DK175639B1 - Symboltidsspore- og automatisk frekvensstyringssystem - Google Patents

Description

i DK 175639 B1

Opfindelsen angår en abonnentsystemenhed til et digitalt trådløst telefonsystem, hvor abonnentenheden er indrettet til at stå i trådløs forbindelse med en basisstation. - Abonnent enheden har en baslsbåndprocessor, 5 der udfører et antal funktioner omfattende transkodning af indkommende og udgående signaler fra en type bit-strømme til en anden og tilvejebringelsen af ekkoslet-ning. Den virker også som en styremicroprocessor til f.eks. at informere en synthesizer med hensyn til den 10 ønskede arbejdsfrekvens, der skal anvendes. Den er desuden koblet til lagerorganer til modtagelse og lagring af de forskellige funktioner, der derved udføres eller modtages.

Basisbåndprocessoren er koblet til en modempro-15 cessor, til hvilken den er koblet med et direkte tilgangsorgan, der forhindrer samtidig tilgang af begge disse processorer, men de to processorer står i forbindelse med hinanden, og modemprocessoren, der virker som master i systemet, har adgang til basisbåndprocessorens 20 hukommelse gennem de direkte tilgangsorganer. Imidlertid er der tilvejebragt udelukkelsesorganer, hvorved styringen af basisbåndprocessoren ved hjælp af modemprocessoren under visse omstændigheder er hindret.

Modemprocessoren sender sine signaler med forud 25 fastlagte sampling-frekvens gennem et frekvensoversat complex-signal, der omsættes til et analogsignal. Dette analogsignal er genstand for afglitching ved hjælp af en blankingproces. Det afglitchede signal opkonverteres derpå og filtreres til dannelse af et IF-signal, der 30 derefter forstærkes. Frekvensen af det forstærkede IF-signal lægges til en frekvens, der frembringes af den førnævnte synthesizer, og det resulterende RF-signal forstærkes og føres til en antenne.

Abonnentenheden anvender stadigt gentagne ram-35 mer, i hvilke den sender i en del af hver ramme og modtager i en anden del af denne, hvor disse dele betegnes

I DK 175639 B1 I

I I

I som "slidser". På grundlag af visse signaler, der mod-

tages fra basisstationen, frembringer baslsb&ndproces- I

soren startsignaler, der bestemmer, om abonnentenheden H

I vil være i sendetilstand eller modtagetiIstand. I

5 I Intervaller mellem aktiveringen af anlægget I

I anvendes en indstillingstilstand, i hvilken et kendt I

I signal fra modemprocessoren sammenlignes med et tilba- I

I geført signal til frembringelse af korrektionskonstan- I

I ter, hvorved der opnås kompensation for uønskede varia- I

I 10 tioner i IF-signalet som følge af variationer i tempe- I

I ratur, komponentværdier o.s.v. Korrektionskonstanterne I

lagres til anvendelse ved korrektion af faktisk modtag- I

I ne signaler. H

I Under demodulationen føres de demodulerede digi- I

I 15 tale signaler til modemprocessoren i form af tidsmulti- I

I pleksede I- og Q-sampler og demultiplekses. Oe demulti- I

pleksede I- og Q-sampler føres til et. udlignings- og I

I frekvenskorrektionskredsløb til minimering af fejl, I

I hvilket resulturer i frembringelsen af frekvenskorrek- I

I 20 tionssignaler, der anvendes til korrektion af enhver H

fejl i systemets timing og i synthesizerens udgangssig- I

I nal. I

I Opfindelsen forklares i det følgende nærmere un- I

I der henvisning til tegningen, på hvilken I

I 25 fig. 1 viser et diagram af en abonnentenhed I

I ifølge opfindelsen, I

I fig. 2 et blokdiagram af modulatordelen af den i I

fig. 1 viste modemprocessor, I

I fig. 3 et blokdiagram af DPSK-omsætningsenheden I

I 30 i fig. 2, I

I fig. 4 opbygningen og funktionen af det i fig. 2

I viste FIR-filter, I

I fig. 5 et blokdiagram af den i fig. 1 viste I

I interpolator, I

I 35 fig. 6 et blokdiagram af den i fig. 1 viste I

I synthesizer, I

I fig. 7 en ændret udformning af det i fig. 1 vi- I

3 DK 175639 B1 ete anlægs indgangsdel, fig. 8 et blokdiagram af demodulatordelen i den i fig.l viste modemprocéssor, fig.' 9 et blokdiagram af det i fig. 8 viste 5 grovfrekvenskontrolmodul, fig. 10 et blokdiagram af AFC’en og symbolti-mingmodulet, der er vist i fig. 8.

ORDLISTE

10

Ordliste over akronymer og ord, der er anvendt i beskrivelsen.

ACRONYM Definition.

15 A/D Analog/digital-omsætter ADJ Justeringsindgang 20 AFC Automatisk frekvenskontrol AGC Automatisk forstærkningskontrol BLANKING Styreorganer, der gør, at signalet holdes 25 på et forud fastlagt amplitudeniveau un der styreorganernes aktivering CODEC Kombineret koder og dekoder 30 CPE Kundeanskaffet udstyr, telefonapparat D/A Digital/analog-omsætter DPSK Differential faseskiftmodulation i 35

