EP1721805A1 - Schaltungsanordnung zur Stromschwellwerterkennung - Google Patents

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EP1721805A1
EP1721805A1 EP05290806A EP05290806A EP1721805A1 EP 1721805 A1 EP1721805 A1 EP 1721805A1 EP 05290806 A EP05290806 A EP 05290806A EP 05290806 A EP05290806 A EP 05290806A EP 1721805 A1 EP1721805 A1 EP 1721805A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
circuit
output contact
voltage
resistor
comparator
Prior art date
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Application number
EP05290806A
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English (en)
French (fr)
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EP1721805B1 (de
Inventor
Heinz Telefont
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Thales Security Solutions and Services GmbH
Original Assignee
Alcatel CIT SA
Alcatel SA
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Publication date
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Priority to AT05290806T priority patent/ATE363423T1/de
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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B61—RAILWAYS
    • B61L—GUIDING RAILWAY TRAFFIC; ENSURING THE SAFETY OF RAILWAY TRAFFIC
    • B61L5/00—Local operating mechanisms for points or track-mounted scotch-blocks; Visible or audible signals; Local operating mechanisms for visible or audible signals
    • B61L5/12—Visible signals
    • B61L5/18—Light signals; Mechanisms associated therewith, e.g. blinders
    • B61L5/1809—Daylight signals
    • B61L5/1881—Wiring diagrams for power supply, control or testing
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B47/00—Circuit arrangements for operating light sources in general, i.e. where the type of light source is not relevant
    • H05B47/20—Responsive to malfunctions or to light source life; for protection
    • H05B47/25—Circuit arrangements for protecting against overcurrent

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for Stromschwellwerterkennung, in particular for Stromschwellwerterkennung a flashing signal lamp in railway safety technology, with a measuring resistor, the voltage drop feeds a EigenEnergiemakers the circuit, the measuring resistor is connected to a charging circuit, and the charging circuit has an output contact, and wherein the voltage drop at the output contact with a measuring circuit can be evaluated.
  • Such a circuit arrangement is from the EP 1 046 920 B1 known.
  • an optical or acoustic signal that follows the operating state of the device to be monitored is to be output at a control station.
  • Such a power-consuming device to be monitored are the lamps of a railway signal or a traffic light.
  • the state of the railway signal or the traffic lights should be displayed, in particular which signal lamp (for example, red, green, or even no in case of a malfunction) is currently lit.
  • the monitoring takes place in the prior art EP 1 046 920 B1 by a circuit arrangement with threshold detection.
  • a generally low-impedance measuring resistor is connected in series.
  • current flows through the device to be monitored, ie when the device is in operation, current also flows through the measuring resistor.
  • the voltage drop across the measuring resistor is processed by a charging circuit, and a measuring circuit evaluates the voltage drop across the charging circuit.
  • the measuring circuit is supplied with operating current via the voltage drop across the measuring resistor. The circuit therefore does not require its own power supply.
  • the charging circuit uses a charging capacitor, which is charged by the voltage dropping across the measuring resistor.
  • a device such as a signal lamp is switched on, an inrush current occurs which overrides the measuring circuit.
  • the voltage at the capacitor of the charging circuit drops only slowly, so that the Measuring circuit the shutdown can register with some delay.
  • the known circuit arrangement is unable to correctly monitor a device with rapid changes of switching on and off, such as a flashing signal lamp with a frequency of 1 Hz.
  • the integrator circuit provides a balancing current flow between output contact and ground in the event that a sudden voltage spike occurs at the output contact.
  • it uses, for example, the frequency-dependent resistance of a capacitor, which disappears in the case of a sudden voltage spike as high-frequency interference.
  • a transistor can be switched through.
  • the use of the frequency-dependent resistance of a coil is conceivable, the becomes very large at a sudden voltage spike as a high-frequency disturbance.
  • the discharge circuit causes a rapid voltage reduction at the output contact of the charging circuit after a shutdown or failure of the device to be monitored.
  • the discharge circuit detects only a slight drop in the voltage at the output contact from a normal voltage value in the operation of the device to be monitored, and then triggers a discharge of the output contact.
  • the detection of the voltage drop is typically done by comparison with a reference voltage from a reference diode such as a Zener diode.
  • the measuring circuit registers a shutdown of the device before the discharge circuit discharges the output contact. But it is also possible that the discharge circuit begins with the discharge before the measuring circuit has registered the shutdown, or measuring circuit and discharge circuit react approximately simultaneously.
  • the discharge circuit advantageously increases the reliability of detecting the shutdown of the device by the measuring circuit.
  • a preferred embodiment of the circuit arrangement according to the invention provides that the measuring resistor is connected via a series resistor to the charging circuit, and that the integrator circuit is designed as a limiter and integrator circuit, which limits the voltage at the output contact in addition to time-independent together with the series resistor.
  • a limiter circuit is preferably integrated in the integrator circuit; Alternatively, however, the limiter circuit can also use only switching elements independent of the integrator circuit. If a high voltage is applied to the measuring resistor, then the limiter circuit causes such a large part of this voltage to drop across the series resistor that only an acceptable voltage drop occurs at the output contact.
  • the limiter circuit typically causes that the resistance of the limiter circuit is above a threshold voltage compared to the resistance of the series resistor.
  • the limiter and integrator circuit comprises a power diode. This causes a simple way a fixed maximum voltage drop at the output contact.
  • the limiter and integrator circuit comprises a first transistor whose emitter and base are respectively connected via resistors to the output contact, that the base of the first transistor is connected via a capacitor to ground that the collector of the first transistor with the base of a second transistor, via a Zener diode to the output contact, and connected via a resistor to ground that the collector of the second transistor is connected to the output contact, and that the emitter of the second transistor is connected to ground.
  • This circuit has proven itself in practice.
  • the charging circuit is designed as a voltage doubler circuit.
  • the voltage doubler circuit is simple and inexpensive.
  • the charging circuit has a charging capacitor, and in particular further comprises a Griger rectifier and / or a Begrenzerdiode and / or a DC / DC converter. If the device to be monitored is operated with direct current, a simple charging capacitor is sufficient as a charging circuit.
