DE9309651U1 - Sigma-delta converter for vortex flow meters - Google Patents

Description

u.Z.: E 790 GMAD: E 790 GM

Case: R11.100-0001 ' 29.6.1993Case: R11.100-0001 ' 29.6.1993

Rosemount Inc.Rosemount Inc.

Eden Prairie, MN, U.S.A. .Eden Prairie, MN, USA .

Sigma-DeltarWandler für WirbelflußmesserSigma-Deltar converter for vortex flow meters

Die Erfindung betrifft einen Sender, der einen Spannungs/Digital-Wandler zur Bildung einer digitalen Darstellung eines Sensoreingangssignals aufweist. Insbesondere betrifft die Erfindung einen Schaltkreis, der die Ungenauigkeit in dem digitalen Ausgangswert eines Spannungs/Digital-Wandlers durch Verringerung unerwünschter Ladungsverluste verringert.The invention relates to a transmitter having a voltage-to-digital converter for forming a digital representation of a sensor input signal. In particular, the invention relates to a circuit that reduces the inaccuracy in the digital output of a voltage-to-digital converter by reducing unwanted charge losses.

Sender in der industriellen Verfahrenssteuerung kommunizieren typischerweise mit einem Steuerteil (Überwachung) über die zwei gleichen Leitungen, über die sie auch mit Energie versorgt werden. Ein Sender empfängt Befehle von einem Steuerteil und sendet Ausgangssignale, die für einen ermittelten, physikalischen Parameter stehen, zurück an das Steuerteil. Ein allgemein verwendetes Verfahren ist die Verwendung einer Stromschleife, in der der ermittelte Parameter durch einen Stromfluß dargestellt wird, der in seiner Stärke zwischen 4 und 20 mA variiert.Transmitters in industrial process control typically communicate with a controller (monitor) over the same two wires that power them. A transmitter receives commands from a controller and sends output signals representing a sensed physical parameter back to the controller. A commonly used method is to use a current loop in which the sensed parameter is represented by a current flow that varies in magnitude between 4 and 20 mA.

Ein Sender weist einen Sensor für die Ermittlung eines physikalischen Parameters auf, der durch ein Verfahren gesteuert wird. Der Sensor gibt ein analoges Signal ab, das für eine oder mehrere Variablen, und zwar in Abhängigkeit von der Art des Verfahrens, das überwacht (gesteuert) wird, steht: Druck, Temperatur, Fluß, pH-Wert, Trübung, Gaskonzentration, usw.. Einige der Variablen, die überwacht werden sollen, besitzen einen weiten dynamischen Bereich, so in einem Flußmesser, wo sich die Signalamplitude um einen Faktor von 10.000 ändert.A transmitter has a sensor for detecting a physical parameter controlled by a process. The sensor emits an analog signal representative of one or more variables depending on the type of process being monitored (controlled): pressure, temperature, flow, pH, turbidity, gas concentration, etc. Some of the variables to be monitored have a wide dynamic range, as in a flow meter where the signal amplitude changes by a factor of 10,000.

Ein Analog/Digital-Wandler in dem Sender wandelt das analoge Sensorsignal in eine digitale Darstellung des ermittelten physikalischen Parameters für die darauffolgende Analyse in dem Sender oder für die Übertragung zu einer entfernten Stelle um. Ein Mikroprozessor kompensiert typischerweise das ermittelte und digitalisierte Signal und ein Ausgangsschalt-An analog-to-digital converter in the transmitter converts the analog sensor signal into a digital representation of the measured physical parameter for subsequent analysis in the transmitter or for transmission to a remote location. A microprocessor typically compensates the measured and digitized signal and an output circuit

kreis in dem Sender sendet ein für den kompensierten physikalischen Parameter repräsentatives Ausgangssignal zu einer entfernt liegenden Örtlichkeit. Obwohl der physikalische Parameter typischerweise nur ein paarmal wahrend einer Sekunde aktualisiert wird, und zwar in Abhängigkeit der Art des Verfahrens, das gesteuert wird, erfordert der Wandler typischerweise 16 Bit in der Auflösung und ist im wesentlichen gegen Rauschen unempfindlich.circuit in the transmitter sends an output signal representative of the compensated physical parameter to a remote location. Although the physical parameter is typically updated only a few times per second, depending on the type of process being controlled, the converter typically requires 16 bits in resolution and is essentially immune to noise.

Ladungs-Balance-Wandler, wie Ladungsausgleichsumsetzer, werden in Sendern verwendet, um eine Analog/Digital-Wandlung vorzunehmen. Ein einzelner Kondensator wird auf ein negatives oder positives Potential aufgeladen und die sich ergebenden Ladungspakete werden in einem Integrator gespeichert. Die Ladung wird auf einen Kondensator in dem Schaltkreis durch auf dem Halbleiterprinzip basierende Schalter übertragen. Die gespeicherte Ladung, die für den ermittelten Parameter steht, wird mit einem Referenzpegel verglichen und das sich ergebende Ausgangssignal wird als ein Rückführungssignal verwendet, um den Schalterbetrieb zu steuern und somit die Aufsummierung der positiven und negativen Ladungspakete in dem Integrator durchzuführen. Eine digitale Darstellung des ermittelten Parameters wird aus den gezählten Anzahlen bestimmt.Charge balance converters, such as charge balancers, are used in transmitters to perform analog-to-digital conversion. A single capacitor is charged to a negative or positive potential and the resulting charge packets are stored in an integrator. The charge is transferred to a capacitor in the circuit through semiconductor-based switches. The stored charge, which represents the sensed parameter, is compared to a reference level and the resulting output is used as a feedback signal to control the switch operation and thus perform the summation of the positive and negative charge packets in the integrator. A digital representation of the sensed parameter is determined from the counts.

Während des Schaltvorgangs kann in einigen Fällen Ladung verloren gehen. Die Schalter verbinden verschiedene Versorgungspotentiale mit dem Kondensator, um Ladung zu übertragen. Die Versorgungspotentiale werden auch mit dem Substrat verbunden, um Ladungsinjektionen von den Schaltern zu verhindern und um das Rauschen zu verringern. Da sich das Potential über einen Kondensator nicht unmittelbar ändern kann, fällt das Gleichgewicht irgendeiner neu eingekoppelten Potentialdifferenz über den Schalter ab. In vielen Fällen wird der Kondensator auf ein ausreichend hohes Potential vorgeladen, so daß die Summe des vorgeladenen Potentials undDuring the switching process, charge can be lost in some cases. The switches connect different supply potentials to the capacitor to transfer charge. The supply potentials are also connected to the substrate to prevent charge injection from the switches and to reduce noise. Since the potential across a capacitor cannot change instantaneously, the balance of any newly coupled potential difference across the switch will decay. In many cases, the capacitor is precharged to a sufficiently high potential so that the sum of the precharged potential and

des neu eingekoppelten Potentials größer als eines der Versorgungspotentiale ist. Dieser Zustand wird als Spannungsverdopplung bezeichnet, wenn die Potentialdifferenz zwischen einem Schalteranschluß ausreichend ist, um den Schalteranschluß im Hinblick auf das Substrat des Schalters vorzuspannen, und die Ladung wird in das Substrat injiziert, die ansonsten durch den Wandler (Umsetzer) gemessen werden würde.of the newly injected potential is greater than one of the supply potentials. This condition is called voltage doubling when the potential difference between a switch terminal is sufficient to bias the switch terminal with respect to the substrate of the switch, and the charge is injected into the substrate that would otherwise be measured by the transducer.

