EP1547220A1 - Method for identifying an overload current of an electric drive - Google Patents

Method for identifying an overload current of an electric drive

Info

Publication number
EP1547220A1
EP1547220A1 EP03798041A EP03798041A EP1547220A1 EP 1547220 A1 EP1547220 A1 EP 1547220A1 EP 03798041 A EP03798041 A EP 03798041A EP 03798041 A EP03798041 A EP 03798041A EP 1547220 A1 EP1547220 A1 EP 1547220A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
power semiconductor
electric drive
voltage
pwm
semiconductor component
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP03798041A
Other languages
German (de)
French (fr)
Inventor
Stefan Koch
Nikolas Haberl
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Robert Bosch GmbH
Original Assignee
Robert Bosch GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch GmbH filed Critical Robert Bosch GmbH
Publication of EP1547220A1 publication Critical patent/EP1547220A1/en
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
    • H02H7/08—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for dynamo-electric motors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
    • H02H7/08—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for dynamo-electric motors
    • H02H7/093—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for dynamo-electric motors against increase beyond, or decrease below, a predetermined level of rotational speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H1/00—Details of emergency protective circuit arrangements
    • H02H1/0007—Details of emergency protective circuit arrangements concerning the detecting means

Definitions

  • blowers are generally used which bring about heat dissipation when the wind at low speeds of the motor vehicle is no longer sufficient to dissipate heat from the radiator.
  • One-piece plastic fans are generally used on passenger cars, which are also increasingly being used in commercial vehicles for heat dissipation.
  • Direct current motors are used today on cooling fans of ner internal combustion engines, by means of which the fan wheel of the fan is possibly driven with the interposition of a clutch.
  • the electrical drives used are controlled by power controls, for which purpose the supply voltage is clocked at a frequency above 15 kHz.
  • the supply voltage is clocked by pulse width modulation, with which the pulse width ratio, i. H. the pulse interval length between the control pulses can be lengthened or shortened, as a result of which the terminal voltage at the terminals of the electrical drives used can be varied within a wide range.
  • the speed of the electric drives can be adjusted over a wide range with the aid of pulse width modulation of the supply voltage. This is of particular interest when the vehicle is running at low speed or when it is stationary. Then, by increasing the rotational speed of the electric drive of the fan wheel, sufficient heat dissipation can be brought about at the cooler of the ner internal combustion engine when the cooling from the air stream flowing through the cooler is no longer sufficient.
  • the clocking of the supply voltage which is present at the terminals of the electric drives, however, requires the use of free-wheeling diodes and capacitor elements. Electrolytic capacitors are usually used. The freewheeling diode enables the freewheeling of the electric drive or electric drives while the electrolytic capacitors allow free running for the supply line. In order for the electrolytic capacitors to work without problems even at high temperatures and to achieve the required service lives, these are usually large-sized in terms of capacity. Furthermore, it may be necessary to connect two electrolytic capacitors in parallel in order to achieve the desired smoothing of the ripple.
  • DE 197 32 094 AI relates to a control circuit for a DC motor.
  • An electrolytic capacitor is connected in parallel with the DC motor.
  • the control circuit has a freewheeling diode and a nerpol protection device which contains a transistor switch with a diode connected in parallel with it.
  • the nerpol protection device is connected to the circuit of the electrolytic capacitor and the freewheeling diode.
  • the transistor switch is designed as a ⁇ -channel power MOSFET and lies with its drain connection on the minus connection of the electrolytic capacitor and on the anode of the filing diode.
  • the free-wheeling diode is located on the positive side of the DC motor with its cathode.
  • the source is connected to the negative side of the DC motor and the gate is connected to a positive voltage via a resistor.
  • DE 197 32 098 AI also relates to a control circuit for a DC motor.
  • the DC motor is driven in a clocked manner and comprises an electrolytic capacitor connected in parallel and a free-wheeling diode.
  • the control radiation is reduced in that a choke is connected between the positive motor supply voltage and the positive connection of the electrolytic capacitor, and in that the freewheeling diode with its cathode between the choke and the electrolytic capacitor and with its anode on the negative side of the DC motor is.
  • overcurrent is detected by detecting a current in the freewheeling circuit of the electric drive.
  • the current in the free-wheeling circuit of the electric drive is measured indirectly by measuring the induced voltage at the line inductance of the free-wheeling circuit.
  • the current detection in the freewheeling circuit can be implemented using a shunt, which, however, has the disadvantage that it generates power loss and thus generates heat.
  • current measurement using a shunt is relatively expensive.
  • the outlined methods for measuring the induced voltage at the line inductance of the freewheeling circuit depend, among other parameters, on the line routing and on the switching behavior of the power transistors.
  • the measurement of the induced voltage at the line inductance of the freewheeling circuit is due to the low against voltages and high impedance sensitive to interference, e.g. B. by electric fields.
  • an electric drive can be blocked by indirect overcurrent detection.
  • Blocking, stiffness or the respective rotational speed of the electric drive can occur via the current or the current form or also from voltage pulses derived from the current form when controlling a power semiconductor component, such as, for example, B.
  • a MOSFET can be obtained.
  • the electrical drive of an engine cooling fan is controlled in the partial load range with a PWM clock signal ⁇ 100%.
  • the pulses of the current are counted within an evaluation circuit in which a microcontroller ( ⁇ C) is recorded.
  • the evaluation circuit comprises a biased comparator which switches the output when a threshold input voltage is exceeded.
  • the edge change at the output of the preloaded comparator can be detected by the microcontroller and the number of edge changes can be counted in it.
  • the number of edges is AI.
  • This value AI represents a reference value. If a number of edges AI is determined which is less than the number of edges occurring during normal operation of the electric drive, there may be a defect in the power semiconductor component (MOSFET), in the electric drive itself or in the electrical connecting lines , Thereupon the energization of the electric drive via the evaluation circuit is prevented by switching off the current control.
  • MOSFET power semiconductor component
  • the cycle can be switched to a cycle ratio of 99%) for a short period of time.
  • a check is made as to whether a certain number A2 of pulses occur per time period. If, when checking the number of pulses A2 per time period, a number A2 is determined that is less than the number A2, a defect in the power semiconductor component (MOSFET), in the electrical drive itself or in the free-wheeling circuit or in the electrical connecting lines is concluded and the electrical drive is deenergized.
  • MOSFET power semiconductor component
  • Blocking of the electric drive can also be determined by detecting the absolute value of the voltage of the electric drive.
  • the level of the absolute value of the voltage can be detected by the microcontroller, which immediately switches off the power semiconductor component which drives the electrical drive. Since the limit voltage of the electric drive depends on the PWM clock signal and on the supply voltage, the limit voltage can be adjusted by the microcontroller ⁇ C depending on the PWM clock signal and the voltage supply Ü B.
  • Figure 1 is a schematic diagram of an evaluation circuit for overcurrent detection of an electric drive
  • Figure 2 shows an extended evaluation circuit with voltage tap between the power semiconductor component and comparator.
  • FIG. 1 shows the basic circuit diagram of an evaluation circuit for overcurrent detection of an electric drive.
  • An energy storage device in the form of a vehicle battery, which is integrated in a vehicle electrical system 4, represents a voltage source 1.
  • the voltage source 1 is connected in parallel with a capacitor 2, with which voltage peaks or voltage fluctuations within the vehicle electrical system 4 can be smoothed.
  • An electrical drive 3 is accommodated in the electrical system 4, which drives the fan wheel of an engine cooling fan, for example.
  • the drive of the electric drive 3 takes place via a first power semiconductor component, which can be designed as a MOSFET, or as a bipolar transistor or comparable power semiconductor component.
  • the freewheeling of the electric drive 3 is realized by a freewheeling diode 5 accommodated in a freewheeling circuit 6.
  • the first power semiconductor component 7, for example embodied as a MOSFET transistor 7, comprises a transistor base 8 (G), which is arranged opposite a source gate 9 (S) and a drain gate 10 (D).
  • the control of the electrical Drive 3 is carried out by a control of the transistor base 8 (G) of the first power semiconductor component 7 via a control line 13. If the electric drive 3 for driving a fan wheel of an engine cooling fan is to be operated in the partial load range, the first power semiconductor component 7 is operated by means of a PWM applied to the control line 13 -Signal controlled ⁇ 100%.
  • the electric drive 3 is driven via the first power semiconductor component 7 by means of a PWM signal 29 of 100%, which in this case is on the drive line 13 of the transistor base 8 (G ) is present.
  • the transistor base 8 (G) of the first power semiconductor component 7 is driven via a pulse width signal 29, which is output by a microcontroller 25 ( ⁇ C) on its output side 28.
  • the microcontroller 25 comprises, on an input side 26, an input for counting pulses determined in an evaluation circuit 37. B. may be present as edge change 20.
  • a stiffness or a blocking of the electric drive 3 can be determined by an indirect overcurrent detection. Blocking or sluggishness as well as the speed of the electric drive 3 can be determined by the current I or the current shape or the voltage pulses of the current derived from the current shape when the first power semiconductor component 7 is controlled.
  • each connection of the first power semiconductor component 7 generates a current I in the context of the PWM control line, which current flows through the first power semiconductor component 7.
  • the electronic component used as the first power semiconductor component 7 is preferably an electronic component (SENSEFET) that senses the current.
  • the current I flowing via the first power semiconductor component 7, corresponding to the control by the PWM signal generates evaluable or countable pulses.
  • the first power semiconductor component 7 is assigned a first tap 11 or a second tap 12, via which voltage pulses derived from the current form of the current I can be fed to the evaluation circuit 37.
  • the evaluation circuit 37 shown schematically in FIG. 1 with its essential components comprises a comparator component 14. On the input side 15 of the comparator component 14 there is a first comparator input 17 (-) and a second comparator input 18 (+). The first comparator input 17 is connected to the first tap 11, while at the second comparator input 18 a supply Voltage is present. The output of the comparator component 14 is identified by reference number 16. A comparator component 14 with a bias voltage 19 Vcc is preferably used as the comparator component 14 within the evaluation circuit 37.
  • the voltage application of the comparator component 14 with a bias voltage 19 (Vcc) follows via a first resistor 21 (Ri), a resistor 22 (R 2 ) connected in parallel with this and a third resistor 23 (R 3 ), which is connected in series with the first resistor 21 lies.
  • the bias voltage 19 (Vcc) is the comparator component 14 on the input side 15 at the second comparator input 18; the connection point is formed by a terminal 24.
  • the threshold input voltage of the comparator component 14 is predetermined via the bias voltage 19 (Vcc) with which the comparator component 14 is applied.
  • the current Is to be sensed is detected at the second tap 12.
  • the current 1 $ to be sensed flows through a resistor Rs (Rsen se ), which at KS is connected to the line leading to the first comparator input 17.
  • KS represents a temperature detection point in relation to the first power semiconductor component 7. If this threshold input voltage, which in the present case is applied to the second comparator input 18 (+), is exceeded by a detected voltage value, the comparator component 14 switches its output 16.
  • the switching of the output 16 is characterized by an edge change 20.
  • This edge change 20 can be detected by the microcontroller 25 ( ⁇ C) and counted therein.
  • the edge changes 20 occurring at the output 16 of the prestressed comparator component 14 are applied to an input 27 on the input side 26 of the microcontroller 25 ( ⁇ C).
  • the number of edge changes 20, which represent the detectable pulses is AI.
  • This number of edge changes 20 occurring in normal operation of the electric drive 3 in the partial load range is stored in the microcontroller 25 ( ⁇ C) and represents a reference value.
  • a number of pulses, ie edge changes 20 on the output side 16 of the preloaded comparator component, are stored in the evaluation circuit 37 14, AI transmitted to the input 27 of the microcontroller 25 ( ⁇ C), there is a comparison between the number of edge changes 20, AI occurring during normal operation and the determined number of edge changes 20 AI.
  • a defect in a first power semiconductor component 7 can be, for example, a temporary or permanent trigger-independent high impedance of the first power semiconductor component.
  • the PWM clock signal When the electric drive 3 is fully activated with a PWM clock signal 29 of 100%), the PWM clock signal is cyclically reduced to, for example, 99% for a short period of time. In normal operation, this PWM clock signal produces a number of A2 pulses, i. H. Edge changes 20 per time interval.
  • the expected number A2 of edge changes 20 in normal operation of the electric drive 3 in full load operation is also stored within the microcontroller 25 ( ⁇ C).
  • the number of the by the evaluation circuit 37, i. H. edge changes 20, A2 determined at the output 16 of the preloaded comparator element 14 are compared with the number A2 of edge changes 20 stored in the microcontroller 25 ( ⁇ C) and valid for normal operation.
  • FIG. 2 shows an extended evaluation circuit with a voltage tap between the first power semiconductor component in the biased comparator component of the evaluation circuit.
  • an inductance denoted by L is contained in the freewheeling circuit assigned to the electric drive 3.
  • the freewheeling circuit 6 assigned to the electric drive 3 comprises a second power semiconductor component 32.
  • the voltage source 1 is integrated into the electrical system 4 of a vehicle, not shown here, for example a motor vehicle. Both the inductance and the capacitor 2 are connected in parallel to the voltage source 1.
  • the electric drive 3 is driven by the first power semiconductor component 7, which can be designed, for example, as a MOSFET or as a bipolar transistor. Its transistor base 8 (G) is supplied with a PWM signal 31 via the control line 13.
  • the first power semiconductor component 7 which can be designed, for example, as a MOSFET or as a bipolar transistor.
  • Its transistor base 8 (G) is supplied with a PWM signal 31 via the control line 13.
  • the first power semiconductor component 7 comprises a drain gate 10 (D) and a source gate 9 (S).
  • the current that arises at the first power semiconductor component 7 is indicated by the arrow labeled I and arises at the first power semiconductor component 7 in accordance with the PWM clock signal 31.
  • the first power semiconductor component 7 are assigned the first tap 11 and the second tap 12, via which the current, the current form or voltage pulses determined from the current form are fed to the evaluation circuit 37.
  • the evaluation circuit 37 corresponds essentially to the evaluation circuit in the basic circuit diagram according to FIG. 1. In the evaluation circuit 37 according to FIG. 2, the comparator component 14 is also supplied with a voltage 19 (Vcc).
  • the pulses generated at the first tap 11 or at the second tap 12 stem from the switching through of the first power semiconductor component 7 as part of the actuation by the PWM clock signal 31, at which a current I is set via the first power semiconductor component 7, which current can be evaluated or counted Represents impulse.
  • IQ denotes the current in the drain branch 10 which flows in accordance with the P WM clock signal.
  • the evaluable or countable pulses resulting from the current flow through the first power semiconductor component 7 are fed to the first comparator input 17 (-) or the second comparator input 18 (+) via the first tap 11 or the second tap 12.
  • the current Is detected at the second tap 12 flows through a resistor Rs, which at KS is connected to the line leading to the first comparator input 17 (-).
  • the connection point KS simultaneously represents a temperature detection point (Kellvin source) for the first power semiconductor component 7.
  • an absolute voltage tap 36 is assigned to the first tap 11.
  • the absolute value of the voltage Ui of the first power semiconductor component 7 can be detected at the absolute voltage tap 36. If the electric drive 3 is blocked or stiff, the absolute value of the voltage Ui becomes a limit voltage Ui. Crossing borders.
  • the detected absolute value of the voltage Ui is fed to an input 38 of the microcontroller 25. If the voltage Ui detected at the absolute voltage tap 36 overlaps the permissible voltage value Ui. Limit, the energization of the first power semiconductor component 7 can be canceled by the microcontroller 25 via the control line 29.
  • the limit voltage Ui is the limit voltage Ui.
  • Limit is dependent on the PWM signal 31, with which the first power semiconductor component 7 and the second power semiconductor component 32 contained in the free-wheeling circuit 6 are controlled. Furthermore, the limit voltage Ui, limit is also dependent on the supply voltage Ü B of the voltage source 1. Therefore, the voltage Ü B of the voltage source 1 is supplied to the microcontroller 25 ( ⁇ C) at an input 30, and the P WM timing signal is also supplied to the microcontroller 25 , The limit voltage Ui. G re n influencing PWM signal depends on whether the electric drive 3 is operated in the partial load range or at full load.
  • the freewheeling circuit 6 contains the second power semiconductor component 32 as shown in FIG. 2.
  • the PWM clock signal 31 is accordingly a first PWM control branch 33 in parallel for the first power semiconductor component 7 and a second PWM control branch 34 for driving the second power semiconductor component 32.
  • an inverter module 35 is accommodated in order to provide an alternating control circuit for the first power semiconductor component 7 and the second power semiconductor component 32 accommodated in the freewheeling circuit 6 enable.
  • the first power semiconductor component 7 for driving the electric drive 3 in the partial-load or full-load range is accordingly operated alternately with the second power semiconductor component 32, which is accommodated in the freewheeling circuit 6 of the electric drive 3.
  • the method proposed according to the invention enables detection of blocking or stiffness of an electric drive 3 in both design variants.
  • the speed of the electric drive 3 can also be determined via the proposed method.
  • the proposed method according to the embodiment variants according to FIGS. 1 and 2 eliminates the need to integrate a shunf that generates power loss and thus produces heat. Furthermore, falsifications relating to the pulse pick-up resulting from the line routing and from the switching behavior of the power semiconductor components 7, 32 are avoided.
  • MOSFET first power semiconductor component
  • MOSFET 32 second power semiconductor component

