EP0964476A1 - Wideband radar optical control device for receiving or transmitting - Google Patents

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EP0964476A1
EP0964476A1 EP99401312A EP99401312A EP0964476A1 EP 0964476 A1 EP0964476 A1 EP 0964476A1 EP 99401312 A EP99401312 A EP 99401312A EP 99401312 A EP99401312 A EP 99401312A EP 0964476 A1 EP0964476 A1 EP 0964476A1
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EP
European Patent Office
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frequency
signal
mixer
edk
wavelength
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Granted
Application number
EP99401312A
Other languages
German (de)
French (fr)
Other versions
EP0964476B1 (en
Inventor
Thomas THOMSON-CSF P.I.D.B. Merlet
Olivier THOMSON-CSF P.I.D.B. Maas
Daniel THOMSON-CSF P.I.D.B. Dolfi
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Thales SA
Original Assignee
Thomson CSF SA
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Publication date
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Publication of EP0964476B1 publication Critical patent/EP0964476B1/en
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/2676—Optically controlled phased array

Definitions

  • the present invention relates to a control device optical for the transmission and reception of a broadband radar. She applies to the control of wideband electronic scanning antennas, to ensure both the transmission and the reception of a beam of a beam reflected by a target.
  • An electronic scanning antenna has a plurality of radiating elements which both transmit and receive a microwave signal.
  • a transmission or reception beam is formed by all of the signals transmitted or received by each element.
  • To orient a beam in a given direction ⁇ it is necessary to create time delays between signals transmitted or received by the different radiating elements.
  • To obtain an analogous effect it was known to create a phase delay between these signals.
  • the phase shift ⁇ 1 - ⁇ 2 is equal to 2 ⁇ f (T 1 -T 2 ).
  • the previous relation (1) highlights a drawback major, in that the phase shift depends on the frequency. In consequently, if the frequency varies, the angle of aim also varies. This beam orientation method is therefore not suitable for a radar broadband.
  • microwave techniques do not allow create a time delay between signals other than by creating of the previous phase shift, except to implement a prohibitive device of the from the point of view of space and cost. Indeed, an a priori solution simpler would be to create a delay directly between the signals supplied to the different radiating elements, but that would require circuits bulky and expensive microwave, due in particular to the dimensions essential imposed by the wavelengths involved.
  • optical techniques makes it possible to get rid of the aforementioned drawback, by controlling the radiating elements directly by time delays, without going through the phase shift device, these delays being created in the optical field.
  • solutions of optical control of electronically scanned antennas have already been placed in action.
  • many architectures of optical controls have therefore already been proposed in order to control the radiation pattern on emission.
  • An example of optical architecture is for example presented in the French patent n ° 90 03386.
  • the local oscillator frequency is supplied at the output of a photo-mixer by mixing the frequency of the received signal carried by the optical wave and an intermediate frequency, then the frequency of the reception signal supplied to the radar processing means, intermediate frequency increased by the Doppler frequency of the received signal, is obtained at the output of a microwave mixer by mixing the local oscillator frequency with transmission frequency.
  • the main advantages of the invention are that it avoids the transposition on an optical carrier of the reception signal, while benefiting from the broadband processing offered by a delay architecture and that it is simple to implement.
  • Figure 1 illustrates an optical control device operating in transmission and in reception, of the type for example of that described by the French patent n ° 94 11498.
  • the signals which result therefrom serve, the emission, to the supply of active modules or radiant elements and, to reception, when generating a local oscillator adapted in frequency and direction.
  • a first source L1 emits a single-frequency light beam F1 of wavelength ⁇ 1 (pulsation ⁇ 1).
  • a frequency translator T1 receives this light and transmits light at ⁇ 1 and light at ⁇ 1 + 2 ⁇ f e modulated using a signal of frequency f e .
  • the frequency translator T1 is for example an acousto-optical Bragg cell for frequencies substantially less than or equal to 5 GHz or an integrated optical device for higher frequencies.
  • a second light source emits another single-frequency light beam F2 of wavelength ⁇ 2 (pulsation ⁇ 2).
  • a frequency translator T2 receives this light and transmits light at ⁇ 2 and light at ⁇ 2 + 2 ⁇ (f e + f o ) modulated by a signal of frequency f e + f o .
  • the frequency f e is situated in the microwave range and corresponds to the emission frequency of the antenna.
  • the frequency f o takes the place of the local oscillator frequency for the reception mode of the antenna in the following description.
  • the light emitted by the translator T1 is polarized according to a determined direction. That emitted by the translator T2 is polarized according to a direction perpendicular to that emitted by T1.
  • An ME optical mixing system superimposes the light from the translator T1 to that from the translator T2.
  • the resulting beam has so light polarized in two orthogonal directions, like this is symbolized in Figure 1, and at the different frequencies from translators T1 and T2.
  • the resulting beam is extended by a SE beam splitter so as to be distributed over the different inputs of a set of circuits to DCR delay.
  • This set of DCR delay circuits can for example be produced as described in the French patent application n ° 92 34 467.
  • Each delay circuit delays the light coming from differently from source L1 and the light from source L2. More precisely, according to an exemplary embodiment, if T is the maximum delay induced by a delay circuit, light from source L1 is delayed by one time ti and the light coming from the source L2 is delayed by a time T-ti complementary to time T.
  • the times T of the different delay circuits are for example equals.
  • the DCR delay circuits comprise a set of spatial light modulators comprising pxp pixels (same number of pixels as radiating antenna elements) and making it possible to control the phase shift and the delay assigned to each of the channel pxp thus cut.
  • the DCR delay circuits provide delays in geometric progression so that N spatial modulators are sufficient to obtain 2 N distinct delay values on each of the pxp channels of the architecture.
  • the switching of the delays is based on the controlled rotation, thanks to the spatial light modulators, of the polarization of the beams.
  • the property of the DCR is exploited, which is to generate, on each channel, additional delays for crossed polarization states at the input. Indeed, if the beam coming from L 1 undergoes a delay on the channel i, then the beam coming from L 2 undergoes a delay Tt i , T being the crossing time of the DCR.
  • Each output Sd of a delay circuit provides light at the wavelength ⁇ 1 modulated at the frequency f e and light at the wavelength ⁇ 2 modulated at the frequency f e + f o .
  • PDRi and PDRn detection circuits are connected to Sd outputs for example by optical fibers. These circuits are by example made as shown in the bottom right of Figure 1. Each circuit includes a chromatic separator MD separating the light at the wavelength ⁇ 1 of light at wavelength ⁇ 2.
  • Light at wavelength ⁇ 1 is transmitted to a photodetector PDRi, 1 which emits a photocurrent of frequency f e towards a radiating element EDI.
  • This photocurrent results from the beat between the light at ⁇ 1 and the light at ⁇ 1 + 2 ⁇ f e .
  • the transmitted photocurrent is amplified by an amplifier so as to be compatible with the radiated power necessary for the emission of the radiant element of the radar.
  • the light at the wavelength ⁇ 2 is transmitted to another photodetector PDRi, 2 by the chromatic separator. This emits a photocurrent resulting from the beat between the light at ⁇ 2 and ⁇ 2 + 2 ⁇ (f e + f o ).
  • This photocurrent is applied to a microwave mixer Mk which also receives a signal received by an antenna element.
  • a directional coupler CD makes it possible to couple, on the one hand, the photocurrent of PDRi, 1 to an antenna element in the transmission direction and to couple, on the other hand, a detection current of an antenna element (in the receiving direction) to the frequency mixer Mk.
  • the set of signals from PDRI photodetectors, 2 constitutes in fact a local oscillator (homodyne or heterodyne) adapted to the antenna transmission direction.
  • the signal received by an antenna element EDk is amplified and is applied jointly to the signal from PDR k2 , on a microwave mixer Mk.
  • the signal emitted by the antenna element EDk is of the form S (tT k )
  • the same element receives a signal R (t '+ T k ) which must therefore be mixed with a local oscillator S' (t '+ T + ⁇ k ).
  • FIG. 2 presents a network made up of two radiating elements S 1 , S 2 separated by a distance d and fed by variable delays I 1 , I 2 .
  • An angle ⁇ represents the aiming or pointing angle of the beam.
  • a plane 21, perpendicular to the pointing direction 22 denoted ⁇ represents an equiphase plane, that is to say a plane where all the signals have the same phase.
  • the reception signals are transposed on an optical carrier.
  • the system being reciprocal, the condition on the delays to be introduced to pick up a wave in the direction ⁇ is, in this case, strictly identical.
  • mixers are introduced behind each radiating element as illustrated in FIG. 3.
  • the mixers M1, M2 located behind each radiating element receive the signal in reception and the signal OL of the local oscillator having undergone a delay I 1 ', I 2 '.
  • the intermediate frequency signals Fi1, Fi2 result from the mixing of the received signal, at the transmission frequency RF and of the signal OL of the local oscillator. This mixture results in the subtraction of the frequencies and the phases of the signals.
  • the phases ⁇ (Fi1), ⁇ (Fi2) of the intermediate frequency signals Fi1, Fi2 verify the following relationships: where ⁇ RF and ⁇ OL represent respectively the pulses of the reception signals and of the local oscillator, c representing the speed of light.
  • the phases ⁇ r1 and ⁇ r2 represent the phases received on the dipoles.
  • the frequency of the local oscillator OL is chosen outside the radar agility band, so as in particular to avoid the problems associated with aliasing. Consequently, the use in reception mode of such an architecture is restricted to radars with low bandwidth, for example of the order 10 MHz. It therefore appears necessary to make changes to the operation in particular of an architecture of the type of that of FIG. 1, so as to retain broadband ownership to the architectures to optical control using time delays.
  • a drawback of the correlation architecture therefore stems in particular from the fact that the use of the complementary delays is incompatible with frequencies f o and f e , local oscillator and emission signals, typically 500 MHz apart for a radar. broadband. However, this frequency shift between the local oscillator and the transmission or reception signal is necessary for the proper functioning of the radar system, in order to avoid the problems associated with aliasing as indicated above.
  • the local oscillator OL of frequency f OL is formed by mixing the frequency of transmission with an intermediate frequency f i carried out for example by a frequency generator common to all the channels.
  • the two beams F1, F2 are both modulated at the same frequency f e , which is the transmission frequency.
  • FIG. 4 This solution, with double mixing, is illustrated by FIG. 4.
  • This figure presents the circuits associated with a radiating element EDk, of order k.
  • the polarized light 41 at the output of the optical mixer ME undergoes a delay 42 by passing for example through the beam splitter SE and the delay circuit DCR as illustrated in FIG. 1.
  • the direct and complementary delays are printed on the same frequency f e .
  • a chromatic separator CD is located at the output of the delay elements 42, more particularly on each of the outputs of the delay circuit DCR.
  • This CD splitter separates light at wavelength ⁇ 1 from light at wavelength ⁇ 2 .
  • Light at wavelength ⁇ 1 is transmitted to a first photodetector PD1 which emits a photocurrent of emission frequency f e towards the radiating element EDk.
  • a directional coupler CD is interposed between this first photodetector PD1 and the radiating element EDk.
  • Light at wavelength ⁇ 2 is transmitted to a second photodetector PD2 which emits a photocurrent of emission frequency f e to an input of a first microwave mixer Mk1.
  • the other input of this mixer receives the above-mentioned intermediate frequency f i .
  • the output of the first mixer Mk1 gives a signal of frequency f e + f i , this signal acting as a local oscillator signal, the aforementioned frequency f OL being equal to f e + f i .
  • the output of the first mixer Mk1 is connected to the input of a second mixer Mk2 which therefore receives the frequency signal f e + f i .
  • the other input of the second mixer Mk2 is connected to an output of the directional coupler CD, knowing that one of its inputs is connected to the output of the first photodetector PD1 and that the other input / output is connected to the radiating element ED1 .
  • This directional coupler therefore makes it possible on the one hand to couple in the direction of emission the photocurrent created by the first photodetector PD1 to the radiating element EDk, and on the other hand to couple in the direction of reception the radiating element EDk with the second mixer Mk2.
  • the reception signal supplied to this second mixer Mk2, via the directional coupler CD has a frequency equal to that of the transmission signal f e increased by a Doppler frequency f D.
  • the reception signal entering the second mixer therefore has a frequency equal to f e + f D.
  • the output signal of the second mixer consequently has a frequency equal to f i + f D , that is to say a frequency equal to the sum of the intermediate frequency and the Doppler frequency.
  • a signal at the intermediate frequency offset by the Doppler frequency is thus recovered at the output of the second mixer.
  • This signal is then processed by conventional processing means for radar operations.
  • FIG. 5 illustrates an equiphase plane 51 of a wave emitted from radiating elements EDk moving towards a target 52.
  • Each radiating element is affected by a delay ⁇ k , produced in accordance with FIGS. 1 and 4.
  • the quantity T represents the time to go and return from a signal sent to the target 53, more particularly for a signal sent from a first group of radiating elements ED1, as illustrated in particular in FIG. 5.
  • the second term 2 ⁇ f e ( ⁇ - ⁇ k ) of the relation (11) represents a phase ramp at the transmission frequency, which makes this phase follow a tilt law as a function of the transmission frequency f e .
  • phase ⁇ fi (k) 2 ⁇ (f i + f D ) t + 2 ⁇ f D ( ⁇ - ⁇ k ) + 2 ⁇ (f e + f D ) T
  • f D is of the order of 10 3 Hz and where ⁇ and ⁇ k are of the order of 10 -8 s, the term f D ( ⁇ - ⁇ k ) is negligible.
  • the signals on the different channels associated with the different radiating elements EDk can therefore be summed in phase since there are no longer terms depending on the delays ⁇ k .
  • the first term of the relation (13) 2 ⁇ (f i + f D ) t gives information on the speed of the target and the second term 2 ⁇ (f e + f D ) T, which is constant with respect to time t , gives information on the distance from the target, more precisely by calculating the quantity T from which the distance is deducted.
  • the relation (13) therefore shows that the signals coming from the different radiating elements EDk can be summed in phase, and this without limitation of bandwidth. The very broadband property enabled by an optical control is thus preserved for reception.
  • the dynamic constraint on the optical links is replaced by a stability constraint on the stability signal of the local oscillator.
  • a double-mix architecture according to the invention avoids the transposition on an optical carrier of the signal reception, while benefiting from the broadband treatment offered by a optical architecture with time delays.
  • Figure 6 shows an alternative embodiment of a device according to the invention.
  • the first mixing is for example carried out by the second PD2 photodetector.
  • the latter therefore acts in this case both as photodetection and microwave mixing. In this way, the number of mixers is halved for the entire antenna.
  • the generation of the additional delays necessary for the inclined local oscillator can also be obtained by doubling the number of pixels of the DCR delay circuit.
  • pxp pixels are for example assigned to the generation of the signals to be transmitted and pxp other pixels are each used for the generation of the local oscillator assigned to each radiating element.
  • This alternative embodiment has the advantage of greater flexibility of use. It allows in particular to obtain different emission and reception diagrams. The delay law applied to the local oscillator is completely independent of that applied to the transmitted signal.
  • ⁇ k e , ⁇ j e represent the delays applied to the transmission respectively to channel k and to channel j on the one hand
  • ⁇ k OL , ⁇ j OL represent the delays applied respectively to channel k and on channel j of the local oscillator on the other hand
  • FIG. 7 illustrates a third alternative embodiment of a device according to the invention.
  • the functions of the two mixers Mk1, Mk2 are inverted.
  • the intermediate frequency signal f i is mixed with the reception signal of frequency f e + f D by the second mixer Mk2 to form a local oscillator signal on reception at the output of this second mixer.
  • This local oscillator signal on reception is then mixed with the local oscillator signal on transmission, the frequency of which is in fact the transmission frequency f e , by the first mixer Mk1.
  • This second mixture gives a signal of frequency f i + f D , that is to say of an intermediate frequency increased by the Doppler frequency of the received signal.
  • This second mixing can also be carried out directly by the second photodetector PD2 in accordance with the first variant presented relative to FIG. 6.

