DK163779B - SIGNAL PROCESSING CIRCUIT FOR AN AUTOMATIC PICTURE TRANSMISSION CONTROL SYSTEM - Google Patents

Description

iin

DK 163779 BDK 163779 B

Opfindelsen angår en signalbehandlingsopstilling, der anvendes i et anlæg til automatisk at styre niveauet af den sortbilledrepræsentative strøm, som ledes af et videosignalbilledfremvisningsorgan såsom billedrøret i en 5 fjernsynsmodtager. Endvidere angår opfindelsen en opstilling til kompensering af impedansvariationer ved et affølings-punkt fra hvilket et sortstrømrepræsentativt signal afledes, således at impedansvariationerne ikke påvirker virkemåden af de efterfølgende styrekredsløb med hvilke af-10 følingspunktet er forbundet.The invention relates to a signal processing array used in a system to automatically control the level of the black image representative current which is conducted by a video signal image display means such as the picture tube of a television receiver. Furthermore, the invention relates to an arrangement for compensating impedance variations at a sensing point from which a black current representative signal is derived so that the impedance variations do not affect the operation of the subsequent control circuits with which the sensing point is connected.

Fjernsynsmodtagere anvender undertiden et automatisk billedrørsforspændings- ("automatic kinescope bias" = AKB)-styringsanlæg til automatisk at fastlægge de rette sortbilledrepræsentative strømniveauer for hvert af bil-15 ledrørets elektronkanoner. Som følge af denne virkemåde forhindres det af de af billedrøret gengivne billeder påvirkes ugunstigt af variationer i billedrørets driftsparametre (eksempelvis som følge af ældning eller af temperaturvirkninger) .Television receivers sometimes use an automatic kinescope bias (AKB) control system to automatically determine the appropriate black-picture representative power levels for each of the automotive guide tube's electron guns. Due to this operation, the images reproduced by the picture tube are adversely affected by variations in the picture tube's operating parameters (for example due to aging or temperature effects).

20 En art AKB-anlæg er beskrevet i US patentskrift nr. 4.263.622 (Werner Hinn).One type of AKB plant is described in U.S. Patent No. 4,263,622 (Werner Hinn).

Et AKB-anlæg arbejder typisk under billedslukke-intervaller, i hvilket tidsrum billedrøret leder en lille sortniveaurepræsentativ slukkestrøm som svar på en re-25 ferencespænding, der er repræsentativ for videosortsignal-informationen. Denne strøm overvåges af AKB-anlægget for at frembringe en korrektionsspænding af billedrørsforspæn-dingen, der repræsenterer forskellen mellem det affølte sortstrømsniveau og et ønsket sortstrømsniveau. Korrektions-30 spændingen påtrykkes billedrøret via et videosignalbehandlingskredsløb, der går forud for billedrøret, med en retning, der formindsker forskellen. Korrektionsspændingen påtrykkes typisk en forspændingsstyreindgang på en jævnspændingseller jævnstrømskoblet billedrørsdrivforstærker, som tilfører 35 videoudgangssignaler med et niveau, som er egnet til direkte at drive en katodeintensitetsstyreelektrode i billedrøret.An AKB system typically operates during image shutdown intervals, during which time the image tube conducts a small black-level representative shut-off current in response to a reference voltage representative of the video sort signal information. This current is monitored by the AKB system to produce a correction voltage of the image tube bias representing the difference between the sensed black current level and a desired black current level. The correction voltage is applied to the image tube via a video signal processing circuit preceding the image tube in a direction that reduces the difference. The correction voltage is typically applied to a bias control input of a DC or DC coupled image tube drive amplifier which supplies 35 video output signals at a level suitable to directly drive a cathode intensity control electrode in the image tube.

22

DK 163779 BDK 163779 B

Korrektionsspændingen modificerer drivforstærkerens udgangsforspænding og modificerer derved katodeforspændingen, således at det ønskede katodesortstrømsniveau opnås.The correction voltage modifies the drive amplifier output bias, thereby modifying the cathode bias so that the desired cathode black current level is achieved.

I et AKB-anlæg af den ovenfor i US patentskrift 5 nr. 4.263.622 beskrevne art, reagerer styrekredsløb på et periodisk afledet signal med en størrelse, som er repræsentativ for katodesortstrømniveauet. Det afledede signal har et foreskrevet niveau, som er forskelligt fra nul, når sortstrømniveauet er korrekt, og andre niveauer 10 (eksempelvis mere eller mindre positiv), når sortstrømniveauet er for højt eller for lavt. Det afledede signal frembringes ved et affølingspunkt, som er forbundet med styrekredsløb, som indbefatter fikserings- og eksemple-ringskredsløb til at frembringe et billedrørsforspændings-15 korrektionssignal i overensstemmelse med størrelsen af det afledede signal. F.eks. kan det afledede signal eksempleres af en eksempleringsforstærker, som oplader eller aflader en lagringskondensator i overensstemmelse med det afledede signals niveau. Forspændingskorrektionssignalet 20 forøges eller formindskes som krævet for at opretholde et korrekt sortstrømniveau.In an AKB plant of the kind described above in U.S. Patent No. 5,263,622, control circuits respond to a periodically derived signal of a magnitude representative of the cathode black current level. The derived signal has a prescribed level which is different from zero when the black current level is correct, and other levels 10 (e.g. more or less positive) when the black current level is too high or too low. The derived signal is generated at a sensing point connected to control circuits which includes fixation and sampling circuits to produce an image tube bias correction signal in accordance with the size of the derived signal. Eg. For example, the derived signal may be exemplified by a sample amplifier which charges or discharges a storage capacitor according to the level of the derived signal. The bias correction signal 20 is increased or decreased as required to maintain a correct black current level.

I "Valvo Technische Information", 5. juli 1982 er omtalt et styringskredsløb for sortstrømsniveauet ifølge indledningen til krav l, hvor der under billedslukningsin-25 tervallet løber en lille sortstrøm på ca. 10 μΑ over billedrorets katode. Ved denne sortstrøm frembringes et spændingsfald over en målemodstand, hvilket spændingsfald sammenlignes med en referencespænding. En til spændingsafvigelsen svarende fejlspænding lagres ved en registrerings- og hol-30 dekreds og anvendes til ændring af billedrørsforspændingen til udjævning af fejlen.In "Valvo Technische Information", July 5, 1982, a control circuit is described for the black current level according to the preamble to claim 1, where a small black current of approx. 10 μΑ above the cathode of the image tube. At this black current, a voltage drop is generated over a measuring resistor, which voltage drop is compared to a reference voltage. An error voltage corresponding to the voltage deviation is stored at a recording and holding circuit and used to change the picture tube bias to smooth the error.

Denne måling af den absolutte værdi af mørkestrømmen i måleintervallet er dog problematisk, når billedrørsfor-spændingen er så forkert, at der allerede flyder en mørke-35 strøm, selvom der ikke er påtrykt katoden en måleimpuls.However, this measurement of the absolute value of the dark current in the measurement interval is problematic when the image tube voltage is so wrong that a dark current is already flowing, even though no cathode pulse is applied to the cathode.

Ved påtrykningen af måleimpulsen lægges nemlig den absolutte 3In fact, when the measuring pulse is applied, the absolute 3 is added

DK 163779 BDK 163779 B

størrelse af den målte strøm fra den allerede tidligere løbende mørkestrøm sammen med den yderligere mørkestrøm, som er tilvejebragt ved måleimpulsen, således at den målte størrelse er forkert.magnitude of the measured current from the already-current dark current along with the additional dark current provided by the measurement pulse so that the measured magnitude is incorrect.

5 Det må erkendes, at de styrekredsløb med hvilke af føl ingspunktet er forbundet, kan påvirkes ugunstigt, når affølingspunktet, fra hvilket det sortstrømrepræsentative signal afledes, udviser impedansvariationer som funktion af billedrørsdrivtrinets forspændingsniveau.It is to be recognized that the control circuits to which the sensing point is connected may be adversely affected when the sensing point from which the black current representative signal is derived exhibits impedance variations as a function of the bias level of the image tube driver.

10 Det er således formålet med opfindelsen at tilveje bringe et kredsløb, hvorved påvirkningen fra sådanne impedansvariationer på styrekredsløbene stort set fjernes.It is thus the object of the invention to provide a circuit whereby the influence of such impedance variations on the control circuits is largely eliminated.

Det angivne formål opnås med et kredsløb af den indledningsvist omhandlede art, som ifølge opfindelsen er ejen-15 dommeligt ved den i krav l's kendetegnende del angivne udformning.The stated object is achieved by a circuit of the kind referred to in the preamble, which according to the invention is peculiar to the design according to the characterizing part of claim 1.

Ved opfindelsen er opnået en væsentlig forbedring ved styring af sortstrømsniveauet i f.eks. en fjernsynsmodtager.In the invention, a significant improvement has been achieved in controlling the black current level in e.g. a television receiver.

20 Det beskrevne kredsløb forøger også på fordelagtig måde uimodtageligheden for et fikseringskredsløb, der hører til styrekredsløbene, over for falske signaler, som indbefatter lokalt frembragt interferens, der på anden måde kunne forvrænge eller tilsløre forspændingskorrektionssignalet.The described circuit also advantageously increases the susceptibility of a control circuit belonging to the control circuits to false signals which include locally generated interference that could otherwise distort or obscure the bias correction signal.

25 Når forspændingskorrektionssignalet afledes fra en ladningskondensator, har det form af en forspændingskorrek-tionsspænding.25 When the bias correction signal is derived from a charge capacitor, it takes the form of a bias correction voltage.

Den fra lagringskondensatoren afledede forspændingskorrektionsspænding bør forblive uændret, når det afledede 30 signals niveau i form af en spændingsimpuls repræsenterer et korrekt sortstrømsniveau. Dette kræver, at lagringskondensatoren hverken oplades eller aflades af udgangsstrøm fra eksempleringsforstærkeren, når spændingsimpulsens niveau repræsenterer et korrekt sortstrømsniveau. Nærmere bestemt 35 kræver dette i AKB-anlæg af den i ovennævnte USA patentskrift omtalte art, at eksempleringsforstærkeren ikke tilfører 4The bias correction voltage derived from the storage capacitor should remain unchanged when the level of the derived signal in the form of a voltage pulse represents a correct black current level. This requires that the storage capacitor is neither charged nor discharged by the output current from the sample amplifier when the voltage pulse level represents a correct black current level. Specifically, in AKB plants of the kind mentioned in the above-mentioned United States patent, this requires that the sample amplifier does not supply 4

DK 163779 BDK 163779 B

nogen strøm til lagringskondensatoren, når en korrekt bil-ledrørsortniveaustrøm angives af en repræsentativ spændingsimpuls med en forudbestemt størrelse, som er forskellig fra nul. Dette resultat kan opnås ved at forskyde eksemplerings-5 forstærkerens forspænding f.eks. ved hjælp af et forud indstillet, manuelt indstilleligt potentiometer, som er forbundet med et egnet forspændingsstyrepunkt i forstærkeren.any current to the storage capacitor when a proper car-tube sort level current is indicated by a representative voltage pulse of a predetermined magnitude different from zero. This result can be obtained by displacing the sample amplifier bias e.g. by means of a preset, manually adjustable potentiometer, which is connected to a suitable bias control point in the amplifier.

Det erkendes endvidere, at sådanne forudindstillede indstillinger er uønskede i et ellers automatisk signalsty-10 ringsanlæg. Endvidere er sådanne manuelle indstillinger tidsforbrugende, hvilket er uønsket, og de tilhørende potentiometre tilfører uønskede omkostninger til anlægget.It is further recognized that such preset settings are undesirable in an otherwise automatic signal control system. Furthermore, such manual settings are time consuming, which is undesirable and the associated potentiometers incur undesirable costs to the system.

Det bemærkes også, at de signalbehandlingsteknikker, som anvendes af nogle AKB-anlæg, kan frembringe en forskyd-15 ningsfejl, dersom afskæringsspændingerne og signalforstærkningerne for de enkelte billedrørselektronkanoner ikke er identiske, som følge af f.eks. fremstillingstolerancer for billedrør. I et sådant tilfælde kan det sortstrømsniveau, som er fastlagt af AKB-anlægget, udvise en fejl, der kan 20 kompenseres ved hjælp af forud indstillede manuelt indstillelige potentiometre. Den beskrevne opstilling letter på fordelagtig måde udformningen af AKB-signalbehandlingskreds-løb, som ikke kræver manuelt indstillelige styreorganer med det formål at kompensere sådanne forskydningsfejl.It is also noted that the signal processing techniques used by some AKB systems can produce a shear failure if the cut-off voltages and signal amplifications for the individual image tube electron guns are not identical, as a result of e.g. manufacturing tolerances for picture tubes. In such a case, the black current level determined by the AKB system may exhibit an error that can be compensated by preset manually adjustable potentiometers. The described arrangement advantageously facilitates the design of AKB signal processing circuits which do not require manually adjustable control means for the purpose of compensating such offset errors.

