EP0057663A2 - Control device for stepping motor - Google Patents
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Classifications
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- G—PHYSICS
- G04—HOROLOGY
- G04C—ELECTROMECHANICAL CLOCKS OR WATCHES
- G04C3/00—Electromechanical clocks or watches independent of other time-pieces and in which the movement is maintained by electric means
- G04C3/14—Electromechanical clocks or watches independent of other time-pieces and in which the movement is maintained by electric means incorporating a stepping motor
- G04C3/143—Means to reduce power consumption by reducing pulse width or amplitude and related problems, e.g. detection of unwanted or missing step
Definitions
- the present invention relates to control devices for stepping motors.
- stepper motors the analysis of the voltage induced in the driving coil by the displacement of the rotor makes it possible to know the behavior of the motor when it takes a step.
- This analysis can be useful both for the realization of motor control and servo-control circuits, in particular those which make it possible to adapt the duration of the driving pulses applied to it to its load, as well as at the level of devices for measuring parameters of this motor such as useful torque, current consumed, etc., or to check its correct operation.
- Another disadvantage of the known control devices is that if the voltage of the power source to which the coil is connected during the driving pulses varies, the power supplied to the motor also varies.
- the operation of the engine is therefore subject to variations that may arise from the electromotive force and the internal resistance of the energy source, as is the case in watchmaking where the engine can be supplied with batteries whose voltage varies in time and from one type to another.
- the object of the invention is in particular to provide a control device for a stepping motor capable of supplying, during the duration of the driving pulses which are applied to it, precise information on the voltage induced in the coil by the movement of the rotor.
- the invention also proposes to provide a control device making the operation of the engine independent. over a wide range of supply voltage.
- the control device of a stepping motor provided with a coil and a rotor subjected to a rotational movement when the coil is traversed by a current, comprises means for providing a plurality of time base signals, means for producing, in response to time base signals, motor control pulses, means responding to the control pulses for supplying the motor by maintaining the current in the coil at a value substantially constant and determined during the duration of the control pulses, means for taking a signal representative of the voltage signal present on the coil and analysis means for supplying, from the signal representative of the voltage signal, at least information on the voltage induced in the coil by the movement of the rotor.
- the analysis means can be designed to also provide information on the voltage value across the resistance of the coil.
- the device for controlling additional circuits to determine, from the indications provided by the analysis means, other parameters relating to the operating conditions of the engine such as the energy consumed during 'a step.
- the various results can then be used to control the motor control so as to reduce the energy consumption, for example by interrupting the driving pulse when the rotor has taken its step or by controlling the duration of the driving pulse in function variations in engine load. It is also possible, for example, to determine whether a step has not been taken and to correct this error by sending an additional high-energy driving pulse to force the passage of the rotor.
- the constant current power supply also has the advantage of to reduce the number of turns of the coil by increasing the diameter of the wire accordingly, resulting in an interesting gain on the price of the coil.
- the invention also makes it possible to provide a solution to this problem by producing a stepping motor control device in which the means for supplying the motor which comprise switching means for connecting the coil to a supply voltage source and for short-circuiting said coil also comprise means for periodically comparing, during each motor control pulse, the current in the coil with a reference value and supplying a control signal for controlling the switching means, in order to short-circuit the coil when, during a comparison, the current exceeds the reference value and supplying the coil with voltage if the current is less than this value, this until the next comparison, so as to maintain the average value of the current at the reference value for the duration of the control pulses.
- the reference value can be chosen as a function of the threshold voltage of an MOS transistor, independent of the supply voltage.
- the voltage across the coil, during the control pulses, is thus composed of a succession of supply periods interspersed with short-circuit periods which form logic information representative of the induced voltage.
- the signal present at the terminals of the coil can be picked up either by a galvanic link on a motor terminal, or without contact, for example inductively by a pick-up coil and analyzed by circuits external to the control device. This makes it possible to determine the parameters relating to the operation of the engine without any intervention inside the control device, which is particularly advantageous for checks in progress or at the end of manufacture and during repairs.
- FIG. 1 represents the equivalent electrical diagram of a bipolar single-phase stepper motor of the Lavet type commonly used in watchmaking
- FIG. 2 shows the voltage curves of FIG. 1 for driving pulses at constant voltage
- FIG. 3 shows the curves of the voltages of figure 1 for driving pulses with constant current.
- This type of motor essentially includes a choke its own, a coil resistance and a voltage generator at the terminals of which appear the voltages of self U L , of resistance U R and the voltage Ui induced in the coil by the displacement of the rotor. The sum of these three voltages is equal to the voltage Ub across the coil.
- FIG. 2 represents the distribution of the components U L , Ui and U R during the driving pulse.
- FIG. 4 shows by way of example the diagram of a control circuit of the device according to the invention, circuit making it possible to maintain the current in the coil at a value fixed during the duration of the control pulses of the advance of the motor.
- a quartz oscillator 10 delivers a 32 kHz signal to the clock inputs a of a frequency divider 11 and of a type D flip-flop, 12, operating as a monostable.
- the output Q (b) of this flip-flop is connected by a resistor 13 to its reset input (c) and to a capacitor 14 connected against ground.
- the flip-flop 12 each time the flip-flop 12 goes to the logic state "1", the capacitor 14 charges through the resistor 13 and the reset occurs after a certain delay which is chosen to be of very short value (2 ps).
- the flip-flop 12 therefore delivers fine pulses with a duration of 2 ⁇ s at a repetition frequency of 32 kHz when its input D (e) is at "1".
- the divider 11 delivers signals of frequency 8 kHz on its output b, 4 kHz on its output c, 2 kHz on its output d; 1 kHz on its e output, 64 Hz on its f output, 32 Hz on its g output and 0.5 Hz on its h output.
- the latter is connected to the clock input a of flip-flop of type D, 15, and through an inverter 17 at the clock input a of another flip-flop of type D, 16.
- the inputs D (b) of flip-flops 15 and 16 are maintained at state "1" while their reset inputs (c) are connected to the output of an OR gate 18 whose input a is connected to the output g (32 Hz) of the divider 11.
- the flip-flops 15 and 16 take turns, one on the positive side of the 0.5 Hz signal on the output h of the divider 11, the other on the negative side of this same signal, pulses to control the engine advance. It is the 32 Hz output (g) of the divider which, through gate 18, carries out the reset of flip-flops 15 and 16 and thus determines the duration of the control pulses, ie 16 ms.
- the outputs d of the flip-flops 15 and 16 are connected to the inputs b and a of an OR gate 20, to the inputs a of two NAND gates 21 and 22, as well as to the control inputs of two analog switches 23 and 24.
- the output of gate 21 is connected to the gate of a P-MOS transistor of power 25 and to the input a of an AND gate 26, the output of which is connected to the gate of an N-MOS transistor. of power 27.
- the output of gate 22 is connected to the gate of a P-MOS transistor of power 28 and to the input a of an AND gate 29 the output of which is connected to the gate of a transistor N - Power MOS 30.
- the sources of the P-type transistors 25 and 28 are connected to the positive pole of the electrical supply source and the sources of the N-type transistors 27 and 30 to the negative pole of this source.
- the drains of transistors 27 and 25 are connected to terminal a of the motor coil 31, and the drains of transistors 28 and 30 to terminal b of this coil.
- These power transistors 25, 27, 28 and 30 form switching means making it possible either to connect the coil to the terminals of the electrical supply source, or to short-circuit this coil.
- the flip-flop 15 delivers a control pulse
- the outputs of the gates 21 and 26 change to "0".
- the transistor 27 is cut off and the transistor 25 becomes conductive, connecting the terminal a of the coil 31 to the positive pole of the power source.
- the current flows in the meaning a - b.
- the switch 23 When a pulse arrives at the output of the flip-flop 15, the switch 23 becomes conductive, so that a resistor R1 and the gate of an N-MOS transistor 32 are connected in parallel with the power transistor 30.
- the input D (e) of the type D flip-flop, 12 goes to "1", and the latter delivers on its output Q (d) very fine negative pulses of duration 2 ⁇ s at the frequency of 32 kHz which are transmitted by gate 29 on the gate of transistor 30, which periodically blocks this transistor, for very short moments. Since the current in the coil 31 can no longer flow in this transistor 30, it then passes entirely through the resistor R1, causing an increase in the voltage on the gate of the N-MOS transistor 32.
- the output of amplifier 34 is connected to input D (a) of a type D flip-flop, 35, whose clock input (b) is connected to the Q output (d) of the flip-flop 12 delivering negative test pulses.
- the flip-flop 35 records the state of its input D and thus stores the state at the output of the amplifier 34, depending on the level of current in the coil.
- the power supply to the coil is interrupted and the short-circuit restored to its terminals, each time the discriminator delivers a signal corresponding to the condition that the current in the coil is greater than the fixed value, which produces a state "0" on the output c of the flip-flop 35. Conversely each time the output of the discriminator remains at "0", which corresponds on condition that the current in the coil is less than the fixed value, the output c of the flip-flop 35 comes to "1" and the supply of the driving coil 31 by the transistor 25 is restored, the transistor 27 being cut off .
- the voltage Ub across the coil is given by where L is the self-induction of the coil 31.
- the voltage Ub is equal to the supply voltage V:
- the voltage Ub is equal to 0:
- t test period (- 30 ps)
- n number of coil supply periods
- n number of coil short-circuit periods
- the average voltage Ub, on the coil is given by:
- the relation (7) is interesting; it shows that the average value of the voltage on the coil, represented by a succession of short duration pulses, interspersed with short circuits, is equal to the sum U R + Ui.
- FIG. 5 shows a comparison between the form of current Ic delivered by the power supply in the case (5a) where the coil is supplied with constant voltage and in the case (5b) where the coil is supplied with constant current by the device according to the invention.
- the current decreases when the induced voltage increases and vice versa.
- the current at the end of the control pulse tends to its maximum value.
- FIG. 6 represents by way of example the block diagram of a circuit for analyzing the sequence of logic states delivered by the control circuit of FIG. 4, a circuit making it possible to determine the ratios Ui / V and U R / V.
- This circuit is connected to the control circuit of FIG. 4 by the points P1 (test pulses), P2 (test), P3 (motor control pulses) and P4 (end of motor control pulses).
- the point P2 which corresponds to the output of the level discriminator and to the input D (a) of the flip-flop 35, is connected to the input D (a) of a transfer register 40 of 16 stages, at the clock input of a type D flip-flop, 41, and at inputs a of an EXCLUSIVE gate 42 and a NOR gate 43.
- the point Pl which delivers fine pulses of 2 ps of duration at 32 kHz on the clock input b of the flip-flop 35 is connected to the clock input b of the register 40 and to the clock inputs a of two type D flip-flops, 44 and 45 .
- the point P3 which corresponds to the output of door 20 on which positive pulses appear for each motor control pulse, pulses delivered either by the flip-flop 15 or by the flip-flop 16, is connected to the input d 'an inverter 46 whose output is connected to the reset inputs c of register 40, b of the type D flip-flop, 41 and to another type D flip-flop, 47.
- the register 40 and the flip- Flops 41 and 47 are therefore only operational for the duration (max. 16 ms) of the motor control pulses since they are kept at "0" between these pulses.
- This sequence of states is transmitted with a delay period on the gate Q of the second stage of the register 40 with two periods of delay on the output Q of the third stage, etc. and with 15 periods of delay on the output Q (e) of the 16th stage of register 40.
- This register 40 thus permanently stores the last 16 periods of the sequence of logic states, ie a duration of 0.5 ms.
- the start of this first group begins as soon as the current in the coil reaches the setpoint Io, ie as soon as the test input (P2) goes to "1" and the output Q of the first stage of the register to "0".
- the end of this first group of 16 periods corresponds to the moment when this state "0" on the output Q of the first stage arrives at the last stage of the register, that is to say when the output Q15 (e) of the register 40 passes in turn to "0" for the first time, the output Q15 (d) passing it to "1".
- the output Q (e) of the flip-flop 47 is at "0".
- the output of gate 43, ie input b of flip-flop 44 comes to "1” each time input P2 comes to “0".
