DE69928561T2 - MEASUREMENT OF NONLINEAR DISTORTION IN TRANSMITTERS - Google Patents

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Abstract

The present invention provides a method for determining nonlinear distortion of a transmitter. A test symbol sequence is transmitted from the transmitter under test as an analog output signal. The analog output signal is sampled to produce a first sequence which represents the test symbol sequence as distorted by a linear distortion sequence and a nonlinear distortion sequence. The test symbol sequence is filtered via an adaptive filter to produce a second sequence such that the second sequence is approximately equal to the test symbol sequence as distorted by the linear distortion sequence. The second sequence is subtracted from the first sequence to produce an output sequence substantially equal to the nonlinear distortion sequence.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNGBACKGROUND OF THE INVENTION

1. GEBIET DER ERFINDUNG1. FIELD OF THE INVENTION

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein die Verzerrung in Sendern. Im Einzelnen betrifft die vorliegende Erfindung ein Verfahren und ein System zum Bestimmen der nichtlinearen Verzerrung eines Senders, der in einem Gigabit-Ethernet-Transceiver enthalten ist.The The present invention generally relates to distortion in transmitters. In detail, the present invention relates to a method and a system for determining the non-linear distortion of a transmitter, the in a Gigabit Ethernet transceiver is included.

2. BESCHREIBUNG DER VERWANDTEN FACHGEBIETE2. DESCRIPTION OF THE RELATED AREAS OF EXPERTISE

Empfänger, die digitale Signalverarbeitungsmodule benutzen, wie etwa lineare Entzerrer und Canceller, sind besonders empfindlich gegenüber nichtlinearen Verzerrungen, die in den empfangenen Signalen vorhanden sind. Eine schwere nichtlineare Verzerrung würde ein fehlerhaftes Decodieren der empfangenen Signale bewirken. Der Hauptbeitragende zu der nichtlinearen Verzerrung in einem Übertragungskanal ist der entsprechende Sender.Receiver that use digital signal processing modules, such as linear equalizers and canceller, are particularly sensitive to nonlinear distortions, which are present in the received signals. A heavy nonlinear Distortion would cause erroneous decoding of the received signals. Of the Main contributor to the nonlinear distortion in a transmission channel is the corresponding station.

In einem Gigabit-Ethernet-Kommunikationssystem, das dem 1000BASE-T-Standard entspricht, sind zwei Gigabit-Transceiver über vier verdrillte Leitungspaare (twisted pairs) aus Kupferkabeln der Kategorie 5 verbunden und befinden sich in einer bidirektionalen Vollduplex-Kommunikation miteinander. Es gibt vier einzelne Transceiver in jedem Gigabit-Transceiver. Die bidirektionale Vollduplex-Kommunikation impliziert, dass jeder einzelne Transceiver gleichzeitig mit einem entsprechenden fernen einzelnen Transceiver auf dem gleichen verdrillten Leitungspaar von Kabeln eine Übertragung durchführt. Diese simultane Übertragung würde die analogen Komponenten des Senders eines einzelnen Transceivers belasten. Diese Belastung würde bewirken, dass der Sender noch mehr nichtlineare Verzerrungen erzeugen würde. Somit stellt die nichtlineare Verzerrung ein erhebliches Problem in Gigabit-Ethernet-Kommunikationssystemen dar.In a Gigabit Ethernet communication system that complies with the 1000BASE-T standard, are two gigabit transceivers over four twisted pairs of copper cables Category 5 and are located in a bidirectional Full-duplex communication with each other. There are four individual transceivers in every gigabit transceiver. Bidirectional full-duplex communication implies that every single transceiver is using one at the same time corresponding remote single transceiver on the same twisted Cable pair of cables a transmission performs. This simultaneous transmission would be the analog Load components of the transmitter of a single transceiver. These Burden would cause the transmitter to produce even more nonlinear distortions would. Thus, nonlinear distortion poses a significant problem in Gigabit Ethernet communication systems represents.

Außerdem erfordert die bidirektionale Natur des Gigabit-Ethernet-Kommunikationssystems die Verwendung von Echokompensatoren (echo cancellers) in den Gigabit-Transceivern. Da die Echokompensatoren sehr empfindlich gegenüber einer nichtlinearen Verzerrung sind, muss die nichtlineare Verzerrung durch die entsprechende Auslegung der Sender auf einem akzeptablen Niveau gehalten werden. Der 1000BASE-T-Standard spezifiziert, dass der Spitzenwert der nichtlinearen Verzerrung jedes einzelnen Transceiver weniger als 10 Millivolt betragen muss, wenn er ohne ein intervenierendes Kabel getestet wird.Also required the bi-directional nature of the Gigabit Ethernet communication system the use of echo cancellers in the gigabit transceivers. Because the echo cancellers are very sensitive to nonlinear distortion must, the nonlinear distortion by the appropriate interpretation the transmitter is kept at an acceptable level. The 1000BASE-T standard specifies that the peak of nonlinear distortion every single transceiver must be less than 10 millivolts, when tested without an intervening cable.

In "Modeling Thin-Film Storage Channels; IEE Transactions on Magnetics" von K. Fisher, J. Cioffi, H. Thapar, Band 25, Nr. 5, September 1989 (1989-09), Seiten 4081-4083 ist ein System beschrieben, das für Dünnfilm-Speicherkanäle in dem Gebiet der magnetischen Aufzeichnungen verwendet wird. Die nichtlineare Verzerrung wird gemessen, indem eine pseudozufällige Sequenz angelegt wird. Der Unterschied zwischen einem rauschfreien Signal, das vorausgesagt wird, und dem tatsächlich gelesenen Signal ist die nichtlineare Verzerrung.In "Modeling Thin-film Storage channels; IEE Transactions on Magnetics "by K. Fisher, J. Cioffi, H. Thapar, Vol. 25, No. 5, September 1989 (1989-09), pages 4081-4083 is a System described for thin-film memory channels in the Area of magnetic records is used. The nonlinear distortion is measured by applying a pseudo-random sequence. The difference between a noise-free signal that predicted will, and indeed read signal is the nonlinear distortion.

In der US-A-4 792 915 ist ein nicht adaptives lineares Filter beschrieben, das ein lineares Filter aufweist, das zu einem nichtlinearen Filter parallelgeschaltet ist. Das lineare Filter stellt eine schnelle Anpassung bereit, bis es den linearen Beitrag jedes Koeffizienten modelliert hat. Danach setzt das nichtlineare Filter die Anpassung fort, bis das Fehlersignal auf ein akzeptables Niveau reduziert worden ist.In US-A-4,792,915 describes a non-adaptive linear filter which has a linear filter that becomes a nonlinear filter is connected in parallel. The linear filter provides a fast Adaptation ready until there is the linear contribution of each coefficient has modeled. After that, the non-linear filter sets the adaptation until the error signal is reduced to an acceptable level has been.

Die EP-A-0 399 968 beschreibt ein Verfahren und eine Anordnung zur Vermeidung der fehlerhaften Echoeliminierung und/oder Entzerrung, die sich aus Nichtlinearitäten eines D/A-Umsetzers und/oder eines A/D-Umsetzers in einem Telekommunikationssystem ergeben, wobei ein Fehlersignal zur Aktualisierung eines Filters zur adaptiven Echoeliminierung und/oder eines Filters zur adaptiven Entzerrung gebildet wird. Das Fehlersignal wird auch dazu verwendet, die Werte von gegebenen Vorrichtungen z.B. Kondensatoren, in den Umsetzern zu berichtigen, um Nichtlinearitäten in den Umsetzern zu verhindern. Die Signale werden damit von dem Fehlersignal zum Zwecke der Einstellung der Umsetzer gemäß geeigneten Algorithmen in separaten logischen Geräten gebildet.The EP-A-0 399 968 describes a method and an arrangement for avoidance the erroneous echo cancellation and / or equalization that occurs from nonlinearities a D / A converter and / or an A / D converter in a telecommunication system resulting in an error signal for updating a filter for adaptive echo cancellation and / or a filter for adaptive Equalization is formed. The error signal is also used the values of given devices e.g. Capacitors in the Correctors to prevent nonlinearities in the translators. The signals are thus from the error signal for the purpose of adjustment the converter according to appropriate Algorithms formed in separate logical devices.

Deshalb ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, Verfahren zur Bestimmung der nichtlinearen Verzerrung eines Senders vorzusehen, insbesondere für einen Sender, der in einem einzelnen Transceiver eines Gigabit-Ethernet-Transceiver enthalten ist.Therefore It is an object of the present invention to provide methods for determination the non-linear distortion of a transmitter, in particular for one Transmitter operating in a single transceiver of a Gigabit Ethernet transceiver is included.

Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren zum Bestimmen der nichtlinearen Verzerrung eines Senders mit den Merkmalen gemäß Anspruch 1 und ein System zum Bestimmen der nichtlinearen Verzerrung eines Senders mit den Merkmalen gemäß Anspruch 9 gelöst. Bevorzugte Ausführungsbeispiele sind in den Unteransprüchen definiert.These Task is solved by a method for determining the nonlinear Distortion of a transmitter with the features according to claim 1 and a system for Determine the non-linear distortion of a transmitter with the features according to claim 9 solved. Preferred embodiments are in the subclaims Are defined.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNGSUMMARY THE INVENTION

Die vorliegende Erfindung sieht ein Verfahren zum Bestimmen der nichtlinearen Verzerrung eines Senders vor. Gemäß einem Ausführungsbeispiel wird eine Testsymbol-Sequenz von dem Sender, der getestet wird, als ein analoges Ausgangssignal übertragen. Das analoge Ausgangssignal wird abgetastet, um eine erste Sequenz zu erzeugen, die die Testsymbol-Sequenz repräsentiert, wie sie von einer linearen Verzerrungs-Sequenz und einer nichtlinearen Verzerrungs-Sequenz verzerrt ist. Die Testsymbol-Sequenz wird über ein adaptives Filter gefiltert, um eine zweite Sequenz so zu erzeugen, dass die zweite Sequenz ungefähr gleich der Testsymbol-Sequenz ist, wie sie durch die lineare Verzerrungs-Sequenz verzerrt ist. Die zweite Sequenz wird von der ersten Sequenz subtrahiert, um eine Ausgangssequenz zu erzeugen, die im Wesentlichen gleich der nichtlinearen Verzerrungs-Sequenz ist.The The present invention provides a method for determining the non-linear Distortion of a transmitter before. According to one embodiment becomes a test symbol sequence from the transmitter being tested transmitted as an analog output signal. The analog output signal is sampled to a first sequence to generate the test symbol sequence as represented by a test symbol sequence linear distortion sequence and a non-linear distortion sequence is distorted. The test symbol sequence is filtered by an adaptive filter, to generate a second sequence such that the second sequence is approximately equal to the Test symbol sequence is as distorted by the linear distortion sequence. The second sequence is subtracted from the first sequence by one To generate output sequence that is substantially equal to the nonlinear Distortion sequence is.

