekondensator (Cv) angeordneten
Spannungsteiler aus zwei gleich großen Widerständen (RvIc- Rv2d bis Rvnc-Rvnd) aufweist, einen Schalttransistor (Tva) aufweist, dessen Drain-Anschluss mit dem Verbindungspunkt von Stromquelle (Q) und Nachladekondensator (Cv) verbunden ist und dessen Source-Anschluss mit dem Knoten (B) und gleichzeitig mit dem Verbindungs- punkt der beiden Widerstände (Rvla-Rv2a bis Rvna-Rvnb) verbunden ist, und einen Schalttransistor (Tvb) aufweist, dessen Drain-Anschluss mit dem Knoten (B) verbunden ist und dessen Source-Anschluss mit Bezugspotential (GND) verbunden ist.
7. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein an sich bekannter, als Synchrondemodulator ausgebildeter Gleichrichter vorgesehen ist, dessen Eingang bei Einfachbe- trieb mit dem Knoten (A) der Ladungsausgleichschaltung verbunden ist.
8. Vorrichtung nach Anspruch 3 oder 7, dadurch gekennzeich- net, dass bei differentiellem Betrieb zwei Umschalter (Schla, Schlb) vorgesehen sind, welche in der einen Stellung den einen Eingang des Gleichrichters mit Knoten (A) der Ladungsausgleichschaltung und den anderen Eingang (B) des Gleichrichters mit Knoten (B) der Ladungsausgleichschaltung verbindet und in der anderen Stellung den einen Eingang (A) des Gleichrichters mit Knoten (B) der Ladungsausgleichschaltung und den anderen Eingang (B) des Gleichrichters mit Knoten (A) der Ladungsausgleichschaltung verbindet, wobei die zwei Umschalter (Schla, Schlb) synchron vom Ansteuersignal (Tla-Ein bis Tna- Ein) des Schalttransistors (TIa bis Tna) umgeschaltet werden, welcher der Zelle (Cl bis Cn) zugeordnet ist, deren Ladespannung gemessen werden soll.
9. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass bei nicht vorhandener Nachladeschaltung bei Einfachbetrieb ein Widerstand vorgesehen ist, dessen ei- ner Anschluss mit Knoten (A) der Ladungsausgleichschaltung verbunden ist, und dessen anderer Anschluss an eine Referenzspannung (Vref) gelegt ist, bei differentiellem Betrieb für jeden Knoten (A, B) der Ladungsausgleichschaltung ein Widerstand vorgesehen ist, dessen einer Anschluss mit dem Knoten (A, B) verbunden ist, und dessen anderer Anschluss an eine Referenzspannung (Vref) gelegt ist.
10. Verfahren zum Betreiben der Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass bei Einfachbetrieb zur Messung der Ladespannung einer Zelle (hier Cl) die dieser Zelle zugeordneten Schalttransistoren (TIa und TIb) wechselweise mit vorgegebener Fre- quenz leitend geschaltet werden, und dass die dadurch am Knoten (A) an einem hohen Gleichspannungspotential entstehende rechteckförmige Wechselspannung im Gleichrichter zu einer der Ladespannung entsprechenden Gleichspannung (VCi für Zelle Cl) mit Bezug auf Bezugspo- tential (GND) übersetzt wird, die anschließend gespeichert wird.
11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass bei differentiellem Betrieb zur Messung der Ladespannung einer Zelle (hier Cl) die dieser Zelle zugeordneten Schalttransistoren (TIa und TId) gleichzeitig sowie gegenphasig dazu die Schalttransistoren (TIb und Tic) leitend gesteuert werden, wodurch an den Knoten (A) und (B) zueinander gegen- phasige rechteckförmige Wechselspannungen entstehen, deren
Spitze-Spitze-Wert im Gleichrichter zu einer der Ladespannung entsprechenden Gleichspannung (VCi für Zelle Cl) mit Bezug auf Bezugspotential (GND) übersetzt wird, die anschließend gespeichert wird.
12. Verfahren nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass in periodischen Abständen die Ladespannungen (VCi bis VCn) aller Zellen (Cl bis Cn) gemessen und gespeichert werden .