25 Den foreliggende opfindelse angår et videosignal behandlingsanlæg, i hvilket et afledet signal, der er repræsentativt for det sortstrømniveau, som ledes af et billedfremvisningsorgan, har en given amplitude, som er forskellig fra nul, når sortstrømniveauet er korrekt; Det 30 afledede repræsentative signal påtrykkes via en indgangssignalkobling svej en eksempleringsforstærker, som tilfører en udgangsstrøm til opladning og afladning af et ladningslagringsorgan i overensstemmelse med amplituden af det afledede signal. Ifølge den foreliggende opfindel-35 ses princip påtrykkes et hjælpesignal indgangssignaitkob-lingsvejen med en størrelse og retning, der negerer am-The present invention relates to a video signal processing system in which a derived signal representative of the black current level conducted by an image display means has a given amplitude different from zero when the black current level is correct; The derived derivative signal is applied via an input signal coupling to a sample amplifier which supplies an output current for charging and discharging a charge storage device in accordance with the amplitude of the derived signal. According to the principle of the present invention, an auxiliary signal is applied to the input signal coupling path of a size and direction that negates the ammeter.

OISLAND

55

DK 163779 BDK 163779 B

plituden af det afledede signal ved forstærkerindgangen, når amplituden af det afledede signal er repræsentativt for et korrekt sortstrømniveau. Følgelig forbliver ledningen af eksempleringsforstærkeren uændret, når den afledede impulsamplitude svarer til det korrekte sortstrøm-5 niveau, og spændingen på lagringsorganet forbliver uændret.the amplitude of the derived signal at the amplifier input when the amplitude of the derived signal is representative of a correct black current level. Accordingly, the lead of the sample amplifier remains unchanged when the derived pulse amplitude corresponds to the correct black current level and the voltage of the storage means remains unchanged.

Ifølge et træk ved opfindelsen er størrelsen af hjælpesignalet proportionalt med størrelsen af det afskæringspotential for billedrørets katode, som er frembragt under AKB-intervallet.According to a feature of the invention, the magnitude of the auxiliary signal is proportional to the magnitude of the cut-off potential of the cathode of the image tube produced during the AKB interval.

1010

Ifølge et andet trask ved opfindelsen fikseres eksempleringsforstærkerens indgang på en referencespænding under et fikseringsinterval, der går forud for signaleksempler ingsintervallet. Det sortniveaurepræsentati-ve afledede signal frembringes under fikseringsintervallet, således at den referencespasnding, til hvilken forstærkerindgangen fiksereres under fikseringsintervallet, er en funktion af størrelsen af det afledede signal, og hjælpesignalet frembringes under det efterfølgende ek-20 sempleringsinterval. Hjælpesignalet har en størrelse og en retning til at opretholde forstærkerindgangsspændingen i hovedsagen uændret, når størrelsen af det afledede signal svarer til det korrekte sortstrømniveau.According to another feature of the invention, the input of the sample amplifier is fixed to a reference voltage during a fixation interval preceding the signal sample interval. The black level representative derived signal is generated during the fixation interval such that the reference voltage to which the amplifier input is fixed during the fixation interval is a function of the magnitude of the derived signal and the auxiliary signal is generated during the subsequent sample interval. The auxiliary signal has a magnitude and a direction for maintaining the amplifier input voltage substantially unchanged when the magnitude of the derived signal corresponds to the correct black current level.

I overensstemmelse med et yderligere træk ved op-25 findelsen er forstærkerindgangen fikseret til en referencespænding under fikseringsintervallet, og det afledede signal og hjælpesignalet frembringes begge under eksemplerings-intervallet.In accordance with a further feature of the invention, the amplifier input is fixed to a reference voltage during the fixation interval, and the derived signal and the auxiliary signal are both generated during the sample interval.

I overensstemmelse med den foreliggende opfindelse gø indbefatter et automatisk billedrørsforspændingsapparat endvidere en kondensator til at koble et afledet signal, der er repræsentativt for billedrørets sortstrømniveau, og et hjælpesignal med en foreskreven størrelse og retning til en eksempleringsforstærkers indgang. Kilden for 35 det afledede signal har en variabel udgangsimpedans, som er proportional med størrelsen af billedrørets forspæn- 6In accordance with the present invention, an automatic image tube biasing apparatus further includes a capacitor for coupling a derived signal representative of the image current black current level and an auxiliary signal of a prescribed size and direction to the input of an exemplary amplifier. The source of the derived signal has a variable output impedance which is proportional to the size of the image tube bias.

DK 163779 BDK 163779 B

dingsniveau. Det afledede, repræsentative signal tilvejebringes fra den afledede signalkildes variable impedansudgangs til kondensatoren via en koblingsimpedans. Kob-5 lingsimpedansen er stor i forhold til den variable udgangsimpedans for herved i betydeligt omfang at formindske de impedansvariationer som kilden for hjælpesignalet udsættes for fra den afledede signalkildes udgang.ding level. The derived representative signal is provided from the variable impedance output of the derived signal source to the capacitor via a coupling impedance. The coupling impedance is large relative to the variable output impedance, thereby significantly reducing the impedance variations to which the source of the auxiliary signal is exposed from the output of the derived signal source.

Ifølge et andet træk ved opfindelsen indgår kob-10 lingskondénsatoren i en fikseringskreds. Koblingsimpedansen forøger yderligere uimodtageligheden for fikseringskredsens svar over for uægte signaler.According to another feature of the invention, the coupling capacitor is included in a fixation circuit. The coupling impedance further increases the susceptibility of the fixing circuit's response to spurious signals.

Opfindelsen forklares i det følgende nærmere under henvisning til tegningen, på hvilken 15 fig. 1 viser en del af en farvefjernsynsmodtager, der indbefatter et AKB-anlæg og et tilhørende signal-eksempleringskredsløb, som omfatter opfindelsens principper, fig. 2 viser signalkurveformer hørende til vir-20 kemåden af anlægget i fig. 1, fig. 3 viser en alternativ udgave af de i fig. 2 viste signalkurveformer, fig. 4 viser kredsløbsenkeltheder ved eksemple-ringskredsløbet i fig. 1, og 25 fig. 5 viser kredsløbsenkeltheder ved en tidssty ringssignalgenerator hørende til anlægget i fig. 1.The invention will now be explained in more detail with reference to the drawing, in which: FIG. 1 shows a portion of a color television receiver including an AKB system and an associated signal sampling circuit embodying the principles of the invention; FIG. 2 shows signal waveforms associated with the operating mode of the system of FIG. 1, FIG. 3 shows an alternative version of the embodiment shown in FIG. 2; FIG. 4 shows circuit details of the exemplary circuit of FIG. 1, and FIG. 5 shows circuit details of a timing signal generator belonging to the system of FIG. First

I fig. 1 tilvejebringer et fjernsynssignalbehandlingskredsløb 10 separerede luminans- (Y) og chrominans- (C) komposanter af et fuldstændigt farvefjernsynssignal 30 til en luminans-krominanssignalbehandlingskreds 12. Behandlingskredsen 12 indbefatter luminans- og krominansforstærk-ningsstyringskredsløb, indstillingskredsløb for jævnstrømseller jævnspændingsniveau (eksempelvis omfattende nøglede sortniveaufikseringskredsløb), farvedemodulatorer til frem-35 bringelse af r-y, g-y og b-y farvedifferenssignaler og ma-trixforstærkere til at kombinere de sidstnævnte signaler 7In FIG. 1 provides a television signal processing circuit 10 separated luminance (Y) and chrominance (C) components of a full color television signal 30 to a luminance chrominance signal processing circuit redundancy circuitry, or , color modulators for generating reputation, gy, and by color difference signals and matrix amplifiers to combine the latter signals 7

DK 163779 BDK 163779 B

med de behandlede luminanssignaler for at tilvejebringe lavniveaufarvebilledrepræsentative signaler r, g og b. Disse signaler forstærkes og behandles på anden måde af kredsløb i videoudgangssignalbehandlingskredsene 14a, 14b henholdsvis 5 14c, som tilfører højniveau forstærkede farvebilledsignaler R, G og B til de pågældende katodeintensitetsstyreelektroder 16a, 16b og 16c i et farvebilledrør 15. Kredsene 14a, 14b og 14c udfører også funktioner som har forbindelse med AKB-virkemåden således som det omtales nærmere. Bil-10 ledrøret 15 er af den selvkonvergerende "in-line" elek-tronkanontype med et fælles strøm- eller-spændingsforsynet gitter 18, som hører til hver af elektronkanonerne, som omfatter katodeelektroderne 16a, 16b og 16c.with the processed luminance signals to provide low-level color image representations r, g and b. These signals are amplified and otherwise processed by circuits in video output signal processing circuits 14a, 14b and 514c respectively, which supply high-level amplified color image signals R, G and B 16b and 16c in a color image tube 15. Circuits 14a, 14b and 14c also perform functions which are connected to the AKB mode of operation as discussed in more detail. The car-10 guide tube 15 is of the self-converging "in-line" electron gun type with a common current-or-voltage grille 18, which belongs to each of the electron guns, which comprises the cathode electrodes 16a, 16b and 16c.

Eftersom udgangssignalbehandlingskredsene 14a, 15 14b og 14c er ens i denne udførelsesform, finder den efterfølgende diskussion af virkemåden af behandlingskredsen 14a også anvendelse på behandlingskredsene 14b og 14c.Since the output signal processing circuits 14a, 14b and 14c are similar in this embodiment, the subsequent discussion of the operation of the processing circuit 14a also applies to the processing circuits 14b and 14c.

Behandlingskredsen 14a indbefatter et billed-20 rørsdrivtrin, som omfatter en fællesemitterindgangstransistor 20, som modtager et videosignal r fra behandlingskredsen 12 via en indgangsmodstand 21 og en højspændingsfællesbasisudgangstransistor 22, som sammen med transistoren 20 danner en kaskodevideodrivfor-25 stærker. Højniveauvideosignal R, som er egnet til at drive billedrørskatoden 16a, frembringes over en belastningsmodstand 24 i transistoren 22's kollektorudgangs-kredsløb. En arbejdsforsyningsspænding for forstærkeren 20, 22 frembringes af en kilde for højjævnspænding, 30 B+ (eksempelvis +230 volt). Jævnstrømsnegativ tilbagekobling for drivtrinet 20, 22 tilvejebringes ved hjælp af en modstand 25. Signalforstærkningen for kaskodefor-stærkeren 20, 22 er først og fremmest bestemt af forholdet mellem værdien af tilbagekoblingsmodstanden 25 35 og værdien af indgangsmodstanden 21. Tilbagekoblings-The processing circuit 14a includes an image 20 tube drive stage which comprises a common emitter input transistor 20 which receives a video signal r from the processing circuit 12 via an input resistor 21 and a high voltage common base output transistor 22 which together with the transistor 20 forms a cache code video drive amplifier. High-level video signal R, which is suitable for operating the image tube cathode 16a, is generated over a load resistor 24 in the collector output circuit of transistor 22. A working supply voltage for the amplifier 20, 22 is generated by a source of high DC voltage, 30 B + (e.g. +230 volts). DC negative feedback for the drive step 20, 22 is provided by a resistor 25. The signal gain of the cascade amplifier 20, 22 is first and foremost determined by the ratio of the value of the feedback resistor 25 to the value of the input resistor 21.

OISLAND

88

DK 163779 BDK 163779 B

netværket tilvejebringer en egnet lav forstærkerudgangsimpedans og hjælper til at stabilisere forstærkerudgangens jævnstrøms- eller jævnspændingsarbejdsniveau.the network provides a suitable low amplifier output impedance and helps to stabilize the amplifier output DC or DC voltage level.

En affølingsmodstand 30, der er jævnstrømseller jævnspændingskoblet i serie med og mellem trans-sistorerne 20, 22 kollektor-emitterstrækninger, tjener til at' frembringe en spænding ved et kredsløbsknudepunkt A med forholdsvis lav spænding, som repræsenterer niveauet for den billedrørskatodesortstrøm, som ledes under billedrørets slukkeintervaller. Mod- 10 standen 30 fungerer sammen med modtagerens AKB-anlæg, der nu vil blive beskrevet.A dc resistor 30, DC or DC coupled in series with and between transistors 20, 22 collector-emitter lines, serves to produce a voltage at a relatively low voltage circuit node A which represents the level of the image tube cathode black current being conducted. blanking intervals. Resistor 30 works with the receiver AKB system, which will now be described.

En tidsstyringssignalgenerator 40, der indeholder logikstyrekredsløb, reagerer på periodiske horisontale synkroniseringstaktsignaler (H) og på perils odiske vertikale synkroniseringstaktsignaler (V), som begge er afledet fra modtagerens afbøjningskredsløb med henblik på at frembringe tidsstyringssignaler νβ, V Vc, Vp og VG, som styrer virkemåden af AKB-funk-20 tionen under periodiske AKB-intervaller. Hvert AKB- -interval begynder kort efter afslutningen af det vertikale tilbageløbsinterval i det vertikale slukkeinterval og omfatter flere horisontale linieintervaller, som også er beliggende i det vertikale slukkeinterval, og 25 under hvilke videosignalbilledinformation er fraværende.A timing signal generator 40 containing logic control circuits responds to periodic horizontal synchronization rate signals (H) and to peril's odd vertical synchronization rate signals (V), both derived from the receiver's deflection circuits to produce V, V, and the mode of operation of the AKB function during periodic AKB intervals. Each AKB interval begins shortly after the end of the vertical fallback interval in the vertical turn off interval and includes several horizontal line intervals which are also located in the vertical turn off interval and during which video signal image information is absent.

