DE9414498U1 - Anordnung mit einem über eine Halbleiteranordnung kommutierten kollektorlosen Gleichstrommotor - Google Patents

Description

Anordnung mit einem über eine Halbleiteranordnung kommutierten kollektorlosen Gleichstrommotor

Die Erfindung betrifft eine Anordnung mit einem über eine Halbleiteranordnung kommutierten kollektorlosen Gleichstrommotor. Eine derartige Anordnung ist z.B. bekannt aus dem DE-Gbm 9 204 811, auf dessen vollen Inhalt zur Vermeidung von Längen ausdrücklich Bezug genommen wird. Derartige Anordnungen eignen sich z.B. zum Antrieb von Gebläsen, wie sie aus der DE 41 41 106 Al bekannt sind und die von einem kollektorlosen Gleichstrommotor angetrieben werden.

An derartige Anordnungen werden verschiedene Forderungen gestellt. U.a. muß die Drehzahl des Gebläses in Abhängigkeit von der erforderlichen Wärmemenge geregelt werden, um eine optimale Verbrennung des Brennstoffs (Öl oder Gas) und dadurch minimale Schadstoffe im Abgas zu erreichen. Für einen derartigen drehzahl geregelten Betrieb eignen sich Gleichstrommotoren besonders gut, insbesondere solche, die in Vollbrückenschaltung betrieben werden, da dies einen weiten Regelbereich und einfache Regel eingriffe ermöglicht. Dies gilt besonders für sogenannte zwei pul si ge kollektorlose Gleichstrommotoren, wie sie z.B. die DE 23 46 380 C3 (US 3 873 897) zeigt. Werden solche Motoren einsträngig (einphasig) ausgelegt, so ergibt sich eine sehr einfache Schaltung, und eine einfache Konstruktion des Motors, da in diesen nur eine einzige Statorwicklung eingebracht werden muß und er folglich klein gebaut werden kann. Es sei aber hier angemerkt, daß sich die Erfindung in gleicher Weise auch für mehrsträngige Motoren eignet, z.B. für dreisträngige Motoren, die dreipulsig oder sechspulsig betrieben werden.

Zu diesen Begriffen vergleiche die Literaturstelle asr-digest für angewandte Antriebstechnik, 1977, Seiten 27 bis 31. Zweipulsig bedeutet z.B., daß der Statorwicklung des Motors pro Rotordrehung von 360° el. zwei Stromimpulse zugeführt werden, wie das bei dem Motor in der nachfolgenden Figur 1 der Fall ist. Bei einem dreipulsigen Motor

werden der Statorwicklung pro Rotordrehung von 360° el. drei Stromimpulse zugeführt etc. Einsträngig bedeutet, daß der Motor nur eine Phase (Strang) hat, wie z.B. nachfolgend in Fig. 1 dargestellt. Zweisträngig bedeutet, daß der Motor zwei Phasen hat, etc. Zur Definition eines elektronisch kommutierten Motors sollte sowohl die Pulszahl wie die Zahl der Phasen angegeben werden.

Bei Voll brückenschaltungen mit Transistoren werden im einen Brückenzweig pnp-Transistoren und im anderen Brückenzweig npn-Transistoren verwendet. Während es npn-Transistoren mit einer Spannungsfestigkeit bis zu 400 V gibt, liegt die höchste Spannungsfestigkeit von pnp-Transistoren gewöhnlich bei ca. 300 V, maximal 350 V.

Es ist deshalb zwar möglich, derartige Motoren mittels MOSFET-Transistoren an einer gleichgerichteten Wechselspannung von E30 V Wechselstrom zu betreiben, vgl. die EP 467 085 Al, nicht aber mit einer Transistor-Vollbrückenschaltung, obwohl dies aus Kostengründen wünschenswert wäre. Denn bei Gleichrichtung von 230 V Wechselspannung, und 10 % Überspannung, wie sie in Netzen häufig auftreten, erhält man auf der Gleichspannungsseite Spitzenspannungen von 358 V, und es gibt keine pnp-Transistoren mit einer Spannungsfestigkeit in dieser Größenordnung.

Deshalb ist es eine Aufgabe der Erfindung, eine neue Anordnung mit einem über eine Halbleiteranordnung kommutierten kollektorlosen Gleichstrommotor bereitzustellen.