- the "test pulses” on P1 simultaneously attack the clock inputs of flip-flop 44 and register 40, so that the output Q (c) of flip-flop 44 changes to "1” each time the first stage of register 40 records a state "1" on its output Q.
- the output c of the flip-flop 44 returns to "0” as soon as the resistor 48 has charged the capacitor 49 and actuated the reset.
- This output c of the flip-flop 44 therefore delivers a pulse to the clock input (a) of a counter 50, for each state "1" of the sequence of logic states delivered by the control circuit of FIG. 4.
- the reset input R (b) of the counter 50 is connected to the output Q (e) of the flip-flop 41 which changes to "0" at the start of the first group representative of 16 periods, so that the counter 50 is kept at 0 until the start of this first group.
- the flip-flop 47 changes to "1", which blocks at "0” the input D (b) of the flip-flop 44 which therefore ceases to deliver pulses on its exit.
- the counter 50 starting from 0, counts and stores the number of states "1" which are in the first group representative of 16 periods. Its state, represented by the binary combination present on its outputs Q0 (c), Q1 (d), Q2 (e) and Q3 (f), is equal to the ratio U R / V.
- the output Q 15 (d) of the register 40 is connected to the input b of an EXCLUSIVE gate 42 whose output is connected to the input D (b) of the flip-flop 45 connected as a monostable, its output Q (c) being connected to its reset input (d) by a resistor 51, also connected to a capacitor 52, the second terminal of which is connected to ground.
- the input D of the flip-flop 45 is at "1" each time the input P2 and the output Q 15 of the register are in different states, that is to say each time the number of states " 1 "in register 40 should change.
- the flip-flop 45 goes to "1" at the next test pulse on Pl and delivers a pulse to the clock input a of a reversible counter 53.
- This counter 53 therefore receives a pulse each once the number of states "1" contained in register 40 is increased or decreased by one.
- the counting direction of the counter 53 is determined by the state of the input U / D of the counting direction (b) which is connected to the output Q 15 (d) of the register 40.
- the counter 53 is incremented by one unit when this Q 15 output is at "1", that is to say when the number of states "1" in the register increases by one unit, and conversely it is decremented by one unit when the Q 15 output from the register 40 is at "0", that is to say when the number of states "1” in the register decreases by one.
- these are the states of the outputs Q of the stages of the register 40 which are taken into account to form the sequence of logical states representing the ratio (U R + Ui) / V. Indeed, it is necessary, at the start of the motor control pulse, to have only states "1" in the register, which is obtained by actuating the reset and taking into account the Q outputs
- the input D (b) of the flip-flop 45 is at "0" and therefore it cannot deliver a clock pulse to the counter 53.
- the reset input c of this counter 53 is connected to the output Q (d) of the flip-flop 47 which changes to "0" at the end of the first group representative of 16 periods, ie when UR / V has been stored in counter 50.
- the counter 53 therefore starts from 0 at the end of this first group of 16 periods and its state, represented by the binary combination present on its outputs Q0, Q1, Q2 and Q3 (d, e, f, g), is equal to the ratio Ui / V.
- the flip-flop 54 goes to " 1 ".
- the output Q (d) of the flip-flop 54 is connected to the end of pulse P4 input, that is to say the input b of the gate 18 which acts on the resetting of the flip-flops 15 and 16 so as to interrupt the command pulse before the maximum duration of 16 ms.
- the circuit of FIG. 7 comprises a logic comparator 60 which receives on its inputs A the output signals 1 kHz, 2 kHz, 4 kHz and 8 kHz from the divider 11 of FIG. 4 and on its inputs B the output signals Q0, Q1, Q2 and Q3 of the counter 53 in FIG. 6, outputs on which the digital signal represents the value of the Ui / V ratio.
- Signal A consists of a sequence of 16 logic states, 0000 to 1111, of 4 bits each, with a period of 1 ms imposed by the signal of 1 kHz.
- Signal B which is proportional to the induced voltage Ui in the driving coil during a step, that is to say during a control pulse (max. Duration 16 ms), can be considered as constant for the duration of the 1 ms period of signal A.
- comparator 60 delivers pulses of 8 kHz each millisecond at its output, and this as long as the binary value of signal B exceeds the binary value of signal A. In other words, the number of 8 kHz pulses delivered each millisecond at its output by comparator 60 is equal to Ui / V.
- the output of comparator 60 is connected to the input a of an AND gate 61, the input b of which is connected to the 16 kHz output of the divider 11 in FIG. 4.
- the gate 61 therefore lets each millisecond pass through its output a number of periods of the 16 kHz signal equal to the value of Ui.
- This output is connected to the clock input a of a programmable divider 62, the reset input b of which is connected to point P5 (reset) in FIG. 6, so that this divider 62 does not work. only during the duration (max. 16 ms) of the motor control pulses.
- the programming inputs of the divider 62 are connected to the doors Q0, Q1, Q2 and Q3 of the counter 50 of FIG. 6, representing the value of U R / V, so that the division rate of the divider 62 is equal to the ratio U R / V.
- Ui / V number of signals delivered at the output of gate 61 each millisecond.
- U R / V division rate of divisor 62.
- the number of signals delivered at the output of the divider 62 is representative of the integral S Ui.dt.
- the output of the divider 62 is connected to the clock input a of a counter 63, the reset input b of which is connected to point P5 in FIG. 6.
- This counter 63 starts from 0 at the start of the motor control pulse and its content, represented by the states of its outputs QO to Q3, is representative of the integral f Ui.dt, a value proportional to the energy received and delivered by the motor.
- the content of the counter 63 can itself be compared, using a comparator 64, to a set value.
- the outputs of the counter 63 are connected to the inputs B of a comparator 64 whose inputs A receive the set value.
- the output B> A of comparator 64 can then be used for example to interrupt the motor control pulse.
- control circuits cannot be dissociated from the control circuit.
- the control circuits of FIG. 4 and the control circuits of FIGS. 6 and 7 would be incorporated into the integrated circuit of the watch, which is why these control circuits must be relatively simple and inexpensive.
- FIG. 8 is shown a second embodiment of a device using a pick-up coil to detect the signals emitted by the driving coil and to reconstruct using these the sequence of logic states produced by the circuit. . This makes it possible, for example, to check an already fitted watch and the motor terminals of which are inaccessible.
- FIG. 8 is shown the coil 70 of the motor and the sensing coil 71 of the device.
- the driving coil 70 transmitting coil
- the all-or-nothing signals with very steep sides of the sequence of logic states to be reconstructed. These steep sides can be detected by deriving the signal picked up by the coil 71, by means of a capacitor 72 connected to the input of an inverting amplifier 73, and of a resistor 74 connected between the capacitor 72 and the output of amplifier 73.
- the positive pulses at the output of amplifier 73 are amplified by an NPN transistor 75, the base of which is connected to the output of amplifier 73 by a capacitor 76 and to ground by a resistor 77.
- the collector of transistor 75 is connected to the positive pole of the power supply by a resistor 78 and to the input of an inverter 79.
- transistor 75 becomes conductive and produces a negative pulse on its collector at the input of inverter 79.
- the output of inverter 79 delivers a positive pulse at input a of an OR gate 80, of which the output also delivers a positive pulse.
- the negative pulses at the output of the amplifier 73 are amplified by a transistor 81 of PNP type, the base of which is connected to the output of the amplifier 73 by a capacitor 82 and to the positive pole of the power supply by a resistor 83
- the collector of transistor 81 is connected to ground (negative pole of the power supply) by a resistor 84 and to input b of the OR gate 80.
- the transistor 81 becomes conductive and produces a positive pulse on its collector, the output of the gate 80 also delivering a positive pulse.
- This circuit makes it possible in a way to "rectify" the pulses delivered by the amplifier 73, the output of the gate 80 delivering a positive pulse for each pulse at the output of the amplifier 73, whatever its polarity.
- These pulses make it possible to synchronize an internal generator comprising in this example a high frequency generator (4 MHz) 85 and a divider 86 delivering inter alia a signal of 32768 kHz which is synchronized with the internal generator of the watch by the fact that the output of door 80 is simply connected to the reset input of this divider 86.
- the output of door 80 is also connected to the clock input a of a D-type flip-flop, 87, operating in binary divider by 2, its output Q being connected to its input D (c).
- V and Rb supply voltage and resistance of the driving coil
- FIG. 9 A last interesting aspect of the device according to the invention is described in FIG. 9. It relates to the possibility of programming at will the reference current Io fixing the tripping level of the discriminator of the current level in the driving coil. This can be done simply by replacing the resistor R1 in FIG. 4 with a programmable current source, such as that which is represented in FIG. 9.
- This device comprises a circuit delivering a reference current formed by transistors of the P-MOS 90 and 91 type.
- the source of the P-MOS transistor 90 is connected to the positive pole of the power supply, its drain is connected to ground by a resistor. of great value 92 and at the gate of the P-MOS type transistor, 91; its gate is connected to the positive pole of the power supply by a resistor R2 and to the source of transistor 91.
- the drain of transistor 91 is connected to the gate and to the drain of an N-MOS, To type transistor, the source is connected to ground.
- the P-type transistors 90 and 91 form a regulator maintaining the voltage across the resistor R2 equal to the threshold voltage V T of the transistor 90.
- the transistor Tl delivers a current I R , the transistor T2 a current 2 I R , and the transistors T4 and T8 of the respective currents 4 I R and 8 IR.
- the drain of transistor Tl is connected to the source of an N-MOS type transistor 96 whose gate is connected to the output QO (a) of a reversible counter 97.
- the drain of the N-MOS type transistor T2 is connected to the source of the N-MOS type transistor 95 whose gate is connected to the output Q1 (b) of the counter 97.
- the drain of the N-MOS type transistor, T4 is connected to the source of a transistor of the N-MOS 94 type, the gate of which is connected to the output Q2 (c) of the counter 97 and the drain of the N-MOS type transistor, T8, is connected to the source of an N-MOS type transistor 93 of which the grid is connected to the output Q3 (d) of the counter 97.
- the drains of the type transistors N-MOS 93 to 96 are connected together at the common point P6. These transistors 93, 94, 95 and 96 act as switches, letting the currents delivered respectively by the transistors T8, T4, T2 and Tl, when their gate is at "1".
- the circuit of FIG. 9 is therefore indeed a programmable current source. By replacing the resistor R1 in FIG. 4 with this current source, it is therefore possible to program the current level in the drive coil as desired. It is obvious that the grids of the transistors 93, 94, 95, 96 could also be connected to the outputs of any type of memory (ROM, RAM, REPROM, etc.).
- the reversible counter 97 has been used to show that the programming of the current Io can be used in a complementary servo system making it possible to dose exactly the number of ampere-turns necessary for the motor rotor to take his step in a fixed time.
- the clock input e of the counter 97 is connected to the output of an inverting amplifier 98, the input of which receives the motor control pulses on P3 in FIG. 4, the U / D input for controlling the counting direction (f) of the counter 97 receiving a signal of 64 Hz from the divisor 11 of figure 4.
- the system comprises the circuit of figure 6, making it possible to interrupt the control pulse of the motor when the step is taken.
- the duration of this control pulse is therefore variable and it represents the time necessary for the rotor to perform its pitch.
- the command pulse has a duration of 6 ms.
- the 64 Hz signal on the U / D input changes to "1" after 8 ms, le. counter 97 changes at the end of the motor control pulse on its clock input, that is to say when the U / D input is still at "0".
- the counter then counts a step, its content decreasing by one, as well as the current Io.
- the U / D input is always at "0" and the counter counts down a new step so that the current Io decreases by one more.
- the rotor On the next command pulse, the rotor will therefore take even longer to take its step, 8.5 ms for example.
- the U / D input has changed to "1".
- the counter therefore advances by 1 step and the current increases by one unit, so that the duration of the next step will be shortened, the number of ampere-turns and consequently the cut of the motor being increased. It is therefore an automatic stabilization of the duration of the control pulse °, and consequently of the rotor passage time, around 8 ms, and this also in the event of variations in the load torque of the engine.