Disse tidsstyringssignaler er vist med kurveformerne i fig. 2.These timing signals are shown by the waveforms of FIG. 2nd

Som vist i fig. 2 omfatter tidsstyringssignalet Vg, der er et videoslukkesignal, en positiv impuls, som 30 frembringes umiddelbart efter at det vertikale tilbageløbsinterval slutter ved tidspunktet T^, som angivet ved henvisning til signalkurveformen V. Slukkesignalet Vg forekommer under AKB-intervallets varighed og tilføres en slukkestyreindgangsklemme på luminans-chrominansbe-35 handlingskredsen 12 for at forårsage at r, g og b udgangssignalerne fra behandlingskredsen 12 har et sort o 9As shown in FIG. 2, the timing control signal Vg, which is a video shutdown signal, comprises a positive impulse generated immediately after the vertical fallback interval ends at time T1, as indicated by reference to signal waveform V. The extinguishing signal Vg occurs for the duration of the AKB interval and is applied to an off control input terminal. luminance chrominance processing circuit 12 to cause the r, g and b output signals of processing circuit 12 to have a black o 9

DK 163779 BDK 163779 B

billedrepræsentativt jævnstrøms- eller jævnspændingsreferenceniveau svarende til fraværet af videosignaler.image-representative DC or DC reference level corresponding to the absence of video signals.

Dette kan udføres ved at formindske behandlingskredsen 12's signalforstærkning til i hovedsagen nul via be-handlingskredsens 12's forstærkningsstyringskredsløb som svar på signalet V_ og ved at modificere jævn-This can be accomplished by reducing the signal amplification of the processing circuit 12 to substantially zero via the amplification control circuit of the processing circuit 12 in response to the signal V

OISLAND

strøms- eller jævnspændingsniveauet for videosignalbehandlingsvejen via behandlingskredsens 12's jævnstrøms- eller jævnspændingsniveaustyringskredsløb for 10 at frembringe et sorfcilledrepræsentativt referenceniveau ved behandlingskredsen 12’s signaludgange. Tidsstyringssignalet VQ, der er en positiv gitterdrivim-puls, omfatter tre horisontale linieintervaller i det vertikale slukkeinterval. Tidsstyringssignalet Vc styrer 15 virkemåden af et fikseringskredsløb hørende til AKB--anlæggets signaleksempleringsfunktion. Tidsstyringssignalet Vg, der er et eksempieringsstyringssignal, indtræffer efter signalet Vc og tjener til at tidsstyre virkemåden af et eksemplerings- og holdekredsløb, som 2o frembringer et jævnstrøms- eller jævnspændingsformspændingsstyringssignal til styring af billedrørets katodesortstrømniveau. Signalet Vg omfatter et eksempler ingsinterval, hvis begyndelse er lidt forsinket i forhold til afslutningen af det fikseringsinterval, der 25 omfattes af signalet Vc, og hvis afslutning i hovedsagen falder sammen med afslutningen af AKB-intervallet.the current or DC voltage level of the video signal processing path via the DC or DC voltage control circuit 10 to produce a sorbent representative reference level at the signal outputs of the processing circuit 12. The timing control signal VQ, which is a positive lattice drive pulse, comprises three horizontal line intervals in the vertical off interval. The time control signal Vc controls the operation of a fixation circuit associated with the AKB system's signal sampling function. The timing control signal Vg, which is an expectation control signal, occurs after the signal Vc and serves to timing the operation of a sample and holding circuit which produces a DC or DC voltage voltage control signal for controlling the cathode current of the image tube. The signal Vg comprises an exemplary interval whose onset is slightly delayed relative to the end of the fixation interval comprised by the signal Vc and whose termination substantially coincides with the end of the AKB interval.

En negativt gående hjælpeimpuls Vp, hvis funktion vil blive beskrevet i større enkeltheder i det følgende, falder sammen med eksempleringsintervallet. De i fig. 2 30 angivne signaltidsstyringsforsinkelser Τβ er af en størrelse på omkring 200 nanosekunder.A negative-going auxiliary pulse Vp, whose function will be described in greater detail below, coincides with the sample interval. The 2 30 signal time control delays Τβ are of a size of about 200 nanoseconds.

Som vist i fig. 1 forspænder den positive impuls Vq (eksempelvis af en størrelse på +10 volt) under AKB-intervallet gitteret 18 i billedrøret i gennemgangs-35 retningen og forårsager derved at den elektronkanon, som omfatter katoden 16a og gitteret 18, forøger ledningen.As shown in FIG. 1, the positive pulse Vq (e.g., +10 volts) biases, during the AKB interval, the grid 18 in the image tube in the through direction, thereby causing the electron gun comprising the cathode 16a and the grid 18 to increase the conduction.

o 10o 10

DK 163779 BDK 163779 B

Til tidspunkter, der er forskellige fra AKB-intervallerne, tilvejebringer signalet VQ den normale, mindre positive forspænding for gitteret 18. Som svar på den positive gitterimpuls VG optræder en ensfaset, positiv strømimpuls ved katoden 16a under gitterimpulsintervallet. Amplitu-5 den af den således frembragte katodeudgangsstrømimpuls er proportional med niveauet af katodens sortstrømled-ning (typisk nogle få microampere).At times different from the AKB intervals, the signal VQ provides the normal, less positive bias for the grid 18. In response to the positive grid pulse VG, a single-phase positive current pulse occurs at the cathode 16a during the grid pulse interval. The amplitude of the cathode output current pulse thus produced is proportional to the level of the cathode black current line (typically a few microampers).

Den frembragte positive katodeudgangsimpuls op-træder ved transistoren 22's kollektor og føres til transistoren 20's basisindgang via modstanden 25 og forårsager at transistoren 20's strømledning forøges proportionalt, mens katodeimpulsen er til stede. Den forøgede strøm, der ledes af transistoren 20, forårsager 15 at en spænding frembringes over affølingsmodstanden 30.The positive cathode output pulse produced occurs at the collector of transistor 22 and is fed to the base input of transistor 20 via resistor 25, causing the current conduit of transistor 20 to increase proportionally while the cathode pulse is present. The increased current conducted by the transistor 20 causes a voltage to be generated across the sensing resistor 30.

Denne spænding har fom af en negativt gående spændingsændring, som optræder ved et affølingskredsløbsknudepunkt A, og som er proportional i størrelse med størrelsen af den sortstrømrepræsentative katodeudgangs-20 impuls. Størrelsen af spændingsændringen ved kredsløbsknudepunktet A bestemmes af produktet af værdien af modstanden 30 og størrelsen af den strøm, der flyder gennem modstanden 30.This voltage has the effect of a negative voltage change occurring at a sensing circuit node A, which is proportional to the size of the black current representative cathode output pulse. The magnitude of the voltage change at the circuit node A is determined by the product of the value of the resistor 30 and the magnitude of the current flowing through the resistor 30.

Spændingsændringen ved kredsløbsknudepunktet 25 A føres via en lille modstand 31 til et kredsløbsknudepunkt B, ved hvilket en spændingsændring V^, som i hovedsagen svarer til spændingsændringen ved kredsløbsknudepunktet A, frembringes. Kredsløbsknudepunktet B er forbundet med en forspændingsstyringsspændingsbehand-30 lingskreds 50. Kredsen 50 indbefatter en indgangskoblingskondensator 51, en fikserings- og eksemplerings-indgangsoperationsforstærker 52 (eksempelvis en operationstranskonduktansforstærker) med en tilhørende tilbagekoblingsomskifter 54, der reagerer på fikserings-35 tidsstyringssignalet Vc, og en ladningslagringskondensator 56 med en tilhørende omskifter 55, der reagerer o 11The voltage change at circuit node 25 A is applied via a small resistor 31 to a circuit node B, at which a voltage change V 1, which corresponds substantially to the voltage change at circuit node A, is produced. Circuit node B is connected to a bias control voltage processing circuit 50. Circuit 50 includes an input coupling capacitor 51, a fixing and exemplary input operation amplifier 52 (e.g. 56 with an associated switch 55 which responds o 11

DK 163779 BDK 163779 B

på eksempleringstidsstyringssignalet Vg. Den på kondensatoren 56 frembragte spænding anvendes til at tilføre et billedrørsforspændingskorrektionssignal via et kredsløb 58 og et modstandsnetværk 60/ 62, 64 til billed- rørsdrivtrinet via en forspændingsstyringsindgang ved 5 transistoren 20's basis. Kredsløbet 58 indbefatter signalomsætnings- og pufferkredsløb til at tilføre forspændingsstyringsspænding ved et egnet niveau og lav impedans i overensstemmelse med transistoren 20's for-spændingsstyringsindgangskrav.on the sample timing control signal Vg. The voltage generated on capacitor 56 is used to supply a picture tube bias correction signal via a circuit 58 and a resistor network 60/62, 64 to the picture tube drive stage via a bias control input at the base of transistor 20. Circuit 58 includes signal conversion and buffer circuits for supplying bias control voltage at a suitable level and low impedance in accordance with transistor 20 bias input requirements.

Virkemåden af anlægget i fig. 1 bliver nu nærmere omtalt under særlig henvisning til kurveformerne i fig. 2. Hjælpesignalet Vp påtrykkes kredsløbsknudepunktet B i fig. 1 via en diode 35 og et spændingsom-15 sætnings impedansnetværk omfattende modstandene 32 og 34, eksempelvis med værdier på 220 kiloohm henholdsvis 270 kiloohm. Signalet Vp har et positivt jævnspændingsniveau på omtrent +8,0 volt til ethvert tidspunkt undtagen under AKB-eksempleringsintervallet for at opret-2o holde dioden 35 ledende, således at en normal jævnspændingsforspænding frembringes ved kredsløbsknudepunktet B. Når den positive jævnspændingskomposant af signalet Vp er til stede, fikseres det fælles forbindelsespunkt mellem modstandene 32 og 34 på en spænding, 25 som er lig med den positive jævnspændingskomposant af signalet Vp, minus spændingsfaldet over dioden 35.The operation of the system of FIG. 1 is now further discussed with particular reference to the waveforms of FIG. 2. The auxiliary signal Vp is applied to the circuit node B in FIG. 1 via a diode 35 and a voltage conversion impedance network comprising resistors 32 and 34, for example, with values of 220 kilograms and 270 kilograms respectively. The signal Vp has a positive DC voltage level of approximately +8.0 volts at any time except during the AKB sample interval to maintain -2o keep the diode 35 conductive so that a normal DC voltage bias is generated at the circuit node B. When the positive DC voltage component is of the signal V present, the common connection point between resistors 32 and 34 is fixed at a voltage 25 equal to the positive DC component of signal Vp, minus the voltage drop across diode 35.

Signalet Vp fastlægger en negativt gående, mindre positiv impulskomposant med fast amplitude under AKB--eksempleringsintervallet. Dioden 35 gøres ikke-leden-30 de som svar på den negative impuls Vp, hvilket forårsager, at begge modstandene 32 og 34 forbindes mellem kredsløbsknudepunktet B og jord. Modstanden 31 forårsager en ubetydelig dæmpning af den ved kredsløbsknudepunktet A frembragte spændingsændring i forhold til den 35 tilsvarende ved kredsløbsknudepunktet B frembragte spændingsændring (V^, eftersom værdien af modstanden oThe signal Vp determines a negative-going, less positive impulse component with a fixed amplitude during the AKB sample interval. The diode 35 is rendered non-conductive in response to the negative pulse Vp, causing both resistors 32 and 34 to be connected between the circuit node B and ground. The resistor 31 causes a negligible attenuation of the voltage change produced at the circuit node A relative to the voltage change (V 1) correspondingly produced at the circuit node B, since the value of the resistance o

12 DK 163779 B12 DK 163779 B

31 (på omkring 200 ohm) er lille i forhold til værdierne af modstandene 32 og 34.31 (about 200 ohms) is small relative to the values of resistors 32 and 34.

