EP0662650A2 - Means for measuring short time intervals - Google Patents

Abstract

The device measures small time intervals. A number of input pulses of equal duration are used by a microprocessor (11), a control circuit (1 to 7), register for the input pulses and measure device for them. The register has a summer (6) and an input pulse counter (8). It determines the minimum number of pulses needed to form a certain registered time width that just exceeds a predetermined interval in the summer. The measurer has an oscillator (2) with a scanning pulse counter (9) and a time-extender. It multiplies the registered time width by an extension factor to give a scan time. The microprocessor evaluates the time interval from the ratio of scan time to the product of the minimum number of pulses and extension factor.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Einrichtung und ein Verfahren zur Messung von kleinen Zeitintervallen gemäss dem Oberbegriff des Patentanspruch 1 und 8 sowie auf eine Verwendung derselben in einem Durchflussvolumenmessgerät.The invention relates to a device and a method for measuring small time intervals according to the preamble of claims 1 and 8 and to the use thereof in a flow volume measuring device.

Für die Messung von Zeitintervallen im Nanosekunden-Bereich sind eine Reihe von digitalen und analogen elektronischen Messverfahren bekannt. Die digitalen Verfahren zeichnen sich durch eine nahezu unbegrenzte Dynamik aus, d.h. das Verhältnis von kleinsten zum grössten messbaren Zeitintervall. Allerdings ist die Auflösung dieser Verfahren vergleichsweise gering. Beim einfachen digitalen Zählverfahren ist die Auflösung durch die maximale Taktfrequenz der Zähler begrenzt, die bei modernen Zählern etwa 1GHz beträgt. Dementsprechend ist die Auflösung des einfachen digitalen Zählverfahrens auf Werte größer etwa 1 ns beschränkt. P. Young beschreibt in "1 nanosecond time interval counter"; Instruments & Control Systems 38 (1965), p. 105, wie durch den Einsatz von digitalen Interpolationsverfahren eine höhere Auflösung erreicht werden kann, indem anstelle schneller Zählschaltungen schnelle Koinzidenzschaltungen verwendet werden, die sich einfacher und kostengünstiger realisieren lassen.A number of digital and analog electronic measuring methods are known for measuring time intervals in the nanosecond range. The digital processes are characterized by almost unlimited dynamics, i.e. the ratio of the smallest to the largest measurable time interval. However, the resolution of these methods is comparatively low. In the simple digital counting method, the resolution is limited by the maximum clock frequency of the counters, which is approximately 1 GHz in modern counters. Accordingly, the resolution of the simple digital counting method is limited to values greater than approximately 1 ns. P. Young describes in "1 nanosecond time interval counter"; Instruments & Control Systems 38 (1965), p. 105, how a higher resolution can be achieved through the use of digital interpolation methods by using fast coincidence circuits instead of fast counting circuits, which can be implemented more easily and cost-effectively.

Wesentlich höhere Auflösungen ergeben sich durch den Einsatz analoger Interpolationsverfahren, wobei eine Reduktion der Digitalisierungsfehler um 3 bis 4 Größenordnungen möglich ist. Beispielsweise beinhalten solche Verfahren eine Impulsdauervervielfachung, wie sie G. Kramer in "Ein hochauflösender elektronischer Zeitmesser"; Nachrichtentechnische Zeitschrift 23 (1970) Heft 9, p. 433, beschreibt, oder eine Zeit-Amplituden-Wandlung, die z.B. aus der Dissertation von J. W. Klein "Elektronische Zeitmessung im Nanosekunden- und Subnanosekunden-Gebiet", TH Aachen (1971) bekannt ist. Zeitliche Auflösungen bis hinab zu etwa 5ps sind mit diesen Verfahren ohne Verwendung der teuren schnellen Zählschaltungen erreichbar. Allerdings nehmen die Messdauer und der Energieverbrauch mit zunehmender Länge des Zeitintervalls zu, so dass bei diesen Verfahren das Verhältnis der maximalen zu den minimalen Zeitintervallen, d.h. die Dynamik, beschränkt werden muss, um vernünftige Messzeiten und geringen Energieverbrauch zu erhalten. Die Dynamik dieser Verfahren ist daher auf Werte unter 1000 beschränkt. Darüber hinaus weisen diese analogen Messverfahren eine schlechte Langzeitstabilität auf.Substantially higher resolutions result from the use of analog interpolation methods, whereby a reduction of the digitization errors by 3 to 4 orders of magnitude is possible. For example, such methods include pulse width multiplication, as described by G. Kramer in "A high-resolution electronic timepiece"; Telecommunications Magazine 23 (1970) Issue 9, p. 433, or a time-to-amplitude conversion, e.g. from the dissertation by J. W. Klein "Electronic time measurement in the nanosecond and subnanosecond area", TH Aachen (1971) is known. Temporal resolutions down to about 5ps can be achieved with these methods without using the expensive, fast counter circuits. However, the measurement duration and the energy consumption increase with increasing length of the time interval, so that in these methods the ratio of the maximum to the minimum time intervals, i.e. the dynamics must be limited in order to obtain reasonable measuring times and low energy consumption. The dynamics of these processes are therefore limited to values below 1000. In addition, these analog measurement methods have poor long-term stability.

In vielen Anwendungen ist es nötig Zeitintervalle im Nanosekundengebiet mit hoher Auflösung und grosser Dynamik zu messen. Ein Beispiel einer solchen Anwendung stellt die Messung eines Volumenstroms in einem Messrohr mittels Ultraschall nach dem Laufzeitdifferenzverfahren dar, das beispielsweise aus der CH-PS 604 133 bekannt ist. Der Durchfluss wird anhand der Laufzeitdifferenz zweier Ultraschallwellenpakete ermittelt, die während der Sendephase eines Messzyklus gleichzeitig von zwei in einem kleinen Abstand vor den Stirnseiten des Messrohrs angeordneten Messwandlern für Ultraschall abgestrahlt werden und das Messrohr in entgegengesetzter Richtung durcheilen, wobei die Strömung eines Mediums im Messrohr das eine Ultraschallwellenpaket verlangsamt und das andere beschleunigt. Die beiden Ultraschallwellenpakete treffen daher mit einer zeitlichen Verschiebung beim jeweils gegenüberliegenden und auf dem inzwischen für die Empfangsphase des Messzyklus auf Empfang umgeschalteten Messwandler ein, der die Schallwellen in Empfangssignale umwandelt. Die beiden Empfangssignale weisen somit eine von der Strömung abhängige Phasenverschiebung φ auf, die von einem Phasendetektor feststellbar ist. Der Phasendetektor erzeugt aus den beiden Empfangssignalen für jede Periode der Ultraschallwellen einen Impuls, dessen Dauer bzw. Breite der Phasenverschiebung φ zwischen den beiden Empfangssignalen proportional ist. Bei diesen Verfahren nimmt der relative Fehler mit abnehmender Breite der Eingangsimpulse zu.In many applications it is necessary to measure time intervals in the nanosecond range with high resolution and high dynamics. An example of such an application is the measurement of a volume flow in a measuring tube using ultrasound after Runtime difference method, which is known for example from CH-PS 604 133. The flow is determined on the basis of the transit time difference between two ultrasound wave packets, which are emitted simultaneously by two transducers for ultrasound arranged at a short distance in front of the end faces of the measuring tube during the transmission phase of a measuring cycle and pass through the measuring tube in the opposite direction, the flow of a medium in the measuring tube one ultrasonic wave packet slows down and the other speeds up. The two ultrasound wave packets therefore arrive with a time shift at the opposite measuring transducer and on the transducer which has now switched to reception for the reception phase of the measurement cycle and converts the sound waves into reception signals. The two received signals thus have a phase shift φ which is dependent on the flow and can be determined by a phase detector. The phase detector generates a pulse from the two received signals for each period of the ultrasonic waves, the duration or width of which is proportional to the phase shift φ between the two received signals. With these methods, the relative error increases with decreasing width of the input pulses.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine kostengünstige Einrichtung zur Messung von kleinen Zeitintervallen zu schaffen, mit der die Breite von Impulsen innerhalb eines Impulspaketes mit hoher Auflösung und einer grossen Dynamik mit geringem Energieaufwand messbar ist.The invention has for its object to provide an inexpensive device for measuring small time intervals, with which the width of pulses within a pulse packet with high resolution and a large dynamic range can be measured with low energy consumption.

Die Lösung der Aufgabe gelingt durch die kennzeichnenden Merkmale der Patentansprüche 1 und 8.The problem is solved by the characterizing features of claims 1 and 8.

Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Figur 1a

ein Impulspaket,

Figur 1b

eine Anwendung einer Messschaltung,

Figur 2

die Messschaltung,

Figur 3

eine praktische Ausführung der Messschaltung und

Figur 4

ein Spannungs-Zeitdiagramm.

Exemplary embodiments of the invention are explained in more detail below with reference to the drawings. Show it:

Figure 1a

an impulse package,

Figure 1b

an application of a measuring circuit,

Figure 2

the measuring circuit,

Figure 3

a practical execution of the measuring circuit and

Figure 4

a voltage-time diagram.

