DK168676B1 - Kredsløb til behandling af impulssignaler - Google Patents

Description

i DK 168676 B1

Opfindelsen angår et kredsløb til behandling af impuls-signaler, der aftager proportionalt med exp(-t/r), hvor exp 5 står for eksponentialfunktionen, t står for tiden og r står for en tidskonstant, som kan bestemmes forud ved en kalibreringsmåling. Kredsløbet anvendes især til behandling af signaler fra en scintillationsdetektor eller en lignende detektor for strålingsimpulser.

10 I mange anvendelsestilfælde ønsker man ved signalbehandlingen at måle tidsintegralet af de enkelte impulser. Dette er for eksempel tilfældet ved måling af gammastråling med en scintillationsdetektor. Hvert gamma-kvant udløser en 15 scintillation i en scintillatorkrystal, dvs. en udsendelse af lys. Lysudsendelsen detekteres med et fotomultiplikator-rør, hvis udgangsstrøm er proportional med den modtagne lysintensitet. Intensiteten, og dermed fotomultiplikator-rørets udgangssignal, aftager eksponentielt med tiden.

20 Tidskonstanten for dette eksponentielle henfald er bestemt af scintillatorkrystallens egenskaber og kan måles ved en kalibreringsmåling. Tidsintegralet af signalet fra en enkelt scintillation er proportionalt med den energimængde, som gamma-kvantet har afgivet til scintillatorkrystallen.

25 I gamma-kameraer, som anvendes til at danne et billede af strålingsfordelingen fra et radioaktivt isotop, der for eksempel (til diagnostiske formål) er indført i en patients blodkredsløb, anbringer man et større antal fotomultiplika-30 torrør overfor en plan scintillatorkrystal, der er fælles for alle rørene. Hvor meget hvert enkelt rør "ser" af lyset fra en scintillation i krystallen, afhænger af scintilla-tionens position i forhold til røret. Dette medfører, at man ved analyse af rørenes udgangssignaler kan bestemme 35 scintillationsstedet. Ved anvendelse af en egnet kollimator for gammastrålingen kan man heraf bestemme udsendelsesstedet for det gamma-kvant, der udløste scintillationen, og dermed danne sig et billede af isotopfordelingen.

DK 168676 B1 2

Den nødvendige måling af scintillationsimpulsernes tidsintegral kan principielt udføres med en (velkendt) integra-torkobling, som kredsløbet ifølge opfindelsen da også inde-5 holder. I praksis lader man integratoren arbejde en vis tid fra fremkomsten af en impuls, for eksempel 3r eller 5r, og aflæser så integratorens udgangssignal ved udløbet af denne integrationstid. I løbet af integrationstiden aftager impulssignalet til så lille en værdi, at det resterende bi-10 drag til integralet er mindre end en forud fastlagt fejlgrænse .

Der opstår imidlertid et problem, når den tidsmæssige afstand mellem impulserne bliver mindre end integrationsti-15 den. Den andel af en efterfølgende impuls, som optræder, før integrationstiden for en første impuls er udløbet, indgår lineært som fejl i den målte integralværdi, hvilket gør, at man må forkaste målingen.

20 Dette velkendte fænomen, som i den nukleare måleteknik benævnes "pile-up", optræder især ved høje strålingsniveauer, som tilstræbes for at få korte måletider. Pile-up fænomenet modarbejder den ønskede forkortelse af måletiden, idet det medfører, at man må forkaste målinger, men er desværre 25 uundgåeligt.

En udvej, som imidlertid er bekostelig at gå, er at afkorte integrationstiden, såfremt et pile-up fænomen påvises. Det vil sige, at man aflæser integratoren, før den efterfølgen-30 de impuls forfalsker den målte værdi. Så må man imidlertid måle, hvor lang integrationstiden faktisk blev, for at kunne beregne det ønskede integral - den værdi, der ville være fremkommet, såfremt integrationstiden ikke var blevet afkortet. Beregningen vil kræve en multiplikations- eller di-35 visionsoperation med to variable, som i analog teknik vil være vanskelig og bekostelig at gennemføre præcist, og som i digital teknik vil være tidskrævende.

