EP1397647A2 - Erreger-schaltungen für coriolis-massedurchflussmesser - Google Patents

Erreger-schaltungen für coriolis-massedurchflussmesser

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EP1397647A2
EP1397647A2 EP02747393A EP02747393A EP1397647A2 EP 1397647 A2 EP1397647 A2 EP 1397647A2 EP 02747393 A EP02747393 A EP 02747393A EP 02747393 A EP02747393 A EP 02747393A EP 1397647 A2 EP1397647 A2 EP 1397647A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
signal
stage
amplitude
measuring tube
output
Prior art date
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Ceased
Application number
EP02747393A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Wolfgang Drahm
Christian Matt
Alfred Rieder
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Endress and Hauser Flowtec AG
Original Assignee
Endress and Hauser Flowtec AG
Flowtec AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Endress and Hauser Flowtec AG, Flowtec AG filed Critical Endress and Hauser Flowtec AG
Priority to EP02747393A priority Critical patent/EP1397647A2/de
Publication of EP1397647A2 publication Critical patent/EP1397647A2/de
Ceased legal-status Critical Current

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    • G01—MEASURING; TESTING
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    • G01F1/76—Devices for measuring mass flow of a fluid or a fluent solid material
    • G01F1/78—Direct mass flowmeters
    • G01F1/80—Direct mass flowmeters operating by measuring pressure, force, momentum, or frequency of a fluid flow to which a rotational movement has been imparted
    • G01F1/84—Coriolis or gyroscopic mass flowmeters
    • G01F1/8409—Coriolis or gyroscopic mass flowmeters constructional details
    • G—PHYSICS
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    • G01F1/8468—Coriolis or gyroscopic mass flowmeters arrangements of measuring means, e.g., of measuring conduits vibrating measuring conduits
    • G01F1/8472—Coriolis or gyroscopic mass flowmeters arrangements of measuring means, e.g., of measuring conduits vibrating measuring conduits having curved measuring conduits, i.e. whereby the measuring conduits' curved center line lies within a plane
    • G01F1/8477—Coriolis or gyroscopic mass flowmeters arrangements of measuring means, e.g., of measuring conduits vibrating measuring conduits having curved measuring conduits, i.e. whereby the measuring conduits' curved center line lies within a plane with multiple measuring conduits
    • G—PHYSICS
    • G08—SIGNALLING
    • G08C—TRANSMISSION SYSTEMS FOR MEASURED VALUES, CONTROL OR SIMILAR SIGNALS
    • G08C19/00—Electric signal transmission systems
    • G08C19/02—Electric signal transmission systems in which the signal transmitted is magnitude of current or voltage

Definitions

  • the invention relates to excitation circuits for Coriolis mass flow meters connected to a two-wire process control loop, which are supplied with energy alone and which transmit a measurement signal solely via them.
  • a mass flow meter is referred to below as a two-wire mass flow meter.
  • Coriolis mass flow meters have long been theoretically described and have also been known in their current form for around 25 years.
  • This form which is still common today, contains a mechanical transducer, which comprises at least one straight or at least one measuring tube bent in one plane or spatially and associated electronics, which is fixed on the inlet and outlet sides and which vibrates between these fixings during operation is excited.
  • the usual mass flow meters are mains-powered measuring devices and must have at least two electrical leads, i.e. conductors.
  • the measuring signal representing the mass flow, in particular the proportional signal is measured in accordance with a standard that is usual for this purpose, e.g. generated and output according to the current standard between 4 mA and 20 mA, a common frequency standard or a digital standard; this requires two additional conductors.
  • two-wire measuring devices generate an output current as the measurement signal, the instantaneous values of which represent a converter signal generated by means of a physical-electrical converter as proportionally as possible.
  • the two conductors are used both for energy supply, for which purpose a direct voltage source is to be applied to the two conductors from the outside, and for the transmission of the measurement signal.
  • a specific current value within this current range corresponds exactly to a measurement signal value. Only the current range below 4 mA can be used to power the electronics of the two-wire measuring device. This means that the power supply is only available with a power in the order of 50 mW, which is referred to below as low power.
  • two-wire measuring devices are often designed so that they can work with one of the usual fieldbuses.
  • this can be done by connecting directly to the fieldbus, e.g. according to the FIELDBUS protocol (FIELDBUS is a registered trademark of the FIELDBUS FOUNDATION).
  • FIELDBUS is a registered trademark of the FIELDBUS FOUNDATION
  • HART is a registered trademark of the HART User Group.
  • the electronics of Coriolis mass flow meters mentioned comprise an excitation circuit and an evaluation circuit.
  • the excitation circuit is used to vibrate the at least one measuring tube through which the fluid to be measured flows.
  • the vibration takes place at an oscillation frequency which is equal to or adjacent to the instantaneous mechanical resonance frequency of the measuring tube; this is determined by the density of the fluid; the density in turn is known to depend on the temperature of the fluid. Therefore, conventional mass flow meters also contain at least one temperature sensor.
  • the invention consists in an excitation circuit for a Coriolis mass flow meter connected to a two-wire process control loop, which is supplied with energy alone and which outputs a measurement signal
  • At least one measuring tube vibrating during operation At least one measuring tube vibrating during operation
  • an electromechanical excitation arrangement for vibrating the at least one measuring tube at an oscillation frequency which is equal to or adjacent to an instantaneous mechanical resonance frequency
  • a sensor arrangement reacting to vibrations of the at least one measuring tube for generating a first sensor signal representing inlet-side vibrations of the measuring tube and a second sensor signal representing outlet-side vibrations of the measuring tube, which comprises excitation circuit:
  • an amplitude demodulation stage for generating an output signal which currently represents an oscillation amplitude of the vibrating measuring tube, the amplitude demodulation stage being supplied with one of the sensor signals supplied by the sensor arrangement or the sum thereof as an input signal,
  • the excitation circuit also comprises an amplitude modulation stage coupled on the input side to an output of the comparison stage for generating a driver signal for the excitation arrangement, which has a signal amplitude that is dependent on the determined deviation, the amplitude modulation stage on the input side including the deviation of the detected vibration amplitude from the predetermined one Error signal representing the desired vibration amplitude is fed to the input signal of the amplitude demodulation stage.
  • the excitation circuit comprises a pulse width modulation stage coupled on the input side to an output of the comparison stage for generating a clocked driver signal for the excitation arrangement, which has a pulse width dependent on the determined deviation, the pulse width modulation stage on the input side including the deviation of the detected vibration amplitude from the error signal representing the predetermined target oscillation amplitude, the input signal is fed to the amplitude demodulation stage.
  • the amplitude demodulation stage comprises a peak value detector for detecting a signal amplitude of the input signal of the amplitude demodulation stage.
  • the amplitude demodulation stage comprises a preamplifier for the input signal of the amplitude demodulation stage.
  • a proportional, integrating and / or differentiating amplifier is provided in the comparison stage for generating the error signal.
  • Amplitude modulation stage an output stage with an operational amplifier, which is connected as follows:
  • a non-inverting input is connected to a second resistor, which has the same resistance value as the first resistor, at the output of the multiplier,
  • An output is connected with the interposition of a third resistor to a first pole of a primary winding of a transformer, a second pole of which is at the circuit zero, which transformer
  • the inverting input is connected to the output via a fourth resistor
  • the non-inverting input is connected to the first pole of the primary winding via a fifth resistor, which has the same resistance value as the fourth resistor.
  • the amplitude modulation stage comprises a complementary push-pull output stage, which is fed with a DC supply voltage that is dependent on the determined deviation.
  • the invention consists in a Coriolis mass flow meter with one of the aforementioned excitation circuits, the two-wire process control loop carrying a direct current which serves to supply energy.
  • the measurement signal is a direct current which is variable, in particular within a range from 4 mA to 20 mA.
  • the measurement signal is a digital signal.
  • FIG. 2 shows a front view of the mass flow sensor corresponding to FIG. 1, again without a completed housing, but with additional electrical details,
  • Fig. 3 shows in section along the line A-A of Fig. 2 a plan view of Fig. 2, but now with the housing completed,
  • Fig. 4 shows in section along the line B-B of Fig. 2 a side view of Fig. 2, again with the housing complete
  • FIG. 5 shows, partly in the manner of a block diagram, the circuit diagram of an exemplary embodiment of an excitation circuit in accordance with the first variant of the invention
  • FIG. 6 shows, partly in the manner of a block diagram, the circuit diagram of an exemplary embodiment of an excitation circuit in accordance with the second variant of the invention
  • FIG. 7 shows, in part in the manner of a block diagram, the circuit diagram of an exemplary embodiment of an excitation circuit in accordance with the first variant of the invention
  • FIG. 8 shows a circuit diagram of an exemplary embodiment of a preferred output stage of the excitation circuit according to FIG. 5,
  • FIG. 9 shows a circuit diagram of an exemplary embodiment of a preferred output stage of the excitation circuit according to FIGS. 6 and
  • FIG. 10 shows a circuit diagram of an exemplary embodiment of a preferred output stage of the excitation circuit according to FIG. 7.
  • 1 shows, in perspective, mechanical details of a Coriolis mass flow sensor, which is preferably suitable for the invention and is referred to below as sensor 10 for short.
  • This sensor has already been described in the earlier EP application 00 11 0091.6 dated May 12, 2000, which corresponds to the US patent application 60 / 205,983.
  • FIG. 1 shows a corresponding front view with additional electrical details.
  • FIGS. 3 and 4 show sectional views belonging to FIG. 2, each with a completed housing. Because of the selected representation in the form of a perspective FIG. 1 together with an elevation, floor plan and side elevation, the following explanation does not deal with one after the other, but rather the figures are discussed together.
  • the sensor 10 is inserted by the user in the course of a pipe of a given diameter, e.g., not shown for reasons of clarity, through which a liquid, gaseous or vaporous fluid to be measured flows. over flanges.
  • the transducer 10 can also be connected to the above-mentioned pipeline by other known means, e.g. using Triclamp connections or screw connections.
  • the sensor 10 has a first measuring tube 1 which is bent in a V-shape in a first plane and which is bent symmetrically with respect to a first line of symmetry.
  • a V-shaped second measuring tube 2 is bent symmetrically in a second plane with respect to a second line of symmetry.
  • the measuring tubes 1, 2 are arranged parallel to each other and each formed in one piece.
  • the measuring tube 1 has a straight inlet piece 11 with an inlet axis lying in the first plane, a straight outlet piece 12 with an outlet axis lying in the first plane and aligned with the inlet axis; this results in a common axis, which is referred to below as the inlet / outlet axis.
  • the measuring tube 2 has a straight inlet piece 21 with an inlet axis lying in the second plane, a straight outlet piece 22 (only visible in FIG. 3) with an outlet axis lying in the second plane and aligned with the inlet axis; this common axis is also referred to below as the inlet / outlet axis.
  • the measuring tube 1 also has an inlet elbow 13 connected to the inlet piece 11, an outlet elbow 14 connected to the outlet elbow 12, a first straight tube piece 15 connected to the inlet elbow 13, a second straight tube piece 16 connected to the outlet elbow 14 and one to the tube pieces 15 , 16 connected apex 17.
  • the measuring tube 2 also has an inlet bend 23 connected to the inlet piece 21, an outlet bend 24 connected to the outlet piece 22 (only visible in FIG. 3), a first straight pipe piece 25 connected to the inlet bend 23 and a second one connected to the outlet bend 24 straight pipe section 26 and an apex 27 connected to the pipe sections 25, 26.
  • the bending of the axis of the apex 17 and that of the apex 27 practically correspond to a circular arc.
  • the inlet pieces 11, 21 are fixed in an inlet distributor piece 18 and the outlet pieces 12, 22 are fixed in an outlet distributor piece 19.
  • These distributor pieces 18, 19 are held by a support frame 30 which is part of a housing 3 (only visible in FIGS. 3 and 4).