Die Figur 1a zeigt die Spannung U_P von Ausgangsimpulsen während der Empfangsphase am Ausgang eines Phasendetektors 99 in der Figur 1b eines in der eingangs erwähnten CH-PS 604 133 beschriebenen Durchflussvolumenzählers 98 in Funktion der Zeit t. Der Phasendetektor 99 des Durchflussvolumenzählers ist zum Vergleichen der Laufzeit der auf dem Weg durch ein Messrohr 97 von der Strömungsgeschwindigkeit eines Mediums verzögerten bzw. beschleunigten Ultraschallwellen eingerichtet. Ein während einer Messphase am Ausgang des Phasendetektors 99 abgegebenes Impulspaket setzt sich aus N Einzelimpulsen zusammen, wobei N mit Vorteil zu 50 oder mehr zu wählen ist. Alle N Einzelimpulse innerhalb des gleichen Impulspakets weisen ideal eine gleiche Breite vom Zeitintervall Δt auf, da sich während einer Messphase die Strömungsgeschwindigkeit nur unmerklich ändert. Sie ist gleich der Laufzeitdifferenz zwischen den auf dem Weg durch das Messrohr 97 von der Strömung eines Mediums verzögerten bzw. beschleunigten Ultraschallwellen. Die Ausgangsimpulse folgen sich im Abstand T_S, der gleich der Periodendauer der Ultraschallwellen ist. Der Ausgang des Phasendetektors 99 ist über eine Eingangsleitung 114 mit einer Messschaltung 100 verbunden, die sich unter anderem auch zur Messung der Strömungsgeschwindigkeit des Mediums in einem Durchflussvolumenzähler 98 eignet.FIG. 1 a shows the voltage U _P of output pulses during the reception phase at the output of a phase detector 99 in FIG. 1 b of a flow volume counter 98 described in the above-mentioned CH-PS 604 133 as a function of time t. The phase detector 99 of the flow volume counter is for Comparing the transit time of the ultrasonic waves delayed or accelerated on the way through a measuring tube 97 by the flow velocity of a medium. A pulse packet delivered at the output of the phase detector 99 during a measurement phase is composed of N individual pulses, N being advantageously chosen to be 50 or more. All N individual pulses within the same pulse packet ideally have the same width from the time interval Δt, since the flow speed changes only imperceptibly during a measurement phase. It is equal to the transit time difference between the ultrasonic waves delayed or accelerated by the flow of a medium on the way through the measuring tube 97. The output pulses follow one another at a distance T _S , which is equal to the period of the ultrasonic waves. The output of phase detector 99 is connected via an input line 114 to a measuring circuit 100, which is also suitable, among other things, for measuring the flow velocity of the medium in a flow volume counter 98.

In der Figur 2 umfasst das Blockschaltbild der Messschaltung einen Eingangsschalter 1, einen Messoszillator 2, eine Startlogik 3, eine erste Torschaltung 4, eine zweite Torschaltung 5, ein Summierglied 6, eine Stoplogik 7, einen Eingangsimpulszähler 8, einen Abtastimpulszähler 9, ein Zeitdehnglied 10 und einen Mikroprozessor 11. Das Summierglied 6 und der Eingangsimpulszähler 8 sind Registriermittel für die Eingangsimpulse, während der Messoszillator 2, der Abtastimpulszähler 9 und das Zeitdehnglied 10 als Messmittel für die registrierten Eingangsimpulse zusammenarbeiten. Der Mikroprozessor 11 ist zum Steuern des Messvorgangs und zum Auswerten der Messergebnisse eingerichtet und ist über Steuerleitungen 101 bis 104 mit dem Eingangsschalter 1, der Startlogik 3, dem Eingangsimpulszähler 8 und dem Abtastimpulszähler 9 verbunden. Der Messoszillator 2 übermittelt Kalibrierimpulse vorbestimmter Breite über eine Verbindung 105 zum Eingangsschalter 1 und über eine Leitung 106 zur zweiten Torschaltung 5. Die Startlogik 3 steuert über Torsteuerleitungen 107 und 108 die erste Torschaltung 4 und die zweite Torschaltung 5. Die Stoplogik 7 ist über eine Startleitung 109 mit der Startlogik 3 und über eine Stopleitung 110 mit der ersten Torschaltung 4 verbunden, ferner besteht eine Freigabeverbindung 111 zum Zeitdehnglied 10, während die Stoplogik 7 über eine Stopsignalleitung 112 vom Summierglied 6 Steuerbefehle erhält. Das Zeitdehnglied 10 besitzt eine Verbindung mittels einer Endsignalleitung 113 zur zweiten Torschaltung 5.In FIG. 2, the block diagram of the measuring circuit comprises an input switch 1, a measuring oscillator 2, a start logic 3, a first gate circuit 4, a second gate circuit 5, a summing element 6, a stop logic 7, an input pulse counter 8, a sampling pulse counter 9, a time expansion element 10 and a microprocessor 11. The summing element 6 and the input pulse counter 8 are registration means for the input pulses, while the measuring oscillator 2, the sampling pulse counter 9 and the time expansion element 10 work together as measuring means for the registered input pulses. The microprocessor 11 is set up to control the measurement process and to evaluate the measurement results and is connected via control lines 101 to 104 to the input switch 1, the start logic 3, the input pulse counter 8 and the sampling pulse counter 9. The measuring oscillator 2 transmits calibration pulses of a predetermined width via a connection 105 to the input switch 1 and via a line 106 to the second gate circuit 5. The start logic 3 controls the first gate circuit 4 and the second gate circuit 5 via gate control lines 107 and 108. The stop logic 7 is via a start line 109 to the start logic 3 and via a stop line 110 to the first gate circuit 4, there is also an enable connection 111 to the timing element 10, while the stop logic 7 receives control commands from the summing element 6 via a stop signal line 112. The time expansion element 10 has a connection by means of an end signal line 113 to the second gate circuit 5.

Die Eingangsimpulse, deren Breite Δt (Figur 1a) gemessen werden soll, erreichen den Schalter 1 der Messschaltung auf der Eingangsleitung 114. Je nach der Stellung des Schalters 1 werden die vom Messoszillator 2 erzeugten Kalibrierimpulse auf der Verbindung 105 oder die Eingangsimpulse auf der Eingangsleitung 114 am Ausgang des Schalters 1 auf eine Signalleitung 115 geleitet. Die Signalleitung 115 verzweigt sich zur Startlogik 3, zur ersten Torschaltung 4 und zur Stoplogik 7. Der Ausgang der ersten Torschaltung 4 ist mit einer Impulsleitung 116 zu den Impulseingängen des Summierglieds 6 und des Eingangsimpulszählers 8 verbunden. Eine Summenimpulsleitung 117 stellt die Verbindung zwischen dem Ausgang des Summierglieds 6 und dem Signaleingang des Zeitglieds 10 her. Der Ausgang der zweiten Torschaltung 5 ist mit einer Abtastimpulsleitung 118 zum Impulseingang des Abtastimpulszähler 9 verbunden. Eingänge des Mikroprozessors 11 sind über Zählerleitungen 119 und 120 mit dem Eingangsimpulszähler 8 und dem Abtastimpulszähler 9 zum Auslesen des entsprechenden Zählerstands verbunden.The input pulses, whose width Δt (FIG. 1a) is to be measured, reach the switch 1 of the measuring circuit on the input line 114. Depending on the position of the switch 1, the calibration pulses generated by the measuring oscillator 2 are on the Connection 105 or the input pulses on input line 114 at the output of switch 1 are routed to a signal line 115. The signal line 115 branches to the start logic 3, to the first gate circuit 4 and to the stop logic 7. The output of the first gate circuit 4 is connected to a pulse line 116 to the pulse inputs of the summing element 6 and the input pulse counter 8. A sum pulse line 117 establishes the connection between the output of the summing element 6 and the signal input of the timing element 10. The output of the second gate circuit 5 is connected to a scanning pulse line 118 to the pulse input of the scanning pulse counter 9. Inputs of the microprocessor 11 are connected via counter lines 119 and 120 to the input pulse counter 8 and the sampling pulse counter 9 for reading out the corresponding counter reading.

Der Mikroprozessor 11 versetzt die Schaltung vor jedem Mess- oder Kalibrierzyklus in einen definierten Ausgangszustand über hier nicht gezeichnete Resetleitungen, die den Mikroprozessor 11 mit der Startlogik 3, der ersten und zweiten Torschaltung 4 und 5, dem Summierglied 6, der Stoplogik 7, dem Eingangsimpulszähler 8 und dem Abtastimpulszähler 9 verbinden. Nach jedem Ende eines Messzyklus liest der Mikroprozessor 11 den Eingangsimpulszähler 8 und den Abtastimpulszähler 9 aus und berechnet anhand der Zählerstände die Breite Δt der Eingangsimpulse. Innerhalb eines Messzyklus wird der Messablauf ausschliesslich durch die Startlogik 3 und die Stoplogik 7 gesteuert, die insbesondere alle zeitkritischen Vorgänge abwickeln. Dies weist den Vorteil auf, dass die übergeordnete Steuerung durch den Mikroprozessor 11 nicht zeitkritisch sein muss.Before each measurement or calibration cycle, the microprocessor 11 sets the circuit into a defined initial state via reset lines, not shown here, which connect the microprocessor 11 with the start logic 3, the first and second gate circuits 4 and 5, the summing element 6, the stop logic 7, and the input pulse counter 8 and the sampling pulse counter 9 connect. After each end of a measurement cycle, the microprocessor 11 reads out the input pulse counter 8 and the sampling pulse counter 9 and calculates the width Δt of the input pulses based on the counter readings. Within a measurement cycle, the measurement sequence is controlled exclusively by the start logic 3 and the stop logic 7, which in particular handle all time-critical processes. This has the advantage that the higher-level control by the microprocessor 11 does not have to be time-critical.