DK 168676 B1 3

Formålet med den foreliggende opfindelse er at angive et kredsløb, der er specielt tilpasset til behandling af et impulssignal af den indledningsvis nævnte art, og hvor integrationstiden principielt kan afkortes vilkårligt ved på-5 visning af et pile-up fænomen, uden at dette nødvendiggør en omregning på basis af den faktiske integrationstid.

Sagt på en anden måde er formålet med opfindelsen at angive et kredsløb, der er specielt tilpasset til behandling af et 10 impulssignal af den indledningsvis nævnte art, og hvis udgangssignal er proportionalt med impulssignalets tidsintegral, idet udgangssignalet samtidig, bortset fra en indsvingningsfase, der er væsentligt kortere end impulssignalets tidskonstant r, er uafhængigt af tiden.

15

Dette formål opnås, som en udregning i det følgende vil vise, med det i krav 1 angivne kredsløb, som omfatter en integrator til at omdanne et impulssignal til et med impulssignalets tidsintegral proportionalt integratorsignal, og 20 hvis særpræg ligger i, at kredsløbet indeholder en summator til at frembringe et resultatsignal ved at danne en vægtet sum af impulssignalet og integratorsignalet, hvorved impulssignalets vægt og integratorsignalets vægt står i et sådant forhold til hinanden, at resultatsignalet er propor-25 tionalt med summen af impulssignalets tidsintegral og r gange impulssignalet.

I kredsløbet ifølge opfindelsen udnyttes forhåndsviden om impulssignalet, nemlig om dets funktionale forløb og den 30 ved kalibreringsmålingen bestemte tidskonstant, til at opnå følgende fordele ved målingen af impulssignalets tidsintegral: 1) det ønskede resultat fremkommer på væsentligt kortere tid end tidskonstanten r, dvs. målingen af impulssignalets 35 tidsintegral er - paradoksalt nok - tilendebragt før impulssignalets tidsmæssige forløb er afsluttet, og 2) kredsløbets udgangssignal, som angiver måleresultatet, er uafhængigt af tiden, bortset fra den indsvingningstid, DK 168676 B1 4 som kræves af rent praktiske, komponentmæssige grunde. Målingen kan derfor afbrydes når som helst, uden at dette medfører et behov for en efterfølgende omregning.

5 Med kredsløbet ifølge opfindelsen kan man uden videre måle det første af to (eller flere) impulssignaler i en pile-up-kæde, mens man ved tidligere kredsløb var tvunget til at forkaste målingen.

10 Blandt de forskellige muligheder for den koblingsmæssige realisering af et kredsløb ifølge opfindelsen foretrækkes en udformning med en detektor til at detektere fremkomsten af impulssignaler, et til detektoren og til integratoren koblet tilbagestillingskredsløb, der er indrettet til at 15 holde integratorsignalet på nul-niveau indtil et første impulssignal fremkommer, og så at frigive integratorsignalet, og et til detektoren og til summatoren koblet aflæsekredsløb, som er indrettet til at aflæse resultatsignalet ved fremkomsten af et næste impulssignal, men før resultat- 20 signalet ændrer sig som svar på det næste impulssignal. Integrationen starter her altid fra et veldefineret nulpunkt, så man kan udnytte de efterfølgende kredsløbs dynamikområde bedst muligt.

25 Man kan supplere denne kobling med et tidsmålerkredsløb, der er koblet til detektoren og aflæsekredsløbet og indrettet til at lade aflæsekredsløbet aflæse resultatsignalet, såfremt en forudbestemt tid er gået fra fremkomsten af det første impulssignal, uden at der er fremkommmet et næste 30 impulssignal. Dette øger antallet af målte impulser i forhold til et kredsløb, hvor man altid venter på næste impulssignal for at stoppe målingen - idet næste impulssignal så kun ville blive brugt til at stoppe målingen, men ikke selv ville blive målt.