DK 175639 B1 I

DS Datavalg H

EEPROM Elektrisk sletbart programmerbart H

læselager H

EPROM Sletbart programmerbart læselager H

FIFO Først-ind/først-ud-hukommelse H

10 FIR Bestemt impulssvar H

GLITCH Uønsket transientslgnal I

HOLD Tomgangstilstand H

I I-fase I

IF Mellemfrekvens H

20 kbps Kilobits pr. sekund H

nS Nanosekund H

PAL Programmerbar logisk enhed H

PCM Impulskodemodulation PROM Programmerbart læselager

30 PSK Faseskiftmodulation I

Q Kvadratur I

RAM Lager med direkte tilgang I

35

REDP Residuel fremkaldt lineær forudsigelse I

5 DK 175639 B1 RF Radiofrekvens R/W ' Læse/skrlve 5 S/H Sample og hold SLIC Abonnentsløjfe interfacekredsløb 10 STROBE Samplingssignal UART Universal asynkron modtager/sender VCXO Spændingsstyret krystaloscillator 15 XF Ydre flagudgang anvendt til signallering til andre processorer

Opfindelsen angår kommunikationsanlæg til tråd-20 løs transmission af multiple informationssignaler under anvendelse af digitaltidsdelekredsløb mellem en basisstation og en eller flere abonnentstationer, og angår især opbygningen og funktionen af en sådan abonnentstation.

25 Idet der nu mere detaljeret henvises til tegnin gen, hvor ens henvisningsbetegne1ser henviser til ens dele, er der i fig. 1 vist en connector 10 til tilkobling af det kundeanskaffede udstyr, CPE.

Et linjepar 12 fører fra connectoren 10 til et 30 SLIC 14 og kan også forbindes til et ringkredsløb 16 gennem et relæ 18. SLIC et 14 er en standardchip til varetagelse af forskellige funktioner, såsom batterispænding, overspændingsbeskyttelse, ringning, signaleringsdetektering, f.eks. fra en drejeskive, microtele-fonstatus, linjeprøvning og eå videre. Den Indeholder også den hybridkreds, der adskiller et antal taleslgna-

DK 175639 B1 I

ler 1 indgående og udgående signaler. SLIC'et 14 er

koblet til en stor CODEC 20, der har indgående og ud- I

gående linjer til og fra en basisbåndprocessor 22, hvor

den i den indgående retning omsætter analoge talesigna- H

5 ler til digitale signaler, d.v.s 64 kbps μ-lov PCM, I

medens den i den udgående retning omsætter digitale H

signaler til analoge talesignaler. Det kan undertiden

være ønskeligt at gå uden om CODEC en således, at I

SLIC'et 14 kobles direkte til basisbåndprocessoren 22. H

10 Der er en alternativ tilgang til basisbåndprocessoren I

gennem en tilslutning 24 og en UART 26, der tilveje- I

bringer en direkte digital forbindelse til basisbånd- I

processoren, og derved omgår SLIC'et og CODEC'en. Denne I

direkte tilgangstilslutning tjener 2 formål: (1) Kun at I

15 lade de digitale signaler passere, når dette ønskes, I

og derved omlede alle analogforbindelse, og (2) at til- I

lade direkte tilgang til processorerne og lagrene med I

henblik på let vedligeholdelse og afprøvning. I

Basisbåndprocessoren 22 har flere funktioner, af I

20 hvilke en er at omsætte 64 kbps PCM-signalet til I

14,57.... kbps ved hjælp af en transkodningsfunktion, I

såsom f.eks. tilvejebragt ved residuel exciteret lineær

prediktion, RELP. Den tilvejebringer også ekkofjernelse I

og virker desuden som en styremicroprocessor, f.eks. I

25 ved at informere synthesizeren, der anvendes i syste- H

met, med hensyn til den ønskede arbejdsfrekvens. Basis-

båndprocessoren 22 er koblet til en selvhjulpen hukom- I

melseschip 28, såvel som til en serie EEPROM 30, der er H

et elektrisk sletbart, ikke flygtigt lager, hvor valgte I

30 bits kan slettes elektrisk uden at de andre bits, der I

er lagret i det slettes. Dette EEPROM 30 anvendes til H

lagring af både abonnentidentifikationsnumret og net-

værksidentifikationsnumret, {den basisstation, det bru- I

ges i forbindelse med.) Desuden er basisbåndprocessoren fl

35 22 koblet til et fuldhastlgheds-RAM 32, i hvilket den I

lagrer de signaler, der er modtaget i den. RAM'et 32 I

7 DK 175639 B1 indeholder også et "depotorgan" og anvendes desuden som lager med direkte tilgang for RELP-omsætning, ekkofjer-nelse og andre funktioner. Basisbåndprocesssoren 22 er også koblet- til et halvhastigheds-EPROM 34 og fuldha-5 stigheds-PROM 36, der lagrer RELP- og ekkofjernelses-funktionerne ligesom forskellige andre funktioner, såsom styrefunktionen. Basisbåndprocessoren 22 er desuden koblet over en direkte hukomme Ises tilgang 38, DMA, til en modemprocessor 40.

10 DMA'en 38 forhindrer forekomsten af samtidig tilgang til RAM 32 af både basisbånd- og modem-processoren.

DMA-interfacet anvendes for at overføre tale og styresignaler mellem basis- og modemprocessoren. Modem-15 processoren 40 virker som master og styrer basisbåndprocessoren 22 over ikke-viste holdelinier. Modemprocessoren 40 kan få tilgang til basisbåndprocessoren 22, standse dens behandling og bringe styrelinier, adresse-og databusser til at antage en tre-ti1standsudgangshøj-20 iropedanstiIstand. Dette tillader modemprocessoren 40 tilgang til basisbåndprocessorens DMA-hukommelse gennem DMA-grænsefladen og til at læse eller skrive i den.