Nach der Erfindung wird diese Aufgabe gelöst durch eine Anordnung mit einem über eine Halbleiteranordnung kommutierten kollektorlosen Gleichstrommotor, mit einem über einen Gleichrichter aus einem Wechseloder DrehStromnetz speisbaren Gleichstrom-Zwischenkreis, an dessen Eingang im Betrieb eine wellige Gleichspannung mit vorgegebenen Maximalwerten liegt, mit einem zwischen dem Gleichrichter und dem kollektorlosen Gleichstrommotor liegenden Längstransistor, welcher

als variabler Widerstand betrieben wird, und mit Begrenzungsmitteln zur Begrenzung der Spannung am Steuereingang dieses Längstransistors auf einen Wert, welcher kleiner ist als die vorgegebenen Maximalwerte der welligen Gleichspannung und welcher im Bereich der Spannungsfestigkeit der Halbleiteranordnung des kollektorlosen Gleichstrommotors liegt. Durch die Begrenzungsmittel in Verbindung mit dem Längstransistor wird die Spannung im Gleichstrom-Zwischenkreis auf einen Höchstwert nach oben begrenzt, z.B. auf 270 V, wie er durch die Begrenzungsmittel vorgegeben wird, so daß handelsübliche pnp- und npn-Transistoren für die Halbleiteranordnung zur Kommutierung des kollektorlosen Gleichstrommotors verwendet werden können, und auf diese Weise wird die Halbleiteranordnung vor Überspannungen geschützt. Im Längstransistor, der hier als variabler Widerstand betrieben wird, entstehen zwar entsprechende Verluste, aber dafür entfallen die Verluste, wie sie sonst in einem entsprechenden Netzteil für Niederspannung entstehen würden, so da3 sich insgesamt ein sehr guter Wirkungsgrad ergibt.

Weitere Einzelheiten und vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus dem im folgenden beschriebenen und in der Zeichnung dargestellten, in keiner Weise als Einschränkung der Erfindung zu verstehenden Ausführungsbeispiel, sowie aus den übrigen Unteransprüchen. Es zeigt:

Fig. 1 ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Anordnung, in welchem die Kommutierungsanordnung, der Drehzahlregler, und der kollektorlose Gleichstrommotor nur schematisch dargestellt sind,
Fig. 2 ein Schaltbild einer Drehzahl-Regelanordnung, wie sie bei der Anordnung nach Fig. 1 mit Vorteil verwendet werden kann,

Fig. 3 ein Schaubild zur Erläuterung der Wirkungsweise der Fig. 2, Fig. 4 ein Schaltbild eines sogenannten Hall-IC mit zwei antivalenten Ausgängen, welcher so ausgelegt ist, daß im Bereich der Kommutierung eine kleine Stromlücke entsteht, Fig. 5 Schaubilder zur Erläuterung der Wirkungsweise des Hall-IC der Fig. 4,

Fig. 6 eine erste Variante zu Fig. 1, und Fig. 7 eine zweite Variante zu Fig. 1.

Fig. 1 zeigt eine erfindungsgemäße Anordnung 10. Diese hat einen üblichen Brückengleichrichter 11 zur Gleichrichtung der Netz-Wechselspannung Uf₁J von z.B. 230 V, 50 Hz. Dadurch ergibt sich an den Ausgängen + und - des Gleichrichters 11 im Betrieb eine pulsierende Gleichspannung. Diese wird über einen Längstransistor 12 einem Gleichstrom-Zwischenkreis 13 (+) und 14 {-) zugeführt, an welchem im Betrieb eine Zwischenkreisspannung &ugr;^&khgr; liegt. In Fig. 1 ist zwischen dem Längstransistor 12 und dem Gleichstrom-Zwischenkreis 13, 14 eine symbolische Trennungslinie 20 eingezeichnet, in welche, wie dargestellt, die Verbindungspunkte A, B und C eingezeichnet sind. Auf diese Trennungslinie 20 und die Verbindungspunkte A, B und C wird in den Fig. 6 und 7 Bezug genommen.