Førend fikseringsintervallet, men under AKB--intervallet oplader den forud forekommende nominelle g jævnspænding (VN0M), som optræder med kredsløbsknudepunktet B, kondensatoren 51's positive klemme. Under fikseringsintervallet, når gitterdrivimpulsen VQ frembringes, aftager spændingen ved kredsløbsknudepunktet A som svar på impulsen VG med en værdi, som er repræsen-10 tativ for sortstrømniveauet. Dette forårsager, at spændingen ved kredsløbsknudepunktet B aftager til et niveau, som i hovedsagen er lig med vNOm”V1* Un^er fikseringsintervallet forårsager tidsstyringssignalet Vc desuden at fikseringsomskifteren 54 slutter (dvs. leder), hvor-15 ved den inverterende (-) signalindgang på forstærkeren 52 forbindes med dens udgang, hvorved forstærkeren 52 virker som en enhedsforstærkerfølgerforstærker. Til dette tidspunkt afkobles lagringskondensatoren 56 fra forstærkeren 52 via den ikke-ledende omskifter 55. Som 20 følge heraf forbindes en kilde for fast referencejævnspænding (eksempelvis +5 volt), som er påtrykt en ikke-inverterende indgang (+) på forstærkeren 52, ved tilbagekoblingsvirkning med den inverterende signalindgang på forstærkeren 52 via forstærkeren 52's udgang 25 og den ledende omskifter 54.Before the fixation interval, but during the AKB interval, the pre-existing nominal DC voltage (VN0M), which occurs with the circuit node B, charges the positive terminal of capacitor 51. During the fixation interval, when the lattice drive pulse VQ is generated, the voltage at the circuit node A in response to the pulse VG decreases with a value representative of the black current level. This causes the voltage at the circuit node B to decrease to a level substantially equal to vNOm "V1 * Un ^, the fixation interval causes the timing signal Vc to also cause the fixing switch 54 to terminate (i.e. conductor), whereby at the inverting (-) signal input on amplifier 52 is connected to its output, whereby amplifier 52 acts as a unit amplifier follower amplifier. At this point, the storage capacitor 56 is disconnected from the amplifier 52 via the nonconductive switch 55. As a result, a source of fixed reference DC voltage (e.g. +5 volts) applied to a non-inverting input (+) on the amplifier 52 is connected feedback effect with the inverting signal input of the amplifier 52 via the output 25 of the amplifier 52 and the conductive switch 54.

Under fikseringsintervallet er spændingen V3 over kondensatoren 51 således en funktion af en referenceindstillingsspænding, som er bestemt af spændingen VREF ve<^ kondensatoren 51's negative klemme og en spæn-3q ding ved kondensatorens 51's positive klemme svarende til forskellen mellem det beskrevne forud forekommende nominelle jævnspændingsniveau (VN0M) ved kredsløbsknudepunktet B og den ved kredsløbsknudepunktet B under fikseringsintervallet frembragte spændingsændring V^.Thus, during the fixation interval, voltage V3 across capacitor 51 is a function of a reference setting voltage determined by the voltage VREF of the negative terminal of capacitor 51 and a voltage at the positive terminal of capacitor 51 corresponding to the difference of the nominal DC voltage described above. VN0M) at the circuit node B and the voltage node V during the fixation interval produced voltage change V1.

35 Spændingen over kondensatoren 51 under fikseringsreferenceintervallet er således en funktion af niveauetThus, the voltage across capacitor 51 during the fixation reference interval is a function of the level

OISLAND

1313

DK 163779 BDK 163779 B

for den sortstrømrepræsentative spændingsændring , som kan variere. Spændingen V3 kan udtrykkes som (VNqm~ “V1* ”VREF *for the black current representative voltage change which may vary. Voltage V3 can be expressed as (VNqm ~ “V1 *” VREF *

Under det umiddelbart efterfølgende eksempie- ringsinterval er den positive gitterdrivimpuls V_ fra-5 » værende, hvilket forårsager at spændingen ved kredsløbsknudepunktet B vokser i positiv retning til det forud forekommende nominelle jævnspændingsniveau VNQM, som optrådte førend fikseringsintervallet. Samtidig 10 optræder den negative impuls Vp og forspænder dioden 35 i spærreretningen og ændrer kortvarigt (pertuberer) modstandene 32's, 34's normale spændingsomsætnings- og koblingsvirkning, således at spændingen ved kredsløbsknudepunktet B formindskes med en værdi V2 som angivet i 1g fig. 2. Samtidigt gøres fikseringsomskifteren 54 ikke--ledende og eksempleringsomskifteren 55 slutter (leder) som svar på signalet Vg, hvorved ladningslagringskondensatoren 56 forbindes med forstærkeren 52's udgang.During the immediately following sample interval, the positive lattice drive pulse V_ is off-5, causing the voltage at the circuit node B to increase in a positive direction to the pre-existing nominal DC voltage VNQM which occurred prior to the fixation interval. At the same time, the negative pulse Vp occurs and biases the diode 35 in the blocking direction and briefly changes (pertubes) the normal voltage conversion and coupling effect of the resistors 32, 34, so that the voltage at the circuit node B is reduced by a value V2 as indicated in Fig. 1g. 2. At the same time, the fixing switch 54 is made non-conductive and the sample switch 55 terminates (conductor) in response to the signal Vg, whereby the charge storage capacitor 56 is connected to the output of the amplifier 52.

Under eksempleringsintervallet er den på for-20 stærkeren 52's inverterende signalindgang (-) påtrykte indgangsspænding således lig med forskellen mellem spændingen ved kredsløbsknudepunktet B og spændingen over indgangskondensatoren 51. Den på forstærkeren 52 påtrykte indgangsspænding er en funktion af størrelsen af spæn-25 dingsændringen V^, som kan variere med ændringer i billed-rørets sortstrømniveau.Thus, during the sample interval, the input voltage (-) applied to the inverting signal input (-) of the amplifier 52 is equal to the difference between the voltage at the circuit node B and the voltage across the input capacitor 51. The input voltage applied to the amplifier 52 is a function of the magnitude of the voltage change , which may vary with changes in the black-stream level of the image tube.

Spændingen på udgangslagringskondensatoren 56 forbliver uændret under eksempleringsintervallet, når størrelsen af den under fikseringsintervallet frembragte 30 spændingsændring er lig med størrelsen af den under eksempleringsintervallet frembragte spændingsændring V2, hvilket angiver et korrekt billedrørsortstrømniveau.The voltage of the output storage capacitor 56 remains unchanged during the sample interval when the magnitude of the voltage change produced during the fixation interval is equal to the size of the voltage change V2 produced during the sample interval, indicating a correct image tube black current level.

Dette opnås fordi under eksempleringsintervallet vokser spændingsændringen ved kredsløbsknudepunktet B i en 35 positiv retning (fra fikseringsindstillingsreferenceniveauet) , når gitterdrivimpulsen fjernes, og spændings-This is achieved because during the sample interval, the voltage change at the circuit node B grows in a positive direction (from the fixation setting reference level) as the grid drive pulse is removed and the voltage

OISLAND

1414

DK 163779 BDK 163779 B

ændringen V2 forårsager en samtidig negativt gående spæn-dingsperturbation ved kredsløbsknudepunktet B. Når bil-ledrørsforspændingen er korrekt, har den positivt gående spændingsændring og en negativt gående spændings-5 ændring V2 ens størrelser, hvorved disse spændingsændringer indbyrdes ophæves under eksempleringsintervallet og lader spændingen ved kredsløbsknudepunktet B være uændret.the change V2 causes a simultaneous negative-going voltage perturbation at the circuit node B. When the car conductor bias is correct, the positive-going voltage change and a negative-going voltage change V2 have the same magnitudes, whereby these voltage changes are mutually canceled during the sample interval and allow the voltage at the circuit point B be unchanged.

Når størrelsen af spændingsændringen er 10 mindre end størrelsen af spændingsændringen V2, oplader forstærkeren 52 lagringskondensatoren 56 proportionalt i en retning, der forøger katodens sort-strømledning. Omvendt aflader forstærkeren 52 proportionalt lagringskondensatoren 56 med henblik på 15 at forårsage formindsket katodesortstrømledning, når størrelsen af spændingsændringen er større end størrelsen af spændingsændringen V2·When the magnitude of the voltage change is 10 smaller than the size of the voltage change V2, the amplifier 52 charges the storage capacitor 56 proportionally in a direction that increases the cathode black current line. Conversely, amplifier 52 proportionally discharges storage capacitor 56 to cause diminished cathode black current conduction when the magnitude of voltage change is greater than the magnitude of voltage change V2

Som det nærmere er vist af kurveformerne i fig. 2, antages det at amplituden "A" af spændings-20 ændringen er omtrent 3 millivolt, når katodesort-strømniveauet er korrekt og varierer over et område på nogle få millivolt (-Δ) når katodesortstrømni-veauet vokser eller aftager i forhold til det korrekte niveau, idet billedrørets driftsparametre æn-25 drer sig. Fikseringsintervallets indstillingsrefe rencespænding V2 over kondensatoren 51 varierer således med ændringer i størrelsen af spændingen V^, når katodesortstrømniveauet ændrer sig. Spændingsændringen V2 ved kredsløbsknudepunktet B har en 30 amplitude "A" på omtrent 3 millivolt, hvilket svarer til amplituden "A", som hører til spændingsændringen V^, når sortstrømniveauet er korrekt.As illustrated in more detail by the waveforms of FIG. 2, it is assumed that the amplitude "A" of the voltage change is approximately 3 millivolts when the cathode black current level is correct and varies over a range of a few millivolts (-Δ) as the cathode black current level increases or decreases with the correct one. level, as the operating parameters of the picture tube change. Thus, the setting reference voltage voltage V2 of the fixation interval across capacitor 51 varies with changes in the magnitude of voltage V ^ as the cathode black current level changes. The voltage change V2 at the circuit node B has an amplitude "A" of about 3 millivolts, which corresponds to the amplitude "A" which belongs to the voltage change V ^ when the black current level is correct.

Som angivet med kurveformet VC0R i fig. 2 forbliver spændingen ved forstærkeren 52's inver-35 terende indgang uændret under eksempleringsinterval let, når spændingerne og V2 begge har en amplitudeAs indicated by the curve-shaped VCO0 in FIG. 2, the voltage at the inverting input of amplifier 52 remains unchanged during the sample interval when the voltages and V2 both have an amplitude.

OISLAND

DK 163779 BDK 163779 B

15 "A". Som angivet med kurveformet VH vokser forstærkeren 52's indgangsspænding imidlertid med en værdi Δ, når spændingsændringen har amplituden "A +Δ" svarende til et højt sortstrømniveau. I dette til-_ fælde aflader forstærkeren 52 udgangslagringskonden- satorei 56, således at den på basis af transistoren 20 påtrykte forspændingsstyringsspænding forårsager at transistoren 22's kollektorspænding forøges, hvorved katodesortstrømmen aftager imod det korrekte ni- 10 veau*15 "A". However, as indicated by waveform VH, the input voltage of amplifier 52 increases by a value Δ when the voltage change has the amplitude "A + Δ" corresponding to a high black current level. In this case, the amplifier 52 discharges output storage capacitor 56 so that the bias control voltage applied to the transistor 20 causes the collector voltage of the transistor 22 to increase, thereby decreasing the cathode black current to the correct level.

Omvendt som angivet med kurveform VL aftager forstærkeren 52's indgangsspænding med en værdi Δ under eksempleringsintervallet, når spændingsændringen har en amplitude "A -Δ" svarende til et lavt sort-strømniveau. I dette tilfælde oplader forstærkeren 52Conversely, as indicated by waveform VL, the input voltage of the amplifier 52 decreases by a value Δ during the sample interval when the voltage change has an amplitude "A -Δ" corresponding to a low black current level. In this case, the amplifier 52 charges

i Oin Island

udgangslagringskondensatoren 56 og forårsager, at transistoren 22*s kollektorspænding aftager, hvorved katodesortstrømmen vokser henimod det korrekte niveau. I dette tilfælde kan flere eksempleringsintervaller være nød-20 vendige for at opnå det korrekte sortstrømniveau.the output storage capacitor 56 and causes the collector voltage of the transistor 22 * to decrease, thereby increasing the cathode black current towards the correct level. In this case, multiple sample intervals may be necessary to obtain the correct black current level.

Den ved kredsløbsknudepunktet B under AKB fikserings- og eksempleringsintervallerne frembragte spænding er en funktion af værdierne af modstandene 31, 32 og 34 og værdien af en udgangsimpedans ZQ, som op-25 træder ved kredsløbsknudepunktet A. Når signalet Vp fastlægger det positive jævnspændingsniveau (+8 volt) under fikseringsintervallet, spændingsfikseres det fælles forbindelsespunkt mellem modstandene 32 og 34, og en strøm, der ledes af modstanden 31 fra kredsløbs-30 knudepunktet A til kredsløbsknudepunktet B, er en funktion af værdierne af ZQ, modstanden 31 og modstanden 34. Under det efterfølgende eksempleringsinterval, når den negativt gående impulskomposant af signalet Vp er til stede, er dioden 35 ikke-ledende, og det fælles 35 forbindelsespunkt mellem modstandene 32 og 34 er ikke niveaufikseret. Til dette tidspunkt ledes en andenThe voltage produced at the circuit node B during the AKB fixation and sampling intervals is a function of the values of resistors 31, 32 and 34 and the value of an output impedance ZQ, which occurs at the circuit node A. When the signal Vp determines the positive DC voltage level (+8 volts) during the fixation interval, the common connection point between resistors 32 and 34 is fixed, and a current conducted by resistor 31 from circuit 30 node A to circuit node B is a function of the values of ZQ, resistor 31 and resistor 34. Below it subsequent sample interval, when the negative-going pulse component of signal Vp is present, the diode 35 is non-conductive and the common junction point between resistors 32 and 34 is not level-fixed. At this point, another is headed

OISLAND

1616

DK 163779 BDK 163779 B

strøm af modstanden 31 fra kredsløbsknudepunktet A til kredsløbsknudepunktet B som funktion af værdien B.current of the resistor 31 from the circuit node A to the circuit node B as a function of the value B.

af modstanden 32 foruden værdierne af Z og modstandene o s 31, 34. Den ved kredsløbsknudepunktet B som svar på den g negativt gående impulskomposant af signalet Vp frembragte spændingsændring V2 er proportional med forskellen mellem disse strømme.of the resistor 32 in addition to the values of Z and the resistors o s 31, 34. The voltage change V2 produced at the circuit node B in response to the g negative impulse component of the signal Vp is proportional to the difference between these currents.