Dette sker ved, at modemprocessoren 40 gør sit XF-bit gældende, hvilket føres til basisbåndprocesso-25 rens holdeindgang. Når basisbåndprocessoren modtager denne kommando, vil den slutte udøvelsen af den løbende instruktion, standse sin behandling, bringe sine styredata og adressebusser til at antage en tre-tiIstandsudgangshøj impedans ti ls tand og derpå udsende et holde-30 bekræftelsessignal tilbage til modemprocessoren. Umiddelbart efter at modemprocessoren udsender holdekommandoen, vil den fortsætte med andre opgaver, medens den venter på, at basisbåndprocessoren skal sende holdebekræftelsessignalet. Når først modemprocessoren modtager 35 holdebekræftelsessignalet, tager den styringen af basisbåndprocessorens styre-, data- og adressebusser og læser eller skriver derpå i DMA RAM'et 32. Efter at

I DK 175639 B1 I

I

I modemprocessoren har fuldendt sin tilgang til DMA I

RAM'et fjerner den holdeindgangen på basisbåndprocesso- I

ren, der derpå genoptager behandlingen, hvor den slap.

Basisbåndprocessoren har også evne til at udelukke I

H 5 modemprocessoren ved at sætte sit eget XF-bit højt.

I Denne bit spærres med holdesignalet fra modemprocesso- I

I ren og kan tilsidesætte holdelinien i ethvert punkt før I

I basisbåndprocessoren går i holdetIlstand. Modemproces- I

I soren anvender 10 af adressebussens bits og alle data- H

I 10 bussens 16 bits. Den bruger også 3 styrelinier: STROBE, I

I R/W og DS. I

I Enten basisbåndprocessoren 22 eller modemproces-

soren 40, der virker i begge retninger, kan få signaler I

I fra RAM'et 32 i overenstemme Ise med de ovenfor beskrev- I 15 ne signaler. De to processorer står i forbindelse med

I hinanden ved hjælp af en del af RAM'et 32, der er re- I

I serveret til andvendelse som et depot. Modemprocessoren I

40 er også koblet til et fuldhastigheds-PROM 44, der I

indeholder programmet til denne processor. I

I 20 Modemprocessoren 40 sender i sin modulationsar- I

I bejdsstilling sine signaler via en FIFO 46 til en in- I

I terpolator 48, hvor disse signaler har en samlingsfrek- H

I vens på 320 kHz. Interpolatoren 48 øger i praksis denne

I samlingsfrekvens med en faktor 5 for at omsætte den til I

25 1600 kilosamples/sekund (1,6 megasamples/sekund). In- I

I terpolatoren tilnærmer i samarbejde med krystalfiltret, H

I der skal beskrives senere, og som virker som en inte-

I grator, effektivt et 5-polet FIR-filter. Denne anven- I

I delse af digitalt og analogt hardware til realisering I

I 30 af et FIR-filter adskiller sig fra den klassiske helt I

I digitale realisering af et hardware FIR. Interpolator- I

I udgangen føres til en PAL 50. I

I PAL'en er udformet som en slags blander, til I hvilken der føres en 400 kHz firkantbølge, som vist ved

I 35 50, der kommer fra en timingsgenerator 51, samt 1600 I

I kilosample/sekond-signalet. 1600 kilosample/sekund- I

9 DK 175639 B1 signalet repræsenterer et 1600-kllosymbyl/sekund PSK-slgnal med en nulbærebølge og en ønsket 20 kHz båndbredde. I realiteten kan PAL'en betragtes som en frekvensoversætter. PAL-kredsløbet, udfører, når det er ud-5 formet til at udføre en 2's komplementfunktion, styret af en 400 kHz firkantbølge, 1 praksis en tidsmultiplek-set kvadraturblanding og sætter 1 praksis det 20 kHz brede basisbåndsignal op til 400 kHz.

Udgangssignalet fra PAL·'en 50 er et tidsmulti-10 plekset, frekvensoversat komplekssignal, der føres til D/A-omsætteren 52, der omsætter digitalsignalet til et analogsignal. Udgangssignalet fra D/A-omsætteren 52 føres til en blander 54, til hvilken der også føres en deglitching/blanking-impuls 56 fra et blanking-genere-15 ringsmodul 58. Glitch-energi er det største bidrag til støj i et sampled datasytem. Glitch-energi optræder under overgang fra et indgangsord til et andet. I en stor D/A-omsætter kan hvert indkomne bit, afhængigt af dets tilstand, bevirke en ændring i udgangsanalogniveauet.

20 Sådanne ændringer, der hidrører fra de forskellige bits, optræder almindeligvis ikke samtidigt og bevirker derfor glitches. Klassiske løsninger på dette problem er anvendelsen af en sample- og holdefunktion efter D/A'en eller anvendelsen af en de-glitching D/A. Begge 25 disse alternativer er imidlertid urimeligt dyre. "Blanking" fører udgangssignalet fra blanderen til et mellemreferenceniveau i overgangsperioderne, typisk ca.

35 nS før og 130 nS efter de digitale skiftetider, og undertrykker derved store glitch-spidser, der optræder 30 på D/A-udsignalet. Selvom blanking skaber harmoniske uden for den interessante midterfrekvens, fjerner anvendelsen af forholdsvis snæver IF-filtrering i hovedsagen dise harmoniske. Denne blanking-metode reducerer også samplingsfrekvensindholdet i udgangssignalet 35 Det ved 60 angivne udgangssignal fra blanderen 54 føres til en blander 62 i en omsætter, der som hel-