Hvor man kun ønsker at måle det første impulssignal i en pile-up-række, kan man indrette tilbagestillingskredsløbet til at nulstille integratorsignalet efter at aflæsekreds- 35 DK 168676 B1 5 løbet har aflæst resultatsignalet. Der er imidlertid principielt intet i vejen for at realisere en kobling, hvor man ved fremkomsten af det andet impulssignal aflæser resultatsignalets værdi uden at nulstille det, og så ved fremkom-5 sten af et tredie impulssignal atter aflæser resultatsignalet. Så kan måleresultatet for det andet impulssignal findes ved at danne differencen mellem de to aflæsninger. Kredsløbet ville være noget mere kompliceret, men der kan være forhold, hvor man vil tage dette i køb for at opnå den 10 højere målerate, der kan opnås med sådan et kredsløb.

Opfindelsen forklares nærmere i det følgende med henvisning til tegningen.

15 Fig. 1 viser forskellige diagrammer af eksponentielt aftagende impulssignaler til illustration af det måletekniske problem, der ligger til grund for opfindelsen.

Fig. 2A viser et funktionsdiagram til illustration af det 20 med opfindelsen realiserede princip, mens Fig. 2B viser tilhørende signalforløb.

Fig. 3 viser et elektronisk blokdiagram til realisation af funktionerne ifølge fig. 1.

25

Fig. 4 viser et forenklet diagram af et symmetrisk målekredsløb ifølge opfindelsen.

Fig. 5 viser et forenklet diagram af et styrekredsløb til 30 styring af de i fig. 3 viste afbrydere, og

Fig. 6 viser i form af signaldiagrammer, hvordan styrekredsløbet samvirker med målekredsløbet.

35 i fig. 1 ses forskellige eksempler på, hvordan eksponentielt aftagende impulssignaler, for eksempel fra et foto-multiplikatorrør i en scintillationsdetektor, optræder i praksis. Det enkelte impulssignal, i det følgende kaldt DK 168676 B1 6 impuls, aftager i henhold til U(t) - UQexp(-t/r), 5 hvor t står for tiden, U(t) er impulsens momentane amplitude til tiden t, UQ er impulsens begyndelsesamplitude (t=0) og r er impulsens tidskonstant. Tiden regnes altså fra impulsens (meget stejle) forkant.

10 Opfindelsen tager sit udgangspunkt i en situation, hvor alle impulsers tidskonstant r er ens og kan bestemmes på forhånd, for eksempel ved en kalibreringsmåling. Dette er et hyppigt forekommende tilfælde. Antages det nu, at man ønsker at måle impulsens tidsintegral 1^, så finder man 15 oo oo 1 p (1) Irø = U(t)dt - UQexp(-t/r)dt = rUQ.

J ( 0 o 20

Da r er kendt fra kalibreringsmålingen, skulle det altså være tilstrækkeligt at måle UQ. Denne måling kræver en hurtigt og præcist arbejdende spidsværdidetektor (peak-detek-tor), hvorfor denne fremgangsmåde kun kan anvendes for im-25 pulser med forholdsvis stort r.

Ved "hurtige” impulser med τ i størrelsesordenen 0,1 -0,5με, som er et i praksis ofte forekommende tilfælde, anvendes en integratorkobling, som måler en tilnærmelse til 30 den foroven anførte værdi (1).

Hvor impulserne optræder i så stor tidsmæssig afstand, at hver impuls aftager næsten til nul, før den næste optræder, kan en integratorkobling anvendes uden større problemer.

35 Dette er vist længst til venstre i fig. 1. Foroven ses impulserne, forneden en integrators udgangssignal, hvor det er antaget, at integratoren nulstilles igen efter hver måling (dette tager en vis tid). Man lader integratoren arbejde for eksempel 3r eller 5r og aflæser og nulstiller den 40 så, idet impulsen vil være aftaget til så lille en værdi, DK 168676 B1 7 at det resterende bidrag til integralet ligger under en forudbestemt fejlgrænse.

Er afstanden mellem impulserne større end integrations-5 tiden, men mindre end den tid, det tager at udføre en måling og derefter nulstille integratoren, så bliver målingen af den anden af to impulser fejlagtig, fordi integratorens restværdi ved den anden impuls' start indgår i måleresultatet. Dette er vist midt i Fig. 1. Målingen af den første 10 impuls bliver korrekt, men målingen af den anden impuls må forkastes. Fænomenet kaldes pile-up og er velkendt.

Er afstanden mellem impulserne mindre end integrationstiden (3r i fig. 1), må også målingen af den første impuls for-15 kastes, da bidraget fra den anden impuls fuldstændig forfalsker resultatet. Dette ses længst til højre i fig. 1.