Die Spannung U^k wird geglättet von einem Kondensator 16. Ein Meßwiderstand

17 dient zur Messung des Stromes, der zur einzigen Statorwicklung

18 eines kollektorlosen Gleichstrommotors 19 fließt, dessen permanentmagnetischer Rotor bei 22 schematisch angedeutet ist. Es handelt sich hier bevorzugt um einen zweipulsigen, einsträngigen kollektorlosen Gleichstrommotor; zu den Begriffen vergleiche die eingangs genannte Literaturstelle asr-digest. Zur Erfassung der Stellung des Rotors 22 hat der Motor 19 einen Rotorstellungssensor 23, dessen bevorzugter Aufbau als Hall-IC aus den Fig. 4 und 5 hervorgeht.

Der npn-Längstransistor 12 ist als Emitterfolger geschaltet, d.h. sein Kollektor liegt am Ausgang + des Gleichrichters 11, sein Emitter an der Leitung 13 des Gleichstrom-Zwischenkreises 13, 14. Seine Basis ist mit der Katode einer Zenerdiode 25 verbunden, deren Anode an der Minusleitung 14 liegt, welch letztere mit Masse verbunden ist.

Es ist eine Eigenschaft eines Transistors, der als Emitterfolger geschaltet ist, daß er die Spannung, die an seiner Basis anliegt, auf seinen Emitterkreis abbildet. Deshalb bildet hier der

»Si* * * S

Längstransistor 12 die Spannung an der Zenerdiode 25 auf den Gleichstrom-Zwischenkreis 13, 14 ab, d.h. die Spannung U^k kann nicht über diesen Maximalwert hinaus ansteigen, der z.B. 270 V betragen kann.

Um die Drehzahl des Motors 19 regeln zu können, kann die Spannung an der Zenerdiode 25 mittels eines Spannungsteilers reduziert werden, der von einem Widerstand 27 {zwischen der Zenerdiode 25 und dem Kollektor des Längstransistors 12) und einem npn-Stelltransistor 28 gebildet wird, dessen Kollektor mit der Basis des Längstransistors 12 und dessen Emitter mit der Leitung 14 verbunden ist, während seiner Basis im Betrieb ein Signal Y von einem Drehzahlregler 30 zugeführt wird, dessen bevorzugter Aufbau in Fig. 2 dargestellt ist. Wie man erkennt, kann durch geeignete Steuerung des Stelltransistors 28 die Spannung an der Zenerdiode 25 reduziert werden, wodurch auch die Spannung U^k entsprechend sinkt. Dies ermöglicht in sehr einfacher Weise eine rasch ansprechende Drehzahlregelung.

Zur Reduzierung der Verlustleistung im Stelltransistor 28 ist der Längstransistor 12 mit Vorteil ein Darlington-Transistor. Der Widerstand 27 wird bevorzugt so bemessen, daß der Längstransistor 12 niemals voll eingeschaltet werden kann. So ergibt sich ein Spannungsabfall über dem Längstransistor 12, und dieser begrenzt bei normalem Betrieb die Spannung U^. Die Zenerdiode 25 dient nur als zusätzliche Sicherheit, denn die Stromverstärkungsfaktoren der Längstransistoren 12 haben große Streuungen.

Der Kondensator 16 glättet die Spannung Uzk und nimmt die Frei laufströme der Statorwicklung 18 während deren Kommutierung oder deren Strombegrenzung auf, was den Wirkungsgrad verbessert. Der Kondensator 16 wird immer nur bis zu der durch den Längstransistor 12 und dessen Basisspannung vorgegebenen Spannung aufgeladen. Je nach seiner Kapazität ergibt sich eine entsprechende Restwelligkeit der Spannung U^. Diese Kapazität sollte so groß gewählt sein, daß sich die Frequenz der Wenigkeit (ripple) von U^k nicht auf die Drehzahl des Motors überträgt.