  • the Griger rectifier makes it possible to monitor devices operated with alternating voltage by means of the charging capacitor.
  • the limiter diode protects the circuit from overload.
  • the DC / DC converter provides a constant voltage supply for the circuit arrangement, in particular the measuring circuit, available, in particular with a higher voltage than the measuring resistor available.
  • the discharge circuit has a first comparator whose first input is connected via a voltage divider to the output contact, and the second input via a voltage divider having a reference diode, with the output contact connected is, wherein the output of the first comparator is further connected via a discharge resistor to the output contact.
  • the first input of the first comparator is connected via a resistor to the voltage divider, and that the output of the first comparator is coupled via a resistor to the first input of the first comparator.
  • An advantageous embodiment of the invention provides that the measuring circuit has a second comparator whose first input is connected via a voltage divider having a reference diode to the output contact, the second input is connected via a further voltage divider to the output contact, and that Output of the second comparator is connected to a useful signal output of the circuit arrangement.
  • This circuit has proven itself in practice.
  • a development of this embodiment is characterized in that the first input of the second comparator is connected via a resistor to the voltage divider, and that the output of the second comparator is coupled via a resistor to the first input of the second comparator. Thereby, the hysteresis of the second comparator can be adjusted.
  • the second input of the second comparator may be connected to ground via a capacitor.
  • the integration time constant can be increased at the second input of the second comparator, and thus a residual voltage can be reduced there.
  • an optocoupler is arranged on a useful signal output of the circuit arrangement.
  • the useful signal output is voltage-separated.
  • other voltage-isolated circuits are possible according to the invention, in particular a relay circuit.
  • the circuit arrangement comprises a test resistor, which is switchable by a switch, in particular a relay, parallel to the measuring resistor.
  • a switch in particular a relay
  • FIG. 1 shows a circuit diagram for a circuit arrangement according to the invention.
  • the circuit diagram on the left contains a voltage source 1, via which a signal lamp 2 to be monitored is operated.
  • the voltage source 1 provides for this a pulsed alternating current of 220 volts, which works with a switching rhythm of a heart.
  • the signal lamp 2 is in this embodiment, a flashing signal lamp in the Swiss railway network.
  • the circuit of the signal lamp 2 is closed via a measuring resistor RM.
  • a further resistor RP can be connected in parallel by means of a relay 10.
  • the measuring resistor RM is much smaller than the resistance of the signal lamp 2; for example, RM is 47 ohms and the resistance of the signal lamp is 2 is about 1.2 kohm.
  • a current I In the circuit of the signal lamp 2 flows through the signal lamp 2, a current I.
  • a correction circuit To monitor the signal lamp 2, the voltage drop across the measuring resistor RM is determined.
  • further circuit parts namely aaccosverdopplerscquaint 3 as a charging circuit, an integrator and limiter circuit 4, a discharge circuit 5, a measuring circuit 6 and a monitoring circuit. 7
  • the voltage doubler circuit 3 picks up the voltage across the measuring resistor RM via a series resistor RV.
  • a typical voltage drop across RM in normal operation is about 2V.
  • the voltage doubler circuit 3 has an output contact D located at the top in FIG. 1, at which, in normal operation, a voltage approximately twice as high as at RM is applied, that is to say typically approximately 4 V with respect to ground.
  • a second contact 11 of the voltage doubler circuit is grounded.
  • the voltage applied to the output contact D is used in the following circuit parts integrator and limiter circuit 4, discharge circuit 5 and measuring circuit 6 both as a supply voltage and as a measured value.
  • the integrator and limiter circuit 4 is connected according to the invention via a closed terminal 8 to the output contact D.
  • An open terminal 8 is used only for examining the switching behavior with the integrator and limiter circuit deactivated in order to illustrate the differences from the invention (see Fig. 3).
  • the transistor TR2, the resistor R1 and the Zener diode ZD1 together form a power diode and limit with the series resistor RV time independent the maximum charging voltage to the capacitors C1 and C2.
  • the Zener diode ZD1 has a limit voltage of 4 V, which can fall to a maximum on her. Together with the voltage drop between base and emitter of the transistor TR2 of about 0.65 V so that the voltage at the output contact D is limited to 4.65V.
  • a discharge circuit 5 is provided.
  • the discharge circuit 5 monitors with the comparator KOMP1 and the resistors R4 and R5, which form a voltage divider, the voltage at the output contact D.
  • the comparator 1 receives as a reference signal a fixed voltage of 1.21 V from the Zener diode ZD2 and the resistor R8, the also form a voltage divider. If the output contact D falls below a certain voltage value in comparison to the reference voltage, KOMP1 switches its output to ground (in fact, because of the open collector circuit in KOMP1, a residual voltage of 0.65 V, which is unimportant for the circuit, remains Field effect transistor in KOMP1 be prevented).
  • the switching hysteresis of KOMP1 is set by means of R6 and R7.
  • Switching the output of the comparator KOMP1 to ground has two effects: First, this will discharge the output contact D to ground via R9, i. the residual voltage across C1 and C2 drops faster. Secondly, the second input of the comparator KOMP2 of the measuring circuit 6 is thereby grounded, so that it shuts off the subsequent optocoupler at the latest now.
  • the measuring circuit 6 essentially comprises two voltage dividers ZD2 and R8 on the one hand and R9 and R10 on the other hand, which are connected to the first, upper and the second, lower input of the comparator KOMP2.
  • a fixed voltage of 1.21 V is dropped across the Zener diode ZD2, whereby the voltage at the first input is defined.
  • the voltage at the second input is determined by the voltage at the output contact D and the switching state of KOMP1. If the voltage at the second input of KOMP2 falls below a certain value, the output of KOMP2 is switched to ground, and a current flows from the output contact D through R13 and an opto-coupler 9.
  • the resistor 13 can also be omitted.
  • this current flow causes the illumination of a light-emitting diode. Its light is registered by a phototransistor, which causes a current flow in the monitoring circuit 7, and in particular through the resistor R14. This can be caused by a voltage drop at point F be registered.
  • the current flow in thetravelenivachungsscaria 7 is effected by a voltage source independent of the voltage source 1, ie the monitoring circuit 7 is voltage-separated from the rest of the circuit arrangement.