Landscapes

  • Optical Radar Systems And Details Thereof (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Abstract

The circuit enables optical control of electronic scanning aerials. The device includes an assembly of optical circuits for creating delays, each receiving a first light beam of wavelength lambda 1 polarised in a first direction which is subject to an appropriate delay, and a second beam of wavelength lambda 2 polarised in a second direction. Each delay circuit (42) has a chromatic separator (CD) separating the wavelengths. A radiating aerial (EDk) is connected to the output of the delay circuit by a first photodetector (PD1). The two beams are modulated at the transmission frequency (fe) for each reception signal arriving from the radiating element (EDk). A local oscillator and hyperfrequency mixer are used to produce the final output signal from the device.

Description

La présente invention concerne un dispositif de commande optique pour l'émission et la réception d'un radar large bande. Elle s'applique à la commande d'antennes à balayage électronique large bande, pour assurer à la fois la formation d'un faisceau à l'émission et la réception d'un faisceau réfléchi par une cible.The present invention relates to a control device optical for the transmission and reception of a broadband radar. She applies to the control of wideband electronic scanning antennas, to ensure both the transmission and the reception of a beam of a beam reflected by a target.

Une antenne à balayage électronique comporte une pluralité d'éléments rayonnants qui assurent à la fois l'émission et la réception d'un signal hyperfréquence. Un faisceau d'émission ou de réception, est formé par l'ensemble des signaux émis ou reçus par chaque élément. Pour orienter un faisceau dans une direction donnée , il est nécessaire de créer des retards temporels entre signaux émis ou reçus par les différents éléments rayonnants. Pour obtenir un effet analogue, il était connu de créer un retard de phase entre ces signaux. Le déphasage 1-2 entre les signaux émis ou reçus par deux éléments rayonnants est donné par la relation suivante : Φ1 - Φ2 = d sin c × 2πf    où d, f et c représentent respectivement la distance entre les deux éléments rayonnants, f la fréquence des signaux et c la vitesse de la lumière, le retard temporel créé étant T1-T2 = d sin  / c. De son côté, le déphasage 1-2 est égal à 2πf(T1-T2).An electronic scanning antenna has a plurality of radiating elements which both transmit and receive a microwave signal. A transmission or reception beam is formed by all of the signals transmitted or received by each element. To orient a beam in a given direction , it is necessary to create time delays between signals transmitted or received by the different radiating elements. To obtain an analogous effect, it was known to create a phase delay between these signals. The phase shift  1 - 2 between the signals transmitted or received by two radiating elements is given by the following relation: Φ 1 - Φ 2 = d sin  vs × 2πf where d, f and c respectively represent the distance between the two radiating elements, f the frequency of the signals and c the speed of light, the time delay created being T 1 -T 2 = d sin  / c. For its part, the phase shift  1 - 2 is equal to 2πf (T 1 -T 2 ).