Zur Ansteuerung der Statorwicklung 18 dient eine Voll brückenschaltung

33. Diese hat die übliche H-Form₉ wobei in den oberen Brückenzweigen zwei pnp-Transistoren 34, 35 und in den unteren Brückenzweigen zwei npn-Transistoren 36, 37 liegen. Die Spannungsfestigkeit der Transistoren

34, 35 beträgt etwa 300 V. Zu ihnen sind Frei laufdioden 38, 39 anti parallel geschaltet, die bei der Kommutierung und während der Strombegrenzung wirksam werden. Die Wicklung 18 liegt, wie dargestellt, im Querzweig des H. Sind die Transistoren 34 und 37 leitend, so fließt deshalb in ihr ein Strom von links nach rechts, und sind die Transistoren 35 und 36 leitend, so fließt in ihr ein Strom von rechts nach links. Die Richtung dieses Stromes ist abhängig von der jeweiligen Lage des Rotors 22.

Die Kommutierung wird gesteuert durch den Rotorstellungssensor 23, dessen Signale Ql, Q2 einer Kommutierungsschaltung 42 zugeführt werden, welche die Transistoren 34 bis 37 entsprechend steuert und beim KommutierungsVorgang für kurze Strompausen sorgt, so daß niemals alle Transistoren 34 bis 37 der Brücke 33 gleichzeitig eingeschaltet sind. (Ein dabei entstehender Kurzschluß würde die Transistoren 34 bis 37 sofort zerstören.) Diese Strompausen werden im Rotorstellungssensor 23 erzeugt, dessen Ausgangssignale Ql, Q2 jeweils durch eine Lücke a voneinander getrennt sind, die entsprechende Strompausen bewirken. Diese Strompausen werden bevorzugt auch für die Drehzahlregelung verwendet. - Während der Kommutierung kann jeweils der Strom durch die Wicklung 18 über eine der beiden Frei laufdioden 38, 39 in den Kondensator 16 zurückfließen (Energie-Rückgewinnung).

Der Motorstrom wird durch eine Strombegrenzungsanordnung 44 begrenzt, welche den Strom am Meßwiderstand 17 auswertet und die beiden oberen Brückentransistoren 34, 35 unterbricht, wenn dieser Strom zu groß wird. Alternativ kann sie stattdessen die beiden unteren Brückentransistoren 36, 37 unterbrechen, was u.U. vorteilhafter ist, da an der Leitung 13 ein Potential von + 270 V liegt, an der

_ 7 —

Leitung 14 dagegen ein Potential von Null V. Eine entsprechende Schaltung zur Strombegrenzung ist im DE-GM 9 204 811 ausführlich beschrieben, so daß hierauf verwiesen werden kann.

Fig. 4 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform des Rotorstellungssensors 23. Die Ausgangssignale seines Hallelements 46 werden jeweils durch einen zugeordneten Transistor 47 bzw. 48 verstärkt, von denen jeder einen Kollektorwiderstand 49 bzw, 50 hat, die gemeinsam über eine Diode an + liegen. Zu den Ausgängen Ql und Q2 führt jeweils ein Widerstand 52 bzw. 53.

Ändert sich die MagnetfluSdichte 0 am Hallelement 46 gemäß der Kurve 55 in Fig. 5a, so wird der Transistor 47 bei 56 eingeschaltet und infolge der Schalthysterese Hys.l - bei 57 wieder ausgeschaltet, also bei einer kleineren Magnetflußdichte. Dies ergibt das Signal Ql.

Analog wird der Transistor 48 bei 58 ein- und bei 59 wieder ausgeschaltet, wobei sich auch hier diese Punkte um die Schalthysterese Hys.2 unterscheiden. Dies ergibt das Signal Q2. Die Signale Ql, Q2 haben folglich zwischen sich die bereits erwähnten Lücken a, deren Größe naturgemäß von der Form der Magnetsierung des Rotors 22 abhängt, die aber in jedem Fall vorhanden sind, wie der Fachmann ohne weiteres erkennt.

Gemäß Fig. 2 werden die Signale Ql und Q2 des Sensors 23 über zwei gleiche Widerstände 62, 63 in der Kommutierungsschaltung 42 logisch miteinander verknüpft. Am Ausgang dieser Widerstände liegt das Signal X {Fig. 1) an, das also die Signale Ql und Q2 nach Art einer UND-Verknüpfung verknüpft und nur während der Lücken a niedrig ist. Dieses niedrige Signal dient als Drehzahl signal. Es wird sofort wieder hoch, wenn eines der Signale Ql oder Q2 vorhanden ist.