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Abstract
Dispositif de commande d'un moteur pas à pas muni d'une bobine et d'un rotor soumis à un mouvement de rotation lorsque la bobine est parcourue par un courant, comprenant des moyens pour fournir une pluralité de signaux de base de temps, des moyens pour produire, en réponse à des signaux de bas de temps, des impulsions de commande du moteur, des moyens répondant aux impulsions de commande pour alimenter le moteur en maintenant le courant dans la bobine à une valeur sensiblement constante et déterminée. Ce dispositif comporte également des moyens pour analyser le signal en tension present sur la bobine ou un signal représentatif de celui-ci et fournir au moins une information sur la tension induite dans la bobine par le mouvement du rotor. En prévoyant des moyens d'alimentation du moteur comportant des moyens de comrnutation pour connecter la bobine à une source de tension d'alimentation et pour court-circuiter la bobine et des moyens pour comparer périodiquement, durant chaque impulsion de commande, le courant dans la bobine à une valeur de référence et foumir un signal de contrôle pour commander les moyens de commutation, afin de court-circuiter la bobine lorsque, lors d'une comparaison, le courant dépasse la valeur de référence et d'alimenter en tension la bobine dans le cas contraire, ceci jusqu'à comparaison suivante, de façon à maintenir la valeur moyenne du courant à la valeur de référence pendant la durée des impulsions de commande, il est possible d'obtenir un système d'alimentation à rendement élevé et, aux bornes de la bobine, une information logique sur la tension induite dont l'analyse et l'exploitation peuvent être facilement effectuées par des circuits logiques.Control device for a stepping motor provided with a coil and a rotor subjected to a rotational movement when the coil is traversed by a current, comprising means for supplying a plurality of time base signals, means for producing, in response to time signals, motor control pulses, means responding to the control pulses for supplying the motor by maintaining the current in the coil at a substantially constant and determined value. This device also includes means for analyzing the voltage signal present on the coil or a signal representative of the latter and providing at least information on the voltage induced in the coil by the movement of the rotor. By providing means for supplying the motor comprising switching means for connecting the coil to a supply voltage source and for short-circuiting the coil and means for periodically comparing, during each control pulse, the current in the coil to a reference value and provide a control signal to control the switching means, in order to short-circuit the coil when, during a comparison, the current exceeds the reference value and to supply voltage to the coil in otherwise, until the next comparison, in order to maintain the average value of the current at the reference value for the duration of the control pulses, it is possible to obtain a high efficiency supply system and, at the coil terminals, logical information on the induced voltage whose analysis and operation can be easily carried out by logic circuits.
Description
La présente invention concerne les dispositifs de commande pour moteur pas à pas.The present invention relates to control devices for stepping motors.
Dans les moteurs pas à pas l'analyse de la tension induite dans la bobine motrice par le déplacement du rotor permet de connaître le comportement du moteur au moment où il effectue un pas. Cette analyse peut être utile aussi bien pour la réalisation de circuits de contrôle et d'asservissement du moteur, notamment ceux qui permettent d'adapter la durée des impulsions motrices qui lui sont appliquées à sa charge qu'au niveau d'appareils pour mesurer des paramètres de ce moteur tels que couple utile, courant consommé, etc, ou pour en contrôler le bon fonctionnement.In stepper motors, the analysis of the voltage induced in the driving coil by the displacement of the rotor makes it possible to know the behavior of the motor when it takes a step. This analysis can be useful both for the realization of motor control and servo-control circuits, in particular those which make it possible to adapt the duration of the driving pulses applied to it to its load, as well as at the level of devices for measuring parameters of this motor such as useful torque, current consumed, etc., or to check its correct operation.
Or, la plupart des moteurs pas à pas, notamment ceux utilisés en horlogerie, sont alimentés par des impulsions motrices de tension fixe. Pendant la durée de ces impulsions motrices, la mesure de la tension induite ne peut alors se faire que de manière indirecte, en analysant le courant dans la bobine. Cette opération est délicate en raison notamment de l'influence de la self propre de la bobine, self de valeur importante qui s'oppose aux variations de courant résultant de l'existence de ladite tension induite, ce qui perturbe la mesure.However, most of the stepping motors, in particular those used in watchmaking, are powered by driving pulses of fixed voltage. During the duration of these driving pulses, the measurement of the induced voltage can then only be done indirectly, by analyzing the current in the coil. This operation is delicate in particular because of the influence of the coil's own self, a large value self which opposes the current variations resulting from the existence of said induced voltage, which disturbs the measurement.
Un autre inconvénient que présente les dispositifs de commande connus tient au fait que si la tension de la source d'alimentation à laquelle la bobine est reliée au cours des impulsions motrices varie, la puissance fournie au moteur varie également. Le fonctionnement du moteur est donc sujet aux variations que peuvent présenter la force électromotrice et la résistance interne de la source d'énergie comme c'est le cas en horlogerie où le moteur peut être amené à être alimenté par des piles dont la tension varie dans le temps et d'un type à l'autre.Another disadvantage of the known control devices is that if the voltage of the power source to which the coil is connected during the driving pulses varies, the power supplied to the motor also varies. The operation of the engine is therefore subject to variations that may arise from the electromotive force and the internal resistance of the energy source, as is the case in watchmaking where the engine can be supplied with batteries whose voltage varies in time and from one type to another.
L'invention a notamment pour but de réaliser un dispositif de commande pour moteur pas à pas capable de fournir, pendant la durée des impulsions motrices qui lui sont appliquées une information précise sur la tension induite dans la bobine par le mouvement du rotor.The object of the invention is in particular to provide a control device for a stepping motor capable of supplying, during the duration of the driving pulses which are applied to it, precise information on the voltage induced in the coil by the movement of the rotor.
L'invention se propose également de fournir un dispositif de commande permettant de rendre le fonctionnement du moteur indépendant dans une large plage de la tension d'alimentation.The invention also proposes to provide a control device making the operation of the engine independent. over a wide range of supply voltage.
Conformément à l'invention, le dispositif de commande d'un moteur pas à pas muni d'une bobine et d'un rotor soumis à un mouvement de rotation lorsque la bobine est parcourue par un courant, comprend des moyens pour fournir une pluralité de signaux de base de temps, des moyens pour produire, en réponse à des signaux de base de temps, des impulsions de commande du moteur, des moyens répondant aux impulsions de commande pour alimenter le moteur en maintenant le courant dans la bobine à une valeur sensiblement constante et déterminée pendant la durée des impulsions de commande, des moyens pour prélever un signal représentatif du signal en tension présent sur la bobine et des moyens d'analyse pour fournir, à partir du signal représentatif du signal en tension, au moins une information sur la tension induite dans la bobine par le mouvement du rotor.According to the invention, the control device of a stepping motor provided with a coil and a rotor subjected to a rotational movement when the coil is traversed by a current, comprises means for providing a plurality of time base signals, means for producing, in response to time base signals, motor control pulses, means responding to the control pulses for supplying the motor by maintaining the current in the coil at a value substantially constant and determined during the duration of the control pulses, means for taking a signal representative of the voltage signal present on the coil and analysis means for supplying, from the signal representative of the voltage signal, at least information on the voltage induced in the coil by the movement of the rotor.
Les moyens d'analyse peuvent être conçus pour permettre de disposer également d'une information sur la valeur de tension aux bornes de la résistance de la bobine.The analysis means can be designed to also provide information on the voltage value across the resistance of the coil.
Par ailleurs, il est possible de pourvoir le dispositif de commande de circuits supplémentaires pour déterminer, à partir des indications fournies par les moyens d'analyse, d'autres paramètres relatifs aux conditions de fonctionnement du moteur tels que l'énergie consommée au cours d'un pas.Furthermore, it is possible to provide the device for controlling additional circuits to determine, from the indications provided by the analysis means, other parameters relating to the operating conditions of the engine such as the energy consumed during 'a step.
Les divers résultats peuvent alors être utilisés pour asservir la commande du moteur de manière à diminuer la consommation d'énergie, par exemple en interrompant l'impulsion motrice lorsque le rotor a effectué son pas ou en contrôlant la durée de l'impulsion motrice en fonction des variations de la charge du moteur. Il est aussi possible par exemple de déterminer si un pas n'a pas été effectué et de corriger cette erreur par l'envoi d'une impulsion motrice supplémentaire de grande énergie pour forcer le passage du rotor.The various results can then be used to control the motor control so as to reduce the energy consumption, for example by interrupting the driving pulse when the rotor has taken its step or by controlling the duration of the driving pulse in function variations in engine load. It is also possible, for example, to determine whether a step has not been taken and to correct this error by sending an additional high-energy driving pulse to force the passage of the rotor.
Outre le fait qu'elle permet d'atteindre les principaux buts recherchés, c'est-à-dire la possibilité d'obtenir directement une information sur la tension induite par le mouvement du rotor, sans avoir à passer par l'analyse du courant, et l'indépendance du fonctionnement du moteur vis-à-vis des paramètres de la source d'alimentation ce qui est très intéressant dans des applications telles que l'horlogerie, l'alimentation à courant constant présente également l'avantage de permettre de réduire le nombre de spires de la bobine en augmentant le diamètre du fil en conséquence, d'où un gain intéressant sur le prix de la bobine.In addition to the fact that it makes it possible to achieve the main objectives sought, that is to say the possibility of directly obtaining information on the voltage induced by the movement of the rotor, without having to go through the analysis of the current. , and the independence of the operation of the motor with respect to the parameters of the power source, which is very advantageous in applications such as watchmaking, the constant current power supply also has the advantage of to reduce the number of turns of the coil by increasing the diameter of the wire accordingly, resulting in an interesting gain on the price of the coil.
Toutefois, pour pouvoir utiliser une telle méthode d'alimentation, au niveau d'appareils portatifs, autonomes et de faibles dimensions comme les montres, il est nécessaire de réaliser un dispositif d'alimentation à haut rendement.However, to be able to use such a feeding method, at the level of portable, autonomous and small-sized devices such as watches, it is necessary to produce a high-efficiency feeding device.
Il est exclu par exemple d'alimenter le moteur avec des impulsions de tension élevée à travers une résistance de limitation de courant de grande valeur.It is therefore not possible, for example, to supply the motor with high voltage pulses through a large current limiting resistor.
L'invention permet également d'apporter une solution à ce problème en réalisant un dispositif de commande de moteur pas à pas dans lequel les moyens pour alimenter le moteur qui comprennent des moyens de commutation pour connecter la bobine à une source de tension d'alimentation et pour court-circuiter ladite bobine comprennent également des moyens pour comparer périodiquement durant chaque impulsion de commande du moteur, le courant dans la bobine à une valeur de référence et fournir un signal de contrôle pour commander les moyens de commutation, afin de court-circuiter la bobine lorsque, lors d'une comparaison, le courant dépasse la valeur de référence et d'alimenter en tension la bobine si le courant est inférieur à cette valeur, ceci jusqu'à la comparaison suivante, de façon à maintenir la valeur moyenne du courant à la valeur de référence pendant la durée des impulsions de commande.The invention also makes it possible to provide a solution to this problem by producing a stepping motor control device in which the means for supplying the motor which comprise switching means for connecting the coil to a supply voltage source and for short-circuiting said coil also comprise means for periodically comparing, during each motor control pulse, the current in the coil with a reference value and supplying a control signal for controlling the switching means, in order to short-circuit the coil when, during a comparison, the current exceeds the reference value and supplying the coil with voltage if the current is less than this value, this until the next comparison, so as to maintain the average value of the current at the reference value for the duration of the control pulses.
La valeur de référence peut être choisie fonction de la tension de seuil d'un transistor MOS, indépendante de la tension d'alimentation.The reference value can be chosen as a function of the threshold voltage of an MOS transistor, independent of the supply voltage.
Il est également possible de programmer cette valeur de référence en utilisant des sources de courant qui peuvent être commutées et combinées entre elles.It is also possible to program this reference value using current sources which can be switched and combined with each other.
La tension aux bornes de la bobine, pendant les impulsions de commande, est ainsi composée d'une succession de périodes d'alimentation entrecoupées de périodes de court-circuit qui forment une information logique représentative de la tension induite.The voltage across the coil, during the control pulses, is thus composed of a succession of supply periods interspersed with short-circuit periods which form logic information representative of the induced voltage.