  • Figure 2 shows a diagram in which the current and voltage curves in the above circuit arrangement according to the invention in the case of a flashing with a heart signal lamp show. Plotted to the right is the time t. It will first be considered the left half of the diagram, which explains the circuit in normal operation.
  • the current I is shown in the signal lamp.
  • an inrush current peak occurs which exceeds the equilibrium current (or rated current) by a factor of about 10 and lasts about 0.05 seconds.
  • flash phases 0.5 seconds each are shown. This is followed by a flash break of 0.5 seconds.
  • the current I is an alternating current of 50 Hz.
  • the voltage at the output contact D i. over the two capacitors C1 and C2, shown.
  • the integrator circuit according to the invention, there is no voltage spike at the beginning of each flashing phase, but the voltage oscillates from zero high within about 0.08 seconds to a low saturation value by 2 V.
  • the voltage at the output contact oscillates relatively quickly within about 1/10 second back to a low residual value. This residual value is sufficient to operate the two comparators.
  • the fourth line shows the voltage at the second input of the second comparator at point E.
  • a small voltage peak of about 0.65 V occurs, but because of the switching threshold of about 1.21 V of the second comparator is irrelevant.
  • comparator KOMP1 no longer grounds its output, within approx. 0.05 Seconds a saturation voltage at point E.
  • the voltage drops slowly for about 0.025 seconds, but then abruptly, when the first comparator KOMP1 switches its output to ground. Residual stresses at the point E can be reduced by the capacitor C4 in FIG.
  • the fifth target shows the voltage at point F, ie the actual useful signal of the circuit arrangement according to the invention.
  • the voltage at point F As soon as the voltage at point E exceeds a certain threshold value, the voltage at point F abruptly rises to an upper value. If the voltage at point E falls below a threshold value, the voltage at point F abruptly drops to a lower value of zero.
  • the beginning of a blinking phase is registered at point F with a delay of approx. 0.13 seconds.
  • the end of a blink phase is registered with a delay of approx. 0.025 seconds.
  • test resistor to the measuring resistor can be connected in parallel. This reduces any voltage drop across the measuring resistor. This corresponds approximately to the real situation of an increase in the resistance of the device to be monitored due to a defect in the device.
  • Figure 3 shows the current and voltage distribution of the circuit of Figure 1, with the limiter and integrator circuit disabled by the open terminal (reference 8 in Figure 1). Incidentally, the representation corresponds to the representation in FIG. 2. First of all, the operation without test resistance on the left is to be considered again.
  • a strong voltage peak occurs at point D. It only sounds in the course of half a flashing phase, ie within approx. 0.25 seconds, to an equilibrium value of about 1/5 of the value Peak value. Also at the point E occurs a corresponding voltage overshoot. Thanks to the discharge circuit but the end of a flashing phase is reliably registered. However, if the cooldown is more than the duration of a flashing phase, for example at a flashing frequency of 1 ⁇ 4 Hz in the example above, the end of the flashing phase would not be registered due to overload.
  • the voltage peak is still light enough when switching on to switch the comparators and display the start of the flashing phase at point F.
  • the flashing phase is displayed shortened at point F according to the cooldown of the voltage spike.
  • a defect in the consumer to be monitored may go unnoticed as a result of the overload.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)
  • Interface Circuits In Exchanges (AREA)

Abstract

Eine Schaltungsanordnung zur Stromschwellwerterkennung,
insbesondere zur Stromschwellwerterkennung einer blinkenden Signallampe in der Eisenbahnsicherungstechnik, mit einem Messwiderstand (RM), dessen Spannungsabfall eine Eigen-Energieversorgung der Schaltungsanordnung speist, wobei der Messwiderstand (RM) auf eine Ladeschaltung (D1, D2, C1, C2) geschaltet ist, und die Ladeschaltung (D1, D2, C1, C2) einen Ausgangskontakt (D) aufweist, und wobei der Spannungsabfall am Ausgangskontakt (D) mit einer Messschaltung (R8, R9, R10, R11, R12, ZD2, KOMP2, C4) auswertbar ist, ist dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgangskontakt (D) auf eine Integratorschaltung (TR1, R2, R3, C3, TR2) geschaltet ist, die zeitabhängig einen Einschaltstromstoß am Ausgangskontakt (D) unterdrückt, und dass der Ausgangskontakt (D) weiterhin auf eine Entladeschaltung (R4, R5, R6, R7, KOMP1) geschaltet ist, welche den Ausgangskontakt (D) bei Unterschreiten einer Grenzspannung am Ausgangskontakt (D) entlädt. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ermöglicht eine zuverlässige Überwachung von Vorrichtungen mit schnell wechselnden Betriebszuständen und starken Einschaltstromstößen.

Description

  • Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Stromschwellwerterkennung, insbesondere zur Stromschwellwerterkennung einer blinkenden Signallampe in der Eisenbahnsicherungstechnik, mit einem Messwiderstand, dessen Spannungsabfall eine EigenEnergieversorgung der Schaltungsanordnung speist, wobei der Messwiderstand auf eine Ladeschaltung geschaltet ist, und die Ladeschaltung einen Ausgangskontakt aufweist, und wobei der Spannungsabfall am Ausgangskontakt mit einer Messschaltung auswertbar ist.
  • Eine solche Schaltungsanordnung ist aus der EP 1 046 920 B1 bekannt.
  • In der Sicherheitstechnik besteht das Bedürfnis, die Funktion von stromverbrauchenden Vorrichtungen zu überwachen. Typischerweise soll dazu an einer Kontrollstelle ein optisches oder akustisches Signal ausgegeben werden, dass dem Betriebszustand der zu überwachenden Vorrichtung folgt.
  • Ein wichtiges Beispiel für eine solche zu überwachende, stromverbrauchende Vorrichtung sind die Lampen eines Eisenbahnsignals oder auch einer Verkehrsampel. Im Stellwerk oder in der Verkehrsleitstelle soll der Zustand des Eisenbahnsignals oder der Verkehrsampel angezeigt werden, insbesondere welche Signallampe (beispielsweise rot, grün, oder auch gar keine bei einer Betriebsstörung) gerade leuchtet.