Landscapes

  • Control Of Direct Current Motors (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

The invention relates to a method for detecting a sluggishness or blockage of an electric drive (3), which is controlled by means of a first power semiconductor component (7). The electric drive (3) can be operated both in the part-load range (pulse width modulation (PWM) timing signal < 100%) and in the full load range (PWM timing signal = 100%), both ranges being dependent on the timing of the PWM signal (29, 30). An evaluation circuit (37) is connected to a microcontroller (25). Pulses that are generated within a time range are detected in the evaluation circuit (37) in the current that flows over the first power semiconductor element (7) and the number of detected pulses A1<*>, A2<*> is compared with the number of expected pulses A1, A2.

Description

Verfahren zur Überstromerkennung eines elektrischen AntriebesMethod for overcurrent detection of an electric drive
Technisches GebietTechnical field
In Kraftfahrzeugen mit Nerbrennungskraftmaschinen, sind auch bei niedrigen Geschwindigkeiten hohe Kühlleistungen zu erbringen. Dazu werden in der Regel Gebläse eingesetzt, die eine Wärmeabfuhr bewirken, wenn der Fahrtwind bei niedrigen Geschwindigkeiten des Kraftfahrzeuges nicht mehr zur Wärmeabfuhr am Kühler ausreicht. An Personenwagen kommen in der Regel einteilige Kunststofflüfter zum Einsatz, welche zunehmend auch bei Νutzfahrzeugen zur Wärmeabfuhr Eingang finden.In motor vehicles with ner internal combustion engines, high cooling capacities are to be achieved even at low speeds. For this purpose, blowers are generally used which bring about heat dissipation when the wind at low speeds of the motor vehicle is no longer sufficient to dissipate heat from the radiator. One-piece plastic fans are generally used on passenger cars, which are also increasingly being used in commercial vehicles for heat dissipation.
Stand der TechnikState of the art
An Kühlgebläsen von Nerbrennungskraftmaschinen werden heute Gleichstrom-Motoren (DC-Motoren) eingesetzt, über welche das Lüfterrad des Gebläses gegebenenfalls unter Zwischenschaltung einer Kupplung angetrieben wird. Die eingesetzten elektrischen An- triebe werden über Leistungssteuerungen angesteuert, wozu eine Taktung der Nersorgungs- spannung bei einer Frequenz über 15 kHz erfolgt. Die Taktung der Nersorgungsspannung erfolgt durch Pulsweitenmodulation, mit der das Pulsweitenverhältnis, d. h. die Pulspau- senlänge zwischen den Ansteuerungsimpulsen verlängert oder verkürzt werden kann, wodurch sich die Klemmenspannung an den Klemmen der eingesetzten elektrischen Antriebe in einem weiten Bereich variieren lässt. Durch die Nariation der Klemmenspannung an den Klemmen der elektrischen Antriebe des Kühlgebläses kann die Stromaufnahme des elektrischen Antriebes bzw. das Drehmoment des elektrischen Antriebes geregelt oder vorgegeben werden. Ferner kann mit Hilfe der Pulsweitenmodulation der Nersorgungsspannung die Drehzahl der elektrischen Antriebe in weiten Bereichen verstellt werden. Dies ist be- sonders dann von Interesse, wenn das Fahrzeug mit geringer Geschwindigkeit fährt oder stillsteht. Dann kann durch eine Erhöhung der Drehzahl des elektrischen Antriebes des Lüfterrades eine ausreichende Wärmeabfuhr am Kühler der Nerbrennungskraftmaschine herbeigeführt werden, wenn die Kühlung durch den den Kühler durchströmenden Fahrtwind nicht mehr ausreichend ist.Direct current motors (DC motors) are used today on cooling fans of ner internal combustion engines, by means of which the fan wheel of the fan is possibly driven with the interposition of a clutch. The electrical drives used are controlled by power controls, for which purpose the supply voltage is clocked at a frequency above 15 kHz. The supply voltage is clocked by pulse width modulation, with which the pulse width ratio, i. H. the pulse interval length between the control pulses can be lengthened or shortened, as a result of which the terminal voltage at the terminals of the electrical drives used can be varied within a wide range. By varying the terminal voltage at the terminals of the electric drives of the cooling fan, the current consumption of the electric drive or the torque of the electric drive can be regulated or specified. Furthermore, the speed of the electric drives can be adjusted over a wide range with the aid of pulse width modulation of the supply voltage. This is of particular interest when the vehicle is running at low speed or when it is stationary. Then, by increasing the rotational speed of the electric drive of the fan wheel, sufficient heat dissipation can be brought about at the cooler of the ner internal combustion engine when the cooling from the air stream flowing through the cooler is no longer sufficient.
Die Taktung der Nersorgungsspannung, die an den Klemmen der elektrischen Antriebe anliegt, macht hingegen den Einsatz von Freilaufdioden sowie Kondensatorelementen erforderlich. In der Regel kommen Elektrolytkondensatoren zum Einsatz. Die Freilaufdiode ermöglicht den Freilauf des elektrischen Antriebes bzw. der elektrischen Antriebe, während die Elektrolytkondensatoren den Freilauf für die Zuleitung ermöglichen. Damit die Elektrolytkondensatoren auch unter hohen Temperaturen problemlos arbeiten und die geforderten Lebensdauern erreichen, werden diese in der Regel kapazitätsmäßig großdimensioniert. Ferner kann es erforderlich sein, zwei Elektrolytkondensatoren parallel zu schalten, um die gewünschte Glättung der Restwelligkeit zu erreichen.The clocking of the supply voltage, which is present at the terminals of the electric drives, however, requires the use of free-wheeling diodes and capacitor elements. Electrolytic capacitors are usually used. The freewheeling diode enables the freewheeling of the electric drive or electric drives while the electrolytic capacitors allow free running for the supply line. In order for the electrolytic capacitors to work without problems even at high temperatures and to achieve the required service lives, these are usually large-sized in terms of capacity. Furthermore, it may be necessary to connect two electrolytic capacitors in parallel in order to achieve the desired smoothing of the ripple.
DE 197 32 094 AI bezieht sich auf eine Steuerschaltung für einen Gleichstrom-Motor. Dem Gleichstrom-Motor ist ein Elektrolytkondensator parallelgeschaltet. Die Steuerschaltung weist eine Freilaufdiode und eine Nerpolschutzeinrichtung auf, die einen Transistor- Schalter mit einer diesem parallel geschalteten Diode enthält. Die Nerpolschutzeinrichtung ist in den Stromkreis des Elektrolytkondensators und der Freilaufdiode geschaltet. Der Transistorschalter ist als Ν-Kanal Leistungs-MOSFET ausgebildet und liegt mit seinem Drain-Anschluss am Minus-Anschluss des Elektrolytkondensators und an der Anode der Feilaufdiode. Die Freilaufdiode liegt mit ihrer Katiode an der positiven Seite des Gleich- strom-Motors. Der Source-Anschluss ist an die negative Seite des Gleichstrom-Motors angeschlossen und der Gate-Anschluss über einen Widerstand an eine positive Spannung angelegt.DE 197 32 094 AI relates to a control circuit for a DC motor. An electrolytic capacitor is connected in parallel with the DC motor. The control circuit has a freewheeling diode and a nerpol protection device which contains a transistor switch with a diode connected in parallel with it. The nerpol protection device is connected to the circuit of the electrolytic capacitor and the freewheeling diode. The transistor switch is designed as a Ν-channel power MOSFET and lies with its drain connection on the minus connection of the electrolytic capacitor and on the anode of the filing diode. The free-wheeling diode is located on the positive side of the DC motor with its cathode. The source is connected to the negative side of the DC motor and the gate is connected to a positive voltage via a resistor.
DE 197 32 098 AI bezieht sich ebenfalls auf eine Steuerschaltung für einen Gleichstrom- Motor. Der Gleichstrom-Motor wird getaktet angesteuert und umfasst einen parallel geschalteten Elektrolytkondensator sowie eine Freilaufdiode. Gemäß dieser Lösung wird die Steuerabstrahlung dadurch verringert, dass zwischen der positiven Motorversorgungsspannung und dem Plus-Anschluss des Elektrolytkondensators eine Drossel angeschlossen wird, und dass die Freilaufdiode mit ihrer Kathode zwischen der Drossel und dem Elek- trolytkondensator und mit ihrer Anode an der negativen Seite des Gleichstrom-Motors liegt.DE 197 32 098 AI also relates to a control circuit for a DC motor. The DC motor is driven in a clocked manner and comprises an electrolytic capacitor connected in parallel and a free-wheeling diode. According to this solution, the control radiation is reduced in that a choke is connected between the positive motor supply voltage and the positive connection of the electrolytic capacitor, and in that the freewheeling diode with its cathode between the choke and the electrolytic capacitor and with its anode on the negative side of the DC motor is.