L'analyse de cette information ou d'un signal qui en est l'image, tel que le signal de contrôle servant à commander les moyens de commutation, peut dès lors s'effectuer au moyen de circuits entièrement logiques, ce qui constitue un avantage qui s'ajoute à celui du rendement élevé que permet d'obtenir un tel système d'alimentation à découpage.The analysis of this information or of a signal which is its image, such as the control signal used to control the switching means, can therefore be carried out by means of entirely logic circuits, which constitutes an advantage. which is added to that of the high efficiency that can be obtained from such a switching power supply system. ge.
Par ailleurs, le signal présent aux bornes de la bobine peut être capté soit par une liaison galvanique sur une borne du moteur, soit sans contact, par exemple de manière inductive par une bobine captrice et analysé par des circuits externes au dispositif de commande. Ceci permet de déterminer les paramètres relatifs au fonctionnement du moteur sans aucune intervention à l'intérieur du dispositif de commande, ce qui est particulièrement intéressant pour des contrôles en cours ou en fin de fabrication et lors des réparations.Furthermore, the signal present at the terminals of the coil can be picked up either by a galvanic link on a motor terminal, or without contact, for example inductively by a pick-up coil and analyzed by circuits external to the control device. This makes it possible to determine the parameters relating to the operation of the engine without any intervention inside the control device, which is particularly advantageous for checks in progress or at the end of manufacture and during repairs.
L'invention va maintenant être décrite plus en détail, à titre d'exemple et en référence aux dessins annexés dans lesquels :
- - la figure 1 montre le schéma électrique équivalent d'un moteur pas à pas de type connu,
- - la figure 2 montre les courbes des tensions de la figure 1, dans le cas d'une alimentation à tension constante,
- - la figure 3 montre les courbes des tensions de la figure 1 dans le cas d'une alimentation à courant constant,
- - la figure 4 montre le schéma d'un circuit de commande selon l'invention,
- - la figure 5 montre le courant consommé par le moteur, respectivement dans le cas d'une alimentation à tension constante (5a) et à courant constant (5b).
- - la figure 6 montre le schéma-bloc d'un circuit d'analyse du signal de contrôle produit par le circuit de la figure 4,
- - la figure 7 montre le schéma-bloc d'un circuit de calcul de l'énergie consommée par le moteur,
- - la figure 8 montre le schéma d'un circuit externe de reconstitution du signal de contrôle produit par le circuit de la figure 4, et
- - la figure 9 montre le schéma d'un circuit permettant de programmer le courant de référence déterminant le niveau de déclenchement du discriminateur de niveau de la figure 4.
- FIG. 1 shows the equivalent electrical diagram of a stepping motor of known type,
- FIG. 2 shows the voltage curves of FIG. 1, in the case of a constant voltage supply,
- FIG. 3 shows the curves of the voltages in FIG. 1 in the case of a constant current supply,
- FIG. 4 shows the diagram of a control circuit according to the invention,
- - Figure 5 shows the current consumed by the motor, respectively in the case of a constant voltage supply (5a) and constant current (5b).
- FIG. 6 shows the block diagram of a circuit for analyzing the control signal produced by the circuit of FIG. 4,
- FIG. 7 shows the block diagram of a circuit for calculating the energy consumed by the motor,
- FIG. 8 shows the diagram of an external circuit for reconstituting the control signal produced by the circuit of FIG. 4, and
- FIG. 9 shows the diagram of a circuit making it possible to program the reference current determining the tripping level of the level discriminator of FIG. 4.
La figure 1 représente le schéma électrique équivalent d'un moteur pas à pas monophasé bipolaire de type Lavet couramment utilisé en horlogerie, la figure 2 montre les courbes des tensions de la figure 1 pour des impulsions motrices à tension constante et la figure 3 montre les courbes des tensions de la figure 1 pour des impulsions motrices à courant constant. Ce type de moteur comprend essentiellement une self propre, une résistance de bobine et un générateur de tension aux bornes desquels apparaissent respectivement les tensions de self UL, de résistance UR et la tension Ui induite dans la bobine par le déplacement du rotor. La somme de ces trois tensions est égale à la tension Ub aux bornes de la bobine.FIG. 1 represents the equivalent electrical diagram of a bipolar single-phase stepper motor of the Lavet type commonly used in watchmaking, FIG. 2 shows the voltage curves of FIG. 1 for driving pulses at constant voltage and FIG. 3 shows the curves of the voltages of figure 1 for driving pulses with constant current. This type of motor essentially includes a choke its own, a coil resistance and a voltage generator at the terminals of which appear the voltages of self U L , of resistance U R and the voltage Ui induced in the coil by the displacement of the rotor. The sum of these three voltages is equal to the voltage Ub across the coil.
Lorsque le moteur est alimenté à tension constante, c'est le courant qui est variable. La figure 2 représente la répartition des composantes UL, Ui et UR pendant l'impulsion motrice.When the motor is supplied at constant voltage, the current is variable. FIG. 2 represents the distribution of the components U L , Ui and U R during the driving pulse.
Le courant étant variable, ces trois composantes sont variables, et la valeur de Ui ne peut être connue qu'en déterminant les variables UR et UL. Par contre, lorsque le moteur est alimenté à courant constant (fig. 3) la composante UL est éliminée dès que le courant atteint la valeur de consigne (constante) et la composante UR devient constante et égale à RIo, Io étant le courant dans la bobine. La tension aux bornes de la bobine est égale à UR + Ui = Ui + constante. La valeur de la constante UR peut être mesurée au début de l'impulsion motrice, dès que le courant dans la bobine a atteint la valeur de consigne Io. En effet, à cet instant, la vitesse du rotor est encore faible et la valeur de la tension induite Ui est négligeable. On peut donc admettre que UR : Ub.The current being variable, these three components are variable, and the value of Ui can only be known by determining the variables U R and U L. On the other hand, when the motor is supplied with constant current (fig. 3) the component U L is eliminated as soon as the current reaches the set value (constant) and the component U R becomes constant and equal to RIo, Io being the current in the coil. The voltage across the coil is equal to U R + Ui = Ui + constant. The value of the constant U R can be measured at the start of the driving pulse, as soon as the current in the coil has reached the setpoint Io. In fact, at this instant, the speed of the rotor is still low and the value of the induced voltage Ui is negligible. We can therefore admit that U R : Ub.
La figure 4 représente à titre d'exemple le schéma d'un circuit de commande du dispositif selon l'invention, circuit permettant de maintenir le courant dans la bobine à une valeur fixée pendant la durée des impulsions de commande de l'avance du moteur. Un oscillateur à quartz 10 délivre un signal de 32 kHz aux entrées d'horloge a d'un diviseur de fréquence 11 et d'un flip-flop de type D, 12, fonctionnant en monostable. A cette fin, la sortie Q (b) de ce flip-flop est reliée par une résistance 13 à son entrée de remise à zéro (c) et à un condensateur 14 branché contre masse. Ainsi, chaque fois que le flip-flop 12 passe à l'état logique "1", le condensateur 14 se charge à travers la résistance 13 et la remise à zéro se produit après un certain délai qui est choisi de très courte valeur (2 ps). Le flip-flop 12 délivre donc des impulsions fines d'une durée de 2 µs à une fréquence de répétition de 32 kHz lorsque son entrée D (e) est à "1".FIG. 4 shows by way of example the diagram of a control circuit of the device according to the invention, circuit making it possible to maintain the current in the coil at a value fixed during the duration of the control pulses of the advance of the motor. . A
Le diviseur 11 délivre des signaux de fréquence 8 kHz sur sa sortie b, 4 kHz sur sa sortie c, 2 kHz sur sa sortie d; 1 kHz sur sa sortie e, 64 Hz sur sa sortie f, 32 Hz sur sa sortie g et de 0,5 Hz sur sa sortie h. Cette dernière est branchée à l'entrée d'horloge a d'un flip-flop de type D, 15, et à travers un inverseur 17 à l'entrée d'horloge a d'un autre flip-flop de type D, 16. Les entrées D (b) des flip-flops 15 et 16 sont maintenues à l'état "1" tandis que leurs entrées de remise à zéro (c) sont reliées à la sortie d'une porte OU 18 dont l'entrée a est reliée à la sortie g (32 Hz) du diviseur 11. Les flip-flops 15 et 16 délivrent à tour de rôle, l'un sur le flanc positif du signal 0,5 Hz sur la sortie h du diviseur 11, l'autre sur le flanc négatif de ce même signal, des impulsions pour commander l'avance du moteur. C'est la sortie 32 Hz (g) du diviseur qui, par la porte 18, effectue la remise à zéro des flip-flops 15 et 16 et détermine ainsi la durée des impulsions de commande, soit 16 ms.The divider 11 delivers signals of frequency 8 kHz on its output b, 4 kHz on its output c, 2 kHz on its output d; 1 kHz on its e output, 64 Hz on its f output, 32 Hz on its g output and 0.5 Hz on its h output. The latter is connected to the clock input a of flip-flop of type D, 15, and through an
Les sorties d des flip-flops 15 et 16 sont branchées aux entrées b et a d'une porte OU 20, aux entrées a de deux portes NON-ET 21 et 22, ainsi qu'aux entrées de commande de deux interrupteurs analogiques 23 et 24. La sortie de la porte 21 est reliée à la grille d'un transistor P-MOS de puissance 25 et à l'entrée a d'une porte ET 26 dont la sortie est branchée à la grille d'un transistor N-MOS de puissance 27. La sortie de la porte 22 est reliée à la grille d'un transistor P-MOS de puissance 28 et à l'entrée a d'une porte ET 29 dont la sortie est branchée à la grille d'un transistor N-MOS de puissance 30.The outputs d of the flip-
Les sources des transistors 25 et 28 de type P sont branchées au pôle positif de la source électrique d'alimentation et les sources des transistors 27 et 30 de type N au pôle négatif de cette source. Les drains des transistors 27 et 25 sont reliés à la borne a de la bobine du moteur 31, et les drains des transistors 28 et 30 à la borne b de cette bobine. Ces transistors de puisssance 25,27,28 et 30 forment des moyens de commutation permettant soit de relier la bobine aux bornes de la source électrique d'alimentation, soit de court-circuiter cette bobine. Admettons que les entrées b des portes 21,22,26 et 29 soient à "1". En l'absence d'impulsions sur les sorties des flip-flops 15 et 16, les sorties des portes 21,22,26 et 29 sont à "1". Les transistors 25 et 28 sont coupés, alors que les transistors 27 et 30 sont conducteurs : La bobine est court-circuitée.The sources of the P-