  • Die Überwachung erfolgt im Stand der Technik nach EP 1 046 920 B1 durch eine Schaltungsanordnung mit Schwellwerterkennung. Im Stromkreis der zu überwachenden Vorrichtung wird ein in der Regel niederohmiger Messwiderstand in Serie geschaltet. Wenn durch die zu überwachende Vorrichtung Strom fließt, d.h. die Vorrichtung in Betrieb ist, fließt auch Strom durch den Messwiderstand. Der Spannungsabfall über dem Messwiderstand wird durch eine Ladeschaltung verarbeitet, und eine Messschaltung wertet den Spannungsabfall über der Ladeschaltung aus. Dabei wird die Messschaltung über den Spannungsabfall am Messwiderstand mit Betriebsstrom versorgt. Die Schaltungsanordnung benötigt daher keine eigene Stromversorgung.
  • Die Ladeschaltung benutzt dabei einen Ladekondensator, der von der am Messwiderstand abfallenden Spannung aufgeladen wird. Beim Einschalten einer Vorrichtung wie einer Signallampe kommt es zu einem Einschaltstromstoß, der die Messschaltung übersteuert. Nach einer Abschaltung oder einem Ausfall der zu überwachenden Vorrichtung fällt die Spannung am Kondensator der Ladeschaltung nur langsam ab, so dass die Messschaltung die Abschaltung erst mit einiger Verzögerung registrieren kann. Im Ergebnis ist die bekannte Schaltungsanordnung nicht in der Lage, eine Vorrichtung mit schnellen Wechseln von Ein- und Abschalten, wie eine mit einer Frequenz von 1 Hz blinkende Signallampe, korrekt zu überwachen.
    • Aufctabe der Erfindung
  • Daher ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die bekannte Schaltungsanordnung so weiterzuentwickeln, dass auch eine Überwachung von Vorrichtungen mit schnell wechselnden Betriebszuständen und starken Einschaltstromstößen, wie eine im 1 Hz Rhythmus blinkende Signallampe, zuverlässig ermöglicht wird.
    • Kurze Beschreibung der Erfindung
  • Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Schaltungsanordnung der eingangs vorgestellten Art, die dadurch gekennzeichnet ist, dass der Ausgangskontakt auf eine Integratorschaltung geschaltet ist, die zeitabhängig einen Einschaltstromstoß am Ausgangskontakt unterdrückt, und dass der Ausgangskontakt weiterhin auf eine Entladeschaltung geschaltet ist, welche den Ausgangskontakt bei Unterschreiten einer Grenzspannung am Ausgangskontakt entlädt.
  • Die Integratorschaltung besorgt einen ausgleichenden Stromfluss zwischen Ausgangskontakt und Masse in dem Fall, dass eine plötzliche Spannungsspitze am Ausgangskontakt auftritt. Dazu nutzt sie beispielsweise den frequenzabhängigen Widerstand eines Kondensators, der im Falle einer plötzlichen Spannungsspitze als hochfrequenter Störung verschwindet. Dadurch kann beispielsweise ein Transistor durchgeschaltet werden. Auch ist die Nutzung des frequenzabhängigen Widerstands einer Spule denkbar, der bei einer plötzlichen Spannungsspitze als hochfrequenter Störung sehr groß wird.
  • Die Entladeschaltung bewirkt einen raschen Spannungsabbau am Ausgangskontakt der Ladeschaltung nach einem Abschalten oder Ausfall der zu überwachenden Vorrichtung. Die Entladeschaltung erkennt einen nur leichten Abfall der Spannung am Ausgangskontakt gegenüber einem normalen Spannungswert im Betrieb der zu überwachenden Vorrichtung, und löst sodann eine Entladung des Ausgangskontakts aus. Das Erkennen des Spannungsabfalls erfolgt typischerweise durch Vergleich mit einer Referenzspannung von einer Referenzdiode wie einer Zenerdiode. Bevorzugt registriert die Messschaltung ein Abschalten der Vorrichtung bevor die Entladeschaltung den Ausgangskontakt entlädt. Es ist aber auch möglich, dass die Entladeschaltung mit dem Entladen beginnt, bevor die Messschaltung die Abschaltung registriert hat, oder aber Messschaltung und Entladeschaltung reagieren etwa gleichzeitig. Die Entladeschaltung erhöht vorteilhafter Weise die Zuverlässigkeit des Erkennens der Abschaltung der Vorrichtung durch die Messchaltung.
  • Eine bevorzugte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung sieht vor, dass der Messwiderstand über einen Vorwiderstand auf die Ladeschaltung geschaltet ist, und dass die Integratorschaltung als eine Begrenzer- und Integratorschaltung ausgebildet ist, die zusätzlich zusammen mit dem Vorwiderstand zeitunabhängig die Spannung am Ausgangskontakt begrenzt. Dabei ist bevorzugt eine Begrenzerschaltung in die Integratorschaltung integriert; alternativ kann aber auch die Begrenzerschaltung nur von der Integratorschaltung unabhängige Schaltelemente nutzen. Liegt am Messwiderstand eine hohe Spannung an, so bewirkt die Begrenzerschaltung, dass am Vorwiderstand ein so großer Teil dieser Spannung abfällt, dass am Ausgangskontakt nur noch ein akzeptabler Spannungsabfall erfolgt. Die Begrenzerschaltung bewirkt typischerweise dazu, dass der Widerstand der Begrenzerschaltung oberhalb einer Grenzspannung klein ist verglichen mit dem Widerstand des Vorwiderstands.
  • Bei einer vorteilhaften Weiterbildung dieser Ausführungsform umfasst die Begrenzer- und Integratorschaltung eine Leistungszenerdiode. Diese bewirkt auf einfache Weise einen festen maximalen Spannungsabfall am Ausgangskontakt.
  • Eine andere Weiterbildung dieser Ausführungsform ist dadurch gekennzeichnet, dass die Begrenzer- und Integratorschaltung einen ersten Transistor umfasst, dessen Emitter und Basis jeweils über Widerstände mit dem Ausgangskontakt verbunden sind, dass die Basis des ersten Transistors über einen Kondensator mit Masse verbunden ist, dass der Kollektor des ersten Transistors mit der Basis eines zweiten Transistors, über eine Zenerdiode mit dem Ausgangskontakt, und über einen Widerstand mit Masse verbunden ist, dass der Kollektor des zweiten Transistors mit dem Ausgangskontakt verbunden ist, und dass der Emitter des zweiten Transistors mit Masse verbunden ist. Diese Schaltung hat sich in der Praxis bewährt.
  • Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist die Ladeschaltung als Spannungsverdopplerschaltung ausgebildet. Die Spannungsverdopplerschaltung ist einfach und kostengünstig.
  • Eine alternative Ausführungsform sieht vor, dass die Ladeschaltung einen Ladekondensator aufweist, und insbesondere weiterhin einen Grätz-Gleichrichter und/oder eine Begrenzerdiode und/oder einen DC/DC-Konverter aufweist. Wenn die zu überwachende Vorrichtung mit Gleichstrom betrieben wird, reicht ein einfacher Ladekondensator als Ladeschaltung aus. Mit dem Grätz-Gleichrichter werden mit Wechselspannung betriebene Vorrichtungen mittels des Ladekondensators überwachbar. Die Begrenzerdiode schützt die Schaltungsanordnung vor Überlastung. Der DC/DC-Konverter stellt eine konstante Spannungsversorgung für die Schaltungsanordnung, insbesondere die Messschaltung, zur Verfügung, insbesondere mit einer höheren Spannung als am Messwiderstand verfügbar.
  • Besonders bevorzugt ist eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, die dadurch gekennzeichnet ist, dass die Entladeschaltung einen ersten Komparator aufweist, dessen erster Eingang über einen Spannungsteiler mit dem Ausgangskontakt verbunden ist, und dessen zweiter Eingang über einen Spannungsteiler, der eine Referenzdiode aufweist, mit dem Ausgangskontakt verbunden ist,
    wobei der Ausgang des ersten Komparators weiterhin über einen Entladewiderstand mit dem Ausgangskontakt verbunden ist. Diese Schaltung hat sich in der Praxis bewährt.
  • Bei einer Weiterbildung dieser Ausführungsform ist vorgesehen, dass der erste Eingang des ersten Komparators über einen Widerstand mit dem Spannungsteiler verbunden ist, und dass der Ausgang des ersten Komparators über einen Widerstand auf den ersten Eingang des ersten Komparators mitgekoppelt ist. Dadurch kann die Hysterese des ersten Komparators eingestellt werden.
  • Eine vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung sieht vor, dass die Messschaltung einen zweiten Komparator aufweist, dessen erster Eingang über einen Spannungsteiler, der eine Referenzdiode aufweist, mit dem Ausgangskontakt verbunden ist, dessen zweiter Eingang über einen weiteren Spannungsteiler mit dem Ausgangskontakt verbunden ist, und dass der Ausgang des zweiten Komparators mit einem Nutzsignalausgang der Schaltungsanordnung verbunden ist. Diese Schaltung hat sich in der Praxis bewährt.
  • Eine Weiterbildung dieser Ausführungsform ist dadurch gekennzeichnet, dass der erste Eingang des zweiten Komparators über einen Widerstand mit dem Spannungsteiler verbunden ist, und dass der Ausgang des zweiten Komparators über einen Widerstand auf den ersten Eingang des zweiten Komparators mitgekoppelt ist. Dadurch kann die Hysterese des zweiten Komparators eingestellt werden.
  • Alternativ oder zusätzlich kann bei der obigen Ausführungsform in einer Weiterbildung der zweite Eingang des zweiten Komparators über einen Kondensator mit Masse verbunden sein. Durch den Kondensator kann die Integrationszeitkonstante am zweiten Eingang des zweiten Komparators vergrößert werden, und damit eine Restspannung dort reduziert werden.
  • In einer bevorzugten Ausführungsform ist an einem Nutzsignalausgang der Schaltungsanordnung ein Optokoppler angeordnet. Dadurch ist der Nutzsignalausgang spannungsgetrennt. Alternativ sind andere spannungsgetrennte Schaltungen erfindungsgemäß möglich, insbesondere eine Relaisschaltung.
  • Schließlich ist auch eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung bevorzugt, bei der die Schaltungsanordnung einen Prüfwiderstand umfasst, der durch einen Schalter, insbesondere ein Relais, parallel zum Messwiderstand schaltbar ist. Bei Zuschaltung des Prüfwiderstands verringert sich die am Messwiderstand abfallende Spannung. Dadurch kann geprüft werden, die Schaltungsanordnung diese Veränderung und damit einen in ähnlicher Weise wirkenden Defekt an der zu überwachenden Vorrichtung erkennt.
  • Weitere Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung und der Zeichnung. Ebenso können die vorstehend genannten und die noch weiter ausgeführten Merkmale erfindungsgemäß jeweils einzeln für sich oder zu mehreren in beliebigen Kombinationen Verwendung finden. Die gezeigten und beschriebenen Ausführungsformen sind nicht als abschließende Aufzählung zu verstehen, sondern haben vielmehr beispielhaften Charakter für die Schilderung der Erfindung.
    • Zeichnung
  • Die Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt. Es zeigen:
    • Fig. 1
    einen Schaltplan einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
    Fig. 2
    ein Diagramm mit Strom- und Spannungsverläufen in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nach Fig. 1;
    Fig. 3
    ein Diagramm mit Strom- und Spannungsverläufen in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 bei deaktivierter Integrator- und Begrenzerschaltung.
  • Die Figur 1 zeigt einen Schaltplan für eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung. Im Schaltplan links befindet sich eine Spannungsquelle 1, über die eine zu überwachender Signallampe 2 betrieben wird. Die Spannungsquelle 1 stellt dazu einen gepulsten Wechselstrom von 220 Volt bereit, der mit einem Schaltrhythmus von einem Herz arbeitet. Die Signallampe 2 ist in diesem Ausführungsbeispiel eine blinkende Signallampe im schweizerischen Eisenbahnnetz. Der Stromkreis der Signallampe 2 wird über einen Messwiderstand RM geschlossen. Zum Messwiderstand RM kann ein weiterer Widerstand RP mittels eines Relais 10 parallel geschaltet werden. Der Messwiderstand RM ist sehr viel kleiner als der Widerstand der Signallampe 2; beispielsweise beträgt RM 47 Ohm und der Widerstand der Signallampe 2 beträgt ca. 1,2 kohm. Im Stromkreis der Signallampe 2 fließt durch die Signallampe 2 ein Strom I.