En udvej, som imidlertid er bekostelig at gå, er at afkorte integrationstiden, såfremt et pile-up fænomen påvises. Det 20 vil sige, at man aflæser integratoren, før den efterfølgende impuls forfalsker den målte værdi. Så må man imidlertid måle, hvor lang integrationstiden faktisk blev, for at kunne beregne det ønskede integral. Beregningen vil kræve en multiplikations- eller divisionsoperation med to variable, 25 som i analog teknik vil være vanskelig og bekostelig at gennemføre præcist, og som i digital teknik vil være tidskrævende .

Opfindelsen løser pile-up problemet på en anden måde, som 30 tager sit udgangspunkt i følgende observation.

Betragter vi summen

35 Y

(2) Sft^ = tU (t;L) + UQexp(-t/r )dt 40 så finder vi 0 DK 168676 B1 8 (3) S^) “ τυ0βχΡ(“^/τ) + τϋ0 - τϋ0βχρ(-^/τ) eller 5 (4) Sit^ = 7ϋ0 = Ιβ

Det ses, at S(t1) er lig med det ønskede måleresultat, nem-10 lig impulsens tidsintegral 1^ = rUQ. Det ejendommelige ved denne observation er, at resultatet er uafhængigt af tiden. Resultatet kan også formuleres således: slutværdien af impulsens tidsintegral fås til enhver tid ved at summere den momentane integratorværdi med r gange den momentane signal-15 værdi.

Dette resultat er illustreret i form af et diagram i fig.

2. I fig. 2A til venstre symboliseres de enkelte operationer - integration, multiplikation og summation, og til høj-20 re i fig. 2B ses de resulterende signaler på de respektive udgange fra operationerne. Bemærk sumsignalet nederst til højre i fig. 2B, som stiger meget brat til slut- eller resultatværdien ΙΜ. Stigningstiden vil i praktiske kredsløb være bestemt af de anvendte komponenters båndbredde, hvil-25 ket gør, at resultatet først foreligger efter en vis minimal måletid.

Den fundne målemetode lader sig meget enkelt realisere i form af et kredsløb, for eksempel som vist i fig. 4. Kreds-30 løbet realiserer imidlertid ikke direkte ligning (2), men den modificerede ligning - se fig. 3 - 35 (5) (l/nsit^ = ϋ(^) + (1/T) U0exp(-t/r)dt i 0 = U(tx) + (1/t)I1, 40 DK 168676 B1 9 idet det bemærkes, at elektroniske integratorkoblinger normalt afgiver et resultat af formen * 5 (6) -(1/RC) f(t)dt, i dvs. naturligt deler integralværdien med en tidskonstant RC. Denne kan man så, som gjort i det foreliggende udførel-10 seseksempel, vælge lig med den på forhånd målte værdi r fra kalibreringsmålingen, hvilket letter forklaringen af kredsløbets funktion. Principielt set er det ikke nødvendigt at vælge RC=r, idet der kun er tale om en skaleringsfaktor; vælger man en anden værdi, må man blot sørge for, at U(t1) 15 skaleres tilsvarende, så resultatet stadigvæk er proportionalt med den i ligning (5) angivne værdi.

I diagrammet ifølge fig. 4 gås der ud fra, at impulssignalerne foreligger i symmetriseret form, dvs. at hver impuls 20 er omsat til ens positive og negative signaler på indgangslinjerne 1 og 2. Diagrammet viser et symmetrisk kredsløb med en summator opbygget omkring en operationsforstærker 3 og to ens integratorer opbygget omkring operationsforstærkere 4 og 5. Fig. 4 indeholder små signaldiagrammer, der 25 antyder signalforløb på linjerne 1, 2 og 8 samt på udgangen fra operationsforstærkerne 3 og 4.

Hver integrator er udstyret med en afbryder 6 i tilbagekoblingsvejen; ved at slutte afbryderen 6 kortsluttes integra-30 tionskondensatoren C, hvorved integratorens udgangssignal nulstilles - kondensatoren C aflades. Integratoren startes ved at bryde afbryderen 6. Integratorernes udgangssignal er lig med det foroven angivne udtryk (6) og dermed lig med (l/r)l , hvor r=RC er produktet af den i fig. 4 viste re-35 sistans R med kapacitansen C.