Lorsque le flip-flop 15 délivre une impulsion de commande, les sorties des portes 21 et 26 passent à "0". Le transistor 27, est coupé et le transistor 25 devient conducteur, reliant la borne a de la bobine 31 au pôle positif de la source d'alimentation. Le courant circule dans le sens a - b.When the flip-
Lorsque le flip-flop 16 délivre une impulsion de commande, les sorties des portes 22 et 29 passent à "0". Le transistor 30 est bloqué et le transistor 28 devient conducteur, reliant la borne b de la bobine 31 au pôle positif de l'alimentation. Le courant circule dans la bobine dans le sens b - a. Le moteur est ainsi alimenté en impulsions de polarité alternée au rythme de une impulsion par seconde, comme dans la plupart des circuits horlogers connus.When the flip-flop 16 delivers a control pulse, the outputs of the
Lorsqu'une impulsion arrive sur la sortie du flip-flop 15, l'interrupteur 23 devient conducteur, de sorte qu'une résistance R1 et la grille d'un transistor N-MOS 32 sont branchées en parallèle avec le transistor de puissance 30. D'autre part l'entrée D (e) du flip-flop de type D, 12, passe à "1", et celui-ci délivre sur sa sortie Q (d) des impulsions négatives très fines de durée 2 µs à la fréquence de 32 kHz qui sont transmises par la porte 29 sur la grille du transistor 30, ce qui bloque périodiquement ce transistor, pendant de très courts instants. Le courant dans la bobine 31 ne pouvant plus circuler dans ce transistor 30, il passe alors intégralement dans la résistance R1, provoquant une élévation de la tension sur la grille du transistor N-MOS 32. Si le courant dans la bobine est de valeur suffisamment élevée, cette élévation de tension dépasse le seuil de conduction du transistor 32 (VT) et ce dernier devient conducteur. Une impulsion négative apparaît sur le drain de ce transistor qui est relié à une résistance 33 de grande valeur, branchée au pôle positif de l'alimentation et à l'entrée d'un amplificateur inverseur 34, à la sortie duquel apparaissent donc des impulsions positives. Cette combinaison agit comme discriminateur de niveau du courant dans la bobine. En effet, lorsque le courant dans la bobine est plus grand qu'une valeur fixée (Io = VT/Rl), il apparaît un signal à la sortie de l'amplificateur 34. Par contre, si le courant dans la bobine est plus petit que la valeur fixée, le seuil de conduction du transistor 32 n'est pas atteint et la sortie de l'amplificateur 34 reste à "0". On peut remarquer que ce seuil de conduction, soit la tension de seuil du transistor 32, est indépendant de la tension d'alimentation. De ce fait, le niveau de discrimination du courant, VT/Rl, est lui-même indépendant de la tension d'alimentation du moteur.When a pulse arrives at the output of the flip-
La sortie de l'amplificateur 34 est branchée à l'entrée D (a) d'un flip-flop de type D, 35, dont l'entrée d'horloge (b) est reliée à la sortie Q (d) du flip-flop 12 délivrant des impulsions négatives de test. A la fin de l'impulsion de test, le flip-flop 35 enregistre l'état de son entrée D et mémorise ainsi l'état à la sortie de l'amplificateur 34, dépendant du niveau du courant dans la bobine.The output of
Si ce courant est plus grand que la valeur fixée, la sortie de l'amplificateur 34 est à "1" et la sortie Q (c) du flip-flop 35 passe à "0". Inversément, si le courant dans la bobine est plus petit que la valeur fixée, la sortie de l'amplificateur 34 reste à "0" et la sortie Q (c) du flip-flop 35 passe à "1". La sortie Q (c) est reliée à l'entrée b de la porte NON-ET 21, dont la sortie reste à "0" si cette sortie Q reste à "1", mais qui passe par contre à "1" si la sortie passe à "0", ce qui bloque le transistor 25 et rend conducteur le transistor 27. Ainsi, l'alimentation de la bobine est interrompue et le court-circuit rétabli à ses bornes, chaque fois que le discriminateur délivre un signal correspondant à la condition que le courant dans la bobine est supérieur à la valeur fixeé, ce qui produit un état "0" sur la sortie c du flip-flop 35. Inversément chaque fois que la sortie du discriminateur reste à "0", ce qui correspond à la condition que le courant dans la bobine est inférieur à la valeur fixée, la sortie c du flip-flop 35 vient à "1" et l'alimentation de la bobine motrice 31 par le transistor 25 est rétablie, le transistor 27 étant coupé.If this current is greater than the fixed value, the output of the
Lorsque l'impulsion de commande arrive sur la sortie du flip-flop 16, le processus est le même. Simplement, c'est l'interrupteur 24 qui est conducteur, et la résistance R1 est branchée en parallèle sur le transistor 27 qui est interrompu périodiquement pendant de très courts instants par les impulsions provenant par la porte 26 et délivrées par la sortie Q (d) du flip-flop 12, et c'est la porte 22, dont l'entrée b est reliée à la sortie Q (c) du flip-flop 35 qui permet soit d'alimenter la bobine motrice par le transistor 28, soit de la court-circuiter par le transistor 30, selon l'état de cette sortie c du flip-flop 35, état qui dépend du niveau du courant dans la bobine. On obtient donc un asservissement du courant dans la bobine motrice pendant la durée des impulsions de commande, asservissement qui tend à maintenir ce courant constant et égal à la valeur fixée, Io = VT/R1. La bobine est alimentée en tout ou rien par une pluralité d'impulsions de courte durée suivies d'autant de court-circuits. On pourrait penser que les variations du courant dans la bobine, entre les phases d'alimentation et de court-circuit sont importantes. Il ne faut cependant pas oublier que les moteurs pas à pas ont une self série importante. Cette self agit comme un régulateur de courant, et permet de maintenir le courant dans la bobine aux environs de la valeur fixée, même pendant les périodes de court-circuit. La théorie de ce type d'alimentation est la suivante.When the control pulse arrives at the output of the flip-flop 16, the process is the same. Simply, it is the switch 24 which is conductive, and the resistor R1 is connected in parallel to the transistor 27 which is interrupted periodically for very short moments by the pulses coming through the
La tension Ub aux bornes de la bobine est donnée par
La tension moyenne Ub, sur la bobine est donnée par :
Le courant consommé, Ic, sur l'alimentation est donné par :
La relation (7) est intéressante; elle montre que la valeur moyenne de la tension sur la bobine, représentée par une succession d'impulsions de courte durée, entrecoupée de court-circuits, est égale à la somme UR + Ui.The relation (7) is interesting; it shows that the average value of the voltage on the coil, represented by a succession of short duration pulses, interspersed with short circuits, is equal to the sum U R + Ui.
Si les durées d'alimentation de la bobine sont représentées par des états logiques "1" et les durées de court-circuit par des états logiques "0", la répartition des durées d'alimentation et de court-circuit de la bobine est donnée par une suite de ces états logiques, suite représentative de Ub = UR + Ui. Cette suite d'états logiques est délivrée par la sortie c du flip-flop 35 de la figure 4 et elle se retrouve aussi aux bornes de la bobine motrice 31. Elle peut être également appelée "signal de contrôle".If the coil supply times are represented by logic states "1" and the short-circuit times by logic states "0", the distribution of the coil supply and short-circuit times is given by a sequence of these logical states, a sequence representative of Ub = U R + Ui. This sequence of logic states is delivered by the output c of the flip-
Une analyse adéquate de cette suite d'états logiques permet donc, comme on le verra plus loin, de connaître UR et Ui et d'en déduire certains paramètres importants relatifs au fonctionnement du moteur.An adequate analysis of this sequence of logical states therefore makes it possible, as will be seen below, to know U R and Ui and to deduce therefrom certain important parameters relating to the operation of the engine.
Bien que le courant Io dans la bobine soit constant, le courant moyen, Ic, délivré par l'alimentation est variable, puisque Io ne passe par l'alimentation que pendant les durées d'alimentation de la bobine. La relation (8) montre que Ic est proportionnel à Ub, c'est-à-dire à la somme UR + Ui.Although the current Io in the coil is constant, the average current, Ic, delivered by the power supply is variable, since Io only passes through the power supply during the supply times of the coil. The relation (8) shows that Ic is proportional to Ub, that is to say to the sum U R + Ui.
La figure 5 montre une comparaison entre la forme de courant Ic délivré par l'alimentation dans le cas (5a) où la bobine est alimentée sous tension constante et dans le cas (5b) où la bobine est alimentée en courant constant par le dispositif selon l'invention.FIG. 5 shows a comparison between the form of current Ic delivered by the power supply in the case (5a) where the coil is supplied with constant voltage and in the case (5b) where the coil is supplied with constant current by the device according to the invention.
Dans le premier cas, le courant diminue lorsque la tension induite augmente et vice-versa. Le courant à la fin de l'impulsion de commande tend vers sa valeur maximum.In the first case, the current decreases when the induced voltage increases and vice versa. The current at the end of the control pulse tends to its maximum value.
Dans le second cas, le courant augmente et diminue avec la tension induite; le courant à la fin de l'impulsion de commande tend vers 0.In the second case, the current increases and decreases with the induced voltage; the current at the end of the control pulse tends to 0.
Notons enfin que si l'on rend Io indépendant de la tension d'alimentation, ce qui est possible en utilisant un stabilisateur interne, le moteur n'est plus affecté par les variations de cette dernière puisque le nombre d'ampères-tours qu'il reçoit reste constant.Finally, note that if Io is independent of the supply voltage, which is possible using an internal stabilizer, the motor is no longer affected by the variations of the latter since the number of ampere-turns that it receives remains constant.
On peut donc alimenter le moteur avec des sources d'alimentation dont la tension varie dans le temps, ce qui est le cas par exemple pour les piles au lithium, sans modifier le point de travail du moteur.It is therefore possible to supply the motor with power sources whose voltage varies over time, which is the case for example for lithium batteries, without modifying the working point of the motor.
La figure 6 représente à titre d'exemple le schéma bloc d'un circuit d'analyse de la suite d'états logiques délivrée par le circuit de commande de la figure 4, circuit permettant de déterminer les rapports Ui/V et UR/V. Ce circuit est relié au circuit de commande de la figure 4 par les points P1 (impulsions de test), P2 (test), P3 (impulsions de commande moteur) et P4 (fin d'impulsions de commande moteur).FIG. 6 represents by way of example the block diagram of a circuit for analyzing the sequence of logic states delivered by the control circuit of FIG. 4, a circuit making it possible to determine the ratios Ui / V and U R / V. This circuit is connected to the control circuit of FIG. 4 by the points P1 (test pulses), P2 (test), P3 (motor control pulses) and P4 (end of motor control pulses).