Als besonderer Vorteil weist die Messschaltung zwei Betriebsarten auf, den Mess- und den Kalibrierbetrieb. Die Umschaltung zwischen den beiden Betriebsarten erfolgt im elektronischen Eingangsschalter 1, der vom Mikroprozessor 11 über die erste Steuerleitung 101 gesteuert ist. Abhängig vom Signalpegel auf der ersten Steuerleitung 101 stehen am Ausgang des Schalters 1 entweder die Eingangsimpulse im Messbetrieb oder die Kalibrierimpulse vom Messoszillator 2 im Kalibrierbetrieb an, die über die Signalleitung 115 auf die Startlogik 3, die erste Torschaltung 4 und auf die Stoplogik 7 geleitet werden. Die Messschaltung behandelt die Eingangs- und die Kalibrierimpulse vollkommen gleichwertig. Im folgenden wird deshalb anstelle von den Eingangs- und Kalibrierimpulsen nur von den Eingangsimpulsen auf der Signalleitung 115 gesprochen.As a particular advantage, the measuring circuit has two operating modes, measuring and calibration. Switching between the two operating modes takes place in the electronic input switch 1, which is controlled by the microprocessor 11 via the first control line 101. Depending on the signal level on the first control line 101, either the input pulses in the measuring mode or the calibration pulses from the measuring oscillator 2 in the calibration mode are present at the output of the switch 1, which are passed via the signal line 115 to the start logic 3, the first gate circuit 4 and the stop logic 7 . The measuring circuit treats the input and calibration pulses as completely equivalent. Therefore, instead of the input and calibration pulses, only the input pulses on the signal line 115 are referred to below.

Nach Freigabe durch den Mikroprozessor 11 über die zweite Steuerleitung 102 öffnet die Startlogik 3 mit der folgenden aufsteigenden Flanke der über die Signalleitung 115 bei der Startlogik 3 ankommenden Eingangsimpulse die erste Torschaltung 4 mittels eines Signals auf der ersten Torsteuerleitung 107, so dass die Eingangsimpulse auch durch die erste Torschaltung 4 hindurch über die Impulsleitung 116 zum Eingang des Summierglieds 6 und zum Eingang des Eingangsimpulszählers 8 gelangen. Das Summierglied 6 addiert die Breiten Δt_i der aufeinanderfolgenden Eingangsimpulse auf. Sobald die Summe Δt_S der Breiten Δt_i eine vorgegebene Grenze, das Registrierintervall R, überschreitet, wird die Stoplogik 7 über die Stopsignalleitung 112 aktiviert. Die Stoplogik 7 wartet bis der gerade anliegende Eingangsimpuls beendet ist und schliesst dann die erste Torschaltung 4 mit einem Signal auf der Stopleitung 110 und setzt gleichzeitig die Startlogik 3 mit einem Signal auf der Startleitung 109 in den Bereitschaftszustand zurück. Es gelangen somit keine weiteren Eingangsimpulse mehr zum Summierglied 6 und zum Eingangsimpulszähler 8. Die Zahl k_mess der summierten Eingangsimpulse ist im Eingangsimpulszähler 8 gespeichert und wird über die erste Zählerleitung 119 an den Mikroprozessor 11 zur Auswertung übermittelt und dort gespeichert.After release by the microprocessor 11 via the second control line 102, the start logic 3 opens the first gate circuit 4 by means of a with the following rising edge of the input pulses arriving via the signal line 115 at the start logic 3 Signals on the first gate control line 107, so that the input pulses also pass through the first gate circuit 4 via the pulse line 116 to the input of the summing element 6 and to the input of the input pulse counter 8. The summing element 6 adds up the widths Δt _{i of} the successive input pulses. As soon as the sum Δt _{S of} the widths Δt _i exceeds a predetermined limit, the registration interval R, the stop logic 7 is activated via the stop signal line 112. The stop logic 7 waits until the input pulse currently present has ended and then closes the first gate circuit 4 with a signal on the stop line 110 and at the same time resets the start logic 3 with a signal on the start line 109 into the ready state. There are therefore no further input pulses to the summing element 6 and to the input pulse counter 8. The number k _{mess of} the summed input pulses is stored in the input pulse counter 8 and is transmitted via the first counter line 119 to the microprocessor 11 for evaluation and stored there.

Synchron mit dem Oeffnen der ersten Torschaltung 4 veranlasst die Startlogik 3 über die zweite Torsteuerleitung 108 das Oeffnen der zweiten Torschaltung 5 und gleichzeitig gibt die Stoplogik 7 das Zeitdehnglied 10 über die Freigabeleitung 111 frei, wobei das Zeitdehnglied 10 den auf der Summenimpulsleitung 117 anliegenden Summenimpuls von der Breite Δt_S zeitlich um den Dehnfaktor z verlängert und einen positiven Ausgangsimpuls mit der Breite z·Δt_S über die Endsignalleitung 113 an die zweite Torschaltung 5 sendet. Durch die zweite Torschaltung 5 hindurch gelangen über die Leitung 106 die vom Messoszillator 2 erzeugten Kalibrierimpulse mittels der Abtastimpulsleitung 118 als Abtastimpulse auf den Abtastimpulszähler 9 und werden dort solange aufsummiert, bis die zweite Torschaltung 5 durch die abfallende Flanke des über die Endsignalleitung 113 aus dem Zeitglied 10 gesandten Ausgangsimpulses geschlossen wird. Die im Abtastimpulszähler 9 gespeicherte Zahl N_mess wird vom Mikroprozessor 11 über die zweite Zählerleitung 120 ausgelesen und gespeichert.In synchronism with the opening of the first gate circuit 4, the start logic 3 initiates the opening of the second gate circuit 5 via the second gate control line 108, and at the same time the stop logic 7 enables the time expansion element 10 via the enable line 111, the time expansion element 10 releasing the sum pulse on the sum pulse line 117 the width Δt _{S is extended in} time by the expansion factor z and sends a positive output pulse with the width z · Δt _S via the end signal line 113 to the second gate circuit 5. Through the second gate circuit 5, the calibration pulses generated by the measuring oscillator 2 pass through the line 106 as a scanning pulse to the scanning pulse counter 9 via the scanning pulse line 118 and are summed up there until the second gate circuit 5 through the falling edge of the timing signal via the end signal line 113 10 sent output pulse is closed. The number N _mess stored in the scanning pulse counter 9 is read out and stored by the microprocessor 11 via the second counter line 120.

In einer anderen Ausführung werden zuerst die auf der Impulsleitung 116 eintreffenden Impulse im Summierglied 6 aufsummiert und der Summenimpuls erst anschliessend im Zeitdehnglied 10 gedehnt. Dazu wird synchron mit dem Schliessen der ersten Torschaltung 4 durch die Stoplogik 7 auch der Startlogik 3 über die Startleitung 109 ein Signal zum Oeffnen der zweiten Torschaltung 5 gesandt. Gleichzeitig gibt die Stoplogik 7 das Zeitdehnglied 10 über die Freigabeleitung 111 frei, wobei das Zeitdehnglied 10 den auf der Impulsleitung 116 anliegenden Summenimpuls von der Breite Δt_S zeitlich um den Dehnfaktor z verlängert und einen positiven Ausgangsimpuls mit der Breite z·Δ t_S über die Endsignalleitung 113 an die zweite Torschaltung 5 sendet. Die Kalibrierimpulse auf der Leitung 106 gelangen danach durch die zweite Torschaltung 5 hindurch über die Abtastimpulsleitung 118 zum Abtastimpulszähler 9, dessen Zählerstand nach dem Schliessen der zweiten Torschaltung 5 die Zahl N_mess ist.In another embodiment, the pulses arriving on the pulse line 116 are first summed up in the summing element 6 and the sum pulse is then stretched in the time expansion element 10. For this purpose, a signal for opening the second gate circuit 5 is sent to the start logic 3 via the start line 109 in synchronism with the closing of the first gate circuit 4 by the stop logic 7. At the same time, the stop logic 7 releases the time expansion element 10 via the enable line 111, the time expansion element 10 extending the sum pulse on the pulse line 116 of the width Δt _S by the expansion factor z and a positive output pulse with the width z · Δ t _S via the End signal line 113 sends to the second gate circuit 5. The Calibration pulses on line 106 then pass through the second gate circuit 5 via the scanning pulse line 118 to the scanning pulse counter 9, the count of which after closing the second gate circuit 5 is the number N _mess .