Um diesen Anforderungen zu genügen, wird ein einen geringen Strom verbrauchender Wandler ausreichender Auflösung über breite Frequenzbänder erforderlich, der keinen komplexen Schaltkreis erfordert und der im wesentlichen unanfällig gegen Rauschen ist, aber die Ladung aufrecht erhält.To meet these requirements, a low-power converter with sufficient resolution over broad frequency bands that does not require complex circuitry and that is essentially immune to noise while maintaining the charge is required.

Gemäß dieser Erfindung wird ein Kondensatorpaar auf ein vorgegebenes Potential aufgeladen und zurückgesetzt. Eine Vielzahl von Halbleiterschaltern, die ein Substrat besitzen, das auf ein Substratpotential gelegt ist, werden aktiviert, um die Ladung so zu übertragen, daß das Substrat keinen angelegten Vorspannungen im Hinblick auf das Substratpotential ausgesetzt wird.According to this invention, a pair of capacitors are charged to a predetermined potential and reset. A plurality of semiconductor switches having a substrate placed at a substrate potential are activated to transfer the charge such that the substrate is not subjected to applied bias voltages with respect to the substrate potential.

Insbesondere bildet ein Sender, der mit einer Zweileiter-Stromschleife verbunden ist, zwei Referenzpotentiale, die jeweils entgegengesetzter Polarität im Hinblick auf ein Massepotential sind. Ein Meßkondensator wird auf ein Meßpotential aufgeladen, das für eine Verfahrens variable, die durch ein Verfahren beeinflußt wird, steht, um Meßladungspakete zu bilden. Ein Referenzkondensator wird auf eines der Referenzpotentiale aufgeladen, um Referenzladungspakete zu bilden. Jeder Kondensator wird darauffolgend wieder zurückgesetzt. Eine Vielzahl von Schaltern, die in einem Halbleitersubstrat gebildet sind, übertragen selektiv die Ladungspakete an einen Integrator, der einen Ausgang bildet, der für ein Zeitintegral der Pakete steht. Jeder Schalter besitzt eine Halbleiterverbindung zwischen einem Schalteranschluß und demIn particular, a transmitter connected to a two-wire current loop forms two reference potentials each of opposite polarity with respect to a ground potential. A measuring capacitor is charged to a measuring potential representative of a process variable affected by a process to form measuring charge packets. A reference capacitor is charged to one of the reference potentials to form reference charge packets. Each capacitor is subsequently reset. A plurality of switches formed in a semiconductor substrate selectively transfer the charge packets to an integrator which forms an output representative of a time integral of the packets. Each switch has a semiconductor connection between a switch terminal and the

Substrat und die Schalter geben Ladungen ab (Leckage), wenn ein Potential an einem Schalter eine Höhe aufweist, die hoch genug ist, um die Verbindung vorzuspannen. Ein Vergleichsschaltkreis nimmt den integrierten Ausgang auf und besitzt ein Schwellwertpotential, das durch die Energieversorgung geliefert wird. Die Schalter werden so betätigt, um sowohl Meßladungspakete als auch Referenzladungspakete einer Polarität an den Integratorschaltkreis zu übertragen, bis der integrierte Ausgang das Schwellwertpotential übersteigt, und um danach ein Meßladungspaket und ein Referenzladungspaket entgegengesetzter Polarität an den Integratorschaltkreis zu übertragen, so daß das Potential an jedem der Schalteranschlüsse geringer als die Referenzpotentiale ist, und demzufolge werden Ladungsabflüsse (Leckagen) von den Schaltern verhindert. In einer anderen Ausführungsform ist ein Filter elektrisch in Reihe zwischen dem Integratorschaltkreis und dem Komparatorschaltkreis geschaltet. Der Filter ist in seinem Aufbau ähnlich der ersten Stufe des Sigma-Delta-Wandlers .The substrate and the switches leak charges when a potential at a switch is at a level high enough to bias the junction. A comparator circuit receives the integrated output and has a threshold potential provided by the power supply. The switches are operated to transfer both measuring charge packets and reference charge packets of one polarity to the integrator circuit until the integrated output exceeds the threshold potential and thereafter to transfer a measuring charge packet and a reference charge packet of opposite polarity to the integrator circuit so that the potential at each of the switch terminals is less than the reference potentials and thus charge leakage from the switches is prevented. In another embodiment, a filter is electrically connected in series between the integrator circuit and the comparator circuit. The filter is similar in construction to the first stage of the sigma-delta converter.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert:The invention is explained in more detail below with reference to the drawing:

Fig. 1, IA zeigen ein Diagramm eines Senders in einer Stromschleife, die einen Spannungs/Digital-Wandler gemäß der vorliegenden Erfindung aufweist;Fig. 1, IA show a diagram of a transmitter in a current loop comprising a voltage-to-digital converter according to the present invention;

Fig. IB zeigt ein Diagramm der Amplitude eines Quantisierungsrauschens von einem Sigma-Delta-Wandler über der Frequenz für einen einstufigen und einen doppelstufigen Wandler;Fig. IB shows a plot of the amplitude of quantization noise from a sigma-delta converter versus frequency for a single-stage and a double-stage converter;

Fig. 2A zeigt eine schematische Darstellung eines Schaltersteuerschaltkreises gemäß Fig. 1, IA, und Fig. 2B zeigt ein Zeitdiagramm der Ausgangssignale von dem Schaltersteuerschaltkreis;Fig. 2A shows a schematic representation of a switch control circuit according to Fig. 1, IA, and Fig. 2B shows a timing diagram of the output signals from the switch control circuit;

&ogr; -γ -

Fig. 3A zeigt eine detaillierte schematische Darstellung eines Halbleiterschalters entsprechend der Fig. 1, IA, und Fig. 3B zeigt den Schalter, der in einem Halbleitersubstrat gebildet ist;Fig. 3A shows a detailed schematic representation of a semiconductor switch corresponding to Fig. 1, IA, and Fig. 3B shows the switch formed in a semiconductor substrate;

Fig. 3C zeigt einen Sigma-Delta-Wandler nach dem Stand der Technik mit parasitären Dioden; undFig. 3C shows a state-of-the-art sigma-delta converter with parasitic diodes; and

Fig. 3D zeigt eine Darstellung der Spannung am Knoten V„ in Fig. 3C als Funktion der Zeit.Fig. 3D shows a plot of the voltage at node V" in Fig. 3C as a function of time.

Detaillierte Beschreibung der bevorzugten AusführungsformenDetailed description of the preferred embodiments

In den Fig. 1, IA weist ein Sender 10 einen auf Masse gelegten Wirbelsensor (Vortex-Sensor) 12 auf, der eine Verfahrensvariable 14, wie beispielsweise den Fluß, ermittelt. Der Sender 10 besitzt zwei Ausgangsanschlüsse 16a,16b, die mit einer Zweileiter-Verfahrenssteuerschleife (Verfahrensüberwachungsschleife) 19 verbunden sind, die in der industriellen Verfahrenssteuerung/-überwachung üblich ist. Die Energieversorgung für den Sender 10 ist typischerweise weit entfernt in einem Steuerungsraum angeordnet, während der Sender 10 in dem Feld befestigt ist. Ein typisches Ausgangssignal von dem Sender 10 ist ein Stromsignal von 4-20 mA, wobei die Größe des Stroms für die Verfahrensvariable steht, die der Sender 10 ermittelt. Andere Nachrichtenverbindungsprotokolle, wie beispielsweise digitale Signale, die analogen Stromsignalen überlagert werden, oder optische Signalübertragungen können verwendet werden. Ein Regler—und Taktgeberschaltkreis 17 bildet ein Taktsignal CLK bei 921,6 kHz und Leistungsversorgungssignale V_n, V.. und V„ für die Schaltkreise in dem Sender 10.In Figs. 1, 1A, a transmitter 10 includes a grounded vortex sensor 12 which senses a process variable 14 such as flow. The transmitter 10 has two output terminals 16a, 16b connected to a two-wire process control (process monitoring) loop 19 common in industrial process control/monitoring. The power supply for the transmitter 10 is typically located remotely in a control room while the transmitter 10 is mounted in the field. A typical output signal from the transmitter 10 is a 4-20 mA current signal, the magnitude of the current being representative of the process variable the transmitter 10 is sensing. Other communication protocols such as digital signals superimposed on analog current signals or optical signal transmissions may be used. A regulator and clock circuit 17 provides a clock signal CLK at 921.6 kHz and power supply signals V _n , V .. and V n for the circuits in the transmitter 10.