I DK 175639 B1 I

I I

I hed er betegnet med 64. Blanderen 62 har en 20 MHz- I

I Indgang, der er angivet ved 65, og som er fælles med en H

I 20 MHz-linie 66. Udgangssignalet fra blanderen 62 er I

summen af 20 MHz fra Indgangen 65 og det 400 KHz-slg- I

I 5 nal, der modtages fra blanderen 54, med et resulterende I

I udgangssignal på 20,4 MHz. Dette udgangssignal føres

I til et krystalfilter 6Θ, der kun lader denne sum, der I

I udgør IF-signalet, passere til en forstærker 70. I

I En synthesizer er vist ved 72. I denne synthesi- I

10 zer 72 findes et synthesizermodul, der tilvejebringer I

et udgangssignal L01. I synthesizermodulet uddrager et

andet kredsløb også et andet udgangssignal L02, hvor I

I L02-udgangssignalet følger L01-udgangssignalet ved en I

I frekvens på 5 MHz under frekvensen af L01. Synthesize- H

I 15 ren anvender som reference 80 MHz VCXO'en. Udgangssig- I

nalet L01 føres gennem linien 74 til en blander 76, der

I også modtager IF-udgangssignalet fra forstærkeren 70. I

Eftersom IF-signalet har en størrelse på 20,4 MHz, be- I

tjenes synthesizeren, hvis der f.eks. ønskes en fre- I

I 20 kvens på 455,5 MHz ved blanderen 76's udgang, til at I

frembringe en frekvens på 435,1 MHz, der lagt til de

20,4 MHz giver den ønskede frekvens på 455,5 MHz. Dette I

udgangssignal forstærkes derpå af en forstærker 80 med I

variabel forstærkning. Basisbåndprocessoren 22 sender I

25 på grundlag af dekodning af visse signaler fra basis- I

stationen et forstærkningsstyresignal på linien 81 gen- I

nem en D/A-omsætter 82 til forstærkeren 80 med varia- I

bel forstærkning. Forstærkeren 80 med variabel I

forstærkning har en begrænset båndbredde og lader der- I

30 for ikke uønskede differensfrekvenser, der også frem- I

bringes af blanderen 76, passere. Udgangssignalet fra I

forstærkeren 80 føres ad linien 83 til en effektfor- I

stærker 84, der bevirker den endelige forstærkning, før I

RF-signalet føres gennem et relæ 86 til en antenne 88. I

35 Enheden anvender et system, ved hvilket en ramme I

gentages for hver 45 millisekunder. I dette system sen- I

11 DK 175639 B1 der enheden under en del af den anden halvdel af hver ramme og modtager under en del af den første halvdel af hver ramme. Der kan forekomme en udformning, hvor begge delene af halvdelene har samme længde, selvom de ikke j 5 nødvendigvis skal være lige store. Der kan forekomme en anden udformning hexadecimal, hvor fire dele af den samme længde står til rådighed for abonnenten under en hel ramme. Hver af de fire dele kan betegnes som en slids. Hver slids indeholder som en del af dens begyn-10 delsesdata et entydigt ord, der af enheden anvendes til at skabe timing for modtagelse af de resterende data i slidsen. Forud for den første af de fire slidser, findes et AM-hul, der anvendes til at bestemme en slids, der af basisstationen vilkårligt betegnes som den først 15 slids. AM-hullet og det entydige ord er dele af det indkomne sig-nal fra basisstationen. Varigheden af AM-hullet anvendes til at bestemme, om en speciel RF-kanal er en styrekanal eller en talekanal.

Et datasignal udledes af gennemsnitsstørrelsen 20 af signalet, der er repræsenteret ved 116. En tærskel proportional med den nævnte gennemsnitsstørrelse sammenlignes med ikke-udjævnede størrelser. Hvis tærsklen ikke overskrides af den ikke-udjævnede størrelse i en forud fastlagt tidsperiode, antages det, at et stort 25 AM-hul er detekteret. Modemprocessoren 40 lagrer tidspunktet, til hvilket AM-hullet blev bestemt til at optræde, i RAM 32.

Basisbåndprocessoren frembringer på grundlag af (a) modulationsmåde, kvartencer eller hexadecimal, (b) 30 tidspunkt, til hvilket AM-hullet optrådte, som lagret i stort RAM 32, og (c) tidspunktet, ved hvilket et entydigt ord blev modtaget, som separat bestemt af basisbåndprocessoren, startsignaler, der angiver, hvornår enheden skal være i en sendetiIstand eller en modtage-35 tilstand. Sådanne startsignaler kobles over linien 90 til et rammetimingsmodul 91.

I DK 175639 B1 I

I I

I Rammetimingsmodulet 91 omsætter startsignalerne

I til 2 lropulsserler. Den ene Impulsserie kobles over H

linien 92 til aktivering af effektforstærkeren 84 og H

I til aktivering af relæet 86, for således at koble ud- I

I 5 gangsforstærkeren 84 til antennen 88. I den tid, der I

I er impuls på linien 92, er enheden indrettet til at væ- H

I re i sendetilstand. Når relæet 86 ikke er aktiveret på I

I den måde, er det indrettet til at koble antennen 88 til I

I forforstærkeren 94's indgang. H

I 10 Den anden række impulser fra rammetimingsmodulet H

I 91 er koblet ovér linien 93 til en forstærker 94 for at

I aktivere denne forstærker. Enheden er beregnet til at H

I være i modtagetilstand under denne række impulser. For- H

I forstærkeren 94 fører modtagne signaler til en blander H

I 15 96, der også modtager udgangssignalet L02 fra synthesi- I

I zeren 72 gennem linien 98. Udgangssignalet fra blande- H

I ren 96 føres til et krystalfilter 100, hvis udgangs- I

I signal føres til en IF-forstærker 102.