Der Vorteil der Zeitdehnschaltung 10 ist dadurch begründet, dass sie die Breite Δt_i der auf der Signalleitung 115 anliegenden Eingangsimpulse um einen Dehnfaktor z dehnt. Da in Wirklichkeit die Breiten Δt_i der N einzelnen Eingangsimpulse des gleichen Messzyklus nur um einen sehr kleinen Betrag infolge des "Jitters" in den Schaltelementen streuen und dieser zufällige Fehler durch die beschriebene Methode ausgemittelt wird, ist für einen Messzyklus mit gleichen Breiten Δt der N einzelnen Eingangsimpulse zu rechnen.The advantage of the time expansion circuit 10 is due to the fact that it extends the width Δt _{i of} the input pulses present on the signal line 115 by an expansion factor z. Since in reality the widths Δt _{i of} the N individual input pulses of the same measurement cycle only scatter by a very small amount as a result of the "jitter" in the switching elements and this random error is averaged out by the method described, for a measurement cycle with the same widths Δt is the N to calculate individual input pulses.

Die Zahl N_mess der im Abtastimpulszähler 9 gespeicherten Abtastimpulse ist durch

${\text{N}}_{\text{mess}}{\text{= z · Δt}}_{\text{S}}{\text{/ T}}_{\text{osz}}{\text{= z · k}}_{\text{mess}}{\text{· Δt / T}}_{\text{osz}}\text{ (1)}$

gegeben. Dabei ist T_osz die Periodendauer des Messoszillators 2. Wie oben beschrieben sorgt die Stoplogik 7 dafür, daß die Breite Δt_S des Summenimpulses nahezu konstant ist. Dies bewirkt, daß auch die Zahl N_mess der Abtastimpulse nahezu unabhängig von der Breite Δt der Eingangsimpulse ist. Der relative Digitalisierungsfehler f ist gemäss der Gleichung (2) nahezu unabhängig von der Breite der Eingangsimpulse,

${\text{f = 1 / N}}_{\text{mess}}{\text{= T}}_{\text{osz}}{\text{/ (z · k}}_{\text{mess}}\text{· Δt). (2)}$

Von Vorteil ist daher, dass insbesondere auch die sehr kurzen Eingangsimpulse mit der gleichen relativen Genauigkeit wie die langen Eingangsimpulse gemessen werden. Die Messdauer und der Energieverbrauch sind nicht nur bei kleinen, sondern auch bei grossen Impulsbreiten Δt gering. Diese Einrichtung gewährleistet damit eine kostengünstige und deutliche Erhöhung der Dynamik gegenüber den bekannten analogen Zeitmessverfahren und löst die erfindungsgemässe Aufgabe.The number N _mess of the scanning pulses stored in the scanning pulse counter 9 is by

${\text{N}}_{\text{mess}}{\text{= z · Δt}}_{\text{S}}{\text{/ T}}_{\text{osz}}{\text{= z · k}}_{\text{mess}}{\text{Δt / T}}_{\text{osz}}\text{(1)}$

given. T _{osz is} the period of the measuring oscillator 2. As described above, the stop logic 7 ensures that the width Δt _{S of} the sum pulse is almost constant. This has the effect that the number N _{mess of} the sampling pulses is almost independent of the width Δt of the input pulses. According to equation (2), the relative digitization error f is almost independent of the width of the input pulses,

${\text{f = 1 / N}}_{\text{mess}}{\text{= T}}_{\text{osz}}{\text{/ (z · k}}_{\text{mess}}\text{Δt). (2)}$

It is therefore advantageous that especially the very short input pulses are measured with the same relative accuracy as the long input pulses. The measurement duration and the energy consumption are not only small for small, but also for large pulse widths Δt. This device thus ensures a cost-effective and significant increase in dynamics compared to the known analog time measurement method and achieves the object of the invention.

Die minimal notwendige Anzahl N der Eingangsimpulse im Impulspaket und die Zahl k_mess der summierten Eingangsimpulse im Eingangsimpulszähler 8 sind voneinander nicht unabhängig, da die Anzahl N das kürzeste, messbare Zeitintervall Δt und dessen Digitalisierungsfehler f bestimmt, weil die Zahl k_mess nicht grösser als N sein kann.The minimum required number N of the input pulses in the pulse packet and the number k _{mess of} the summed input _{pulses in} the input pulse counter 8 are not independent of one another, since the number N determines the shortest, measurable time interval Δt and its digitization error f because the number k _{mess is} not greater than N can be.

Die Langzeitkonstanz des Dehnfaktors z ist sowohl von der Temperatur abhängig und ändert sich im Laufe der Zeit durch die Alterung der Bauteile. Um die daraus resultierende schlechte Langzeitstabilität und die Temperaturdrift der Messschaltung zu eliminieren wird, vom Mikroprozessor 11 gesteuert, als erste Messung eine Kalibrierung der Messschaltung durchgeführt, die nach einer vorbestimmten Anzahl Messzyklen mit den Eingangsimpulsen auf der Eingangsleitung 114 wiederholt wird.The long-term constancy of the expansion factor z depends on the temperature and changes over time due to the aging of the components. To the result resulting poor long-term stability and eliminating the temperature drift of the measuring circuit, controlled by the microprocessor 11, the first measurement carried out a calibration of the measuring circuit, which is repeated after a predetermined number of measuring cycles with the input pulses on the input line 114.

Über den Eingangsschalter 1 werden dabei die Kalibrierimpulse vom Messoszillator 2 auf die Signalleitung 115 gelegt. Mit der fest vorgegebenen Breite Δt_osz der Kalibrierimpulse auf der Signalleitung 115 und den nach Beendigung des Kalibrierzyklus in den beiden Zählern 8 und 9 gespeicherten und vom Mikroprozessor 11 ausgelesenen Kalibrierzählerständen k_call und N_cal errechnet der Mikroprozessor 11 den Dehnfaktor z gemäss Gleichung (3).

${\text{z = (N}}_{\text{cal}}{\text{· T}}_{\text{osz}}{\text{) / (k}}_{\text{cal}}{\text{· Δt}}_{\text{osz}}\text{) (3)}$

Der Mikroprozessor 11 speichert den Dehnfaktor z bzw. N_cal und k_cal für die Auswertung der nachfolgenden Messzyklen.The calibration pulses from the measuring oscillator 2 are applied to the signal line 115 via the input switch 1. With the fixed predetermined width Δt _{osz of} the calibration _pulses on the signal line 115 and the calibration _{counter readings} k _call and N _cal stored in the two counters 8 and 9 after the end of the calibration _cycle and read out by the microprocessor 11, the microprocessor 11 calculates the expansion factor z according to equation (3) .

${\text{z = (N}}_{\text{cal}}{\text{· T}}_{\text{osz}}{\text{) / (k}}_{\text{cal}}{\text{· Δt}}_{\text{osz}}\text{) (3)}$

The microprocessor 11 stores the expansion factor z or N _cal and k _cal for the evaluation of the subsequent measurement cycles.

Die Breite Δt der Eingangsimpulse kann vom Mikroprozessor 11 gemäss Gleichung (4), die aus den Gleichungen (1) und (3) folgt, zu

${\text{Δt = (k}}_{\text{cal}}{\text{/ k}}_{\text{mess}}{\text{) · (N}}_{\text{mess}}{\text{/ N}}_{\text{cal}}{\text{) · Δt}}_{\text{osz}}\text{ (4)}$

berechnet werden. Wie ersichtlich, wird der Temperaturgang und die Stabilität der Messschaltung nur von den Eigenschaften des Messoszillators 2 bestimmt. Die Verwendung eines quarzgesteuerten Messoszillators 2 weist den Vorteil auf, daß sich die Messschaltung durch eine geringe Temperaturdrift und eine hohe Langzeitstabilität auszeichnet, wie sie auch von kostengünstigen Schwingquarzen bekannt sind. Durch die Dehnung der Breite Δt der Eingangsimpulse um den Dehnfaktor z, der beispielsweise grösser als z = 1000 ist, wird die für die Messschaltung geforderte Auflösung bereits mit einer vergleichsweise niedrigen Frequenz des Messoszillators 2 erreicht. Die Messschaltung weist daher den besonderen Vorteil auf, dass sie ohne schnelle Zählschaltungen auskommt und daher kostengünstig hergestellt werden kann.The width Δt of the input pulses can increase from the microprocessor 11 according to equation (4), which follows from equations (1) and (3)

${\text{Δt = (k}}_{\text{cal}}{\text{/ k}}_{\text{mess}}{\text{) · (N}}_{\text{mess}}{\text{/ N}}_{\text{cal}}{\text{) · Δt}}_{\text{osz}}\text{(4)}$

be calculated. As can be seen, the temperature response and the stability of the measuring circuit are only determined by the properties of the measuring oscillator 2. The use of a quartz-controlled measuring oscillator 2 has the advantage that the measuring circuit is characterized by a low temperature drift and high long-term stability, as are also known from inexpensive quartz crystals. By expanding the width Δt of the input pulses by the expansion factor z, which is, for example, greater than z = 1000, the resolution required for the measuring circuit is already achieved with a comparatively low frequency of the measuring oscillator 2. The measuring circuit therefore has the particular advantage that it does not require fast counting circuits and can therefore be manufactured inexpensively.