Ein Vorverstärker verstärkt das WirbelsensorausgangssignalA preamplifier amplifies the vortex sensor output signal

&ogr; -γ -

bei 12 und sein Ausgangssignal wird von einem zweistufigen Abtast-Sigma-Delta-Wandler 20 aufgenommen, der das analoge Sensorpotential V_TN in ein Signal mit einer Breite von einem Bit konvertiert, das für die Prozess variable 14 steht. In Fig. IB wird das Quantisierungsrauschen für einen einstufigen und einen zweistufigen Sigma-Delta-Wandler verglichen. Ein zweistufiger Wandler wird für die Messung eines Spannungssignals bevorzugt, das eine große Bandbreite besitzt, so wie beispielsweise Wirbelflußsignale, da er unerwünschtes Zufallsquantisierungsrauschen im Frequenzbereich, der von Interesse ist, hier zwischen 0 und 6 kHz, minimiert.at 12 and its output is received by a two-stage sampling sigma-delta converter 20 which converts the analog sensor potential V _TN into a one-bit wide signal representative of the process variable 14. In Fig. 1B, the quantization noise is compared for a single-stage and a two-stage sigma-delta converter. A two-stage converter is preferred for measuring a voltage signal having a wide bandwidth, such as eddy flux signals, because it minimizes unwanted random quantization noise in the frequency range of interest, here between 0 and 6 kHz.

Der Wandler 20 besitzt eine erste Wandlerstufe 22, die einen Referenzladungspaket-Erzeugungsschaltkreis 41, einen Meßladungspaket-Erzeugungsschaltkreis 42 und einen Meßschaltkreis 50 aufweist. Der Schaltkreis 41 besitzt einen Kondensator 28, der selektiv auf ein Referenzpotential V_n oder V„ über CMOS-Halbleiterschalter 32,36,46 aufgeladen und dann auf Null über Schalter 34,48 zurückgesetzt wird. Der Schaltkreis 42 weist einen Kondensator 26 auf, der selektiv auf V_TN aufgeladen wird, die für eine Verfahrensvariable 14 steht, und dann auf Null zurückgesetzt wird. Die Schalter 46,48 verbinden selektiv einen Knotenpunkt 30 mit dem Meßschaltkreis 50, so daß Ladungspakete, die in den Schaltkreisen 41,42 gebildet werden, in dem Schaltkreis 50 gemessen werden können. Der Schaltkreis 50 weist einen Operationsverstärker 52 und einen Integrationskondensator 54 auf, der zwischen dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 52 und dessen Ausgang V. verbunden ist. Der Konverter 20 besitzt auch eine Filterstufe 24, die in ihrem Aufbau im wesentlichen ähnlich der Stufe 22 ist und zwei Ladungspakete-Erzeugungsschaltkreise 71,72 aufweist, die die gleiche Funktion wie in der Stufe 22 besitzen. Der Filter 24 nimmt V. als sein Meßeingangssignal auf. Zwei Kondensatoren 56,58 teilen sich einen gemeinsamen Anschluß 60 und werden selektiv über Halbleiterschalter 62,64,66,68,70 in denThe converter 20 has a first converter stage 22 which includes a reference charge packet generation circuit 41, a measurement charge packet generation circuit 42 and a measurement circuit 50. The circuit 41 has a capacitor 28 which is selectively charged to a reference potential V _n or V n via CMOS semiconductor switches 32,36,46 and then reset to zero via switches 34,48. The circuit 42 has a capacitor 26 which is selectively charged to V _TN which represents a process variable 14 and then reset to zero. The switches 46,48 selectively connect a node 30 to the measurement circuit 50 so that charge packets formed in the circuits 41,42 can be measured in the circuit 50. The circuit 50 comprises an operational amplifier 52 and an integration capacitor 54 connected between the inverting input of the operational amplifier 52 and its output V. The converter 20 also comprises a filter stage 24 which is substantially similar in construction to stage 22 and comprises two charge packet generation circuits 71,72 which have the same function as in stage 22. The filter 24 receives V. as its measurement input signal. Two capacitors 56,58 share a common terminal 60 and are selectively connected to the

Schaltkreisen 71,72 aufgeladen und entladen. Halbleiterschalter 76,78 werden in geeigneter Weise mit Energie versorgt, um die geladenen Kondensatoren 56,58 auf einen invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 80 mit einem Kondensator 82 zu verbinden, der zwischen dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 80 und seinem Ausgang V_D Circuits 71,72 are charged and discharged. Semiconductor switches 76,78 are suitably energized to connect the charged capacitors 56,58 to an inverting input of an operational amplifier 80 with a capacitor 82 connected between the inverting input of the operational amplifier 80 and its output V _D

verbunden ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers 80 wird mit dem invertierenden Eingang eines Komparators 84 verbunden und der asynchron schaltende Ausgang des Komparators 84, VCA, ist ein binäres Signal einer Breite von einem Bit, das alle Informationen enthält, die notwendig sind, um digital die Amplitude und die Frequenz des Wirbelsignals darzustellen. Das serielle Format des Ausgangs VCA ist für die Übertragung über eine Isolationsbarriere ideal, die für diesen auf Masse gelegten Sensor erforderlich ist. Die digitale Art des Signals macht es weniger anfällig gegen Rauschen.The output of the operational amplifier 80 is connected to the inverting input of a comparator 84 and the asynchronously switching output of the comparator 84, VCA, is a binary signal of one bit width containing all the information necessary to digitally represent the amplitude and frequency of the vortex signal. The serial format of the output VCA is ideal for transmission across an isolation barrier required for this grounded sensor. The digital nature of the signal makes it less susceptible to noise.

Ein Schaltersteuerschaltkreis 90 nimmt das VCA-Signal auf und erzeugt einen Schaltersteuerbus 45, der Schalterbetätigungssignale äL , &dgr;«, S„, &dgr;., S₁- und äL· aufweist. Öffnen und Schließen jedes Schalters werden durch das Schaltererregersignal gesteuert, das an dem Schalter angezeigt wird. Beispielsweise versorgt das Signal ä den Schalter 32 mit Energie, das Signal i„ versorgt den Schalter 34 mit Energie, usw.. Die Schalter 32,34 und 36 ermöglichen, daß der Kondensator 26 auf die Referenzversorgungspotentiale V_, V__R , V aufgeladen wird, während die Schalter 38 und 40 auf V und V_nn._iri schalten, um den Meßkondensator 28 aufzuladen. In ähn-A switch control circuit 90 receives the VCA signal and generates a switch control bus 45 comprising switch actuation signals äL , δ«, S„, δ., S ₁ - and äL·. Opening and closing of each switch is controlled by the switch energization signal presented at the switch. For example, signal ä energizes switch 32, signal i„ energizes switch 34, etc. Switches 32, 34 and 36 allow capacitor 26 to be charged to reference supply potentials V_, V_ _R , V while switches 38 and 40 switch to V and V _nn . _iri to charge sense capacitor 28. In similar fashion,

licher Weise schalten die Schalter 62,64 und 66 auf die Referenz Versorgungspotentiale zur Ladung des Referenzkondensators 58 und die Schalter 68 und 70 schalten auf V und V„_n._in zum Zurücksetzen des Meßkondensators 56. Die Abtast-The switches 62,64 and 66 switch to the reference supply potentials to charge the reference capacitor 58 and the switches 68 and 70 switch to V and V„ _n . _in to reset the measuring capacitor 56. The sampling

frequenz des Wandlers 20 beträgt 307,2 kHz. Das Basisbandrauschen von dem Wandler 20 nimmt ab, wenn die Taktfrequenz ansteigt, allerdings steigt der Energieverbrauch mit der Taktfrequenz an. Eine Abtastfrequenz zwischen 250 kHz undfrequency of the converter 20 is 307.2 kHz. The baseband noise from the converter 20 decreases as the clock frequency increases, however, the power consumption increases with the clock frequency. A sampling frequency between 250 kHz and