Dieses Signal X wird gemäß Fig. 2 einem npn-Transistor 65 zugeführt, welcher folglich nur während der Pausen a (Fig. 3 und 5) gesperrt ist. Solange der Transistor 65 gesperrt ist, ist der an ihn angeschlossene Transistor 66 leitend und entlädt sehr schnell einen zu ihm parallel liegenden Kondensator 68, der ständig über einen

Ladewiderstand 70 von einer positiven Leitung 71 aus aufgeladen wird. Nach dem Ende der Lücke a, also nach dem Ende der Entladung, beginnt sich der Kondensator 68 Wieder zu laden und wird bis zur nächsten Lücke a über den Widerstand 70 aufgeladen. Die Spannung u am Kondensator 68 ist in Fig. 3 dargestellt. Wie man ohne weiteres versteht, ist die Zeit T {Fig. 3) bei niedrigen Drehzahlen langer, und die Spannung u am Kondensator 68 kann folglich bei niedrigen Drehzahlen auf höhere Werte ansteigen als bei hohen Drehzahlen. Die Spitzenspannung am Kondensator 68 ist also eine Funktion der Drehzahl, d.h. wenn diese steigt, nimmt die Spitzenspannung ab. Diese Spannung wird über einen Widerstand 73 dem - Eingang eines Operationsverstärkers 74 zugeführt, der als Differenzverstärker und Integrator geschaltet ist. Zu diesem Zwecke ist zwischen seinem Ausgang 75 und seinem - Eingang die Parallelschaltung eines Widerstands 76 und eines Kondensators 77 geschaltet.

Das Sollwertsignal 80 für die Drehzahl ist ein impulsweitenmoduliertes Signal (PWM-Signal), das dem Eingang w eines Optokopplers 82 zugeführt wird, an dessen Ausgang folglich ein entsprechendes Signal w¹ anliegt. Die Information dieses Signals liegt im Tastverhältnis, vgl. das DE-Gbm 9 204 811, und diese Information kann verschiedene Funktionen des Motors 19 steuern, wie in diesem Gebrauchsmuster ausführlich beschrieben.

Das Signal w¹ wird durch den Widerstand 83 und den Kondensator 84 integriert und in eine Gleichspannung umgewandelt, deren Höhe vom Tastverhältnis abhängig ist. Diese Gleichspannung wird dem + Eingang des Operationsverstärkers 74 zugeführt. Widerstände 85, 86 und 87, vgl. Fig. 2, dienen zur Pegel anpassung für den Eingang des Operationsverstärkers 74.

Arbeitsweise von Fig. 2

Die Differenz des Drehzahl-Sollwertsignals (Spannung am Kondensator 84) und des Drehzahl-Istwertsignals (Spannung u am Kondensator 68) wird im Operationsverstärker 74 verstärkt und durch den Kondensator 77 integriert. Durch die Integration ergibt sich am Ausgang 75 des

Operationsverstärkers 74 ein Gleichspannungssignal Y, das über den Widerstand 90 den Stell transistor 28 (Fig. 1) linear ansteuert, so daß beim Regelvorgang der Widerstand des Längstransistors 12 entsprechend verändert wird, um die Spannung L^ entsprechend zu erhöhen oder zu reduzieren.

Der Drehzahlregler nach Fig. 2 ist ein P-Regler. Sein Verstärkungsfaktor (P-Anteil) wird durch das Verhältnis der Widerstände 73 und 76 eingestellt.

Fig. 6 zeigt eine erste Variante zur Schaltung nach Fig. 1. Es sind nur die Teile neu dargestellt, die sich in Fig. 1 links von der symbolischen Trennungslinie 20 befinden. Die Teile rechts von der Trennungslinie 20 stimmen mit Fig„ 1 überein. Dies gilt ebenso für Fig. 7, die eine zweite Variante zu Fig. 1 zeigt.