Le point P2 qui correspond à la sortie du discriminateur de niveau et à l'entrée D (a) du flip-flop 35, est branché à l'entrée D (a) d'un registre de transfert 40 de 16 étages, à l'entrée d'horloge d'un flip-flop de type D, 41, et aux entrées a d'une porte OU-EXCLUSIF 42 et d'une porte NON-OU 43. Le point Pl qui délivre des impulsions fines de 2 ps de durée à 32 kHz sur l'entrée d'horloge b du flip-flop 35 est relié à l'entrée d'horloge b du registre 40 et aux entrées d'horloge a de deux flip-flops de type D, 44 et 45.The point P2 which corresponds to the output of the level discriminator and to the input D (a) of the flip-
Le point P3 qui correspond à la sortie de la porte 20 sur laquelle apparaissent des impulsions positives pour chaque impulsion de commande du moteur, impulsions délivrées soit par le flip-flop 15 soit par le flip-flop 16, est branché à l'entrée d'un inverseur 46 dont la sortie est reliée aux entrées de remise à zéro c du registre 40, b du flip-flop de type D, 41 et a un autre flip-flop de type D, 47. Le registre 40 et les flip-flops 41 et 47 ne sont donc opérationnels que pendant la durée (max. 16 ms) des impulsions de commande du moteur car ils sont maintenus à "0" entre ces impulsions.The point P3 which corresponds to the output of
Le premier étage du registre 40 est connecté en parallèle avec le flip-flop 35 et présente sur sa sortie Q, comme ce flip-flop 35, la suite d'états logiques représentant le rapport (UR + Ui)/V = n+/n.The first stage of the
Cette suite d'états est transmise avec une période de retard sur la porte Q du deuxième étage du registre 40 avec deux périodes de retard sur la sortie Q du troisième étage, etc. et avec 15 périodes de retard sur la sortie Q (e) du 16e étage du registre 40. Ce registre 40 mémorise ainsi en permanence les 16 dernières périodes de la suite d'états logiques, soit une durée de 0,5 ms. En faisant le rapport entre le nombre d'étages du registre 40 dont les sorties Q sont à "1" et le nombre total des étages, on obtient le rapport n+/n, soit = (UR + Ui)/V (le nombre n total d'étages est bien sûr constant et égal à 16).This sequence of states is transmitted with a delay period on the gate Q of the second stage of the
Il est évidemment intéressant de pouvoir isoler UR/V et Ui/V. Nous savons que UR devient constant dès que le courant dans la bobine atteint la valeur de consigne Io. Les paramètres de la bobine sont choisis de telle manière que ce temps d'établissement soit court, de manière que l'on puisse mesurer le rapport (UR + Ui)/V au début de l'impulsion de commande du moteur, soit aux environs du point A de la figure 5b. En effet, à cet instant, la vitesse du rotor est faible et la tension induite est voisine de 0. Le rapport UR/V est donc environ égal au nombre d'étages du registre 40 dont les sorties Q sont à "1" sur le premier groupe représentatif des états mémorisés de 16 périodes. Le début de ce premier groupe commence dès que le courant dans la bobine atteint la valeur de consigne Io, soit dès que l'entrée test (P2) passe à "1" et la sortie Q du premier étage du registre à "0". La fin de ce premier groupe de 16 périodes correspond au moment où cet état "0" sur la sortie Q du premier étage arrive au dernier étage du registre, c'est-à-dire lorsque la sortie Q15 (e) du registre 40 passe à son tour à "0" pour la première fois, la sortie Q15 (d) passant, elle, à "1". Le début et la fin de ce premier groupe représentatif de 16 périodes sont enregistrés respectivement par le flip-flop 41 qui passe à "1" dès que l'entrée P2 passe à "1" et le flip-flop 47 dont l'entrée D (b) est reliée à la sortie Q (d) du flip-flop 41 dont la sortie Q passe à "1" dès que la sortie Q15 (d) du registre 40 passe à "1". La sortie Q (c) du flip-flop 47 est branchée à l'entrée b de la porte NON-OU 43 dont l'autre entrée (a) est reliée à l'entrée D (b) du flip-flop 44 qui est branché en monostable, sa sortie Q (c) étant reliée par une résistance 48 à son entrée de remise à zéro (d) et à un condensateur 49 relié à la masse.It is obviously interesting to be able to isolate U R / V and Ui / V. We know that U R becomes constant as soon as the current in the coil reaches the setpoint Io. The parameters of the coil are chosen in such a way that this establishment time is short, so that the ratio (U R + Ui) / V can be measured at the start of the motor control pulse, i.e. at around point A in Figure 5b. In fact, at this instant, the rotor speed is low and the induced voltage is close to 0. The ratio U R / V is therefore approximately equal to the number of stages of
Au début de l'impulsion motrice, la sortie Q (e) du flip-flop 47 est à "0". La sortie de la porte 43, soit l'entrée b du flip-flop 44 vient à "1" chaque fois que l'entrée P2 vient à "0". Les "impulsions de test" sur P1 attaquent simultanément les entrées d'horloge du flip-flop 44 et du registre 40, si bien que la sortie Q (c) du flip-flop 44 passe à "1" chaque fois que le premier étage du registre 40 enregistre un état "1" sur sa sortie Q. La sortie c du flip-flop 44 revient à "0" dès que la résistance 48 a chargé le condensateur 49 et actionné la remise à zéro. Cette sortie c du flip-flop 44 délivre donc une impulsion à l'entrée d'horloge (a) d'un compteur 50, pour chaque état "1" de la suite d'états logiques délivrés par le circuit de commande de la figure 4.At the start of the driving pulse, the output Q (e) of the flip-
L'entrée de remise à zéro R (b) du compteur 50 est reliée à la sortie Q (e) du flip-flop 41 qui passe à "0" au début du premier groupe représentatif de 16 périodes, si bien que le compteur 50 est maintenu à 0 jusqu'au début de ce premier groupe. A la fin du premier groupe de 16 périodes, le flip-flop 47 passe à "1", ce qui bloque à "0" l'entrée D (b) du flip-flop 44 qui cesse dès lors de délivrer des impulsions sur sa sortie. Ainsi, le compteur 50, partant de 0, compte et mémorise le nombre d'états "1" qui se trouvent dans le premier groupe représentatif de 16 périodes. Son état, représenté par la combinaison binaire présente sur ses sorties Q0 (c), Q1 (d), Q2 (e) et Q3 (f), est égal au rapport UR/V. The reset input R (b) of the
Dès que le premier groupe de 16 périodes correspondant à la valeur du rapport U R/V a été enregistré dans le registre 40, c'est-à-dire dès que la sortie Q 15 de celui-ci passe à "1", on peut calculer Ui/V en analysant les variations du rapport n+/n, c'est-à-dire les variations de nombre d'états "1" sur les sorties Q des 16 étages du registres 40. En effet, UR est alors constante et ces variations ne peuvent être produites que par la tension induite, Ui, qui, comme nous l'avons vu, est pratiquement nulle au début de l'impulsion. Il est facile de savoir si le nombre d'états "1" contenus dans le registre augmente, diminue ou reste stable.As soon as the first group of 16 periods corresponding to the value of the UR / V ratio has been recorded in the
Si l'on introduit un "1" dans le registre et que l'on sort un "0", le nombre d'états "1" augmente de une unité. Par contre, si l'on introduit un "0" et que l'on sort un "1", le nombre d'états "1" diminue de une unité. Si l'on entre "1" et que l'on sort "1", le nombre d'états "1" reste stable, de même que si l'on entre un "0" et que l'on sort un "0".If a "1" is entered in the register and a "0" is output, the number of states "1" increases by one. On the other hand, if a "0" is entered and a "1" is output, the number of states "1" decreases by one. If you enter "1" and exit "1", the number of states "1" remains stable, just as if you enter a "0" and exit a "0" ".
La sortie Q 15 (d) du registre 40 est reliée à l'entrée b d'une porte OU-EXCLUSIF 42 dont la sortie est reliée à l'entrée D (b) du flip-flop 45 branché en monostable, sa sortie Q (c) étant reliée à son entrée de remise à zéro (d) par une résistance 51, branchée également à un condensateur 52 dont la deuxième borne est reliée à la masse. L'entrée D du flip-flop 45 est à "1" chaque fois que l'entrée P2 et la sortie Q 15 du registre sont à des états différents, c'est-à-dire chaque fois que le nombre d'états "1" dans le registre 40 doit changer. En effet, quand l'entrée P2 est à "0" et la sortie Q 15 du registre à "1", juste avant l'impulsion de test (Pl), cela signifie qu'on va introduire un "1" dans le premier étage (sortie Q), et sortir un "0" du dernier étage (sortie Q 15) du registre. Le nombre d'états "1" va donc être augmenté de une unité et inversément, lorsque l'entrée P2 est à "1" et la sortie Q 15 de 40 à "0".The output Q 15 (d) of the
Dans ces deux cas, le flip-flop 45 passe à "1" à la prochaine impulsion de test sur Pl et délivre une impulsion à l'entrée d'horloge a d'un compteur réversible 53. Ce compteur 53 reçoit donc une impulsion chaque fois que le nombre d'états "1" contenus dans le registre 40 est augmenté ou diminué de une unité. Le sens de comptage du compteur 53 est déterminé par l'état de l'entrée U/D du sens de comptage (b) qui est reliée à la sortie Q 15 (d) du registre 40. Le compteur 53 est incrémenté de une unité lorsque cette sortie Q 15 est à "1", c'est-à-dire lorsque le nombre d'états "1" dans le registre augmente de une unité, et inversément il est décrémenté de une unité lorsque la sortie Q 15 du registre 40 est à "0", c'est-à-dire lorsque le nombre d'états "1" dans le registre diminue de une unité. Rappelons que ce sont les états des sorties Q des étages du registre 40 qui sont pris en compte pour former la suite d'états logiques représentant le rapport (U R + Ui)/V. En effet, il est nécessaire, au début de l'impulsion de commande du moteur, de n'avoir que des états "1" dans le registre, ce que l'on obtient en actionnant la remise à zéro et en prenant en compte les sorties Q.In these two cases, the flip-
Dans le cas où P2 et la sortie Q 15 du registre 40 sont dans le même état, l'entrée D (b) du flip-flop 45 est à "0" et elle ne peut donc pas délivrer d'impulsion d'horloge au compteur 53. L'entrée de remise à zéro c de ce compteur 53 est reliée à la sortie Q (d) du flip-flop 47 qui passe à "0" à la fin du premier groupe représentatif de 16 périodes, soit quand U R/V a été mémorisé dans le compteur 50. Le compteur 53 part donc de 0 à la fin de ce premier groupe de 16 périodes et son état, représenté par la combinaison binaire présente sur ses sorties Q0, Q1, Q2 et Q3 (d,e,f,g), est égal au rapport Ui/V.In the case where P2 and the
Nous avons donc extrait de la suite d'états logiques les valeurs de UR/V et de Ui/V représentées sous forme binaire cohérente. Il est évidemment intéressant de pouvoir utiliser ces données.We therefore extracted from the sequence of logical states the values of U R / V and Ui / V represented in coherent binary form. It is obviously interesting to be able to use this data.
Par exemple, il est intéressant, par analyse de la tension induite Ui, de déterminer quand le rotor a effectué son pas pour interrompre par exemple l'impulsion de commande du moteur (économie d'énergie), ou pour commander le moteur à cadence rapide (registre autodéclenché). On peut également déterminer si le rotor du moteur est bloqué (tension induite nulle) ou doser l'énergie que l'on désire transmettre par le moteur (contrôle de l'intégrale f UiIodt).For example, it is interesting, by analysis of the induced voltage Ui, to determine when the rotor has taken its step to interrupt for example the motor control pulse (energy saving), or to control the motor at fast rate (self-triggered register). It is also possible to determine whether the motor rotor is blocked (zero induced voltage) or to measure the energy which it is desired to transmit by the motor (control of the integral f UiIodt).
Si l'on analyse la tension induite (figure 3) par le déplacement du rotor, on voit que celle-ci augmente dans un premier temps puis revient à 0 (point B de la figure 5b). A ce passage à 0, il est pratiquement certain que le rotor a effectué son pas et l'on peut par exemple interrompre l'impulsion de commande. Ce passage par 0 est facile à détecter au moyen d'un flip-flop de type D, 54, dont l'entrée d'horloge a est branchée à la sortie Q 3 (g) du compteur 53, l'entrée de remise à zéro (b) à la sortie Q (d) du flip-flop 47 et l'entrée D (c) à la sortie Q 15 (e) du registre 40.If we analyze the voltage induced (figure 3) by the displacement of the rotor, we see that it increases initially then returns to 0 (point B of figure 5b). At this change to 0, it is practically certain that the rotor has taken its pitch and it is possible, for example, to interrupt the control pulse. This passage through 0 is easy to detect by means of a type D flip-flop, 54, the clock input a of which is connected to the output Q 3 (g) of the counter 53, the reset input to zero (b) at output Q (d) of flip-
Ainsi, quand le compteur 53 passe de 0 à 15 (en marche arrière évidemment), la sortie Q 15 (d) du registre est à "0" et la sortie Q 15 à "1", le flip-flop 54 passe à "1". La sortie Q (d) du flip-flop 54 est reliée à l'entrée fin d'impulsion P4, c'est-à-dire à l'entrée b de la porte 18 qui agit sur les remises à zéro des flip-flops 15 et 16 de manière à interrompre l'impulsion de commande avant la durée maximum de 16 ms.So, when the counter 53 goes from 0 to 15 (in reverse obviously), the output Q 15 (d) of the register is at "0" and the
Nous avons mentionné plus haut la possibilité d'utiliser l'intégrale f Ui.Io.dt pour déterminer l'énergie transmise par le moteur à la charge. Le courant étant constant, cette intégrale est proportionnelle à f Ui.dt.We mentioned above the possibility of using the integral f Ui.Io.dt to determine the energy transmitted by the motor to the load. The current being constant, this integral is proportional to f Ui.dt.
Dans le circuit selon l'invention, on peut intégrer soit Ui/V qui reste dépendant des variations de la tension d'alimentation V, soit Ui/UR = Ui/IoRb où Io et Rb peuvent être considérés comme constants. Cette intégrale peut être déterminée par des circuits de calcul ou des compteurs traditionnels, comme indiqué à la figure 7.In the circuit according to the invention, it is possible to integrate either Ui / V which remains dependent on variations in the supply voltage V, or Ui / U R = Ui / IoRb where Io and Rb can be considered as constant. This integral can be determined by calculation circuits or traditional counters, as shown in Figure 7.