  • the measuring tubes 1, 2 and the distributor pieces 18, 19 consist of stainless steel, whereby for the measuring tubes 1, 2 the stainless steel with the European material number 1.4539, which corresponds to the American designation 904 L, and for the distributor pieces 18, 19 the stainless steel with the European material number 1.4404, which corresponds to the American designation 316 L, is used.
  • the sensor 10 is to be inserted into a pipeline through which a fluid to be measured flows, at least temporarily.
  • the manufacturer and the inlet and the outlet manifold 18, 19 attached connecting devices such as sockets with an external or internal thread, flanges or clamping devices, such as are commercially available, for example, under the registered trademark Triclamp.
  • the support frame 30 is formed in one piece and consists of a flat stainless steel of constant width and thickness having a front surface 31 and a rear surface 32 (only to be seen in FIGS. 3 and 4) by appropriate bending and welding of the Ends, cf. the seam 33 has been made.
  • the support frame 30 comprises a flat inlet frame piece 34, in which the inlet distributor piece 18 is welded, and a flat outlet frame piece 35, in which the outlet distributor piece 19 is welded, cf. 2 the parts of the distributor pieces 18, 19 projecting above the supporting frame 30, each with an associated weld seam 18 ', 19'.
  • the support frame 30 further comprises a flat passage frame piece 36 connecting the inlet and outlet frame pieces 34, 35, in which an electrical passage 37 (only seen in FIG. 4) is fixed in a pressure-tight manner.
  • the lead-through frame piece 36 forms a right angle with the inlet and outlet frame pieces 34, 35.
  • the support frame 30 further comprises a flat first attachment frame piece 38, which is attached to the inlet frame piece 34 at an angle and is approximately 120 °.
  • the support frame 30 comprises a curved apex frame piece 39 which merges into the extension frame piece 38 and a flat second attachment piece 40 which is attached to the outlet frame piece 35 at the aforementioned angle and merges into the apex frame piece 39.
  • the support frame 30 is supplemented by a flat front plate 41 made of stainless steel welded to the front surface 31 and a flat rear plate 42 made from the same steel welded to the rear surface 32 to form the housing 3, so that it is pressure-tight. Front and rear panels 41, 42 can only be seen in FIGS. 3 and 4.
  • the steel for the housing 3 is the stainless steel with the European one Material number 1.4301 is used, which corresponds to the American designation 304.
  • the flat front and rear plates 41, 42 result in a higher rigidity of the housing 3 with respect to a pressure load in the direction of the inlet / outlet axis than if these plates were provided with longitudinal beads.
  • the measuring tubes 1, 2 are rigidly connected to one another by means of a first node plate 51 in the vicinity of a point at which the respective inlet piece 11, 21 merges into the respective inlet bend 13, 23, and rigidly to one another by means of a second node plate 52 in the vicinity of a point connected at which the respective inlet bend 13, 23 merges into the respective first pipe section 15, 25.
  • the measuring tubes 1, 2 are also rigidly connected to one another by means of a third node plate 53 in the vicinity of a point at which the respective outlet piece 12, 22 merges into the respective outlet bend 14, 24, and rigidly by means of a fourth node plate 54 in the vicinity of a point connected to each other, at which the respective outlet bend 14, 24 merges into the respective second pipe section 16, 26.
  • the four node plates 51, 52, 53, 54 are thin stainless steel disks as used for the housing 3. These disks are provided with bores, the outer diameter of which corresponds to that of the measuring tubes 1, 2, and with slots, so that the disks can first be clamped onto the measuring tubes 1, 2 and then brazed to them; the slots are also brazed to one another so that the disks are unslotted as node plates on the measuring tubes 1, 2.
  • An exciter arrangement 6 sets the measuring tubes 1, 2 in operation in tuning fork-like vibrations which, as usual, have an oscillation frequency which is equal to the mechanical resonance frequency of the oscillation system formed by the measuring tubes 1, 2 or which is in the vicinity of this resonance frequency.
  • this oscillation frequency is dependent on the density of the fluid flowing through the measuring tubes 1, 2 during operation. The density of the fluid can therefore be determined on the basis of the oscillation frequency. As the density depends on the temperature, this is also measured, see below.
  • a first part 61 of the excitation arrangement 6 is fixed to the apex 17 of the measuring tube 1 in the area of its symmetry line mentioned above and a second part 62 of the excitation arrangement 6 is fixed to the apex 27 of the measuring tube 2 in the area of its symmetry line mentioned above, cf. Fig. 4.
  • the excitation arrangement 6 is an electrodynamic excitation arrangement, and thus the part 61 is a coil arrangement and the part 62 is a permanent magnet arrangement which interacts with the coil arrangement by immersion.
  • the exciter arrangement 6 is supplied by an exciter circuit 20 to be explained with the drive energy required to maintain the vibrations of the measuring tubes 1, 2, in particular at one of their instantaneous resonance frequencies.
  • the excitation circuit 20 can e.g. be housed together with the evaluation circuit already mentioned in an electronics housing (not shown) connected to the flange 90.
  • a first part 71 of the speed or displacement sensor 7 is fixed on the pipe section 15 of the measuring pipe 1 and a second part 72 on the pipe section 25 of the measuring pipe 2, cf. Fig. 3.
  • a first part 81 of the speed or displacement sensor 8 is fixed to the pipe section 16 of the measuring tube 1 and a second part 82 to the pipe section 26 of the measuring tube 2, cf. Fig. 3.
  • the speed or displacement sensors 7, 8, which are referred to below as sensors 7, 8, are here electrodynamic speed sensors; thus the parts 71, 81 are each a coil arrangement and the parts 72, 82 are each a permanent magnet arrangement which can be immersed in the associated coil arrangement.
  • the bushing 37 having a plurality of electrical conductors is fastened in the support frame 30 with respect to the crown arches 17, 27 and thus also with respect to the crown frame piece 39, in particular. used pressure-tight.
  • a flange 90 is fastened to the support frame 30, for example welded.
  • the flange 90 has a bore 91 so that the bushing 37 is accessible from outside the housing 3.
  • the leadthrough 37 comprises a printed circuit board 96 fastened to the supporting frame 30 by means of an angled supporting plate 95 and tapering between the latter and the apex arches thereon.
  • the interconnect 97 which can only be seen in FIG. 2.
  • connecting lines 63, 64 of the excitation arrangement 6 connecting lines 73, 74 of the speed sensor 7, connecting lines 83, 84 of the speed sensor 8 and connecting lines 93, 94 of a temperature sensor 9 and thus also to the single conductor of the implementation 37 connected.
  • the connecting lines 63, 64, 73, 74, 83, 84, 93, 94 can only be seen in FIG. 2.
  • a conductor track for a circuit zero point SN is also provided on the printed circuit board 96, which is fixed to the metallic support plate 95 by means of metallic, mechanically and therefore also electrically connected fastening means.
  • the temperature sensor 9 (only seen in Figs. 2 and 3) is on the outlet bend 14 of the measuring tube 1, e.g. fixed by gluing and is e.g. a platinum resistor. As mentioned at the beginning, it is used to measure the instantaneous temperature of the fluid.
  • the temperature sensor 9 can also be arranged at any suitable other point on the measuring tubes 1, 2.
  • the bushing 37 further comprises a slot 361, which is provided in the bushing frame piece 36, through which the circuit board 96 is inserted and which extends into the flange 90, a sufficient distance being maintained between the circuit board 96 and the slot 361 for its electrical insulation.
  • the printed circuit board 96 is inserted through a disk 362 made of an insulating material which rests on the bushing frame piece 36 on the bore side.
  • An insulating potting compound 363 completely fills a part of the bore 91 above the disk 362, the potting compound 363 also being able to penetrate more or less into the space between the printed circuit board 96 and the inner wall of the slot 361.
  • the thickness of the casting compound 363 in the direction of the open end of the bore 91 is at least equal to the length of the gap length prescribed for the type of protection Ex-d according to the European standards EN 50 014 and EN 50 018, depending on the gap width. Comparable standards from other countries correspond to these standards.
  • FIG. 5 shows the circuit diagram of an exemplary embodiment of the excitation circuit 20 in accordance with the first variant of the invention, partly in the manner of a block diagram.
  • An amplitude demodulation stage pd is one of the sensor signals supplied by the sensors 7, 8 or e.g. also their sum fed.
  • the amplitude demodulation stage pd is connected on the input side to one of the sensors 7, 8 - in FIG. 5 that is the sensor 7.
  • the amplitude demodulation stage pd serves to continuously determine an oscillation amplitude of the measuring tube vibrations.
  • the amplitude demodulation stage pd serves to output an output signal, e.g. to provide a simple DC signal that represents this detected vibration amplitude.
  • a peak value detector for the input signal is provided in the amplitude demodulation stage pd.
  • a peak value detector e.g. a synchronous rectifier can also be used to detect the oscillation amplitude and is clocked by a reference signal which is in phase with the input signal.
  • a first input of a comparison stage sa is connected to an output of the amplitude demodulation stage pd; a second entrance to the Comparison stage sa is supplied with an adjustable reference signal Sr, which specifies an amplitude of the vibration of the measuring tubes 1, 2.
  • the comparison stage sa determines a deviation of the output signal of the amplitude demodulation stage pd from the reference signal Sr and outputs it as a corresponding output signal. This deviation can be determined and passed on, for example, using a simple difference between the detected and the vibration amplitude inform given by the reference signal Sr of an absolute amplitude error or, for example, also using a quotient of the detected and given vibration amplitude inform of a relative amplitude error.
  • the input signal of the amplitude demodulation stage pd is fed to a first input of an amplitude modulation stage am and the output signal of the comparison stage sa is fed to a second input.
  • the amplitude modulation stage a serves to modulate the input signal of the amplitude demodulation stage pd with that of the output signal of the comparison stage sa.
  • the carrier signal and an error signal generated by the comparison stage sa the modulation signal, which - at least slowly - is variable.
  • the error signal represents the deviation of the instantaneous vibration amplitude of the measuring tube or the measuring tubes 1, 2 from its or its desired oscillation amplitude represented by the reference signal Sr.
  • the amplitude modulation stage serves to supply a driver signal for the excitation arrangement 6 which carries the drive energy deliver.
  • the amplitude modulation stage has a corresponding power stage ps for amplifying the carrier signal modulated with the modulation signal.
  • a multiplier m is provided in the amplitude modulation stage, cf. Fig. 6
  • FIG. 6 shows the circuit diagram of an exemplary embodiment of an excitation circuit 20 in accordance with the second variant of the invention, partly in the manner of a block diagram.
  • the embodiment of FIG. 6 differs from that of FIG. 5 in that instead of Amplitude modulation stage is provided on a pulse width modulation stage pwm with a pulse duration modulator pm clocked by an external alternating signal.
  • the pulse duration modulator pm is operated at a constant positive first DC voltage + U1 and is at the circuit zero SN.
  • the input signal of the amplitude demodulation stage pd is fed to a first input of the pulse duration modulator pm - that is the carrier signal input. This first input is thus connected to one of the sensors - in FIG. 6 this is again the sensor 7.
  • a second input of the pulse duration modulator pm - that is the modulation signal input - is supplied with the error signal proportional to the determined amplitude error.
  • the output of the pulse duration modulator pm is in turn connected to the input of an output stage ps 1 , which on the output side feeds the excitation arrangement 6 with a corresponding driver signal.
  • the driver signal supplied by the output stage ps' is a square-wave signal which is clocked at a signal frequency of the input signal of the amplitude demodulation stage pd and which has a pulse width modulated with the output signal of the comparison stage sa.
  • FIG. 7 shows the circuit diagram of another exemplary embodiment of an excitation circuit 20 in accordance with the first variant of the invention, partly in the manner of a block diagram.
  • the embodiment of FIG. 7 differs from that of FIG. 5 in that, instead of its multiplier m, a comparator kk and a DC voltage converter de are provided, which supply at least one switched supply voltage driving a flowing excitation current flowing in the excitation arrangement 6.
  • the amplitude of this supply voltage is in turn dependent on the output signal of the comparison stage sa and is therefore to be regarded as non-constant.