Impedansen ZQ ved kredsløbsknudepunktet A kan variere uønsket som funktion af billedrørets katode-10 forspændingsniveau (f.eks. katodens afskæringsspændingsniveau) , som hører til det forventede korrekte katodesortstrømniveau. Modstanden 31 kompenserer for variationer i værdien af impedansen ZQ og tjener desuden til at forøge ufølsomheden af fikserings- og 15 eksempleringskredsløbene i kredsen 50 over for lokalt frembragte falske signaler såsom horisontal taktinterferens.The impedance ZQ at the circuit node A may vary undesirably as a function of the cathode-10 bias level of the image tube (e.g., the cathode cut-off voltage level), which belongs to the expected correct cathode black current level. The resistor 31 compensates for variations in the value of the impedance ZQ and further serves to increase the insensitivity of the fixation and sampling circuits in the circuit 50 to locally generated false signals such as horizontal clock interference.

Kredsløbsknudepunktet A kan opfattes som en spændingskilde i serie med den tidligere omtalte impe-20 dans ZQ. Værdien af impedansen ZQ er en funktion af værdien af affølingsmodstanden 30 divideret med en styre-sløjfeforstærkningsfaktor, der er en funktion af transistoren 20's arbejdspunkt. Transistoren 20's arbejds-punkt under AKB-intervaller er proportionalt med ka-25 todens afskæringsspænding. I praksis har det vist sig, at impedansen ZQ kan have minimum- og maksimumværdier på 30 ohm henholdsvis 50 ohm tinder korrekte sortstrømforhold. Værdien af ZQ ved punktet A kan således variere med 67% fra en minimumværdi.The circuit node A can be regarded as a voltage source in series with the previously mentioned impedance ZQ. The value of the impedance ZQ is a function of the value of the sensing resistor 30 divided by a control loop gain factor which is a function of the working point of the transistor 20. The working point of the transistor 20 during AKB intervals is proportional to the cut-off voltage of the cathode. In practice, it has been found that the impedance ZQ can have minimum and maximum values of 30 ohms and 50 ohms respectively, correct correct black current conditions. Thus, the value of ZQ at point A can vary by 67% from a minimum value.

30 Modstanden 31 kompenserer for impedansvaria tionen ved kredsløbsknudepunktet A, således at impedansvariationen ikke ødelægger den tilsigtede virkemåde af hjælpeimpulskredsløbet samt signalkilden Vp, dioden 35 og modstandene 32, 34. I dette tilfælde er 35 værdien af modstanden 31, som ikke er kritisk, omkring 200 ohm. Den samlede impedans, som kredsløbsknudepunktet A frembyder over for kredsløbsknude-The resistor 31 compensates for the impedance variation at circuit node A so that the impedance variation does not destroy the intended operation of the auxiliary pulse circuit and the signal source Vp, diode 35 and resistors 32, 34. In this case, the value of resistor 31 which is not critical is about 200. ohms. The total impedance presented by the circuit node A to the circuit node

DK 163779 BDK 163779 B

o punktet B, omfatter modstanden 31 og impedansen ZQ og varierer fra 230 ohm til 250 ohm med variationer i impedansen ZQ ved kredsløbsknudepunktet A. Følgelig er kredsløbsknudepunktet B genstand for acceptabelt 5 små impedansvariationer på mindre end 10% under kor rekte sortstrømforhold, hvilket er betydeligt mindre end den impedansvariation på 67%, som er til stede ved fravær af modstanden 31. Med andre ord, den impedans, som er til stede ved kredsløbsknudepunktet B, 10 varierer kun med -4% i forhold til en nominel værdi på 40 ohm for impedansen Z .o point B, the resistor 31 and impedance ZQ include and varies from 230 ohms to 250 ohms with variations in impedance ZQ at circuit node A. Accordingly, circuit node B is subject to an acceptable 5 small impedance variations of less than 10% under correct black current conditions, which is significant less than the 67% impedance variation present in the absence of the resistor 31. In other words, the impedance present at the circuit node B, 10 varies only by -4% relative to a nominal value of 40 ohms for impedance Z.

Modstanden 31 forøger også på fordelagtig måde ufølsomheden af fikserings- og eksempleringskredsen 50 over for falske signaler, der kan forvrænge eller 15 tilsløre den endeligt på lagringskondensatoren 56 frem bragte forspændingsstyringsspænding. Af størst interesse her er periodiske falske signaler såsom lokalt frembragte vekselstrømsinterferenssignaler, som undertiden omtales som "rasterringe". De sidstnævnte sig-20 naler forekommer periodisk ved den horisontale linie takt (omtrent 15.734 Hz) og omfatter dæmpede oscillerende impulssignaler med en middelværdi på i hovedsagen nul. Disse signaler frembringes af afbøjningskredsløb i modtageren under horisontale billedtilbageløbsinter-25 valler (dvs. indbefattende intervaller, når AKB-an- lægget arbejder) og kan kobles til AKB-anlægget via effektforsyningstilslutninger og via luminans- og chrominanssignalbehandlingskredsløbene. De falske signaler er særligt besværlige i et AKB-anlæg eftersom de 30 kan have størrelser, der er betydende i forhold til de små signaler (dvs. på omkring nogle få millivolt), der behandles af AKB-anlægget. De falske signalers indvirkning kan formindskes ved at anvende separat filtrerings- og afskærmnings teknik, men dette er et mere 35The resistor 31 also advantageously increases the insensitivity of the fixation and sampling circuit 50 to false signals which may distort or obscure the bias control voltage produced at the storage capacitor 56. Of greatest interest here are periodic false signals such as locally generated AC interference signals, sometimes referred to as "raster rings". The latter signals occur periodically at the horizontal line rate (approximately 15,734 Hz) and comprise attenuated oscillating pulse signals with a mean value of substantially zero. These signals are generated by deflection circuits in the receiver during horizontal image refill intervals (i.e., including intervals when the AKB system operates) and can be connected to the AKB system via power supply connections and via the luminance and chrominance signal processing circuits. The false signals are particularly troublesome in an AKB system since they may have sizes that are significant relative to the small signals (ie, about a few millivolts) processed by the AKB system. The effect of false signals can be diminished by using separate filtering and shielding techniques, but this is a more

OISLAND

18 DK 163779 B18 DK 163779 B

kompliceret og omkostningskrævende alternativ.complicated and costly alternative.

Den under fikseringsintervallet over fikseringskondensatoren 51 (0,12 μ£) frembragte spænding kan i betydeligt omfang påvirkes af falske signaler 5 såsom "rasterringe", som har en betydende amplitude forskellig fra nul og som indtræffer ved afslutningen af fikseringsintervallet (dvs. på det tidspunkt, når tilbagekoblingsomskifteren 54 åbner). I fravær af modstanden 31, kan kondensatoren 51 oplades til en 10 spænding, som er lig med 67% af spidsamplituden af det falske rasterringsignal, hvilket forårsager at den over kondensatoren 51 frembragte fikseringsreferencespænding fremviser en alvorlig fejl. Denne fejl formindskes betydeligt ved tilstedeværelsen af mod-15 standen 31, som det fremgår af det følgende.The voltage generated during the fixation interval over the fixation capacitor 51 (0.12 µl) can be significantly affected by false signals 5 such as "raster rings" which have a significant amplitude different from zero and occur at the end of the fixation interval (i.e. at the time when the feedback switch 54 opens). In the absence of resistor 31, capacitor 51 can be charged to a voltage equal to 67% of the peak amplitude of the false raster ring signal, causing the fixation reference voltage produced over capacitor 51 to exhibit a serious error. This error is greatly diminished by the presence of resistor 31, as will become apparent from the following.

Under fikseringsintervallet tilføres signaler, der indbefatter en jævnstrømskomposant af vekselstrøms-rasterringsignalerne, til kondensatoren 51's positive klemme via en impedans Zg (omtrent 240 ohm) svarende 20 til serieforbindelsen af impedansen Zq ved kredsløbs knudepunktet A og modstanden 31. Referencespændingen VREF tilfØres ti! kondensatoren 51*s negative klemme via en lav impedans ZA svarende til forstærkeren 52's lave udgangsimpedans, hvilken forstærker virker som 25 en spændingsfølger under fikseringsintervallet. Impe dansen ZA er betydeligt mindre end impedansen Zg.During the fixation interval, signals including a direct current component of the AC raster ring signals are applied to the positive terminal of capacitor 51 via an impedance Zg (about 240 ohms) corresponding to 20 the serial connection of the impedance Zq at circuit junction A and resistor V1. the negative terminal of capacitor 51 * via a low impedance ZA corresponding to the low output impedance of amplifier 52, which amplifier acts as a voltage follower during the fixation interval. The impedance ZA is significantly smaller than the impedance Zg.

Størrelseri af en reaktiv impedans Zc, som udvises af kondensatoren 51 ved tilstedeværelsen af de vandrette taktrasterringsignaler, er omtrent 84 ohm. Veksel-30 strømskomposanten af de falske signaler gennem kon densatoren 51 dæmpes betydeligt ved hjælp af forholdet mellem impedansen Zc og summen af impedanserne ZA, Ζ^ og Z^, således at kondensatoren 51 kan oplades til en spænding, der er lig med kun omtrent 25% af spids-35 amplituden af rasterringsignalet. Følgelig reagererThe magnitude of a reactive impedance Zc exhibited by capacitor 51 in the presence of the horizontal clock grating signals is approximately 84 ohms. The AC component of the false signals through capacitor 51 is significantly attenuated by the ratio of impedance Zc to the sum of impedances ZA, ΖΖ and Z ^, so that capacitor 51 can be charged to a voltage equal to only about 25 % of the peak amplitude of the raster ring signal. Accordingly, responding

19 DK 163779 B19 DK 163779 B

OISLAND

fikseringskondensatoren 51 mere omhyggeligt på middelværdien af signalerne fra kredsløbsknudepunktet A, og amplitudespidserne af de falske signaler har en meget mindre betydende indflydelse på den af konden-5 satoren 51 frembragte fikseringsreferencespænding.the fixation capacitor 51 more carefully on the mean value of the signals from the circuit node A, and the amplitude peaks of the false signals have a much less significant influence on the fixation reference voltage produced by the capacitor 51.

Det beskrevne anlæg frembringer automatisk en nuludgangsstrøm fra forstærkeren til lagringskondensatoren 56, når den forskellige fra nul amplitude af spændingsændringen svarer til det korrekte 10 sortstrømniveau. Følgelig kræves der ikke manuelle forudindstillede forspændingsstyreorganer til at "offsette" eksempleringsforstærkerens ledningssvar for at frembringe en nuludgangsstrøm fra forstærkeren til lagringskondensatoren, når det eksemplerede signal 15 har en størrelse, der er forskelligt fra nul for kor rekte forspændingstilstande.The described system automatically generates a zero output current from the amplifier to the storage capacitor 56 when the different from zero amplitude of the voltage change corresponds to the correct black current level. Accordingly, manual preset bias control means are not required to "offset" the sample amplifier line response to produce a zero output current from the amplifier to the storage capacitor when the exemplified signal 15 is different from zero for correct bias states.

Den beskrevne eksempleringsforstærkers indgangs-signalkoblingsarrangement, der anvender en hjælpeimpuls Vp, er fordelagtig i et anlæg, i hvilket eksemplerings-20 forstærkeren 52 omfatter en differential indgangsfor stærker, såsom en emitterkoblet differentialforstærker, som vil blive beskrevet i det følgende i forbindelse med fig. 4. En differentialforstærker af denne art har et symmetrisk indgangs-udgangssignal overføringssvar, 25 som er ulineært over en stor del af dens arbejdsområde.The input signal coupling arrangement of the exemplary amplifier described using an auxiliary pulse Vp is advantageous in a system in which the sample amplifier 52 comprises a differential input amplifier such as an emitter coupled differential amplifier, which will be described below in connection with FIG. 4. A differential amplifier of this kind has a symmetric input-output signal transfer response 25 which is non-linear over a large portion of its working range.

Differentialforstærkerens ellers symmetriske arbejdsområde kan gøres asymmetrisk dersom forstærkerens forspænding "offsettes" ved hjælp af f.eks. en manuelt indstillelig forudindstillet forspændingsstyringsorgan.The otherwise symmetrical range of the differential amplifier can be made asymmetrical if the amplifier bias is "offset" by means of e.g. a manually adjustable preset bias control means.

30 I et sådant tilfælde er det mere sandsynligt at for stærkeren frembringer et udgangssignal, der er behæftet med virkninger af støj og lignende falske signaler, eftersom den "offsatte" asymmetriske forstærkers svar kan føre til ensretning af støjen i forstærkerens 35In such a case, it is more likely for the amplifier to produce an output signal which is affected by the effects of noise and similar false signals, since the "offset" asymmetric amplifier's response may lead to rectification of the noise in the amplifier 35

DK 163779 BDK 163779 B

.. 20 0 ulineære arbejdsområde. Som følge heraf vil udgangssignal eksempi er ingen og den tilsvarende på udgangsladningslagringsorganet frembragte spænding blive forvrænget eller tilsløret af virkningerne fra den ensrettede støj... 20 0 nonlinear workspace. As a result, the output signal example is none and the corresponding voltage generated on the output charge storage means will be distorted or obscured by the effects of the unidirectional noise.