  • Zur Überwachung der Signallampe 2 wird der Spannungsabfall über dem Messwiderstand RM bestimmt. Dazu dienen weitere Schaltungsteile, nämlich eine Spannungsverdopplerschaltung 3 als Ladeschaltung, eine Integrator- und Begrenzerschaltung 4, eine Entladeschaltung 5, eine Messschaltung 6 und eine Überwachungsschaltung 7.
  • Die Spannungsverdopplerschaltung 3 greift über einen Vorwiderstand RV die Spannung am Messwiderstand RM ab. Ein typischer Spannungsabfall an RM im normalen Betrieb beträgt ca. 2 V. Mittels der Dioden D1 und D2 werden zwei verbundene Kondensatoren C1 und C2 geladen. Die Spannungsverdopplerschaltung 3 hat einen in Fig. 1 oben gelegenen Ausgangskontakt D, an dem im normalen Betrieb eine etwa doppelt so große Spannung wie an RM anliegt, also typischerweise ca. 4 V gegenüber Masse. Ein zweiter Kontakt 11 der Spannungsverdopplerschaltung liegt auf Masse. Die am Ausgangskontakt D anliegende Spannung wird in den nachfolgenden Schaltungsteilen Integrator- und Begrenzerschaltung 4, Entladeschaltung 5 und Messschaltung 6 sowohl als Versorgungsspannung als auch als Messwert genutzt.
  • Die Integrator- und Begrenzerschaltung 4 ist erfindungsgemäß über eine geschlossene Klemme 8 an den Ausgangskontakt D angeschlossen. Eine offene Klemme 8 wird nur zur Untersuchung des Schaltverhaltens bei deaktivierter Integrator- und Begrenzerschaltung verwendet, um die Unterschiede zu der Erfindung darzustellen (vgl. Fig. 3).
  • Der Transistor TR2, der Widerstand R1 und die Zenerdiode ZD1 bilden zusammen eine Leistungszenerdiode und begrenzen mit dem Vorwiderstand RV zeitunabhängig die maximale Aufladespannung an den Kondensatoren C1 und C2. Die Zenerdiode ZD1 hat eine Grenzspannung von 4 V, die maximal an ihr abfallen kann. Zusammen mit dem Spannungsabfall zwischen Basis und Emitter des Transistors TR2 von ca. 0,65 V ist damit die Spannung am Ausgangskontakt D auf 4,65V begrenzt.
  • Um den Einschaltstromstoß im Einschaltzeitpunkt der Signallampe 2 im Einschaltzeitpunkt zu unterdrücken, d.h. zu integrieren, wird die Schaltung durch den Transistor TR1, die Widerstände R2 und R3 sowie den Kondensator C3 ergänzt. Zum Einschaltzeitpunkt stellt der Kondensator C3 einen Kurzschluss zwischen der Basis von TR1 und Masse dar. An der Basis von TR2 und damit am Kollektor von TR1 liegen aber 0,65 V an, so dass TR1 über R3 den Transistor TR2 voll durchschaltet. Dadurch kommt es zu einem Ausgleichsstrom zwischen dem Ausgangskontakt D und der Masse über den Transistor TR2. R2 und der Basisstrom von TR1 bestimmen zusammen die Aufladezeit von C3 und damit das Sperren von TR1. Nach dem Öffnen von TR2 beim Einschalten der Signallampe 2 klingt der Ausgleichsstrom mit einer Exponentialfunktion ab, bis der Transistor TR2 schließlich ganz sperrt.
  • Wird der Strom 1 durch die Signallampe 2 abgeschaltet, etwa in einer Blinkpause, entladen sich die Kondensatoren C1 und C2 nur relativ langsam. Eine gewisse Restspannung an den Kondensatoren C1 und C2 ist zwar erwünschst, um die Elektronik - insbesondere die beiden Komparatoren KOMP1 und KOMP2 zu versorgen. Allerdings gefährdet eine zu große und lang anhaltende Restspannung das Erkennen des Abschaltens bzw. das Erkennen einer Blinkfrequenz. Daher ist erfindungsgemäß eine Entladeschaltung 5 vorgesehen.
  • Die Entladeschaltung 5 überwacht mit dem Komparator KOMP1 und den Widerständen R4 und R5, die einen Spannungsteiler bilden, die Spannung am Ausgangskontakt D. Der Komparator 1 erhält als Referenzsignal eine feste Spannung von 1,21 V von der Zenerdiode ZD2 und dem Widerstand R8, die ebenfalls einen Spannungsteiler bilden. Wird am Ausgangskontakt D im Vergleich zur Referenzspannung ein bestimmter Spannungswert unterschritten, so schaltet KOMP1 seinen Ausgang auf Masse (Tatsächlich verbleibt wegen der Open Collector Schaltung in KOMP1 in der Regel eine für die Schaltung unbeachtliche Restspannung von 0,65 V; dies kann durch Verwendung eines Feldeffekttransistor in KOMP1 unterbunden werden). Durch R6 und R7 ist die Schalthysterese von KOMP1 eingestellt.
  • Das Schalten des Ausgangs des Komparators KOMP1 auf Masse hat zwei Wirkungen: Zum Ersten wird dadurch der Ausgangskontakt D über R9 auf Masse entladen, d.h. die Restspannung über C1 und C2 fällt schneller ab. Zum Zweiten wird dadurch der zweite Eingang des Komparators KOMP2 der Messschaltung 6 auf Masse gelegt, so dass dieser den nachfolgenden Optokoppler spätestens jetzt abschaltet.