  • the excitation current can be bi-polar or uni-polar.
  • the filter 7 supplies a supply voltage with a positive first potential + u and a negative second potential -u, with a control input of the DC voltage converter de serving to set the potentials providing the output signal of the comparison stage sa receives.
  • the amplitude of the supply voltage supplied by the DC voltage converter de is applied to a corresponding output stage ps "of the pulse width modulation stage pwm which serves to feed the excitation arrangement 6.
  • the output stage ps" is also connected on the input side to one output of the comparator kk.
  • the comparator kk is operated at the constant positive first DC voltage + U1 and is at the circuit zero SN.
  • the input signal of the peak value detector pd is fed to an input of the comparator kk.
  • the comparator kk is thus connected on the input side to one of the sensors - in FIG. 7 this is again the sensor 7.
  • 5 to 7 each indicate with dashed lines that instead of one of the sensor signals from sensors 7, 8, their sum can also be fed to peak value detector pd and multiplier m or pulse duration modulator pm or comparator kk; then these sensor signals are to be passed through a summer s.
  • 5 to 7 show further sub-circuits shown in dashed lines, which represent preferred developments of the excitation circuit according to the invention.
  • a preamplifier vv is provided, which is connected upstream of the peak value detector pd or possibly the synchronous rectifier.
  • an amplifier v is provided which amplifies the output signal of the comparison stage sa before it reaches the amplitude modulation stage on as an error signal.
  • Such an amplifier can be an operational amplifier op, the non-inverting input of which lies at the circuit zero SN, the inverting input of which is connected to the output of the comparison stage sa via a series resistor wv and to the amplifier output via a shunt resistor ws.
  • the operational amplifier op wired in this way can be seen at the top right in FIGS. 5 to 7.
  • an integrating amplifier vi is provided which amplifies and integrates the output signal of the comparison stage sa before it reaches the multiplier m as an error signal.
  • Such an amplifier can be an operational amplifier op ', the non-inverting input of which lies at the circuit zero SN, the inverting input of which is connected to the output of the comparison stage sa via a series resistor wv' and via a series circuit comprising a shunt resistor ws' and a capacitor k to the amplifier Output is connected.
  • the operational amplifier op 'wired in this way can be seen on the right in the middle of FIGS. 5 to 7.
  • the excitation circuit 20 consists of a differentiating and integrating amplifier vd, which amplifies, differentiates and integrates the output signal of the comparison stage sa before it reaches the multiplier m as an error signal.
  • Such an amplifier can be an operational amplifier op ", the non-inverting input of which lies at the circuit zero SN, the inverting input of which is connected via a parallel connection of a series resistor wv" and a first capacitor k1 to the output of the comparison stage sa and via a series circuit comprising a shunt resistor ws " and a second capacitor k2 is connected to the amplifier output.
  • the operational amplifier op "wired in this way can be seen at the bottom right in FIGS. 5 to 7.
  • FIGS. 5 to 7 indicate that the respective amplifier v, vi, vd is to be replaced by the dashed square q, which is either between the output of the comparison stage sa and the second input of the amplitude modulation stage on or but lies between the output of the comparison stage sa and the modulation signal input of the pulse width modulation stage pwm.
  • FIG. 8 shows a circuit diagram of a preferred first exemplary embodiment of an output stage ps, which can be used, for example, in the amplitude modulation stage on according to FIG. 5.
  • An operational amplifier ov is operated on a positive and on a negative, constant DC voltage + U, -U and wired as follows.
  • An inverting input is connected to the circuit zero point SN via a first resistor w1 and a non-inverting input is connected to the output of the multiplier m via a second resistor w2.
  • An output of the operational amplifier ov is connected to a first pole pp1 of a primary winding of a transformer tf with the interposition of a third resistor w3; a second pole pp2 of the primary winding lies at the circuit zero SN.
  • the transformer tf also has a secondary winding which is connected to the excitation arrangement 6 by means of its two poles sp1, sp2.
  • the primary winding has a P ⁇ ' number of turns N1 and the secondary winding has a number of turns N2.
  • the transformer tf is a current step-up transformer and has a transmission ratio N1 / N2 of, for example, 20: 1.
  • the inverting input of the operational amplifier ov is connected via a fourth resistor w4 to the first pole pp1 of the primary winding.
  • the non-inverting input is connected to the output via a fifth resistor w5.
  • the five resistors w1, w2, w3, w4, w5 have corresponding resistance values R1, R2, R3, R4, R5.
  • the resistance value R1 is equal to the resistance value R2 and the resistance value R4 is to be selected equal to the resistance value R5.
  • the alternating current i flowing in the excitation arrangement 6 results as follows if the output voltage of the multiplier m is denoted by um:
  • FIG. 9 shows a circuit diagram of a preferred second exemplary embodiment of an output stage ps', which can be used, for example, in the pulse width modulation stage pwm according to FIG. 6.
  • the "core" of this configuration of the Output stage which is a complementary push-pull output stage, is a series connection of the controlled current path of a P-channel enhancement insulating layer field-effect transistor P with an N-channel enhancement insulating layer field-effect transistor N, hereinafter referred to briefly as transistors are designated.
  • the excitation arrangement 6 is connected at the connection point of the controlled current paths.
  • a protective diode dn, dp is connected in parallel to each controlled current path, the respective cathode being located at the more positive point of the respective transistor.
  • the P-transistor end of the series circuit is connected to a constant positive second DC voltage + U2 and its N-transistor end to a corresponding negative DC voltage -U2.
  • the gates of the transistors N, P are connected to one another and to an output of a comparator kk '.
  • the non-inverting input of the comparator kk ' is at the output of the pulse duration modulator pm, cf. Fig. 6.
  • the inverting input of the comparator kk ' is connected to a tap of a voltage divider, which consists of a resistor r1 and a resistor r2.
  • the resistors r1, r2 have the same resistance values and lie between the positive DC voltage + U1 and the circuit zero SN.
  • the resistors r1, r2 and the comparator kk ' serve to symmetrize the output signal of the pulse duration modulator pm with respect to half the value of the DC voltage + U1.
  • FIG. 10 shows a circuit diagram of a preferred third exemplary embodiment of an output stage ps ", which can be used, for example, in the amplitude modulation stage on according to FIG. 7.
  • The" core "of this embodiment of the output stage which is again a complementary push-pull output stage here, too, as in FIG. 9, a series circuit of the controlled current path of a P-channel enhancement insulating layer field-effect transistor P 'with an N-channel enhancement insulating layer field-effect transistor N 1 , which is referred to again briefly below as transistors are.
  • the excitation arrangement 6 is connected at the connection point of the controlled current paths.
  • a protective diode dn ', dp' is connected in parallel to each controlled current path, the respective cathode being located at the more positive point of the respective transistor.
  • the P-transistor end of the series circuit is connected to the positive DC voltage + u which is dependent on the output signal of the comparison stage sa and the N-transistor end of which is connected to the negative DC voltage -u which is dependent on the output signal of the comparison stage sa.
  • the gates of the transistors N ', P 1 are connected to one another and to an output of a comparator kk ".
  • the non-inverting input of the comparator kk" is at the output of the comparator kk, cf. Fig. 7.
  • the inverting input of the comparator kk is connected to a tap of a voltage divider, which consists of a resistor r3 and a resistor r4.
  • the resistors r3, r4 have the same resistance values and lie between the constant positive first DC voltage + U1 and the circuit zero point SN.
  • the resistors r3, r4 and the comparator kk "serve to symmetrize the output signal of the comparator kk with respect to half the value of the direct voltage + U1.
  • the exciter arrangement 6 thus receives a positive current pulse during each positive half-wave of the output signal of the sensor 7 or the sum of the output signals of the sensors 7, 8 and one during each negative half-wave of the output signal of the sensor 7 or the sum of the output signals of the sensors 7, 8 negative current pulse supplied.
  • the respective amplitude of these current pulses is different from that of the output signal Comparison stage sa dependent DC voltages + u, -u in turn dependent, so that the oscillation amplitude of the measuring tube or measuring tubes 1, 2 predetermined by the reference signal Sr is set automatically.
  • the mentioned DC voltages + U1, + U2, -U2 are generated in the usual way on the basis of the energy made available by the two-wire process control loop. It is also possible to provide only one positive DC voltage instead of the two positive DC voltages + U1, + U2.
  • the two-wire process control loop mentioned in the invention preferably carries on the one hand a direct current which serves for the energy supply, the measuring signal in particular also being a direct current which e.g. standardly covers a range from 4 mA to 20 mA.
  • the measurement signal can also preferably be a digital signal, so that the two-wire process control loop can be connected to a fieldbus.
  • the excitation circuit of the invention together with the measuring tube (s) 1, 2, represents a control circuit which is electrically dependent both on the mechanical resonance frequency of the excited vibrations of the measuring tube (s) 1, 2 and on the amplitude of these vibrations predetermined by means of the reference signal Sr. established.
  • the excitation circuits customary hitherto, which have an amplitude control stage and a phase-locked loop, a so-called PLL, for the electrical control of the resonance frequency and the vibration amplitude are therefore not necessary.
  • the previous excitation circuits are not only very complex in terms of the number of components required, they also require far more supply energy than is available with two-wire measuring devices.
  • the excitation circuit 20 of the invention requires only a few components, which thus have only a practically negligible power loss, so that the low supply energy available can be used almost completely for excitation.

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Abstract

Eine derartige Erregerschaltung ist für einen mit einer Zwei-Leiter-Prozesskontroll-Schleife verbundenen, allein davon mit Energie versorgten und allein darüber ein Messsignal abgebenden Coriolis-Massedurchflußmesser (10) vorgesehen. Dieser hat ein vibrierendes Meßrohr (1, 2) und eine Erregeranordnung (6) zu dessen Vibrierenlassen bei einer Schwingfrequenz, die gleich der momentanen mechanischen Resonanzfrequenz des Meßrohrs oder dieser benachbart ist. Ferner hat er entsprechende Sensorsignale erzeugende Sensoranordnungen (7, 8), die entlang des Meßrohrs voneinander beabstandet angeordnet sind. Die Erreger-Schaltung umfasst einen Spitzenwertdetektor (pd), dem als Eingangssignal eines der Sensorsignale zugeführt ist; sie hat ferner eine Vergleichsstufe (sa), die eine Abweichung eines Ausgangssignal des Spitzenwertdetektors von einem einstellbaren Referenzsignal (Sr) ermittelt, das eine Amplitude der Vibration des Meßrohrs vorgibt; auch hat sie einen Multiplizierer (m) für das Eingangssignal des Spitzenwertdetektors (pd) und ein Ausgangssignal der Vergleichsstufe (sa) sowie eine die Erregeranordnung speisende Endstufe (ps), von der ein Eingang mit einem Ausgang des Multiplizierers verbunden ist. Anstatt letzterem können ein Pulsdauermodulator (pm) oder ein Gleichspannungswandler (dc) und ein Komparator (kk) vorgesehen werden.

Description

Erreger-Schaltungen für Coriolis-Massedurchflußmesser
Die Erfindung betrifft Erreger-Schaltungen für mit einer Zwei-Leiter- Prozesskontroll-Schleife verbundene, allein davon mit Energie versorgte und allein darüber ein Messsignal abgebende Coriolis-Massedurchflußmesser. Im Folgenden wird ein derartiger Massedurchflußmesser als Zwei-Leiter- Massedurchflußmesser bezeichnet.
Coriolis-Massedurchflußmesser sind schon seit langem theoretisch beschrieben und auch in der heute marktgängigen Form seit ca. 25 Jahren bekannt. Diese noch heute übliche Form enthält einen mechanischen Aufnehmer, der mindestens ein gerades oder mindestens ein - in einer Ebene oder räumlich - gebogenes Meßrohr und eine zugeordnete Elektronik umfasst, das einlass- und auslass-seitig fixiert ist und das zwischen diesen Fixierungen im Betrieb zu Vibrationen erregt wird.