350 kHz ist in Anbetracht dieser Gegebenheiten als bevorzugt anzusehen .In view of these circumstances, 350 kHz is to be regarded as preferred.

Ein Vorteil der Erfindung ist die aufgeteilte Kondensatorkonfiguration 26,28 und 56,58 verbunden mit dem Rücksetzen jedes aufgeteilten Kondensators auf das Nullpotential zwischen den Zyklen. Der Referenzkondensator wird während des Vorladungszyklus zurückgesetzt und der Meßkondensator wird während des Integrationszyklus zurückgesetzt. Hierdurch wird garantiert, daß die maximale Potentialdifferenz zwischen jeweils zwei Schalterbetätigungen die Hälfte der Differenz zwischen V_n und V_ ist. Frühere Aufbauten verwendeten einen einzelnen Kondensator derselben Kapazität wie die Kapazität jedes der geteilten Kondensatoren 26,28 oder 56,58. Der Einzelkondensator wurde auf V oder V„ und unmittelbar danach auf ein Sensorpotential aufgeladen, das für V_TN steht. Dagegen nimmt gemäß der vorliegenden Erfindung das Potential V_TM irgendein Potential zwischen zwei Referenzpegeln an. Allerdings wurde in früheren Aufbauten jeder Referenzpegel geringfügig gegen die Energieversorgungsspannungen im Hinblick auf den Restteil des Senders versetzt. Wenn die Schalter einen Kondensator, im wesentlichen auf V_n vorgeladen, mit einem Potential V_T verbinden, das manchmal mindestens so groß wie V_c ist, tritt eine unerwünschte Spannungsverdopplung auf. In diesem Fall ist die Spannung an dem Schalteranschluß größer als das Quellen- oder Substratpotential und es tritt eine Ladungsinjektion auf. Die vorliegende aufgeteilte Kondensatorkonfiguration besitzt einen weiteren Vorteil dahingehend, daß sie die Größe des Stroms, der erforderlich ist, um den Ausgangsbereich eines Operationsverstärkers 52 und eines Vorverstärkers 12 zu steuern, verringert, da die maximale Differenz in dem Potential über die Kondensatoren 26,56 zwischen jeder der zwei Schalterbetätigungen um einen Faktor zwei herabgesetzt wird. Diese Verringerung des Biasstroms (Vorspannungsstrom) ist in einem in einem Feld befestigten Sender kritisch, da er seine gesamteAn advantage of the invention is the split capacitor configuration 26,28 and 56,58 coupled with the resetting of each split capacitor to zero potential between cycles. The reference capacitor is reset during the precharge cycle and the sense capacitor is reset during the integration cycle. This guarantees that the maximum potential difference between any two switch actuations is half the difference between V _n and V_. Previous designs used a single capacitor of the same capacitance as the capacitance of each of the split capacitors 26,28 or 56,58. The single capacitor was charged to V or V” and immediately thereafter to a sensor potential representing V _TN . In contrast, according to the present invention, the potential V _TM assumes any potential between two reference levels. However, in previous designs each reference level was slightly offset from the power supply voltages with respect to the remainder of the transmitter. When the switches connect a capacitor, substantially precharged to V _n , to a potential V _T sometimes at least as great as V _c , an undesirable voltage doubling occurs. In this case, the voltage at the switch terminal is greater than the source or substrate potential and charge injection occurs. The present split capacitor configuration has a further advantage in that it reduces the amount of current required to control the output range of an operational amplifier 52 and a preamplifier 12 since the maximum difference in potential across the capacitors 26,56 between each of the two switch operations is reduced by a factor of two. This reduction in bias current is critical in a field mounted transmitter since it consumes all of its

Betriebsenergie über eine zweidrahtige Schleife aufnimmt. Ein anderer Vorteil ist derjenige, daß Erzeugungseinrichtungen 41,42,71,72 auf einem gemeinsamen Halbleitersubstrat 44 gebildet sind. Der Wandler 20 ist vollständig auf einem Halbleitersubstrat 44 gebildet, wie beispielsweise einem CMOS ASIC, um einen verringerten Leistungsverbrauch und eine geringere Herstellkomplexität zu schaffen, wobei die Zuverlässigkeit ansteigt.receives operating energy via a two-wire loop. Another advantage is that generators 41,42,71,72 are formed on a common semiconductor substrate 44. Converter 20 is formed entirely on a semiconductor substrate 44, such as a CMOS ASIC, to provide reduced power consumption and lower manufacturing complexity, while increasing reliability.

Ein Übertrager (Transformator) oder Transformator 92 isoliert Signale in dem auf Masse gelegten Wandler 20 gegen den Restteil des Senders 10, um Rauschen und eingekoppelte Grundschleifenströme zu vermeiden. Diese isolierende Ausführung erlaubt den Hauptelektronikabschnitten in dem Sender 10, daß sie in einen ASIC für den Wandler 20 und einen weiteren ASIC für den verbleibenden Teil der Elektronik getrennt werden. Ein Dezimatorfilter 94 filtert ein Signal VCAA transformer 92 isolates signals in the grounded converter 20 from the remainder of the transmitter 10 to avoid noise and coupled ground loop currents. This isolating design allows the main electronics sections in the transmitter 10 to be separated into an ASIC for the converter 20 and another ASIC for the remaining electronics. A decimator filter 94 filters a signal VCA

einer einzelnen Bit-Breite, das eine sine -Funktion mit einer sich bewegenden Fensterbreite von 28 Bit verwendet, wobei das Datenwort auf bis zu 10 Bit ansteigt und die Abtastfrequenz um einen Faktor 10 auf 30,720 kHz verringert wird. Hoch- und Tiefpaßnachlauffilter 96 nehmen das 10 Bit breite Wort auf, das für die Amplitude und die Frequenz des Wirbelsensorsignals steht, wobei sie Filtercharakteristiken als eine Funktion der Frequenz des Wirbelsignals und der Installationsparameter optimieren. Die außergewöhnlich weite Bandbreite von etwa 6 kHz und der große dynamische Bereich mit einem Faktor von 10.000 verbunden mit geringen Leistungserfordernissen erfordert, daß die Zahl der Gatter in jedem Abschnitt des Senders 10 und die Frequenz, mit der sie arbeiten, verringert wird. Hierzu ist jeder von verschiedenen Hochpaßfiltern in Faktoren von zwei einstellbar, damit Schieberegister und einfache Addierglieder eingesetzt werden können, um die Mathematik, die durch die Filterfunktion erforderlich ist, durchzuführen. Ein Ausgangsschaltkreis 98 nimmt ein digitales Wort, das für die Frequenz und die Am-a single bit width using a sine function with a moving window width of 28 bits, increasing the data word up to 10 bits and reducing the sampling frequency by a factor of 10 to 30,720 kHz. High and low pass tracking filters 96 take the 10 bit wide word representing the amplitude and frequency of the vortex sensor signal, optimizing filter characteristics as a function of the frequency of the vortex signal and installation parameters. The exceptionally wide bandwidth of about 6 kHz and the large dynamic range by a factor of 10,000, coupled with low power requirements, requires that the number of gates in each section of the transmitter 10 and the frequency at which they operate be reduced. To this end, each of several high pass filters is adjustable in factors of two so that shift registers and simple adders can be used to perform the mathematics required by the filter function. An output circuit 98 takes a digital word that represents the frequency and the amperage.

lü -lü -

plitude des Wirbelsensorsignals steht, auf und konvertiert es in einen Strom, der eine Amplitude zwischen 4 und 20 mA besitzt, der für das Flußsignal steht.amplitude of the vortex sensor signal and converts it into a current having an amplitude between 4 and 20 mA, which represents the flow signal.