  • Die Messschaltung 6 umfasst im Wesentlichen zwei Spannungsteiler ZD2 und R8 einerseits und R9 und R10 andererseits, die auf den ersten, oberen und den zweiten, unteren Eingang des Komparators KOMP2 geschaltet sind. Über der Zehnerdiode ZD2 fällt eine feste Spannung von 1,21 V ab, wodurch die Spannung am ersten Eingang definiert ist. Die Spannung am zweiten Eingang wird durch die Spannung am Ausgangskontakt D und den Schaltzustand von KOMP1 bestimmt. Unterschreitet die Spannung am zweiten Eingang von KOMP2 einen bestimmten Wert, wird der Ausgang von KOMP2 auf Masse geschaltet, und ein Strom fließt vom Ausgangskontakt D durch R13 und einen Optokoppler 9. Bei geeigneter Schaltungsauslegung kann der Widerstand 13 auch entfallen.
  • Im Optokoppler 9 sorgt dieser Stromfluss für das Aufleuchten einer Leuchtdiode. Deren Licht wird von einem Phototransistor registriert, der einen Stromfluss in der Überwachungsschaltung 7, und insbesondere durch den Widerstand R14, bewirkt. Dies kann durch einen Spannungsabfall am Punkt F registriert werden. Der Stromfluss in der Übenivachungsschaltung 7 wird durch eine von der Spannungsquelle 1 unabhängige Spannungsquelle bewirkt, d.h. die Überwachungsschaltung 7 ist von der übrigen Schaltungsanordnung spannungsgetrennt.
  • Figur 2 zeigt ein Diagramm, in dem die Strom- und Spannungsverläufe in der obigen erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung im Falle einer mit einem Herz blinkenden Signallampe zeigen. Nach rechts aufgetragen ist die Zeit t. Es soll zunächst die linke Diagrammhälfte betrachtet werden, die die Schaltungsanordnung im Normalbetrieb erläutert.
  • In der zweiten Zeile von oben ist der Strom I in der Signallampe dargestellt. Zu Beginn einer jeden Blinkphase tritt eine Einschaltstromspitze auf, die den Gleichgewichtsstrom (oder Nennstrom) um ca. den Faktor 10 übertrifft und ca. 0,05 Sekunden andauert. Es sind mehrere Blinkphasen von je 0,5 Sekunden Dauer dargestellt. Es schließt sich jeweils eine Blinkpause von 0,5 Sekunden an. Der Strom I ist ein Wechselstrom von 50 Hz.
  • In der dritten Zeile ist die Spannung am Ausgangskontakt D, d.h. über den beiden Kondensatoren C1 und C2, dargestellt. Dank der Integratorschaltung kommt es erfindungsgemäß nicht zu einer Spannungsspitze zu Beginn einer jeden Blinkphase, sondern die Spannung schwingt innerhalb von ca. 0,08 Sekunden von null hoch auf einen geringen Sättigungswert um 2 V. Am Ende einer jeden Blinkphase schwingt die Spannung am Ausgangskontakt relativ zügig innerhalb von ca. 1/10 Sekunde wieder zurück auf einen geringen Restwert. Dieser Restwert reicht aus, um die beiden Komparatoren zu betreiben.
  • Die vierte Zeile zeigt die Spannung am zweiten Eingang des zweiten Komparators am Punkt E. Zu Beginn eines jeden Blinkzyklus tritt eine kleine Spannungsspitze von ca. 0,65 V auf, die jedoch wegen der Schaltschwelle von ca. 1,21 V des zweiten Komparators unbeachtlich ist. Erst wenn die Spannung am Punkt D seinen Sättigungswert im Wesentlichen erreicht hat (also ca. 0,08 Sekunden nach Beginn der Blinkphase), und sodann der Komparator KOMP1 seinen Ausgang nicht mehr auf Masse legt, schwingt sich innerhalb von weiteren ca. 0,05 Sekunden eine Sättigungsspannung am Punkt E ein. Am Ende einer Blinkphase fällt die Spannung währen etwa 0,025 Sekunden nur langsam, daraufhin aber schlagartig ab, wenn nämlich der erste Komparator KOMP1 seinen Ausgang auf Masse schaltet. Restspannungen am Punkt E können durch den Kondensator C4 in Fig. 1 verringert werden.
  • Die fünfte Ziele zeigt die Spannung am Punkt F, also das eigentliche Nutzsignal der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Sobald die Spannung am Punkt E einen bestimmten Schwellwert überschreitet, geht die Spannung am Punkt F schlagartig auf einen oberen Wert. Fällt die Spannung am Punkt E unter einen Schwellwert, so geht die Spannung am Punkt F schlagartig auf einen unteren Wert von null. Der Beginn einer Blinkphase wird mit einer Verzögerung von ca. 0,13 Sekunden am Punkt F registriert. Das Ende einer Blinkphase wird mit einer Verzögerung von ca. 0,025 Sekunden registriert.
  • Um die Schaltschwelle der Schaltungsanordnung zutesten, kann der Prüfwiderstand zum Messwiderstand parallel geschaltet werden. Dadurch verringert sich ein etwaiger Spannungsabfall am Messwiderstand. Dies entspricht etwa der realen Situation einer Erhöhung des Widerstands der zu überwachenden Vorrichtung durch einen Defekt an der Vorrichtung.
  • In der ersten Zeile ist die Spannung an dem Relais, das den Prüfwiderstand zuschaltet, dargestellt. In der Mitte der dritten Blinkphase wird der Prüfwiderstand zugeschaltet.
  • Die zugehörige Spannungs- und Stromverteilung ist sodann in der rechten Hälfte des Diagramms von Fig. 1 dargestellt. Bei zugeschaltetem Prüfwiderstand reicht die Spannung am Ausgangskontakt D nicht mehr aus, um die Schaltung des Punktes E auf Masse (bzw. maximal 0,65 V) durch den ersten Komparator KOMP1 aufzuheben. Am Punkt F wird ein Einschalten der Signallampe nicht mehr registriert. Dies ist erwünscht, um einen etwaigen Defekt an der zu überwachenden Vorrichtung zu bemerken.
  • Figur 3 zeigt die Strom- und Spannungsverteilung der Schaltung von Fig. 1, wobei die Begrenzer- und Integratorschaltung durch die offene Klemme (Bezugsszeichen 8 in Fig. 1) deaktiviert ist. Im übrigen entspricht die Darstellung der Darstellung in Figur 2. Zunächst soll wieder der Betrieb ohne Prüfwiderstand links betrachtet werden.