In derzeitigen Ausführungen von Gebläseansteuerungen für Motorkühlgebläse erfolgt eine Überstromerkemiung durch Erfassung eines Stroms im Freilaufkreis des elektrischen An- triebes. Die Messung des Stroms im Freilaufkreis des elektrischen Antriebes erfolgt indirekt durch die Messung der induzierten Spannung an der Leitungsinduktivität des Freilaufkreises. Ferner kann die Stromerfassung im Freilaufkreis über einen Shunt realisiert werden, was jedoch den Nachteil hat, dass es zur Erzeugung von Verlustleistung und damit zur Wärmeerzeugung kommt. Ferner ist die Strommessung unter Einsatz eines Shunts relativ kostspielig. Die skizzierten Verfahren zur Messung der induzierten Spannung an der Leitungsinduktivität des Freilaufkreises sind neben anderen Parametern abhängig von der Leitungsfuhrung und von dem Schaltverhalten der Leistungstransistoren. Die Messung der induzierten Spannung an der Leitungsinduktivität des Freilaufkreises ist wegen der gerin- gen Spannungen und der Hochohmigkeit empfindlich auf Störeinstrahlungen, z. B. durch elektrische Felder.In current designs of fan controls for engine cooling fans, overcurrent is detected by detecting a current in the freewheeling circuit of the electric drive. The current in the free-wheeling circuit of the electric drive is measured indirectly by measuring the induced voltage at the line inductance of the free-wheeling circuit. Furthermore, the current detection in the freewheeling circuit can be implemented using a shunt, which, however, has the disadvantage that it generates power loss and thus generates heat. Furthermore, current measurement using a shunt is relatively expensive. The outlined methods for measuring the induced voltage at the line inductance of the freewheeling circuit depend, among other parameters, on the line routing and on the switching behavior of the power transistors. The measurement of the induced voltage at the line inductance of the freewheeling circuit is due to the low against voltages and high impedance sensitive to interference, e.g. B. by electric fields.
Darstellung der Erfindung;Representation of the invention;
Mit dem erfindungsgemäß vorgeschlagenen Verfahren lässt sich ein Blockieren eines elektrischen Antriebes durch eine indirekte Überstromerfassung feststellen. Ein Blockieren, eine Schwergängigkeit oder die jeweilige Drehzahl des elektrischen Antriebes können über dem Strom bzw. die Stromform oder auch aus von der Stromform abgeleiteten Span- nungsimpulsen bei Ansteuerungen eines Leistungshalbleiterbauelementes, wie z. B. eines MOSFET' s gewonnen werden.With the method proposed according to the invention, an electric drive can be blocked by indirect overcurrent detection. Blocking, stiffness or the respective rotational speed of the electric drive can occur via the current or the current form or also from voltage pulses derived from the current form when controlling a power semiconductor component, such as, for example, B. a MOSFET can be obtained.
Der elektrische Antrieb eines Motorkühlgebläses wird im Teillastbereich mit einem PWM- Taktsignal < 100% angesteuert. Dabei werden die Impulse des Stromes innerhalb einer Auswerteschaltung, in der ein MikrocontroUer (μC) aufgenommen ist, gezählt. Die Auswerteschaltung umfasst dazu einen vorgespannten Komparator, der bei Überschreiten einer Schwelleingangsspannung den Ausgang umschaltet. Der Flankenwechsel am Ausgang des unter Vorspannung stehenden Komparators kann durch den Mikrocontoller erfasst und die Anzahl der Flankenwechsel können in diesem gezählt werden.The electrical drive of an engine cooling fan is controlled in the partial load range with a PWM clock signal <100%. The pulses of the current are counted within an evaluation circuit in which a microcontroller (μC) is recorded. For this purpose, the evaluation circuit comprises a biased comparator which switches the output when a threshold input voltage is exceeded. The edge change at the output of the preloaded comparator can be detected by the microcontroller and the number of edge changes can be counted in it.
Bei normalem Betrieb des elektrischen Antriebes beträgt die Anzahl der Flanken AI. Dieser Wert AI stellt einen Referenzwert dar. Wird eine Anzahl von Flanken AI ermittelt, die geringer ist als die bei Normalbetrieb des elektrischen Antriebes auftretende Anzahl von Flanken, kann ein Defekt am Leistungshalbleiterbauelement (MOSFET), am elektrischen Antrieb selbst oder an den elektrischen Verbindungsleitungen vorliegen. Daraufhin wird die Bestromung des elektrischen Antriebes über die Auswerteschaltung durch Ausschaltung der Stromansteuerung unterbunden.During normal operation of the electric drive, the number of edges is AI. This value AI represents a reference value. If a number of edges AI is determined which is less than the number of edges occurring during normal operation of the electric drive, there may be a defect in the power semiconductor component (MOSFET), in the electric drive itself or in the electrical connecting lines , Thereupon the energization of the electric drive via the evaluation circuit is prevented by switching off the current control.
Bei voller Ansteuerung des elektrischen Antriebes mit einer Pulsweitenmodulations- Taktung von 100%), kann zyklisch für eine kurze Zeitspanne auf ein Taktverhältnis von 99%) geschaltet werden. Es erfolgt eine Abprüfung dahingehend, ob eine bestimmte Anzahl A2 von Impulsen pro Zeitabschnitt auftreten. Wird bei der Abprüfung der Anzahl von Impulsen A2 pro Zeitabschnitt eine Anzahl A2 ermittelt, die geringer ist als die Anzahl A2, wird auf einen Defekt am Leistungshalbleiterbauelement (MOSFET), am elektrischen An- trieb selbst oder im Freilaufkreis oder an den elektrischen Verbindungsleitungen geschlossen und die Bestromung des elektrischen Antriebes ausgeschaltet.With full control of the electric drive with a pulse width modulation cycle of 100%), the cycle can be switched to a cycle ratio of 99%) for a short period of time. A check is made as to whether a certain number A2 of pulses occur per time period. If, when checking the number of pulses A2 per time period, a number A2 is determined that is less than the number A2, a defect in the power semiconductor component (MOSFET), in the electrical drive itself or in the free-wheeling circuit or in the electrical connecting lines is concluded and the electrical drive is deenergized.
Ein Blockieren des elektrischen Antriebes kann darüber hinaus über die Erfassung des Absolutwertes der Spannung des elektrischen Antriebes ermittelt werden. Beim Blockieren des elektrischen Antriebes überschreitet der absolute Spannungswert eine Grenzspannung. Die Höhe des Absolutwertes der Spannung kann durch den MikrocontroUer erfasst werden, welcher unmittelbar darauf eine Abschaltung des den elektrischen Antrieb ansteuernden Leistungshalbleiterbauelementes vornimmt. Da die Grenzspannung des elektrischen Antriebes abhängig vom PWM-Taktsignal und von der Versorgungsspannung ist, kann eine Anpassung der Grenzspannung durch den MikrocontroUer μC abhängig vom PWM- Taktsignal und der Spannungsversorgung ÜB erfolgen.Blocking of the electric drive can also be determined by detecting the absolute value of the voltage of the electric drive. When blocking of the electric drive the absolute voltage value exceeds a limit voltage. The level of the absolute value of the voltage can be detected by the microcontroller, which immediately switches off the power semiconductor component which drives the electrical drive. Since the limit voltage of the electric drive depends on the PWM clock signal and on the supply voltage, the limit voltage can be adjusted by the microcontroller μC depending on the PWM clock signal and the voltage supply Ü B.
Zeichnungdrawing
Anhand der Zeichnung wird die Erfindung nachstehend eingehend erläutert.The invention is explained in detail below with reference to the drawing.
Es zeigt:It shows:
Figur 1 Ein Prinzipschaltbild einer Auswerteschaltung zur Überstromerkennung eines elektrischen Antriebes undFigure 1 is a schematic diagram of an evaluation circuit for overcurrent detection of an electric drive and
Figur 2 eine erweiterte Auswerteschaltung mit Spannungsabgriff zwischen Leistungshalbleiterbauelement und Komparator.Figure 2 shows an extended evaluation circuit with voltage tap between the power semiconductor component and comparator.
Ausführungsvariantenvariants
Figur 1 ist das Prinzipschaltbild einer Auswerteschaltung zur Überstromerkennung eines elektrischen Antriebes zu entnehmen.FIG. 1 shows the basic circuit diagram of an evaluation circuit for overcurrent detection of an electric drive.
Ein in ein Fahrzeugbordnetz 4 integrierter Energiespeicher in Form einer Fahrzeugbatterie stellt eine Spannungsquelle 1 dar. Der Spannungsquelle 1 ist ein Kondensator 2 parallel geschaltet, mit welchem Spannungsspitzen bzw. Spannungsschwankungen innerhalb des Bordnetzes 4 eines Fahrzeuges geglättet werden können. Im Bordnetz 4 ist ein elektrischer Antrieb 3 aufgenommen, welcher beispielsweise das Lüfterrad eines Motorkühlgebläses antreibt. Im Prinzipschaltbild gemäß Figur 1 erfolgt die Ansteuerang des elektrischen Antriebes 3 über ein erstes Leistungshalbleiterbauelement, welches als MOSFET, oder als Bipolartransistor oder vergleichbares Leistungshalbleiterbauelement ausgebildet sein kann. Der Freilauf des elektrischen Antriebes 3 wird durch eine in einem Freilaufkreis 6 aufge- nommene Freilaufdiode 5 realisiert.An energy storage device in the form of a vehicle battery, which is integrated in a vehicle electrical system 4, represents a voltage source 1. The voltage source 1 is connected in parallel with a capacitor 2, with which voltage peaks or voltage fluctuations within the vehicle electrical system 4 can be smoothed. An electrical drive 3 is accommodated in the electrical system 4, which drives the fan wheel of an engine cooling fan, for example. In the basic circuit diagram according to FIG. 1, the drive of the electric drive 3 takes place via a first power semiconductor component, which can be designed as a MOSFET, or as a bipolar transistor or comparable power semiconductor component. The freewheeling of the electric drive 3 is realized by a freewheeling diode 5 accommodated in a freewheeling circuit 6.