Die üblichen Massedurchflußmesser sind netzgespeiste Messgeräte und müssen hierfür mindestens zwei elektrische Zuleitungen, also Leiter haben. Das den Massedurchfluß repräsentierende, insb. das dazu proportionale, Messsignal wird entsprechend einem hierfür üblichen Standard, z.B. entsprechend dem zwischen 4 mA und 20 mA liegenden Strom-Standard, einem üblichen Frequenz-Standard oder einem digitalen Standard, erzeugt und abgegeben; hierfür sind zwei weitere Leiter erforderlich.
In der EP-A 10 94 307 ist die Möglichkeit, Coriolis-Massedurchflußmesser nur mit zwei Leitern auszurüsten, diese also als sogenannte Zwei-Leiter- Massedurchflußmesser auszubilden, eher am Rande und nur kurz erwähnt; auf dem Markt gibt es noch keine derartigen Zwei-Leiter-Massedurchflußmesser.
Wie der genannten EP-A ferner zu entnehmen ist, erzeugen Zwei-Leiter- Messgeräte als Messsignal einen Ausgangsstrom, dessen Momentanwerte ein mittels eines physikalisch-elektrischen Wandlers erzeugtes Wandlersignal möglichst proportional abbilden. Die beiden Leiter dienen sowohl für die Energiespeisung, wozu an die zwei Leiter von außen eine Gleichspannungsquelle anzulegen ist, als auch für die Übertragung des Messsignals. Bei Zwei-Leiter-Messgeräten entsprechend dem erwähnten, zwischen 4 mA und 20 mA liegenden Strom-Standard, entspricht ein bestimmter Stromwert innerhalb dieses Strombereichs genau einem Messsignalwert. Lediglich der Strombereich unterhalb von 4 mA ist für die Energieversorgung der Elektronik des Zwei-Leiter- Messgeräts nutzbar. Dies bedingt, dass die Energieversorgung nur mit einer Leistung in der Größenordnung von 50 mW zur Verfügung steht, die im Folgenden als Klein-Leistung bezeichnet wird.
Zwei-Leiter-Messgeräte mit dem erwähnten, zwischen 4 mA und 20 mA liegenden Strom-Standard sind aufgrund dieser Sachverhalte besonders gut geeignet für den Einsatz in explosionsgefährdeter Umgebung.
Ferner sind Zwei-Leiter-Messgeräte häufig so ausgebildet, dass sie mit einem der üblichen Feldbusse zusammenarbeiten können. Dies kann einerseits durch direkten Anschluss an den Feldbus, z.B. entsprechend dem FIELDBUS-Protokoll, erfolgen (FIELDBUS ist eine eingetragene Marke der FIELDBUS FOUNDATION). Andererseits kann das Zusammenarbeiten unter Zwischenschaltung eines Buskopplers, z.B. entsprechend dem sogenannten HART-Protokoll, indirekt erfolgen (HART ist eine eingetragene Marke der HART User Group).
Die erwähnte Elektronik von Coriolis-Massedurchflußmessern umfasst eine Erreger-Schaltung und eine Auswerte-Schaltung. Die Erreger-Schaltung dient dem Vibrierenlassen des mindestens einen Meßrohrs, das vom zu messenden Fluid durchströmt wird.
Die Vibration erfolgt bei einer Schwingfrequenz, die gleich der momentanen mechanischen Resonanzfrequenz des Meßrohrs oder dieser benachbart ist; diese wird von der Dichte des Fluids mitbestimmt; die Dichte ihrerseits ist bekanntlich von der Temperatur des Fluids abhängig. Daher enthalten übliche Massedurchflußmesser auch mindestens einen Temperatur-Sensor.
Da mittels des vibrierenden Meßrohrs der Massedurchfluß - das ist bekanntlich die pro Zeiteinheit strömende Masse des Fluids - gemessen wird, erzeugt die Auswerte-Schaltung ein entsprechendes Messsignal. Die erwähnte zur Verfügung stehende Kleinleistung muss ausreichen, die Erregerund die Auswerte-Schaltung mit Energie zu versorgen. Als letztere eignet sich hierfür besonders die Auswerte-Schaltung der EP-A 1059515, die der US-Patent- Anmeldung 09/579,384 vom 20. Mai 2000 entspricht. Eine mit derart wenig Versorgungsenergie auskommende Erreger-Schaltung ist jedoch vom Stand der Technik noch nicht beschrieben worden.
Es ist daher eine Aufgabe der Erfindung, für Coriolis-Massedurchflußmesser von geringer Leistungsaufnahme und daher insb. auch für Zwei-Leiter-Coriolis- Massedurchflußmesser geeignete Erreger-Schaltungen anzugeben.
Zur Lösung der Aufgabe besteht die Erfindung in einer Erreger-Schaltung für einen mit einer Zwei-Leiter-Prozesskontroll-Schleife verbundenen, allein davon mit Energie versorgten und allein darüber ein Messsignal abgebenden Coriolis- Massedurchflußmesser mit
- wenigstens einem im Betrieb vibrierenden Meßrohr,
- einer elektromechanischen Erregeranordnung zum Vibrierenlassen des wenigstens einen Meßrohrs bei einer Schwingfrequenz, die gleich einer momentanen mechanischen Resonanzfrequenz desselben oder dieser benachbart ist,
- eine auf Vibrationen des wenigstens einen Meßrohrs reagierenden Sensoranordnung zum Erzeugen eines einlaßseitige Vibrationen des Meßrohrs repräsentierenden ersten Sensorsignals und eines auslaßseitige Vibrationen des Meßrohrs repräsentierenden zweiten Sensorsignals, welche Erreger-Schaltung umfasst:
- eine Amplitudendemodulationsstufe zum Erzeugen eines Ausgangssignal, das eine Schwingungsamplitude des vibrierenden Meßrohrs momentan repräsentiert, wobei der Amplitudendemodulationsstufe eines der von der Sensoranordnung gelieferten Sensorsignale bzw. deren Summe als Eingangssignal zugeführt ist,
- eine Vergleichsstufe zum Ermitteln einer Abweichung der erfaßten Schwingungsamplitude des vibrierenden Meßrohrs von einer vorgegebenen Soll- Schwingungsamplitude, wobei der Vergleichsstufe eingangseits neben dem Ausgangssignal der Amplitudendemodulationsstufe ein Referenzsignal zugeführt ist, das die Soll-Schwingungsamplitude repräsentiert, In einer ersten Variante umfaßt die erfindungsgemäße Erregerschaltung außerdem eine eingangsseits mit einem Ausgang der Vergleichsstufe gekoppelte Amplitudenmodulationsstufe zum Erzeugen eines Treibersignals für die Erregeranordnung, das eine von der ermittelten Abweichung abhängige Signalamplitude aufweist, wobei der Amplitudenmodulationsstufe eingangsseits neben einem die Abweichung der erfaßten Schwingungsamplitude von der vorgegebenen Soll-Schwingungsamplitude repräsentierenden Fehlersignal das Eingangssignal der Amplitudendemodulationsstufe zugeführt ist.
In einer zweiten Variante wiederum umfaßt die erfindungsgemäße Erregerschaltung eine eingangsseits mit einem Ausgang der Vergleichsstufe gekoppelte Pulsweitenmodulationsstufe zum Erzeugen eines getakteten Treibersignals für die Erregeranordnung, das eine von der ermittelten Abweichung abhängige Pulsweite aufweist, wobei der Pulsweitenmodulationsstufe eingangsseits neben einem die Abweichung der erfaßten Schwingungsamplitude von der vorgegebenen Soll-Schwingungsamplitude repräsentierenden Fehlersignal das Eingangssignal der Amplitudendemodulationsstufe zugeführt ist.
Nach einer bevorzugten ersten Ausgestaltung der Erfindung umfaßt die Amplitudendemodulationsstufe einen Spitzenwertdetektor zum Erfassen einer Signalamplitude des Eingangssignals der Amplitudendemodulationsstufe umfaßt.
Nach einer bevorzugten zweiten Ausgestaltung der Erfindung umfaßt die Amplitudendemodulationsstufe einen Vorverstärker für das Eingangssignal der Amplitudendemodulationsstufe.
Nach einer bevorzugten dritten Ausgestaltung der Erfindung ist in der Vergleichsstufe zum Erzeugen des Fehlersignals einen proportional, integrierend und/oder differenzierend übertragenden Verstärker vorgesehen.
Nach einer bevorzugten vierten Ausgestaltung der Erfindung umfaßt die
Amplitudenmodulationsstufe eine Endstufe mit einem Operationsverstärker, der wie folgt beschaltet ist:
- ein invertierender Eingang liegt über einen ersten Widerstand an einem
Schaltungsnullpunkt, - ein nicht-invertierender Eingang liegt über einen zweiten Widerstand, der den gleichen Widerstandswert wie der erste Widerstand hat, am Ausgang des Multiplizierers,
- ein Ausgang ist unter Zwischenschaltung eines dritten Widerstands mit einem ersten Pol einer Primärwicklung eines Transformators verbunden, von der ein zweiter Pol am Schaltungsnullpunkt liegt, welcher Transformator
- eine mit der elektromechanischen Erregeranordnung verbundene Sekundärwicklung aufweist und
- ein Strom-Aufwärts-Transformator ist,
- der invertierende Eingang ist über einen vierten Widerstand mit dem Ausgang verbunden, und
- der nicht-invertierende Eingang ist über einen fünften Widerstand, der den gleichen Widerstandswert wie der vierte Widerstand hat, am ersten Pol der Primärwicklung angeschlossen.
Nach einer bevorzugten fünften Ausgestaltung der Erfindung umfaßt die Amplitudenmodulationsstufe eine komplementäre Gegentakt-Endstufe, die mit einer von der ermittelten Abweichung abhängigen Versorgungsgleichspannung gespeist ist.
Des weiteren besteht die Erfindung in einem Coriolis-Massedurchflußmesser mit einer der vorgenannten Erreger-Schaltung, wobei die Zweidraht-Prozesskontroll- Schleife einen der Energieversorgung dienenden Gleichstrom führt.
Nach einer bevorzugten Ausgestaltung des Coriolis-Massedurchflußmesser der Erfindung ist das Messsignal ein, insb. innerhalb eines Bereichs von 4 mA bis 20 mA veränderlicher, Gleichstrom.
Nach einer weiteren bevorzugten Ausgestaltung des Coriolis- Massedurchflußmesser der Erfindung das Messsignal ein Digitalsignal.
Vorteile der Erfindung und sie selbst werden nun anhand der Figuren der Zeichnung näher erläutert, in der bevorzugte Ausführungsbeispiele dargestellt sind. Funktionsgleiche Teile sind in den einzelnen Figuren mit denselben Bezugszeichen versehen, jedoch sind diese Bezugszeichen in nachfolgenden Figuren nur dann wiederholt, wenn es sinnvoll erscheint. Fig. 1 zeigt perspektivisch mechanische Einzelheiten eines zur Verwendung zusammen mit der Erfindung bevorzugten Massedurchflußaufnehmers ohne vervollständigtes Gehäuse,
Fig. 2 zeigt eine Vorderansicht des Massedurchflußaufnehmers entsprechend Fig. 1 , wieder ohne vervollständigtes Gehäuse, jedoch mit zusätzlichen elektrischen Einzelheiten,
Fig. 3 zeigt im Schnitt entlang der Linie A-A von Fig. 2 eine Draufsicht von Fig. 2, nun jedoch mit vervollständigtem Gehäuse,
Fig. 4 zeigt im Schnitt entlang der Linie B-B von Fig. 2 eine Seitenansicht von Fig. 2, wieder mit vervollständigtem Gehäuse,
Fig. 5 zeigt teilweise nach Art eines Blockschaltbilds das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Erreger-Schaltung entsprechend der ersten Variante der Erfindung,
Fig. 6 zeigt teilweise nach Art eines Blockschaltbilds das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Erreger-Schaltung entsprechend der zweiten Variante der Erfindung,
Fig. 7 zeigt teilweise nach Art eines Blockschaltbilds das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Erreger-Schaltung entsprechend der ersten Variante der Erfindung,
Fig. 8 zeigt ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer bevorzugten Endstufe der Erregerschaltung nach Fig. 5,
Fig. 9 zeigt ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer bevorzugten Endstufe der Erregerschaltung nach Fig. 6 und
Fig. 10 zeigt ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer bevorzugten Endstufe der Erregerschaltung nach Fig. 7. In Fig. 1 sind perspektivisch mechanische Einzelheiten eines für die Erfindung bevorzugt geeigneten Coriolis-Massedurchflußaufnehmers, der im Folgenden kurz als Aufnehmer 10 bezeichnet ist, dargestellt. Dieser Aufnehmer ist in der älteren EP-Anmeldung 00 11 0091.6 vom 12.05.2000 bereits beschrieben, die der US- Patent-Anmeldung 60/205,983 entspricht.