In Fig. 2A besitzt eine Verzögerungskette von NOR-Gattern 200,210, Invertern 202-208 und Invertern 212-218 5 pF-Ladekondensatoren 220-226, die die Verzögerung durch die Kette vergrößern und Schaltsignale i„i ^4» ^c ^uncl ä>_R erzeugen. Das Taktsignal CLK besitzt eine Frequenz von 921.6 kHz. Flip-Flops 228,230 sind so verbunden, um das VCA-Signal in einem halben Zyklus von dem Taktsignal CLK in der Vorladeperiode abzutasten, wenn die Ausgänge V. und V_R vollständig vorliegen und kein Schaltrauschen vorliegt. Gatter 232,234 führen eine UND-Funktion an dem verzögerten, synchronisierten Komparatorausgang und seinem Komplementär mit dem Signal 3L· durch, um Schaltsignale S₁ und i„ zu erzeugen.In Fig. 2A, a delay chain of NOR gates 200,210, inverters 202-208, and inverters 212-218 has 5 pF loading capacitors 220-226 which increase the delay through the chain and produce switching signals i"i ^4» ^c ^and i ä> _R. The clock signal CLK has a frequency of 921.6 kHz. Flip-flops 228,230 are connected to sample the VCA signal one-half cycle from the clock signal CLK in the precharge period when the V and V _R outputs are fully present and there is no switching noise. Gates 232,234 perform an AND function on the delayed, synchronized comparator output and its complement with the 3L· signal to produce switching signals S ₁ and i"

In Fig. 2B setzt ein Vorladezyklus 300 Referenzkondensatoren 28,58 auf V_GRNn und lädt Meßkondensatoren 26,56 auf V_Tf, oder V. geeignet auf. Ein Integrationszyklus 302 überträgt Ladung von dem Meßkondensator 26,56 auf den Integrationskondensator 54,82 und lädt Kondensatoren 28,58 auf V_n oder V„ passend auf, um den Integrator 50,81 unter Kontrolle zu halten. Es muß ausreichend Zeit zwischen den Schalterbetätigungen sein, um einen Kurzschluß zwischen Referenzpotentialen zu verhindern. Beispielsweise dürfen die abfallenden Flanken von S_ und äj. nicht zusammenfallen, oder es würde ansonsten ein Kurzschluß zwischen V_n und V„_DMn darausIn Fig. 2B, a precharge cycle 300 sets reference capacitors 28,58 to V _GRN n and charges sense capacitors 26,56 to V _Tf , or V , as appropriate. An integration cycle 302 transfers charge from sense capacitor 26,56 to integration capacitor 54,82 and charges capacitors 28,58 to V _n or V” as appropriate to keep integrator 50,81 under control. There must be sufficient time between switch operations to prevent a short circuit between reference potentials. For example, the falling edges of S_ and äj. must not coincide, or a short circuit between V _n and V” _DMn would otherwise result.

L) (j KNUL) (j KNU

resultieren.result.

In dem Vorladezyklus 300 wird das Signal ä_fi aktiv, um die Schalter 48,78 bei 302 zu schließen. Das Signal ä„ wird bei 306 aktiv, um den Meßkondensator auf V _N über Schalter 38,68 zu laden und um den Referenzkondensator 28,58 auf Nullpotential über die Schalter 34,64 zu setzen. Es ist wichtig, die Schalteröffnungen richtig in Folge zu setzen, da eine unge-In the precharge cycle 300, the signal ä _fi becomes active to close the switches 48,78 at 302. The signal ä” becomes active at 306 to charge the measuring capacitor to V _N via switches 38,68 and to set the reference capacitor 28,58 to zero potential via switches 34,64. It is important to sequence the switch openings correctly, as an un-

eignete Folge der Schalter zu Kanalladungsinjektionen führt. Kanalladungsinjektionen besitzen eine zufällige Komponente, die eine Funktion des Transistorkanalbereichs in dem Schalter ist, und eine abhängige Komponente, die eine Funktion der Transistorsource- und Transistordrain-Spannungen in dem Schalter ist. Um eine abhängige Kanalladungsinjektion zu minimieren, die hier eine Funktion der Meßspannung V_TM ist und die in unerwünschter Weise nicht linear ist, geht die abfallende Flanke des Signals $„ der abfallenden Flanke des Signals äj„ voraus, so daß, was für eine Kanalentladung auch immer injiziert wird, wenn V_TM (oder V. für die Stufe 24) abgetastet wird, eine Funktion der invarianten, virtuellen Masseverbindung an dem Knoten 30 (Knoten 60 für die Stufe 24) vorliegt.appropriate sequence of switches results in channel charge injections. Channel charge injections have a random component that is a function of the transistor channel area in the switch and a dependent component that is a function of the transistor source and drain voltages in the switch. To minimize dependent channel charge injection, which here is a function of the sense voltage V _TM and which is undesirably non-linear, the falling edge of signal $" precedes the falling edge of signal äj" so that whatever channel discharge is injected when V _TM (or V for stage 24) is sampled is a function of the invariant virtual ground connection at node 30 (node 60 for stage 24).

In dem Integrationszyklus bei 308 wird S₁- aktiv, um Schalter 46,76 zu schließen. Hierdurch werden die Knoten 30,60 auf eine virtuelle Masse durch den Betrieb des Operationsverstärkers gehalten. Allerdings besteht keine tatsächliche Verbindung mit Masse. Als nächstes wird &dgr;. bei 310 aktiv, um Schalter 40,70 zu schließen und einen Anschluß der Meßkondensatoren 26,56 auf Vp_RNn zu setzen, um sie zurückzusetzen. Das Signal äL wird bei 312 aktiv, um Schalter 32,36 mit V zu verbinden und Referenzkondensatoren 28,58 auf V_ aufzuladen. In der dargestellten Folge öffnen die abfallenden Flanken der Signale äU. i. und äL wieder jeweils Schalter 46,76, Schalter 40,70 und Schalter 32,62. Während diesem Integrationszyklus wurde Ladung in dem Meßladungspaket von den Meßkondensatoren 26,56 zu den Integrationskondensatoren 54,82 übertragen und die Ladung in dem Referenzladungspaket wurde von den Referenzkondensatoren 28,58 zu Integrationskondensatoren 54,82 übertragen. Der Betrag der Referenzladung, die übertragen wird, ist gegeben durch:In the integration cycle at 308, S ₁ - becomes active to close switch 46,76. This holds nodes 30,60 to a virtual ground through the operation of the op-amp. However, there is no actual connection to ground. Next, δ. becomes active at 310 to close switch 40,70 and set one terminal of sense capacitors 26,56 to Vp _RNn to reset them. The signal äL becomes active at 312 to connect switches 32,36 to V and charge reference capacitors 28,58 to V_. In the sequence shown, the falling edges of signals äU. i. and äL again open switches 46,76, switch 40,70 and switch 32,62, respectively. During this integration cycle, charge in the measuring charge packet was transferred from the measuring capacitors 26,56 to the integration capacitors 54,82 and the charge in the reference charge packet was transferred from the reference capacitors 28,58 to the integration capacitors 54,82. The amount of reference charge transferred is given by:

^Q=coo R«^vn Gleichung 1 ^Q=c oo R« ^v n Equation 1

Der Betrag der Meßladung, die übertragen wird, ist gegeben durch :The amount of measuring charge transferred is given by :

Q=C₂₆ Rfi^TW Gleichung 2Q=C ₂₆ Rfi^TW Equation 2

Die Werte der Kondensatoren 26,56 und der Kondensatoren 28,58 sind gleich:The values of capacitors 26.56 and 28.58 are equal:

^C26,56^=C28,58 Gleichung 3 ^C 26.56 ^=C 28.58 Equation 3

wobei beide Kapazitäten 4 pF sind. Der Wechsel im Potential bei V. als ein Ergebnis der Übertragung der zwei Ladungspakete ist gegeben durch:where both capacitances are 4 pF. The change in potential at V as a result of the transfer of the two charge packets is given by:

54,84 ^54,8454.84 ^54.84

Gleichung 4Equation 4

Wie in Fig. 2B zu sehen ist, sind der Ausgang V. und der Ausgang V„ in ihrem Potential im Hinblick auf \1 infolge der Übertragung der Messung und der Referenzladungspakete herabgesetzt. Allerdings bleibt der Komparatorausgang VCA konstant, da das Potential V_D größer als der Schwellwert V-,-As can be seen in Fig. 2B, the output V. and the output V” are reduced in potential with respect to \1 due to the transfer of the measurement and reference charge packets. However, the comparator output VCA remains constant since the potential V _D is greater than the threshold V-,-

D ID I

ist. Immer wenn das Potential V_D größer als der Schwell-Whenever the potential V _D is greater than the threshold

wert V-j- ist, verwendet der nächste Integrationszyklus eine positive Spannung V_n als das Referenzpotential (siehe Si. bei 316). Wenn das Potential V_D geringer als der Schwellwert V_x value Vj-, the next integration cycle uses a positive voltage V _n as the reference potential (see Si. at 316). If the potential V _D is less than the threshold value V _x

b &igr;b &igr;

ist, verwendet der nächste Integrationszyklus das negative Potential V„ als Referenzpotential.the next integration cycle uses the negative potential V as the reference potential.

Ein anderer Vorladezyklus 314 aktiviert die Schalter 34,64, die Schalter 38,68 und 48,78, um ein Meßladungspaket an den Kondensatoren 26,56 durch deren Aufladung auf V_TN| (auf V. für die Stufe 24) zu bilden und um die Referenzkondensatoren 28,58 auf V_PDMn zurückzusetzen. Ein anderer Inte-Another precharge cycle 314 activates switches 34,64, switches 38,68 and 48,78 to form a measuring charge packet on capacitors 26,56 by charging them to V _TN| (to V for stage 24) and to reset reference capacitors 28,58 to V _PDMn . Another inte-

bHNUbHNU

grationszyklus aktiviert bei 316 die Schalter 32,62, die Schalter 40,70 und die Schalter 46,76, um die Messung undcycle activates switches 32,62, switches 40,70 and switches 46,76 at 316 to start the measurement and

die Referenzladungspakete zu den Kondensatoren 54,82 zu übertragen und um die Referenzkondensatoren 28,58 auf V_n aufzuladen. Während des Integrationszyklus wurde ausreichend Ladung übertragen, so daß das Potential V_R geringer als V_T ist, und deshalb wechselt das VCA-Signal zu einem Eins-Zustand bei 318. Wie vorstehend besprochen wurde, verwendet der nächste Integrationszyklus, nachdem VCA zu einem Eins-Zustand wechselt, V als Referenzpotential,und ähnlich verwendet der nächste Integrationszyklus, nachdem das VCA-Signal auf einen NuIl-Zustand wechselt, V_n als das Referenzversorgungspotential. Die Frequenz, bei der VCA seinen Zustand ändert, ist eine Funktion von V_TN und steht deshalb für den Fluß.to transfer the reference charge packets to capacitors 54,82 and to charge reference capacitors 28,58 to V _n . During the integration cycle, sufficient charge has been transferred so that the potential V _R is less than V _T and therefore the VCA signal transitions to a one state at 318. As discussed above, after VCA transitions to a one state, the next integration cycle uses V as the reference potential, and similarly, after the VCA signal transitions to a zero state, the next integration cycle uses V _n as the reference supply potential. The frequency at which VCA changes state is a function of V _TN and therefore represents flux.

Die Referenzkondensatoren 28,58 werden in dem Integrationszyklus aufgeladen und in dem Vorladungszyklus zurückgesetzt. Ähnlich werden die Kondensatoren 26,56 in dem Vorladungszyklus aufgeladen und in dem Integrationszyklus zurückgesetzt. Sowohl die Meß- als auch die Referenzkondensatoren werden auf Null zurückgesetzt, bevor sie auf ein geeignetes Potential aufgeladen werden. Spannungsverdopplung wird gemäß der vorliegenden Erfindung verhindert, da die Potentialdifferenz sowohl des Referenzkondensators als auch des Meßkondensators, wie sie zwischen jedem zweier aufeinanderfolgender Schalterbetätigungen gemessen wird, auf die Hälfte des Potentials zwischen dem maximalen und dem minimalen Potential in dem Schaltkreis begrenzt wird. Während es in den bekannten Einzelkondensatoranordnungen üblich ist, andere Zwischenzyklen einzusetzen, um den Kondensator auf ein Zwischenpotential zurückzusetzen, um eine SpannungsVerdopplung zu verhindern, verlängern Zwischenzyklen in unerwünschter Weise die Zeit zwischen lesbaren Ausgängen und erhöhen den Stromverbrauch. Frühere Anordnungen wiesen zusätzliche Referenzpotentiale auf, die in der Größe geringer als die Substratreferenzen waren, um Ladungsinjektionen zu verhindern. Eine solche Anordnung erhöht die Schaltkreiskomplexität und setzt den dynamischen Bereich des Eingangssignals herab, daThe reference capacitors 28,58 are charged in the integration cycle and reset in the precharge cycle. Similarly, the capacitors 26,56 are charged in the precharge cycle and reset in the integration cycle. Both the sense and reference capacitors are reset to zero before being charged to an appropriate potential. Voltage doubling is prevented according to the present invention because the potential difference of both the reference capacitor and the sense capacitor as measured between any two consecutive switch actuations is limited to half the potential between the maximum and minimum potentials in the circuit. While it is common in the known single capacitor arrangements to employ other intermediate cycles to reset the capacitor to an intermediate potential to prevent voltage doubling, intermediate cycles undesirably lengthen the time between readable outputs and increase power consumption. Previous arrangements had additional reference potentials that were smaller in size than the substrate references to prevent charge injection. Such an arrangement increases the circuit complexity and reduces the dynamic range of the input signal because

die maximale Potentialdifferenz für V-., durch die Differenz in dem Potential zwischen dem Energieversorgungspotential und den zusätzlichen Referenzpotentialen verringert werden würde.the maximum potential difference for V-. would be reduced by the difference in the potential between the power supply potential and the additional reference potentials.