Ein Ausführungsbeispiel sieht ein Verfahren zum Bestimmen der nichtlinearen Verzerrung eines Senders beim Vorhandensein eines störenden Sinussignals vor, das ein Signal simuliert, das von einem fernen Transceiver in Vollduplex-Kommunikation mit dem Transceiver übertragen wird, der den Sender besitzt, der getestet wird. Eine Testsymbol-Sequenz wird von dem Sender, der getestet wird, als ein analoges Ausgangssignal übertragen. Das analoge Ausgangssignal wird abgetastet, um einen Satz von Abtastdaten (sampled data) zu erzeugen. Eines sinusförmige Sequenz wird an die Abtastdaten angepasst. Die sinusförmige Sequenz wird von den Abtastdaten subtrahiert, um eine erste Sequenz zu erzeugen, wobei die erste Sequenz die Testsymbol-Sequenz repräsentiert, wie sie von einer linearen Verzerrungs-Sequenz und einer nichtlinearen Verzerrungs-Sequenz verzerrt ist. Die Testsymbol-Sequenz wird über ein adaptives Filter gefiltert, um eine zweite Sequenz so zu erzeugen, dass die zweite Sequenz ungefähr gleich der Testsymbol-Sequenz ist, wie sie von der linearen Verzerrungssequenz verzerrt ist. Die Filterkoeffizienten werden auf der Grundlage des Unterschieds zwischen der ersten und der zweiten Sequenz angepasst. Die zweite Sequenz wird von der ersten Sequenz subtrahiert, um eine Ausgangssequenz zu erzeugen, die im Wesentlichen gleich der nichtlinearen Verzerrungs-Sequenz ist.One embodiment provides a method for determining the nonlinear distortion of a Transmitter in the presence of a disturbing sinusoidal signal, the a signal simulated by a remote transceiver in full-duplex communication with transmitted to the transceiver who owns the transmitter being tested. A test symbol sequence is transmitted by the transmitter being tested as an analog output signal. The analog output is sampled to a set of sample data to produce (sampled data). A sinusoidal sequence is applied to the sample data customized. The sinusoidal Sequence is subtracted from the sample data to a first sequence with the first sequence representing the test symbol sequence, as defined by a linear distortion sequence and a non-linear distortion sequence is distorted. The test symbol sequence will over filtered an adaptive filter to produce a second sequence that the second sequence is about is equal to the test symbol sequence as given by the linear distortion sequence is distorted. The filter coefficients are based on the Adjusted difference between the first and the second sequence. The second sequence is subtracted from the first sequence by one To generate output sequence that is substantially equal to the nonlinear distortion sequence is.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGENSHORT DESCRIPTION THE DRAWINGS

Unter Bezugnahme auf die nachfolgende Beschreibung und die beigefügten Zeichnungen werden die Merkmale der vorliegenden Erfindung offensichtlicher und die Erfindung wird besser verständlich, wobei:Under Reference to the following description and the accompanying drawings The features of the present invention will become more apparent and the invention will be better understood, wherein:

1 ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Gigabit-Ethernet-Kommunikationssystem ist; 1 a simplified block diagram of a Gigabit Ethernet communication system is;

2 ein vereinfachtes Blockdiagramm eines beispielhaften Gigabit-Transceiver zur Verwendung in dem System von 1 ist; 2 a simplified block diagram of an exemplary gigabit transceiver for use in the system of 1 is;

3 ein Blockdiagramm eines Symbolerzeugers ist, der zur Verwendung in der vorliegenden Erfindung geeignet ist; 3 Fig. 10 is a block diagram of a symbol generator suitable for use in the present invention;

4 ein Blockdiagramm eines Systems zum Bestimmen der Senderverzerrung ist, das gemäß der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist; 4 Figure 4 is a block diagram of a system for determining transmitter distortion constructed in accordance with the present invention;

5 ein beispielhaftes Ausführungsbeispiel des Canceller 408 von 4 veranschaulicht; 5 an exemplary embodiment of the canceller 408 from 4 illustrated;

6 ein Ablaufdiagramm eines anderen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist; 6 Fig. 10 is a flowchart of another embodiment of the present invention;

7 eine Sendertestvorrichtung zur Verzerrungsmessung veranschaulicht, wobei der Prozess 600 von 6 als das Nachverarbeitungsmodul verwendet werden kann. 7 illustrates a transmitter test apparatus for distortion measurement, wherein the process 600 from 6 as the post-processing module can be used.

GENAUE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNGPRECISE DESCRIPTION THE INVENTION

Die vorliegende Erfindung sieht ein Verfahren zum Bestimmen der nichtlinearen Verzerrung eines Senders vor. Eine Testsymbol-Sequenz wird von dem Sender, der getestet wird, als ein analoges Ausgangssignal übertragen. Das analoge Ausgangssignal wird abgetastet, um ein digitales Ausgangssignal zu erzeugen, das die Testsymbol-Sequenz repräsentiert, die von einer linearen Verzerrungs-Sequenz und von einer nichtlinearen Verzerrungs-Sequenz verzerrt ist. Das Echokompensationsverfahren wird verwendet, um die Testsymbol-Sequenz und die lineare Verzerrungs-Sequenz ungefähr zu entfernen. Die Restsequenz ist dann ein Maß der nichtlinearen Verzerrung des Senders, der getestet wird.The present invention provides a method for determining the nonlinear distortion of a transmitter. A test symbol sequence is transmitted by the transmitter being tested as an analog output signal. The analog output signal is sampled to produce a digital output signal representing the test symbol sequence that is distorted by a linear distortion sequence and a non-linear distortion sequence. The echo cancellation method is used to approximately remove the test symbol sequence and the linear distortion sequence. The residual sequence is then a measure of the nonlinear distortion of the transmitter being tested.

Die vorliegende Erfindung kann verwendet werden, um die nichtlineare Verzerrung eines Senders in einem Gigabit-Transceiver eines Gigabit-Ethernet-Kommunikationssystems zu messen. Zur Erleichterung der Erklärung wird die vorliegende Erfindung genau beschrieben, wie sie bei dieser beispielhaften Anwendung angewendet wird. Aber dies soll nicht als eine Beschränkung der vorliegenden Erfindung ausgelegt werden.The The present invention may be used to describe the non-linear Distortion of a transmitter in a Gigabit transceiver of a Gigabit Ethernet communication system to eat. For ease of explanation, the present invention exactly how they are applied in this exemplary application becomes. But this is not intended to be a limitation of the present invention be interpreted.

Um die Vorteile der vorliegenden Erfindungen zu erkennen, wird es von Nutzen sein, die Erfindung im Kontext einer beispielhaften bidirektionalen Kommunikationsvorrichtung wie etwa einem Ethernet-Transceiver zu beschreiben. Die besondere beispielhafte Implementierung, die ausgewählt wurde, ist in 1 dargestellt, die ein vereinfachtes Blockdiagramm eines vielpaarigen Kommunikationssystems ist, das in Übereinstimmung mit dem IEEE-802.3ab-Standard (auch 1000BASE-T genannt) für eine 1-Gigabit-(Gb/s)-Ethernet-Vollduplex-Kommunikation über vier verdrillte Leitungspaare aus Kupferdrähten der Kategorie 5 arbeitet.To appreciate the advantages of the present inventions, it will be useful to describe the invention in the context of an exemplary bi-directional communication device such as an Ethernet transceiver. The particular exemplary implementation that has been selected is in 1 Figure 4 is a simplified block diagram of a multi-pair communication system that complies with the IEEE 802.3ab standard (also called 1000BASE-T) for 1 Gigabit (Gb / s) Ethernet full-duplex communication over four twisted pairs made of Category 5 copper wires.

In 1 ist das Kommunikationssystem als ein Punkt-zu-Punkt-System repräsentiert, um die Erläuterung zu vereinfachen, und umfasst zwei Haupttransceiverblöcke 101 und 102, die über vier verdrillte Leitungspaare von Kabeln 104a, b, c und d miteinander gekoppelt sind. Jedes der Leiterpaare 104a, b, c, d ist mit jedem der Transceiverblöcke 101, 102 durch eine jeweilige von vier Leitungsschnittstellenschaltungen 106 gekoppelt. Jedes der Leiterpaare 104a, b, c, d erleichtert die Kommunikation von Informationen zwischen entsprechenden Paaren der vier Paare von Sender-/Empfänger-Schaltungen (einzelne Transceiver) 108. Jeder der einzelnen Transceiver 108 ist zwischen einer jeweiligen Leitungsschnittstellenschaltung 106 und einem Block 110 einer physikalischen Codierungs-Teilschicht (PCS; physical coding sublayer) gekoppelt. An jedem der Transceiverblöcke 101 und 102 sind die vier einzelnen Transceiver 108 in der Lage, gleichzeitig jeweils bei 250 Megabits von Informationsdaten pro Sekunde (Mb/s) zu arbeiten und sind mit den entsprechenden fernen einzelnen Transceivern durch jeweilige Leitungsschnittstellenschaltungen gekoppelt, um die bidirektionale Vollduplex-Operation zu erleichtern. Somit wird ein 1Gb/s-Kommunikationsdurchsatz jedes der Transceiverblöcke 101 und 102 erreicht, indem vier einzelne 250-Mb/s-(125 Mbaud bei 2 Informationsdatenbits pro Symbol)-Transceiver 108 für jeden der Transceiverblöcke 101, 102 und vier Paare von verdrillten Kupferkabeln verwendet werden, um die beiden Transceiverblöcke 101, 102 miteinander zu verbinden.In 1 For example, the communication system is represented as a point-to-point system to simplify the explanation, and includes two main transceiver blocks 101 and 102 that has four twisted pairs of cables 104a , b, c and d are coupled together. Each of the conductor pairs 104a , b, c, d is with each of the transceiver blocks 101 . 102 by a respective one of four line interface circuits 106 coupled. Each of the conductor pairs 104a , b, c, d facilitate the communication of information between corresponding pairs of the four pairs of transceiver circuits (individual transceivers) 108 , Each of the individual transceivers 108 is between a respective line interface circuit 106 and a block 110 a physical coding sublayer (PCS). At each of the transceiver blocks 101 and 102 are the four individual transceivers 108 capable of operating simultaneously at 250 megabits of information data per second (Mb / s) and are coupled to the respective remote individual transceivers through respective line interface circuits to facilitate bidirectional full-duplex operation. Thus, 1Gb / s communication throughput of each of the transceiver blocks becomes 101 and 102 achieved by adding four single 250 Mb / s (125 Mbaud at 2 information data bits per symbol) transceiver 108 for each of the transceiver blocks 101 . 102 and four pairs of twisted copper cables are used to connect the two transceiver blocks 101 . 102 to connect with each other.

Das exemplarische Kommunikationssystem von 1 besitzt eine oberflächliche Ähnlichkeit mit einem 100BASE-T4-System, aber es ist so konfiguriert, dass es mit einer Bitrate arbeitet, die zehnmal höher ist. Entsprechend sollte es verständlich sein, dass gewisse Systemperformanzcharakteristiken wie z.B. die Abtastgeschwindigkeiten und dergleichen folglich höher sein werden und einen größeren Grad an Stromverbrauch bewirken werden. Auch wird bei Gigabit-Datenübertragungsgeschwindigkeiten über potentiell verrauschte Kanäle in vielen Fällen ein proportional höherer Grad an Signalverarbeitung benötigt, um einen adäquaten Grad an Signalwiedergabetreue und -qualität zu gewährleisten.The exemplary communication system of 1 has a superficial resemblance to a 100BASE-T4 system, but it is configured to operate at a bit rate ten times higher. Accordingly, it should be understood that certain system performance characteristics, such as scan speeds and the like, will consequently be higher and effect a greater degree of power consumption. Also, at gigabit data rates over potentially noisy channels, in many cases, a proportionally higher level of signal processing is needed to ensure adequate levels of signal fidelity and quality.