Das erste Leistungshalbleiterbauelement 7, beispielsweise ausgeführt als ein MOSFET- Transistor 7 umfasst eine Transistorbasis 8 (G), der gegenüberliegend ein Source-Gate 9 (S) sowie ein Drain-Gate 10 (D) angeordnet sind. Die Ansteuerang des elektrischen An- triebes 3 erfolgt durch eine Ansteuerang der Transistorbasis 8 (G) des ersten Leistungshalbleiterbauelementes 7 über eine Ansteuerleitung 13. Soll der elektrische Antrieb 3 zum Antrieb eines Lüfterrades eines Motorkühlungsgebläses im Teillastbereich betrieben werden, wird das erste Leistungshalbleiterbauelement 7 mittels eines auf der Ansteuerleitung 13 aufgegebenen PWM-Signales < 100% angesteuert. Wird der elektrische Antrieb 3 gemäß des Prinzipschaltbildes 1 jedoch bei Volllast betrieben, so erfolgt die Ansteuerang des elektrischen Antriebes 3 über das erste Leistungshalbleiterbauelement 7 mittels eines PWM-Signales 29 von 100%, das in diesem Falle auf der Ansteuerleitung 13 der Transistorbasis 8 (G) anliegt.The first power semiconductor component 7, for example embodied as a MOSFET transistor 7, comprises a transistor base 8 (G), which is arranged opposite a source gate 9 (S) and a drain gate 10 (D). The control of the electrical Drive 3 is carried out by a control of the transistor base 8 (G) of the first power semiconductor component 7 via a control line 13. If the electric drive 3 for driving a fan wheel of an engine cooling fan is to be operated in the partial load range, the first power semiconductor component 7 is operated by means of a PWM applied to the control line 13 -Signal controlled <100%. However, if the electric drive 3 is operated according to the schematic diagram 1 at full load, the electric drive 3 is driven via the first power semiconductor component 7 by means of a PWM signal 29 of 100%, which in this case is on the drive line 13 of the transistor base 8 (G ) is present.
In der Darstellung gemäß Figur 1 erfolgt die Ansteuerang der Transistorbasis 8 (G) des ersten Leistungshalbleiterbauelementes 7 über ein Pulsweiten-Signal 29, welches von einem MikrocontroUer 25 (μC) an dessen Ausgangsseite 28 ausgegeben wird. Der MikrocontroUer 25 (μC) umfasst an einer Eingangsseite 26 einen Eingang zur Zählung von in einer Auswerteschaltung 37 ermittelten Impulsen, die z. B. als Flankenwechsel 20 vorliegen können.In the illustration according to FIG. 1, the transistor base 8 (G) of the first power semiconductor component 7 is driven via a pulse width signal 29, which is output by a microcontroller 25 (μC) on its output side 28. The microcontroller 25 (.mu.C) comprises, on an input side 26, an input for counting pulses determined in an evaluation circuit 37. B. may be present as edge change 20.
Eine Schwergängigkeit bzw. ein Blockieren des elektrischen Antriebes 3 kann durch eine indirekte Überstromerfassung festgestellt werden. Ein Blockieren bzw. eine Schwergän- gigkeit sowie die Drehzahl des elektrischen Antriebes 3, kann durch aus dem Strom I bzw. aus der Stromform oder aus der von der Stromform abgeleiteten Spannungsimpulsen des Stromes bei Steuerung des ersten Leistungshalbeiterbauelementes 7 ermittelt werden. Im einwandfreien Betrieb des elektrischen Antriebes 3, erzeugt jedes Durchschalten des ersten Leistungshalbleiterbauelementes 7 im Rahmen der PWM-Ansteuerleitung einen Strom I, der über das erste Leistungshalbleiterbauelement 7 fließt. Bei dem als erstes Leistungshalbleiterbauelement 7 eingesetzten elektronischen Bauteil, handelt es sich bevorzugt über ein den Strom sensierendes elektronisches Bauteil (SENSEFET). Der über das erste Leistungshalbleiterbauelement 7, entsprechend der Ansteuerang durch das PWM-Signal, fließende Strom I, erzeugt auswertbare bzw. zählbare Impulse. Zur Erfassung der beim Durch- schalten des ersten Leistungshalbleiterbauelementes 7 auftretenden Ströme sind den ersten Leistungshalbleiterbauelement 7 ein erster Abgriff 11 bzw. ein zweiter Abgriff 12 zugeordnet, über welchen aus der Stromform des Stromes I abgeleitete Spannungsimpulse der Auswerteschaltung 37 zuführbar sind.A stiffness or a blocking of the electric drive 3 can be determined by an indirect overcurrent detection. Blocking or sluggishness as well as the speed of the electric drive 3 can be determined by the current I or the current shape or the voltage pulses of the current derived from the current shape when the first power semiconductor component 7 is controlled. In the correct operation of the electric drive 3, each connection of the first power semiconductor component 7 generates a current I in the context of the PWM control line, which current flows through the first power semiconductor component 7. The electronic component used as the first power semiconductor component 7 is preferably an electronic component (SENSEFET) that senses the current. The current I flowing via the first power semiconductor component 7, corresponding to the control by the PWM signal, generates evaluable or countable pulses. To detect the currents occurring when the first power semiconductor component 7 is switched through, the first power semiconductor component 7 is assigned a first tap 11 or a second tap 12, via which voltage pulses derived from the current form of the current I can be fed to the evaluation circuit 37.
Die in Figur 1 schematisch mit ihren wesentlichen Komponenten wiedergegebene Auswerteschaltung 37 umfasst ein Komparatorbauelement 14. An der Eingangsseite 15 des Komparatorbauelementes 14 befindet sich ein erster Komparatoreingang 17 (-) sowie ein zweiter Komparatoreingang 18 (+). Der erste Komparatoreingang 17 steht mit dem ersten Abgriff 11 in Verbindung, während am zweiten Komparatoreingang 18 eine Versorgungs- Spannung anliegt. Der Ausgang des Komparatorbauelementes 14 ist mit Bezugszeichen 16 gekennzeichnet. Als Komparatorbauelement 14 innerhalb der Auswerteschaltung 37 kommt bevorzugt ein mit einer Vorspannung 19 Vcc beaufschlagtes Komparatorbauelement 14 zum Einsatz. Die Spannungsbeaufschlagung des Komparatorbauelementes 14 mit einer Vorspannung 19 (Vcc) folgt über einen ersten Widerstand 21 (Ri), einen diesem parallel geschalteten Widerstand 22 (R2) sowie einen dritten Widerstand 23 (R3), der in Reihe mit dem ersten Widerstand 21 liegt. Der Vorspannung 19 (Vcc) wird dem Komparatorbauelement 14 an der Eingangsseite 15 am zweiten Komparatoreingang 18; die Anschlussstelle wird durch eine Klemme 24 gebildet. Über die Vorspannung 19 (Vcc), mit der das Komparatorbauelement 14 beaufschlagt ist, wird die Schwelleingangsspannung des Komparatorbauelementes 14 vorgegeben. Am zweiten Abgriff 12 wird der zu sensierende Strom Is erfasst. Der zu sensierende Strom 1$ fließt durch einen Widerstand Rs(Rsense), der bei KS mit der Leitung, die zum ersten Komparatoreingang 17 führt, verbunden ist. KS stellt eine Temperaturerfassungsstelle in Bezug auf das erste Leistungshalbleiterbauelement 7 dar. Wird diese Schwelleingangsspannung, die im vorliegenden Falle dem zweiten Komparatoreingang 18 (+) aufgegeben wird, von einem erfassten Spannungswert überschritten, so schaltet das Komparatorbauelement 14 seinen Ausgang 16 um. Das Umschalten des Ausganges 16 ist durch einen Flankenwechsel 20 gekennzeichnet. Dieser Flankenwechsel 20 kann durch den MikrocontroUer 25 (μC) detektiert und in diesem gezählt werden. Dazu werden die am Ausgang 16 des vorgespannten Komparatorbauelementes 14 auftretenden Flankenwechsel 20 einem Eingang 27 auf der Eingangsseite 26 des Mikrocontrollers 25 (μC) aufgegeben.The evaluation circuit 37 shown schematically in FIG. 1 with its essential components comprises a comparator component 14. On the input side 15 of the comparator component 14 there is a first comparator input 17 (-) and a second comparator input 18 (+). The first comparator input 17 is connected to the first tap 11, while at the second comparator input 18 a supply Voltage is present. The output of the comparator component 14 is identified by reference number 16. A comparator component 14 with a bias voltage 19 Vcc is preferably used as the comparator component 14 within the evaluation circuit 37. The voltage application of the comparator component 14 with a bias voltage 19 (Vcc) follows via a first resistor 21 (Ri), a resistor 22 (R 2 ) connected in parallel with this and a third resistor 23 (R 3 ), which is connected in series with the first resistor 21 lies. The bias voltage 19 (Vcc) is the comparator component 14 on the input side 15 at the second comparator input 18; the connection point is formed by a terminal 24. The threshold input voltage of the comparator component 14 is predetermined via the bias voltage 19 (Vcc) with which the comparator component 14 is applied. The current Is to be sensed is detected at the second tap 12. The current 1 $ to be sensed flows through a resistor Rs (Rsen se ), which at KS is connected to the line leading to the first comparator input 17. KS represents a temperature detection point in relation to the first power semiconductor component 7. If this threshold input voltage, which in the present case is applied to the second comparator input 18 (+), is exceeded by a detected voltage value, the comparator component 14 switches its output 16. The switching of the output 16 is characterized by an edge change 20. This edge change 20 can be detected by the microcontroller 25 (μC) and counted therein. For this purpose, the edge changes 20 occurring at the output 16 of the prestressed comparator component 14 are applied to an input 27 on the input side 26 of the microcontroller 25 (μC).