Aus Gründen der besseren Sichtbarkeit seines inneren Aufbaus ist in Fig. 1 das Gehäuse allerdings nicht vollständig zu sehen. Die Fig. 2 zeigt eine entsprechende Vorderansicht mit zusätzlichen elektrischen Einzelheiten.
Demgegenüber zeigen die Fig. 3 und 4 zu der Fig. 2 gehörende Schnittansichten mit jeweils vervollständigtem Gehäuse. Wegen der gewählten Darstellung in Form einer perspektivischen Fig. 1 zusammen mit Auf-, Grund- und Seitenriss handelt die folgende Erläuterung nicht Figur für Figur hintereinander ab, sondern es werden die Figuren gemeinsam erörtert.
Der Aufnehmer 10 ist vom Benutzer in den Verlauf einer von einem zu messenden flüssigen, gasförmigen oder dampfförmigen Fluid durchströmten - aus Gründen der Übersichtlichkeit jedoch nicht dargestellten - Rohrleitung eines gegebenen Durchmessers, z.B. über Flansche, einzusetzen ist. Anstatt mittels Flanschen kann der Aufnehmer 10 an die erwähnte Rohrleitung auch durch anderer bekannte Mittel angeschlossen werden, wie z.B. mittels Triclamp-Anschlüssen oder Schraubverbindungen.
Der Aufnehmer 10 weist ein in einer ersten Ebene V-förmig gebogenes erstes Meßrohr 1 auf, das bezüglich einer ersten Symmetrielinie symmetrisch gebogen ist. Ein V-förmig gebogenes zweites Meßrohr 2 ist in einer zweiten Ebene bezüglich einer zweiten Symmetrielinie symmetrisch gebogen. Die Meßrohre 1, 2 sind parallel zu einander angeordnet und jeweils einstückig ausgebildet.
Das Meßrohr 1 hat ein gerades Einlaßstück 11 mit einer in der ersten Ebene liegenden Einlaßachse, ein gerades Auslaßstück 12 mit einer in der ersten Ebene liegenden und mit der Einlaßachse fluchtenden Auslaßachse; somit ergibt sich eine gemeinsame Achse, die im Folgenden als Einlaß/ Auslaßachse bezeichnet ist. Das Meßrohr 2 hat ein gerades Einlaßstück 21 mit einer in der zweiten Ebene liegenden Einlaßachse, ein gerades Auslaßstück 22 (nur in Fig. 3 zu sehen) mit einer in der zweiten Ebene liegenden und mit der Einlaßachse fluchtenden Auslaßachse; auch diese gemeinsame Achse ist im Folgenden als Einlaß/Auslaßachse bezeichnet.
Das Meßrohr 1 hat ferner einen mit dem Einlaßstück 11 verbundenen Einlaßbogen 13, einen mit dem Auslaßstück 12 verbundenen Auslaßbogen 14, ein mit dem Einlaßbogen 13 verbundenes erstes gerades Rohrstück 15, ein mit dem Auslaßbogen 14 verbundenes zweites gerades Rohrstück 16 und einen mit den Rohrstücken 15, 16 verbundenen Scheitelbogen 17.
Das Meßrohr 2 hat ferner einen mit dem Einlaßstück 21 verbundenen Einlaßbogen 23, einen mit dem Auslaßstück 22 verbundenen Auslaßbogen 24 (nur in Fig. 3 zu sehen), ein mit dem Einlaßbogen 23 verbundenes erstes gerades Rohrstück 25, ein mit dem Auslaßbogen 24 verbundenes zweites gerades Rohrstück 26 und einen mit den Rohrstücken 25, 26 verbundenen Scheitelbogen 27. Die Biegung der Achse des Scheitelbogens 17 und die des Scheitelbogens 27 entsprechen praktisch einem Kreisbogen.
Die Einlaßstücke 11 , 21 sind in einem Einlaß-Verteilerstück 18 und die Auslaßstücke 12, 22 sind in einem Auslaß-Verteilerstück 19 fixiert. Diese Verteilerstücke 18, 19 sind von einem Tragrahmen 30 gehaltert, der Teil eines Gehäuses 3 (nur in den Fig. 3 und 4 zu sehen) ist.
Die Meßrohre 1 , 2 sowie die Verteilerstücke 18, 19 bestehen aus rostfreiem Stahl, wobei für die Meßrohre 1 , 2 der rostfreie Stahl mit der europäischen Werkstoffnummer 1.4539, die der amerikanischen Bezeichnung 904 L entspricht, und für die Verteilerstücke 18, 19 der rostfreie Stahl mit der europäischen Werkstoffnummer 1.4404, die der amerikanischen Bezeichnung 316 L entspricht, verwendet ist.
Der Aufnehmer 10 ist in eine von einem zu messenden Fluid mindestens temporär durchströmte Rohrleitung einzusetzen. Hierzu werden entsprechend den Wünschen des Käufers des Aufnehmers 10 hersteller-seitig an das Einlaß- und das Auslaß-Verteilerstück 18, 19 Verbindungsvorrichtungen angebracht, wie z.B. Stutzen mit einem Außen- oder mit einem Innengewinde, Flansche oder Klemmvorrichtungen, wie sie z.B. unter der eingetragenen Marke Triclamp handelsüblich sind.
Ebenso wie die Meßrohre 1 , 2 ist der Tragrahmen 30 einstückig ausgebildet und aus einem eine Vorderfläche 31 und eine Hinterfläche 32 (nur in den Fig. 3 und 4 zu sehen) aufweisenden Flach-Edelstahl von konstanter Breite und Dicke durch entsprechendes Biegen und Verschweißen der Enden, vgl. die Naht 33, hergestellt worden.
Der Tragrahmen 30 umfasst ein ebenes Einlaß-Rahmenstück 34, in dem das Einlaß- Verteilerstück 18 verschweißt ist, und ein ebenes Auslaß-Rahmenstück 35, in dem das Auslaß-Verteilerstück 19 verschweißt ist, vgl. in Fig. 2 die über den Tragrahmen 30 vorstehenden Teile der Verteilerstücke 18, 19 mit jeweils zugehöriger Schweißnaht 18', 19'.
Der Tragrahmen 30 umfasst ferner ein das Einlaß- und das Auslaß-Rahmenstück 34, 35 verbindendes, ebenes Durchführungs-Rahmenstück 36, in dem eine elektrische Durchführung 37 (nur in Fig. 4 zu sehen) druckdicht fixiert ist. Das Durchführungs-Rahmenstück 36 bildet mit dem Einlaß- und dem Auslaß- Rahmenstück 34, 35 jeweils einen rechten Winkel.
Der Tragrahmen 30 umfasst ferner ein an das Einlaß-Rahmenstück 34 unter einem Winkel angesetztes, ebenes erstes Ansatz-Rahmenstück 38, der etwa 120° beträgt. Der Tragrahmen 30 umfasst schließlich ein in das Ansatz-Rahmenstück 38 übergehendes, gebogenes Scheitel-Rahmenstück 39 und ein an das Auslaß- Rahmenstück 35 unter dem genannten Winkel angesetztes, in das Scheitel- Rahmenstück 39 übergehendes, ebenes zweites Ansatzstück 40.
Der Tragrahmen 30 ist durch ein auf die Vorderfläche 31 geschweißtes ebenes Vorderblech 41 aus rostfreiem Stahl und ein auf die Hinterfläche 32 geschweißtes ebenes Hinterblech 42 aus demselben Stahl zum Gehäuse 3 ergänzt, so dass es druckdicht ist. Vorder- und Hinterblech 41 , 42 sind nur in den Fig. 3 und 4 zu sehen. Als Stahl für das Gehäuse 3 ist der rostfreie Stahl mit der europäischen Werkstoffnummer 1.4301 verwendet, die der amerikanischen Bezeichnung 304 entspricht.
Die ebenen Vorder- und Hinterbleche 41 , 42 ergeben eine höhere Steifheit des Gehäuses 3 gegenüber einer Druckbeanspruchung in Richtung der Einlaß/ Auslaßachse, als wenn diese Bleche mit Längssicken versehen würden.
Die Meßrohre 1 , 2 sind mittels einer ersten Knotenplatte 51 in der Nähe einer Stelle starr miteinander verbunden, an der das jeweilige Einlaßstück 11 , 21 in den jeweiligen Einlaßbogen 13, 23 übergeht, und mittels einer zweiten Knotenplatte 52 in der Nähe einer Stelle starr miteinander verbunden, an der der jeweilige Einlaßbogen 13, 23 in das jeweilige erste Rohrstück 15, 25 übergeht.
Die Meßrohre 1 , 2 sind ferner mittels einer dritten Knotenplatte 53 in der Nähe einer Stelle starr miteinander verbunden, an der das jeweilige Auslaßstück 12, 22 in den jeweiligen Auslaßbogen 14, 24 übergeht, und mittels einer vierten Knotenplatte 54 in der Nähe einer Stelle starr miteinander verbunden, an der der jeweilige Auslaßbogen 14, 24 in das jeweilige zweite Rohrstück 16, 26 übergeht.
Die vier Knotenplatten 51 , 52, 53, 54 sind dünne Scheiben aus rostfreien Stahl, wie er für das Gehäuse 3 verwendet wird. Diese Scheiben sind mit Bohrungen, deren Außen-Durchmesser dem der Meßrohre 1 , 2 entspricht, und mit Schlitzen versehen, so dass die Scheiben zunächst auf die Meßrohre 1 , 2 aufgeklemmt und danach mit ihnen hartverlötet werden können; dabei werden auch die Schlitze miteinander hartverlötet, so dass die Scheiben ungeschlitzt als Knotenplatten auf den Meßrohren 1 , 2 sitzen.
Eine Erregeranordnung 6 versetzt die Meßrohre 1 , 2 im Betrieb in stimmgabelartige Schwingungen, die wie üblich eine Schwingfrequenz haben, die gleich der mechanischen Resonanzfrequenz des von den Meßrohren 1, 2 gebildeten Schwingsystems ist oder die in der Nähe dieser Resonanzfrequenz liegt. Diese Schwingfrequenz ist im Betrieb bekanntlich von der Dichte des die Meßrohre 1 , 2 durchströmenden Fluids abhängig. Daher kann aufgrund der Schwingfrequenz die Dichte des Fluids ermittelt werden. Da die Dichte bekanntlich von der Temperatur abhängt, wird auch diese gemessen, siehe unten. Ein erster Teil 61 der Erregeranordnung 6 ist am Scheitelbogen 17 des Meßrohrs 1 im Bereich von dessen oben erwähnter Symmetrielinie und ein zweiter Teil 62 der Erregeranordnung 6 am Scheitelbogen 27 des Meßrohrs 2 im Bereich von dessen oben erwähnter Symmetrielinie fixiert, vgl. Fig. 4.