2 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm der funktionellen Architektur und der internen Konstruktion eines beispielhaften Transceiverblocks, der allgemein bei 200 angegeben ist, wie z.B. der Transceiver 101 von 1. Da sich die erläuternde Transceiveranwendung auf eine Gigabit-Ethernet-Übertragung bezieht, wird der Transceiver als der "Gigabit-Transceiver" bezeichnet. Zur Erleichterung der Veranschaulichung und der Beschreibung zeigt 2 nur einen der vier einzelnen 250 Mb/s-Transceiver, die simultan arbeiten (was hier 4-D-Operation genannt wird). Aber da die Operation der vier einzelnen Transceiver notwendigerweise untereinander in einer Wechselbeziehung steht, führen gewisse Blöcke und Signalleitungen in dem beispielhaften Ausführungsbeispiel von 2 jeweils vierdimensionale Operationen durch und übertragen vierdimensionale (4-D) Signale. Mit 4-D ist gemeint, das die Daten von den vier einzelnen Transceivern gleichzeitig benutzt werden. Um die Signalbeziehungen in 2 klar darzustellen, entsprechen die dünnen Linien den 1-dimensionalen Funktionen bzw. Signalen (d.h. sie beziehen sich nur auf einen einzigen einzelnen Transceiver), und die dicken Linien entsprechen den 4-D-Funktionen oder -Signalen (sie beziehen sich auf alle vier einzelnen Transceiver). 2 FIG. 10 is a simplified block diagram of the functional architecture and internal construction of an exemplary transceiver block, indicated generally at 200, such as the transceiver 101 from 1 , Since the illustrative transceiver application refers to Gigabit Ethernet transmission, the transceiver is referred to as the "Gigabit Transceiver". For ease of illustration and description 2 just one of the four individual 250 Mb / s transceivers working simultaneously (which is called a 4-D operation here). However, because the operation of the four individual transceivers necessarily correlates with each other, certain blocks and signal lines in the exemplary embodiment of FIG 2 each perform four-dimensional operations and transmit four-dimensional (4-D) signals. By 4-D is meant that the data from the four individual transceivers are used simultaneously. To see the signal relationships in 2 clearly, the thin lines correspond to the 1-dimensional functions (ie, they only relate to a single single transceiver), and the thick lines correspond to the 4-D functions or signals (they refer to all four individual ones transceiver).

Nun wird Bezug auf 2 genommen. Der Gigabit-Transceiver 200 umfasst einen medienunabhängigen Gigabitschnittstellen-(GMII; gigabit medium indepen dent interface)-Block 202, der in eine Empfangs-GMII-Schaltung 202R und eine Sende-GMII-Schaltung 202T unterteilt ist. Der Transceiver umfasst auch einen physikalischen Codierungs-Teilschicht-(PCS)-Block 204, der in eine Empfangs-PCS-Schaltung 204R und eine Sende-PCS-Schaltung 204T unterteilt ist, ein Impulsformungsfilter 206, einen Digital-/Analog-(D/A)-Umsetzer-Block 208, und einen Leitungsschnittstellen-Block 210, die alle allgemein den Senderabschnitt des Transceiver umfassen.Now, reference is made 2 taken. The gigabit transceiver 200 includes a media-independent gigabit medium independent interface (GMII) block 202 which is in a receive GMII circuit 202R and a transmit GMII circuit 202T is divided. The transceiver also includes a physical coding sublayer (PCS) block 204 which is in a receive PCS circuit 204R and a transmission PCS circuit 204T is divided, a pulse shaping filter 206 , a digital / ana log (D / A) converter block 208 , and a line interface block 210 all of which generally comprise the transmitter section of the transceiver.

Der Empfängerabschnitt umfasst allgemein ein Hochpassfilter 212, einen programmierbaren Verstärker (PGA; programmable gain amplifier) 214, einen Analog-Digital(A/D)-Umsetzer 216, einen automatischen Verstärkungsregelungs-(AGC; automatic gain control)-Block 220, einen Taktrückgewinnungs-Block 222, einen Paar-Swap-Multiplexerblock 224, einen Demodulator 226, einen Offset-Canceller 228, einen Nahnebensprech-(NEXT; near-end crosstalk)-Canceller-Block 230, der drei einzelne NEXT-Canceller aufweist, und einen Echokompensator 232.The receiver section generally includes a high pass filter 212 , a programmable gain amplifier (PGA) 214 , an analog-to-digital (A / D) converter 216 , an Automatic Gain Control (AGC) block 220 , a clock recovery block 222 , a pair-swap multiplexer block 224 , a demodulator 226 , an offset canceller 228 , a near-end crosstalk (NEXT) -canceller block 230 which has three individual NEXT cancellers and an echo canceller 232 ,

Der Gigabit-Transceiver 200 umfasst auch einen A/D-First-in-First-Out-Puffer 218 (FIFO; zuerst hinein, zuerst hinaus), um den korrekten Transfer von Daten von dem analogen Taktbereich zu dem Empfangstaktbereich zu erleichtern, und einen Rückschleifen-FIFO-Block (LPBK; loopback FIFO block) 234, um den korrekten Transfer von Daten von dem Sendetaktbereich zu dem Empfangstaktbereich zu erleichtern. Der Gigabit-Transceiver 200 kann optional ein zusätzliches adaptives Filter umfassen, um das Fernnebensprechen-Rauschen (far-end crosstalk noise) zu unterdrücken (FEXT-Canceller).The gigabit transceiver 200 also includes an A / D first-in-first-out buffer 218 (FIFO, first in, first out) to facilitate the correct transfer of data from the analog clock domain to the receive clock domain, and a loopback FIFO block (LPBK). 234 to facilitate the correct transfer of data from the send clock area to the receive clock area. The gigabit transceiver 200 Optionally, it may include an additional adaptive filter to suppress far-end crosstalk noise (FEXT canceller).

Was die Operationen betrifft, so empfängt der Sendeabschnitt 202T des GMII-Blocks auf dem Sendepfad Daten von dem Medienzugangskontroll-(MAC)-Modul in einem Byte-Breiten-Format mit der Rate von 125 MHz und gibt diese dem Sendeabschnitt 204T des PCS-Blocks über den FIFO 201 weiter. Der FIFO 201 gewährleistet einen korrekten Datentransfer von der MAC-Schicht zu der physikalischen Codierungs-(PHY)-Schicht, da der Sendetakt der PHY-Schicht nicht notwendigerweise mit dem Takt der MAC-Schicht synchronisiert ist. In einem Ausführungsbeispiel besitzt dieser kleine FIFO 201 etwa drei bis etwa fünf Speicherzellen, um sich der Flexibilitätsanforderung anzupassen, die eine Funktion der Rahmengröße und des Frequenz-Offset ist.As for the operations, the transmission section receives 202T the GMII block on the transmit path sends data from the media access control (MAC) module in a byte-width format at the rate of 125 MHz and gives it to the transmit section 204T of the PCS block via the FIFO 201 further. The FIFO 201 ensures proper data transfer from the MAC layer to the physical coding (PHY) layer, since the transmit clock of the PHY layer is not necessarily synchronized with the clock of the MAC layer. In one embodiment, this has a small FIFO 201 about three to about five memory cells to accommodate the flexibility requirement, which is a function of frame size and frequency offset.

Der PCS-Sendeabschnitt 204T führt bestimmte Verwürflungsoperationen durch, und insbesondere ist er verantwortlich für die Codierung der digitalen Daten in die vorschriftsmäßigen Codewort-Repräsentationen, die für die Übertragung geeignet sind. In dem veranschaulichten Ausführungsbeispiel von 2 enthält der PCS-Sendeabschnitt 204T eine Codiermaschine und einen Signal-Mapper, der eine Trellis-Codierungs-Architektur implementiert, wie dies von der IEEE-802.3ab-Spezifikation für die Gigabit-Übertragung verlangt wird.The PCS transmission section 204T performs certain scrambling operations and, in particular, is responsible for encoding the digital data into the proper codeword representations suitable for transmission. In the illustrated embodiment of FIG 2 contains the PCS transmission section 204T a coding engine and a signal mapper implementing a trellis coding architecture as required by the IEEE 802.3ab specification for gigabit transmission.

Entsprechend dieser Codierungsarchitektur generiert der PCS-Sendeabschnitt 204T vier 1-D-Symbole, eines für jeden der vier einzelnen Transceiver. Das 1-D-Symbol, das für den einzelnen Transceiver generiert wird, der in 2 dargestellt ist, wird von dem Impulsformungsfilter 206 gefiltert. Dieses Filtern unterstützt die Reduzierung der abgestrahlten Emission der Ausgabe des Transceivers derart, dass diese in die Parameter fällt, die von der Federal Communications Commission (US-Regierungskommission zur Regelung der Kommunikationswege) gefordert werden. Das Impulsformungsfilter 206 wird so implementiert, dass es eine Transferfunktion von 0,75 + 0,25z–1 definiert. Diese spezielle Implementierung wird so gewählt, dass das Leistungsspektrum der Ausgabe des Transceivers unter das Leistungsspektrum eines 100Base-Tx-Signals fällt. Das 100Base-Tx ist ein stark benutzter und akzeptierter Fast-Ethernet-Standard für 100 Mb/s-Operationen auf zwei Paaren von verdrillten Leitungspaaren aus Kabeln der Kategorie 5. Die Ausgabe des Impulsformungsfilters 206 wird von dem D/A-Umsetzer 208, der mit 125 MHz arbeitet, in ein analoges Signal umgesetzt. Das analoge Signal wandert durch den Leitungsschnittstellen-Block 210 und wird auf dem entsprechenden verdrillten Leitungspaarkabel platziert.According to this coding architecture, the PCS transmission section generates 204T four 1-D symbols, one for each of the four individual transceivers. The 1-D symbol generated for each transceiver that is in 2 is shown by the pulse shaping filter 206 filtered. This filtering helps reduce the radiated emission of the transceiver's output so that it falls within the parameters required by the Federal Communications Commission. The pulse shaping filter 206 is implemented to define a transfer function of 0.75 + 0.25z -1 . This particular implementation is chosen so that the power spectrum of the transceiver's output falls below the power spectrum of a 100Base-Tx signal. The 100Base-Tx is a widely used and accepted Fast Ethernet standard for 100 Mb / s operations on two pairs of twisted-pair cable category 5 cables. Pulse shaping filter output 206 is from the D / A converter 208 , which works with 125 MHz, converted into an analog signal. The analog signal travels through the line interface block 210 and is placed on the corresponding twisted pair cable.