Le circuit de la figure 7 comprend un comparateur logique 60 qui reçoit sur ses entrées A les signaux de sortie 1 kHz, 2 kHz, 4 kHz et 8 kHz du diviseur 11 de la figure 4 et sur ses entrées B les signaux de sortie Q0, Q1, Q2 et Q3 du compteur 53 de la figure 6, sorties sur lesquelles le signal numérique représente la valeur du rapport Ui/V.The circuit of FIG. 7 comprises a
Le signal A se compose d'une suite de 16 états logiques, 0000 à 1111, de 4 bits chacun, avec une période de 1 ms imposée par le signal de 1 kHz. Le signal B, qui est proportionnel à la tension induite Ui dans la bobine motrice au cours d'un pas, c'est-à-dire au cours d'une impulsion de commande (durée max. 16 ms), peut être considéré comme constant pendant la durée de la période de 1 ms du signal A. Dans ces conditions, et partant de l'état 0000 du signal A, le comparateur 60 délivre chaque milliseconde à sa sortie des impulsions de 8 kHz, et ceci aussi longtemps que la valeur binaire du signal B excède la valeur binaire du signal A. En d'autres termes, le nombre d'impulsions de 8 kHz délivré chaque milliseconde à sa sortie par le comparateur 60 est égal à Ui/V.Signal A consists of a sequence of 16 logic states, 0000 to 1111, of 4 bits each, with a period of 1 ms imposed by the signal of 1 kHz. Signal B, which is proportional to the induced voltage Ui in the driving coil during a step, that is to say during a control pulse (max. Duration 16 ms), can be considered as constant for the duration of the 1 ms period of signal A. Under these conditions, and starting from the
La sortie du comparateur 60 est branchée à l'entrée a d'une porte ET 61 dont l'entrée b est reliée à la sortie 16 kHz du diviseur 11 de la figure 4. La porte 61 laisse donc passer chaque milliseconde sur sa sortie un nombre de périodes du signal 16 kHz égal à la valeur de Ui. Cette sortie est reliée à l'entrée d'horloge a d'un diviseur programmable 62 dont l'entrée de remise à zéro b est branchée au point P5 (remise à zéro) de la figure 6, de sorte que ce diviseur 62 ne fonctionne que pendant la durée (max. 16 ms) des impulsions de commande du moteur. Les entrées de programmation du diviseur 62 sont branchées aux portes Q0, Q1, Q2 et Q3 du compteur 50 de la figure 6, représentant la valeur de UR/V, si bien que le taux de division du diviseur 62 est égal au rapport UR/V. The output of
Le nombre de signaux délivrés à la sortie c du diviseur 62 est donc égal au nombre de signaux sur son entrée divisé par le taux de division, soit t.
Ui/V = nombre de signaux délivrés à la sortie de la porte 61 chaque milliseconde. UR/V = taux de division du diviseur 62.Ui / V = number of signals delivered at the output of gate 61 each millisecond. U R / V = division rate of
On voit que le nombre de signaux délivrés à la sortie du diviseur 62 est représentatif de l'intégrale S Ui.dt. Pour connaître cette grandeur, la sortie du diviseur 62 est reliée à l'entrée d'horloge a d'un compteur 63 dont l'entrée de remise à zéro b est reliée au point P5 de la figure 6. Ce compteur 63 part de 0 au début de l'impulsion de commande du moteur et son contenu, représenté par les états de ses sorties QO à Q3 est représentatif de l'intégrale f Ui.dt, valeur proportionnelle à l'énergie reçue et délivrée par le moteur.It can be seen that the number of signals delivered at the output of the
Le contenu du compteur 63, peut lui-même être comparé, à l'aide d'un comparateur 64, à une valeur de consigne. Dans ce but, les sorties du compteur 63 sont reliées aux entrées B d'un comparateur 64 dont les entrées A reçoivent la valeur de consigne. La sortie B > A du comparateur 64 peut être alors utilisée par exemple pour interrompre l'impulsion de commande du moteur.The content of the
Dans le cas où la valeur de consigne n'est pas atteinte pendant la durée de l'impulsion de commande du moteur, on peut craindre que le rotor n'ait pas effectué son pas, et l'on peut envoyer une impulsion motrice supplémentaire, à énergie élevée, pour assurer le passage du rotor.If the setpoint is not reached during the duration of the motor control pulse, it is feared that the rotor has not taken its step, and an additional driving pulse can be sent, at high energy, to ensure the passage of the rotor.
Il existe bien sûr de nombreuses autres combinaisons pour analyser la suite d'états logiques délivrés par le circuit de commande du moteur (figure 4), et les valeurs de Ui, UR ou S Ui. dt qui découlent de l'analyse de cette suite permettent, en mesurant le temps de passage du rotor ou l'énergie effective reçue par le moteur, d'adapter à l'aide de circuits de contrôle adéquats la durée des impulsions de commande à la charge du moteur, de détecter des pas non effectués ou de commander le moteur à cadence rapide.There are of course many other combinations for analyzing the sequence of logic states delivered by the motor control circuit (FIG. 4), and the values of Ui, U R or S Ui. dt which result from the analysis of this sequence allow, by measuring the rotor passage time or the effective energy received by the motor, to adapt the duration of the control pulses using the appropriate control circuits. load the engine, detect steps not taken or control the engine at a fast rate.
En général, ces circuits de contrôle ne peuvent pas être dissociés du circuit de commande. Ainsi, dans une montre, les circuits de commande de la figure 4 et les circuits de contrôle des figures 6 et 7 seraient incorporés dans le circuit intégré de la montre, raison pour laquelle ces circuits de contrôle doivent être relativement simples et peu coûteux.In general, these control circuits cannot be dissociated from the control circuit. Thus, in a watch, the control circuits of FIG. 4 and the control circuits of FIGS. 6 and 7 would be incorporated into the integrated circuit of the watch, which is why these control circuits must be relatively simple and inexpensive.
Par contre, en cours de fabrication ou de réparation, il peut être intéressant d'effectuer des mesures plus précises à l'aide de circuits plus évolués, susceptible d'être incorporés à un appareil de mesure extérieur à la montre, ce dernier permettant de mesurer certains paramètres relatifs au fonctionnement du moteur pas à pas par l'analyse de la suite d'états logiques délivrés par le circuit de commande du moteur. Or, cette suite d'états logiques est directement présente aux bornes du moteur. Il suffit donc de brancher une sonde sur l'une ou l'autre des bornes de celui-ci pour introduire cette suite d'états logiques dans l'appareil de mesure. Cet appareil doit alors comprendre des moyens d'analyse similaires à ceux des circuits des figures 6 et 7, permettant d'extraire les valeurs de Ui, UR ou de f Ui.dt. Il ne s'agit en fait que d'une extension du dispositif selon l'invention, une partie de ce dispositif se trouvant alors dans la montre et l'autre partie dans l'autre partie dans l'appareil de mesure extérieur. Il faut aussi prévoir des moyens de liaison de ces deux parties, moyens permettant de reconstituer et d'analyser dans la deuxième partie la suite d'états logiques générée par la première. Dans le cas où une sonde est utilisée, ces moyens se réduisent à un simple amplificateur d'entrée. A la figure 8 est représentée une deuxième forme d'exécution d'un dispositif utilisant une bobine captrice pour détecter les signaux émis par la bobine motrice et pour reconstituer à l'aide de ceux-ci la suite d'états logiques produite par le circuit. Ceci permet par exemple de faire le contrôle d'une montre déjà emboîtée et dont les bornes du moteur sont inaccessibles.On the other hand, during manufacture or repair, it may be advantageous to carry out more precise measurements using more advanced circuits, capable of being incorporated into a measuring device external to the watch, the latter making it possible to measure certain parameters relating to the operation of the stepping motor by analyzing the sequence of logic states delivered by the motor control circuit. However, this sequence of logic states is directly present at the terminals of the motor. It therefore suffices to connect a probe to one or other of the terminals thereof to introduce this sequence of logic states into the measuring device. This device must then include analysis means similar to those of the circuits of FIGS. 6 and 7, making it possible to extract the values of Ui, U R or of f Ui.dt. It is in fact only an extension of the device according to the invention, part of this device then being in the watch and the other part in the other part in the external measuring device. It is also necessary to provide means for connecting these two parts, means making it possible to reconstruct and analyze in the second part the sequence of logical states generated by the first. In the case where a probe is used, these means are reduced to a simple input amplifier. In FIG. 8 is shown a second embodiment of a device using a pick-up coil to detect the signals emitted by the driving coil and to reconstruct using these the sequence of logic states produced by the circuit. . This makes it possible, for example, to check an already fitted watch and the motor terminals of which are inaccessible.
Dans tous les cas, c'est-à-dire que le couplage soit inductif ou glavanique, il faut en outre prévoir un générateur secondaire synchronisé par les signaux captés sur le moteur, ce générateur délivrant les signaux de référence ou d'horloge nécessaires pour l'analyse correcte de la suite d'états logiques. Sur la figure 8 est représentée la bobine 70 du moteur ainsi que la bobine captrice 71 du dispositif. Sur la bobine motrice 70 (bobine émettrice) se trouvent les signaux tout ou rien à flancs très raides de la suite d'états logiques à reconstituer. Ces flancs raides peuvent être détectés par dérivation du signal capté par la bobine 71, au moyen d'un condensateur 72 branché à l'entrée d'un amplificateur inverseur 73, et d'une résistance 74 branchée entre le condensateur 72 et la sortie de l'amplificateur 73. A la sortie de cet amplificateur apparaissent des impulsions positives ou négatives. La polarité de ces impulsions dépend du sens du courant dans la bobine motrice et de la position de la bobine captrice par rapport à la bobine du moteur. Il n'est donc pas possible de certifier qu'une impulsion positive corresponde à l'établissement du courant dans la bobine et inversément.In all cases, that is to say whether the coupling is inductive or glavanic, it is also necessary to provide a secondary generator synchronized by the signals picked up on the motor, this generator delivering the reference or clock signals necessary for the correct analysis of the sequence of logical states. In Figure 8 is shown the
Les impulsions positives à la sortie de l'amplificateur 73 sont amplifiées par un transistor 75 de type NPN, dont la base est reliée à la sortie de l'amplificateur 73 par un condensateur 76 et à la masse par une résistance 77. Le collecteur du transistor 75 est relié au pôle positif de l'alimentation par une résistance 78 et à l'entrée d'un inverseur 79. Pour toute impulsion positive de plus de 0,7 Volts (tension de seuil du transistor) à la sortie de l'amplificateur 73, le transistor 75 devient conducteur et produit une impulsion négative sur son collecteur à l'entrée de l'inverseur 79. La sortie de l'inverseur 79 délivre une impulsion positive à l'entrée a d'une porte OU 80, dont la sortie délivre également une impulsion positive. Les impulsions négatives à la sortie de l'amplificateur 73 sont amplifiées par un transistor 81 de type PNP, dont la base est reliée à la sortie de l'amplificateur 73 par un condensateur 82 et au pôle positif de l'alimentation par une résistance 83. Le collecteur du transistor 81 est relié à la masse (pôle négatif de l'alimentation) par une résistance 84 et à l'entrée b de la porte OU 80.The positive pulses at the output of
Pour toute impulsion négative de plus de 0,7 Volts à la sortie de l'amplificateur 73, le transistor 81 devient conducteur et produit une impulsion positive sur son collecteur, la sortie de la porte 80 délivrant également une impulsion positive. Ce circuit permet en quelque sorte de "redresser" les impulsions délivrées par l'amplificateur 73, la sortie de la porte 80 délivrant une impulsion positive pour chaque impulsion à la sortie de l'amplificateur 73, quelle que soit sa polarité. Ces impulsions permettent de synchroniser un générateur interne comportant dans cet exemple un générateur à fréquence élevée (4 MHz) 85 et un diviseur 86 délivrant entre autre un signal de 32768 kHz qui est synchronisé avec le générateur interne de la montre par le fait que la sortie de la porte 80 est simplement branchée à l'entrée de remise à zéro de ce diviseur 86. La sortie de la porte 80 est également branchée à l'entrée d'horloge a d'un flip-flop de type D, 87, fonctionnant en diviseur binaire par 2, sa sortie Q étant reliée à son entrée D (c).For any negative pulse of more than 0.7 Volts at the output of the
Nous savons que, dans la bobine du moteur, les temps d'alimentation de la bobine sont obligatoirement suivis de temps de court-circuit, de même que dans un diviseur par 2, les états "1" sont obligatoirement suivis d'états "0". Il suffit donc de synchroniser les signaux aux bornes de la bobine 70 et à la sortie du flip-flop 87 de manière que l'état "1" à la sortie de ce dernier corresponde à l'état d'alimentation de la bobine motrice et que l'état "0" corresponde à l'état de court-circuit de cette bobine. Nous savons aussi que les impulsions de commande du moteur sont de courte durée (2 µs) par rapport à leur période de répétition (30 µs). De ce fait, la durée d'alimentation de la bobine est en moyenne beaucoup moins longue que la durée pendant laquelle elle est court-circuitée, le court-circuit étant en outre maintenu entre deux impulsions de commande du moteur. Pour synchroniser la sortie Q (e) du flip-flop 87, il suffit de relier cette sortie par une résistance 88 de valeur élevée à l'entrée de remise à zéro (d) de ce même flip-flop, celle-ci étant branchée à la masse par un condensateur 89 de valeur élevée. Le circuit RC 88,89 délivre aux bornes du condensateur 89 la valeur moyenne de la tension à la sortie Q du flip-flop 87. Si cette tension moyenne est trop élevée, cela signifie que les états "1" sont plus nombreux que les états "0", et que le signal de sortie du flip-flop 87 est en contre-phase. La tension élevée sur l'entrée de remise à zéro du flip-flop 87 provoque alors le basculement de ce flip-flop, ce qui rétabli la relation de phase correcte.We know that, in the motor coil, the coil supply times are necessarily followed by short-circuit times, just as in a divider by 2, the states "1" are necessarily followed by states "0 ". It is therefore sufficient to synchronize the signals at the terminals of the
Ainsi on dispose respectivement sur les sorties du flip-flop 87 et du diviseur 86 de la suite d'états logiques convenablement reconstituée délivrée par le circuit de commande et des signaux d'horloge convenablement synchronisés. Cette suite d'états logiques et ces signaux permettent alors l'utilisation de circuits d'analyse tels que ceux qui ont été décrits en rapport avec les figures 6 et 7. Ces circuits permettent entre autre de connaître les valeurs de Ui/V et de UR/V.Thus, on the outputs of the flip-
En introduisant les valeurs de V et de Rb (tension d'alimentation et résistance de la bobine motrice) il est possible de calculer les valeurs de 1 = (UR/V) (V/Rb) = UR/Rb et du courant consommé par le moteur, Ic = Io [ (Ui/V) + (UR/V)] ainsi que l'énergie électrique effectivement reçue par le moteur, w = f Ui.Io.dt = Io.Vf
Un dernier aspect intéressant du dispositif selon l'invention est décrit à la figure 9. Il concerne la possibilité de programmer à volonté le courant de référence Io fixant le niveau de déclenchement du discriminateur du niveau de courant dans la bobine motrice. Ceci peut se faire simplement en remplaçant la résistance R1 de la figure 4 par une source de courant programmable, telle que celle qui est représentée à la figure 9.A last interesting aspect of the device according to the invention is described in FIG. 9. It relates to the possibility of programming at will the reference current Io fixing the tripping level of the discriminator of the current level in the driving coil. This can be done simply by replacing the resistor R1 in FIG. 4 with a programmable current source, such as that which is represented in FIG. 9.