Fig. 3A zeigt eine schematische, elektrische Darstellung für einen Schalter 100, der für jeden der ASIC-Schalter in dem ein Paket erzeugenden Netzwerk 42 repräsentativ ist. Der Schalter 100 besitzt einen Steuereingang ifi, der in seinem aktiven Zustand die Kanäle des NMOS-Transistors 102 und des PMOS-Transistors 104 invertiert, um einen Durchgang mit einer niedrigen Impedanz zwischen dem Eingangspotential V_TN] und dem Ausgangspotential V_n._|T zu bilden. In einer ähnlichen Ausführung besitzt der Schalter 40 aktiv ein hohes Steuersignal S-, das V„ mit einem Anschluß des Kondensators 26 verbindet. Ein Inverter 106 invertiert ein Steuersignal &dgr;, bevor es das Gatter eines Transistors 104 erreicht. Die Transistoren 102,104 besitzen jeweils mit &ngr;_&sfgr;) V_n verbundene Substrate. Das wirksame Substrat des Transistors 104 ist eine in einer Wanne aus &eegr;-dotiertem Silizium gebildete Mulde, die auf V_n gehalten wird. Parasitäre Dioden 108,110,112,114 sind weiterhin entsprechend der Bildung der Transistoren 102,104 auf einem gemeinsamen Substrat vorhanden. Der Schalter 100 ist in Fig. 3B gezeigt, der auf einem geringfügig dotierten p-Siliziumsubstrat 250 hergestellt ist, und zwar unter Verwendung der bekannten Herstelltechniken für Halbleiter. Standardzellen für Schalter, wie diese, in ASIC-Designs sind handelsüblich und können beispielsweise von NCR, AT&T oder Sierra Semiconductor bezogen werden. Ein dickes Feldoxid 252 bildet eine elektrische Isolation zwischen den NMOS- und PMOS-Transistoren 102,104. Ein Versorgungspotential V„ ist mit dem p+ Kontakt 254 über einen Metallkontakt 256 mit niedrigem Widerstand verbunden und das Potential V_n ist mit dem n+ Kontakt 258 über einen Metallkontakt 260 verbunden. Das Eingangspotential V_Tf. ist mit einem n+ -Drain-Kontakt 264 des Feldeffekttransistors (FET)Fig. 3A shows an electrical schematic for a switch 100 representative of each of the ASIC switches in the packet generating network 42. The switch 100 has a control input ifi which, in its active state, inverts the channels of the NMOS transistor 102 and the PMOS transistor 104 to form a low impedance passage between the input potential V _TN] and the output potential V _n . _|T . In a similar embodiment, the switch 40 actively has a high control signal S- connecting V" to one terminal of the capacitor 26. An inverter 106 inverts a control signal δ before it reaches the gate of a transistor 104. The transistors 102,104 each have substrates connected to ν _σ) V _n . The effective substrate of transistor 104 is a well formed in a tub of η-doped silicon maintained at V _n . Parasitic diodes 108,110,112,114 are also present corresponding to the formation of transistors 102,104 on a common substrate. Switch 100 is shown in FIG. 3B fabricated on a lightly doped p-type silicon substrate 250 using known semiconductor fabrication techniques. Standard cells for switches such as this in ASIC designs are commercially available and can be obtained from, for example, NCR, AT&T, or Sierra Semiconductor. A thick field oxide 252 provides electrical isolation between NMOS and PMOS transistors 102,104. A supply potential V" is connected to the p+ contact 254 via a low resistance metal contact 256 and the potential V _n is connected to the n+ contact 258 via a metal contact 260. The input potential V _Tf . is connected to an n+ drain contact 264 of the field effect transistor (FET)

102 über einen niedergeschlagenen Metallkontakt 262 mit niedrigem Widerstand und mit einem p+ -Source-Kon-102 via a deposited metal contact 262 with low resistance and with a p+ source con-

takt 266 des FET 104 über einen Metallkontakt 268 verbunden. Das Ausgangspotential V_n||T ist mit einem n+ -Source-Kontakt 270 des FET 102 über einen Metallkontakt 272 und mit einem p+ Kontakt 274 des FET 104 über einen Metallkontakt 276 verbunden. Wenn das Steuersignal &dgr; aktiv wird, wird das p- Silizium unter einem Oxid 278 invertiert und das Potential an V_1n wird an V„..,. erscheinen. In ähnlicher Weise wird, wenn die Inversion des Steuersignals &dgr; aktiv wird, das n- -Silizium unter einem Oxid 280 invertiert, um so eine niedrige Impedanz zwischen dem Source und dem Drain zu bilden .clock 266 of FET 104 via a metal contact 268. The output potential V _n||T is connected to an n+ source contact 270 of FET 102 via a metal contact 272 and to a p+ contact 274 of FET 104 via a metal contact 276. When the control signal δ becomes active, the p- silicon under an oxide 278 is inverted and the potential at V _1n will appear at V„..,. Similarly, when the inversion of the control signal δ becomes active, the n- silicon under an oxide 280 is inverted so as to form a low impedance between the source and the drain.

Wenn das Potential an einem Anschluß eines Schalters größer als die Höhe der Versorgungspotentiale ist, wird eine der parasitären Dioden 108-114 vorgespannt und leitet Strom. Diese Leitung oder Ladungsinjektion verringert die Ladung, die an den Kondensatoren 26,28 gespeichert ist und führt daher zu einem Fehler.When the potential at a terminal of a switch is greater than the level of the supply potentials, one of the parasitic diodes 108-114 is biased and conducts current. This conduction or charge injection reduces the charge stored on the capacitors 26,28 and therefore results in a fault.

Fig. 3C zeigt ein Modell eines Bereichs eines Sigma-Delta-Wandeleraufbaus gemäß einem Stand der Technik, nachdem ein Kondensator 400 auf V„ aufgeladen ist und Schalter in dem Aufbau geschlossen sind, um einen V™, der ein Potential im wesentlichen von V_n besitzt, zu verbinden. Die Schalter sind als Widerstände Rl und R2 ausgeführt. Die Referenzpotentiale besitzen die nachfolgenden Werte: V„ = -2,5V, V = -2,5V, VgnMQ = OV und M kann irgendein Potential zwischen V„ und V sein. Parasitäre Dioden 116-130 sind an jeder Seite jedes Schalters vorhanden. Eine Standard-Schaltkreisanalyse der drei Knoten-Serienschaltkreise zeigt, daß V„ das einzige Potential ist, das V„ oder V überschreitet und deshalb Ladung in das Substrat 44 injiziert. V„ ist gegeben durch:Fig. 3C shows a model of a portion of a prior art sigma-delta converter structure after a capacitor 400 is charged to V" and switches in the structure are closed to connect a V" having a potential substantially equal to V _n . The switches are implemented as resistors Rl and R2. The reference potentials have the following values: V" = -2.5V, V = -2.5V, VgnMQ = 0 V and M can be any potential between V" and V . Parasitic diodes 116-130 are present on each side of each switch. Standard circuit analysis of the three node series circuits shows that V" is the only potential that exceeds V" or V and therefore injects charge into the substrate 44. V" is given by:

XO -XO-

(R^R₂)C(R^R ₂ )C

J +P Gleichung 5J +P Equation 5

1 21 2

wobei R₁ und R_? effektive Widerstände der Schalter sind. Da der Betrag der Kanalladungsinjektion mit der Fläche der Kanäle in den Transistoren der Schalter ansteigt, muß die Kanalgröße der Schalter minimiert werden, wodurch der effektive Widerstand groß wird. Tatsächlich besitzt der Widerstand R aus diesen Gründen naherungsweise ein sechstel des effektiven Widerstands des Widerstands R_?.where R ₁ and R _? are effective resistances of the switches. Since the amount of channel charge injection increases with the area of the channels in the transistors of the switches, the channel size of the switches must be minimized, making the effective resistance large. In fact, for these reasons, the resistance R has approximately one-sixth the effective resistance of the resistance R _? .