Auf dem Empfangspfad empfängt der Leitungsschnittstellen-Block 210 ein analoges Signal von dem verdrillten Leitungspaarkabel. Das empfangene analoge Signal wird von dem Hochpass-Filter 212 und dem PGA 214 vorbehandelt, bevor es von dem A/D-Umsetzer 216, der bei einer Abtastrate von 125 MHz arbeitet, in ein digitales Signal umgesetzt wird. Die Zeitsteuerung des A/D-Umsetzers 216 wird von der Ausgabe des Taktrückgewinnungs-Blocks 222 gesteuert. Das sich ergebende digitale Signal wird von dem analogen Taktbereich korrekt zu dem Empfangstaktbereich durch den A/D-FIFO 218 übertragen. Die Ausgabe des A/D-FIFO 218 wird auch von der AGC 220 benutzt, um die Operation des PGA 214 zu steuern.On the receive path, the line interface block receives 210 an analog signal from the twisted pair cable. The received analog signal is from the high pass filter 212 and the PGA 214 pretreated before it from the A / D converter 216 operating at a sampling rate of 125 MHz, converted into a digital signal. The timing of the A / D converter 216 is from the output of the clock recovery block 222 controlled. The resulting digital signal correctly becomes the receive clock domain from the analog clock domain through the A / D FIFO 218 transfer. The output of the A / D FIFO 218 is also from the AGC 220 used to the operation of the PGA 214 to control.

Die Ausgabe des A/D-FIFO 218 zusammen mit den Ausgaben von den A/D-FIFOs der anderen drei einzelnen Transceiver werden in den Paar-Swap-Multiplexer-Block (pair-swap multiplexer block) 224 eingegeben. Der Paar-Swap-Multiplexer-Block 224 verwendet das 4-D-Paar-Swap-Steuersignal von dem Empfangsabschnitt 204R des PCS-Blocks, um die vier Eingangssignale zu sortieren und die korrekten Signale an die jeweiligen Vorwärtsentzerrer (feedforward equalizer) 26 des Demodulators 226 zu senden. Diese Paar-Swap-Steuerung wird aus dem folgenden Grund benötigt. Die Trellis-Codierungs-Methode, die für die Gigabit-Transceiver (101 und 102 von 1) verwendet wird, basiert auf der Tatsache, dass ein Signal auf jedem verdrillten Leitungspaar von Drähten einer jeweiligen 1-D-Konstellation entspricht, und dass die Signale, die über vier verdrillte Leitungspaare übertragen werden, kollektiv eine 4-D-Konstellation bilden. Somit muss, damit die Decodierung auch klappt, jedes der vier verdrillten Leitungspaare eindeutig mit einer der vier Dimensionen verbunden sein. Jedes unerfasste Swapping der vier Paare würde zu einer fehlerhaften Decodierung führen. In einem alternativen Ausführungsbeispiel des Gigabit-Transceiver wird die Paar-Swap-Steuerung von dem Demodulator 226 durchgeführt anstatt von der Kombination aus dem PCS-Empfangsabschnitt 204R und dem Paar-Swap-Multiplexer-Block 224.The output of the A / D FIFO 218 together with the outputs from the A / D FIFOs of the other three individual transceivers are placed in the pair-swap multiplexer block 224 entered. The pair-swap multiplexer block 224 uses the 4-D pair swap control signal from the receiving section 204R of the PCS block to sort the four input signals and apply the correct signals to the respective feedforward equalizers 26 of the demodulator 226 to send. This pair swap control is needed for the following reason. The trellis coding method used for the Gi gabit transceiver ( 101 and 102 from 1 ) is based on the fact that a signal on each twisted wire pair of wires corresponds to a respective 1-D constellation, and that the signals transmitted over four twisted wire pairs collectively form a 4-D constellation. Thus, in order for the decoding to work, each of the four twisted pair wires must be uniquely connected to one of the four dimensions. Any unrecognized swapping of the four pairs would result in erroneous decoding. In an alternative embodiment of the gigabit transceiver, the pair swap control is from the demodulator 226 instead of the combination of the PCS receive section 204R and the pair swap multiplexer block 224 ,

Der Demodulator 226 umfasst einen Vorwärtsentzerrer (FFE; feed-forward equalizer) 26 für jeden einzelnen Transceiver, der mit einer "Deskew"-Speicherschaltung 36 (Speicherschaltung zur korrekten Ausrichtung) und einer Decodierschaltung 38 gekoppelt ist, die in dem veranschaulichten Ausführungsbeispiel als ein Trellis-Decodierer implementiert ist. Die Deskew-Speicherschaltung 36 und der Trellis-Decodierer 38 sind allen vier einzelnen Transceivern gemeinsam. Der FFE 26 empfängt das empfangene Signal, das für ihn bestimmt ist, von dem Paar-Swap-Multiplexer-Block 224. Der FFE 26 wird in geeigneter Weise implementiert, um ein Vorläufer-Filter (precursor filter) 28, ein programmierbares inverses Teilantwort-(IPR; inverse partial response)-Filter 30, eine Summiervorrichtung 32 und eine adaptive Verstärkungsstufe 34 zu umfassen. Der FFE 26 ist ein adaptives Filter vom Typ nach der Methode der kleinsten mittleren Quadrate (LMS; least-mean-squares), das so konfiguriert ist, dass es eine Kanalentzerrung durchführt, was unten noch genauer beschrieben wird.The demodulator 226 includes a feedforward equalizer (FFE) 26 for every single transceiver that uses a "deskew" memory circuit 36 (Memory circuit for correct alignment) and a decoder circuit 38 which is implemented as a trellis decoder in the illustrated embodiment. The deskew memory circuit 36 and the trellis decoder 38 are common to all four individual transceivers. The FFE 26 receives the received signal destined for it from the pair swap multiplexer block 224 , The FFE 26 is suitably implemented to provide a precursor filter 28 , a programmable inverse partial response (IPR) filter 30 , a summing device 32 and an adaptive gain stage 34 to include. The FFE 26 is a least-mean-squares (LMS) adaptive filter configured to perform channel equalization, which will be described in more detail below.

Das Vorläufer-Filter 28 generiert einen Vorläufer zu dem Eingangssignal 2. Dieser Vorläufer wird für die Taktrückgewinnung benutzt. Die Transferfunktion des Vorläufer-Filters 28 kann als –γ + z–1 dargestellt werden, wobei γ gleich 1/16 für kurze Kabel (weniger als 80 Meter) und 1/8 für lange Kabel (mehr als 80 m) ist. Die Bestimmung der Länge eines Kabels basiert auf der Verstärkung des groben PGA 14 des programmierbaren Verstärkungsblocks 214.The precursor filter 28 generates a precursor to the input signal 2 , This precursor is used for clock recovery. The transfer function of the precursor filter 28 can be represented as -γ + z -1 , where γ is 1/16 for short cables (less than 80 meters) and 1/8 for long cables (more than 80 meters). The determination of the length of a cable is based on the gain of the coarse PGA 14 of the programmable gain block 214 ,

Das programmierbare IPR-Filter 30 kompensiert die ISI (Nachbarsymbol-Interferenz; intersymbol interference), die von der Teilantwort-Impulsformung in dem Senderabschnitt eines fernen Transceiver eingeführt wird, der das analoge Äquivalent zu dem digitalen Signal 2 übertragen hat. Die Transferfunktion des IPR-Filters 30 kann als 1/(1 + Kz–1) ausgedrückt werden. In dem vorliegenden Beispiel hat K einen beispielhaften Wert von 0,484375 während des Starts und läuft nach der Konvergenz des Entscheidungs-Rückkopplungs-Entzerrers, der im Innern des Trellis-Decodierers 38 enthalten ist, langsam nach unten auf Null aus. Der Wert von K kann auch jeder positive Wert von strikt weniger als 1 sein.The programmable IPR filter 30 compensates for the ISI (intersymbol interference) introduced by the partial response pulse shaping in the transmitter section of a remote transceiver which is the analog equivalent to the digital signal 2 has transferred. The transfer function of the IPR filter 30 can be expressed as 1 / (1 + Kz -1 ). In the present example, K has an exemplary value of 0.484375 during startup and runs after the convergence of the decision feedback equalizer inside the trellis decoder 38 is contained, slowly down to zero. The value of K can also be any positive value of strictly less than 1.

Die Summiervorrichtung 32 empfängt die Ausgabe des IPR-Filters 30 und subtrahiert davon adaptiv abgeleitete Löschungssignale (cancellation signals), die von dem adaptiven Filterblock empfangen werden, nämlich Signale, die von dem Offset-Canceller 228, den NEXT-Cancellers 230 und dem Echokompensator 232 entwickelt wurden. Der Offset-Canceller 228 ist ein adaptives Filter, das eine Schätzung eines Signal-Offset generiert, der von den Bauelementschaltungen des analogen vorderen Endes des Transceiver eingeführt wird, vor allem Offsets, die von dem PGA 214 und dem A/D-Umsetzer 216 eingeführt werden.The summation device 32 receives the output of the IPR filter 30 and subtracts therefrom adaptively derived cancellation signals received from the adaptive filter block, namely signals received from the offset canceller 228 , the NEXT-Canceller 230 and the echo canceller 232 were developed. The offset canceller 228 is an adaptive filter which generates an estimate of a signal offset introduced by the component circuits of the analog front end of the transceiver, especially offsets derived from the PGA 214 and the A / D converter 216 be introduced.

Die drei NEXT-Canceller 230 können auch als adaptive Filter beschrieben werden und werden in dem veranschaulichten Ausführungsbeispiel dazu verwendet, die NEXT-Beeinträchtigungen in dem empfangenen Signal zu modellieren, die durch Interferenzen bewirkt werden, die von Symbolen generiert werden, die von den drei lokalen Sendern der anderen drei einzelnen Transceiver gesendet werden. Diese Beeinträchtigungen werden als durch einen Nebensprechmechanismus zwischen benachbarten Paaren von Kabeln verursacht erkannt, deshalb der Begriff Nahnebensprechen (near-end crosstalk) oder NEXT. Da jeder Empfänger Zugriff auf die Daten hat, die von den anderen drei lokalen Sendern übertragen werden, ist es möglich, die NEXT-Beeinträchtigungen durch Filtern ungefähr zu replizieren. Unter Bezugnahme auf 2 filtern die drei NEXT-Canceller 230 die Signale, die von dem PCS-Block an die anderen drei lokalen Sender gesendet werden, und erzeugen drei Signale, die die jeweiligen NEXT-Beeinträchtigungen replizieren. Durch das Subtrahieren dieser drei Signale von der Ausgabe des IPR-Filters 30 werden die NEXT-Beeinträchtigungen annähernd aufgehoben (cancelled).The three NEXT cancellers 230 may also be described as adaptive filters and are used in the illustrated embodiment to model the NEXT impairments in the received signal caused by interferences generated by symbols received from the three local transmitters of the other three individual transceivers be sent. These impairments are recognized as being caused by a cross-talk mechanism between adjacent pairs of cables, hence the term near-end crosstalk or NEXT. Since each recipient has access to the data transmitted by the other three local senders, it is possible to approximately replicate the NEXT impairments by filtering. With reference to 2 filter the three NEXT cancellers 230 the signals sent from the PCS block to the other three local transmitters and generate three signals that replicate the respective NEXT impairments. By subtracting these three signals from the output of the IPR filter 30 the NEXT impairments are approximately canceled (canceled).