Die Figur 3 zeigt eine vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung. Das Summierglied 6 (Figur 2) und das Zeitdehnglied 10 (Figur 2) umfassen einen Kondensator 12, zwei Konstantstromquellen, die Ladequelle 13 und die Stromsenke 14, zwei steuerbare Schalter 15 und 16 sowie zwei Komparatoren 17 und 18 mit dazugehörigen Referenzspannungsquellen 19 und 20. Die erste Referenzspannungsquelle 19 weist eine erste Referenzspannung U_R1 und die zweite Referenzspannungsquelle 20 weist eine zweite Referenzspannung U_R2 auf. Zur Steuerung des ersten steuerbaren Schalters 15 ist dessen Steuereingang mit dem Ausgang des ersten Komparators 17 über eine Schaltleitung 121 verbunden. Die Konstantstromquelle 13 bzw. 14 ist über den steuerbaren Schalter 15 bzw. 16 mit dem einen Pol 21 des Kondensators 12 mit der Spannung U verbindbar. Der eine Eingang des Komparators 17 bzw. 18 ist auf den Pol 21 gelegt, während der andere Eingang des Komparators 17 bzw. 18 mit der Referenzspannungsquelle 19 bzw. 20 verbunden ist. Die Startlogik 3 (Figur 2) und die Stoplogik 7 (Figur 2) ist als Steuerlogik 22 zusammengefasst. Der Mikroprozessor 11 ist wie in der Figur 2 mit den Bausteinen der Messschaltung verbunden, über die erste Steuerleitung 101 mit dem Eingangsschalter 1, über die zweite Steuerleitung 102 mit der Steuerlogik 22, über die dritte Steuerleitung 103 mit dem Eingangsimpulszähler 8, über die vierte Steuerleitung 104 mit dem Abtastimpulszähler 9. Der Zählerstand des Eingangsimpulszählers 8 bzw. des Abtastimpulszählers 9 liest der Mikroprozessor 11 über die erste bzw. zweite Zählerleitung 119 bzw. 120 aus.FIG. 3 shows an advantageous embodiment of the invention. The summing element 6 (FIG. 2) and the time expansion element 10 (FIG. 2) comprise a capacitor 12, two constant current sources, the charging source 13 and the current sink 14, two controllable switches 15 and 16 and two comparators 17 and 18 with associated reference voltage sources 19 and 20. The first reference voltage source 19 has a first reference voltage U _R1 and the second reference voltage source 20 has a second reference voltage U _R2 . To control the first controllable switch 15, its control input is connected to the output of the first comparator 17 via a switching line 121. The constant current source 13 or 14 can be connected to the one pole 21 of the capacitor 12 with the voltage U via the controllable switch 15 or 16. One input of the comparator 17 or 18 is connected to the pole 21, while the other input of the comparator 17 or 18 is connected to the reference voltage source 19 or 20. The start logic 3 (FIG. 2) and the stop logic 7 (FIG. 2) are combined as control logic 22. As in FIG. 2, the microprocessor 11 is connected to the components of the measuring circuit, via the first control line 101 to the input switch 1, via the second control line 102 to the control logic 22, via the third control line 103 to the input pulse counter 8, via the fourth control line 104 with the scanning pulse counter 9. The microprocessor 11 reads out the count of the input pulse counter 8 or the scanning pulse counter 9 via the first or second counter line 119 or 120.

Die Summierung der Breiten Δt (Figur 1a) der Eingangs- bzw. Kalibrierimpulse auf der Signalleitung 115 und die Zeitdehnung um den Dehnfaktor z erfolgen durch Auf- und Entladen des Kondensators 12 mit Hilfe der beiden Konstantstromquellen, einer Ladestromquelle 13 und einer Stromsenke 14. Die Spannung U über dem Kondensator 12 wird durch die beiden Komparatoren 17 und 18 überwacht. Zwischen den Messungen sorgt der Komparator 17 in Verbindung mit der Ladestromquelle 13 und dem Schalter 15 dafür, daß die Spannung U am Pol 21 ungefähr gleich der ersten Referenzspannung U_R1 der Referenzspannungsquelle 19 ist. Sobald die Spannung U unter die Referenzspannung U_R1 fällt, geht der Ausgang des Komparators 17 und somit der Pegel auf der Schaltleitung 121 auf logisch "High". Dadurch wird Schalter 15 geschlossen und der Kondensator 12 über die Ladestromquelle 13 nachgeladen, wobei der Abtastimpulszähler 9 über die Steuerleitung 104 vom Mikroprozessor 11 gesperrt wird. Das Registrierintervall R ist in diesem Beispiel als Differenz der beiden Referenzspannungen U_R1 und U_R2 festgelegt. Selbstverständlich kann die Schaltung auch so ausgeführt werden, dass die Eingangsimpulse über den zweiten steuerbaren Schalter 16 den Kondensator 12 aufladen, und der Kondensator 12 über den ersten steuerbaren Schalter 15 entladen wird.The summation of the widths Δt (FIG. 1a) of the input or calibration pulses on the signal line 115 and the time expansion by the expansion factor z are carried out by charging and discharging the capacitor 12 with the aid of the two constant current sources, a charging current source 13 and a current sink 14 Voltage U across the capacitor 12 is monitored by the two comparators 17 and 18. Between the measurements, the comparator 17 in conjunction with the charging current source 13 and the switch 15 ensures that the voltage U at the pole 21 is approximately equal to the first reference voltage U _{R1 of} the reference voltage source 19. As soon as the voltage U falls below the reference voltage U _R1 , the output of the comparator 17 and thus the level on the switching line 121 go to logic "high". This closes switch 15 and the capacitor 12 is recharged via the charging current source 13, the scanning pulse counter 9 being blocked by the microprocessor 11 via the control line 104. In this example, the registration interval R is defined as the difference between the two reference voltages U _R1 and U _R2 . Of course, the circuit can also be designed such that the input pulses charge the capacitor 12 via the second controllable switch 16 and the capacitor 12 is discharged via the first controllable switch 15.

Vor einer Messung sperrt die Steuerlogik 22 durch Ausgabe eines "Low"-Pegels auf der ersten Torsteuerleitung 107 das als erste Torschaltung 4 verwendete UND-Gatter. Nach Freigabe durch den Mikroprozessor 11 wartet die Steuerlogik 22 bis zur nächsten positiven Flanke der Eingangsimpulse auf der Signalleitung 115, bis sie durch Setzen des Pegels der ersten Torsteuerleitung 107 auf logisch "High" den Messbetrieb ermöglicht. Die Eingangsimpulse auf der Eingangsleitung 114, bzw. im Kalibrierbetrieb über die Verbindung 105 die Kalibrierimpulse des Messoszillators 2 (Figur 2), gelangen über den Eingangssschalter 1 durch die erste Torschaltung 4 hindurch als Impulse über die Impulsleitung 116 auf den Eingangsimpulszähler 8 und auf den Steuereingang des zweiten steuerbaren Schalters 16.Before a measurement, the control logic 22 blocks the AND gate used as the first gate circuit 4 by outputting a "low" level on the first gate control line 107. After release by the microprocessor 11, the control logic 22 waits until the next positive edge of the input pulses on the signal line 115, until it sets the measurement operation by setting the level of the first gate control line 107 to logic "high" enables. The input pulses on the input line 114, or in the calibration mode via the connection 105 the calibration pulses of the measuring oscillator 2 (FIG. 2), pass via the input switch 1 through the first gate circuit 4 as pulses via the pulse line 116 to the input pulse counter 8 and to the control input of the second controllable switch 16.

Die Umschaltung zwischen Messung und Kalibrierung erfolgt durch den Mikroprozessor 11, der über die erste Steuerleitung 101 ein Steuersignal an den Steuereingang des Eingangsschalters 1 sendet. Die von der ersten Torschaltung 4 durchgelassenen Impulse steuern den Schalter 16. Immer dann, wenn ein Impuls auf der Impulsleitung 116 ansteht ("High"-Pegel) wird der Schalter 16 geschlossen, so dass der Kondensator 12 über die Stromsenke 14 mit einem vorbestimmten Strom I_E entladen wird. Zwischen den aufeinanderfolgenden Impulsen ist der Schalter 16 geöffnet, so dass in den Impulspausen keine Entladung des Kondensators 12 erfolgt.The switchover between measurement and calibration is carried out by the microprocessor 11, which sends a control signal to the control input of the input switch 1 via the first control line 101. The pulses passed by the first gate circuit 4 control the switch 16. Whenever a pulse is present on the pulse line 116 ("high" level), the switch 16 is closed, so that the capacitor 12 via the current sink 14 with a predetermined current I _{E is being} discharged. The switch 16 is open between the successive pulses, so that the capacitor 12 is not discharged during the pulse pauses.