Modemprocessoren 40 fører via linien 89 det før- H

I 20 nævnte datasignal, der er afledt af gennemsnitsstørrel- I

I sen af signalet, repræsenteret ved 116, til en D/A-om- I

I sætter 104, der frembringer et analogt AGC-spændings- I

I signal, der føres gennem en linie 106 til en forstærker I

H 102 og derved over for denne forstærker angiver, hvor I

I 25 megen forstærkning der kræves for at kompensere såle- I

I des, at IF-signalet altid har samme amplitude. Denne I

I forstærker modtager også udgangssignalet fra krystal- I

I filtret 100. Udgangssignalet fra forstærkeren 102 føres I

I til en blander 108, til hvilken der også føres et ind- I

H 30 gangssignal på 20 KHz fra linien 109 til frembringelse I

af et resulterende 400 KHz-signal. Dette 400 KHz-signal I

føres derpå til et A/D-modul, der består af et sample- I

og holdkredsløb 110, en A/D-omsætter 112 og FIFO 114. I

I Udgangssignalet fra A/D-omsætningsmodulet er 64

I 35 kllosample/sekxind og dette udgangssignal føres gennem I

linien 116 til modemprocessoren 40. Modemprocessoren 40 I

13 DK 175639 B1 demodulerer dette signal og fører de demodulerede data til depotdelen af RAM 32, som der er tilgang til for baslsbåndprocessoren 22, hvori RELP-omsætnlngen finder sted. Det resulterende udgangssignal har 24 kbps PCM på 5 en kontinuerlig seriel basis. Dette udgangssignal føres til CODECen, der omsætter det til et analogsignal, der derpå føres til SLIC'et, der atter fører det til telefonapparatet; eller alternativt kan de 16 kbpc fra depotet dekodes til et digitalsignal, der føres til 10 UART1 en 26.

Anvendt i indstillingstilstanden, tilvejebringes ved linien 118 en tilbageføring mellem to relæer 120 og 122. Denne tilbageføring, der ligger ved IF-siden snarere end ved RF-siden, formindsker antallet af krævede 15 elementer. Indstillingstilstanden er den, hvori et kendt signal af modemprocessoren sendes ud gennem resten af sendeelementsættet til IF-forstærkeren 70. Fordi relæerne 120 og 122 er aktiveret, er forstærkeren 70's udgang koblet til indgangen til krystalfiltret 20 100.

Desuden er en udgang angivet ved linien 90 fra baslsbåndprocessoren 22 sluttet til rammetimingen 91 og bevirker en impuls på linien 93 for fuldstændig at sætte forstærkeren 94 ud af funktion under øvelsestilstan-25 den. Endvidere frembringer rammetimingen 91 under indstillingstilstanden en anden impuls på linien 92, der gør forstærkeren 84 fuldstændig uvirksom. Det kendte signal, der frembringes af modulatoren, sammenlignes med det foreliggende signal, der føres tilbage til mo-30 dulatoren. Der opstilles derpå et hjælpeprogram for at kompensere for variationer på grund af forskellige faktorer, såsom variationer i temperatur, komponentværdier og så videre. Korrektionskonstanterne lagres i RAM1et 32. Modemmet påfører de modtagne signaler disse lagrede 35 korrektioner. Indstillingstilstanden forekommer i mellemrummene mellem systemets aktivering.

I DK 175639 B1 I

I I

I Synthesizermodulet 72 Indeholder en 80 MHz os-

dilator, VCXO afledt af det modtagne signal. 80 MHz- I

I signalet, der frembringes af oscillatoren, løber gennem I

I en linie 124 til et 4-delingskredsløb 126, hvis ud- I

5 gangssignal går til blanderne 62 og 108. Dette udgangs- I

I signal føres også til de to processorer til tilveje- I

I bringelse af taktimpulser, firkantbølger. Desuden løber I

I det gennem en linie 124 til et 5-delingskredsløb 130 og I

I derpå til timingsmodulet 51. Modemprocessoren bestemmer H

I 10 enhver forskel i frekvens mellem centerfrekvensen og et

I submultiplum af takt frekvensen. I

Enhver resulterende forskel føres af modempro- I

cessoren over en linie 132 til en D/A-omsætter 134. Ud- I

I gangssignalet fra D/A-omsætteren 134 føres over en li- I

I 15 nie 136 og en ADJ-indgang 138 til VCXO'en, der senere I

skal beskrives, på en sådan måde, at det ændrer dens I

I frekvens i den retning, der kræves for at minimere den

I forudgående resulterende differens. Et låsningstab-de- I

I tektorsignal føres gennem en linie 140 til basisbånd- I

I 20 processoren 22 for at angive, når der forekommer et tab I

I af synkroniseringen i synthesizeren.

Modemprocessoren 40 omfatter, som vist i figur I

I 2, en stor DPSK-omsætter 150, til hvilken data føres I

gennem en linie 162. Dataen føres derpå ved 16 kHz syrn- I

I 25 bol/sekund-frekvens til et stort FIR-filter 154. Ud- I

I gangssignalet fra FIR-f iltret 154, der er angivet ved

I 156, er asynkrone data omfattende 10 komplekse samples/ I

I symbol, tidsmultipleksede IQ-par. Dette udgangssignal I

føres til den ovenfor beskrevne FIFO 46, hvor der fin- I

H 30 der en omsætning fra asynkron til synkron sted. Ud-

I gangssignalet fra FIFO'en 46 føres i form af 160.000 I

par af dataord/sekund til den ovenfor beskrevne inter-

polator 48, det multiplekser IQ-parene og remultiplek- I

ser IQ-samplerne med en frekvens på 1,6 MHz. I

H 35 I et hexadecimalt modulationsskema deles den bi- I

nære Indgangssekvens op i 4-bitsymboler. I hexadecimal I

15 DK 175639 B1 PSK bestemmer 4-bitsymbolerne fasen af bærebølgen under den givne symbolperiode. Konverteringen af det binære indgangssignal til PSK-bølgeformen udføres af modula-toren.