Aufgrund der bidirektionalen Natur des Kanals bewirkt jeder lokale Sender eine Echobeeinträchtigung bei dem empfangenen Signal des lokalen Empfängers, mit dem er zur Bildung eines einzelnen Transceiver gepaart ist. Um diese Beeinträchtigung zu beseitigen, wird ein Echokompensator 232 vorgesehen, der auch als ein adaptives Filter charakterisiert werden kann, und wird in dem veranschaulichten Ausführungsbeispiel zum Modellieren der Signalbeeinträchtigung aufgrund des Echos verwendet. Der Echokompensator 232 filtert das Signal, das von dem PCS-Block an den lokalen Sender gesendet wurde, der mit dem Empfänger verknüpft ist, und erzeugt eine ungefähre Kopie (replica) der Echobeeinträchtigung. Durch das Subtrahieren dieses Kopiesignals von der Ausgabe des IPR-Filters 30 wird die Echobeeinträchtigung annährend aufgehoben.Due to the bidirectional nature of the channel, each local transmitter causes an echo impairment on the received signal of the local receiver with which it is paired to form a single transceiver. To eliminate this impairment, an echo canceller 232 which may also be characterized as an adaptive filter and is used in the illustrated embodiment to model the signal degradation due to the echo. The echo canceller 232 filters the signal sent from the PCS block to the local transmitter associated with the receiver and generates an approximate replica of the echo impairment. By subtracting this copy signal from the output of the IPR filter 30 the echo impairment is approximately canceled.

Die adaptive Verstärkungsstufe 34 empfängt das verarbeitete Signal von der Summierschaltung 32 und führt eine Feineinstellung der Signalpfadverstärkung unter Verwendung eines Null-Zwangs-LMS-Algorithmus (zero-forcing LMS algorithm) durch. Da diese adaptive Verstärkungsstufe 34 auf der Basis der Fehlersignale trainiert, die von den adaptiven Filtern 228, 230 und 232 generiert werden, sieht sie eine genauere Signalverstärkung vor als diejenige, die von dem PGA 214 in dem analogen Abschnitt vorgesehen wird.The adaptive gain stage 34 receives the processed signal from the summation circuit 32 and fine-tune the signal path gain using a zero-forcing LMS algorithm. Because this adaptive gain stage 34 based on the error signals trained by the adaptive filters 228 . 230 and 232 generated, it provides a more accurate signal amplification than that provided by the PGA 214 is provided in the analog section.

Die Ausgabe der adaptiven Verstärkungsstufe 34, die auch die Ausgabe des FFE 26 ist, wird in die Deskew-Speicherschaltung 36 eingegeben. Der Deskew-Speicher 36 ist ein vierdimensionaler Funktionsblock, d.h. er empfängt auch die Ausgaben der drei FFEs der anderen drei einzelnen Transceiver. Es kann einen relativen Signalversatz (skew) in den Ausgaben der vier FFEs geben, die die vier Signalabtastwerte sind, die die vier zu decodierenden Symbole repräsentieren. Dieser relative Signalversatz kann bis zu 50 Nanosekunden betragen und wird durch die Schwankungen in der Art, wie die Kupferdrahtpaare verdrillt sind, bedingt. Für die korrekte Decodierung der vier Symbole müssen die vier Signalabtastwerte richtig ausgerichtet werden. Der Deskew-Speicher richtet die vier Signalabtastwerte aus, die von den vier FFEs empfangen werden, und leitet dann die korrekt ausgerichteten (deskewed) vier Signalabtastwerte an eine Decodierschaltung 38 zum Decodieren weiter.The output of the adaptive gain stage 34 which also includes the issue of the FFE 26 is in the deskew memory circuit 36 entered. The deskew memory 36 is a four-dimensional function block, ie it also receives the outputs of the three FFEs of the other three individual transceivers. There may be a relative skew in the outputs of the four FFEs, which are the four signal samples representing the four symbols to be decoded. This relative signal offset can be up to 50 nanoseconds and is due to variations in the way the copper wire pairs are twisted. For correct decoding of the four symbols, the four signal samples must be properly aligned. The deskew memory aligns the four signal samples received from the four FFEs, and then passes the correctly deskewed four signal samples to a decoder circuit 38 to decode on.

Im Kontext des beispielhaften Ausführungsbeispiels wurden die Daten, die an dem lokalen Transceiver empfangen wurden, vor der Übertragung an dem fernen Transceiver codiert. Im vorliegenden Fall können Daten unter Verwendung eines vierdimensionalen 8-Zustands-Trellis-Code codiert werden, und der Decodierer 38 kann deshalb als ein Trellis-Decodierer implementiert sein. Bei Nichtvorhandensein einer Nachbarsymbol-Interferenz (ISI) würde ein geeigneter 8-Zustands-Viterbi-Decodierer eine optimale Decodierung dieses Codes bereitstellen. Aber in dem Fall des Gigabit-Ethernet leitet das verdrillte Leitungspaarkabel der Kategorie 5 einen beträchtlichen Betrag an ISI ein. Außerdem trägt das Teilantwort-Filter des fernen Senders am anderen Ende des Kommunikationskanals auch einiges an ISI bei. Deshalb muss der Trellis-Decodierer 38 sowohl den Trellis-Code als auch die ISI bei der hohen Rate von 125 MHz decodieren. Bei dem veranschaulichten Ausführungsbeispiel des Gigabit-Transceiver umfasst der Trellis-Decodierer 38 einen 8-Zustands-Viterbi-Decodierer und verwendet einen Entscheidungs-Rückkopplungs-Sequenz-Schätzungs-Lösungsweg, um mit den ISI-Komponenten fertig zu werden.In the context of the exemplary embodiment, the data received at the local transceiver has been encoded prior to transmission at the remote transceiver. In the present case, data may be encoded using a four-dimensional 8-state trellis code, and the decoder 38 can therefore be implemented as a trellis decoder. In the absence of neighbor symbol interference (ISI), a suitable 8-state Viterbi decoder would provide optimal decoding of this code. But in the case of Gigabit Ethernet, the twisted pair cable routes the category 5 a significant amount of ISI. In addition, the far-end filter of the remote transmitter at the other end of the communication channel also adds some to ISI. That's why the trellis decoder needs to be 38 decode both the trellis code and the ISI at the high rate of 125 MHz. In the illustrated embodiment of the gigabit transceiver, the trellis decoder comprises 38 an 8-state Viterbi decoder and uses a decision-feedback sequence estimation approach to deal with the ISI components.

Die 4-D-Ausgabe des Trellis-Decodierer 38 wird an den PCS-Empfangsabschnitt 204R geliefert. Der Empfangsabschnitt 204R des PCS-Blocks entwürfelt und decodiert den Symbolstrom, dann leitet er die decodierten Pakete und den Ruhestrom (idle stream) zu dem Empfangabschnitt 202T des GMII-Blocks weiter, welcher diese an das MAC-Modul weiterleitet. Die 4-D-Ausgaben, die jeweils der Fehler und die provisorische Entscheidung (tentative decision) sind, werden dem Taktrückgewinnungs-Block 222 geliefert, dessen Ausgabe die Abtastzeit des A/D-Umsetzers 216 steuert. Eine der vier Komponenten des Fehlers und eine der vier Komponenten der provisorischen Entscheidung entsprechen dem in 2 gezeigten Empfänger und werden der adaptiven Verstärkungsstufe 34 des FFE 26 zugeführt, um die Verstärkung des Entzerrersignalpfades einzustellen. Der Fehlerkomponentenabschnitt des Decodiererausgangssignals wird als ein Steuersignal auch einer Anpassungsschaltung zugeführt, die in jedem der adaptiven Filter 228, 229, 230, 231 und 232 enthalten ist. Die Anpassungsschaltung wird für die Aktualisierung und den Trainingsprozess der Filterkoeffizienten verwendet.The 4-D output of the trellis decoder 38 is sent to the PCS receive section 204R delivered. The reception section 204R of the PCS block descrambles and decodes the symbol stream, then passes the decoded packets and the idle stream to the receive section 202T of the GMII block, which forwards them to the MAC module. The 4-D outputs, which are each the error and the tentative decision, become the clock recovery block 222 whose output is the sampling time of the A / D converter 216 controls. One of the four components of the error and one of the four components of the provisional decision correspond to those in 2 shown receiver and are the adaptive gain stage 34 of the FFE 26 supplied to adjust the gain of the equalizer signal path. The error component portion of the decoder output signal is also supplied as a control signal to a matching circuit included in each of the adaptive filters 228 . 229 . 230 . 231 and 232 is included. The matching circuit is used for the updating and the training process of the filter coefficients.

In dem oben beschriebenen Gigabit-Transceiver (2) kommt die nichtlineare Verzerrung jedes Senders hauptsächlich von dem D/A-Block 208 und der Leitungsschnittstelle 210. Aber durch seine Aktion bei dem D/A-Block 208 kann das Teilantwort-Impulsformungsfilter 206 indirekt eine gewisse Verzerrung beitragen.In the Gigabit transceiver described above ( 2 ), the nonlinear distortion of each transmitter comes mainly from the D / A block 208 and the line interface 210 , But by his action on the D / A block 208 may be the partial response pulse shaping filter 206 contribute indirectly to some distortion.

Die vorliegende Erfindung kann verwendet werden, um die nichtlineare Verzerrung zu bestimmen, die von dem Senderabschnitt jedes einzelnen Transceiver in dem Gigabit-Transceiver eingeführt wird.The The present invention may be used to describe the non-linear Distortion determined by the transmitter section of each individual Transceiver is introduced in the gigabit transceiver.

3 ist ein Blockdiagramm eines Symbolerzeugers, der für die Verwendung in der vorliegenden Erfindung geeignet ist. Der Symbolerzeuger 300 wird verwendet, um ein Testsymbolmuster zu generieren, das von dem Sender, der getestet wird, übertragen werden soll. Das Testsymbolmuster ist eine Sequenz von Symbolen, die statistische Eigenschaften aufweist, die eine Bestimmung des Betrages an nichtlinearer Verzerrung erlaubt, die in der Ausgabe eines Senders, der getestet wird, vorhanden ist. 3 Figure 12 is a block diagram of a symbol generator suitable for use in the present invention. The symbol generator 300 is used to generate a test symbol pattern to be transmitted by the transmitter being tested. The test symbol pattern is a sequence of symbols that has statistical properties that allow determination of the amount of non-linear distortion present in the output of a transmitter being tested.