Bei den Fig. 6 und 7 ist der bipolare Längstransistor 12 ersetzt durch einen Leistungs-MOSFET 112 (hier ein &eegr;-Kanal MOSFET), der hier noch besser geeignet ist als ein bipolarer Leistungstransistor. Dies hat seinen Grund darin, daß bei einem MOSFET 112 nur das "temperature derating" beachtet werden muß, während bei einem bipolaren Leistungstransistor noch zusätzlich die "safe operating area" (sichere Betriebsbereich) für den zweiten Durchbruch beachtet werden muß. Es hat sich bei Versuchen gezeigt, daß ein Leistungs-MOSFET hier die bessere Lösung ist. Zum Schütze des MOSFET sollte eine Zenerdiode 121 zwischen Source S (Leitung 13) und Gate G des MOSFET 112 angeordnet werden, wie in Fig. 6 und 7 dargestellt.

Der Drain D des MOSFET 112 ist mit dem Ausgang (+) des Gleichrichters 11 verbunden, die Source S mit der Leitung 13, und das Gate G mit dem Kollektor des Stelltransistors 28. Diese Schaltung arbeitet völlig analog zur Schaltung nach Fig. 1, d.h. die Spannung an der Source S folgt der Spannung am Gate G genauso, wie bei der Emitterschaltung nach Fig. 1 die Spannung am Emitter des Transistors 12 der Spannung an der Basis folgt. Beträgt z.B. die Spannung am Gate G 100 V, so

beträgt die Spannung an der Source etwa 95 V, nämlich die Gatespannung abzüglich der Gate-Source-Schwellenspannung von etwa 4,5 V. In Analogie zur "Emitterschaltung" könnte man deshalb diese Schaltung als "Source-Schaltung" bezeichnen. Für den Fachmann ist klar, daS es sich im Prinzip um die gleiche Schaltung handelt,, wobei aber nur im einen Fall eine geläufige Bezeichnung vorhanden ist.

Bei der Schaltung nach Fig. 6 ergibt sich eine besonders gute Regel Charakteristik. Wird nämlich durch abrupte Änderung des Sollwertsignals 80 bei einer hohen Drehzahl plötzlich ein Sollwert für eine niedere Drehzahl vorgegeben, so wird der Motor durch die Schaltung nach Fig.

6 gebremst." In diesem Fall wird nämlich der Transistor 28 voll leitend, und die Zenerdiode 121 wird in Vorwärtsrichtung betrieben_s so daß ein Bremsstrom ig fließt,"wie er in Fig. 6 symbolisch eingezeichnet ist. Dieser Bremsstrom ig leitet die im Kondensator 16 (Fig. 1) gespeicherte Energie nach Masse ab, wodurch der Motor 19 gebremst wird, da er in diesem Fall im generatorischen Betrieb und praktisch im Kurzschluß betrieben wird. Wenn ein solcher Bremsbetrieb gewünscht wird, müssen die Zenerdiode 121 und der Stell transistor 28 für eine entsprechende Leistung ausgelegt werden.

Es ist darauf hinzuweisen, daß dieser Bremsbetrieb auch bei der Schaltung nach Fig. 1 auftritt, da dort die Basis-Emitter-Strecke des Längstransistors 12 in diesem Fall wie eine Zenerdiode wirkt, so daß auch dort ein Bremsstrom fließt.

Falls ein Bremsbetrieb nicht gewünscht wird, um die höheren Kosten für den Stelltransistor 28 zu vermeiden, wird gemäß Fig. 7 eine Diode 122 zwischen den MOSFET 112 und den Punkt A geschaltet. Sie sperrt das Fließen des in Fig. 6 dargestellten Stromes ig. Wird die erfindungsgemäße Schaltung z.B. zum Antrieb des Motors 19 eines Gebläses (nicht dargestellt) verwendet, so ist ein schneller Bremsvorgang unnötig, da das Gebläse von sich aus langsamer wird, wenn ihm weniger Energie zugeführt wird.

Die Diode 122 kann in gleicher Weise auch bei der Schaltung nach Fig.

1 verwendet werden, um das Fließen eines Bremsstroms zu verhindern.

Beispielhaft können für die Komponenten der Schaltung nach Fig. 7 folgende Werte angegeben werden:
U_n = 230 V, 50 Hz

MOSFET 12 P4N40FI, Hersteller SGS-Thomson

Zenerdiode 121 12 V

Zenerdiode 25 270 V

Widerstand 27 100 kOhm

Transistor 28 MPSA44

Da die Regelelektronik - mit dem Längstransistor 12 oder dem MOSFET-Längstransistor 112 - keine impulsartigen Signale verwendet, sondern gleitende Änderungen, treten auf den Zuleitungen der Anordnung 10 nur sehr geringe elektrische Störungen auf, und man benötigt keine zusätzlichen Filter zur Einhaltung der gesetzlich vorgeschriebenen Grenzwerte, der sogenannten EMV-Grenzwerte.