5 Det beskrevne eksempleringsarrangement med kom bineret impuls tilvejebringer også på fordelagtig måde en bekvem måde til at kompensere for indbyrdes forskellige lednings (forstærknings) karakteristikker og tilsvarende forskellige afskæringsspændinger for billed-10 rørets elektronkanoner som følge af f.eks. billedrørets fremstillingstolerancer. Dette aspekt af den beskrevne opstilling er omtalt i enkeltheder i US patentskrift nr. 4 484 226 og omtalt i korthed nedenfor.The combined combined pulse exemplary arrangement described also advantageously provides a convenient way of compensating for different wiring (gain) characteristics and correspondingly different cut-off voltages for the electron tubes of the image tube as a result of e.g. picture tube manufacturing tolerances. This aspect of the described arrangement is discussed in detail in U.S. Patent No. 4,484,226 and briefly discussed below.

Når billedrørets elektronkanoner er identiske 15 og derved har samme ledningskarakteristikker, vil de lede ens sortniveaustrømme og have ens afskæringsspændinger (dvs. gitter-katodespænding). I praksis har elektronkanonerne imidlertid indbyrdes forskellige ledningskarakteristikker. I det .sidstnævnte tilfælde an-20 tages de forskellige strømme, som ledes af elektronkanonerne, at være de korrekte sortniveaustrømme, hvorved AKB-anlægget bør forblive uvirksomt og ikke bør ændre billedrørsforspændingen selv om elektronkanonerne har indbyrdes forskellige sortstrømniveauer og indbyr-25 des forskellige tilhørende afskæringsspændinger.When the image tube's electron cannons are identical and thus have the same wiring characteristics, they will conduct similar black-level currents and have similar cut-off voltages (i.e., grid-cathode voltage). In practice, however, the electron guns have different conduction characteristics. In the latter case, the different currents led by the electron cannons are assumed to be the correct black-level currents, whereby the AKB system should remain inactive and should not change the image tube bias even though the electron cannons have different black current levels and mutually different ones. cutoff.

Dette resultat opnås med den beskrevne opstilling, eftersom størrelsen af den ved kredsløbsknudepunktet B frembragte spændingsændring V2 er lineært proportional med jævnspændingskomposanten, som optræder 30 ved kredsløbsknudepunktet A. Denne jævnspændingskom- posant er proportional med katodens afskæringsspænding, således som den er fastlagt af jævnspændingskomposanten ved drivtransistoren 22's udgang, svarende til katode- 35 o spændingen, under AKB-intervallet (idet der ses bort fra virkningen af den fremkaldte katodeudgangsstrømimpuls, som er frembragt som svar på den positive gitterdrev-impuls VG). Dersom de tre billedrørelektronkanoner 5 således har indbyrdes forskellige strømme og afskærings- spændinger svarende til begyndelsessortniveauindstillings-tilstande, har den spændingsændring V2 som hører til signalbehandlingskredsene 14a, 14b henholdsvis 14c hver forskellig størrelse, selv om hver er afledet fra et fælles 10 signal Vp. De forskellige størrelser af spændingsæn dringerne V2 er en funktion af de forskellige afskæringsspændinger, således som de er fastlagt ved jævnspændings-komposanterne af de forskellige størrelser, som er frembragt ved kredsløbsknudepunktet A. De forskellige stør-15 reiser af spændingsændringerne V2 har en sådan værdi, at · for den tilhørende AKB-styresløjfe ændrer den ved kredsløbsknudepunktet B frembragte spænding sig ikke, når spændingsændringerne V1 og V2 kombineres, således at hver AKB-styresløjfe forbliver uvirksom. AKB-styresløjferne 20 forbliver uvirksomme indtil de til at begynde med fast lagte sortniveauelektronkanonstrømme ændrer sig som følge af en ændring i billedrørets driftsparametre som følge af billedrørets ældning eller temperaturvirkninger.This result is obtained with the described arrangement, since the magnitude of the voltage change V2 produced at the circuit node B is linearly proportional to the DC component which occurs at the junction A. 22 output, corresponding to the cathode 35 voltage, during the AKB interval (disregarding the effect of the evoked cathode output current pulse produced in response to the positive lattice drive pulse VG). Thus, if the three image tube electron cannons 5 have mutually different currents and cut-off voltages corresponding to initial sort level setting states, the voltage change V2 belonging to the signal processing circuits 14a, 14b and 14c, respectively, each has different sizes, although each is derived from a common 10 signal Vp. The different sizes of the voltage changes V2 are a function of the different cut-off voltages as determined by the DC components of the different sizes produced at the circuit node A. The different magnitudes of the voltage changes V2 have such a value. · for the associated AKB control loop, the voltage generated at the circuit node B does not change when the voltage changes V1 and V2 are combined, so that each AKB control loop remains inoperative. The AKB control loops 20 remain inactive until initially, with fixed black-level electron gun currents, change as a result of a change in the operating tube's parameters due to the aging of the picture tube or temperature effects.

I nogle AKB-anlæg kan det være ønskeligt at frem-25 bringe den sortstrømrepræsentative spændingsændring under eksempleringsintervallet i stedet for under det forudgående fikseringsinterval som tidligere beskrevet.In some AKB systems, it may be desirable to produce the black current representative voltage change during the sample interval instead of the prior fixation interval as previously described.

I et sådant alternativt anlæg tidsstyres gitterdrivim-pulsen VG, således at den indtræffer under eksemple-30 ringsintervallet, og signaltidsstyringssammenhæng som vist med kurveformerne i fig. 3 kan benyttes. I et sådant anlæg forbliver tidsstyringen af signalerne V, Η, νβ, Vg og Vc uændrede.In such an alternative system, the lattice drive pulse VG is timed to occur during the sample interval and signal timing control as shown by the waveforms of FIG. 3 can be used. In such a system, the timing of the signals V, Η, νβ, Vg and Vc remains unchanged.

Kurveformer for det alternative anlæg er vist i 35 fig. 3. En positiv gitterdrivimpuls V'G og en positivWaveforms for the alternative plant are shown in FIG. 3. A positive lattice drive pulse V'G and a positive

OISLAND

22 DK 163779 B22 DK 163779 B

hjælpeimpuls V'p sammenfalder under eksempleringsintervallet. Under det indledende fikseringsinterval er "indstillingsreferenceniveauet" en funktion af den jævnspænding, som herefter optræder ved kredsløbsknudepunkter-5 ne A og B. Under det efterfølgende eksempleringsinterval, har spændingsændringen V'^ en amplitude "A", når sort-strømniveauet er korrekt, en amplitude A +Δ, når sort-strømniveauet er lavt, og en amplitude A-Λ, når sort-strømniveauet er højt. Spændingsændringen V'^ summeres 10 under eksempleringsintervallet med en spændingsændring V'2 med en amplitude "A". Når sortstrømniveauet således er korrekt, ophæver spændingsændringen V ^ spændingsændringen V'2/ eftersom begge herefter har samme amplitude "A", men indbyrdes modsat polaritet. Den herefter 15 fra kredsløbsknudepunktet B på fikseringskondensatoren 51 påtrykte spænding er derfor den samme som det fra kredsløbsknudepunktet B under det forudgående fikseringsinterval påtrykte referenceniveau, hvorved forstærkeren 52's indgangsspænding ikke ændrer sig under eksemplerings-20 intervallet, som angivet med signalkurveformen VCQR for den korrekte strømtilstand. Lagringskondensatoren 56 hverken oplades eller aflades således af udgangsstrømmen fra forstærkeren 52. For dette alternative anlæg kan spændingsændringen V'2 frembringes ved kredsløbsknude-25 punktet B ved selektivt at portstyre en spændingsdelt udgave af en positiv impuls V'p til kredsløbsknudepunktet B under eksempleringsintervallerne.auxiliary pulse V'p coincides during the sample interval. During the initial fixing interval, the "setting reference level" is a function of the DC voltage then occurring at circuit nodes A and B. During the subsequent sample interval, the voltage change V '' has an amplitude "A" when the black current level is correct. amplitude A + Δ when the black current level is low and an amplitude A-Λ when the black current level is high. The voltage change V '^ is summed 10 during the sample interval with a voltage change V'2 having an amplitude "A". Thus, when the black current level is correct, the voltage change V ^ cancels the voltage change V'2 / since both then have the same amplitude "A" but mutually opposite polarity. Therefore, the voltage applied thereafter from the circuit node B of the fixation capacitor 51 is the same as the voltage level applied from the circuit node B during the preceding fixing interval, whereby the input voltage of the amplifier 52 does not change during the sample current current range, as indicated by the signal curve current. The storage capacitor 56 is neither charged nor discharged by the output current of the amplifier 52. For this alternative system, the voltage change V'2 can be produced at circuit node B by selectively gate a voltage divided version of a positive pulse V'p to the circuit node B during the sample.

Det under fikseringsintervallet frembragte fikseringsreferenceniveau for tilstande med lav og høj 30 sortstrøm er det samme som det fikseringsreferenceniveau, der er frembragt, når sortstrømniveauet er korrekt. I tilfælde med høj sortstrøm ophæver spændingsændringerne V’^ og V'2 imidlertid ikke hinanden fuldstændigt under eksempleringsintervallet, og forstærkeren 52's ind-35 gangsspænding vokser med en værdi A under eksemplerings- o intervallet (kurveform VR). Omvendt medfører en tilstand med sortstrøm til ufuldstændig ophævelse, hvorved forstærkeren 52's indgangsspænding aftager med en værdi Δ under eksempleringsintervallet (kurveform V^).The fixing reference level produced during the fusing interval for low and high 30 black current modes is the same as the fixing reference level produced when the black current level is correct. However, in high black currents, the voltage changes V 'and V'2 do not completely cancel each other during the sample interval, and the input voltage of the amplifier 52 increases by a value A during the sample o interval (waveform VR). Conversely, a black-current state results in incomplete cancellation, whereby the input voltage of amplifier 52 decreases by a value Δ during the sample interval (waveform V ^).

5 Fig. 4 viser kredsløbsenkeltheder for signal fikserings- og eksempleringskredsen 50 i fig. 1, i hvilket tilsvarende enkeltdele er identificeret med samme henvisningsbetegnelse.FIG. 4 shows circuit details for the signal fixing and sampling circuit 50 of FIG. 1, in which corresponding individual parts are identified by the same reference numeral.

Som vist i fig. 4 omfatter forstærkeren 52 en 10 operationstranskonduktansforstærker, i hvilken frem bringes en udgangsstrøm som funktion af produktet af forstærkerens indgangsspænding og forstærkerens transkonduktans (gm). Forstærkeren 52 indbefatter emitter-koblede transistorer 66, 68, som er indrettet som en 15 differentialforstærker, samt et strømgentager ("spejl") netværk, der indbefatter en som diode forbundet transistor 71 og en transistor 74, som er indrettet i transistoren 68’s kollektorkredsløb som vist. En første konstantstrømkilde indbefatter en i lederetningen for-20 spændt transistor 69, og en modstand R tilvejebringer en arbejdsstrøm I for transistorerne 66, 68. En anden konstantstrømkilde indbefatter en i lederetningen forspændt transistor 75, og en modstand 2R tilvejebringer en arbejdsstrøm 1/2 for transistoren 74. Jævn-25 spændingsreferencespændingskilden er påtrykt forstærkeren 52's ikke-inverterende indgang ved transistoren 68's basis. Det indgangssignal, der skal eksempleres (og som er afledet fra kredsløbsknudepunktet B i fig. 1), påtrykkes via indgangskondensatoren 51 på 30 forstærkeren 52*s inverterende indgang ved transi storen 66 basis.As shown in FIG. 4, the amplifier 52 comprises an operational transconductance amplifier, in which an output current is produced as a function of the product of the amplifier input voltage and the amplifier transconductance (gm). Amplifier 52 includes emitter-coupled transistors 66, 68 which are arranged as a differential amplifier, and a current repeater ("mirror") network including a diode-connected transistor 71 and a transistor 74 arranged in the collector circuit of transistor 68 as shown. A first constant current source includes a transistor 69 which is biased in the conductor, and a resistor R provides a working current I for the transistors 66, 68. A second constant current source includes a biased transistor 75 and a resistor 2R provides a 1/2 transistor 74. The DC voltage source reference voltage is applied to the non-inverting input of amplifier 52 at the base of transistor 68. The input signal to be sampled (and derived from the circuit node B in Fig. 1) is applied via the input capacitor 51 on the inverting input of the amplifier 52 * at the transistor 66 base.