Der Symbolerzeuger 300 umfasst ein lineares Rückkopplungs-Schieberegister 302 und einen Symbol-Mapper 310. Das lineare Rückkopplungs-Schieberegister 302, das elf Verzögerungselemente umfasst, wird dazu verwendet, das Generatorpolynom zu implementieren: g(s) = 1 + x9 + x11 in GF(2)wobei GF(2) das Galois-Feld von 2 bezeichnet. Das Generatorpolynom generiert Ausgaben in dem Binärfeld. Die Verwendung eines linearen Rückkopplungs-Schieberegisters zur Implementierung eines Generatorpolynoms ist in diesem Fachgebiet wohl bekannt. Das lineare Rückkopplungs-Schieberegister 302 gibt eine pseudozufällige Bitsequenz x0n aus, die gemäß g(x) generiert wird, wobei der tiefergestellte Index n den Zeitindex bezeichnet. Das Schieberegister 302 wird einmal pro Symbolperiode aktualisiert. Bei jeder Symbolperiode wird das Schieberegister um ein Bit weitergeschoben und ein neues Bit der Sequenz x0n wird generiert. Zwei zusätzliche pseudozufällige Bitsequenzen x1n und x2n werden durch die linearen Kombinationen der zeitverzögerten Versionen von x0n wie folgt generiert: x1n = x0n-1 ⊕ x0n-4 x2n = x0n-2 ⊕ x0n-4 wobei ⊕ die logische Exklusiv-ODER-Operation bezeichnet. Die drei Bitsequenzen x0n, x1n, und x2n sind über einen Zeitraum gegenseitig unkorreliert, der länger als die Länge der Impulsantwort des Senders, der getestet wird, ist, der der Sender eines einzelnen Transceiver 108 eines Gigabit-Transceiver 12 ist (1). Die drei Bitsequenzen x0n, x1n, und x2n werden in eine 3-Bit-Sequenz xn kombiniert, die als eine Eingabe zu dem Symbol-Mapper 310 verwendet wird, um die Testsymbol-Sequenz S(n) zu generieren. Die 3-Bit-Sequenz xn wird wiederholt generiert, um zu erlauben, dass die nichtlineare Verzerrung des Senders, der getestet wird, gemessen werden kann.The symbol generator 300 includes a linear feedback shift register 302 and a symbol mapper 310 , The linear feedback shift register 302 that includes eleven delay elements is used to implement the generator polynomial: g (s) = 1 + x 9 + x 11 in GF (2) where GF (2) denotes the Galois field of 2. The generator polynomial generates outputs in the binary field. The use of a linear feedback shift register to implement a generator polynomial is well known in the art. The linear feedback shift register 302 outputs a pseudo-random bit sequence x0 n , which is generated according to g (x), where the subscript n designates the time index. The shift register 302 is updated once per symbol period. At each symbol period, the shift register is shifted one bit and a new bit of the sequence x0 n is generated. Two additional pseudo-random bit sequences x1 n and x2 n are generated by the linear combinations of the time-delayed versions of x0 n as follows: x1 n = x0 n-1 ⊕ x0 n-4 x2 n = x0 n-2 ⊕ x0 n-4 where ⊕ denotes the logical exclusive OR operation. The three bit sequences x0 n, n x1, x2 and n are uncorrelated over each other, the than the length of the impulse response of the transmitter being tested is longer, the transmitter of a single transceiver 108 a gigabit transceiver 12 is ( 1 ). The three bit sequences x0 n, n x1, x2 and n combined into a 3-bit sequence x n, as an input to the symbol mapper 310 is used to generate the test symbol sequence S (n). The 3-bit sequence x n is repeatedly generated to allow the non-linear distortion of the transmitter being tested to be measured.

4 ist ein Blockdiagramm eines Systems, das gemäß der vorliegenden Erfindung konstruiert ist. Das System 400 umfasst den Sender 402, der getestet wird, einen Abtaster 404, einen externen Symbolerzeuger 406, der identisch zu dem in 3 gezeigten ist, einen Canceller 408 und einen Addierer 410. 4 Figure 13 is a block diagram of a system constructed in accordance with the present invention. The system 400 includes the transmitter 402 that is being tested, a scanner 404 , an external symbol generator 406 which is identical to the one in 3 shown is a canceller 408 and an adder 410 ,

Die Testsymbol-Sequenz Sn wird wiederholt an den Sender 402 gesendet. Es sei angemerkt, dass die Kombination des D/A-Umsetzers 208 und der Leitungsschnittstelle 210 von 2 ein Beispiel für einen Sender 402 wäre. Der Sender 402 überträgt wiederholt die Testsymbol-Sequenz S(n) als ein analoges Ausgangssignal a(t). Der Abtaster 404, d.h. ein A/D-Umsetzer, tastet das analoge Ausgangssignal a(t) bei einer geeigneten Geschwindigkeit und Auflösung ab, um das Abtastsignal a(n) zu erzeugen. Das Abtastsignal a(n) repräsentiert die Testsymbol-Sequenz S(n) wie sie von sowohl den linearen als auch den nichtlinearen Verzerrungscharakteristiken des Senders 402 verzerrt ist.The test symbol sequence S n is repeated to the transmitter 402 Posted. It should be noted that the combination of the D / A converter 208 and the line interface 210 from 2 an example of a transmitter 402 would. The transmitter 402 repeatedly transmits the test symbol sequence S (n) as an analog output signal a (t). The scanner 404 That is, an A / D converter samples the analog output signal a (t) at an appropriate speed and resolution to produce the sampling signal a (n). The sample signal a (n) represents the test symbol sequence S (n) as derived from both the linear and non-linear distortion characteristics of the transmitter 402 is distorted.

Der externe Symbolerzeuger 406 erzeugt die gleiche Testsymbol-Sequenz S(n) wie diejenige, die von dem Sender 402 übertragen wird. Die Testsymbol-Sequenz S(n) wird einem Canceller 408 eingegeben, der ein adaptives Filter ist. In einem Ausführungsbeispiel ist der Canceller 408 ein endliches Impulsantwort-Filter, und der Anpassungsalgorithmus, der verwendet wird, um die Filterkoeffizienten anzupassen, ist ein LMS-Algorithmus (LMS; least mean squares; nach der Methode der kleinsten mittleren Quadrate). Der LMS-Algorithmus ist in diesem Fachgebiet wohl bekannt. Der Canceller 408 gibt eine Sequenz b(n) aus und verwendet ein Rückkopplungssignal, um seine Transferfunktion anzupassen, mit anderen Worten, um seine Koeffizienten anzupassen. Die Sequenz b(n) wird von der Sequenz a(n) über den Addierer 410 subtrahiert, um eine Fehlersequenz e(n) zu erzeugen. Die Fehlersequenz e(n) wird als das Rückkopplungssignal verwendet, um die Koeffizienten des Canceller 408 anzupassen. Die Koeffizienten des Canceller 408 werden so angepasst, dass der mittlere quadratische Wert (mean squared value) von e(n) minimiert wird.The external symbol generator 406 generates the same test symbol sequence S (n) as the one from the transmitter 402 is transmitted. The test symbol sequence S (n) becomes a canceller 408 which is an adaptive filter. In one embodiment, the canceller is 408 a finite impulse response filter, and the adaptation algorithm used to adjust the filter coefficients is an LMS (least mean squares) algorithm. The LMS algorithm is well known in the art. The canceller 408 outputs a sequence b (n) and uses a feedback signal to adjust its transfer function, in other words to adjust its coefficients. The sequence b (n) is taken from the sequence a (n) via the adder 410 subtracted to produce an error sequence e (n). The error sequence e (n) is used as the feedback signal to express the coefficients of the canceller 408 adapt. The coefficients of the canceller 408 are adjusted so that the mean squared value of e (n) is minimized.

Der Canceller 408 korreliert die Testsymbol-Sequenz S(n) mit der Fehlersequenz e(n) und passt seine Koeffizienten derart an, dass die Canceller-Ausgangssequenz b(n) diese Korrelation reflektiert. Da nur die lineare Verzerrungskomponente in der Fehlersequenz e(n) mit der Testsymbol-Sequenz S(n) korreliert, repräsentiert die Canceller-Ausgangssequenz b(n) die Testsymbol-Sequenz S(n), wie sie von nur der linearen Verzerrung des Senders 402 verzerrt ist. Deshalb wird dann, wenn die Transferfunktion des Canceller 408 vollständig angepasst ist, d.h. wenn die Canceller-Koeffizienten konvergieren, die lineare Verzerrungskomponente aus der Fehlersequenz e(n) entfernt, und e(n) wird ein Maß für die nichtlineare Verzerrung des Senders 402. Ein Spitzengrößenwert von e(n) ist eine Messung des Spitzenwerts der Verzerrung des Senders 402, der getestet wird.The canceller 408 the test symbol sequence S (n) correlates with the error sequence e (n) and adjusts its coefficients such that the canceller output sequence b (n) reflects this correlation. Since only the linear distortion component in the error sequence e (n) correlates with the test symbol sequence S (n), the canceller output sequence b (n) represents the test symbol sequence S (n) as determined by only the linear distortion of the transmitter 402 is distorted. Therefore, when the transfer function of the canceller 408 is completely matched, ie, when the canceller coefficients converge, the linear distortion component is removed from the error sequence e (n), and e (n) becomes a measure of the non-linear distortion of the transmitter 402 , A peak magnitude value of e (n) is a measurement of the peak value of the transmitter distortion 402 that is being tested.

5 veranschaulicht ein beispielhaftes Ausführungsbeispiel 500 des Canceller 408 von 4. In diesem beispielhaften Ausführungsbeispiel besitzt der Canceller 2N + 1 Koeffizienten, die mit C0 bis C2N bezeichnet werden, und eine Verzögerungsleitung mit 2N Verzögerungselementen, die konventionell mit z–1 bezeichnet sind. Der Canceller 500 umfasst ein Anpassungsmodul 502, um die Filterkoeffizienten zu trainieren (d.h. anzupassen). 5 illustrates an exemplary embodiment 500 the canceller 408 from 4 , In this exemplary embodiment, the canceller has 2N + 1 coefficients, denoted C 0 through C 2N , and a delay line with 2N delay elements, conventionally labeled z -1 . The canceller 500 includes an adaptation module 502 to train (ie adjust) the filter coefficients.

Der allgemein bekannte Algorithmus nach der Methode der kleinsten mittleren Quadrate wird bei dem Trainingsprozess der Filterkoeffizienten verwendet. Unter Bezugnahme auf 5 und der Annahme, e(k) sei die k-te Abtastung (sample) der Sequenz e(n), werden die Filterkoeffizienten folgendermaßen aktualisiert:

Figure 00150001
wobei CN (k) / N+1 der Filterkoeffizientenwert nach dem (k – 1)ten Training ist und Δ die Schrittgröße des LMS-Algorithmus ist. Nach dem Training, wenn die Koeffizienten konvergieren, ist der endgültige Wert eines Koeffizienten CN+j, wobei j = –N, ..., N ist.The well-known least mean squares algorithm is used in the training process of the filter coefficients. With reference to 5 and assuming that e (k) is the kth sample of the sequence e (n), the filter coefficients are updated as follows:
Figure 00150001
where CN (k) / N + 1 is the filter coefficient value after (k-1) th training and Δ is the step size of the LMS algorithm. After training, when the coefficients converge, the final value of a coefficient is C N + j , where j = -N, ..., N.

6 ist ein Ablaufdiagramm eines anderen Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung. In diesem Ausführungsbeispiel 600 erfolgt die Verarbeitung der übertragenen Daten offline, d.h. nachdem alle Abtastdaten von dem Abtaster 404 (4) gesammelt worden sind. 6 Fig. 10 is a flowchart of another embodiment of the present invention. In this embodiment 600 the processing of the transmitted data takes place offline, ie after all the sampling data from the scanner 404 ( 4 ) have been collected.