Durch die Entladung sinkt die Spannung U am Kondensator 12 direkt nach dem Start der Messung unter die Referenzspannung U_R1. Der Ausgang des Komparators 17 geht auf "High" und öffnet über die zweite Torsteuerleitung 108 die zweite Torschaltung 5. Als zweite Torschaltung 5 ist beispielsweise ein weiteres UND-Gatter eingesetzt, wobei die zweite Torsteuerleitung 108 auf den einen Eingang des UND-Gatters geführt ist und der andere Eingang des UND-Gatters ist über die Leitung 106 mit dem Messoszillator 2 verbunden. Dessen Kalibrierimpulse werden nun als Abtastimpulse über die Messimpulsleitung 118 auf den Abtastimpulszähler 9 geschaltet und dort aufsummiert. Gleichzeitig wird über die Schaltleitung 121 der Schalter 15 geschlossen. Der Kondensator 12 wird dadurch über die Ladestromquelle 13 mit einem Ladestrom I_L aufgeladen. Das Verhältnis von Entlade- zu Ladestrom ist gleich dem zeitlichen Dehnfaktor z des Zeitdehnglieds 10, also

${\text{z = I}}_{\text{E}}{\text{/ I}}_{\text{L}}\text{ (5)}$

Für einen Dehnfaktor z = 1000 ist somit der Ladestrom I_L um drei Grössenordnungen kleiner als der Entladestrom I_E.As a result of the discharge, the voltage U on the capacitor 12 drops below the reference voltage U _R1 immediately after the start of the measurement. The output of the comparator 17 goes to "high" and opens the second gate circuit 5 via the second gate control line 108. Another AND gate, for example, is used as the second gate circuit 5, the second gate control line 108 leading to one input of the AND gate and the other input of the AND gate is connected to measuring oscillator 2 via line 106. Its calibration pulses are now switched as scanning pulses via the measuring pulse line 118 to the scanning pulse counter 9 and summed up there. At the same time, switch 15 is closed via switching line 121. The capacitor 12 is thereby charged with a charging current I _L via the charging current source 13. The ratio of discharge to charging current is equal to the time expansion factor z of the time expansion element 10, that is

${\text{z = I}}_{\text{E}}{\text{/ I}}_{\text{L}}\text{(5)}$

For a stretching factor z = 1000, the charging current I _L is three orders of magnitude smaller than the discharging current I _E.

Die Figur 4 zeigt oben den Verlauf der Spannung U_P der Eingangsimpulse auf der Signalleitung 115 (Figur 3) und unten den Verlauf der Spannung U am Pol 21 (Figur 3) als Funktionen der Zeit t. Vor dem Beginn der Messung (t < t_ST) ist die Spannung U gleich der ersten Referenzspannung U_R1. Durch die Eingangsimpulse wird der Kondensator 12 (Figur 3) mit dem Strom (I_E - I_L) linear entladen, da der Schalter 15 (Figur 3) wegen U < U_R1 geschlossen ist. In den Impulspausen erfolgt eine lineare Aufladung des Kondensators 12 mit dem Ladestrom I_L. Die Spannung U sinkt daher bei jedem Eingangsimpuls ab bis die zweite Referenzspannung U_R2 bei der Zeit t_B unterschritten ist. Im gezeigten Beispiel ist dies beim dritten Eingangsimpuls der Fall. Die Spannung U fällt weiter, bis bei t_min der dritte Eingangsimpuls wieder auf U_P = 0 gefallen ist. Die lineare Aufladung des Kondensators 12 mit dem Ladestrom I_L lässt die Spannung U wieder auf die erste Referenzspannung U_R1 ansteigen, die am Ende der Zeit Δt_mess erreicht ist. Der N-te Einzelimpuls kann sowohl innerhalb als ausserhalb der Zeit Δt_mess eintreffen. Es muss lediglich sichergestellt sein, dass die Zahl N der Eingangsimpulse ausreicht, die Spannungsschwelle U_R2 zu unterschreiten.FIG. 4 shows the course of the voltage U _{P of} the input pulses on the signal line 115 (FIG. 3) at the top and the course of the voltage U at the pole 21 (FIG. 3) as a function of the time t below. Before the start of the measurement (t <t _ST ), the voltage U is equal to the first reference voltage U _R1 . The capacitor 12 (FIG. 3) is linearly discharged with the current (I _E - I _L ) by the input pulses, since the switch 15 (Figure 3) is closed because of U <U _R1 . In the pulse pauses, the capacitor 12 is charged linearly with the charging current I _L. The voltage U therefore drops with each input pulse until the second reference voltage U _R2 falls below the time t _B. In the example shown, this is the case with the third input pulse. The voltage U continues to drop until the third input pulse drops again to U _P = 0 at t _min . The linear charging of the capacitor 12 with the charging current I _L causes the voltage U to rise again to the first reference voltage U _R1 , which is reached at the end of the time Δt _mess . The Nth individual pulse can arrive both inside and outside the time Δt _meas . It only has to be ensured that the number N of the input pulses is sufficient to _fall below the voltage threshold U _R2 .

Die Beschreibung folgt wieder der Figur 3. Sobald die Spannung U unter die zweite Referenzspannung U_R2 sinkt, geht der Ausgang des zweiten Komparators 18 auf logisch "Low" und versetzt die über eine Leitung 122 mit dem Ausgang des zweiten Komparators 18 verbundene Steuerlogik 22 in Bereitschaft. Die Steuerlogik 22 wartet mit Vorteil, bis die abfallende Flanke des gerade anliegenden Eingangsimpulses erscheint, und sperrt dann durch Ausgabe eines "Low"-Pegels auf der ersten Torsteuerleitung 107 das UND-Gatter der ersten Torschaltung 4. Damit stellt die Steuerlogik 22 sicher, daß auch dieser letzte Eingangsimpuls mit der ganzen Breite Δt (Figur 1a) gemessen wird. Nun gelangen keine weiteren Impulse mehr über die Impulsleitung 116 auf den Schalteingang des zweiten steuerbaren Schalters 16. Die Zahl k_mess bzw. k_cal der summierten Eingangsimpulse ist im Eingangsimpulszähler 8 gespeichert und wird nach dem Ende der Messung vom Mikroprozessor 11 ausgelesen und weiterverarbeitet.The description follows again in FIG. 3. As soon as the voltage U drops below the second reference voltage U _R2 , the output of the second comparator 18 goes to logic "low" and sets the control logic 22 connected to the output of the second comparator 18 via a line 122 Standby. The control logic 22 advantageously waits until the falling edge of the input pulse currently present appears, and then blocks the AND gate of the first gate circuit 4 by outputting a "low" level on the first gate control line 107. The control logic 22 thus ensures that this last input pulse with the entire width Δt (FIG. 1a) is also measured. No further pulses now reach the switching input of the second controllable switch 16 via the pulse line 116. The number k _mess or k _{cal of} the summed input pulses is stored in the input pulse counter 8 and is read out and further processed by the microprocessor 11 after the end of the measurement.

Nach dem Sperren der ersten Torschaltung 4 wird der Kondensator 12 durch die Ladestromquelle 13 mit dem Ladestrom I_L aufgeladen. Sobald die Spannung U am Pol 21 wieder die erste Referenzspannung U_R1 überschreitet geht der Ausgang des ersten Komparators 17 auf logisch "Low". Dadurch wird über die zweite Torsteuerleitung 108 die zweite Torschaltung 5 für die auf der Leitung 106 ankommenden Kalibrierimpulse des Messoszillators 2 (Figur 2) gesperrt und die Summation der Abtastimpulse im Abtastimpulszähler 9 beendet. Seit dem Start der Messung ist die Zeit Δt_mess (Figur 4) verflossen, wobei

${\text{Δt}}_{\text{mess}}{\text{= z · k}}_{\text{mess}}\text{· Δt (6)}$

ist. Dementsprechend hat der Abtastimpulszähler 9 im Messbetrieb die Zahl N_mess der Abtastimpulse registriert, also

${\text{N}}_{\text{mess}}{\text{= Δt}}_{\text{mess}}{\text{/ T}}_{\text{osz}}{\text{= z · k}}_{\text{mess}}{\text{· Δt / T}}_{\text{osz}}\text{ (7)}$

Die Gleichung (7) ist somit identisch mit der oben angegebenen Gleichung (1). Der Mikroprozessor 11 berechnet nun unter Ausnutzung der Kalibrierergebnisse, des Dehnfaktors z bzw. N_cal und k_cal, gemäss Gleichung (4) die Breite Δt der Eingangsimpulse.After blocking the first gate circuit 4, the capacitor 12 is charged by the charging current source 13 with the charging current I _L. As soon as the voltage U at the pole 21 again exceeds the first reference voltage U _R1 , the output of the first comparator 17 goes to logic "low". As a result, the second gate circuit 5 is blocked via the second gate control line 108 for the calibration pulses of the measuring oscillator 2 (FIG. 2) arriving on line 106 and the summation of the sampling pulses in the sampling pulse counter 9 is ended. The time Δt _mess (FIG. 4) has elapsed since the start of the measurement, whereby

${\text{Δt}}_{\text{mess}}{\text{= z · k}}_{\text{mess}}\text{Δt (6)}$

is. Accordingly, the scanning pulse counter 9 has registered the number N _mess of scanning pulses in the measuring mode, ie

${\text{N}}_{\text{mess}}{\text{= Δt}}_{\text{mess}}{\text{/ T}}_{\text{osz}}{\text{= z · k}}_{\text{mess}}{\text{Δt / T}}_{\text{osz}}\text{(7)}$

Equation (7) is thus identical to equation (1) given above. Using the calibration results, the expansion factor z or N _cal and k _cal , the microprocessor 11 then calculates the width Δt of the input pulses according to equation (4).