Summatoren 3 er opbygget med R1=R2 °9 R3 = (1/2)R1, dvs. summatoren deler summen med 2.

DK 168676 B1 10

Dette resulterer if at summatorens udgangssignal U (t.) på S 1 linjen 8 bliver U(t )+(-l/r)(-l ) 5 (7) U (t ) = -1-— S 1 2 10 2 = Ui^J + d/T)^ eller 15 (8) lyt^ = (1/r) rUQ - (1/τ)Ιβ.

Kredsløbets udgangssignal skal altså blot ganges med skalafaktoren t for at få det ønskede måleresultat I .

00 20 I denne diskussion har vi hidtil ikke taget højde for, hvordan kredsløbet arbejder i tilfælde af pile-up. Dette vil nu blive beskrevet.

25 Mens integratorerne 4 og 5 arbejder, overføres kredsløbets udgangssignal løbende til kondensatoren C , idet afbryderen 7 holdes sluttet. Afbryderen 7 brydes, når integrationstiden er udløbet, eller når der detekteres et pile-up fænomen, dvs. to pulser, der har for kort tidsmæssig afstand 30 til at gennemføre en fuld integrationscyklus. Kondensatoren C1 tjener i denne sammenhæng som analog hukommelse for udgangssignalet på linje 8.

Afbryderne 6 sluttes, enten ved pile-up eller ved integra-35 tionstidens udløb, efter at afbryderen 7 er brudt, for at nulstille integratorerne som forberedelse på næste måling.

Afbryderne 6 og 7 realiseres i form af halvlederkredsløb, der fås i handelen - såkaldte CMOS-afbrydere, der kan sty-40 res elektronisk. Fig. 5 viser et forenklet diagram af et 11 DK 168676 B1 styrekredsløb for disse afbrydere.

Styrekredsløbet har en indgangsterminal 10 for styreimpulser fra en impulsdetektor (ikke vist). Impulsdetektoren af-5 giver en styreimpuls for hvert impulssignal, der optræder på linjerne 1 og 2 i fig. 4. Mellem impulsdetektoren og kredsløbet ifølge fig. 4 er der indkoblet forsinkelsesledninger (delay lines, ikke vist) i linjerne 1 og 2, så styrekredsløbet i fig. 5 kan nå at omsætte styreimpulserne til 10 styresignaler for afbryderne 6 på linje 11 og afbryderen 7 på linje 12, før de signaler, der skal måles, når målekredsløbet ifølge fig. 4.

Sammenhængen mellem afbryderstillinger og logiske tilstande 15 i styrekredsløbet er den, at afbryderne er sluttede, når signalerne på linjerne 11 og 12 svarer til logisk 0, og brudte når signalerne svarer til logisk 1.

Det ville føre for vidt her at gennemgå alle styrekredslø-20 bets signalforløb, hvorfor kun hviletilstanden, kredsløbets start ved første modtagne styreimpuls og kredsløbets reaktion på et pile-up fænomen skal gennemgås.

Hovedelementer og virkemåde i kredsløbet er som følger: 25

De centrale elementer er to monostabile flipflops (monoflops) eller tidsmålere 13 og 14, hvor monoflop 13 startes af en stigende impulskant og monoflop 14 startes af en faldende impulskant. De to monoflops styrer et bistabilt flip-30 flop opbygget af to NAND-kredse 15 og 16. Monoflop 13 tjener til at fastlægge en dødtid for kredsløbet, mens monoflop 14 tjener til at fastlægge integrationstiden, som er lidt mindre end dødtiden for at tage højde for nulstillingstiden i integratorerne.

Hviletilstanden I hviletilstanden er udgangssignalet fra NAND-kreds 15 lig med 0, ligesom signalet på linje 10 er lig med nul, så af- 35 DK 168676 B1 12 bryderne 6 holdes sluttet af linje 11 - integratorerne 4 og 5 (fig. 4) holdes nulstillet. Den ene indgang af NAND-kredsløbet 17 er lagt til nul via modstanden 18, hvorfor dets udgangssignal er 1. Dermed modtager NAND-kreds1øbe t 19 5 signalerne 0 fra NAND-kreds 15 og 1 fra NAND-kreds 17 og afgiver derfor logisk 1 til afbryder 7 via linje 12 - sum-matoren 5 er koblet fra kondensatoren i fig. 4.