Der Prozess 600 sieht ein einfaches Verfahren zur Bestimmung der Verzerrung eines Senders, z.B. eines solchen, wie er in jedem einzelnen Transceiver des Gigabit-Transceiver (1 und 2) enthalten ist, vor. Der Prozess 600 erlaubt die Messung der Senderverzerrung bei Vorhandensein eines störenden Signals, das von einem fernen Sender gesendet wird.The process 600 sees a simple method for determining the distortion of a transmitter, such as that in each transceiver of the Gigabit transceiver ( 1 and 2 ) is included. The process 600 allows the measurement of the transmitter distortion in the presence of a disturbing signal sent from a remote transmitter.

Beim Start initialisiert der Prozess 600 alle Variablen (Block 602). Der Prozess 600 generiert die Testsymbol-Sequenz (Block 604). In einem Beispiel besitzt die Testsymbol-Sequenz 2047 Symbole. Der Prozess 600 lädt die abgetasteten Messdaten (Block 608). Der Prozess passt eine sinusförmige Sequenz an die abgetasteten Messdaten (Block 610) unter Verwendung eines am besten angleichenden Algorithmus an und subtrahiert dann die sinusförmige Sequenz von den abgetasteten Messdaten, um die berichtigten Abtastdaten (adjusted sampled data) zu erzeugen (Block 612). Der Prozess 600 initialisiert den Canceller und gibt die Testsymbol-Sequenz in die Verzögerungsleitung des Canceller ein (Block 614). Der Prozess 600 richtet die Daten in der Verzögerungsleitung des Canceller auf das Muster der berichtigten Abtastdaten aus (Block 616). Der Prozess 600 berechnet die Canceller-Koeffizienten, die den mittleren quadratischen Fehler (mean squared error) zwischen der Ausgabe des Canceller und den berichtigten Abtastdaten minimiert (Block 618). Ein beispielhafter Algorithmus, der für diese Berechnung der Canceller-Koeffizienten verwendet werden kann, ist der allgemein bekannte Algorithmus nach der Methode der kleinsten mittleren Quadrate. Der Prozess 600 berechnet dann die Fehlersequenz als den Unterschied zwischen den berichtigten Abtastdaten und der Ausgabe des Canceller (Block 620). An diesem Punkt kann der Prozess 600 direkt zu Block 632 gehen, um den Spitzenwert der Verzerrung (peak distortion) des Senders zu berechnen.At start, the process initializes 600 all variables (block 602 ). The process 600 generates the test symbol sequence (block 604 ). In one example, the test symbol sequence has 2047 Symbols. The process 600 loads the sampled measurement data (block 608 ). The process fits a sinusoidal sequence to the sampled measurement data (block 610 ) using a best matching algorithm and then subtracts the sinusoidal sequence from the sampled measurement data to produce the corrected sampled data (Block 612 ). The process 600 initializes the canceller and enters the test symbol sequence in the delay line of the canceller (block 614 ). The process 600 aligns the data in the delay line of the canceller with the pattern of the corrected sample data (block 616 ). The process 600 calculates the canceller coefficients, which minimizes the mean squared error between the output of the canceller and the corrected sample data (Block 618 ). An exemplary algorithm that may be used for this calculation of the canceller coefficients is the well-known least squares method. The process 600 then calculates the error sequence as the difference between the corrected sample data and the output of the canceller (Block 620 ). At this point, the process can 600 directly to block 632 go to calculate the peak value of the transmitter's peak distortion.

Die Blöcke 622 bis 630 sind optional. Sie werden verwendet um zu gewährleisten, dass jeglicher Rest der sinusförmigen Sequenz in der Fehlersequenz entfernt wird. Das Anpassen der sinusförmigen Sequenz an die abgetasteten Messdaten kann aufgrund des Vorhandenseins der Testsymbol-Sequenz und der linearen Verzerrung in den abgetasteten Messdaten, die von dem Canceller noch nicht entfernt worden sind, eventuell nicht ganz korrekt sein. Somit kann sich ein Rest der sinusförmigen Sequenz in der Fehlersequenz befinden. Somit kann in diesem Fall die Fehlersequenz kein echtes Maß der nichtlinearen Verzerrung sein.The blocks 622 to 630 are optional. They are used to ensure that any remainder of the sinusoidal sequence in the error sequence is removed. Adjusting the sinusoidal sequence to the sampled measurement data may not be entirely accurate due to the presence of the test symbol sequence and the linear distortion in the sampled measurement data that has not yet been removed by the canceller. Thus, a remainder of the sinusoidal sequence may be in the error sequence. Thus, in this case, the error sequence can not be a true measure of nonlinear distortion.

Die Blöcke 622 bis 630 werden auch dazu verwendet zu gewährleisten, dass jeglicher Effekt der sinusförmigen Sequenz auf die Canceller-Ausgabe beseitigt wird. Prinzipiell wird die Canceller-Funktion von dem Vorhandensein der sinusförmigen Sequenz in der Rückkopplungs-Sequenz e(n) (4) aus dem folgenden Grund nicht beeinträchtigt. Da der Canceller seine Eingangssequenz, d.h. die Testsymbol-Sequenz, mit der Rückkopplungs-Sequenz e(n) korreliert, und da die sinusförmige Sequenz nicht mit der Eingangssequenz korreliert, sollte die Ausgabe des Canceller von der sinusförmigen Sequenz nicht beeinträchtigt werden und sollte die Gleiche sein wie bei dem Fall, in dem in e(n) keine sinusförmige Sequenz eingeschlossen ist. Aber in der Praxis kann die sinusförmige Sequenz in e(n) aufgrund der endlichen Länge der Testsymbol-Sequenz eine gewisse Auswirkung auf die Ausgabe des Canceller haben.The blocks 622 to 630 are also used to ensure that any effect of the sinusoidal sequence on the canceller output is eliminated. In principle, the canceller function is determined by the presence of the sinusoidal sequence in the feedback sequence e (n) ( 4 ) is not affected for the following reason. Since the canceller correlates its input sequence, ie the test symbol sequence, with the feedback sequence e (n), and since the sinusoidal sequence does not correlate with the input sequence, the output of the canceller should not be affected by the sinusoidal sequence and should be the same as in the case where no sinusoidal sequence is included in e (n). But in practice, the sinusoidal sequence in e (n) may have some effect on the output of the canceller due to the finite length of the test symbol sequence.

In Block 622 addiert der Prozess 600 die vorher entfernte sinusförmige Sequenz zu der Fehlersequenz. Der Prozess 600 passt eine sinusförmige Sequenz erneut an die sich ergebende Fehlersequenz an (Block 624). Da der größte Teil des nicht sinusförmigen Teils der abgetasteten Messdaten aus der sich ergebenden Fehlersequenz an diesem Punkt entfernt worden ist, ergibt die Anpassung einer sinusförmigen Sequenz an die sich ergebende Fehlersequenz nun eine beinahe perfekte Anpassung. Der Prozess 600 subtrahiert dann die neue sinusförmige Sequenz von den abgetasteten Messdaten, um neue berichtigte Abtastdaten zu erzeugen (Block 626). Der Prozess 600 berechnet dann erneut die Canceller-Koeffizienten, um so den mittleren quadratischen Fehler zwischen der Ausgabe des Canceller und den neu berichtigten Abtastdaten zu minimieren (Block 628). Der Prozess 600 berechnet erneut die Fehlersequenz als den Unterschied zwischen den neu berichtigten Abtastdaten und der Ausgabe des Canceller (Block 630). Der Prozess 600 berechnet den Rauschabstand unter Verwendung eines feststehenden bekannten Wertes als den Signalwert und des mittleren quadratischen Werts der Fehlersequenz als den Rauschwert, und er berechnet den Spitzenwert der Verzerrung des Senders als den maximalen absoluten Wert der Fehlersequenz (Block 632). Der Prozess 600 wird dann beendet (Block 634).In block 622 adds the process 600 the previously removed sinusoidal sequence to the error sequence. The process 600 resizes a sinusoidal sequence to the resulting error sequence (block 624 ). Since the majority of the non-sinusoidal part of the sampled measurement data from the erge Now that the error sequence has been removed at this point, fitting a sinusoidal sequence to the resulting error sequence now yields an almost perfect fit. The process 600 then subtracts the new sinusoidal sequence from the sampled measurement data to generate new corrected sample data (Block 626 ). The process 600 then recalculates the canceller coefficients so as to minimize the mean square error between the output of the canceller and the newly adjusted sample data (Block 628 ). The process 600 again calculates the error sequence as the difference between the newly corrected sample data and the output of the canceller (Block 630 ). The process 600 calculates the signal to noise ratio using a fixed known value as the signal value and the mean square value of the error sequence as the noise value, and calculates the peak value of the distortion of the transmitter as the maximum absolute value of the error sequence (Block 632 ). The process 600 is then terminated (block 634 ).

7 veranschaulicht eine Sendertestvorrichtung zur Messung der Verzerrung. Der Prozess 600 kann in dieser Testvorrichtung als das Nachverarbeitungsmodul verwendet werden. Der Sender 702, der getestet wird, wird mit einem Sinuswellengenerator 704 gekoppelt. Dies dient zur Simulierung der realen Situation, in der der lokale Transceiver in einer Vollduplex-Kommunikation mit einem fernen Transceiver verbunden wäre. In so einem Fall wäre das Signal, das von dem fernen Sender gesendet würde, ein 2,8 Volt sinusförmiges Spitze-Spitze-Signal und wäre ein Störsignal für den lokalen Sender, was für seine analogen Komponenten eine Belastung bewirken würde, was wiederum noch mehr nichtlineare Verzerrung verursachen würde. Das übertragene Signal wird von einem hochohmigen Differentialsensor (high impedance differential probe) 706 (oder einer äquivalenten Vorrichtung) gemessen. Das gemessene Signal wird von einem Testfilter 708 gefiltert. Das Testfilter 708 kann zwischen den Punkten A und B angeordnet sein. Das Testfilter 708 wird dazu verwendet zu gewährleisten, dass die Impulsantwort des Senders in der Länge des Canceller begrenzt ist, der von dem Nachverarbeitungsmodul 712 verwendet wird. Das gefilterte Signal wird an ein Datenerfassungsmodul 710 gesendet, um abgetastet zu werden. Die Abtastgeschwindigkeit wird von dem Taktsignal TX_TCLK bereitgestellt, das auch das Taktsignal ist, das die Übertragungsgeschwindigkeit des Senders 702 steuert. Die Abtastdaten werden in das Nachverarbeitungsmodul 712 eingegeben. Der Prozess 600 (6) kann als das Nachverarbeitungsmodul 712 verwendet werden. 7 illustrates a transmitter testing device for measuring distortion. The process 600 can be used as the post-processing module in this test device. The transmitter 702 which is tested with a sine wave generator 704 coupled. This is to simulate the real situation in which the local transceiver would be connected to a remote transceiver in full duplex communication. In such a case, the signal that would be sent by the remote transmitter would be a 2.8 volt sinusoidal peak-to-peak signal and would be a spurious signal to the local transmitter, which would put a load on its analog components, which in turn would do more would cause non-linear distortion. The transmitted signal is transmitted by a high-impedance differential sensor 706 (or an equivalent device). The measured signal is from a test filter 708 filtered. The test filter 708 may be located between points A and B. The test filter 708 is used to ensure that the impulse response of the transmitter is limited in the length of the canceller that the post-processing module 712 is used. The filtered signal is sent to a data acquisition module 710 sent to be scanned. The sampling rate is provided by the clock signal TX_TCLK, which is also the clock signal representing the transmission rate of the transmitter 702 controls. The scan data is transferred to the post-processing module 712 entered. The process 600 ( 6 ) can be considered the post-processing module 712 be used.