Mit Vorteil wird bei der Dimensionierung der Messschaltung beachtet, daß die Aufladung des Kondensators 12 in den Pausen der Länge {T_S - Δt} (Figur 1a) zwischen den Eingangsimpulsen sehr viel kleiner ist als die Entladung während der Zeit Δt. In diesem Fall ist die Zeit Δt_mess nahezu unabhängig von der Breite Δt und der Periodendauer T_S der Eingangsimpulse. Insbesondere können deshalb die Längen (T - Δt) der Pausen von Impuls zu Impuls variieren und müssen nicht wie in den Figuren 1 und 4 gezeigt konstant sein. Die Messschaltung ermittelt auch in diesem Fall stets die korrekte Breite Δt der Eingangsimpulse. Unterscheiden sich die Breiten Δt von Impuls zu Impuls ermittelt die Messschaltung den korrekten Mittelwert aus den N Breiten Δt.When dimensioning the measuring circuit, it is advantageously taken into account that the charging of the capacitor 12 during the pauses of the length {T _S - Δt} (FIG. 1a) between the input pulses is very much smaller than the discharge during the time Δt. In this case, the time Δt _{mess is} almost independent of the width Δt and the period T _{S of} the input pulses. In particular, the lengths (T - Δt) of the pauses can therefore vary from pulse to pulse and do not have to be constant as shown in FIGS. 1 and 4. In this case too, the measuring circuit always determines the correct width Δt of the input pulses. If the widths Δt differ from pulse to pulse, the measuring circuit determines the correct mean value from the N widths Δt.

Mit Vorteil bleibt der erste steuerbare Schalter 15 während der ganzen Messdauer Δ t_mess geschlossen, so dass Störungen des Messvorgangs durch das Ein- bzw. Ausschalten der Ladestromquelle 13 vermieden werden. Es ist aber natürlich auch möglich, die Ladestromquelle 13 während des Entladens des Kondensators 12 vom Pol 21 durch Oeffnen des ersten steuerbaren Schalters 15 abzutrennen und sie erst zum Zeitpunkt t_min (Figur 4) einzuschalten. Die Zeit Δt_mess ist dann entsprechend von t_min aus zu messen.Advantageously, the first controllable switch 15 remains closed for the entire measurement period .DELTA.t _mess , so that disturbances in the measurement process by switching the charging current source 13 on and off are avoided. However, it is of course also possible to separate the charging current source 13 from the pole 21 by opening the first controllable switch 15 during the discharge of the capacitor 12 and to switch it on only at the time t _min (FIG. 4). The time Δt _mess is then to be measured accordingly from t _min .

Im Beispiel der Figur 3 sind mehrere elektronische Bausteine, wie beispielsweise die Torschaltungen 4 und 5, die Zähler 8 und 9, die Komparatoren 17 und 18, die Steuerlogik 22 usw., zur Verdeutlichung der Beschreibung ausserhalb des Mikroprozessors 11 und mit ihm über Leitungen verbunden gezeichnet worden. Mit Vorteil sind wenigstens einige der Funktionen dieser Bausteine vom Mikroprozessor 11 wahrnehmbar, was die Kosten der Messschaltung spürbar senkt.In the example in FIG. 3, several electronic components, such as the gate circuits 4 and 5, the counters 8 and 9, the comparators 17 and 18, the control logic 22 etc., are connected outside the microprocessor 11 to clarify the description and are connected to it via lines been drawn. At least some of the functions of these components can advantageously be perceived by the microprocessor 11, which noticeably reduces the costs of the measuring circuit.

Das Impulspaket (Figur 1a) enthält eine im Zeitintervall Δt, der Breite der Impulse, kodierte Information, beispielsweise die Fliessgeschwindigkeit des Mediums beim Durchflussvolumenzähler der CH-PS 604 133. Die Messschaltung verarbeitet insbesondere auch Impulse mit den Breiten Δt_i aus einem steten Impulsstrom, da die erste Torschaltung 4 (Figur 2) die Zahl N_mess bestimmt.The pulse packet (FIG. 1a) contains information coded in the time interval Δt, the width of the pulses, for example the flow velocity of the medium in the flow volume counter of CH-PS 604 133. The measuring circuit also processes pulses with the widths Δt _i from a constant pulse stream, since the first gate circuit 4 (FIG. 2) determines the number N _mess .

Claims (11)