Naturgemäß muß die Endstufe 33 nicht unbedingt eine Vollbrücke sein. Z.B. wäre auch eine zweisträngige Lösung möglich, wie sie in der EP 0 467 085 Al dargestellt ist. In diesem Fall kann die Spannung U^ höher sein, so daß die Verluste im Längstransistor 12 bzw. 112 kleiner werden. Die dargestellten Lösungen werden aber bevorzugt. Ebenso sind andere Variationen möglich. Z.B. könnte als Drehzahlsignal die positive Flanke des Ql-Signals verwendet werden, und es könnten naturgemäß auch andere Arten von Rotorstellungssensoren verwendet werden, oder auch elektronische Motoren ohne Rotorstellungssensor, bei welchen die Rotorstellung aus den Motorströmen oder sonstigen Werten errechnet wird (sogenanntes Sensorless-Prinzip).

Ein ganz wichtiger Vorzug der vorliegenden Erfindung ist der Wegfall eines Netzteils zur Stromversorgung des Motors 19 mit Niederspannung. Hierdurch ergibt sich eine beachtliche Kostenersparnis. Ihr steht gegenüber eine Erhöhung der Kosten durch die erhöhte Isolationsklasse für die Wicklung 18, und durch die Verwendung von Leistungstransistoren mit erhöhter Spannungsfestigkeit, sowie durch die Verwendung eines

entsprechend leistungsfähigen Längstransistors 12 bzw. 112. Insgesamt ergibt sich aber eine erhebliche Einsparung an Kosten - und auch an Bauvolumen - durch die vorliegende Erfindung, so daß diese vielfältig anwendbar ist, z.B. für Lüfter» Staubsauger, Scanner, Pumpen, medizintechnische Geräte, Gebläse für Gas- und Ölbrenner, und andere. Die Erfindung hat also ein sehr breites Anwendungsspektrum, da sie auch eine einfache Drehzahlregelung und Strombegrenzung ermöglicht. Besonders vorteilhaft ist sie naturgemäß in Verbindung mit einem einsträngigen kollektorlosen Gleichstrommotor, da hierbei der Aufwand für die Elektronik, und auch für die Isolation der Wicklung 18, besonders klein wird.

Claims (17)

1. Anordnung mit einem über eine Halbleiteranordnung (34, 35₉ 36, 37) kommutierten kollektorlosen Gleichstrommotor (19), mit einem über einen Gleichrichter (11) aus einem Wechsel- oder Drehstromnetz speisbaren Gleichstrom-Zwischenkreis (13, 14), an dessen Eingang im Betrieb eine wellige Gleichspannung mit vorgegebenen Maximalwerten vorliegt,

mit einem zwischen dem Gleichrichter (11) und dem kollektorlosen Gleichstrommotor (19) liegenden Längstransistor (12; 112), welcher als variabler Widerstand betrieben wird, und mit Begrenzungsmitteln (25, 27, 28) zur Begrenzung der Spannung am Steuereingang dieses Längstransistors (12; 112) auf einen Wert,

- welcher kleiner ist als die vorgegebenen Maximalwerte der welligen Gleichspannung,

- und welcher im Bereich der Spannungsfestigkeit der Halbleiteranordnung (34, 35, 36, 37) des kollektorlosen Gleichstrommotors (19) liegt.

2. Anordnung nach Anspruch 1, bei welcher der Längstransistor (12) ein bipolarer Transistor in Emitterschaltung ist.

3. Anordnung nach Anspruch 1, bei welcher der Längstransistor (112) ein MOSFET ist, bei welchem die Drain-Source-Strecke zwischen einem Ausgang (+) des Gleichrichters (11) und dem kollektorlosen Gleichstrommotor (19) liegt und die Begrenzungsmittel (25, 27, 28) zwischen dem Gate des MOSFET (112) und dem anderen Ausgang (-) des Gleichrichters (11) liegen.