Die Erregeranordnung 6 ist eine elektrodynamische Erregeranordnung, und somit ist der Teil 61 eine Spulen-Anordnung und der Teil 62 eine Dauermagnet- Anordnung, die mit der Spulen-Anordnung durch Eintauchen zusammenwirkt. Die Erregeranordnung 6 wird von einer noch zu erläuterenden Erreger-Schaltung 20 mit der zum Aufrechterhalten der Schwingungen der Meßrohre 1 , 2, insb. auf einer ihrer momentanen Resonanzfrequenzen, erforderlichen Antriebsenergie beliefert. Die Erreger-Schaltung 20 kann z.B. mit der bereits erwähnten Auswerte-Schaltung gemeinsam in einem mit dem Flansch 90 verbundenen, nicht dargestellten Elektronik-Gehäuse untergebracht sein.
Ein erster Geschwindigkeits- oder Wegsensor 7 und ein zweiter Geschwindigkeitsoder Wegsensor 8, die symmetrisch bezüglich der genannten Symmetrielinien der Meßrohre 1 , 2 daran fixiert sind, erzeugen Sensorsignale, mittels denen der Massedurchfluß oder z.B. auch die Dichte des Fluids auf übliche Art und Weise ermittelt werden können.
Ein erster Teil 71 des Geschwindigkeits- oder Wegsensors 7 ist am Rohrstück 15 des Meßrohrs 1 und ein zweiter Teil 72 am Rohrstück 25 des Meßrohrs 2 fixiert, vgl. Fig. 3. Ein erster Teil 81 des Geschwindigkeits- oder Wegsensors 8 ist am Rohrstück 16 des Meßrohrs 1 und ein zweiter Teil 82 am Rohrstück 26 des Meßrohrs 2 fixiert, vgl. Fig. 3.
Die Geschwindigkeits- oder Wegsensoren 7, 8, die im Folgenden kurz als Sensoren 7, 8 bezeichnet werden, sind hier elektrodynamische Geschwindigkeitssensoren; somit sind die Teile 71 , 81 jeweils eine Spulen- Anordnung und die Teile 72, 82 jeweils eine Dauermagnet-Anordnung, die in die zugehörige Spulen-Anordnung eintauchen kann.
Wie oben bereits kurz erwähnt wurde, ist in den Tragrahmen 30 gegenüber den Scheitelbögen 17, 27 und somit auch gegenüber dem Scheitel-Rahmenstück 39 die mehrere elektrische Leiter aufweisende Durchführung 37 befestigt, insb. druckdicht eingesetzt. Hierzu ist am Tragrahmen 30 ein Flansch 90 befestigt, z.B. verschweißt. Der Flansch 90 hat eine Bohrung 91 , so dass die Durchführung 37 von außerhalb des Gehäuses 3 zugänglich ist.
Die Durchführung 37 umfasst eine am Tragrahmen 30 mittels einer abgewinkelten Tragplatte 95 befestigte und zwischen diesem sowie den Scheitelbögen auf diese zulaufenden Leiterplatte 96. Darauf sind Leitbahnen angeordnet, vgl. die Leitbahn 97, die nur in Fig. 2 zu sehen sind.
An jeweils eine dieser Leitbahnen sind Anschluß-Leitungen 63, 64 der Erregeranordnung 6, Anschluß-Leitungen 73, 74 des Geschwindigkeitssensors 7, Anschluß-Leitungen 83, 84 des Geschwindigkeitssensors 8 und Anschluß- Leitungen 93, 94 eines Temperatursensors 9 und somit auch an die einzelnen Leiter der Durchführung 37 angeschlossen. Die Anschluß-Leitungen 63, 64, 73, 74, 83, 84, 93, 94 sind nur in Fig. 2 zu sehen. Zusätzlich ist auch eine Leitbahn für einen Schaltungsnullpunkt SN auf der Leiterplatte 96 vorgesehen, die über metallische, mit ihr mechanisch und daher auch elektrisch verbundene Befestigungsmittel an der metallischen Tragplatte 95 fixiert ist.
Der Temperatursensor 9 (nur in Fig. 2 und 3 zu sehen) ist auf dem Auslaßbogen 14 des Meßrohrs 1 , z.B. durch Kleben, befestigt und ist z.B. ein Platin-Widerstand. Er dient, wie eingangs erwähnt, zum Messen der momentanen Temperatur des Fluids. Der Temperatursensor 9 kann auch an jeder geeigneten anderen Stelle der Meßrohre 1 , 2 angeordnet werden.
Die Durchführung 37 umfasst ferner einen im Durchführungs-Rahmenstück 36 angebrachten Schlitz 361 , durch den die Leiterplatte 96 gesteckt ist und der sich in den Flansch 90 hineinerstreckt, wobei zwischen Leiterplatte 96 und Schlitz 361 ein zu deren elektrischer Isolierung ausreichender Abstand eingehalten ist.
Ferner ist die Leiterplatte 96 durch eine auf dem Durchführung-Rahmenstück 36 bohrungsseitig aufliegende Scheibe 362 aus einem Isoliermaterial hindurchgesteckt. Eine isolierende Vergussmasse 363 füllt einen oberhalb der Scheibe 362 liegenden Teil der Bohrung 91 vollständig aus, wobei die Vergussmasse 363 auch mehr oder weniger in den Raum zwischen der Leiterplatte 96 und der Innenwand des Schlitzes 361 eingedrungen sein kann. Die Dicke der Vergussmasse 363 in Richtung auf das offene Ende der Bohrung 91 ist mindestens gleich der Länge der für die Zündschutzart Ex-d nach den europäischen Standards EN 50 014 und EN 50 018 in Abhängigkeit von der Spaltbreite vorgeschriebenen Spaltlänge. Diesen Standards entsprechen vergleichbare Standards anderer Länder.
Anstatt des bevorzugten Aufnehmers der Fig. 1 bis 4 können andere, schon im Stand der Technik beschriebene Aufnehmer mit mindestens einem gebogenen Meßrohr zusammen mit der Erfindung verwendet werden, z.B. die in der US-A 53 94 758, der US-A 55 57 973, der US-A 56 75 093, der US-A 57 05 754, der US-A 57 96 011 oder der US-A 62 23605 beschriebenen Aufnehmer. Es können auch Aufnehmer mit mindestens einem geraden Meßrohr zusammen mit der Erfindung verwendet werden, z.B. die Aufnehmer beschrieben in der US-A 47 93 191 , der US-A 53 51 561 , der US-A 55 31 126, der US-A 56 02 345, der US-A 56 16 868, der US-A 57 36 653 oder der US-A 60 06 609.
In Fig. 5 ist teilweise nach Art eines Blockschaltbilds das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erreger-Schaltung 20 entsprechend der ersten Variante der Erfindung dargestellt. Einer Amplitudendemodulationsstufe pd ist als Eingangssignal eines der von den Sensoren 7, 8 gelieferten Sensorsignale oder z.B. auch deren Summe zugeführt. Somit ist die Amplitudendemodulationsstufe pd eingangsseitig mit einem der Sensoren 7, 8 verbunden - in Fig. 5 ist das der Sensor 7. Die Amplitudendemodulationsstufe pd dient dazu, fortwährend eine Schwingungsamplitude der Meßrohrvibrationen zu bestimmen. Des weiteren dient die Amplitudendemodulationsstufe pd dazu, ein Ausgangssignal, z.B. ein einfaches Gleichsignal, zu liefern, das diese erfaßte Schwingungsamplitude repräsentiert. Dafür ist nach einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung in der Amplitudendemodulationsstufe pd ein Spitzenwertdetektor für das Eingangssignal vorgesehen. Anstelle dieses Spitzenwertdetektors kann aber z.B. auch ein Synchrongleichrichter zum Erfassen der Schwingungsamplitude verwendet werden, der von einem zum Eingangssignal phasengleichen Referenzsignal getaktet ist.
Ein erster Eingang einer Vergleichsstufe sa ist mit einem Ausgang der Amplitudendemodulationsstufe pd verbunden; einem zweiten Eingang der Vergleichsstufe sa ist ein einstellbares Referenzsignal Sr zugeführt, das eine Amplitude der Vibration der Meßrohre 1 , 2 vorgibt. Die Vergleichsstufe sa ermittelt eine Abweichung des Ausgangssignals der Amplitudendemodulationsstufe pd vom Referenzsignal Sr und gibt diese als ein entsprechende Ausgangsignal aus. Diese Abweichung kann z.B. unter Verwendung einer einfachen Differenz zwischen der erfaßten und der durch das Refernzsignal Sr vorgegebenen Schwingungsamplitude inform eines absoluten Amplitudenfehlers oder z.B. auch unter Verwendung eines Quotienten aus erfaßter und vorgegebener Schwingungsamplitude inform eines relativen Amplitudenfehlers bestimmt und weitergegeben werden.
Einem ersten Eingang einer Amplitudenmodulationsstufe am ist das Eingangssignal der Amplitudendemodulationsstufe pd und einem zweiten Eingang das Ausgangssignal der Vergleichsstufe sa zugeführt. Die Amplitudenmodulationsstufe am dient dazu, das Eingangssignal der Amplitudendemodulationsstufe pd mit dem dem Ausgangssignal der Vergleichsstufe sa amplituden zu modulieren. Dabei ist ein Sensorsignal bzw. die Summe der beiden Sensorsignale - bzw. ein dazu jeweils proportionales Signal, s.u. - das Trägersignal und ein mittels der Vergleichsstufe sa erzeugtes Fehlersignal das Modulationssignal, das - immerhin langsam - veränderlich ist. Das Fehlersignal stellt die Abweichung der momentanen Vibrationsamplitude des Meßrohrs bzw. der Meßrohre 1 , 2 von dessen bzw. deren durch das Referenzsignal Sr repräsentierten Soll-Schwingungsamplitude dar. Des weiteren dient die Amplitudenmodulationsstufe am dazu, ein die Antriebsergie tragendes Treibersignal für die Erregeranordnung 6 zu liefern. Dafür weist die Amplitudenmodulationsstufe am eine entsprechende Enstufe ps zum Verstärken des mit dem Modulationssignal modulierten Trägersignals.
Zum Zwecke der Amplitudenmodulation des Träger- mit dem Modulationssignal ist nach einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung in der Amplitudenmodulationsstufe am ein ein Multiplizierer m vorgesehen, vgl. Fig. 6
In Fig. 6 ist teilweise nach Art eines Blockschaltbilds das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Erreger-Schaltung 20 entsprechend der zweiten Variante der Erfindung dargestellt. Das Ausführungsbeispiel der Fig. 6 unterscheidet sich von dem der Fig. 5 dadurch, dass anstatt von deren Amplitudenmodulationsstufe am eine Pulsweitenmodulationsstufe pwm mit einem von einem externe Wechselsignal getakteten Pulsdauermodulator pm vorgesehen ist. Der Pulsdauermodulator pm ist, wie in Fig. 6 gezeigt, an einer konstanten positiven ersten Gleichspannung +U1 betrieben und liegt am Schaltungsnullpunkt SN.
Einem ersten Eingang des Pulsdauermodulators pm - das ist der Trägersignal- Eingang - ist das Eingangssignal der Amplitudendemodulationsstufe pd zugeführt. Somit ist dieser erste Eingang mit einem der Sensoren verbunden - in Fig. 6 ist das wieder der Sensor 7. Einem zweiten Eingang des Pulsdauermodulators pm - das ist der Modulationssignal-Eingang - ist das zum ermittelten Amplitudenfehler proportionale Fehlersignal zugeführt. Der Ausgang des Pulsdauermodulators pm wiederum ist mit dem Eingang einer Endstufe ps1 verbunden, die ausgangsseitig die Erregeranordnung 6 mit einem entsprechenden Treibersignal speist. Das von der Endstufe ps' gelieferte Treibersignal ist hierbei ein Rechtecksignal, das mit einer Signalfrequenz des Eingangssignals der Amplitudendemodulationsstufe pd getaktet ist und das eine mit dem Ausgangssignal der Vergleichsstufe sa modulierte Pulsweite aufweist.