Monoflop 13 er i hviletilstand, så dets udgangssignal Q er 10 logisk 1 Ci teksten anvendes understreg i stedet for overstreg som på tegningen), og NAND-kredsløbet 20 afgiver logisk 1 til NAND-kreds 15, da dets ene indgang ligger på 0 fra linje 10. NAND-kredsen 16 modtager 0 fra udgangen Q på monoflop 14, som er i hviletilstand, og afgiver derfor lo-15 gisk 1 til den anden indgang på NAND 15.

Start ved første styreimpuls

Styrekredsløbet startes af en kort styreimpuls på linje 10. Det første, der sker, er at udgangssignalet fra NAND 20 går 20 fra 1 til 0, fordi indgangskombinationen kortvarigt bliver 1 og 1. Denne faldende signalovergang starter monoflop 14, hvis udgangssignal Q bliver 1. Styreimpulsen starter også monoflop 13, hvis udgangssignal Q bliver logisk 0, men det sker efter at styreimpulsen har passeret NAND 20. Med 0 på 25 Q fra monoflop 13 udelukkes efterfølgende styreimpulser på linje 10 fra at passere NAND 20.

Signalovergangen fra 1 til 0 på den ene indgang af NAND 15 skifter dette kredsløbs udgangssignal fra 0 til 1. Dette 30 kombineres på indgangen af NAND-kreds 16 med signalværdien 1 på den indgang, der via modstanden 23 er lagt til logisk 1, og med signalværdien 1 fra NAND 17. Derfor skifter også udgangssignalet fra NAND 16 værdi og bliver logisk 0. Dermed befinder kredsløbet sig atter i en stabil tilstand, og 35 signalet på linje 11 er nu 1 - afbryderne 6 er brudte, integratorerne 4 og 5 er aktive, mens signalet på linje 12 er 0 - afbryder 7 er sluttet, summatoren 3 er tilkoblet udgangskondensatoren c^.

DK 168676 B1 13

Det skal bemærkes, at styreimpulsen på linje 10 via koblingskondensatoren overføres til den ene indgang på NAND-kredsløbet 17. Dette medfører en risiko for, at der finder 5 en overlapning sted med udngangssignalet 1 fra NAND 15 -hvilket så igen ville gøre udgangssignalet fra NAND 17 lig med 0 og forhindre tilstandsændringen i NAND 16. Denne fare undgås ved at indkoble et passende forsinkelseskredsløb mellem NAND 15 og NAND 17 som vist.

10

Stop ved styreimouls. der indtræffer, før monoflop 13 er udløbet fpile-up^

En styreimpuls, der indtræffer, før monoflop 13 er udløbet, skal sørge for, at signalet på linje 12 inverteres først, 15 for at frakoble summatoren 3 fra udgangskondensatoren C^, hvorefter signalet på linje 11 inverteres for at nulstille integratorerne 4 og 5. Styreimpulsen kan ikke påvirke det bistabile flipflop 15, 16 via NAND-kredsen 20, fordi denne signalvej holdes blokeret af monoflop 13, men passerer kob-20 lingskondensatoren til den ene indgang af NAND-kreds 17, hvilket udløser de nødvendige tilstandsændringer i kredsløbet.

Styreimpulsen kombineres på indgangen til NAND-kreds 17 med 25 logisk 1 fra NAND 15, så udgangen af NAND 17 går til 0.

Dette bevirker straks, at udgangen fra NAND 19 går til logisk 1 - afbryder 7 brydes, summator 3 afkobles fra udgangskondensator C1> 30 Også NAND-kredsløbet 16 modtager nu logisk 0 fra NAND 17 og skifter derfor tilstand til logisk 1, hvilket på indgangen til NAND 15 kombineres med logisk 1 fra NAND 20, så udgangssignalet fra NAND 15 bliver logisk 0. Via OR-kredslø-bet 22 fører dette til, at signalet på linje 11 går fra 1 35 til 0, dvs. afbryderne 6 i integratorerne 3 og 4 sluttes -integratorerne nulstilles. Denne ændring har en lidt længere signalvej og indtræffer derfor senere end åbningen af afbryder 7.