La relation (1) précédente met en évidence un inconvénient majeur, dans le fait que le déphasage dépend de la fréquence. En conséquence, si la fréquence varie, l'angle de pointée varie aussi. Cette méthode d'orientation d'un faisceau n'est donc pas adaptée pour un radar à large bande. Cependant, les techniques hyperfréquence ne permettent pas de créer un retard temporel entre les signaux autrement que par la création du déphasage précédent, sauf à mettre en oeuvre un dispositif prohibitif du point de vue de l'encombrement et du coût. En effet, une solution a priori plus simple serait de créer un retard directement entre les signaux fournis aux différents éléments rayonnants, mais cela nécessiterait des circuits hyperfréquence encombrants et coûteux, du fait notamment des dimensions incontournables imposées par les longueurs d'onde en jeu.The previous relation (1) highlights a drawback major, in that the phase shift depends on the frequency. In consequently, if the frequency varies, the angle of aim also varies. This beam orientation method is therefore not suitable for a radar broadband. However, microwave techniques do not allow create a time delay between signals other than by creating of the previous phase shift, except to implement a prohibitive device of the from the point of view of space and cost. Indeed, an a priori solution simpler would be to create a delay directly between the signals supplied to the different radiating elements, but that would require circuits bulky and expensive microwave, due in particular to the dimensions essential imposed by the wavelengths involved.

L'utilisation des techniques optiques permet de s'affranchir de l'inconvénient précité, en commandant les éléments rayonnants directement par des retards temporels, sans passer par l'artifice de déphasages, ces retards étant créés dans le domaine optique. A cet effet, des solutions de commande optique d'antennes à balayage électronique ont déjà été mises en oeuvre. En ce qui concerne l'émission, de nombreuses architectures de commandes optiques ont donc déjà été proposées afin de contrôler le diagramme de rayonnement à l'émission. Un exemple d'architecture optique est par exemple présenté dans le brevet français n°90 03386.The use of optical techniques makes it possible to get rid of the aforementioned drawback, by controlling the radiating elements directly by time delays, without going through the phase shift device, these delays being created in the optical field. To this end, solutions of optical control of electronically scanned antennas have already been placed in action. Regarding the show, many architectures of optical controls have therefore already been proposed in order to control the radiation pattern on emission. An example of optical architecture is for example presented in the French patent n ° 90 03386.

En ce qui concerne la réception, une formation de faisceau utilisant des retards temporels nécessite une dynamique très importante de l'ensemble des retards, encore inaccessible aux composants optiques. Une architecture directe fondée sur le fonctionnement réversible de la commande développée pour l'émission ne semble donc pas envisageable à court ou moyen terme. Pour pallier cet inconvénient, une architecture à corrélation a notamment été définie conformément à la description du brevet français n°94 11498. Cependant, une telle architecture est restreinte à des radars à faible bande passante, typiquement de 10 MHz. Cet inconvénient d'une architecture à corrélation provient notamment du fait que l'utilisation de retards complémentaires est incompatible avec des fréquences de signaux d'oscillateur local et d'émission distantes par exemple de 500 MHz qui caractérisent un radar à large bande. Or ce décalage en fréquence est inévitable pour le bon fonctionnement d'un radar, afin notamment d'éviter des problèmes liés au repliement du spectre.Regarding reception, beam formation using time delays requires a very large dynamic of all the delays, still inaccessible to the optical components. A direct architecture based on reversible operation of the control developed for the program therefore does not seem possible in the short or middle term. To overcome this drawback, a correlation architecture has notably defined according to the description of the patent French n ° 94 11498. However, such an architecture is restricted to low bandwidth radars, typically 10 MHz. This disadvantage correlation architecture stems in particular from the fact that the use of additional delays is incompatible with signal frequencies local oscillator and remote transmit for example 500 MHz which characterize a broadband radar. However, this frequency shift is inevitable for the proper functioning of a speed camera, in particular to avoid problems with aliasing.

Un but de l'invention est notamment de permettre à une architecture du type de celle précitée de fonctionner pour un radar à grande bande passante. A cet effet, l'invention a pour objet un dispositif de commande optique d'antenne à balayage électronique comportant des éléments rayonnants à commander ce dispositif comportant un ensemble de circuits optiques de création de retards recevant chacun :

  • un premier faisceau lumineux, polarisé selon une première direction et présentant une première longueur d'onde, ce premier faisceau étant affecté d'un retard approprié;
  • un deuxième faisceau lumineux, polarisé selon une deuxième direction et présentant une deuxième longueur d'onde ;
   chaque circuit optique à retards induisant des retards complémentaires par rapport à une valeur de temps déterminée sur les lumières des premier et deuxième faisceaux qu'il reçoit, un séparateur chromatique étant situé en sortie de chaque circuit de retards et séparant la lumière à la première longueur d'onde de la lumière à la deuxième longueur d'onde , chaque élément rayonnant de l'antenne étant couplé à la sortie d'un circuit à retards par un premier photodétecteur,
   caractérisé en ce que les deux faisceaux étant modulés à la fréquence d'émission, pour chaque signal de réception d'un élément rayonnant, la fréquence d'oscillateur local est fournie en sortie d'un premier mélangeur hyperfréquence par mélange de la fréquence d'émission et d'une fréquence intermédiaire, puis la fréquence du signal de réception fournie aux moyens de traitement radar, de fréquence intermédiaire augmentée de la fréquence Doppler du signal reçu, est obtenue en sortie d'un deuxième mélangeur hyperfréquence par mélange de la fréquence d'oscillateur local avec la fréquence du signal reçu.An object of the invention is in particular to allow an architecture of the type of the aforementioned to operate for a high bandwidth radar. To this end, the subject of the invention is an optical control device for an electronic scanning antenna comprising radiating elements to control this device comprising a set of optical circuits for creating delays each receiving:
  • a first light beam, polarized in a first direction and having a first wavelength, this first beam being affected by an appropriate delay;
  • a second light beam, polarized in a second direction and having a second wavelength;
each optical delay circuit inducing additional delays with respect to a time value determined on the lights of the first and second beams it receives, a chromatic separator being located at the output of each delay circuit and separating the light at the first length wave of light at the second wavelength, each radiating element of the antenna being coupled to the output of a delay circuit by a first photodetector,
characterized in that the two beams being modulated at the transmission frequency, for each reception signal of a radiating element, the local oscillator frequency is supplied at the output of a first microwave mixer by mixing the frequency of transmission and an intermediate frequency, then the frequency of the reception signal supplied to the radar processing means, of intermediate frequency increased by the Doppler frequency of the received signal, is obtained at the output of a second microwave mixer by mixing the frequency d local oscillator with the frequency of the received signal.

Dans une variante de réalisation d'un dispositif selon l'invention, les deux faisceaux étant modulés à la fréquence d'émission, pour chaque signal de réception d'un élément rayonnant, la fréquence d'oscillateur local est fournie en sortie d'un photo-mélangeur par mélange de la fréquence du signal reçu porté par l'onde optique et d'une fréquence intermédiaire, puis la fréquence du signal de réception fournie aux moyens de traitement radar, de fréquence intermédiaire augmentée de la fréquence Doppler du signal reçu, est obtenue en sortie d'un mélangeur hyperfréquence par mélange de la fréquence d'oscillateur local avec la fréquence d'émission.In an alternative embodiment of a device according to the invention, the two beams being modulated at the transmission frequency, for each reception signal from a radiating element, the local oscillator frequency is supplied at the output of a photo-mixer by mixing the frequency of the received signal carried by the optical wave and an intermediate frequency, then the frequency of the reception signal supplied to the radar processing means, intermediate frequency increased by the Doppler frequency of the received signal, is obtained at the output of a microwave mixer by mixing the local oscillator frequency with transmission frequency.

L'invention a pour principaux avantages qu'elle permet d'éviter la transposition sur une porteuse optique du signal de réception, tout en bénéficiant du traitement large bande offert par une architecture à retards temporels et qu'elle est simple à mettre en oeuvre.The main advantages of the invention are that it avoids the transposition on an optical carrier of the reception signal, while benefiting from the broadband processing offered by a delay architecture and that it is simple to implement.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaítront à l'aide de la description qui suit faite en regard de dessins annexés qui représentent :

  • la figure 1, un dispositif de commande optique à corrélation ;
  • la figure 2, une configuration d'antenne présentant à titre d'exemple deux éléments rayonnants ;
  • la figure 3, une partie d'un exemple de commande optique à corrélation montrant des mélangeurs introduits derrière chaque élément rayonnant ;
  • la figure 4, un exemple d'architecture possible présente dans un dispositif selon l'invention ;
  • la figure 5, une illustration des retards appliqués sur les éléments rayonnants et de l'onde ainsi émise vers une cible ;
  • les figures 6 et 7, d'autres exemples de réalisations possibles d'un dispositif selon l'invention.
Other characteristics and advantages of the invention will become apparent with the aid of the description which follows given with reference to the appended drawings which represent:
  • Figure 1, an optical correlation control device;
  • FIG. 2, an antenna configuration presenting by way of example two radiating elements;
  • FIG. 3, part of an example of an optical correlation control showing mixers introduced behind each radiating element;
  • FIG. 4, an example of possible architecture present in a device according to the invention;
  • FIG. 5, an illustration of the delays applied to the radiating elements and of the wave thus emitted towards a target;
  • Figures 6 and 7, other examples of possible embodiments of a device according to the invention.