  • Zu Beginn einer jeden Blinkphase kommt es, im Gegensatz zur Figur 2, zu einer starken Spannungsspitze am Punkt D. Sie klingt erst im Laufe einer halben Blinkphase, also innerhalb von ca. 0,25 Sekunden, auf einen Gleichgewichtswert von etwa 1/5 des Spitzenwerts ab. Auch am Punkt E tritt eine entsprechende Spannungsüberhöhung auf. Dank der Entladeschaltung wird aber das Ende einer Blinkphase zuverlässig registriert. Betrüge die Abklingzeit aber mehr als die Dauer einer Blinkphase, also beispielsweise bei einer Blinkfrequenz um ¼Hz in obigem Beispiel, so würde das Ende der Blinkphase wegen Übersteuerung nicht registriert werden.
  • Nach Zuschalten des Prüfwiderstands, rechts im Diagramm von Fig. 3, reicht die Spannungsspitze beim Einschalten noch leicht aus, um die Komparatoren zu schalten und am Punkt F den Beginn der Blinkphase anzuzeigen. Allerdings wird die Blinkphase am Punkt F verkürzt entsprechend der Abklingzeit der Spannungsspitze angezeigt. Da am Nutzsignalausgang aber nach wie vor ein Blinksignal angezeigt wird, kann ein Defekt am zu überwachenden Verbraucher infolge der Übersteuerung unbemerkt bleiben.

Claims (10)

  1. Schaltungsanordnung zur Stromschwellwerterkennung, insbesondere zur Stromschwellwerterkennung einer blinkenden Signallampe in der Eisenbahnsicherungstechnik,
    mit einem Messwiderstand (RM), dessen Spannungsabfall eine EigenEnergieversorgung der Schaltungsanordnung speist,
    wobei der Messwiderstand (RM) auf eine Ladeschaltung (D1, D2, C1, C2) geschaltet ist, und die Ladeschaltung (D1, D2, C1, C2) einen Ausgangskontakt (D) aufweist,
    und wobei der Spannungsabfall am Ausgangskontakt (D) mit einer Messschaltung (R8, R9, R10, R11, R12, ZD2, KOMP2, C4) auswertbar ist,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass der Ausgangskontakt (D) auf eine Integratorschaltung (TR1, R2, R3, C3, TR2) geschaltet ist, die zeitabhängig einen Einschaltstromstoß am Ausgangskontakt (D) unterdrückt,
    und dass der Ausgangskontakt (D) weiterhin auf eine Entladeschaltung (R4, R5, R6, R7, KOMP1) geschaltet ist, welche den Ausgangskontakt (D) bei Unterschreiten einer Grenzspannung am Ausgangskontakt (D) entlädt.
  2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Messwiderstand (RM) über einen Vorwiderstand (RV) auf die Ladeschaltung geschaltet ist,
    und dass die Integratorschaltung als eine Begrenzer- und Integratorschaltung (R1, ZD1, TR1, R2, R3, C3, TR2) ausgebildet ist, die zusätzlich zusammen mit dem Vorwiderstand (RV) zeitunabhängig die Spannung am Ausgangskontakt (D) begrenzt.
  3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Begrenzer- und Integratorschaltung eine Leistungszenerdiode (ZD1, R1, TR2) umfasst.
  4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Begrenzer- und Integratorschaltung einen ersten Transistor (TR1) umfasst, dessen Emitter und Basis jeweils über Widerstände (R3, R2) mit dem Ausgangskontakt (D) verbunden sind,
    dass die Basis des ersten Transistors (TR1) über einen Kondensator (C3) mit Masse verbunden ist,
    dass der Kollektor des ersten Transistors (TR1) mit der Basis eines zweiten Transistors (TR2), über eine Zenerdiode (ZD1) mit dem Ausgangskontakt (D), und über einen Widerstand (R1) mit Masse verbunden ist,
    dass der Kollektor des zweiten Transistors (TR2) mit dem Ausgangskontakt (D) verbunden ist,
    und dass der Emitter des zweiten Transistors (TR2) mit Masse verbunden ist.
  5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Ladeschaltung als Spannungsverdopplerschaltung (D1, D2, C1, C2) ausgebildet ist.
  6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Ladeschaltung einen Ladekondensator aufweist, und insbesondere weiterhin einen Grätz-Gleichrichter und/oder eine Begrenzerdiode und/oder einen DC/DC-Konverter aufweist.
  7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Entladeschaltung einen ersten Komparator (KOMP1) aufweist, dessen erster Eingang über einen Spannungsteiler (R4, R5) mit dem Ausgangskontakt (D) verbunden ist,
    und dessen zweiter Eingang über einen Spannungsteiler (R8, ZD2), der eine Referenzdiode (ZD2) aufweist, mit dem Ausgangskontakt (D) verbunden ist,
    wobei der Ausgang des ersten Komparators (KOMP1) weiterhin über einen Entladewiderstand (R9) mit dem Ausgangskontakt (D) verbunden ist.
  8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Eingang des ersten Komparators (KOMP1) über einen Widerstand (R6) mit dem Spannungsteiler (R4, R5) verbunden ist,
    und dass der Ausgang des ersten Komparators (KOMP1) über einen Widerstand (R7) auf den ersten Eingang des ersten Komparators (KOMP1) mitgekoppelt ist.
  9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Messschaltung einen zweiten Komparator (KOMP2) aufweist, dessen erster Eingang über einen Spannungsteiler (R8, ZD2), der eine Referenzdiode (ZD2) aufweist, mit dem Ausgangskontakt (D) verbunden ist,
    dessen zweiter Eingang über einen weiteren Spannungsteiler (R9, R10) mit dem Ausgangskontakt (D) verbunden ist,
    und dass der Ausgang des zweiten Komparators (KOMP2) mit einem Nutzsignalausgang der Schaltungsanordnung verbunden ist.
  10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Eingang des zweiten Komparators (KOMP2) über einen Widerstand (R11) mit dem Spannungsteiler (R8, ZD2) verbunden ist, und dass der Ausgang des zweiten Komparators (KOMP2) über einen Widerstand (R12) auf den ersten Eingang des zweiten Komparators (KOMP2) mitgekoppelt ist.
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