4. Anordnung nach Anspruch 3, bei welcher parallel zur Source-Gate-Strecke des MOSFET (112) eine Zenerdiode (121) vorgesehen ist.

5. Anordnung nach Anspruch 1, bei welcher zwischen dem Längstransistor (12; 112) und dem kollektorlosen Gleichstrommotor (19) eine Diode (122) vorgesehen ist, welche das Fließen eines Bremsstroms (ig) vom Motor (19) zum Längstransistor (12; 112) verhindert.

6. Anordnung nach mindestens einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welcher im Gleichstrom-Zwischenkreis (13, 14) ein Glättungskondensator (16) angeordnet ist, welcher so bemessen ist, daß er Drehzahl Schwankungen des Motors (19) infolge Wenigkeit der Gleichspannung (U^«) im Gleichstrom-Zwischenkreis (13, 14) mindestens nahezu verhindert.

7. Anordnung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, bei welcher die Spannung an den Begrenzungsmitteln (25, 27, 28) zum Zwecke der Drehzahlregelung des Motors (19) variierbar ist, um den Widerstandswert des Längstransistors (12; 112) gleitend zu ändern und dadurch die Drehzahl zu regeln.

8. Anordnung nach Anspruch 7, bei welcher die Begrenzungsmittel ein Spannungsbegrenzungsgiied (25) aufweisen, zu welchem ein Teil einer Spannungsteilerschaltung (27, 28) parallelgeschaltet ist, welche Spannungsteilerschaltung (27, 28) ein Stellelement, insbesondere einen Stelltransistor (28), enthält, dessen Widerstand steuerbar ist.

9. Anordnung nach Anspruch 8_ä bei welcher das Stellelement (28) mit dem Ausgang (Y) eines Reglers verbunden ist, insbesondere mit dem Ausgang eines Drehzahlreglers (30).

10. Anrodnung nach Anspruch 9, bei welcher der Drehzahlregler (30) sein Drehzahlsignal (X) von einem Rotorstellungssensor (23) des kollektorlosen Gleichstrommotors (19) erhält.

11. Anordnung nach Anspruch 10, bei welcher der Rotorstellungssensor (23) zwei Signale (Ql, Q2) abgibt, welche jeweils durch Lücken (a) voneinander getrennt sind, wobei die Signale logisch miteinander verknüpft werden und das dabei gebildete Verknüpfungssignal (X) als Drehzahlsignal dient.

12. Anordnung nach Anspruch 10 oder 11, bei welcher ein Ladekondensator (68) vorgesehen ist, dem im Betrieb ein Ladestrom (Widerstand

70) zuführbar ist,

und mit einem Entladeglied (66) zum wiederholten kurzzeitigen Entladen dieses Ladekondensators (68) in einem zur Drehzahl des Motors (19) proportionalen Takt.

13. Anordnung nach Anspruch 12, bei welcher die Spannung am Ladekondensator (68) einem Eingang eines als Integrator und Differenzverstärker geschalteten Operationsverstärkers (74) zuführbar ist, dessen anderem Eingang ein Sollwertsignal zuführbar ist und dessen Ausgangssignal (Y) den Längstransistor (12) durch gleitende Veränderung von dessen Widerstandswert steuert.

14. Anordnung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, bei welcher die Halbleiteranordnung des kollektorlosen Gleichstrommotors als Vollbrückenschaltung (33) ausgebildet ist.

15. Anordnung nach Anspruch 14, bei welcher die Halbleiterelemente der Vollbrückenschaltung (33) als Leistungstransistoren (34, 35, 36, 37) ausgebildet sind, deren Spannungsfestigkeit mindestens teilweise etwa 300 V beträgt.

16. Anordnung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, bei welcher die Spannungsfestigkeit von Leistungstransistoren (34, 35, 36, 37) der Halbleiteranordnung (3?) kleiner ist als die Maximalwerte der am Ausgang des Netzgleichrichters (11) vorliegenden welligen Gleichspannung.

17. Anordnung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, bei welcher der kollektorlose Gleichstrommotor als zweipulsig betriebener einsträngiger Motor (19) ausgebildet ist.