La figure 1 illustre un dispositif de commande optique fonctionnant en émission et en réception, du type par exemple de celui décrit par le brevet français n°94 11498. Les signaux qui en sont issus servent, à l'émission, à l'alimentation de modules actifs ou d'éléments rayonnants et, à la réception, à la génération d'un oscillateur local adapté en fréquence et en direction.Figure 1 illustrates an optical control device operating in transmission and in reception, of the type for example of that described by the French patent n ° 94 11498. The signals which result therefrom serve, the emission, to the supply of active modules or radiant elements and, to reception, when generating a local oscillator adapted in frequency and direction.

Dans ce système la lumière des faisceaux F1, F2 est modulée en fréquences. Une première source L1 émet un faisceau lumineux F1 monofréquence de longueur d'onde λ1 (pulsation ω1). Un translateur de fréquence T1 reçoit cette lumière et transmet de la lumière à ω1 et de la lumière à ω1 + 2πfe modulée à l'aide d'un signal de fréquence fe. Le translateur de fréquence T1 est par exemple une cellule de Bragg acousto-optique pour des fréquences sensiblement inférieures ou égales à 5 GHz ou un dispositif optique intégré pour les fréquences supérieures.In this system the light from the beams F1, F2 is frequency modulated. A first source L1 emits a single-frequency light beam F1 of wavelength λ1 (pulsation ω1). A frequency translator T1 receives this light and transmits light at ω1 and light at ω1 + 2πf e modulated using a signal of frequency f e . The frequency translator T1 is for example an acousto-optical Bragg cell for frequencies substantially less than or equal to 5 GHz or an integrated optical device for higher frequencies.

Une deuxième source lumineuse émet un autre faisceau lumineux monofréquence F2 de longueur d'onde λ2 (pulsation ω2). Un translateur de fréquence T2 reçoit cette lumière et transmet de la lumière à ω2 et de la lumière à ω2 + 2π(fe + fo) modulée par un signal de fréquence fe +fo.A second light source emits another single-frequency light beam F2 of wavelength λ2 (pulsation ω2). A frequency translator T2 receives this light and transmits light at ω2 and light at ω2 + 2π (f e + f o ) modulated by a signal of frequency f e + f o .

Dans une application à la commande d'une antenne à balayage électronique, la fréquence fe est située dans la gamme des hyperfréquences et correspond à la fréquence d'émission de l'antenne. Le fréquence fo tient lieu de fréquence d'oscillateur local pour le mode de réception de l'antenne dans la suite de la description. In an application to the control of an electronically scanned antenna, the frequency f e is situated in the microwave range and corresponds to the emission frequency of the antenna. The frequency f o takes the place of the local oscillator frequency for the reception mode of the antenna in the following description.

La lumière émise par le translateur T1 est polarisée selon une direction déterminée. Celle émise par le translateur T2 est polarisée selon une direction perpendiculaire à celle émise par T1.The light emitted by the translator T1 is polarized according to a determined direction. That emitted by the translator T2 is polarized according to a direction perpendicular to that emitted by T1.

Un système mélangeur optique ME superpose la lumière issue du translateur T1 à celle issue du translateur T2. Le faisceau résultant comporte donc de la lumière polarisée selon deux directions orthogonales, comme cela est symbolisé sur la figure 1, et aux différentes fréquences issues des translateurs T1 et T2.An ME optical mixing system superimposes the light from the translator T1 to that from the translator T2. The resulting beam has so light polarized in two orthogonal directions, like this is symbolized in Figure 1, and at the different frequencies from translators T1 and T2.

Le faisceau résultant est étendu par un séparateur de faisceau SE de façon à être réparti sur les différentes entrées d'un ensemble de circuits à retard DCR.The resulting beam is extended by a SE beam splitter so as to be distributed over the different inputs of a set of circuits to DCR delay.

Cet ensemble de circuits à retard DCR peut être par exemple réalisé comme cela est décrit dans la demande de brevet français n° 92 34 467.This set of DCR delay circuits can for example be produced as described in the French patent application n ° 92 34 467.

Chaque circuit à retard retarde différemment la lumière provenant de la source L1 et la lumière provenant de la source L2. Plus précisément, selon un exemple de réalisation, si T est le retard maximum induit par un circuit à retard, la lumière provenant de la source L1 est retardée d'un temps ti et la lumière provenant de la source L2 est retardée d'un temps T-ti complémentaire au temps T. Les temps T des différents circuits à retard sont par exemple égaux.Each delay circuit delays the light coming from differently from source L1 and the light from source L2. More precisely, according to an exemplary embodiment, if T is the maximum delay induced by a delay circuit, light from source L1 is delayed by one time ti and the light coming from the source L2 is delayed by a time T-ti complementary to time T. The times T of the different delay circuits are for example equals.

Par exemple les circuits à retards DCR comportent un ensemble de modulateurs spatiaux de lumière comportant pxp pixels (même nombre de pixels que d'éléments rayonnants d'antenne) et permettant de contrôler le déphasage et le retard affectés à chacun des pxp canaux ainsi découpés. Les circuit à retards DCR fournissent des retards en progression géométrique de sorte qu'il suffit de N modulateurs spatiaux pour obtenir 2N valeurs distinctes de retard sur chacun des pxp canaux de l'architecture. La commutation des retards est fondée sur la rotation contrôlée, grâce aux modulateurs spatiaux de lumière, de la polarisation des faisceaux. Afin d'obtenir un oscillateur local adapté en direction, on exploite la propriété du DCR qui est de générer, sur chaque canal, des retards complémentaires pour des états de polarisation croisés en entrée. En effet, si le faisceau issu de L1 subit un retard sur le canal i, alors le faisceau issu de L2 subit lui un retard T-ti ,T étant le temps de traversée du DCR. For example, the DCR delay circuits comprise a set of spatial light modulators comprising pxp pixels (same number of pixels as radiating antenna elements) and making it possible to control the phase shift and the delay assigned to each of the channel pxp thus cut. The DCR delay circuits provide delays in geometric progression so that N spatial modulators are sufficient to obtain 2 N distinct delay values on each of the pxp channels of the architecture. The switching of the delays is based on the controlled rotation, thanks to the spatial light modulators, of the polarization of the beams. In order to obtain a local oscillator adapted in direction, the property of the DCR is exploited, which is to generate, on each channel, additional delays for crossed polarization states at the input. Indeed, if the beam coming from L 1 undergoes a delay on the channel i, then the beam coming from L 2 undergoes a delay Tt i , T being the crossing time of the DCR.

Chaque sortie Sd d'un circuit à retard fournit de la lumière à la largueur d'onde λ1 modulée à la fréquence fe et de la lumière à la longueur d'onde λ2 modulée à la fréquence fe + fo.Each output Sd of a delay circuit provides light at the wavelength λ1 modulated at the frequency f e and light at the wavelength λ2 modulated at the frequency f e + f o .

Des circuits de détection PDRi et PDRn sont connectés aux sorties Sd par exemple par des fibres optiques. Ces circuits sont par exemple réalisés comme représenté en bas à droite de la figure 1. Chaque circuit comporte un séparateur chromatique MD séparant la lumière à la longueur d'onde λ1 de la lumière à la longueur d'onde λ2.PDRi and PDRn detection circuits are connected to Sd outputs for example by optical fibers. These circuits are by example made as shown in the bottom right of Figure 1. Each circuit includes a chromatic separator MD separating the light at the wavelength λ1 of light at wavelength λ2.

La lumière à la longueur d'onde λ1 est transmise à un photodétecteur PDRi,1 qui émet un photocourant de fréquence fe vers un élément rayonnant EDI.Light at wavelength λ1 is transmitted to a photodetector PDRi, 1 which emits a photocurrent of frequency f e towards a radiating element EDI.

Ce photocourant résulte du battement entre la lumière à ω1 et la lumière à ω1 + 2πfe.This photocurrent results from the beat between the light at ω1 and the light at ω1 + 2πf e .

Le photocourant transmis est amplifié par un amplificateur de manière à être compatible avec la puissance rayonnée nécessaire pour l'émission de l'élément rayonnant du radar.The transmitted photocurrent is amplified by an amplifier so as to be compatible with the radiated power necessary for the emission of the radiant element of the radar.

En prévoyant des retards appropriés dans les différents circuits à retard, on contrôle le diagramme de rayonnement de l'antenne. L'orientation d'émission de l'antenne est ainsi commandée de façon optique.By providing for appropriate delays in the various circuits to delay, check the antenna radiation pattern. Orientation transmission of the antenna is thus controlled optically.

Par ailleurs la lumière à la longueur d'onde λ2 est transmise à un autre photodétecteur PDRi,2 par le séparateur chromatique. Celui-ci émet un photocourant résultant du battement entre la lumière à ω2 et ω2 + 2π(fe + fo). Ce photocourant est appliqué à un mélangeur hyperfréquence Mk qui reçoit également un signal reçu par un élément d'antenne. Il est à noter qu'un coupleur directif CD permet de coupler, d'une part, le photocourant de PDRi,1 à un élément d'antenne dans le sens émission et de coupler, d'autre part, un courant de détection d'un élément d'antenne (dans le sens réception) au mélangeur de fréquence Mk.Furthermore, the light at the wavelength λ2 is transmitted to another photodetector PDRi, 2 by the chromatic separator. This emits a photocurrent resulting from the beat between the light at ω2 and ω2 + 2π (f e + f o ). This photocurrent is applied to a microwave mixer Mk which also receives a signal received by an antenna element. It should be noted that a directional coupler CD makes it possible to couple, on the one hand, the photocurrent of PDRi, 1 to an antenna element in the transmission direction and to couple, on the other hand, a detection current of an antenna element (in the receiving direction) to the frequency mixer Mk.