In Fig. 3D ist ein Diagramm von V₃ als Funktion der Zeit mit solchen Widerstandsverhältnissen dargestellt, das zeigt, daß V„ 4,5V unmittelbar nach der Betätigung des Schalters ist, wodurch die Diode 130 vorgespannt wird.In Fig. 3D, a plot of V ₃ versus time with such resistance ratios is shown, showing that V" is 4.5V immediately after the switch is actuated, thereby biasing the diode 130.

Claims (8)

SchutzansprücheProtection claims 1. Sender mit folgenden Merkmalen:1. Transmitter with the following characteristics: eine ein Ladungspaket erzeugende Einrichtung zur Bildung von zwei Typen von Referenzladungspaketen, wobei jedes
eine entgegengesetzte Polarität besitzt, und zur Bildung von Meßladungspaketen, die für die eine Verfahrensvariable stehen;a charge packet generating device for forming two types of reference charge packets, each
has an opposite polarity, and to form measuring charge packets which represent one process variable; eine Integratoreinrichtung, die mehrere Schalter aufweist, die in einem Halbleitersubstrat gebildet sind und die eine Halbleiterverbindung zwischen jedem Schalteranschluß und dem Substrat aufweisen, wobei die Schalter
Ladung ableiten, wenn ein Potential an einem Schalteranschluß eine Größe ausreichend hoch besitzt, um die Verbindung vorzuspannen, wobei die Einrichtung einen Ausgang bildet, der für ein Zeitintegral der Ladungspakete steht; undan integrator device comprising a plurality of switches formed in a semiconductor substrate and having a semiconductor connection between each switch terminal and the substrate, the switches
dissipate charge when a potential at a switch terminal is of a magnitude sufficiently high to bias the junction, the device providing an output representative of a time integral of the charge packets; and eine Komparatoreinrichtung zur Betätigung der Schalter,
um die Referenzladungspakete einer Polarität und die Meßladungspakete zu der Integratoreinrichtung zu übertragen, bis der Integratorausgang ein Schwellwertpotential übersteigt und danach ein Referenzladungspaket der entgegengesetzten Polarität und ein Meßladungspaket an die Integratoreinrichtungen zu übertragen, so daß die Größe des
Schalteranschlußpotentials geringer als die Größe der
Referenzpotentiale ist.a comparator device for operating the switches,
to transfer the reference charge packets of one polarity and the measuring charge packets to the integrator device until the integrator output exceeds a threshold potential and thereafter to transfer a reference charge packet of the opposite polarity and a measuring charge packet to the integrator devices so that the size of the
Switch connection potential is less than the size of the
reference potentials. 2. Sender nach Anspruch 1, wobei eine Filterstufe zwischen
dem Integratorausgang und der Komparatoreinrichtung verbunden ist.2. Transmitter according to claim 1, wherein a filter stage between
the integrator output and the comparator device. 2 -2 - 3. Sender nach Anspruch 1 oder 2, wobei die die Ladungspakete erzeugende Einrichtung einen ersten und einen zweiten Kondensatoraufbau aufweist, wobei während eines Vorladungszyklus der erste Kondensator auf ein Nullpotential geladen wird und der zweite Kondensator auf ein Meßpotential geladen wird und wobei während eines Integratorzyklus der erste Kondensator auf eines der Referenzpotentiale geladen wird und der zweite Kondensator auf ein Nullpotential geladen wird.3. Transmitter according to claim 1 or 2, wherein the device generating the charge packets comprises a first and a second capacitor structure, wherein during a precharge cycle the first capacitor is charged to a zero potential and the second capacitor is charged to a measurement potential and wherein during an integrator cycle the first capacitor is charged to one of the reference potentials and the second capacitor is charged to a zero potential. 4. Sender nach Anspruch 2 oder 3, wobei die Schalter durch ein Taktsignal betrieben werden, das eine Frequenz zwischen 250 kHz und 350 kHz aufweist.4. A transmitter according to claim 2 or 3, wherein the switches are operated by a clock signal having a frequency between 250 kHz and 350 kHz. 5. Sender nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei zwei Referenzpotentiale im wesentlichen die gleiche Größe aufweisen und wobei ein Grundpotential ein Potential im wesentlichen von der Hälfte der Differenz zwischen den zwei Potentialen ist.5. A transmitter according to any one of claims 1 to 4, wherein two reference potentials have substantially the same magnitude and wherein a ground potential is a potential substantially half the difference between the two potentials. 6. Sender nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Referenzladungspakete eine festgelegte Ladungsmenge besitzen und die Meßladungspakte eine variable Ladungsmenge besitzen.6. Transmitter according to one of claims 1 to 5, wherein the reference charge packets have a fixed amount of charge and the measuring charge packets have a variable amount of charge. 7. Sender nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die die Ladungspakete erzeugende Einrichtung, die Integratoreinrichtung, die Schalter und die Vergleichseinrichtung in demselben Halbleitersubstrat gebildet sind.7. A transmitter according to any one of claims 1 to 6, wherein the charge packet generating means, the integrator means, the switches and the comparison means are formed in the same semiconductor substrate. 8. Sender mit folgenden Merkmalen:8. Transmitters with the following characteristics: ein erster Kondensator zur Ladung eines Referenzpotentials, um so ein Referenzladungspaket zu erzeugen, unda first capacitor for charging a reference potential, so as to generate a reference charge packet, and 3 -3 - ein zweiter Kondensator zur Ladung eines Sensorpotentials, das für eine Prozess variable steht, um so ein Meßladungspaket zu erzeugen, wobei das Referenzpotential aus einem ersten und einem zweiten Referenzpotential ausgewählt wird, wobei das erste Potential eine Polarität entgegengesetzt zu dem zweiten Potential besitzt und die Erzeugungsladungspakete von entgegengesetzten Polaritäten sind ;a second capacitor for charging a sensor potential representative of a process variable so as to generate a sensor charge packet, the reference potential being selected from a first and a second reference potential, the first potential having a polarity opposite to the second potential and the generation charge packets being of opposite polarities; eine Integratoreinrichtung zur Bildung eines das Zeitintegral der Ladungspakete stehenden Ausgangs;an integrator device for forming an output representing the time integral of the charge packets; mehrere Schalter, die in einem Halbleitersubstrat gebildet sind und eine Halbleiterverbindung zwischen jedem Schalteranschluß und dem Substrat aufweisen, wobei die Schalter eine Ladung abgeben, wenn ein Potential an einem Schalteranschluß eine Größe groß genug besitzt, um die Verbindung vorzuspannen; unda plurality of switches formed in a semiconductor substrate and having a semiconductor junction between each switch terminal and the substrate, the switches releasing a charge when a potential at a switch terminal is of a magnitude large enough to bias the junction; and eine Komparatoreinrichtung zur Betätigung der Schalter, um Referenzladungspakete einer Polarität und Meßladungspakete zu der Integratoreinrichtung zuzuführen, bis der Integratorausgang ein Schwellwertpotential übersteigt, und um danach ein Referenzladungspaket der entgegengesetzten Polarität und ein Meßladungspaket zu der Integratoreinrichtung zu übertragen, so daß das Schalteranschlußpotential geringer als die Referenzpotentiale ist.a comparator means for operating the switches to supply reference charge packets of one polarity and measuring charge packets to the integrator means until the integrator output exceeds a threshold potential, and thereafter to transfer a reference charge packet of the opposite polarity and a measuring charge packet to the integrator means so that the switch terminal potential is less than the reference potentials.