In Fig. 7 ist teilweise nach Art eines Blockschaltbilds das Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Erreger-Schaltung 20 entsprechend der ersten Variante der Erfindung dargestellt. Das Ausführungsbeispiel der Fig. 7 unterscheidet sich von dem der Fig. 5 dadurch, dass anstatt von deren Multiplizierer m ein Komparator kk und ein Gleichspannungswandler de vorgesehen sind, der wenigstens eine einen in der Erregeranordnung 6 fließenden, geschalteten Erregerstrom treibende Versorgungsspannung liefert. Die Amplitude dieser Versorgungsspannung wiederum ist abhängig von dem Ausgangssignal der Vergleichsstufe sa und daher als nicht-konstant zu betrachten. Je nach Auslegung der Versorgungsspannung kann der Erregerstrom bi-polar oder aber auch uni-polar sein.
Daher liefert der Gleichspannungswandler de nach einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung gemäß Fig. 7 eine Versorgungsspannung mit einem positiven ersten Potential +u und einem negativen zweiten Potential -u, wobei ein dem Einstellen der Potentiale dienender Steuer-Eingang des Gleichspannungswandler de das Ausgangssignal der Vergleichsstufe sa empfängt. Die vom Gleichspannungswandler de gelieferte, in ihrer Amplitude angepaßte Versorgungsspannung ist einer entsprechenden, dem Speisen der Erregeranordnung 6 dienenden Endstufe ps" der Pulsweitenmodulationsstufe pwm als Betriebsspannung angelegt. Außerdem ist die Endstufe ps" eingangsseitig mit dem einen Ausgang des Komparators kk verbunden. Der Komparator kk ist an der konstanten positiven ersten Gleichspannung +U1 betrieben und liegt am Schaltungsnullpunkt SN. Einem Eingang des Komparators kk ist das Eingangssignal des Spitzenwertdetektors pd zugeführt. Somit ist der Komparator kk eingangsseitig mit einem der Sensoren verbunden - in Fig. 7 ist das wieder der Sensor 7.
In den Fig. 5 bis 7 ist jeweils gestrichelt angedeutet, dass anstatt eines der Sensorsignale der Sensoren 7, 8 auch deren Summe dem Spitzenwertdetektor pd und dem Multiplizierer m bzw. dem Pulsdauermodulator pm bzw. dem Komparator kk zugeführt werden kann; dann sind diese Sensorsignale über einen Summierer s zu führen.
In den Fig. 5 bis 7 sind weitere gestrichelt gezeichnete Teilschaltungen zu sehen, die bevorzugte Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Erreger-Schaltung darstellen.
In einer Weiterbildung der Erregreschaltung 20 ist ein Vorverstärker vv vorgesehen, der dem Spitzenwertdetektor pd oder ggf. dem Synchrongleichrichter vorgeschaltet ist.
In einer anderen Weiterbildung der Erregreschaltung 20 ist ein Verstärker v vorgesehen, der das Ausgangssignal der Vergleichsstufe sa verstärkt, bevor es als Fehlersignal zur Amplitudenmodulationsstufe am gelangt. Ein solcher Verstärker kann ein Operationsverstärker op sein, dessen nicht-invertierender Eingang am Schaltungsnullpunkt SN liegt, dessen invertierender Eingang über einen Vorwiderstand wv mit dem Ausgang der Vergleichsstufe sa und über einen Shuntwiderstand ws mit dem Verstärker-Ausgang verbunden ist. Der derart beschaltete Operationsverstärker op ist jeweils rechts oben in den Fig. 5 bis 7 zu sehen. In einer weiteren bevorzugten Weiterbildung der Erregreschaltung 20 ist ein integrierender Verstärker vi vorgesehen, der das Ausgangssignal der Vergleichsstufe sa verstärkt und integriert, bevor es als Fehlersignal zum Multiplizierer m gelangt. Ein solcher Verstärker kann ein Operationsverstärker op' sein, dessen nicht-invertierender Eingang am Schaltungsnullpunkt SN liegt, dessen invertierender Eingang über einen Vorwiderstand wv' mit dem Ausgang der Vergleichsstufe sa und über eine Serienschaltung aus einen Shuntwiderstand ws' und einem Kondensator k mit dem Verstärker-Ausgang verbunden ist. Der derart beschaltete Operationsverstärker op' ist jeweils rechts in der Mitte der Fig. 5 bis 7 zu sehen.
Eine andere Weiterbildung der Erregreschaltung 20 besteht in einem differenzierenden und integrierenden Verstärker vd, der das Ausgangssignal der Vergleichsstufe sa verstärkt, differenziert und integriert, bevor es als Fehlersignal zum Multiplizierer m gelangt. Ein solcher Verstärker kann ein Operationsverstärker op" sein, dessen nicht-invertierender Eingang am Schaltungsnullpunkt SN liegt, dessen invertierender Eingang über eine Parallelschaltung eines Vorwiderstands wv" und eines ersten Kondensators k1 mit dem Ausgang der Vergleichsstufe sa und über eine Serienschaltung aus einen Shuntwiderstand ws" und einem zweiten Kondensator k2 mit dem Verstärker-Ausgang verbunden ist. Der derart beschaltete Operationsverstärker op" ist jeweils rechts unten in den Fig. 5 bis 7 zu sehen.
Mittels der Pfeile ist in den Fig. 5 bis 7 angedeutet, dass der jeweilige Verstärker v, vi, vd an die Stelle des gestrichelt gezeichneten Quadrats q zu setzen ist, das entweder zwischen dem Ausgang der Vergleichsstufe sa und dem zweiten Eingang des Amplitudenmodulationsstufe am oder aber zwischen dem Ausgang der Vergleichsstufe sa und dem Modulationssignal-Eingang der Pulsweitenmodulationsstufe pwm liegt.
Es liegt im Rahmen der Erfindung, dass die Funktionen der einzelnen Teilschaltungen der Fig. 5 bis 7 durch entsprechende analoge oder digitale Teilschaltungen realisiert werden, in letzterem Fall also z.B. mittels eines geeignet programmierten Mikroprozessors, wobei die diesem zuzuführenden Signale zuvor einer Analog/Digital-Wandlung und dessen Ausgangssignale gegebenenfalls einer Digital/Analog-Wandlung zu unterziehen sind. In Fig. 8 ist ein Schaltbild eines bevorzugten ersten Ausführungsbeispiels einer Endstufe ps dargestellt, die beispielsweise in der Amplitudenmodulationsstufe am gemäß Fig. 5 eingesetzt werden kann. Ein Operationsverstärker ov ist an einer positiven und an einer negativen, jeweils konstanten Gleichspannung +U, -U betrieben und wie folgt beschaltet. Ein invertierender Eingang liegt über einen ersten Widerstand w1 am Schaltungsnullpunkt SN und ein nicht-invertierender Eingang über einen zweiten Widerstand w2 am Ausgang des Multiplizierers m.
Ein Ausgang des Operationsverstärkers ov ist unter Zwischenschaltung eines dritten Widerstands w3 mit einem ersten Pol pp1 einer Primärwicklung eines Transformators tf verbunden; ein zweiter Pol pp2 der Primärwicklung liegt am Schaltungsnullpunkt SN. Der Transformator tf hat auch eine Sekundärwicklung, die mittels ihrer beiden Pole sp1 , sp2 an der Erregeranordnung 6 angeschlossen ist.
Die Primärwicklung hat eine Pπ'märwindungszahl N1 und die Sekundärwicklung eine Sekundärwindungszahl N2. Der Transformator tf ist ein Strom-Aufwärts- Transformator und hat ein Übersetzungsverhältnis N1/N2 von z.B. 20:1.
Der invertierende Eingang des Operationsverstärkers ov ist über einen vierten Widerstand w4 am ersten Pol pp1 der Primärwicklung angeschlossen. Der nicht- invertierende Eingang ist über einen fünften Widerstand w5 mit dem Ausgang verbunden.
Die fünf Widerstände w1 , w2, w3, w4, w5 haben entsprechende Widerstandswerte R1 , R2, R3, R4, R5. Der Widerstandswert R1 ist gleich dem Widerstandswert R2 und der Widerstandswert R4 ist gleich dem Widerstandswert R5 zu wählen. Der in der Erregeranordnung 6 fließende Wechselstrom i ergibt sich wie folgt, wenn die Ausgangsspannung des Multiplizierers m mit um bezeichnet ist:
• _ R5 M l _ üm ' R1 R3 N2
In Fig. 9 ist ein Schaltbild eines bevorzugten zweiten Ausführungsbeispiels einer Endstufe ps' dargestellt, die beispielsweise in der Pulsweitenmodulationsstufe pwm gemäß Fig. 6 eingesetzt werden kann. Der "Kern" dieser Ausgestaltung der Endstufe, die eine komplementäre Gegentakt-Endstufe ist, ist eine Serienschaltung des gesteuerten Strompfads eines P-Kanal-Enhancement- Isolierschicht-Feldeffekt-Transistors P mit einem N-Kanal-Enhancement- Isolierschicht-Feldeffekt-Transistor N, die im Folgenden kurz als Transistoren bezeichnet sind.
Am Verbindungspunkt der gesteuerten Strompfade ist die Erregeranordnung 6 angeschlossen. Jedem gesteuerten Strompfad ist eine Schutzdiode dn, dp parallelgeschaltet, wobei die jeweilige Katode am positiveren Punkt des jeweiligen Transistors liegt.
Das P-transistor-seitige Ende der Serienschaltung liegt an einer konstanten positiven zweiten Gleichspannung +U2 und deren N-transistor-seitiges Ende an einer entsprechenden negativen Gleichspannung -U2. Die Gates der Transistoren N, P sind miteinander und mit einem Ausgang eines Komparators kk' verbunden. Der nicht-invertierende Eingang des Komparators kk' liegt am Ausgang des Pulsdauermodulators pm, vgl. Fig. 6.
Der invertierende Eingang des Komparators kk' ist mit einem Abgriff eines Spannungsteilers verbunden, der aus einem Widerstand r1 und einem Widerstand r2 besteht. Die Widerstände r1 , r2 haben die gleichen Widerstandswerte und liegen zwischen der positiven Gleichspannung +U1 und dem Schaltungsnullpunkt SN. Die Widerstände r1 , r2 und der Komparator kk' dienen der Symmetrierung des Ausgangssignals des Pulsdauermodulators pm bezüglich des halben Wertes der Gleichspannung +U1.
Die Erregeranordnung 6 erhält somit bei jedem positiv gerichteten Nulldurchgang des Ausgangssignals des Sensors 7 bzw. der Summe der Ausgangssignale der Sensoren 7, 8 einen positiven Stromimpuls und bei jedem negativ gerichteten Nulldurchgang des Ausgangssignals des Sensors 7 bzw. der Summe der Ausgangssignale der Sensoren 7, 8 einen negativen Stromimpuls zugeführt. Die jeweilige Dauer dieser Stromimpulse stellt sich automatisch so ein, dass die durch das Referenzsignal Sr vorgegebene Schwingungsamplitude des Meßrohrs bzw. der Meßrohre 1 , 2 erreicht wird. In Fig. 10 ist ein Schaltbild eines bevorzugten dritten Ausführungsbeispiels einer Endstufe ps" dargestellt, die beispielsweise in der Amplitudenmodulationsstufe am gemäß Fig. 7 eingesetzt werden kann. Der "Kern" diese Ausgestaltung der Endstufe, die wieder eine komplementäre Gegentakt-Endstufe ist, ist auch hier wie in Fig. 9 eine Serienschaltung des gesteuerten Strompfads eines P-Kanal- Enhancement-Isolierschicht-Feldeffekt-Transistors P' mit einem N-Kanal- Enhancement-Isolierschicht-Feldeffekt-Transistor N1, die im Folgenden wieder kurz als Transistoren bezeichnet sind.
Am Verbindungspunkt der gesteuerten Strompfade ist die Erregeranordnung 6 angeschlossen. Jedem gesteuerten Strompfad ist eine Schutzdiode dn', dp' parallelgeschaltet, wobei die jeweilige Katode am positiveren Punkt des jeweiligen Transistors liegt.