13. Verfahren nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass die gespeicherten Werte der Ladespannungen (VCχ bis VCn) aller Zellen in periodischen Abständen auf ihre Differenzen untereinander und mit einem vorgegebenen Maximalwert verglichen werden, und dass, wenn eine oder mehrere Differenzen über einem vorgegebenen Grenzwert oder wenn einer oder mehrere Werte über dem vorgegebenen Maximalwert liegen, aufeinander folgend ein Ladungsausgleich zwischen der jeweils am höchsten und der jeweils am niedrigsten geladenen Zelle (Cl bis Cn) vorgenommen wird.
14. Verfahren nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeich- net, dass die Summe der gespeicherten Werte der Ladespannungen (VCi bis VCn) gebildet und mit einem vorgegebenen Minimalwert verglichen wird, und dass bei Unterschreiten dieses Minimalwerts einzelne Zellen, Zellengruppen oder der gesamte Doppelschichtkondensator von einer externen Energiequelle nachgeladen werden.
15. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass bei Einfachbetrieb zum Ladungsausgleich von einer höher geladenen Zelle (Cl) zu einer niedriger geladenen Zelle (Cn) mit vorgegebener Frequenz in einem ersten Schritt der erste Schalttransistor (TIa) der höher geladenen Zelle (Cl) und der erste Schalttransistor (Tna) der niedriger geladenen Zelle (Cn) leitend gesteuert werden, wodurch die in Reihe geschalteten, den Zellen (Cl) und (Cn) zugeordneten Kondensatoren (CIa und Cna) auf eine
Spannung Vl = VCi + VC2 +...+ VCn_i aufgeladen werden, und in einem zweiten Schritt die ersten Schalttransistoren (TIa) und Tna) nicht leitend und nun der zweite Schalttransistor (TIb) der höher geladenen Zelle (Cl) und der zweite Schalttransistor (Tnb) der niedriger geladenen Zelle (Cn) leitend gesteuert werden, wobei die Zellen (C2) bis (Cn) eine niedrigere Spannung V2 = VC2 +...+ VCn_i + VCn als die Spannung Vl an den Kondensatoren (CIa und Cna) aufweisen, wodurch ein Ausgleichstrom von den den beiden umzuladenden Zellen (Cl und Cn) zugeordneten Kondensatoren (CIa und
CIn) in die niedriger geladene Zelle (Cn) fließt, und dass dieser Vorgang solange wiederholt wird, bis beide Zellen (Cl und Cn) annähernd gleiche Ladespannung aufweisen.
16. Verfahren nach Anspruch 13 oder 15, dadurch gekennzeichnet, dass bei differentiellem Betrieb im ersten Schritt die ersten Schalttransistoren (TIa und Tna) sowie gleichzeitig die zweiten Schalttransistoren (TId und Tnd) leitend gesteuert werden, und im zweiten Schritt die zweiten Schalttransistoren (TIb und Tnb) sowie gleichzeitig die ersten Schalttransistoren (Tic und Tnc) leitend gesteuert werden.
17. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass für einen schnellen Ladungsausgleich im Doppelschichtkondensator im ersten Schritt alle ersten Schalttransistoren (TIa bis Tna) der einen Seite sowie gleichzeitig alle zweiten
Schalttransistoren (TId bis Tnd) der anderen Seite leitend gesteuert werden, und im zweiten Schritt alle zweiten Schalttransistoren (TIb bis Tnb) der einen Seite sowie gleichzeitig alle ersten Schalttransistoren (Tic bis Tnc) der anderen Seite leitend gesteuert werden.
18. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass zum Nachladen einer Zelle (hier Cl) der Nachladekondensator (Cv) über die schaltbare Stromquelle (Q) und einen Schalter (SB) aus einer externen Energiequelle (Vbat) mit konstantem Strom auf eine vorgegebene Spannung aufgeladen wird, und dass anschließend beim Einfachbetrieb durch gleichzeitiges Leitendsteuern des
Schalttransistors (Tva) und des der aufzuladenden Zelle (hier Cl) zugeordneten ersten Schalttransistors (TIa), beim differentiellen Betrieb durch gleichzeitiges Leitendsteuern des Schalttransistors (Tva) , des der aufzuladenden Zelle (hier Cl) zugeordneten ersten Schalttransistors (TIa) , des Schalttransistors (Tvd) und des der aufzuladen- den Zelle (Cl) zugeordneten zweiten Schalttransistors
(TId)
Ladung vom Nachladekondensator (Cv) auf die zu ladende Zelle (Cl) übertragen wird.
19. Verfahren nach einem der Ansprüche 10 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass sämtliche Verfahrensschritte mittels Mikroprozessoren programmgesteuert durchgeführt werden.
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