L'ensemble des signaux issus des photodétecteurs PDRI,2 constitue en fait un oscillateur local (homodyne ou hétérodyne) adapté à la direction d'émission de l'antenne.The set of signals from PDRI photodetectors, 2 constitutes in fact a local oscillator (homodyne or heterodyne) adapted to the antenna transmission direction.

Ainsi, le signal reçu par un élément d'antenne EDk est amplifié et est appliqué conjointement au signal issu de PDRk2, sur un mélangeur hyperfréquence Mk. En effet, si le signal émis par l'élément d'antenne EDk est de la forme S(t-Tk), le même élément reçoit un signal R(t' + Tk) qui doit donc être mélangé à un oscillateur local S'(t'+T+τk).Thus, the signal received by an antenna element EDk is amplified and is applied jointly to the signal from PDR k2 , on a microwave mixer Mk. Indeed, if the signal emitted by the antenna element EDk is of the form S (tT k ), the same element receives a signal R (t '+ T k ) which must therefore be mixed with a local oscillator S' (t '+ T + τ k ).

Les signaux basse fréquence qui sont issus des mélangeurs sont traités suivant deux possibilités :

  • numérisation au niveau de chaque élément d'antenne et sommation de l'ensemble de ces signaux dans un processeur numérique classique de formation fine de faisceau par le calcul FFC. Ce processeur peut en outre être déporté par rapport à l'antenne de réception au moyen d'un nombre réduit de liaisons numériques à fibres optiques multiplexées en longueur d'onde.
  • excitation des pxp pixels d'un modulateur spatial de lumière bidimensionnel au moyen de ces pxp signaux basse fréquence afin de mettre en oeuvre un traitement optique cohérent de la voie retour.
Low frequency signals from the mixers are processed in two ways:
  • digitization at the level of each antenna element and summation of all of these signals in a conventional digital processor for fine beam formation by FFC calculation. This processor can also be remote from the receiving antenna by means of a reduced number of digital optical fiber links multiplexed in wavelength.
  • excitation of the pxp pixels of a two-dimensional spatial light modulator by means of these pxp low frequency signals in order to implement a coherent optical processing of the return path.

En ce qui concerne les besoins d'un radar, et en raisonnant sur un réseau de deux éléments rayonnants alimentés par des liaisons de longueurs variables qui introduisent des retards, on a pour l'émission une configuration telle qu'illustrée par la figure 2. A titre d'exemple, cette figure présente un réseau constitué de deux éléments rayonnants S1, S2 séparés d'une distance d et alimentés par des retards variables I1, I2. Un angle  représente l'angle de visée ou de pointage du faisceau. Un plan 21, perpendiculaire à la direction de pointage 22 notée , représente un plan équiphase, c'est-à-dire un plan où tous les signaux ont la même phase. Pour que les deux signaux issus des éléments S1, S2 rayonnent en phase dans la direction , il faut que les retards vérifient la relation suivante : I1 - I2 = dsin c With regard to the needs of a radar, and by reasoning on a network of two radiating elements supplied by links of variable lengths which introduce delays, there is a configuration for transmission as illustrated in FIG. 2. By way of example, this figure presents a network made up of two radiating elements S 1 , S 2 separated by a distance d and fed by variable delays I 1 , I 2 . An angle  represents the aiming or pointing angle of the beam. A plane 21, perpendicular to the pointing direction 22 denoted , represents an equiphase plane, that is to say a plane where all the signals have the same phase. For the two signals from the elements S 1 , S 2 to radiate in phase in the direction , the delays must verify the following relationship: I 1 - I 2 = dsin vs

Dans une architecture directe, les signaux de réception sont transposés sur une porteuse optique. Le système étant réciproque, la condition sur les retards à introduire pour capter une onde dans la direction  est, dans ce cas, strictement identique.In a direct architecture, the reception signals are transposed on an optical carrier. The system being reciprocal, the condition on the delays to be introduced to pick up a wave in the direction  is, in this case, strictly identical.

Dans une architecture à corrélation du type de celle de la figure 1, des mélangeurs sont introduits derrière chaque élément rayonnant comme l'illustre la figure 3. Les mélangeurs M1, M2 situés derrière chaque élément rayonnant reçoivent le signal en réception et le signal OL de l'oscillateur local ayant subi un retard I1', I2'. Les signaux de fréquence intermédiaire Fi1, Fi2, résultent du mélange du signal reçu, à la fréquence d'émission RF et du signal OL de l'oscillateur local. Ce mélange se traduit par la soustraction des fréquences et des phases des signaux. Les phases ϕ(Fi1), ϕ(Fi2) des signaux de fréquence intermédiaire Fi1, Fi2 vérifient les relations suivantes :

Figure 00080001
Figure 00080002
   où ωRF et ωOL représentent respectivement les pulsations des signaux de réception et de l'oscillateur local, c représentant la vitesse de la lumière.In a correlation architecture of the type of that of FIG. 1, mixers are introduced behind each radiating element as illustrated in FIG. 3. The mixers M1, M2 located behind each radiating element receive the signal in reception and the signal OL of the local oscillator having undergone a delay I 1 ', I 2 '. The intermediate frequency signals Fi1, Fi2 result from the mixing of the received signal, at the transmission frequency RF and of the signal OL of the local oscillator. This mixture results in the subtraction of the frequencies and the phases of the signals. The phases ϕ (Fi1), ϕ (Fi2) of the intermediate frequency signals Fi1, Fi2 verify the following relationships:
Figure 00080001
Figure 00080002
where ω RF and ω OL represent respectively the pulses of the reception signals and of the local oscillator, c representing the speed of light.

Les phases r1 et r2 représentent les phases reçues sur les dipôles.The phases  r1 and  r2 represent the phases received on the dipoles.

Pour que l'onde venant de la direction  soit captée et sommée, il faut notamment que ces phases vérifient la relation suivante : Φr2 = Φr1 - d sin  c ωRF    et il faut que ϕ(Fi1) = ϕ(Fi2).In order for the wave coming from direction  to be captured and summed, these phases must in particular verify the following relationship: Φ r2 = Φ r1 - d sin  vs ω RF and it is necessary that ϕ (Fi1) = ϕ (Fi2).

Il en résulte la relation suivante : ωOL(I2' - I1') = ωRF(I1 - I2) The following relationship results: ω OL (I 2 '- I 1 ') = ω RF (I 1 - I 2 )

En appliquant des retards complémentaires aux signaux de réception, de pulsation ωRF, et aux signaux issus de l'oscillateur local ωOL, les trajets vérifient Ii + Ii' = L, L étant une longueur constante et i étant égal à 1 ou 2, ou plus lorsque le réseau comporte, comme c'est le cas en général, plus de deux éléments rayonnants. En particulier, I1 + I1' = I2 + I2'. Il vient alors, selon la relation (6): (11 - 12) = ωOL ωRF (11 -12 ) By applying additional delays to the reception, pulsation ω RF signals, and to the signals from the local oscillator ω OL , the paths verify I i + I i '= L, L being a constant length and i being equal to 1 or 2, or more when the network comprises, as is generally the case, more than two radiating elements. In particular, I 1 + I 1 '= I 2 + I 2 '. It then comes, according to relation (6): (1 1 - 1 2 ) = ω OL ω RF (1 1 -1 2 )

Il apparaít donc que la condition de fonctionnement n'est vérifiée que si les pulsations ωRF et ωOL sont relativement proches l'une de l'autre.It therefore appears that the operating condition is only verified if the pulses ω RF and ω OL are relatively close to each other.

Or, dans le mode de réception d'un radar classique, la fréquence de l'oscillateur local OL est choisie en dehors de la bande d'agilité du radar, de manière notamment à éviter les problèmes liés au repliement de spectre. Par conséquent, l'utilisation en mode réception d'une telle architecture est restreinte aux radars à faible bande passante, par exemple de l'ordre de 10 MHz. Il apparaít donc nécessaire d'apporter des modifications au fonctionnement notamment d'une architecture du type de celle de la figure 1, de manière à conserver la propriété de large bande aux architectures à commande optique utilisant des retards temporels.However, in the reception mode of a conventional speed camera, the frequency of the local oscillator OL is chosen outside the radar agility band, so as in particular to avoid the problems associated with aliasing. Consequently, the use in reception mode of such an architecture is restricted to radars with low bandwidth, for example of the order 10 MHz. It therefore appears necessary to make changes to the operation in particular of an architecture of the type of that of FIG. 1, so as to retain broadband ownership to the architectures to optical control using time delays.

Un inconvénient de l'architecture à corrélation provient donc notamment du fait que l'utilisation des retards complémentaires est incompatible avec des fréquences fo et fe, des signaux d'oscillateur local et d'émission, distantes de typiquement 500 MHz pour un radar large bande. Or, ce décalage de fréquences entre l'oscillateur local et le signal d'émission ou de réception est nécessaire au bon fonctionnement du système radar, afin d'éviter les problèmes liés au repliement du spectre comme indiqué précédemment.A drawback of the correlation architecture therefore stems in particular from the fact that the use of the complementary delays is incompatible with frequencies f o and f e , local oscillator and emission signals, typically 500 MHz apart for a radar. broadband. However, this frequency shift between the local oscillator and the transmission or reception signal is necessary for the proper functioning of the radar system, in order to avoid the problems associated with aliasing as indicated above.