Ce dispositif comporte un circuit délivrant un courant de référence formé des transistors de type P-MOS 90 et 91. La source du transistor P-MOS 90 est reliée au pôle positif de l'alimentation, son drain est relié à la masse par une résistance de grande valeur 92 et à la grille du transistor de type P-MOS, 91; sa grille est reliée au pôle positif de l'alimentation par une résistance R2 et à la source du transistor 91. Le drain du transistor 91 est relié à la grille et au drain d'un transistor de type N-MOS, To, dont la source est reliée à la masse. Les transistors 90 et 91 de type P forment un régulateur maintenant la tension aux bornes de la résistance R2 égale à la tension de seuil VT du transistor 90.This device comprises a circuit delivering a reference current formed by transistors of the P-
En effet, si la tension aux bornes de la résistance R2 augmente, le courant dans le transistor 90 augmente également, la chute de tension dans la résistance 92 augmente et le courant dans le transistor 91 diminue, ce qui fait baisser la tension aux bornes de R2. Le processus inverse se produit si la tension aux bornes de la résistance R2 diminue, de sorte que cette tension est stabilisée à la valeur de la tension de seuil VT du transistor 90. Le courant de référence ainsi produit est égal à I R = VT/R2. Ce courant passe intégralement par le transistor 91 et le transistor To, déterminant sur ce dernier une tension grille-source de référence, tension pour laquelle le courant drain-source du transistor To est égal à IR. Cette tension de référence aux bornes du transistor To est appliquée entre grille et source de quatre transistors de type N-MOS Tl, T2, T4 et T8, dimensionnés de manière à délivrer entre drain et source des courants porportionnels à IR, ces courants augmentant en progression géométrique.Indeed, if the voltage across the resistor R2 increases, the current in the
C'est ainsi que le transistor Tl délivre un courant IR, le transistor T2 un courant 2 IR, et les transistors T4 et T8 des courants respectifs 4 IR et 8 IR. Le drain du transistor Tl est relié à la source d'un transistor de type N-MOS 96 dont la grille est branchée à la sortie QO (a) d'un compteur réversible 97. Le drain du transistor de type N-MOS T2, est relié à la source du transistor de type N-MOS 95 dont la grille est branchée à la sortie Q1 (b) du compteur 97. Le drain du transistor de type N-MOS, T4, est branché à la source d'un transistor de type N-MOS 94 dont la grille est reliée à la sortie Q2 (c) du compteur 97 et le drain du transistor de type N-MOS, T8, est branché à la source d'un transistor de type N-MOS 93 dont la grille est reliée à la sortie Q3 (d) du compteur 97. Les drains des transistors de type N-MOS 93 à 96 sont reliés ensemble au point commun P6. Ces transistors 93,94,95 et 96 font office d'interrupteurs, laissant passer les courants délivrés respectivement par les transistors T8,T4,T2 et Tl, lorsque leur grille est à "1".Thus the transistor Tl delivers a current I R , the transistor T2 a current 2 I R , and the transistors T4 and T8 of the respective currents 4 I R and 8 IR. The drain of transistor Tl is connected to the source of an N-
Le courant Io au point commun P6 est la somme des courants individuels, sa valeur dépendant des états logiques aux sorties QO à Q3 du compteur réversible 97. Il est visible que si ce compteur 97 est à 0, le courant Io est nul, les transistors 93,94,95 et 96 étant tous bloqués. Par contre si le contenu du compteur 97 est au maximum (1111), les transistors 93 à 96 sont tous conducteurs, et le courant Io sur P6 prend la valeur : Io = IR + 2 IR + 4 IR + 8 IR = 15 IR.The current Io at common point P6 is the sum of the individual currents, its value depending on the logic states at the outputs QO to Q3 of the
La valeur du courant au point P6 dépend donc du contenu du compteur 97, selon la relation Io = xIR où x est le contenu du compteur.The value of the current at point P6 therefore depends on the content of the
Le circuit de la figure 9 est donc bien une source de courant programmable. En remplaçant la résistance R1 de la figure 4 par cette source de courant, il est donc possible de programmer à volonté le niveau du courant dans la bobine motrice. Il est évident que les grilles des transistors 93,94,95,96 pourraient aussi être reliées aux sorties de n'importe quel type de mémoire (ROM, RAM, REPROM, etc.).The circuit of FIG. 9 is therefore indeed a programmable current source. By replacing the resistor R1 in FIG. 4 with this current source, it is therefore possible to program the current level in the drive coil as desired. It is obvious that the grids of the
Dans le circuit de la figure 9, le compteur réversible 97 a été utilisé pour montrer que la programmation du courant Io peut être utilisée dans un système d'asservissement complémentaire permettant de doser exactement le nombre d'ampères-tours nécessaire au rotor du moteur pour effectuer son pas dans un temps déterminé.In the circuit of FIG. 9, the
Pour cela, l'entrée d'horloge e du compteur 97 est reliée à la sortie d'un amplificateur inverseur 98 dont l'entrée reçoit les impulsions de commande moteur sur P3 de la figure 4, l'entrée U/D de commande du sens de comptage (f) du compteur 97 recevant un signal de 64 Hz du divisur 11 de la figure 4. Nous admettons par la suite que le système comporte le circuit de la figure 6, permettant d'interrompre l'impulsion de commande du moteur lorsque le pas est effectué. La durée de cette impulsion de commande est donc variable et elle représente le temps nécessaire au rotor pour effectuer son pas.For this, the clock input e of the
Si le couple demandé est faible, ce temps sera court. Si le couple demandé est élevé, ce temps sera plus long. Admettons que nous soyons dans le premier cas, et que l'impulsion de commande ait une durée de 6 ms.If the requested torque is low, this time will be short. If the requested torque is high, this time will be longer. Suppose that we are in the first case, and that the command pulse has a duration of 6 ms.
Le signal de 64 Hz sur l'entrée U/D passe à "1" après 8 ms, le. compteur 97 change à la fin de l'impulsion de commande moteur sur son entrée d'horloge, c'est-à-dire quand l'entrée U/D est encore à "0". Le compteur décompte alors un pas, son contenu diminuant de une unité, de même que le courant Io. A la prochaine impulsion de commmande, le nombre d'ampères-tours (NIo, où N = nombre de spires de la bobine motrice) reçu par le moteur sera plus faible, de sorte que le rotor mettra un temps plus long pour effectuer son pas, par exemple 7 ms. A la fin de l'impulsion de commande, l'entrée U/D est toujours à "0" et le compteur décompte un nouveau pas si bien que le courant Io diminue encore de une unité. A la prochaine impulsion de commande, le rotor mettra donc encore plus de temps pour effectuer son pas, 8,5 ms par exemple. Dans ce cas, à la fin de l'impulsion de commande, l'entrée U/D a passé à "1". Le compteur avance donc de 1 pas et le courant croît de une unité, de sorte que la durée du prochain pas sera raccourcie, le nombre d'ampères-tours et en conséquence le coupe du moteur étant augmenté. Il s'agit donc bien d'une stabilisation automatique de la durée de I'impulsion°de commande, et en conséquence du temps de passage du rotor, aux environs de 8 ms, et ceci également en cas de variations du couple de charge du moteur.The 64 Hz signal on the U / D input changes to "1" after 8 ms, le. counter 97 changes at the end of the motor control pulse on its clock input, that is to say when the U / D input is still at "0". The counter then counts a step, its content decreasing by one, as well as the current Io. At the next command pulse, the number of ampere-turns (NIo, where N = number of turns of the driving coil) received by the motor will be lower, so that the rotor will take a longer time to perform its pitch , for example 7 ms. At the end of the command pulse, the U / D input is always at "0" and the counter counts down a new step so that the current Io decreases by one more. On the next command pulse, the rotor will therefore take even longer to take its step, 8.5 ms for example. In this case, at the end of the command pulse, the U / D input has changed to "1". The counter therefore advances by 1 step and the current increases by one unit, so that the duration of the next step will be shortened, the number of ampere-turns and consequently the cut of the motor being increased. It is therefore an automatic stabilization of the duration of the control pulse °, and consequently of the rotor passage time, around 8 ms, and this also in the event of variations in the load torque of the engine.
Cette combinaison de circuits permet de faire toujours travailler le moteur dans des conditions optimum et d'économiser ainsi une énergie appréciable. En effet, lorsque la charge du moteur est faible, le nombre d'ampères-tours est automatiquement diminué, ce qui diminue automatiquement le couple de démarrage. On évite ainsi d'imposer au moteur une trop grande accélération, l'énergie dépensée pour cette dernière étant perdue de toute façon.This combination of circuits makes it possible to always work the engine in optimum conditions and thus save appreciable energy. When the engine load is low, the number of ampere-turns is automatically reduced, which automatically decreases the starting torque. This avoids imposing too much acceleration on the engine, the energy spent for the latter being lost anyway.
Il est clair que les exemples donnés aux figures 6,7,8 et 9 ne représentent qu'une partie des possibilités permettant l'analyse de la suite d'états logiques et le réglage du fonctionnement du moteur par le dispositif selon l'invention.It is clear that the examples given in Figures 6,7,8 and 9 represent only a part of the possibilities allowing the analysis of the sequence of logic states and the adjustment of the operation of the motor by the device according to the invention.
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