5 Figur 3 viser, hvorledes en sekvens af sampler S, der er vist ved 160, transformeres til en sekvens af sampler i fase I og kvadratur Q i modemprocessoren 40's DPSK-omsætter 150. Symbolerne bliver først omvendt Gray-kodet som vist ved 162. Dette gøres for at minime-10 re antallet af bit-fejl, der optræder som følge af den mest sandsynlige ukorrekte symbolbestemmelse i demodulatoren.

Udgangssignalet fra den omvendte Gray-koder 162 føres til en fasekvantiserer 164, der bestemmer den ab-15 solutte faseværdi 0, der indføres af strømsymbolet.

Denne faseværdi føres derpå til differentialkoderen 166, der beregner den absolutte faseværdi dj * . 6J ' repræsenterer modulo 16-summen af strømdifferentialfasen 0 og den tidligere fase 0/ - f .

20 0/ ' = (0/ + 0 - / ' ) MOD 16

Modulo 16-adderingen svarer til modulo 360-adderingen, der udføres, når vinkler lægges sammen.

Differentialfasen Θj ' indføres i cosinus- og sinusopslagstabeller for at beregne strømsymbolet I-Q-25 komponenter.

I- og Q-samplerne føres til det sekspolede filter 154 med bestemt impulssvar, FIR, der er nærmere vist i figur 4. FIR-filterets funktion er at skabe en oversamplet PSK-bølgeform ud fra I- og Q-samplerne. Q-sam-30 pierne føres til en bank på 10 sekspolede FIR-filtre, der er mærket "h^,j" (j = 1-10). På samme måde føres I-sampler til en bank af 10 filtre mærket "hgj". Disse 20-filtres udgangssignaler tidsmultiplekset som vist på en enkelt parallelbus, der kører ved en samplingsfre-35 kvens, der er 10 gange samplingsfrekvensen for I,Q-parrene ved filtrets indgang.

DK 175639 B1 I

Interpolatoren 48, der er nærmere vist 1 figur 5, H

omfatter en Indgang 180 og et relæ 182, der er koblet H

til PAL'en 50 ved en linie 183, hvor relæet 182 kan be- H

væge sig mellem Indgangen 180 og en linie 184. Valgfrit H

5 kan der i linien 183 indsættes en multiplikator 185, H

der kan anvendes til multiplicering af indgangsslgna- -

lerne fra linien 183, såvel som et valgfrit Indgangs- H

signal 187, der kan påføres fra modemprocessoren eller H

eller fra et vilkårligt ønsket hjælpelager. Relæet 182 H

10 er koblet til PAL·1 en 50 ved hjælp af linien 183, og

linien 184 fører fra I--’lageret 186, der har en indgang H

188 fra Q-lageret 190. Et 1,6 MHz-indgangssignal tilve- H

jebringes til både I/Q- og Q/I-lageret, som angivet ved H

henholdsvis 192 og 194. Interpolatoren demultiplekser H

15 de multipleksede I,Q-sampler ved en frekvens på 160 kHz

og resampler og remultiplekser derpå ved en frekvens H

på 800 kHz. I

Synthesizeren 72, der funktionsmæssigt er beskre- H

vet ovenfor, er vist i figur 6, hvor der er vist et H

20 VCXO-modul 200, der modtager et signal fra ADJ-ind- I

gangen 138. Denne indgang styrer den nøjagtige frekvens I

af VCXO-modulet. VCXO-modulets udgang er over en linie H

202 koblet til en synthesizer 204. Denne synthesizer H

204 er i stand til at syntetisere frekvenser mellem H

25 438,625 og 439,65 MHz 1 behørig synkronisme med signa- H

lerne over linien 202. Den specielle frekvens vælges H

ved hjælp af et indgangssignal over linien 128, som det H

også er vist i figur 1. I

Synthesizeren 204's udgangssignal føres over en H

30 linie 206 og et filter 208 for at blive til LOl. Ud- I

gangssignalet fra synthesizeren 204 føres også over en

linie 210 til en synkron oversætter 212. Udgangssigna- I

let fra VCXO’en 200 føres gennem en linie 214 til et I

modul 216, der dividerer med 16, hvis 5 MHz udgangssig- I

35 nal føres gennem en linie 218 til det synkrone over- I

sættermodul 212. Udgangssignalet på linien 214 kobles I

også til en referenceudgang 221. H

17 DK 175639 B1

Modulet 212 trækker det 5 MHz Indgangssignal på linien 218 fra frekvensen på linien 210 og tilvejebringer en differensfrekvens, der føres over et filter 220 for at blive til L02. På denne måde varierer frekven-5 sen, der optræder som L02, mellem 433,625 og 434,65 MHz, hvorved frekvensen af 1,02 altid er 5 MHz under frekvensen af L01.

Desuden kombineres udgangssignalet fra synthesizeren 204 over linien 222 og udgangssignalet fra den 10 synkrone oversætter 212 over linien 224 i synkroniseringsdetektor 226 på en sådan måde, at der, hvis enten frekvensen på linien 206 ikke er synkron med frekvensen på linien 202, eller synkronoversætteren 212's frekvensudgang ikke er synkron med kombinationen af frek-15 vensen på linien 206 og udgangsfrekvensen fra modulet 216, der divideret med 16, sendes et synkroniseringstabssignal, låsetab, på linien 140, der også er vist i figur 1.

Den særlige kombination af en synthesizer 204 20 plus modulet 216, der divideret med 16 og den synkrone oversætter 212 tilvejebringer samme funktion som de tidligere anvendte to særskilte synthesizere, men med færre dele, større stabilitet, lempeligere tolerancer og så videre.