Under AKB-fikseringsintervallet er transistoren 68's kollektor forbundet med indgangskondensatoren 51 via den som diode forbundne transistor 71, transisto-35 ren 74 og en ledende omskifter 54, så at der dannesDuring the AKB fixation interval, the collector of transistor 68 is connected to the input capacitor 51 via the diode connected transistor 71, transistor 74 and a conductive switch 54 to form

OISLAND

24 DK 163779 B24 DK 163779 B

en negativ tilbagekoblingsstrømvej. X dette tidsrum er lagringskondensatoren 56 afkoblet fra forstærkeren 52 via den ikke-ledende omskifter 55. Indgangskondensatoren 51 oplades via de af transistorerne 68, 71 5 og 74 ledede strømme som funktion af V^pp og det her efter på kondensatoren 51's indgang fra kredsløbsknudepunktet B i fig. 1 påtrykte potential. Denne opladning fortsætter indtil transistorerne 66's og 68's basisspændinger er i hovedsagen ens (dvs. forstærkeren 52's 10 differentialindgangsspænding er i hovedsagen nul).a negative feedback current path. X this time, the storage capacitor 56 is decoupled from the amplifier 52 via the non-conductive switch 55. The input capacitor 51 is charged via the currents conducted by transistors 68, 71 5 and 74 as a function of V in FIG. 1 applied potential. This charge continues until the base voltages of transistors 66 and 68 are substantially equal (i.e., the differential input voltage of amplifier 52 is substantially zero).

Strømmen I fra strømkildetransistoren 69 fordeles herefter ens mellem transistorerne 66 og 68, hvorved transistorerne 68's og 74's kollektorstrømme er lig med den kollektorstrøm (1/2), som ledes af transistoren 15 75. Derfor flyder hele den kollektorstrøm, som ledes af transistoren 74, som kollektorstrøm i transistoren 75. Den beskrevne strømtilbagekoblingsvej antager en nulstrømstilstand førend afslutningen af eksemplerings-intervallet, til hvilket tidspunkt transistoren 75 20 "dræner" hele ko11ektorstrømmen fra transistoren 74 og en nultilbagekoblingsstrøm flyder til indgangstransistoren 66's basis.The current I of the current source transistor 69 is then distributed equally between transistors 66 and 68, whereby the collector currents of transistors 68 and 74 are equal to the collector current (1/2) conducted by transistor 15 75. Therefore, all of the collector current which is conducted by transistor 74 flows. as the collector current in transistor 75. The described current feedback path assumes a zero current state prior to the end of the sample interval, at which time transistor 75 20 "drains" all the collector current from transistor 74 and a zero feedback current flows to the base of input transistor 66.

Under det efterfølgende AKB-eksempleringsinter-val gøres omskifteren 54 ikke-ledende, og omskifteren 25 55 leder således at lagringskondensatoren 56 forbindes med forstærkeren 52's udgang. Den forud forekommende ladning på kondensatoren 56 forbliver uændret medmindre det på kondensatoren 51 påtrykte indgangssignalDuring the subsequent AKB sample interval, switch 54 is rendered nonconductive and switch 25 55 conducts such that storage capacitor 56 is connected to the output of amplifier 52. The current charge on capacitor 56 remains unchanged unless the input signal applied to capacitor 51

er tilstrækkelig til at ændre transistorerne 66·'s, 68's SOis sufficient to change the transistors 66 · s, 68’s SO

balancerede basisforspænding, således som det er fastlagt under det forudgående fikseringsinterval. Når spændingsændringen således har amplituden "A" svarende til en korrekt sortniveaustrømtilstand, forbliver indgangsspændingen til transistoren 66 uændret som angivet 35 o med kurveformenVC0R i fig. 2. Følgelig forbliver transistorerne 66’s, 68's balancerede indgangsforspænding og ladningen på udgangslagringskondensatoren 56 uændret. Når sortstrømniveauet er ukorrekt, således at transi-5 storen 66's indgangsspænding foranlediges til at voksebalanced base bias, as determined during the prior fixation interval. Thus, when the voltage change has the amplitude "A" corresponding to a correct black level current state, the input voltage of the transistor 66 remains unchanged as indicated by 35 ° with the waveform VC0R of FIG. 2. Consequently, the balanced input bias of transistors 66, 68, and the output of output storage capacitor 56 remain unchanged. When the black current level is incorrect, so that the input voltage of transistor 66 causes the input voltage to grow

som vist med kurveformenVH i fig. 2, aftager de strømme, som ledes af transistorerne 68, 71 og 74. Lagringskondensatoren 56 aflades via transistoren 75 med en værdi, som er proportional med transistoren 74's formindskede 10 ledning som svar på den forøgede indgangsspænding. Ias shown by the waveform VH in FIG. 2, the currents conducted by the transistors 68, 71 and 74 decrease. The storage capacitor 56 is discharged via the transistor 75 with a value proportional to the diminished 10 wire of the transistor 74 in response to the increased input voltage. IN

dette tilfælde virker transistoren 75 som et strømdræn hvad afladning af lagringskondensatoren 56 angår. Tilsvarende forårsager en formindskelse af den på transistorens 66 påtrykte indgangsspænding (som angivet 15 med kurveform i fig. 2) en tilsvarende forøgelse af udgangstransistoren 74's kollektorstrøm. Lagringskondensatoren 56 oplader via transistoren 74 som svar på denne forøgede strømledning, hvorved spændingen på kondensatoren 56 vokser. I dette tilfælde virker tran-20 sistoren 74 som en strømkilde for ladningskondensatoren 56.in this case, transistor 75 acts as a current drain for discharge of storage capacitor 56. Similarly, a decrease in the input voltage applied to transistor 66 (as indicated by waveform 15 in Fig. 2) causes a corresponding increase in the output current of the output transistor 74. The storage capacitor 56 charges via transistor 74 in response to this increased current line, thereby increasing the voltage of capacitor 56. In this case, the transistor 74 acts as a power source for the charge capacitor 56.

Fig. 5 viser et blokdiagram over en logikopstilling for tidsstyringssignalgeneratoren 40 i fig. 1. En binært tæller 90 indbefatter KLOK- og TILBAGESTILLINGS-25 indgange, som reagerer på et horisontalt signal H hen holdsvis et vertikalt signal V, en UVIRKSOM - indgang samt binære udgange Q^-Q^, Tælleren 90 tilbagestilles som svar på den positive impulsdel af signalet V (se fig. 2), som forekommer under det vertikale tilbage-30 løbs interval. Udgangene Qj-Q4 har alle et lavt logisk niveau (0000), mens TILBAGESTILLINGS-indgangen er positiv under det vertikale tilbageløbsinterval. Under dette tidsrum reagerer tælleren 90 ikke på horisontale taktklokimpulser H.FIG. 5 is a block diagram of a logic array for the timing signal generator 40 of FIG. 1. A binary counter 90 includes CLOCK and RESET 25 inputs responding to a horizontal signal H, respectively a vertical signal V, an INPUT input, and binary outputs Q ^ -Q ^, Counter 90 being reset in response to the positive impulse portion of signal V (see Fig. 2) occurring during the vertical reflux interval. The outputs Qj-Q4 all have a low logic level (0000), while the RESET input is positive during the vertical fallback interval. During this time, the counter 90 does not respond to horizontal clock clock pulses H.

35 o35 o

26 DK 163779 B26 DK 163779 B

En kombinationslogikopstilling 92 (eksempelvis indbefattende et antal logikporte) overvåger de binære tilstande af tælleren 90's udgange ved hjælp af indgangene A-D. Ved afslutningen af det 5 vertikale tilbageløbsinterval til tidspunktet T1 gøres tælleren 90 virksom. Logiktilstandene af tælleren 90's udgange ændrer sig for at angive et binært tal svarende til antallet af klokimpulser H, som indtræffer efter afslutningen af det vertikale 10 tilbageløbsinterval.A combination logic array 92 (for example, including a plurality of logic gates) monitors the binary states of the counter 90's outputs by means of the inputs A-D. At the end of the 5 vertical reflux interval to time T1, the counter is operated 90. The logic states of the counter 90's outputs change to indicate a binary number corresponding to the number of clock pulses H occurring after the end of the vertical 10 reflux interval.

En logikudgang F fra opstillingen 92 frembringer et højt ("l") logikniveau under det interval, som omfatter den anden til den ottende klokim-puls H, ved at afføle den forventede tilstand for 15 tællerudgangene Q^-Q^ under dette interval. Dette signal forsinkes af en forsinkelseskreds 93 for at frembringe en forsinkelse Τβ, hvorved AKB-tidssty-ringssignalet νβ frembringes ved forsinkelseskredsen 93's udgang. Den af kredsen 93 frembragte forsinkelse 20 kan f.eks. frembringes ved hjælp af et antal serie forbundne logikporte, som hver for sig tilvejebringer en given forsinkelse.A logic output F from array 92 produces a high ("1") logic level below the range comprising the second to the eighth clock pulse H by sensing the expected state of the 15 counter outputs Q 1 -Q 2 during this interval. This signal is delayed by a delay circuit 93 to produce a delay Τβ, whereby the AKB timing control signal νβ is generated at the output of the delay circuit 93. The delay 20 produced by the circuit 93 can e.g. are generated by a plurality of series of connected logic gates, each of which provides a given delay.

Tidsstyringssignalet Vc frembringes ved opstillingen 92's udgang 6 under det interval, der ind-25 befatter den tredje til den femte klokimpuls H fra afslutningen af det vertikale tilbageløbsinterval. Dette signal forsinkes med en værdi via en kreds 94 og niveauforskydes via en kreds 95 for at frembringe git-terdrivimpulsen V^. Niveauforskydningskredsen 95 (ek-30 sempelvis en spændingsomsætter) tjener til at frem bringe signalet VQ med en amplitude, som er egnet til at drive billedrørets gitterelektrode.The timing control signal Vc is generated at the output 6 of the array 92 during the interval including the third to fifth clock pulses H from the end of the vertical fallback interval. This signal is delayed by a value via a circuit 94 and level offset via a circuit 95 to produce the lattice drive pulse V1. The level offset circuit 95 (e.g., a voltage converter) serves to generate the signal VQ at an amplitude suitable for driving the grating electrode of the image tube.

35 o35 o

En logikudgang H fra opstillingen 92 frembringer et højt ("1") logisk niveau under det interval, der omfatter den sjette til den ottende klokimpuls H fra afslutningen af det vertikale tilbageløbsinterval. Kred-5 sen 96 forsinker dette signal med en værdi TD for at frembringe tidsstyringssignalet Vg. Hjælpeimpulsen Vp afledes fra signalet Vg ved hjælp af en signalinverter 98 og en niveauforskydningskreds 99, hvilken sidstnævnte tjener til at frembringe en impulsamplitude, som er 10 egnet til påtrykning på modstandsnetværket 32, 34 i fig. 1. Udgangen E fra opstillingen 92 tilvejebringer et styresignal til tælleren 90's UVIRKSOM - indgang efter afslutningen af AKB-intervallet (dvs. ved begyndelsen af den niende klokimpuls H) for at hindre 15 tælleprocessen.A logic output H from array 92 produces a high ("1") logic level below the range comprising the sixth to the eighth clock pulse H from the end of the vertical relapse interval. Circuit 96 delays this signal by a value TD to produce the timing signal Vg. The auxiliary pulse Vp is derived from the signal Vg by means of a signal inverter 98 and a level offset circuit 99, the latter of which serves to produce an impulse amplitude suitable for application to the resistance network 32, 34 in FIG. 1. The output E of the array 92 provides a control signal to the counter 90 of the counter 90 input at the end of the AKB interval (i.e., at the beginning of the ninth clock pulse H) to impede the counting process.