Pour pallier l'inconvénient précité, selon l'invention, des retards complémentaires sont imprimés sur la même fréquence fe, celle de l'émission, puis l'oscillateur local OL, de fréquence fOL est formé par mélange de la fréquence d'émission avec une fréquence intermédiaire fi réalisée par exemple par un générateur de fréquence commun à toutes les voies. Dans ce cas, les deux faisceaux F1, F2 sont tous deux modulés à la même fréquence fe, qui est la fréquence d'émission. Cette solution, à double mélange, est illustrée par la figure 4. Cette figure présente les circuits associés à un élément rayonnant EDk, d'ordre k. La lumière polarisée 41 en sortie du mélangeur optique ME subit un retard 42 par passage par exemple dans le séparateur de faisceau SE et le circuit à retard DCR tel qu'illustré par la figure 1. Les retards directs et complémentaires sont imprimés sur la même fréquence fe. A cet effet, un séparateur chromatique CD est situé en sortie des éléments de retard 42, plus particulièrement sur chacune des sorties du circuit à retards DCR. Ce séparateur CD sépare la lumière à la longueur d'onde λ1 de la lumière à la longueur d'onde λ2. La lumière à la longueur d'onde λ1 est transmise à un premier photodétecteur PD1 qui émet un photocourant de fréquence d'émission fe vers l'élément rayonnant EDk. Un coupleur directif CD est intercalé entre ce premier photodétecteur PD1 et l'élément rayonnant EDk.To overcome the aforementioned drawback, according to the invention, additional delays are printed on the same frequency f e , that of the emission, then the local oscillator OL, of frequency f OL is formed by mixing the frequency of transmission with an intermediate frequency f i carried out for example by a frequency generator common to all the channels. In this case, the two beams F1, F2 are both modulated at the same frequency f e , which is the transmission frequency. This solution, with double mixing, is illustrated by FIG. 4. This figure presents the circuits associated with a radiating element EDk, of order k. The polarized light 41 at the output of the optical mixer ME undergoes a delay 42 by passing for example through the beam splitter SE and the delay circuit DCR as illustrated in FIG. 1. The direct and complementary delays are printed on the same frequency f e . To this end, a chromatic separator CD is located at the output of the delay elements 42, more particularly on each of the outputs of the delay circuit DCR. This CD splitter separates light at wavelength λ 1 from light at wavelength λ 2 . Light at wavelength λ 1 is transmitted to a first photodetector PD1 which emits a photocurrent of emission frequency f e towards the radiating element EDk. A directional coupler CD is interposed between this first photodetector PD1 and the radiating element EDk.

La lumière à la longueur d'onde λ2 est transmise à un deuxième photodétecteur PD2 qui émet un photocourant de fréquence d'émission fe vers une entrée d'un premier mélangeur hyperfréquence Mk1. L'autre entrée de ce mélangeur reçoit la fréquence intermédiaire précitée fi. La sortie du premier mélangeur Mk1 donne un signal de fréquence fe + fi , ce signal faisant office de signal d'oscillateur local, la fréquence fOL précitée étant égale à fe + fi. La sortie du premier mélangeur Mk1 est reliée à l'entrée d'un deuxième mélangeur Mk2 qui reçoit donc le signal de fréquence fe + fi. L'autre entrée du deuxième mélangeur Mk2 est reliée à une sortie du coupleur directif CD, sachant qu'une de ses entrées est reliée à la sortie du premier photodétecteur PD1 et que l'autre entrée/sortie est reliée à l'élément rayonnant ED1. Ce coupleur directif permet donc d'une part de coupler dans le sens de l'émission le photocourant créé par le premier photodétecteur PD1 à l'élément rayonnant EDk, et d'autre part de coupler dans le sens de la réception l'élément rayonnant EDk avec le deuxième mélangeur Mk2. Le signal de réception fourni à ce deuxième mélangeur Mk2, via le coupleur directif CD, possède une fréquence égale à celle du signal d'émission fe augmenté d'une fréquence Doppler fD. Le signal de réception entrant dans le deuxième mélangeur a donc une fréquence égale à fe + fD. Le signal de sortie du deuxième mélangeur a en conséquence une fréquence égale à fi + fD, c'est-à-dire une fréquence égale à la somme de la fréquence intermédiaire et de la fréquence Doppler. En d'autres termes, on récupère ainsi en sortie du deuxième mélangeur un signal à la fréquence intermédiaire décalée de la fréquence Doppler. Ce signal est ensuite traité par des moyens de traitement classiques pour les opérations radar.Light at wavelength λ 2 is transmitted to a second photodetector PD2 which emits a photocurrent of emission frequency f e to an input of a first microwave mixer Mk1. The other input of this mixer receives the above-mentioned intermediate frequency f i . The output of the first mixer Mk1 gives a signal of frequency f e + f i , this signal acting as a local oscillator signal, the aforementioned frequency f OL being equal to f e + f i . The output of the first mixer Mk1 is connected to the input of a second mixer Mk2 which therefore receives the frequency signal f e + f i . The other input of the second mixer Mk2 is connected to an output of the directional coupler CD, knowing that one of its inputs is connected to the output of the first photodetector PD1 and that the other input / output is connected to the radiating element ED1 . This directional coupler therefore makes it possible on the one hand to couple in the direction of emission the photocurrent created by the first photodetector PD1 to the radiating element EDk, and on the other hand to couple in the direction of reception the radiating element EDk with the second mixer Mk2. The reception signal supplied to this second mixer Mk2, via the directional coupler CD, has a frequency equal to that of the transmission signal f e increased by a Doppler frequency f D. The reception signal entering the second mixer therefore has a frequency equal to f e + f D. The output signal of the second mixer consequently has a frequency equal to f i + f D , that is to say a frequency equal to the sum of the intermediate frequency and the Doppler frequency. In other words, a signal at the intermediate frequency offset by the Doppler frequency is thus recovered at the output of the second mixer. This signal is then processed by conventional processing means for radar operations.

La figure 5 illustre un plan équiphase 51 d'une onde émise à partir d'éléments rayonnants EDk se dirigeant vers une cible 52. Chaque élément rayonnant est affecté d'un retard τk, produit conformément aux figures 1 et 4. Dans ce cas, chaque élément rayonnant d'ordre k EDk émet un signal dont la phase ϕE(k) est défini par la relation suivante : ϕE (k) = 2πfe (t - τk)    où τk représente le retard sur la voie de l'élément rayonnant EDk. A la réception, cette voie reçoit un signal de phase ϕR(k) définie par la relation suivante : ϕR (k) = 2πfr (t - T - τ + τk)    où la fréquence de réception fr = fe + fD, fD étant la fréquence de décalage Doppler évoquée précédemment. La grandeur T représente le temps d'aller et de retour d'un signal émis à la cible 53, plus particulièrement pour un signal émis depuis un premier groupe d'éléments rayonnants ED1, comme l'illustre notamment la figure 5.FIG. 5 illustrates an equiphase plane 51 of a wave emitted from radiating elements EDk moving towards a target 52. Each radiating element is affected by a delay τ k , produced in accordance with FIGS. 1 and 4. In this case , each radiating element of order k EDk emits a signal whose phase ϕ E (k) is defined by the following relation: ϕ E (k) = 2πf e (t - τ k ) where τ k represents the delay on the channel of the radiating element EDk. On reception, this channel receives a phase signal ϕ R (k) defined by the following relation: ϕ R (k) = 2πf r (t - T - τ + τ k ) where the reception frequency f r = f e + f D , f D being the Doppler shift frequency mentioned above. The quantity T represents the time to go and return from a signal sent to the target 53, more particularly for a signal sent from a first group of radiating elements ED1, as illustrated in particular in FIG. 5.

Les phases ϕOL formées sur les voies complémentaires sont définies par la relation suivante : ϕOL (k) = 2πfe (t - τ + τk) The phases ϕ OL formed on the complementary channels are defined by the following relation: ϕ OL (k) = 2πf e (t - τ + τ k )

L'oscillateur local incliné est obtenu, en sortie du premier mélangeur Mk1, par mélange des voies complémentaires avec une fréquence intermédiaire fi ayant une phase pure ϕfi = 2π(fi)t. La phase de l'oscillateur local incliné ϕOL' est donc donnée par la relation suivante : ϕOL'(k) = 2π(fe + fi)t - 2πfe(τ - τk) The inclined local oscillator is obtained, at the output of the first mixer Mk1, by mixing the complementary channels with an intermediate frequency f i having a pure phase ϕ fi = 2π (f i ) t. The phase of the inclined local oscillator ϕ OL 'is therefore given by the following relation: ϕ OL '(k) = 2π (f e + f i ) t - 2πf e (τ - τ k )

Le deuxième terme 2πfe(τ-τk) de la relation (11) représente une rampe de phase à la fréquence d'émission, ce qui fait suivre à cette phase une loi d'inclinaison en fonction de la fréquence d'émission fe.The second term 2πf e (τ-τ k ) of the relation (11) represents a phase ramp at the transmission frequency, which makes this phase follow a tilt law as a function of the transmission frequency f e .