25 Figur 7 viser et foretrukket kredsløb til af prøvning af abonnentinterfacet. Med henblik herpå genererer modemprocessoren 22, der er vist i figur 1, en 1 kHz sinusbølge, der føres til den i figur 1 viste codec 20, der omsætter den til en analog sinusbølge, der at-30 ter føres gennem SLIC'et 14 til linieparret 12. Et relæ K, der ikke er vist i figur 1, indføres umiddelbart stødende op til abonnenten 10 således, at det kan afbryde connectoren fra kredsløbet. Ethver reflekteret signal fra det uafsluttede liniepar 12 ved åbent relæ K 35 føres gennem hybridfunktionen til SLIC'et og omsættes til et digitalt signal af codec'en 20. Dette digitale

I DK 175639 B1 I

I 18 I

I signal føres til baslsbåndprocessoren 22, der sammen- H

I ligner det reflekterede signal med det oprindelige sig- H

nal og bestemmer, om nogen uønskede Impedanser eller H

I forbindelser, f.eks. jord, er til stede på linieparret H

B 5 12.

Figur 8 viser demodulatordelen af modemprocesso-

ren 40 og viser det 400 kHz udgangssignal, der fra den H

I i figur 1 viste blander 108 føres til højpræcisions- I

I sample- og holdkredsløbet 110, der har en åbnlngsunøj- I

I 10 agtighed på 25 nanosekunder eller mindre, og hvis ud- H

I gangssignal føres til A/D-omsætteren 112. Udgangssigna- I

I let fra A/D-omsætteren 112 føres gennem linien 118 til I

I modemprocessoren, alt som vist i figur 1. Indgangssig- I

I nalet ved linien 116 omfatter tidsmultipleksede I- og H

I 15 Q-sampler, der kan have nogen krydsproduktforvrængning, H

I i form af to komplekse samplepar/symbol. De nævnte H

I tidsmultipleksede I- og Q-sampler føres til demulti- H

I plekseren 298, hvor de demultiplekses. De demultiplek- H

I sede I- og Q-sampler føres til et equalizermodul 300, H

I 20 hvis formål er at minimere (a) fejlenergien af den mod- H

I tagne datastrøm, (b) den modificerede fejlenergi af da- H

tastrømmen forsinket med 0,05 T, hvor T er 1/16.000 af I

I et sekund, (c) modificeret fejlenergi af datastrømmen I

I fremrykket med 0,05 T, (d) energien af datastrømmen fra I

I 25 den tilstødende øvre kanal, ønsket modtagefrekvens plus I

I 25 kHz, og (e) energien fra datastrømmen for den til- H

I stødende nedre kanal, ønsket modtagefrekvens -25 kHz. H

I Equalizeren er et komplekst 28-polet FIR-filter, H

hvori filtervægtene er bestemt ved minimering af de H

30 ovennævnte fem formål. Til dette formål genereres fem H

I indstillingssignaler af modulatoren. Disse er: (a) et I

signal ved den ønskede frekvens, hvori modtageren og I

senderens taktgeneratorer synkroniseres, (b) det samme I

signal som ved (a) , men hvor modtagerens taktgenerator I

I 35 føres 0,05 T foran senderens taktgenerator, (c) samme I

I signal som (b) med undtagelse af, at det forsinkes med I

19 DK 175639 B1 0,05 T, (d) samme signal som (a), men hvor bærefrekvensen øges med 25 kHz, og (e) samme signal som (d) med undtagelse af, at bærefrekvensen formindskes med 25 kHz. I tilfælderne (d) og (e) ændrer modemprocessoren 5 sender-FIR-fllter-koefficlenterne med 25 kHz for at skabe Indstillingssignalet med en 25 kHz afvigelse.

Ved under præsentationen af hvert af de fem Indstillingssignaler at sammenligne de faktiske Indgangssignaler med sættet af ønskede udgangssignaler op-10 nås et sæt vægtningskoefficienter, der, når de realiseres i equalizeren, opfylder de førnævnte formål. Disse vægtningskoefficienter lagres i RAM1et 32. De udlignede I- og Q-sampler føres til et modul 302, der frembringer et udgangssignal, der er arctangens af forholdet mellem 15 de udlignede Q- og I-sampler. Dette udgangssignal, der er vist ved 304, repræsenterer fasen af det modtagne signal.

De udlignede I- og Q-sampler føres også samtidigt til et groft frekvensmodul 306, der er vist mere detal-20 jeret i figur 9. I- og Q-samplerne lægges sammen til frembringelse af et nedre sidebånd 308, som vist i figur 9, og samtidig dannes differensen mellem I- og Q-samplerne til frembringelse af et øvre sidebånd 310. En størrelsesberegning udføres derpå på både det øvre og 25 nedre sidebånd, som angivet ved 312 og 314. Differensoperationen mellem størrelserne finder sted ved 316.

Denne forskel, der er angives ved 318, repræsenterer en frekvensfejl.

Som vist i figur 8 føres udgangssignalet 304 fra 30 arctangensmodulet 302 til AFC'en og et symboltidssporemodul 32, der er vist i større detaljer i figur 10. Fasekorrektionsværdien, der er angivet ved 322 i figur 10, trækkes fra den detekterede fase, hvilket resulterer i den korrigerede fase angivet ved linien 324. Den 35 korrigerede fase 324 føres til en symboldetektor 326, der detekterer strømsymbolet udtrykt ved faseværdien og

I DK 175639 B1 I

I 20 I

kvantlserer fasen til den nærmeste 22,5 grader forøgel- I

I se. Den kvantiserede fase, der er angivet ved 328, I

I trækkes fra den korrigerede fase 324 ved 330. Dette

I fejlsignal 332 føres til et sløjfefilter af anden or- I

5 den, som helhed angivet ved 334, der beregner fasekor-

I rektionsværdien, der er angivet ved linie 336, samt · I

I frekvenskorrrektionssignalet, der er vist ved 338. Det- I

I te frekvenskorrektionssignal føres til VCXO'en gennem I

I den i figur 1 viste linie 132.