Das P-transistor-seitige Ende der Serienschaltung liegt an der vom Ausgangssignal der Vergleichsstufe sa abhängigen positiven Gleichspannung +u und deren N-transistor-seitiges Ende an der vom Ausgangssignal der Vergleichsstufe sa abhängigen negativen Gleichspannung -u. Die Gates der Transistoren N', P1 sind miteinander und mit einem Ausgang eines Komparators kk" verbunden. Der nicht-invertierende Eingang des Komparators kk" liegt am Ausgang des Komparators kk, vgl. Fig. 7.
Der invertierende Eingang des Komparators kk" ist mit einem Abgriff eines Spannungsteilers verbunden, der aus einem Widerstand r3 und einem Widerstand r4 besteht. Die Widerstände r3, r4 haben die gleichen Widerstandswerte und liegen zwischen der konstanten positiven ersten Gleichspannung +U1 und dem Schaltungsnullpunkt SN. Die Widerstände r3, r4 und der Komparator kk" dienen der Symmetrierung des Ausgangssignals des Komparators kk bezüglich des halben Wertes der Gleichspannung +U1.
Die Erregeranordnung 6 erhält somit während jeder positiven Halbwelle des Ausgangssignals des Sensors 7 bzw. der Summe der Ausgangssignale der Sensoren 7, 8 einen positiven Stromimpuls und während jeder negativen Halbwelle des Ausgangssignals des Sensors 7 bzw. der Summe der Ausgangssignale der Sensoren 7, 8 einen negativen Stromimpuls zugeführt. Die jeweilige Amplitude dieser Stromimpulse ist von den vom Ausgangssignal der Vergleichsstufe sa abhängigen Gleichspannungen +u, -u ihrerseits abhängig, sodass sich die durch das Referenzsignal Sr vorgegebene Schwingungsamplitude des Meßrohrs bzw. der Meßrohre 1 , 2 automatisch einstellt.
Die erwähnten Gleichspannungen +U1 , +U2, -U2 werden auf der Basis der von der Zwei-Leiter-Prozesskontroll-Schleife zur Verfügung gestellten Energie in üblicher weise erzeugt. Es ist auch möglich, anstatt der beiden positiven Gleichspannungen +U1 , +U2 nur eine einzige positive Gleichspannung vorzusehen.
Die erwähnte Zweidraht-Prozesskontroll-Schleife führt bei der Erfindung einerseits bevorzugt einen der Energieversorgung dienenden Gleichstrom, wobei insb. das Messsignal ebenfalls ein Gleichstrom ist, der z.B. standard-gemäß einen Bereich von 4 mA bis 20 mA umfasst. Andererseits kann das Messsignal auch bevorzugt ein Digitalsignal sein, sodass die Zweidraht-Prozesskontroll-Schleife an einen Feldbus angeschlossen werden kann.
Die Erregerschaltung der Erfindung stellt zusammen mit dem bzw. den Meßrohren 1 , 2 einen Regelkreis dar, der sich elektrisch sowohl auf die mechanische Resonanzfrequenz der erregten Vibrationen des bzw. der Meßrohre 1 , 2 als auch auf die mittels des Referenzsignals Sr vorgegebene Amplitude dieser Vibrationen einstellt.
Es sind daher die bisher üblichen Erregerschaltungen, die eine Amplitudenregelstufe und eine phasenverriegelte Schleife, eine sogenannte PLL, zur elektrischen Regelung der Resonanzfrequenz und der Vibrationsamplitude aufweisen, nicht erforderlich. Die bisherigen Erregerschaltungen sind nicht nur, was die Anzahl der erforderlichen Komponenten betrifft, sehr aufwendig, sondern sie benötigen auch weit mehr Versorgungsenergie, als bei Zwei-Draht- Meßgeräten zur Verfügung steht.
Die Erregerschaltung 20 der Erfindung benötigt nur wenige Komponenten, die somit insgesamt auch nur eine praktisch vernachlässigbare Verlustleistung aufweisen, so dass die zur Verfügung stehende geringe Versorgungsenergie fast vollständig für die Erregung nutzbar ist.

Claims

PATENTANSPRÜCHE
1. Erreger-Schaltung für einen mit einer Zwei-Leiter-Prozesskontroll-Schleife verbundenen, allein davon mit Energie versorgten und allein darüber ein Messsignal abgebenden Coriolis-Massedurchflußmesser (10) mit
- wenigstens einem im Betrieb vibrierenden Meßrohr (1 , 2),
- einer elektromechanischen Erregeranordnung (6) zum Vibrierenlassen des wenigstens einen Meßrohrs bei einer Schwingfrequenz, die gleich einer momentanen mechanischen Resonanzfrequenz desselben oder dieser benachbart ist,
- eine auf Vibrationen des wenigstens einen Meßrohrs (1, 2) reagierenden Sensoranordnung (7, 8) zum Erzeugen eines einlaßseitige Vibrationen des Meßrohrs (1 , 2) repräsentierenden ersten Sensorsignals und eines auslaßseitige Vibrationen des Meßrohrs (1 , 2) repräsentierenden zweiten Sensorsignals, welche Erreger-Schaltung umfasst:
- eine Amplitudendemodulationsstufe (pd) zum Erzeugen eines Ausgangssignal, das eine Schwingungsamplitude des vibrierenden Meßrohrs (1 , 2) momentan repräsentiert, wobei der Amplitudendemodulationsstufe (pd) eines der von der Sensoranordnung (7, 8) gelieferten Sensorsignale bzw. deren Summe als Eingangssignal zugeführt ist,
- eine Vergleichsstufe (sa) zum Ermitteln einer Abweichung der erfaßten Schwingungsamplitude des vibrierenden Meßrohrs (1 , 2) von einer vorgegebenen Soll-Schwingungsamplitude, wobei der Vergleichsstufe (sa) eingangseits neben dem Ausgangssignal der Amplitudendemodulationsstufe (pd) ein Referenzsignal (Sr) zugeführt ist, das die Soll-Schwingungsamplitude repräsentiert sowie
- eine eingangsseits mit einem Ausgang der Vergleichsstufe (sa) gekoppelte Amplitudenmodulationsstufe (am) zum Erzeugen eines Treibersignals für die Erregeranordnung (6), das eine von der ermittelten Abweichung abhängige Signalamplitude aufweist, wobei der Amplitudenmodulationsstufe (am) eingangsseits neben einem die Abweichung der erfaßten Schwingungsamplitude von der vorgegebenen Soll-Schwingungsamplitude repräsentierenden Fehlersignal das Eingangssignal der Amplitudendemodulationsstufe (pd) zugeführt ist.
2. Erreger-Schaltung für einen mit einer Zwei-Leiter-Prozesskontroll-Schleife verbundenen, allein davon mit Energie versorgten und allein darüber ein Messsignal abgebenden Coriolis-Massedurchflußmesser (10) mit
- wenigstens einem im Betrieb vibrierenden Meßrohr (1 , 2),
- einer elektromechanischen Erregeranordnung (6) zum Vibrierenlassen des wenigstens einen Meßrohrs bei einer Schwingfrequenz, die gleich einer momentanen mechanischen Resonanzfrequenz desselben oder dieser benachbart ist,
- eine auf Vibrationen des wenigstens einen Meßrohrs (1, 2) reagierenden Sensoranordnung (7, 8) zum Erzeugen eines einlaßseitige Vibrationen des Meßrohrs (1, 2) repräsentierenden ersten Sensorsignals und eines auslaßseitige Vibrationen des Meßrohrs (1 , 2) repräsentierenden zweiten Sensorsignals, welche Erreger-Schaltung umfasst:
- eine Amplitudendemodulationsstufe (pd) zum Erzeugen eines Ausgangssignal, das eine Schwingungsamplitude des vibrierenden Meßrohrs (1 , 2) momentan repräsentiert, wobei der Amplitudendemodulationsstufe (pd) eines der von der Sensoranordnung (7, 8) gelieferten Sensorsignale bzw. deren Summe als Eingangssignal zugeführt ist,
- eine Vergleichsstufe (sa) zum Ermitteln einer Abweichung der erfaßten Schwingungsamplitude des vibrierenden Meßrohrs (1 , 2) von einer vorgegebenen Soll-Schwingungsamplitude, wobei der Vergleichsstufe (sa) eingangseits neben dem Ausgangssignal der Amplitudendemodulationsstufe (pd) ein Referenzsignal (Sr) zugeführt ist, das die Soll-Schwingungsamplitude repräsentiert sowie
- eine eingangsseits mit einem Ausgang der Vergleichsstufe (sa) gekoppelte Pulsweitenmodulationsstufe (pwm) zum Erzeugen eines getakteten Treibersignals für die Erregeranordnung (6), das eine von der ermittelten Abweichung abhängige Pulsweite aufweist, wobei der Pulsweitenmodulationsstufe (pwm) eingangsseits neben einem die Abweichung der erfaßten Schwingungsamplitude von der vorgegebenen Soll-Schwingungsamplitude repräsentierenden Fehlersignal das Eingangssignal der Amplitudendemodulationsstufe (pd) zugeführt ist.
3. Erreger-Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die
Amplitudendemodulationsstufe (pd) einen Spitzenwertdetektor zum Erfassen einer Signalamplitude des Eingangssignals der Amplitudendemodulationsstufe (pd) umfaßt.
4. Erreger-Schaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der die Amplitudendemodulationsstufe (pd) einen Vorverstärker (vv) für das Eingangssignal der Amplitudendemodulationsstufe (pd) umfaßt.
5. Erreger-Schaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der in der Vergleichsstufe (sa) zum Erzeugen des Fehlersignals einen proportional, integrierend und/oder differenzierend übertragenden Verstärker (v, vi, vd) vorgesehen ist.
6. Erreger-Schaltung nach Anspruch 1 , bei der die Amplitudenmodulationsstufe (am) eine Endstufe (ps) mit einem Operationsverstärker (ov) umfaßt, der wie folgt beschaltet ist:
- ein invertierender Eingang liegt über einen ersten Widerstand (w1) an einem Schaltungsnullpunkt (SN),
-- ein nicht-invertierender Eingang liegt über einen zweiten Widerstand (w2), der den gleichen Widerstandswert wie der erste Widerstand hat, am Ausgang des Multiplizierers (m),
- ein Ausgang ist unter Zwischenschaltung eines dritten Widerstands (w3) mit einem ersten Pol (pp1) einer Primärwicklung eines Transformators (tf) verbunden, von der ein zweiter Pol (pp2) am Schaltungsnullpunkt (SN) liegt, welcher Transformator
— eine mit der elektromechanischen Erregeranordnung (6) verbundene Sekundärwicklung aufweist und
— ein Strom-Aufwärts-Transformator ist,
-- der invertierende Eingang ist über einen vierten Widerstand (w4) mit dem Ausgang verbunden, und
-- der nicht-invertierende Eingang ist über einen fünften Widerstand (w5), der den gleichen Widerstandswert wie der vierte Widerstand hat, am ersten Pol (pp1) der Primärwicklung angeschlossen.
7. Erreger-Schaltung nach Anspruch 1 , bei der die Amplitudenmodulationsstufe (am) eine komplementäre Gegentakt-Endstufe (ps") umfasst, die mit einer von der ermittelten Abweichung abhängigen Versorgungsgleichspannung (+u, -u) gespeist ist.
8. Coriolis-Massedurchflußmesser mit einer Erreger-Schaltung nach einem der vorherigen Ansprüche bei dem die Zweidraht-Prozesskontroll-Schleife einen der Energieversorgung dienenden Gleichstrom führt.
9. Coriolis-Massedurchflußmesser nach Anspruch 8 bei dem das Messsignal ein, insb. innerhalb eines Bereichs von 4 mA bis 20 mA veränderlicher, Gleichstrom ist.
10. Coriolis-Massedurchflußmesser nach Anspruch 8 bei dem das Messsignal ein Digitalsignal ist.
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