Wird der elektrische Antrieb 3 gemäß des Prinzipschaltbildes in Figur 1 im Teillastbereich, d.h. mit einem PWM-Taktsignal < 100%, betrieben und stellt sich ein normaler Betriebszustand ein, so beträgt die Anzahl der Flankenwechsel 20, die die erfassbaren Impulse darstellen, AI. Diese im Normalbetrieb des elektrischen Antriebes 3 im Teillastbereich auftretende Anzahl von Flankenwechseln 20 ist im MikrocontroUer 25 (μC) abgespeichert und stellt einen Referenzwert dar. Werden in der Auswerteschaltung 37 eine Anzahl von Im- pulsen, d. h. Flankenwechseln 20 an der Ausgangsseite 16 des vorgespannten Komparatorbauelementes 14, AI an den Eingang 27 des Mikrocontrollers 25 (μC) übermittelt, so erfolgt ein Vergleich zwischen der im Normalbetrieb auftretenden Anzahl von Flankenwechseln 20, AI, mit der ermittelten Anzahl von Flankenwechseln 20 AI . Unterschreitet die Anzahl AI von Flankenwechseln 20 die Anzahl AI zu erwartender Flankenwechsel 20 im Normalbetrieb des elektrischen Antriebes 2 innerhalb eines vorgebbaren Zeitfensters, so wird auf einen Defekt entweder am ersten Leistungshalbleiterbauelement 7, am elektrischen Antrieb 3 sowie im Freilaufkreis 6 geschlossen. Es kann auch ein Defekt an elektrischen Verbindungen vorliegen. Bei Feststellung einer Unterschreitung der zu erwartenden Anzahl AI von Impulsen durch die tatsächlich ermittelte Anzahl AI von Flankenwechseln 20, wird die Bestromung des elektrischen Antriebes 3 durch Aufhebung der Ansteuerang über ein PWM-Signal 29 unterbrochen. Ein Defekt an einem ersten Leistungshalbleiterbauelement 7 kann z. b. eine zeitweise oder dauerhafte ansteuer-unabhängige Hochohmig- keit des ersten Leistungshalbleiterbauelementes sein.If the electric drive 3 is operated according to the basic circuit diagram in FIG. 1 in the partial load range, ie with a PWM clock signal <100%, and a normal operating state is established, the number of edge changes 20, which represent the detectable pulses, is AI. This number of edge changes 20 occurring in normal operation of the electric drive 3 in the partial load range is stored in the microcontroller 25 (μC) and represents a reference value. A number of pulses, ie edge changes 20 on the output side 16 of the preloaded comparator component, are stored in the evaluation circuit 37 14, AI transmitted to the input 27 of the microcontroller 25 (μC), there is a comparison between the number of edge changes 20, AI occurring during normal operation and the determined number of edge changes 20 AI. If the number AI of edge changes 20 falls below the number AI of expected edge changes 20 during normal operation of the electric drive 2 within a predefinable time window, a defect is concluded either on the first power semiconductor component 7, on the electric drive 3 and in the freewheeling circuit 6. There may also be a defect in the electrical connections. If it is determined that the expected number of AI of pulses is not reached due to the actually determined number of AI of edge changes 20, the energization of the electric drive 3 is interrupted by canceling the control via a PWM signal 29. A defect in a first power semiconductor component 7 can be, for example, a temporary or permanent trigger-independent high impedance of the first power semiconductor component.
Bei voller Ansteuerang des elektrischen Antriebes 3 mit einem PWM-Taktsignal 29 von 100%) wird zyklisch für eine kurze Zeitspanne das PWM-Taktsignal auf beispielsweise 99%o reduziert. Im Normalbetrieb stellen sich bei diesem PWM-Taktsignal eine Anzahl A2 von Impulsen, d. h. Flankenwechseln 20 pro Zeitintervall ein. Die zu erwartende Anzahl A2 von Flankenwechseln 20 im Normalbetrieb des elektrischen Antriebes 3 im Vollastbetrieb, ist ebenfalls innerhalb des Mikrocontrollers 25 (μC) abgespeichert. In diesem Betriebszustand wird nunmehr die Anzahl der durch die Auswerteschaltung 37, d. h. am Ausgang 16 des vorgespannten Komparatorelementes 14 ermittelten Flankenwechsel 20, A2 mit der im MikrocontroUer 25 (μC) abgespeicherten, für den Normalbetrieb gültigen An- zahl A2, von Flankenwechseln 20 verglichen. Stellt sich auch bei diesem Vergleich eine Unterschreitung der zu erwartenden Anzahl von Flankenwechseln 20, A2 durch die ermittelte Anzahl von Flankenwechseln 20 A2 ein, so wird auf einen Defekt am ersten Leistungshalbleiterbauelement 7, am elektrischen Antrieb 3 im Freilaufkreis 6 oder an einer elektrischen Verbindung geschlossen. Über den MikrocontroUer 25 wird dann die Be- Strömung des elektrischen Antriebes 3 aufgehoben.When the electric drive 3 is fully activated with a PWM clock signal 29 of 100%), the PWM clock signal is cyclically reduced to, for example, 99% for a short period of time. In normal operation, this PWM clock signal produces a number of A2 pulses, i. H. Edge changes 20 per time interval. The expected number A2 of edge changes 20 in normal operation of the electric drive 3 in full load operation is also stored within the microcontroller 25 (μC). In this operating state, the number of the by the evaluation circuit 37, i. H. edge changes 20, A2 determined at the output 16 of the preloaded comparator element 14 are compared with the number A2 of edge changes 20 stored in the microcontroller 25 (μC) and valid for normal operation. If this comparison also shows that the number of flank changes 20, A2 to be undercut due to the determined number of flank changes 20 A2, a defect in the first power semiconductor component 7, in the electric drive 3 in the freewheeling circuit 6 or in an electrical connection is concluded , The flow of the electric drive 3 is then canceled via the microcontroller 25.
Figur 2 ist eine erweiterte Auswerteschaltung mit Spannungsabgriff zwischen erstem Leistungshalbleiterbauelement in vorgespanntem Komparatorbauelement der Auswerteschaltung zu entnehmen.FIG. 2 shows an extended evaluation circuit with a voltage tap between the first power semiconductor component in the biased comparator component of the evaluation circuit.
In der Ausführungsvariante gemäß Figur 2 ist im dem elektrischen Antrieb 3 zugeordneten Freilaufkreis eine mit L bezeichnete Induktivität enthalten. Ferner umfasst der dem elektrischen Antrieb 3 zugeordnete Freilaufkreis 6 ein zweites Leistungshalbleiterbauelement 32. Analog zur Darstellung gemäß Figur 2 ist die Spannungsquelle 1 in das Bordnetz 4 eines hier nicht näher dargestellten Fahrzeuges, beispielsweise eines Kraftfahrzeuges integriert. Der Spannungsquelle 1 sind sowohl die Induktivität als auch der Kondensator 2 parallel geschaltet. Die Ansteuerang des elektrischen Antriebes 3 erfolgt durch das erste Leistungshalbleiterbauelement 7, welches beispielsweise als MOSFET oder als Bipolar-Transistor ausgebildet sein kann. Dessen Transistorbasis 8 (G) wird über die Ansteuerleitung 13 mit einem PWM-Signal 31 beaufschlagt. Analog zur Darstellung gemäß Figur 1 umfasst das erste Leistungshalbleiterbauelement 7 ein Drain-Gate 10 (D) sowie eine Source-Gate 9 (S). Der sich am ersten Leistungshalbleiterbauelement 7 einstellende Strom ist durch den mit I bezeichneten Pfeil angedeutet und stellt sich am ersten Leistungshalbleiterbauelement 7 entsprechend des PWM-Taktsignales 31 ein. Dem ersten Leistungshalbleiterbauelement 7 sind der erste Abgriff 11 und der zweite Abgriff 12 zugeordnet, über welchen der Strom, die Stromform oder aus der Stromform ermittelte Spannungsimpulse der Auswerteschaltung 37 zugeführt werden. Die Auswerteschaltung 37 entspricht im wesentlichen der Auswerteschaltung im Prinzipschaltbild gemäß Figur 1. Auch in der Auswerteschaltung 37 gemäß Figur 2 ist das Komparatorbauelement 14 durch eine Spannung 19 (Vcc) beaufschlagt. Die am ersten Abgriff 11 bzw. am zweiten Abgriff 12 erzeugten Impulse rühren vom Durchschalten des ersten Leistungshalbleiterbauelementes 7 im Rahmen der Ansteuerang durch das PWM-Taktsignal 31 her, bei dem sich ein Strom I über das erste Leistungshalbleiterbauelement 7 einstellt, der einen auswertbaren oder zählbaren Impuls darstellt. Mit IQ ist der Strom im Drain-Zweig 10 bezeichnet, der entsprechend des P WM- Taktsignales fließt. Über den ersten Abgriff 11 bzw. den zweiten Abgriff 12 werden die auswertbaren oder zählbaren aus dem Stromfluss durch das erste Leistungshalbleiterbauelement 7 herrührenden Impulse dem ersten Komparatoreingang 17 (-) bzw. dem zweiten Komparatoreingang 18 (+) zugeführt. Der am zweiten Abgriff 12 erfasste Strom Is fließt über einen Widerstand Rs, der bei KS mit der zum ersten Komparatoreingang 17 (-) zuführenden Leitung verbunden ist. Die Verbindungsstelle KS stellt gleichzeitig eine Temperaturerfassungstelle (Kellvin-Source) für das erste Leistungshalbleiterbauelement 7 dar.In the embodiment variant according to FIG. 2, an inductance denoted by L is contained in the freewheeling circuit assigned to the electric drive 3. Furthermore, the freewheeling circuit 6 assigned to the electric drive 3 comprises a second power semiconductor component 32. Analogously to the illustration according to FIG. 2, the voltage source 1 is integrated into the electrical system 4 of a vehicle, not shown here, for example a motor vehicle. Both the inductance and the capacitor 2 are connected in parallel to the voltage source 1. The electric drive 3 is driven by the first power semiconductor component 7, which can be designed, for example, as a MOSFET or as a bipolar transistor. Its transistor base 8 (G) is supplied with a PWM signal 31 via the control line 13. Analogously to the illustration according to FIG. 1, the first power semiconductor component 7 comprises a drain gate 10 (D) and a source gate 9 (S). The current that arises at the first power semiconductor component 7 is indicated by the arrow labeled I and arises at the first power semiconductor component 7 in accordance with the PWM clock signal 31. The first power semiconductor component 7 are assigned the first tap 11 and the second tap 12, via which the current, the current form or voltage pulses determined from the current form are fed to the evaluation circuit 37. The evaluation circuit 37 corresponds essentially to the evaluation circuit in the basic circuit diagram according to FIG. 1. In the evaluation circuit 37 according to FIG. 2, the comparator component 14 is also supplied with a voltage 19 (Vcc). The pulses generated at the first tap 11 or at the second tap 12 stem from the switching through of the first power semiconductor component 7 as part of the actuation by the PWM clock signal 31, at which a current I is set via the first power semiconductor component 7, which current can be evaluated or counted Represents impulse. IQ denotes the current in the drain branch 10 which flows in accordance with the P WM clock signal. The evaluable or countable pulses resulting from the current flow through the first power semiconductor component 7 are fed to the first comparator input 17 (-) or the second comparator input 18 (+) via the first tap 11 or the second tap 12. The current Is detected at the second tap 12 flows through a resistor Rs, which at KS is connected to the line leading to the first comparator input 17 (-). The connection point KS simultaneously represents a temperature detection point (Kellvin source) for the first power semiconductor component 7.
