DE69919728T2

DE69919728T2 - Niederfrequenz-audioverbesserungssystem

Info

Publication number: DE69919728T2
Application number: DE69919728T
Authority: DE
Inventors: I. Arnold KLAYMAN
Original assignee: SRS Labs Inc
Current assignee: DTS LLC
Priority date: 1998-09-04
Filing date: 1999-09-02
Publication date: 2005-09-08
Anticipated expiration: 2019-09-03
Also published as: EP1110427B1; US6285767B1; AU6134299A; JP2002524996A; ATE274785T1; EP1110427A2; WO2000015003A2; HK1036380A1; CN1205843C; JP4668415B2; WO2000015003A3; CN1342386A; TW395139B; DE69919728D1

Description

Technisches Gebiet
Die Erfindung betrifft allgemein Audioverbesserungssysteme und Verfahren zur Verbesserung einer realistischen Tonwiedergabe. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf Einrichtungen und Verfahren zur erhöhten Wahrnehmung des niederfrequenten Anteils der von einem akustischen Wandler, wie etwa einem Lautsprecher, erzeugten Schallenergie.
Hintergrund
Die Audio- und Multimedia-Industrie befindet sich in einem ständigen Kampf um die Überwindung von Unvollkommenheiten der Tonwiedergabe. So ist es zum Beispiel oft schwierig, niederfrequente Töne, etwa Bässe, angemessen wiederzugeben. Verschiedene herkömmliche Näherungswege zur Verbesserung der Ausgabe von niederfrequenten Tönen schließen den Einsatz von Lautsprechern höherer Qualität mit größerer Konusfläche, größeren Magneten, größeren Gehäusen oder größerem Konusschwingweg ein. Zusätzlich hat man versucht, bei herkömmlichen Systemen niederfrequente Töne mit Resonanzkammern und Trichtern wiederzugeben, welche die akustische Impedanz des Lautsprechers der akustischen Impedanz des freien Raums, der den Lautsprecher umgibt, anpassen.
Nicht für alle Systeme können jedoch einfach kostspieligere oder stärkere Lautsprecher für die Wiedergabe niederfrequenter Töne zum Einsatz kommen. So sind einige herkömmliche Tonwiedergabesysteme, wie etwa kompakte Audiosysteme und Multimedia-Computersysteme auf kleine Lautsprecher ausgelegt. Ferner haben viele Audiosysteme zur Kosteneinsparung we niger präzise Lautsprecher. Solche Lautsprecher sind vom Typ her nicht fähig, niederfrequente Töne richtig wiederzugeben und folglich sind die Töne im typischen Fall nicht so kräftig oder angenehm wie bei Systemen, die niederfrequente Töne genauer wiedergeben.
Einige herkömmliche Verbesserungssysteme versuchen die schlechte Wiedergabe von niederfrequenten Tönen durch Verstärkung der niederfrequenten Signale vor der Eingabe in die Lautsprecher zu kompensieren. Die Verstärkung der niederfrequenten Signale liefert eine höhere Leistung an die Lautsprecher, was die Lautsprecher mit höherer Leistungsaufnahme antreibt. Solche Versuche zur Verstärkung der niederfrequenten Signale können jedoch zu einer Übersteuerung der Lautsprecher führen. Leider kann eine Übersteuerung der Lautsprecher zu einer Verstärkung der Hintergrundgeräusche führen, ablenkende Verzerrungen einführen und die Lautsprecher beschädigen.
Bei noch weiteren herkömmlichen Systemen wird in dem Bemühen um eine Kompensation des Mangels in den niedrigen Frequenzen die Wiedergabe der höheren Frequenzen in einer Weise verzerrt, die eine unerwünschte Klangfärbung einführt.
Zum Beispiel offenbart die UK-Patentanmeldung GB 2016248 mit dem Titel "Detection and Monitoring Device" ein System zur Verbesserung der Audiosignalverarbeitung, das ein verbessertes Audiosignal synthetisiert, indem die Signalenergie des Audiosignals innerhalb eines vorgewählten Energieabschnittes des Audiosignals abgetastet und die abgetastete Signalenergie frequenzabhängig in eine Vielzahl von diskreten Bändern aufgliedert wird. Ferner erzeugt dieses System mit dem Ansprechen auf die Signalenergie von jedem dieser Bänder eine gleiche Vielzahl zweiter Signale, die mit den ersten Signalen kombiniert werden, um verbesserte Audiosignale zu erhalten.
Als weiteres Beispiel offenbart die Anmeldung PTC International WO 99/26454 mit dem Titel „Low-frequency Audio Simulation System" eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Klangverbesserung, worin eine spektrale Form gebung der Oberschwingungen der Niederfrequenz-Information in einem Audiosignalpaar erfolgt, was der Hörer bei der Wiedergabe durch einen Lautsprecher so wahrnimmt, als ob der Lautsprecher eine größere akustische Bandbreite hätte, als dies tatsächlich der Fall ist. Die Wahrnehmung der zusätzlichen Bandbreite ist bei niedrigen Frequenzen besonders betont, insbesondere bei Frequenzen, bei denen der Lautsprecher eine geringere akustische Ausgangsleistung erzeugt.
Zusammenfassung der Erfindung