20 25 30 3520 25 30 35

Claims (15)

1. Kredsløb til automatisk forspændingsstyring, hvilket kredsløb indgår i et videosignalbehandlingsanlæg, der indbefatter et billedgengivende organ, som reagerer på vi-5 deosignaler, der tilføres dettes intensitetsstyreelektrode, hvilket kredsløb indbefatter a) et organ (30) til at aflede et signal, som er repræsentativt for det sortstrømniveau, som ledes af intensitetsstyreelektroden under videosignalbilledslukkeinter- 10 valler, hvilket afledede signal har en størrelse, som er forskellig fra 0, når sortstrømniveauet er korrekt, b) et informationslagringsorgan (56), c) et forstærkerorgan (52) med en signalindgang og en udgang, som er.forbundet med lagringsorganet, til 15 at modificere det i lagringsorganet lagrede signal som svar på påtrykte indgangssignaler, d) et indgangssignalkoblingsorgan (31) til at koble det afledede signal til forstærkerindgangen, e) et organ (99) til tilvejebringelse af et hjælpe-20 signal (V, V9) til indgangssignalkoblingsorganet med en størrelse og retning, der i hovedsagen negerer det afledede signal, når størrelsen af det afledede signal er repræsentativt for et korrekt sortstrømniveau, og f) et organ (58) til at tilføre en forspændings- 25 korrektionsspænding, som er afledt fra lagringsorganet, til det billedgengivende organ for at opretholde et korrekt sortstrømniveau, kendetegnet ved, at det afledede repræsentative signal er en signalimpuls 30 med en impulsstørrelse (A+L), der repræsenterer sortstrømsniveauet, og at hjælpesignalet er en hjælpesignalimpuls med en sådan impulsstørrelse (A), at denne i hovedsagen negerer den afledede signalimpuls, når størrelsen af denne afledede signalimpuls er repræsentativ for et korrekt 35 sortstrømsniveau (Δ=0). O DK 163779 BAn automatic bias control circuit comprising a video signal processing system including an image reproducing means responsive to video signals applied to its intensity control electrode, including a means (30) for transmitting a signal which is representative of the black current level conducted by the intensity control electrode during video signal image closing intervals, which derived signal has a magnitude different from 0 when the black current level is correct, b) an information storage means (56), c) an amplifier means (52) with a signal input and an output associated with the storage means for modifying the signal stored in the storage means in response to printed input signals; d) an input signal coupling means (31) for coupling the derived signal to the amplifier input; e) a means (99 ) to provide an auxiliary signal (V, V9) to the input signal coupling means with e. n magnitude and direction substantially negating the derived signal when the size of the derived signal is representative of a correct black current level, and f) a means (58) for applying a bias correction voltage derived from the storage means to the image reproducing means for maintaining a correct black current level, characterized in that the derived representative signal is a signal pulse 30 having a pulse size (A + L) representing the black current level, and that the auxiliary signal is an auxiliary signal pulse with such a pulse size (A) that this generally negates the derived signal pulse when the magnitude of this derived signal pulse is representative of a correct black current level (Δ = 0). O DK 163779 B 2. Kredsløb ifølge krav 1, kendetegne t ved, at a) impedansorganer (32, 34) er forbundet med indgangssignalkoblingsorganet for at fastlægge en for- 5 spænding for indgangssignalkoblingsorganet ved til stedeværelse af det afledede signal, og b) hjælpesignalet (Vp, V2) påtrykkes impedansorganerne for at modificere den fastlagte forspænding med en retning, der frembringer det negerede for- 10 stærkersvar.Circuit according to claim 1, characterized in that a) impedance means (32, 34) are connected to the input signal coupling means to determine a voltage of the input signal coupling means at the location of the derived signal, and b) the auxiliary signal (Vp, V2 ) is applied to the impedance means to modify the predetermined bias in a direction which produces the negated gain response. 3. Kredsløb ifølge krav 1, kendetegnet ved, at hjælpesignalet (Vp, ophæver det afledede signal i indgangssignalvejen for at frembringe det negerede forstærkersvar.Circuit according to claim 1, characterized in that the auxiliary signal (Vp) cancels the derived signal in the input signal path to produce the negated amplifier response. 4. Kredsløb ifølge krav 3, kendetegnet ved, at det afledede (V^) og hjælpe (V2) signalet omfatter koinsidensimpulser med indbyrdes modsat polaritet og i hovedsagen ens størrelse, når det afledede signal er repræsentativt for et korrekt sortstrømniveau.Circuit according to claim 3, characterized in that the derived (V 1) and the auxiliary (V 2) signal comprise coincidence pulses of mutually opposite polarity and substantially the same size when the derived signal is representative of a correct black current level. 5. Kredsløb ifølge krav 1, kendetegnet ved, at hjælpesignalet (V2) har en størrelse, som er proportional med en jævnspændingskomposant, som er bestemt af intensitetsstyreelektroden under slukkeintervallerne .Circuit according to claim 1, characterized in that the auxiliary signal (V2) has a magnitude proportional to a DC voltage component determined by the intensity control electrode during the switching intervals. 6. Kredsløb ifølge krav 1,kendetegnet ved, a) et fikseringsorgan (51), som er forbundet med indgangssignalkoblingsorganet ved nævnte forstærkerindgang , 30 b) omskifterorganer (54, 55), som er forbundet med forstærkerudgangen, med fikseringsorganet og med lagringsorganet, c) et organ (92) til at gøre omskifterorganerne virksomme under et begyndelsesfikseringsinterval for 35 O DK 163779 B (1) at fiksere forstærkerindgangen til en referencespænding som svar på en referencekilde, der er forbundet med forstærkerindgangen under fikseringsintervallet og (2) for at afkoble forstærkerudgangen fra 5 lagringsorganet, og for at gøre omskiftningsorganerne virksomme under et efterfølgende eksempleringsinterval for (3) at frigøre forstærkerindgangen fra fikseringen og (4) at forbinde forstærkerudgangen med lagringsorganet, 10 d) at det afledede sortstrømrepræsentative signal frembringes under fikseringsintervallet og føres til fikseringsorganet, således at referencespændingen, til hvilken forstærkerindgangen fiksereres, yderligere er en funktion af størrelsen af det af- 15 ledede signal, og e) at hjælpesignalet (Vp) frembringes under det efterfølgende eksempleringsinterval.Circuit according to claim 1, characterized in: a) a fixing means (51) connected to the input signal coupling means at said amplifier input, b) switching means (54, 55) connected to the amplifier output, to the fixing means and to the storage means, c a means (92) for activating the switching means during an initial fixation interval for (1) fixing the amplifier input to a reference voltage in response to a reference source associated with the amplifier input during the fixation interval and (2) decoupling the amplifier output from the storage means, and to activate the switching means during a subsequent sample interval to (3) release the amplifier input from the fixation and (4) connect the amplifier output to the storage means, 10 d) generate the derived black current representative signal during the fixation interval and be fed to the fixation means to referencep voltage break, to which the amplifier input fiksereres, further is a function of the size of the loading controlled signal 15, and e) the auxiliary signal (V p) generated during the succeeding sampling interval. 7. Kredsløb ifølge krav 6, kendetegnet ved, at 20 a) det billedgengivende organ er et billed- rør (15), der indbefatter en elektronkanon, som omfatter en gitterelektrode (18) og en tilhørende katodeintensitetsstyreelektrode (16a), b) det automatiske forspændingsstyringskreds- 25 løb yderligere indbefatter et organ (40) til at for spænde billedrørets elektronkanon under fikseringsintervallet for at frembringe et katodeudgangssignal med en størrelse, der er proportional med katodesort-strømniveauet, og 30 c) afledningsorganet (30) afleder det perio diske repræsentative signal fra det frembragte katodeudgangssignal . 35 DK 163779 B oCircuit according to claim 6, characterized in that 20 a) the image reproducing means is an image tube (15) including an electron gun comprising a grating electrode (18) and an associated cathode intensity control electrode (16a), b) the automatic the bias control circuit further includes a means (40) for biasing the electron tube of the image tube during the fixation interval to produce a cathode output signal of a magnitude proportional to the cathode black current level, and (c) the lead means (30) deriving the periodic representative signal. from the cathode output signal produced. 35 DK 163779 B o 8. Kredsløb ifølge krav 1, kendetegnet ved, a) et fikseringsorgan (51), som er forbundet med indgangssignalkoblingsorganet ved forstærkerindgangen, 5 b) omskiftningsorganer (54, 55), som er for bundet med forstærkerudgangen, med fikseringsorganet og med lagringsorganet, c) et organ (92) til at gøre omskiftningsorganerne virksomme under et begyndelsesfikseringsin- 10 terval for (1) at fiksere forstærkerindgangen til en referencespænding som svar på en referencekilde, som er forbundet med forstærkerindgangen under fikseringsintervallet og (2) for at afkoble forstærkerudgangen fra lagringsorganet, og for at gøre omskiftningsor-15 ganerne virksomme under et efterfølgende eksemple- ringsinterval for (3) at frigøre forstærkerindgangen fra fikseringen og (4) at forbinde forstærkerudgangen med lagringsorganet, og d) at det afledede sortstrømrepræsentative sig- 20 nal og hjælpesignalet begge frembringes under eksem- pleringsintervallet.Circuit according to claim 1, characterized in: a) a fixing means (51) connected to the input signal coupling means at the amplifier input, b) switching means (54, 55) which are connected to the amplifier output, with the fixing means and with the storage means, c a means (92) for activating the switching means during an initial fixation interval to (1) fix the amplifier input to a reference voltage in response to a reference source associated with the amplifier input during the fixation interval and (2) to decouple the amplifier output from the storage means. and to activate the switching means during a subsequent sample interval to (3) release the amplifier input from the fixation and (4) connect the amplifier output to the storage means, and d) generate the derived black current representative signal and the auxiliary signal. during the sample interval. 9. Kredsløb ifølge krav 6 eller 8, kendetegnet ved, at a) fikseringsorganet omfatter en kondensator 25 (51) til at føre signaler fra indgangskoblingsorganet til forstærkerindgangen, og b) hjælpesignalet (Vp, V2) har en størrelse og retning til at opretholde spændingen ved forstærkerindgangen i hovedsagen uændret, når størrelsen· af det ΟΛ afledede signal er repræsentativt for et korrekt sort-strømniveau.Circuit according to claim 6 or 8, characterized in that a) the fixing means comprises a capacitor 25 (51) for transmitting signals from the input coupling means to the amplifier input, and b) the auxiliary signal (Vp, V2) has a magnitude and direction for maintaining the voltage. at the amplifier input is essentially unchanged when the magnitude · of the ΟΛ derived signal is representative of a correct black current level. 10. Kredsløb ifølge krav 9, kendetegnet ved, at 35 DK 163779 B O a) det billedgengivende organ er et billedrør (15), der indbefatter en elektronkanon, som omfatter en gitterelektrode og en tilhørende katodeintensitets-styreelektrode, 5 b) det automatiske forspændingsstyringskreds løb yderligere indbefatter et organ (40) til at forspænde billedrørets elektronkanon under eksempierings-intervallet for at frembringe et katodeudgangssignal med en størrelse, der er proportional med katodesort-10 strømmens niveau, og c) afledningsorganet (30) afleder det periodiske repræsentative signal fra det frembragte katodeudgangssignal .Circuit according to claim 9, characterized in that the a) the image reproducing means is an image tube (15) including an electron gun comprising a grating electrode and an associated cathode intensity control electrode, b) the automatic bias control circuit further includes a means (40) for biasing the electron gun of the image tube during the sample interval to produce a cathode output signal of a magnitude proportional to the level of the cathode black stream, and c) the conductor means (30) derives the periodic representative signal from the generated cathode output signal. 11. Kredsløb ifølge krav 1-10, kende- 15 tegnet ved, at forstærkerorganet (52) omfatter en differential indgangsforstærker.A circuit according to claims 1-10, characterized in that the amplifier means (52) comprises a differential input amplifier. 12. Kredsløb ifølge krav 1, kendetegnet ved at a) en vekselstrømskoblingskondensator (51) er for- 20 bundet med indgangen på et forstærkerorgan, b) indgangssignalkoblingsorganet fører det af-ledede signal til kondensatoren for at ændre dens ladning, og c) det periodiske hjælpesignal føres til kon- 25 densatoren for at ændre dens ladning, hvilket hjælpe signal har en størrelse og retning til i hovedsagen at negere kondensatorens ændrede ladning, som er frembragt som svar på det afledede signal, når størrelsen af det afledede signal er repræsentativt for et kor- 30 rekt sortstrømniveau.Circuit according to claim 1, characterized in that a) an AC coupling capacitor (51) is connected to the input of an amplifier means, b) the input signal coupling means carries the derived signal to the capacitor to change its charge, and c) the periodic an auxiliary signal is applied to the capacitor to change its charge, which auxiliary signal has a magnitude and direction to substantially negate the capacitor's altered charge, which is produced in response to the derived signal when the size of the derived signal is representative of a correct black current level. 13. Kredsløb ifølge krav 12, kendetegnet ved, at hjælpesignalet har en størrelse, der er en funktion af en jævnspændingskomposant, som er fastlagt af intensitetsstyreelektroden under slukke-35 intervallerne. OCircuit according to claim 12, characterized in that the auxiliary signal has a magnitude which is a function of a DC component determined by the intensity control electrode during the switching intervals. ISLAND 14. Kredsløb ifølge krav 1, kendetegne t ved, at a) organet til at aflede det periodiske signal har en variabel udgangsimpedans, som afhænger af for- 5 spændingen af intensitetsstyreelektroden, b) indgangssignalkoblingsorganet indbefatter en impedans (31) til at føre det afledede repræsentative signal fra afledningsorganets udgang til informationslagringsorganet, hvilken impedans er stor 10. forhold til nævnte variable udgangsimpedans for i betydeligt omfang at formindske de impedansvariationer, der frembydes for det organ, som tilvejebringer det periodiske hjælpesignal, fra afledningsorganets udgang.Circuit according to claim 1, characterized in that a) the means for deriving the periodic signal has a variable output impedance which depends on the voltage of the intensity control electrode, b) the input signal coupling means includes an impedance (31) for conducting the derivative representative signal from the output means output to the information storage means, which is large 10. Ratio to said variable output impedance to substantially reduce the impedance variations presented to the means providing the periodic auxiliary signal from the output means output. 15. Kredsløb ifølge krav 14, kendete g- 15 net ved, at a) det afledede signal frembringes ved et første kredsløbspunkt (A) svarende til afledningsorganets udgang, b) det periodiske hjælpesignal føres til kon- 20 densatoren ved et andet kredsløbspunkt (B), og c) impedansen (31) er forbundet mellem det første kredsløbspunkt (A) og det andet kredsløbspunkt (B) . 25 30 35Circuit according to claim 14, characterized in that a) the derived signal is generated at a first circuit point (A) corresponding to the output of the diverting means, b) the periodic auxiliary signal is fed to the capacitor at a second circuit point (B). ) and c) the impedance (31) is connected between the first circuit point (A) and the second circuit point (B). 25 30 35