Im Unterschied zur Auswerteschaltung 37 gemäß des Prinzipschaltbildes in Figur 1 ist dem ersten Abgriff 11 ein Absolutspannungsabgriff 36 zugeordnet. Am Absolutspannungsabgriff 36 kann der Absolutwert der Spannung Ui des ersten Leistungshalbleiterbauelementes 7 erfasst werden. Bei einer Blockierung oder einer Schwergängigkeit des elektrischen Antriebes 3 wird der absolute Wert der Spannung Ui eine Grenzspannung Ui .Grenz überschreiten. Der erfasste Absolutwert der Spannung Ui wird einem Eingang 38 des Mikrocontrol- lers 25 zugeführt. Ubersclireitet die am Absolutspannungsabgriff 36 erfasste Spannung Ui den zulässigen Spannungs wert Ui .Grenz, so kann durch den MikrocontroUer 25 über die Ansteuerleitung 29 die Bestromung des ersten Leistungshalbleiterbauelementes 7 aufgehoben werden. Die Grenzspannung Ui .Grenz ist abhängig von dem PWM-Signal 31, mit welchem das erste Leistungshalbleiterbauelement 7 sowie das im Freilaufkreis 6 enthaltene zweite Leistungshalbleiterbauelement 32 angesteuert werden. Ferner ist die Grenzspannung Ui, Grenz ebenfalls abhängig von der Versorgungsspannung ÜB der Spannungsquelle 1. Daher wird die Spannung ÜB der Spannungsquelle 1 dem MikrocontroUer 25 (μC) an einem Eingang 30 zugeführt, ferner wird das P WM-Taktungssignal dem MikrocontroUer 25 zugeführt. Das die Grenzspannung Ui .Grenz beeinflussende PWM-Signal richtet sich danach, ob der elektrische Antrieb 3 im Teillastbereich oder im Volllastbereich betrieben wird.In contrast to the evaluation circuit 37 according to the basic circuit diagram in FIG. 1, an absolute voltage tap 36 is assigned to the first tap 11. The absolute value of the voltage Ui of the first power semiconductor component 7 can be detected at the absolute voltage tap 36. If the electric drive 3 is blocked or stiff, the absolute value of the voltage Ui becomes a limit voltage Ui. Crossing borders. The detected absolute value of the voltage Ui is fed to an input 38 of the microcontroller 25. If the voltage Ui detected at the absolute voltage tap 36 overlaps the permissible voltage value Ui. Limit, the energization of the first power semiconductor component 7 can be canceled by the microcontroller 25 via the control line 29. The limit voltage Ui. Limit is dependent on the PWM signal 31, with which the first power semiconductor component 7 and the second power semiconductor component 32 contained in the free-wheeling circuit 6 are controlled. Furthermore, the limit voltage Ui, limit is also dependent on the supply voltage Ü B of the voltage source 1. Therefore, the voltage Ü B of the voltage source 1 is supplied to the microcontroller 25 (μC) at an input 30, and the P WM timing signal is also supplied to the microcontroller 25 , The limit voltage Ui. G re n influencing PWM signal depends on whether the electric drive 3 is operated in the partial load range or at full load.
Im Unterschied zur in Figur 2 dargestellten Ausführung des Freilaufkreises 6 enthält der Freilaufkreis 6 gemäß der Darstellung in Figur 2 das zweite Leistungshalbleiterbauelement 32. Das PWM-Taktsignal 31 wird demnach parallel einem ersten PWM- Ansteuerzweig 33 für das erste Leistungshalbleiterbauelement 7 sowie einem zweiten PWM-Ansteuerzweig 34 zur Ansteuerang des zweiten Leistungshalbleiterbauelementes 32 aufgegeben. In einen der PWM-Ansteuerzweige 33 bzw. 34 - in der Ausführangsvariante gemäß Figur 2 - im ersten PWM-Ansteuerzweig 33 ist ein Invertierbaustein 35 aufgenommen, um eine alter- nierende Ansteuerang des ersten Leistungshalbleiterbauelementes 7 und des im Freilaufkreis 6 aufgenommenen zweiten Leistungshalbleiterbauelementes 32 zu ermöglichen. Das erste Leistungshalbleiterbauelement 7 zur Ansteuerang des elektrischen Antriebes 3 im Teillast- bzw. im Volllastbereich wird demnach alternierend zum zweiten Leistungshalbleiterbauelement 32 betrieben, das im Freilaufkreis 6 des elektrischen Antriebes 3 aufge- nommen ist.In contrast to the embodiment of the freewheeling circuit 6 shown in FIG. 2, the freewheeling circuit 6 contains the second power semiconductor component 32 as shown in FIG. 2. The PWM clock signal 31 is accordingly a first PWM control branch 33 in parallel for the first power semiconductor component 7 and a second PWM control branch 34 for driving the second power semiconductor component 32. In one of the PWM control branches 33 and 34 - in the embodiment variant according to FIG. 2 - in the first PWM control branch 33, an inverter module 35 is accommodated in order to provide an alternating control circuit for the first power semiconductor component 7 and the second power semiconductor component 32 accommodated in the freewheeling circuit 6 enable. The first power semiconductor component 7 for driving the electric drive 3 in the partial-load or full-load range is accordingly operated alternately with the second power semiconductor component 32, which is accommodated in the freewheeling circuit 6 of the electric drive 3.
Das erfindungsgemäß vorgeschlagene Verfahren ermöglicht in beiden Ausführungsvarianten die Detektierang eines Blockierens bzw. einer Schwergängigkeit eines elektrischen Antriebes 3. Über das vorgeschlagene Verfahren kann auch die Drehzahl des elektrischen Antriebes 3 bestimmt werden. Es macht das vorgeschlagene Verfahren gemäß der Ausfüh- rangsvarianten nach Figur 1 bzw. 2 die Integration eines Shunf s überflüssig, der Verlustleistung generiert und damit Wärme produziert. Ferner werden aus der Leitungsfuhrung sowie aus dem Schaltverhalten der Leistungshalbleiterbauelemente 7, 32 herrührende Verfälschungen hinsichtlich der hnpulsauftiahme umgangen. The method proposed according to the invention enables detection of blocking or stiffness of an electric drive 3 in both design variants. The speed of the electric drive 3 can also be determined via the proposed method. The proposed method according to the embodiment variants according to FIGS. 1 and 2 eliminates the need to integrate a shunf that generates power loss and thus produces heat. Furthermore, falsifications relating to the pulse pick-up resulting from the line routing and from the switching behavior of the power semiconductor components 7, 32 are avoided.
BezugszeichenlisteLIST OF REFERENCE NUMBERS
1 Spannungsquelle1 voltage source
2 Kondensator2 capacitor
3 elektrischer Antrieb3 electric drive
4 Bordnetz4 electrical system
5 Freilaufdiode 6 Freilaufkreis elektrischer Antrieb5 freewheeling diode 6 freewheeling circuit electric drive
7 erstes Leistungshalbleiterbauelement (MOSFET)7 first power semiconductor component (MOSFET)
8 Transistorbasis8 transistor base
9 Source-Gate9 Source gate
10 Drain-Gate 11 erster Abgriff Leistungshalbleiterbauelement10 drain gate 11 first tap power semiconductor component
12 zweiter Abgriff Leisrungshalbleiterb auelement12 second tap power semiconductor component
13 Ansteuerang Transistorbasis13 Control base transistor base
14 Komparator14 comparator
15 Eingangsseite 16 Ausgangsseite15 input side 16 output side
17 erster Komparatoreingang (-)17 first comparator input (-)
18 zweiter Komparatoreingang (+)18 second comparator input (+)
19 Spannungsversorgung Komparator (Vcc)19 Power supply comparator (Vcc)
20 Ausgangsseitiger Impuls (Flankenwechsel) 21 erster Widerstand (Ri)20 output-side pulse (edge change) 21 first resistor (Ri)
22 zweiter Widerstand (R2)22 second resistor (R 2 )
23 dritter Widerstand (R3)23 third resistor (R 3 )
24 Anschluss zweiter Komparatoreingang24 Connection of the second comparator input
25 Mikrocontoller (μC) 26 Eingangsseite (μC)25 microcontroller (μC) 26 input side (μC)
27 Eingangimpulse 20 vom Komparatorbauelement 1427 input pulses 20 from the comparator component 14
28 Ausgangsseite (μC)28 output side (μC)
29 PWM-Ansteuerang 30. Eingang ÜB 31 PWM-Signaleinspeisung29 PWM control input 30. Input ÜB 31 PWM signal feed
32 zweites Leistungshalbleiterbauelement (MOSFET)32 second power semiconductor component (MOSFET)
33 erster PWM-Ansteuerzweig33 first PWM control branch
34 zweiter PWM-Ansteuerzweig 35 Inverter-B austein 36 Absolutspannungsabgriff34 second PWM control branch 35 inverter B block 36 Absolute voltage tap
37 Auswerteschaltung37 Evaluation circuit
38 Eingang Absolutspannungswert Ui G Gate38 Input absolute voltage value Ui G Gate
D Drain S A SourceD Drain S A Source
Is = IsenseIs = Isense
KS Kelvin Source s = Rsense KS Kelvin Source s = Rsense