En mélangeant de nouveau le signal d'oscillateur local incliné avec le signal reçu au moyen du deuxième mélangeur, un signal autour de la fréquence intermédiaire est obtenu dont la phase ϕfi (k) répond à la relation suivante : ϕfi(k) = 2π(fi + fD)t + 2πfD (τ - τk) + 2π(fe + fD)T By mixing the tilted local oscillator signal again with the signal received by means of the second mixer, a signal around the intermediate frequency is obtained, the phase ϕ fi (k) of which corresponds to the following relationship: ϕ fi (k) = 2π (f i + f D ) t + 2πf D (τ - τ k ) + 2π (f e + f D ) T

Compte tenu des ordres de grandeur en jeu, où notamment fD est de l'ordre de 103 Hz et où τ et τk sont de l'ordre de 10-8 s, le terme fD(τ - τk) est négligeable. Les signaux sur les différentes voies associées aux différents éléments rayonnants EDk peuvent donc être sommés en phase puisqu'il n'y a plus de termes dépendant des retards τk. Le signal ainsi formé sur une voie possède une phase ϕsignal définie comme suit: ϕsignal(k) = 2π(fi + fD)t + 2π(fe + fD)T Given the orders of magnitude involved, where in particular f D is of the order of 10 3 Hz and where τ and τ k are of the order of 10 -8 s, the term f D (τ - τ k ) is negligible. The signals on the different channels associated with the different radiating elements EDk can therefore be summed in phase since there are no longer terms depending on the delays τ k . The signal thus formed on a channel has a phase ϕ signal defined as follows: ϕ signal (k) = 2π (f i + f D ) t + 2π (f e + f D ) T

Le premier terme de la relation (13) 2π(fi + fD)t donne l'information sur la vitesse de la cible et le deuxième terme 2π(fe + fD)T, qui est constant par rapport au temps t, donne l'information sur la distance de la cible, plus précisément par le calcul de la grandeur T à partir de laquelle est déduite la distance. La relation (13) montre donc que les signaux issus des différents éléments rayonnants EDk peuvent être sommés en phase, et cela sans limitation de bande passante. La propriété de très large bande permise par une commande optique est ainsi conservée pour la réception.The first term of the relation (13) 2π (f i + f D ) t gives information on the speed of the target and the second term 2π (f e + f D ) T, which is constant with respect to time t , gives information on the distance from the target, more precisely by calculating the quantity T from which the distance is deducted. The relation (13) therefore shows that the signals coming from the different radiating elements EDk can be summed in phase, and this without limitation of bandwidth. The very broadband property enabled by an optical control is thus preserved for reception.

Dans un dispositif de commande optique ayant une architecture à corrélation, la contrainte de dynamique sur les liaisons optiques est remplacée par une contrainte de stabilité sur le signal de stabilité de l'oscillateur local. Une architecture à double mélange selon l'invention permet d'éviter la transposition sur une porteuse optique du signal de réception, tout en bénéficiant du traitement à large bande offert par une architecture optique à retards temporels.In an optical control device having an architecture with correlation, the dynamic constraint on the optical links is replaced by a stability constraint on the stability signal of the local oscillator. A double-mix architecture according to the invention avoids the transposition on an optical carrier of the signal reception, while benefiting from the broadband treatment offered by a optical architecture with time delays.

La figure 6 présente une variante de réalisation d'un dispositif selon l'invention. Pour économiser notamment un mélangeur par élément d'antenne, le premier mélange est par exemple effectué par le deuxième photodétecteur PD2. Ce dernier fait donc dans ce cas à la fois office de photodétection et de mélange hyperfréquence. De la sorte, le nombre de mélangeurs est réduit de moitié pour toute l'antenne.Figure 6 shows an alternative embodiment of a device according to the invention. To save, in particular, a mixer per element antenna, the first mixing is for example carried out by the second PD2 photodetector. The latter therefore acts in this case both as photodetection and microwave mixing. In this way, the number of mixers is halved for the entire antenna.

Dans une autre variante de réalisation, la génération des retards complémentaires nécessaires à l'oscillateur local incliné peut être également obtenue en doublant le nombre de pixels du circuit à retard DCR. Dans ce cas, pxp pixels sont par exemple affectés à la génération des signaux à émettre et pxp autres pixels sont utilisés chacun pour la génération de l'oscillateur local affecté à chaque élément rayonnant. Cette variante de réalisation présente l'avantage d'une plus grande souplesse d'utilisation. Elle permet notamment d'obtenir des diagrammes d'émission et de réception différents. La loi de retard appliquée à l'oscillateur local est totalement indépendante de celle appliquée au signal émis. Si τk e, τj e représentent les retards appliqués à l'émission respectivement à la voie k et à la voie j d'une part, et si τk OL, τj OL représentent les retards appliqués respectivement à la voie k et à la voie j de l'oscillateur local d'autre part, alors la construction d'un oscillateur local adapté est réalisée, pour une fréquence donnée fe de la bande du radar, en réalisant l'égalité suivante : (τk OL - τj OL)fOL = (τk e - τj e)fe    où fe et fOL représentent les fréquences de l'oscillateur local et du signal d'émission.In another alternative embodiment, the generation of the additional delays necessary for the inclined local oscillator can also be obtained by doubling the number of pixels of the DCR delay circuit. In this case, pxp pixels are for example assigned to the generation of the signals to be transmitted and pxp other pixels are each used for the generation of the local oscillator assigned to each radiating element. This alternative embodiment has the advantage of greater flexibility of use. It allows in particular to obtain different emission and reception diagrams. The delay law applied to the local oscillator is completely independent of that applied to the transmitted signal. If τ k e , τ j e represent the delays applied to the transmission respectively to channel k and to channel j on the one hand, and if τ k OL , τ j OL represent the delays applied respectively to channel k and on channel j of the local oscillator on the other hand, then the construction of a suitable local oscillator is carried out, for a given frequency f e of the radar band, by achieving the following equality: (τ k OL - τ j OL ) f OL = (τ k e - τ j e ) f e where f e and f OL represent the frequencies of the local oscillator and of the transmission signal.

La figure 7 illustre une troisième variante de réalisation d'un dispositif selon l'invention. Dans cette variante, les fonctions des deux mélangeurs Mk1, Mk2 sont interverties. Le signal de fréquence intermédiaire fi est mélangé au signal de réception de fréquence fe + fD par le deuxième mélangeur Mk2 pour former un signal d'oscillateur local en réception en sortie de ce deuxième mélangeur. Ce signal d'oscillateur local en réception est ensuite mélangé au signal d'oscillateur local en émission, dont la fréquence est en fait la fréquence d'émission fe, par le premier mélangeur Mk1. Ce second mélange donne un signal de fréquence fi + fD, c'est-à-dire de fréquence intermédiaire augmentée de la fréquence Doppler du signal reçu. Ce second mélange peut aussi s'effectuer directement par le deuxième photodétecteur PD2 conformément à la première variante présentée relativement à la figure 6.FIG. 7 illustrates a third alternative embodiment of a device according to the invention. In this variant, the functions of the two mixers Mk1, Mk2 are inverted. The intermediate frequency signal f i is mixed with the reception signal of frequency f e + f D by the second mixer Mk2 to form a local oscillator signal on reception at the output of this second mixer. This local oscillator signal on reception is then mixed with the local oscillator signal on transmission, the frequency of which is in fact the transmission frequency f e , by the first mixer Mk1. This second mixture gives a signal of frequency f i + f D , that is to say of an intermediate frequency increased by the Doppler frequency of the received signal. This second mixing can also be carried out directly by the second photodetector PD2 in accordance with the first variant presented relative to FIG. 6.

Claims (7)