I 10 Fejlsignalet 332 føres gennem linien 340 til et I

I symboltidssporemodul 342, der også modtager udgangssig- I

I nalet fra symboldetekteringsmodulet 326 gennem linien I

344. Symboltidssporemodulet 342 indeholder en algorit- I

I me, der sporer fasen over et antal forud fastlagte syrn- I

I 15 boler, låser på startfasen for det første symbol og det I

I sidste symbols fase og derpå bestemmer hældningen. Den

I prøver ud fra fase/tidsfunktionen at bestemme de nul- I

I gennemgange, der faktisk forekommer, og sammenligner I

H med, hvor de skulle have forekommet, og der beregnes en

20 tidsjustering, der korrigerer for forskellen. Symbol- I

I klokken justeres ved begyndelsen af næste slids. Syrn-

I boltidssporemodulet 342 giver et udgangssignal 346, der I

føres til det i figur 1 viste timingsmodul 51. I

Frekvenskorrektionssignalet 338 fra AFC'en og I

25 symboltimingsmodulet 320 føres til et vægtende modul I

H 348, som vist i figur 8, hvor det vægtes. Udgangssigna- I

I let 350 fra modulet 348 føres til et summerende modul I

I 352, hvor signalet 350 lægges sammen med modulet 306’s I

udgangssignal 318 til tilvejebringelse af et udgangs- I

30 signal 354, der føres til D/A-omsætteren 134. Udgangs- I

I signalet fra D/A-omsætteren er vist i figur 1 ført til I

I synthesizeren ved 138. I

Selvom opfindelsen, som ovenfor beskrevet, tager I

hensyn til forskellige særskilte elementer, er det mu- I

35 ligt at lade funktionen af mange af disse elementer, I

såsom f.eks. PROM'en med fuld hastighed, FIFO'en 46, I

DK 175639 B1 21 lnterpolatoren 48 og PAL·'en 50, være indeholdt i en modemprocessor med tilstrækkelig stor kapacitet. Dette kan også være tilfældet for elementer såsom rammetimingen 91, blanklng-generatoren 58, timingsorganerne 51, 5 delingen med 4, delingen med 5 og noget af eller hele synthesizeren 72. Endvidere kan baslsbåndprocessoren og modemprocessoren også være kombineret i en enkelt enhed, der også indeholder codec’en og UART’en.

10 15 20 25 30 35

Claims (4)

1. Symboltidsspore- og automatisk frekvenssty- I ringssystem, kendetegnet ved, at omfatte en indgang for et signal, der repræsenterer en 5 detekteret fase (304), I et middel (323) til at subtrahere en fasekor- rektionsværdi (322) fra det nævnte signal, der repræ- I I senterer en detekteret fase (304), forfat tilveje- I bringe et signal, som repræsenterer en korrigeret fa- I 10 se (324), I et middel (326) til at kvantisere fasen af sig- nålet, som repræsenterer en korrigeret fase (324), I til et forud bestemt inkrement, et middel (330) til at subtrahere et signal, I B 15 der repræsenterer den kvantiserede fase (328) , fra I signalet, som repræsenterer den korrigerede fase I (324) , for at tilvejebringe et fasefejlsignal (332), I og . I et middel (334) til at modtage fasefejlsignalet I 20 (332) og der ud fra beregne både fasekorrektionsvær- I dien (322) og et frekvenskorrektionssignal (338) . I

2. System ifølge krav 1,kendetegnet ved, yderligere at omfatte et symboltimingsmodul I (342), som er indrettet til at modtage såvel fase- I B 25 fejlsignalet (332), som signalet, som repræsenterer I B den kvantiserede fase (328), for der ud fra at tilve- I B jebringe en timingsjustering til justering af en syrn- I B bol clock. I

3. Fremgangsmåde til symboltidssporing og auto- I B 30 matisk frekvensstyring, kendetegnet ved, I B at omfatte I B at modtage et signal, der repræsenterer en de- I B tekteret fase (304), I 23 DK 175639 B1 at subtrahere en fasekorrektionsværdi (322) fra det nævnte signal, der repræsenterer en detekteret fase (304) , for at tilvejebringe et signal, som repræsenterer en korrigeret fase (324), 5 at kvantisere fasen af signalet, som repræsen terer en korrigeret fase (324), til et forud bestemt inkrement, at subtrahere et signal, der repræsenterer den kvantiserede fase (328) fra signalet, som repræsente-10 rer en korrigeret fase (324), for at tilvejebringe et fasefejlsignal (332), og at beregne både fasekorrektionsværdien (322) og et frekvenskorrektionssignal (338) ud fra fasefejlsignalet. 15

4. Frekvensopkonverteringsindretning til at konverteret et første, ved en udgangsfrekvens centreret signal til et andet, ved en anden frekvens centreret signal, kendetegnet ved, at omfatte et middel til at modtage et første forud be-20 stemt signal, et middel til at modtage et første tidsmul-tiplekset kvadratursignal, et første signalkombineringsmiddel, der udfører en multiplikationsfunktion ved at kombinere det før-25 ste forud bestemte timingsignal med det tidsmul-tipleksede kvadratursignal, et digital/analog-konverteringsmiddel til at konvertere det kombinerede signal til et første analogsignal, 30 andre signalkombineringsmidler til at kombinere det fra digital/analog-konverteringsmidlet afgivne, første analogsignal med et andet analogsignal ved en DK 175639 B1 I forud bestemt frekvens for at generere et tredje ana- H logsignal, og H et middel til at integrere det tredje analog- H signal for at genere det andet, ved en anden frekvens H 5 centrerede signal. H