Claims

Patentansprüche claims
1. Verfahren zur Detektion einer Schwergängigkeit oder des Blockierens eines elektrischen Antriebes (3), welcher über ein Leistungshalbleiterbauelement (7) angesteuert wird und der elektrische Antrieb (3) im Teillast- (PWM < 100%>) und im Volllastbereich (PWM = 100%) abhängig von der Taktung eines PWM-Signals (29, 31) betreibbar ist und eine Auswerteschaltung (37) mit einem MikrocontroUer (25) in Verbindung steht, dadurch gekennzeichnet, dass in der Auswerteschaltung (37) aus dem über das erste Leistungshalbleiterbauelement (7) fließenden Strom I innerhalb eines Zeitinter- valles generierte Impulse erfasst werden und die Anzahl ermittelter Impulse AI , A2 mit der zu erwartenden Anzahl von Impulsen AI, A2, verglichen werden.1. Method for detecting a sluggishness or the blocking of an electric drive (3) which is controlled via a power semiconductor component (7) and the electric drive (3) in the partial load (PWM <100%>) and in the full load range (PWM = 100 %) can be operated depending on the timing of a PWM signal (29, 31) and an evaluation circuit (37) is connected to a microcontroller (25), characterized in that in the evaluation circuit (37) from the via the first power semiconductor component ( 7) flowing current I generated pulses are detected within a time interval and the number of determined pulses AI, A2 are compared with the expected number of pulses AI, A2.
2. Verfahren gemäß Ansprach 1, dadurch gekennzeichnet, dass die bei jedem Durchschalten des ersten Leistungshalbleiterbauelementes (7) entsprechend des PWM- Signales (29, 31) fließenden Ströme I auswertbare Impulse erzeugen, die über Abgriffe2. The method according to spoke 1, characterized in that the currents I flowing each time the first power semiconductor component (7) flows in accordance with the PWM signal (29, 31) generate evaluable pulses which are tapped
(11, 12) der Auswerteschaltung (37) zugeführt werden.(11, 12) of the evaluation circuit (37) are supplied.
3. Verfahren gemäß Ansprach 2, dadurch gekennzeichnet, dass die der Auswerteschaltung (37) zugeführte Impulsanzahl AI , A2 mit einer zu erwartenden Anzahl von Im- pulsen AI, A2 verglichen wird.3. The method according to spoke 2, characterized in that the number of pulses AI, A2 supplied to the evaluation circuit (37) is compared with an expected number of pulses AI, A2.
4. Verfahren gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die durch die Abgriffe (11, 12) erfassten Impulse einem Komparatorbauelement (14) der Auswerteschaltung (37) zugeführt werden.4. The method according to claim 2, characterized in that the pulses detected by the taps (11, 12) are fed to a comparator component (14) of the evaluation circuit (37).
5. Verfahren gemäß Ansprach 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Komparatorbauelement (14) mit einer Spannung Vcc (19) beaufschlagt ist.5. The method according spoke 4, characterized in that the comparator component (14) with a voltage Vcc (19) is applied.
6. Verfahren gemäß Ansprach 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannung Vcc (19) einem der Eingänge (17, 18) des Komparatorbauelementes (14) aufgeschaltet wird.6. The method according spoke 5, characterized in that the voltage Vcc (19) one of the inputs (17, 18) of the comparator component (14) is applied.
7. Verfahren gemäß Ansprach 4, dadurch gekennzeichnet, dass die am ersten Leistungshalbleiterbauelement (7) erfassten Impulseeingänge (17, 18) des Komparatorbauelementes (14) zugeführt werden, welches bei Überschreiten einer Eingangsspannung Vcc seinen Ausgang (16) umschaltet.7. The method according spoke 4, characterized in that the pulse inputs (17, 18) detected on the first power semiconductor component (7) are fed to the comparator component (14) which switches its output (16) when an input voltage Vcc is exceeded.
8. Verfahren gemäß Ansprach 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl der beim Umschalten des Ausganges (16) auftretenden Flankenwechsel (20) einem Eingang (27) des Mikrocontrollers (25) zugeführt wird. 8. The method according spoke 7, characterized in that the number of edge changes (20) occurring when switching the output (16) is fed to an input (27) of the microcontroller (25).
. Verfahren gemäß Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass bei Teillastbetrieb (PWM-Taktsignal < 100%) des elektrischen Antriebes (3), die in der Auswerteschaltung (37) ermittelte Anzahl von Flankenwechseln (20) AI im MikrocontroUer (25) mit der zu erwartenden Anzahl von Flankenwechseln (20), AI verglichen wird., Method according to claim 8, characterized in that during partial load operation (PWM clock signal <100%) of the electric drive (3), the number of edge changes (20) AI in the microcontroller (25) determined in the evaluation circuit (37) with the expected one Number of edge changes (20), AI is compared.
10. Verfahren gemäß Ansprach 8, dadurch gekennzeichnet, dass bei Volllastbetrieb (PWM-Taktsignal = 100%) des elektrischen Antriebes (3) das PWM-Signal (29, 30) zyklisch auf ein reduziertes PWM-Signal geschaltet wird und die in der Auswerte- Schaltung (37) ermittelte Anzahl von Flankenwechseln (20) A2 im MikrocontroUer10. The method according spoke 8, characterized in that during full load operation (PWM clock signal = 100%) of the electric drive (3), the PWM signal (29, 30) is switched cyclically to a reduced PWM signal and in the evaluation - Circuit (37) determined number of edge changes (20) A2 in the microcontroller
(25) mit der zu erwartenden Anzahl von Flankenwechseln (20) A2 verglichen wird.(25) is compared with the expected number of flank changes (20) A2.
11. Verfahren gemäß der Ansprüche 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, dass bei Unter- schreitung der zu erwartenden Anzahl von Flankenwechseln (20) AI, A2 durch die ermittelte Anzahl AI , A2 von Flankenwechseln (20) auf einen Defekt am ersten Leistungshalbleiterbauelement (7), am elektrischen Antrieb (3) in einem Freilaufkreis (6) geschlossen wird und die Bestromung des elektrischen Antriebes (3) aufgehoben wird.11. The method according to claim 9 or 10, characterized in that if the number of edge changes (20) AI, A2 is undershot by the determined number AI, A2 of edge changes (20) for a defect in the first power semiconductor component (7 ) on the electric drive (3) is closed in a freewheeling circuit (6) and the energization of the electric drive (3) is canceled.
12. Verfahren gemäß Ansprach 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerang eines elektrischen Antriebes (3), welchem ein ein zweites Leistungshalbleiterbauelement12. The method according spoke 1, characterized in that the Antriebang an electric drive (3), which a second power semiconductor device
(32) enthaltender Freilaufkreis (6) zugeordnet ist, über ein PWM-Signal (31) erfolgt, welches einem ersten PWM-Ansteuerzweig (32) und einem zweiten PWM- Ansteuerzweig (34) zur alternierenden Ansteuerang der Leistungshalbleiterbauelemente (7, 32) aufgeben wird.(32) containing freewheeling circuit (6) is assigned via a PWM signal (31), which give up a first PWM control branch (32) and a second PWM control branch (34) for alternating control of the power semiconductor components (7, 32) becomes.
13. Verfahren gemäß Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass das PWM-Signal (31) in einem der PWM- Ansteuerzweige (33, 34) invertiert wird.13. The method according to claim 12, characterized in that the PWM signal (31) is inverted in one of the PWM control branches (33, 34).
14. Verfahren gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass an einem der dem ersten Leistungshalbleiterbauelement (7) zugeordneten Abgriffe (11, 12) ein Absolutwert einer Spannung Ui erfasst und dem MikrocontroUer (25) eingangsseitig aufgegeben wird.14. The method according to claim 2, characterized in that an absolute value of a voltage Ui is detected at one of the taps (11, 12) assigned to the first power semiconductor component (7) and is input to the microcontroller (25) on the input side.
15. Verfahren gemäß Ansprach 14, dadurch gekennzeichnet, dass im MikrocontroUer (25) ein Vergleich des erfassten Absolutwertes der Spannung Ui mit einer Grenzspannung15. The method according spoke 14, characterized in that in the microcontroller (25) a comparison of the detected absolute value of the voltage Ui with a limit voltage
Ui.Grenz erfolgt unter Anpassung der Grenzspannung Ui, Grenz an das PWM-Signal (29) und die Versorgungsspannung ÜB der Spannungsquelle (1). Ui. G re n is taking place in adjustment of the threshold voltage Ui, border on the PWM signal (29) and the supply voltage B Ü the voltage source (1).
6. Verfahren gemäß Ansprach 1, dadurch gekennzeichnet, dass der an einem der Gates (9, 10) des ersten Leistungshalbleiterbauelementes (7) fließende Strom über einen Widerstand (Rs) der Auswerteschaltung (37) zugeführt wird. 6. The method according spoke 1, characterized in that the current flowing at one of the gates (9, 10) of the first power semiconductor component (7) is supplied via a resistor (Rs) to the evaluation circuit (37).
EP03798041A 2002-09-26 2003-06-27 Method for identifying an overload current of an electric drive Withdrawn EP1547220A1 (en)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE10245242 2002-09-26
DE10245242A DE10245242A1 (en) 2002-09-26 2002-09-26 Method for overcurrent detection of an electric drive
PCT/DE2003/002144 WO2004030173A1 (en) 2002-09-26 2003-06-27 Method for identifying an overload current of an electric drive