Obwohl bestimmte beispielhafte Ausführungsbeispiele genauer beschrieben und in den beigefügten Zeichnungen gezeigt worden sind, ist es selbstverständlich, dass diese Ausführungsbeispiele die weit gefasste Erfindung lediglich veranschaulichen und diese nicht einschränken. Somit wird es klar sein, dass verschiedene Modifikationen bei den veranschaulichten und anderen Ausführungsbeispielen der oben beschriebenen Erfindung durchgeführt werden können, ohne von dem weit gefassten Rahmen der Erfindung abzuweichen. Deshalb wird es verständlich sein, dass die Erfindung nicht auf die bestimmten Ausführungsbeispiele oder offenbarten Anordnungen beschränkt ist, sondern dass es eher gedacht ist, dass sie alle Änderungen, Anpassungen oder Modifikation abdeckt, wie diese in den anhängenden Ansprüchen definiert sind.Even though certain exemplary embodiments described in more detail and shown in the accompanying drawings are, of course, that these embodiments merely illustrate the broad invention and these do not restrict. Thus, it will be clear that various modifications to the illustrated and other embodiments of the above-described Invention performed can be without departing from the broad scope of the invention. Therefore it becomes understandable be that the invention is not limited to the specific embodiments or disclosed arrangements, but that it is rather limited thought is that they have all the changes, Adjustments or modification covers, like these in the attached claims are defined.

Claims (15)

Verfahren zum Bestimmen der nichtlinearen Verzerrung eines Senders (402), wobei das Verfahren die folgenden Operationen umfasst: (a) Übertragen einer Testsymbol-Sequenz S(n) von dem Sender (402) als analoges Ausgangssignal a(t); (b) Abtasten des analogen Ausgangssignals a(t), um eine erste Sequenz a(n) zu erzeugen, wobei die erste Sequenz a(n) eine Kombination der Testsymbol-Sequenz S(n), einer linearen Verzerrungs-Sequenz und einer nichtlinearen Verzerrungs-Sequenz repräsentiert; (c) Filtern der Testsymbol-Sequenz S(n) über ein adaptives Filter, um eine zweite Sequenz so zu erzeugen, dass die zweite Sequenz ungefähr gleich einer Kombination der Testsymbol-Sequenz S(n) und der linearen Verzerrungs-Sequenz ist, wobei ein Canceller (408) eine Sequenz b(n) ausgibt und ein Rückkopplungssignal verwendet, um seine Koeffizienten anzupassen, wobei die Sequenz b(n) von der Sequenz a(n) über einen Addierer (410) subtrahiert wird, um eine Fehlersequenz e(n) zu erzeugen und die Fehlersequenz e(n) als Rückkopplungssignal verwendet wird, um die Koeffizienten des Cancellers (408) anzupassen; und (d) Kombinieren der ersten Sequenz a(n) und der zweiten Sequenz über einen Addierer (410), um eine Ausgangssequenz zu erzeugen, die im Wesentlichen gleich der nichtlinearen Verzerrungs-Sequenz ist.Method for determining the nonlinear distortion of a transmitter ( 402 ), the method comprising the following operations: (a) transmitting a test symbol sequence S (n) from the transmitter ( 402 ) as an analog output signal a (t); (b) sampling the analog output signal a (t) to produce a first sequence a (n), wherein the first sequence a (n) is a combination of the test symbol sequence S (n), a linear distortion sequence and a non-linear one Represents distortion sequence; (c) filtering the test symbol sequence S (n) via an adaptive filter to produce a second sequence such that the second sequence is approximately equal to a combination of the test symbol sequence S (n) and the linear distortion sequence, wherein a canceller ( 408 ) outputs a sequence b (n) and uses a feedback signal to adjust its coefficients, the sequence b (n) from the sequence a (n) via an adder ( 410 ) is subtracted to produce an error sequence e (n) and the error sequence e (n) is used as a feedback signal to calculate the coefficients of the canceller ( 408 ) to adapt; and (d) combining the first sequence a (n) and the second sequence via an adder ( 410 ) to produce an output sequence substantially equal to the non-linear distortion sequence. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das adaptive Filter bei der Operation (c) ein Canceller (408) ist.The method of claim 1, wherein the adaptive filter in operation (c) is a canceller ( 408 ). Verfahren nach Anspruch 1, wobei das adaptive Filter bei der Operation (c) ein Filter mit endlicher Impulsantwort ist, dessen Länge wenigstens so lang ist wie das Impulsansprechen des Senders (402).The method of claim 1, wherein the adaptive filter in operation (c) is a finite impulse response filter whose length is at least as long as the impulse response of the transmitter ( 402 ). Verfahren nach Anspruch 1, wobei das adaptive Filter in der Operation (c) ein Adaptionsmodul zum Updaten der Koeffizienten des adaptiven Filters aufweist.The method of claim 1, wherein the adaptive filter in the operation (c) an adaptation module for updating the coefficients of the adaptive filter. Verfahren nach Anspruch 1, das des Weiteren die Operation des Eingebens der Ausgangssequenz in das Adaptionsmodul des adaptiven Filters umfasst.The method of claim 1, further comprising the operation of inputting the output sequence into the adaptation module of the adaptive Includes filters. Verfahren nach Anspruch 1, das des Weiteren die Operation des Erzeugens der Testsymbol-Sequenz S(n) über einen Symbolerzeuger (300) umfasst.The method of claim 1, further comprising the operation of generating the test symbol sequence S (n) via a symbol generator ( 300 ). Verfahren nach Anspruch 6, wobei die Operation des Erzeugens der Testsymbol-Sequenz S(n) die folgenden Operationen umfasst: Erzeugen eines Satzes von Bitsequenzen von einem Schieberegister (302); und Mappen der Bitsequenzen auf die Testsymbol-Sequenz S(n) über einen Symbol-Mapper (310).The method of claim 6, wherein the operation of generating the test symbol sequence S (n) comprises the following operations: generating a set of bit sequences from a shift register ( 302 ); and mapping the bit sequences to the test symbol sequence S (n) via a symbol mapper ( 310 ). Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Sender (402) in einem einzelnen Transceiver eines Gigabit-Transceivers enthalten ist.Method according to claim 1, wherein the transmitter ( 402 ) is contained in a single transceiver of a gigabit transceiver. System (400) zum Bestimmen der nichtlinearen Verzerrung eines Senders (402) mit: (a) dem Sender (402), der eine Testsymbol-Sequenz S(n) als analoges Ausgangssignal a(t) überträgt; (b) einem Sampler (404), der das analoge Ausgangssignal s(t) abtastet, um eine erste Sequenz a(n) zu erzeugen, wobei die erste Sequenz a(n) eine Kombination der Testsymbol-Sequenz S(n), einer linearen Verzerrungs-Sequenz und einer nichtlinearen Verzerrungs-Sequenz repräsentiert; (c) einem adaptiven Filter, das die Testsymbol-Sequenz S(n) filtert, um eine zweite Sequenz so zu erzeugen, dass die zweite Sequenz ungefähr gleich einer Kombination der Testsymbol-Sequenz S(n) und der linearen Verzer rungs-Sequenz ist, wobei ein Canceller (408) eine Sequenz b(n) ausgeben und ein Rückkopplungssignal verwenden kann, um seine Koeffizienten anzupassen, wobei die Sequenz b(n) von der Sequenz a(n) über einen Addierer (410) subtrahiert wird, um eine Fehlersequenz e(n) zu erzeugen, und die Fehlersequenz e(n) als Rückkopplungssignal verwendet wird, um die Koeffizienten des Cancellers (408) anzupassen; und (d) dem Addierer (410), der die erste Sequenz a(n) und die zweite Sequenz kombiniert, um eine Ausgangssequenz zu erzeugen, die im Wesentlichen gleich der nichtlinearen Verzerrungs-Sequenz ist.System ( 400 ) for determining the nonlinear distortion of a transmitter ( 402 ) with: (a) the transmitter ( 402 ) which transmits a test symbol sequence S (n) as an analog output signal a (t); (b) a sampler ( 404 ) which samples the analog output signal s (t) to produce a first sequence a (n), wherein the first sequence a (n) is a combination of the test symbol sequence S (n), a linear distortion sequence and a non-linear one Represents distortion sequence; (c) an adaptive filter that filters the test symbol sequence S (n) to produce a second sequence such that the second sequence is approximately equal to a combination of the test symbol sequence S (n) and the linear distortion sequence where a canceller ( 408 ) can output a sequence b (n) and use a feedback signal to adjust its coefficients, the sequence b (n) being from the sequence a (n) via an adder ( 410 ) is subtracted to produce an error sequence e (n), and the error sequence e (n) is used as the feedback signal to calculate the coefficients of the canceller ( 408 ) to adapt; and (d) the adder ( 410 ) combining the first sequence a (n) and the second sequence to produce an output sequence substantially equal to the non-linear distortion sequence. System nach Anspruch 9, wobei das adaptive Filter ein Canceller (408) ist.The system of claim 9, wherein the adaptive filter is a canceller ( 408 ). System nach Anspruch 9, wobei das adaptive Filter ein Filter mit endlicher Impulsantwort ist, dessen Länge wenigstens so lang ist wie das Impulsansprechen des Senders (402).The system of claim 9, wherein the adaptive filter is a finite impulse response filter whose length is at least as long as the impulse response of the transmitter ( 402 ). System nach Anspruch 9, wobei das adaptive Filter ein Adaptionsmodul zum Updaten der Koeffizienten des adaptiven Filters aufweist.The system of claim 9, wherein the adaptive filter an adaptation module for updating the coefficients of the adaptive filter having. System nach Anspruch 9, das des Weiteren einen Symbolerzeuger (300) zum Erzeugen der Testsymbol-Sequenz S(n) aufweist.The system of claim 9, further comprising a symbol generator ( 300 ) for generating the test symbol sequence S (n). System nach Anspruch 13, wobei der Symbolerzeuger (300) aufweist: ein Schieberegister (302) zum Erzeugen eines Satzes von Bitsequenzen; und einen Symbol-Mapper (310) zum Mappen der Bitsequenzen auf die Testsymbol-Sequenz S(n).The system of claim 13, wherein the symbol generator ( 300 ): a shift register ( 302 ) for generating a set of bit sequences; and a symbol mapper ( 310 ) for mapping the bit sequences to the test symbol sequence S (n). System nach Anspruch 9, wobei der Sender (402) in einem einzelnen Transceiver eines Gigabit-Transceivers enthalten ist.A system according to claim 9, wherein the transmitter ( 402 ) is contained in a single transceiver of a gigabit transceiver.
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