Einrichtung zur Messung eines Zeitintervalls Δt aus wenigstens N aufeinanderfolgenden Eingangsimpulsen der Breite Δt aus einem Impulspaket mit einem Mikroprozessor (11) als Auswertemittel zum Auswerten von Messergebnissen und mit einer Steuervorrichtung (1, 3, 4; 5, 7, 11; 1, 4; 5, 11, 22) zum Steuern von Messzyklen, dadurch gekennzeichnet,
   dass Registriermittel für die Eingangsimpulse und Messmittel für die in den Registriermitteln registrierten Eingangsimpulse vorhanden sind,
   dass die Registriermittel aus einem Summierglied (6) und einem Eingangsimpulszähler (8) gebildet sind und zum Bestimmen der minimalen Anzahl der Eingangsimpulse k_mess eingerichtet sind, deren Breiten Δt_i zur Registriersumme Δt_S zusammengezählt gerade grösser sind als ein im Summierglied (6) fest vorbestimmtes Registrierintervall R,
   dass die Messmittel wenigstens einen Messoszillator (2) zum Erzeugen von Abtastimpulsen mit einer Periodendauer T_osz, einen Abtastimpulszähler (9) und ein Zeitdehnglied (10) umfassen und zum Messen der vom Zeitdehnglied (10) um einen Dehnfaktor z zu einer Abtastzeit Δt_mess vervielfachten Registriersumme Δt_S mittels der Abtastimpulse vorgesehen sind, wobei eine Abtastimpulszahl N_mess der Anzahl der während einer Abtastzeit Δt_mess abgelaufenen Perioden T_osz entspricht, und
   dass die Länge des Zeitintervalls Δt aus dem Verhältnis der Abtastzeit Δt_mess zum Produkt aus der minimalen Anzahl der Eingangsimpulse k_mess und des Dehnfaktors z im Auswertemittel berechenbar istDevice for measuring a time interval Δt from at least N successive input pulses of width Δt from a pulse packet with a microprocessor (11) as evaluation means for evaluating measurement results and with a control device (1, 3, 4; 5, 7, 11; 1, 4; 5, 11, 22) for controlling measuring cycles, characterized in that
that there are registration means for the input pulses and measuring means for the input pulses registered in the registration means,
that the registration means are formed from a summing element (6) and an input pulse counter (8) and are set up to determine the minimum number of input _pulses k _mess , the widths Δt _{i of which} when added to the registration sum Δt _S are just greater than one fixed in the summing element (6) predetermined registration interval R,
that the measuring means _osz at least one measurement oscillator (2) for generating sampling pulses having a period T, comprising a Abtastimpulszähler (9) and a Zeitdehnglied (10) and the z for measuring by a dilation factor of Zeitdehnglied (10) multiplied at a sampling time .DELTA.t _measurement Registration sum Δt _{S are provided} by means of the scanning pulses, a number of scanning pulses N _mess corresponding to the number of periods T _osz that have elapsed during a _scanning time Δt _mess , and
that the length of the time interval Δt can be calculated from the ratio of the sampling time Δt _mess to the product of the minimum number of input pulses k _mess and the expansion factor z in the evaluation means Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein Eingangsschalter (1) über eine Steuerleitung (101) von der Steuervorrichtung (1, 3, 4; 5, 7, 11; 1, 4; 5, 11, 22) gesteuert umschaltbar ist, dass in der einen Stellung des Eingangsschalters (1) die Eingangsimpulse mit der zu messenden Breite Δt und in der anderen Stellung des Eingangsschalters (1) die Kalibrierimpulse des Messoszillators (2) die Registriermittel erreichen und dass zwischen einer vorbestimmten Anzahl Messzyklen ein Kalibrierzyklus eingeschoben ist, wobei im Auswertemittel (11) ein Speicherplatz für den aus den Kalibrierimpulsen mit bekannter Breite berechneten Dehnfaktor z vorhanden ist.Device according to claim 1, characterized in that an input switch (1) can be switched over in a controlled manner by the control device (1, 3, 4; 5, 7, 11; 1, 4; 5, 11, 22) via a control line (101), that in one position of the input switch (1) the input pulses with the width Δt to be measured and in the other position of the input switch (1) the calibration pulses of the measuring oscillator (2) reach the registration means and that a calibration cycle is inserted between a predetermined number of measuring cycles, wherein in the evaluation means (11) there is a memory space for the expansion factor z calculated from the calibration pulses with a known width. Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Registrierintervall R die Differenz zwischen einer ersten Referenzspannung U_R1 und einer zweiten Referenzspannung U_R2 ist, dass das Summierglied (6) und das Zeitdehnglied (10) einen gemeinsamen Kondensator (12) aufweisen, dass das Summierglied (6) zum Entladen des Kondensators (12) über eine Stromsenke (14) von der ersten Referenzspannung U_R1 auf eine zweite Referenzspannung U_R2 eingerichtet ist, wobei die Entladung während der Zeitintervalle Δt der im Eingangsimpulszähler (8) aufgezählten Eingangsimpulse bzw. Kalibrierimpulse erfolgt, und dass das Zeitdehnglied (10) eine Stromquelle (13) zum Wiederaufladen des Kondensators (12) auf die erste Referenzspannung U_R1 zur Bestimmung der Abtastzeit Δt_mess aufweist.Device according to claim 1 or 2, characterized in that the registration interval R is the difference between a first reference voltage U _R1 and a second reference voltage U _R2 , that the summing element (6) and the time expansion element (10) have a common capacitor (12), that the summing element (6) for discharging the capacitor (12) via a current sink (14) from the first reference voltage U _{R1 is set} to a second reference voltage U _R2 , the discharge taking place during the time intervals Δt of the input pulses or calibration pulses listed in the input pulse counter (8), and that the time expansion element (10) is a current source (13) for recharging the capacitor (12) to the first reference voltage U _R1 for determining the sampling time Δt _mess . Einrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass unmittelbar nach dem Unterschreiten der ersten Referenzspannung U_R1 am Kondensator (12) die Steuervorrichtung (1, 3, 4; 5, 7, 11; 1, 4; 5, 11, 22) das Wiederaufladen mittels der Stromquelle (13) des Kondensators (12) freigibt.Device according to claim 3, characterized in that immediately after falling below the first reference voltage U _{R1 across} the capacitor (12), the control device (1, 3, 4; 5, 7, 11; 1, 4; 5, 11, 22) recharges releases by means of the current source (13) of the capacitor (12). Einrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass erst nach dem Unterschreiten der zweiten Referenzspannung U_R2 am Kondensator (12) und nach Abschluss der Entladung des Kondensators (12) die Steuervorrichtung (1, 3, 4; 5, 7, 11; 1, 4; 5, 11, 22) zum Freigeben der Wiederaufladung des Kondensators (12) mittels der Stromquelle (13) eingerichtet ist.Device according to claim 3, characterized in that the control device (1, 3, 4; 5, 7, 11; 1, only after falling below the second reference voltage U _{R2 across} the capacitor (12) and after completion of the discharge of the capacitor (12), 4; 5, 11, 22) for releasing the recharging of the capacitor (12) by means of the current source (13). Einrichtung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromquelle (13) eine konstante Stromstärke I_L und die Stromsenke (14) eine konstante Stromstärke I_E aufweisen und dass das Verhältnis der Stromstärke I_E zur Stromstärke I_L konstant und gleich dem Dehnfaktor z ist.Device according to claim 4 or 5, characterized in that the current source (13) has a constant current intensity I _L and the current sink (14) has a constant current intensity I _E and that the ratio of the current intensity I _E to the current intensity I _L constant and equal to the expansion factor z is. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl N der Eingangsimpulse des Impulspakets grösser als oder gleich 50 ist.Device according to one of claims 1 to 6, characterized in that the number N of input pulses of the pulse packet is greater than or equal to 50. Verwendung einer Einrichtung zur Messung eines Zeitintervalls Δt nach einem der Ansprüche 1 bis 7, in einem Ultraschall-Durchflussvolumenzähler dadurch gekennzeichnet, dass ein Phasendetektor (99) des Durchflussvolumenzählers zum Vergleichen der Laufzeit der auf dem Weg durch ein Messrohr (97) von der Strömungsgeschwindigkeit eines Mediums verzögerten bzw. beschleunigten Ultraschallwellen eingerichtet ist, dass die Strömungsgeschwindigkeit als Breite Δt von Ausgangsimpulsen des Phasendetektors (99) kodiert ist, und dass das Zeitintervall Δt die Breite Δt der Ausgangsimpulse ist.Use of a device for measuring a time interval Δt according to one of claims 1 to 7, in an ultrasonic flow volume meter, characterized in that a phase detector (99) of the flow volume meter for comparing the transit time of the flow through a measuring tube (97) from the flow velocity Medium delayed or accelerated ultrasonic waves is set up that the flow velocity is encoded as the width Δt of output pulses of the phase detector (99) and that the time interval Δt is the width Δt of the output pulses. Verfahren zur Messung eines Zeitintervalls Δt aus wenigstens N aufeinanderfolgenden Eingangsimpulsen der Breite Δt aus einem Impulspaket mit einer Messeinrichtung (100), die einen Mikroprozessor (11) als Auswertemittel zum Auswerten von Messergebnissen und eine Steuervorrichtung (1, 3, 4; 5, 7, 11; 1, 4; 5, 11, 22) zum Steuern von Messzyklen umfasst,
dadurch gekennzeichnet,
   dass Registriermittel aus einem Summierglied (6) und einem Eingangsimpulszähler (8) verwendet werden, in denen eine minimale Anzahl der Eingangsimpulse k_mess bestimmt wird, deren Breiten Δt_i zur Registriersumme Δt_S zusammengezählt gerade grösser ist als ein im Summierglied (6) fest vorbestimmtes Registrierintervall R,
   dass in Messmitteln, die wenigstens einen Messoszillator (2) zum Erzeugen von Abtastimpulsen mit einer Periodendauer T_osz, einen Abtastimpulszähler (9) und ein Zeitdehnglied (10) umfassen, die Registriersumme Δt_S um einen Dehnfaktor z zu einer Abtastzeit Δt_mess vervielfacht wird,
   dass die Abtastzeit Δt_mess mittels der Abtastimpulse der Periodendauer T_osz gemessen wird und
   dass im Auswertemittel die Länge des Zeitintervalls Δt aus dem Verhältnis der Abtastzeit Δt_mess zum Produkt aus der minimalen Anzahl der Eingangsimpulse k_mess und des Dehnfaktors z berechnet wird.Method for measuring a time interval Δt from at least N successive input pulses of width Δt from a pulse packet with a measuring device (100), which has a microprocessor (11) as evaluation means for evaluating measurement results and a control device (1, 3, 4; 5, 7, 11; 1, 4; 5, 11, 22) for Control of measuring cycles includes
characterized,
that registration means consisting of a summing element (6) and an input pulse counter (8) are used, in which a minimum number of input _pulses k _{mess is} determined, the widths Δt _{i of which} , when combined with the registration sum Δt _S , are just greater than a predetermined amount in the summing element (6) Registration interval R,
that in measuring means which comprise at least one measuring oscillator (2) for generating scanning pulses with a period _duration T _osz , a scanning pulse counter (9) and a time expansion element (10), the registration sum Δt _S is multiplied by an expansion factor z to a sampling time Δt _mess ,
that the sampling time Δt _{mess is} measured by means of the sampling pulses of the period T _osz and
that the length of the time interval Δt is calculated in the evaluation means from the ratio of the sampling time Δt _mess to the product of the minimum number of input pulses k _mess and the expansion factor z. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass anstelle der Eingangsimpulse über einen Eingangsschalter (1), der über eine Steuerleitung (101) von der Steuervorrichtung (1, 3, 4; 5, 7, 11; 1, 4; 5, 11, 22) gesteuert wird, Kalibrierimpulse des Messoszillators (2) den Registriermitteln zugeführt werden und dass während eines Messzyklus in der einen Stellung des Eingangsschalters (1) die Breite Δt der Eingangsimpulse gemessen wird, dass zwischen einer vorbestimmten Anzahl von Messzyklen ein Kalibrierzyklus zur Eichung des Dehnfaktors z eingeschoben wird, wobei in der anderen Stellung des Eingangsschalters (1) Kalibrierimpulse aus dem Messoszillator (2) mit bekannter Breite den Registriermitteln zugeführt werden.A method according to claim 8, characterized in that instead of the input pulses via an input switch (1), which via a control line (101) from the control device (1, 3, 4; 5, 7, 11; 1, 4; 5, 11, 22) is controlled, calibration pulses of the measuring oscillator (2) are fed to the registration means and that during a measuring cycle in the one position of the input switch (1) the width Δt of the input pulses is measured, that between a predetermined number of measuring cycles a calibration cycle for calibrating the expansion factor z is inserted, in the other position of the input switch (1) calibration pulses from the measuring oscillator (2) are supplied to the registration means with a known width. Verfahren nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, dass ausgehend von einer definierten Referenzspannung U_R1 das Registrierintervall R als Differenz zweier Referenzspannungen U_R1 und U_R2 festgelegt wird, dass die Registriersumme Δt_S als Spannung U über einem Kondensator (12) durch Zuführen eines Konstantstromes I_E während der Breite Δt der Eingangsimpulse aufaddiert wird und dass nach dem Ueberschreiten des Registrierintervalls R mittels einer Konstantstromquelle mit der Stromstärke I_L die als die Registriersumme Δt_S dienende Spannung U auf die Referenzspannung U_R abgebaut wird und gleichzeitig die dazu notwendige Abtastzeit Δ t_mess durch Aufzählen der Abtastimpulse mit der Periodendauer T_osz gemessen wird, wobei das Verhältnis der Stromstärke I_E zur Stromstärke I_L konstant ist und gleich dem Dehnfaktor z ist.Method according to Claim 9 or 10, characterized in that, starting from a defined reference voltage U _R1, the registration interval R is defined as the difference between two reference voltages U _R1 and U _R2 , that the registration sum Δt _S as voltage U across a capacitor (12) by supplying a Constant current I _{E is added up} during the width Δt of the input pulses and that after exceeding the registration interval R by means of a constant current source with the current intensity I _L, the voltage U serving as the registration sum Δt _{S is} reduced to the reference voltage U _R and at the same time the necessary sampling time Δ t _mess is measured by counting the sampling pulses with the period T _osz , the ratio of the current intensity I _E to the current intensity I _{L being} constant and equal to the expansion factor z.

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