Publications (1)

Publication Number Publication Date
EP1547220A1 true EP1547220A1 (en) 2005-06-29

Family

ID=32038189

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP03798041A Withdrawn EP1547220A1 (en) 2002-09-26 2003-06-27 Method for identifying an overload current of an electric drive

Country Status (6)

Country Link
US (1) US7122984B2 (en)
EP (1) EP1547220A1 (en)
JP (1) JP4395441B2 (en)
KR (1) KR100995485B1 (en)
DE (1) DE10245242A1 (en)
WO (1) WO2004030173A1 (en)

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102004030129A1 (en) * 2004-06-22 2006-01-19 Robert Bosch Gmbh Circuit arrangement and method for adjusting the power consumption of a load which can be operated on a DC voltage network
TWI331845B (en) * 2006-06-06 2010-10-11 Asustek Comp Inc Control system for fan
DE102007005571B4 (en) * 2007-02-05 2022-07-07 Robert Bosch Gmbh Increased availability fan assembly and method of its operation
JP4430724B2 (en) * 2007-09-13 2010-03-10 日本特殊陶業株式会社 Spark plug
DE102007062724A1 (en) 2007-12-27 2009-07-02 Robert Bosch Gmbh Device for determining a stiffness or a blocking case of an electric motor
DE102010030153A1 (en) * 2010-06-16 2011-12-22 Robert Bosch Gmbh motor control
IT1404251B1 (en) * 2011-01-25 2013-11-15 Gate Srl CONTROL DEVICE FOR A DIRECT CURRENT ELECTRIC MOTOR OF A COOLING FAN FOR MOTOR VEHICLES
DE102012019556A1 (en) * 2012-10-05 2014-02-20 M&S sectec GbR Method for operating a power source and device for disconnecting a power source from a consumer
KR20140055986A (en) 2012-10-31 2014-05-09 대성전기공업 주식회사 Apparatus for switch relay
EP2746890B1 (en) * 2012-12-19 2017-09-27 Nxp B.V. Current monitoring circuits and methods

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4873453A (en) * 1987-10-27 1989-10-10 Eaton Corporation DC motor speed controller having protection
ES2088921T3 (en) * 1989-05-09 1996-10-01 United Technologies Automotive POWER CIRCUIT SUPPLIED WITH CURRENT DETECTION.
US5374857A (en) * 1992-05-29 1994-12-20 Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. Circuit for providing drive current to a motor using a sensefet current sensing device and a fast amplifier
TW308754B (en) * 1994-12-28 1997-06-21 Yamaha Motor Co Ltd
JP3067601B2 (en) * 1995-08-02 2000-07-17 株式会社デンソー Electric motor control device
US5742142A (en) * 1996-08-09 1998-04-21 Delco Electronics Corp. Low radiated emission motor speed control with PWM regulator
US5710495A (en) * 1996-08-14 1998-01-20 Texas Instruments Incorporated Apparatus and method for measuring average motor current
DE19732098A1 (en) 1997-07-25 1999-01-28 Bosch Gmbh Robert Control circuit for a DC motor
DE19732094A1 (en) 1997-07-25 1999-01-28 Bosch Gmbh Robert Control circuit for a DC motor
DE19756461A1 (en) * 1997-12-18 1999-07-01 Bosch Gmbh Robert Method for influencing the electrical power of a load with a pulse width modulated signal
US6054823A (en) 1998-05-19 2000-04-25 Telcom Semiconductor, Inc. Verification of fan operation
DE19826458A1 (en) * 1998-06-13 1999-12-16 Papst Motoren Gmbh & Co Kg Arrangement with an electric motor
WO2001059921A1 (en) * 2000-02-07 2001-08-16 Papst-Motoren Gmbh & Co. Kg Arrangement for supplying a user, especially a d.c. motor, that consumes power in a non-continuous manner from a d.c. system
JP3521842B2 (en) * 2000-04-13 2004-04-26 株式会社デンソー Motor drive
DE10336512B4 (en) * 2002-08-08 2015-12-17 Denso Corporation Control device for PWM control of two inductive loads with reduced generation of electrical noise
US6924633B2 (en) * 2003-12-19 2005-08-02 Texas Instruments Incorporated Pulse width modulation controller with double pulse immunity
TWM251395U (en) * 2004-02-16 2004-11-21 Welltek Energy Technology Comp Programmable fast motor torque controller

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO2004030173A1 *

Also Published As

Publication number Publication date
US20060066276A1 (en) 2006-03-30
KR20050071501A (en) 2005-07-07
JP4395441B2 (en) 2010-01-06
US7122984B2 (en) 2006-10-17
JP2006500893A (en) 2006-01-05
KR100995485B1 (en) 2010-11-22
DE10245242A1 (en) 2004-04-22
WO2004030173A1 (en) 2004-04-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP3161496B1 (en) Method for obtaining an indication, in particular a starting indication of a possible faulty load condition of a multi-phase electric motor
DE102008023857A1 (en) Semiconductor element driving circuit
EP1670663B1 (en) Switching device for bi-directionally equalizing charge between energy accumulators, and corresponding methods
DE102009055055A1 (en) Method for fault detection in an electrical machine controlled by an inverter in a motor vehicle and device for monitoring an operation of the electric machine
EP2697094A2 (en) Control device and method for operating an electrical machine driven by an inverter
EP3512737B1 (en) Method for operating a current converter and current converter operating according to said method
DE10351843B4 (en) Method and electrical circuits for determining a temperature of a power semiconductor
DE102009027263B4 (en) METHOD FOR CONTROLLING HALF BRIDGE SWITCHING, HALF BRIDGE SWITCHING AND INTEGRATED HALF BRIDGE CONTROLLER
EP1547220A1 (en) Method for identifying an overload current of an electric drive
EP1459434A1 (en) Circuit arrangement for operating an electrical machine
DE102008022497A1 (en) Load control device and associated method for processing a diagnostic signal
DE102014102566A1 (en) A vehicle mounted rotating electric machine with multiple rectification modes
DE102014200503A1 (en) Method for operating an active rectifier, circuit arrangement and computer program
DE3741394A1 (en) Circuit arrangement for protecting against polarisation reversal damage for load circuits with an MOSFET as switching transistor
DE102014212572B4 (en) Method for obtaining information, in particular initial information on a possible faulty load condition of a polyphase electric motor
DE19939861A1 (en) Load control system for drive unit has driver circuit stopping operation of drive unit on basis of output signal from determination unit indicating short-circuit of signal input
EP3748827A1 (en) Converter half-bridge with reduced turn-off gate voltage during dead times
DE102014212586B3 (en) Method for obtaining an indication, in particular an initial indication of a possible faulty load condition of a polyphase electric motor
DE102019210566A1 (en) Device and method for measuring a current flowing through a PWM-controlled inductive load
DE102022202702A1 (en) Electronic unit for an electrical device
DE102018204017A1 (en) Method and device for adjusting a dead time of switching elements of a half-bridge, and inverters
DE102014212626B3 (en) Method for obtaining an indication, in particular an initial indication of a possible faulty load condition of a polyphase electric motor
EP0929925B1 (en) Circuit for controlling a motor with a device for recognising an overload
DE102007021890A1 (en) Control for a motor vehicle alternator
DE102007044927B4 (en) Circuit arrangement, comprising an output stage for switching at least one inductive load

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

17P Request for examination filed

Effective date: 20050426

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IT LI LU MC NL PT RO SE SI SK TR

RBV Designated contracting states (corrected)

Designated state(s): DE FR

17Q First examination report despatched

Effective date: 20140731

18D Application deemed to be withdrawn

Effective date: 20141211

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE APPLICATION IS DEEMED TO BE WITHDRAWN

R18D Application deemed to be withdrawn (corrected)

Effective date: 20150211

R18D Application deemed to be withdrawn (corrected)

Effective date: 20150211