DK 168676 B1 14

Til slut skal det bemærkes, at en tilsvarende inversion af signalerne på linjerne 11 og 12, i samme tidsmæssige rækkefølge, indtræffer når monoflop 14 udløber, idet dette be-5 virker, at monoflopets Q-udgang bliver 0. Denne tilstandsændring overføres via reset-koblingskondensatoren CR til den ene indgang på NAND 16, hvilket sætter dets udgangssignal til 1, hvorved en tilsvarende tilstandsændring som ved modtagelse af en pile-up styreimpuls udløses. Når monoflop 10 13 udløber, åbnes signalvejen gennem NAND 20 atter for et nyt startsignal, hvorefter kredsløbet atter er i sin hviletilstand.

Som det ses, er det med et forholdsvis enkelt styrekredsløb 15 muligt at påvise et pile-up fænomen og afbryde signalbehandlingen, før udgangssignalet fra målekredsløbet ifølge fig. 4 forfalskes.

Fig. 6 viser forskellige signaldiagrammer for at illustrere 20 samarbejdet mellem styrekredsløbet og målekredsløbet.

Øverst ses modtagne impulsignaler, for eksempel fra en scintillationsdetektor, derunder ses de forsinkede signaler, der modtages i målekredsløbet, og derunder igen ses de styreimpulser, der sendes til styrekredsløbet. De følgende 25 to diagramlinjer viser udgangssignalet fra integratorerne 3/4 og udgangssignalet fra summatoren 5 - resultatsignalet, og nederst er vist, hvordan afbryderen 7 står. Det fremgår klart, at integrationstiden er variabel, når der optræder pile-up.

30

Claims (4)

1. Kredsløb til behandling af impulssignaler, der aftager proportionalt med exp(-t/r), hvor exp står for eksponen-5 tialfunktionen, t står for tiden og τ står for en tidskonstant, som kan bestemmes forud ved en kalibreringsmåling, især til behandling af signaler fra en scintillationsdetek-tor eller en lignende detektor for strålingsimpulser, hvilket kredsløb omfatter en integrator til at omdanne et im-10 pulssignal til et med impulssignalets tidsintegral proportionalt integratorsignal, kendetegnet ved en summator (3, ^ - R3) til at frembringe et resultatsignal (på 8) ved at danne en vægtet sum af impulssignalet (på 1 og 2) og integratorsignalet 15 (fra 4 og 5), hvorved impulssignalets vægt og integrator-signalets vægt står i et sådant forhold til hinanden, at resultatsignalet (på 8) er proportionalt med summen af impulssignalets tidsintegral og r gange impulssignalet.

2. Kredsløb ifølge krav 1, kendetegnet ved en detektor til at detektere fremkomsten af irapulssignaler, et til detektoren og til integratoren koblet tilbagestillingskredsløb (13, 15, 16, 20, 22), der er indrettet til at holde integratorsignalet på nul-niveau indtil et første im-25 pulssignal fremkommer, og så at frigive integratorsignalet, og et til detektoren og til summatoren koblet aflæsekredsløb (17, Cfc, 18, 19) som er indrettet til at aflæse resultatsignalet ved fremkomsten af et næste impulssignal, men før resultatsignalet ændrer sig som svar på det næste im-30 pulssignal.

3. Kredsløb ifølge krav 2, kendetegnet ved et tidsmålerkredsløb (14, 15, 16, 23, C), der er koblet til detektoren og aflæsekredsløbet (17, C^, 18, 19) og indret-35 tet til at lade aflæsekredsløbet aflæse resultatsignalet, såfremt en forudbestemt tid er gået fra fremkomsten af det første impulssignal, uden at der er fremkommmet et næste impulssignal. DK 168676 B1 16

4. Kredsløb ifølge krav 3, kendetegnet ved, at tilbagestillingskredsløbet (13, 15, 16, 20, 22) er indrettet til at nulstille integra-5 torsignalet efter at aflæsekredsløbet har aflæst resultatsignalet.