Dispositif de commande optique d'antenne à balayage électronique comportant des éléments rayonnants à commander (ED1, EDk), ce dispositif comportant un ensemble (DCR, 42) de circuits optiques de création de retards recevant chacun : un premier faisceau lumineux (F1), polarisé selon une première direction et présentant une première longueur d'onde (λ1), ce premier faisceau étant affecté d'un retard approprié; un deuxième faisceau lumineux (F2), polarisé selon une deuxième direction et présentant une deuxième longueur d'onde (λ2) ;    chaque circuit optique à retards induisant des retards complémentaires par rapport à une valeur de temps déterminée (T) sur les lumières des premier et deuxième faisceaux qu'il reçoit, un séparateur chromatique (CD) étant situé en sortie de chaque circuit de retards (42) et séparant la lumière à la première longueur d'onde (λ1) de la lumière à la deuxième longueur d'onde (λ2), chaque élément rayonnant de l'antenne (EDk) étant couplé à la sortie d'un circuit à retards (42) par un premier photodétecteur (PD1),
   caractérisé en ce que les deux faisceaux (F1, F2) étant modulés à la fréquence d'émission (fe), pour chaque signal de réception d'un élément rayonnant (EDk), la fréquence d'oscillateur local (fOL) est fournie en sortie d'un premier mélangeur hyperfréquence (MK1) par mélange de la fréquence d'émission (fe) et d'une fréquence intermédiaire (fi), puis la fréquence du signal fournie aux moyens de traitement radar, de fréquence intermédiaire augmentée de la fréquence Doppler (fD) du signal reçu, est obtenue en sortie d'un deuxième mélangeur hyperfréquence (MK2) par mélange de la fréquence d'oscillateur local avec la fréquence du signal reçu (fe + fD).Optical scanning antenna control device comprising radiating elements to be controlled (ED1, EDk), this device comprising a set (DCR, 42) of optical circuits for creating delays each receiving: a first light beam (F1), polarized in a first direction and having a first wavelength (λ 1 ), this first beam being affected by an appropriate delay; a second light beam (F2), polarized in a second direction and having a second wavelength (λ 2 ); each optical delay circuit inducing additional delays with respect to a determined time value (T) on the lights of the first and second beams it receives, a chromatic separator (CD) being located at the output of each delay circuit (42 ) and separating the light at the first wavelength (λ 1 ) from the light at the second wavelength (λ 2 ), each radiating element of the antenna (EDk) being coupled to the output of a circuit with delays (42) by a first photodetector (PD1),
characterized in that the two beams (F1, F2) being modulated at the transmission frequency (f e ), for each reception signal of a radiating element (EDk), the local oscillator frequency (f OL ) is supplied at the output of a first microwave mixer (MK1) by mixing the transmission frequency (f e ) and an intermediate frequency (f i ), then the frequency of the signal supplied to the radar processing means, of intermediate frequency increased by the Doppler frequency (f D ) of the received signal, is obtained at the output of a second microwave mixer (MK2) by mixing the frequency of local oscillator with the frequency of the received signal (f e + f D ). Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que : la lumière à la première longueur d'onde (λ1) est transmise au premier photodétecteur (PD1) qui émet un photocourant de fréquence d'émission (fe) vers l'élément rayonnant (EDk), un coupleur directif (CD) étant intercalé entre ce premier photodétecteur (PD1) et l'élément rayonnant (EDk) ; la lumière à la deuxième longueur d'onde (λ2) est transmise à un deuxième photodétecteur (PD2) qui émet un photocourant de fréquence d'émission (fe) vers une entrée du premier mélangeur hyperfréquence (Mk1), l'autre entrée de ce mélangeur recevant une fréquence intermédiaire (fi), le signal de sortie de ce mélangeur faisant office de signal d'oscillateur local, la sortie du premier mélangeur (Mk1) étant reliée à l'entrée du deuxième mélangeur (Mk2) qui reçoit le signal d'oscillateur local, l'autre entrée du deuxième mélangeur (Mk2) recevant du coupleur directif (CD) le signal reçu par l'élément rayonnant (EDk), pour délivrer sur sa sortie un signal dont la fréquence est la somme de la fréquence intermédiaire (fi) et de la fréquence Doppler (fD) du signal reçu. Device according to claim 1, characterized in that: the light at the first wavelength (λ 1 ) is transmitted to the first photodetector (PD1) which emits a photocurrent of emission frequency (f e ) towards the radiating element (EDk), a directional coupler (CD) being interposed between this first photodetector (PD1) and the radiating element (EDk); the light at the second wavelength (λ 2 ) is transmitted to a second photodetector (PD2) which emits a photocurrent of emission frequency (f e ) to an input of the first microwave mixer (Mk1), the other input of this mixer receiving an intermediate frequency (f i ), the output signal of this mixer acting as a local oscillator signal, the output of the first mixer (Mk1) being connected to the input of the second mixer (Mk2) which receives the local oscillator signal, the other input of the second mixer (Mk2) receiving from the directional coupler (CD) the signal received by the radiating element (EDk), to deliver on its output a signal whose frequency is the sum of the intermediate frequency (f i ) and the Doppler frequency (f D ) of the received signal. Dispositif de commande optique d'antenne à balayage électronique comportant des éléments rayonnants à commander (ED1, EDk), ce dispositif comportant un ensemble (DCR, 42) de circuits optiques de création de retards recevant chacun : un premier faisceau lumineux (F1), polarisé selon une première direction et présentant une première longueur d'onde (λ1), ce premier faisceau étant affecté d'un retard approprié; un deuxième faisceau lumineux (F2), polarisé selon une deuxième direction et présentant une deuxième longueur d'onde (λ2) ;    chaque circuit optique à retards induisant des retards complémentaires par rapport à une valeur de temps déterminée (T) sur les lumières des premier et deuxième faisceaux qu'il reçoit, un séparateur chromatique (CD) étant situé en sortie de chaque circuit de retards (42) et séparant la lumière à la première longueur d'onde (λ1) de la lumière à la deuxième longueur d'onde (λ2), chaque élément rayonnant de l'antenne (EDk) étant couplé à la sortie d'un circuit à retards (42) par un premier photodétecteur (PD1),
   caractérisé en ce que les deux faisceaux (F1, F2) étant modulés à la fréquence d'émission (fe), pour chaque signal de réception d'un élément rayonnant (EDk), la fréquence d'oscillateur local (fOL) est fournie en sortie d'un premier mélangeur hyperfréquence (Mk2) par mélange de la fréquence du signal reçu (fe + fD) et d'une fréquence intermédiaire (fi), puis la fréquence du signal fournie aux moyens de traitement radar, de fréquence intermédiaire augmentée de la fréquence Doppler (fD) du signal reçu, est obtenue en sortie d'un deuxième mélangeur hyperfréquence (Mk1) par mélange de la fréquence d'oscillateur local avec la fréquence d'émission (fe).Optical scanning antenna control device comprising radiating elements to be controlled (ED1, EDk), this device comprising a set (DCR, 42) of optical circuits for creating delays each receiving: a first light beam (F1), polarized in a first direction and having a first wavelength (λ 1 ), this first beam being affected by an appropriate delay; a second light beam (F2), polarized in a second direction and having a second wavelength (λ 2 ); each optical delay circuit inducing additional delays with respect to a determined time value (T) on the lights of the first and second beams it receives, a chromatic separator (CD) being located at the output of each delay circuit (42 ) and separating the light at the first wavelength (λ 1 ) from the light at the second wavelength (λ 2 ), each radiating element of the antenna (EDk) being coupled to the output of a circuit with delays (42) by a first photodetector (PD1),
characterized in that the two beams (F1, F2) being modulated at the transmission frequency (f e ), for each reception signal of a radiating element (EDk), the local oscillator frequency (f OL ) is supplied at the output of a first microwave mixer (Mk2) by mixing the frequency of the received signal (f e + f D ) and an intermediate frequency (f i ), then the frequency of the signal supplied to the radar processing means, of intermediate frequency increased by the Doppler frequency (f D ) of the received signal, is obtained at the output of a second microwave mixer (Mk1) by mixing the frequency of local oscillator with the transmission frequency (f e ). Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que : la lumière à la première longueur d'onde (λ1) est transmise au premier photodétecteur (PD1) qui émet un photocourant de fréquence d'émission (fe) vers l'élément rayonnant (EDk), un coupleur directif (CD) étant intercalé entre ce premier photodétecteur (PDI) et l'élément rayonnant (EDk) ; une entrée du premier mélangeur hyperfréquence (Mk2) reçoit sur une première entrée le signal reçu par l'élément rayonnant (EDk) via le coupleur directif (CD), l'autre entrée du premier mélangeur recevant une fréquence intermédiaire (fi) ; la lumière à la deuxième longueur d'onde (λ2) est transmise à un deuxième photodétecteur (PD2) qui émet un photocourant de fréquence d'émission (fe) vers une entrée du deuxième mélangeur hyperfréquence (Mk1), l'autre entrée de ce mélangeur étant reliée à la sortie du premier mélangeur (Mk2) pour donner un signal dont la fréquence est la somme de la fréquence intermédiaire (fi) et de la fréquence Doppler (fD) du signal reçu. Device according to claim 3, characterized in that: the light at the first wavelength (λ 1 ) is transmitted to the first photodetector (PD1) which emits a photocurrent of emission frequency (f e ) towards the radiating element (EDk), a directional coupler (CD) being interposed between this first photodetector (PDI) and the radiating element (EDk); an input of the first microwave mixer (Mk2) receives on a first input the signal received by the radiating element (EDk) via the directional coupler (CD), the other input of the first mixer receiving an intermediate frequency (f i ); the light at the second wavelength (λ 2 ) is transmitted to a second photodetector (PD2) which emits a photocurrent of emission frequency (f e ) to one input of the second microwave mixer (Mk1), the other input of this mixer being connected to the output of the first mixer (Mk2) to give a signal whose frequency is the sum of the intermediate frequency (f i ) and the Doppler frequency (f D ) of the received signal. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le deuxième photodétecteur (PD2) est aussi un mélangeur hyperfréquence (Mk1).Device according to any one of the claims previous, characterized in that the second photodetector (PD2) is also a microwave mixer (Mk1). Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que, l'antenne comportant pxp éléments rayonnants, l'ensemble des circuits à retards (DCR) comportant un ensemble de modulateurs spatiaux de lumière comportant pxp pixels affectés à la génération des signaux à émettre, cet ensemble comporte en outre pxp autres pixels utilisés chacun pour la génération de l'oscillateur local affecté à chaque élément rayonnant.Device according to any one of the claims previous, characterized in that, the antenna comprising pxp elements radiant, all the delay circuits (DCR) comprising a set of spatial light modulators comprising pxp pixels assigned to the generation of signals to be transmitted, this set includes in addition to pxp other pixels each used for generating the oscillator room assigned to each radiating element. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que, les grandeurs τk e, τj e représentant les retards appliqués à l'émission respectivement à la voie k, associée à l'élément rayonnant d'ordre k, et à la voie j, associée à l'élément rayonnant d'ordre j, d'une part, et τk OL, τj OL représentant les retards appliqués respectivement à la voie k et à la voie j de l'oscillateur local d'autre part, alors la fréquence fOL de l'oscillateur local vérifie l'égalité suivante : (τk OL - τj OL)fOL = (τk e - τj e)fe    où fe représente la fréquence du signal d'émission.Device according to Claim 6, characterized in that, the quantities τ k e , τ j e representing the delays applied to the transmission respectively to the channel k, associated with the radiating element of order k, and to the channel j , associated with the radiating element of order j, on the one hand, and τ k OL , τ j OL representing the delays applied respectively to the channel k and to the channel j of the local oscillator on the other hand, then the frequency f OL of the local oscillator checks the following equality: (τ k OL - τ j OL ) f OL = (τ k e - τ j e ) f e where f e represents the frequency of the transmission signal.
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