Die gegenwärtige Erfindung bietet eine einzigartige Vorrichtung und ein Verfahren zur verbesserten Wahrnehmung niederfrequenter Töne. In Lautsprechern, die bestimmte niederfrequente Töne nicht erzeugen, schafft die Erfindung die Illusion dass die fehlenden niederfrequenten Töne vorhanden sind. So nimmt der Hörer niedrige Frequenzen wahr, die unterhalb der Frequenzen liegen, die der Lautsprecher tatsächlich präzise erzeugen kann. Dieser illusionäre Effekt wird erzielt, indem in einzigartiger Weise die Tonverarbeitung durch das Gehör des Menschen genutzt wird.
Eine Ausführungsform der Erfindung nutzt die Art und Weise, in der ein Hörer mental Musik oder andere Töne wahrnimmt. Der Vorgang der Tonwiedergabe endet nicht mit der vom Lautsprecher erzeugten Schallenergie, sondern schließt die Ohren, die Gehörnerven, das Hirn und die Gedankenabläufe des Hörers mit ein. Das Hören beginnt mit der Funktion der Ohren und des Gehörnervensystems. Das menschliche Ohr kann als empfindliches Übertragungssystem betrachtet werden, das akustische Schwingungen aufnimmt, diese in Nervenimpulse umsetzt und schließlich die "Empfindung" oder Klangwahrnehmung bewirkt.
Es ist bekannt, dass das menschliche Ohr nicht-linear auf akustische Energie anspricht. Diese Nichtlinearität im Mechanismus des Gehörs erzeugt Kombinationsschwingungs-Verzerrungen in der Form zusätzlicher Obertöne und Oberschwingungen, die im Material des tatsächlichen Programms nicht vorhanden sind. Solche nichtlinearen Effekte treten besonders betont bei nied rigen Frequenzen auf. Sie haben einen betonten Einfluss darauf, wie niederfrequente Töne wahrgenommen werden.
In vorteilhafter Weise nutzen einige Ausführungsformen der Erfindung die Art der Verarbeitung von Obertönen und Oberschwingungen zur Erzeugung der Wahrnehmung, dass nicht existierende niederfrequente Töne aus dem Lautsprecher kommen. In einigen Ausführungsformen der Erfindung werden die Frequenzen in höheren Frequenzbändern selektiv verarbeitet, um die Illusion von Signalen niedrigerer Frequenzen zu erzeugen. In anderen Ausführungsformen werden bestimmte Bänder höherer Frequenzen durch eine Vielzahl von Filterfunktionen modifiziert.
Zusätzlich sind einige Ausführungsformen der Erfindung so ausgelegt, dass sie eine Verstärkung der niedrigen Frequenzen von beliebtem Audioprogramm-Material, wie etwa von Musik, bewirken. Musik ist meistens reich an Oberschwingungen. Dementsprechend können diese Ausführungsformen der Erfindung unter Nutzung der Art und Weise, wie das menschliche Ohr niederfrequente Töne verarbeitet, eine breite Vielfalt an Musik modifizieren. In vorteilhafter Weise kann die Musik in ihren vorhandenen Formaten verarbeitet werden, um die erwünschten Effekte zu erzielen.
Dieser neue Näherungsweg schafft eine Reihe signifikanter Vorteile. Weil der Hörer niederfrequente Töne wahrnimmt, die nicht tatsächlich existieren, verringert sich der Bedarf an großen Lautsprechern, größeren Konusschwingwegen oder zusätzlichen Trichtern. So können in einer Ausführungsform kleine Lautsprecher zum Einsatz kommen, die den Eindruck vermitteln, dass die niederfrequenten Töne von größeren Lautsprechern kommen. Wie zu erwarten ist, erzeugt diese Ausführungsform die Wahrnehmung von niederfrequenten Audioformen, wie etwa von Bässen in einer Klangumgebung, die für große Lautsprecher zu klein ist. Große Lautsprecher können ebenfalls dadurch profitieren, dass sie die Wahrnehmung erzeugen, verbesserte niederfrequente Töne zu erzeugen.
Ferner können mit einer Ausführungsform der Erfindung die kleinen Lautsprecher in Mobiltelefonen und tragbaren Tonträgersystemen einen angenehmeren Empfang niederfrequenter Töne bewirken. Der Hörer braucht keine Einbuße an der Qualität niederfrequenter Töne für den Vorteil eines tragbaren Gerätes in Kauf zu nehmen.
In einer Ausführungsform der Erfindung erzeugen kostengünstigere Lautsprecher die Illusion niederfrequenter Töne. Viele billige Lautsprecher können niederfrequente Töne nicht angemessen wiedergeben. Anstatt eine tatsächliche Wiedergabe niederfrequenter Töne mit kostspieligen Lautsprechergehäusen, mit Komponenten von hoher Leistung und großen Magneten zu erreichen, verwendet eine Ausführungsform Töne von höherer Frequenz, um die Illusion von niederfrequenten Tönen zu erzeugen. Als Ergebnis können kostengünstigere Lautsprecher verwendet werden, um eine realistischere und robuste Hörerfahrung zu schaffen.
Ferner erzeugt in einer Ausführungsform der Erfindung die Illusion von niederfrequenten Tönen eine gesteigerte Hörerfahrung mit einem realistischeren Klang. So erhält man mit einer Ausführungsform der Erfindung anstatt der in vielen billigen Systemen nach dem Stand der Technik üblichen verschwommenen, wobbeligen Wiedergabe niederfrequenter Töne eine als präziser und klarer wahrgenommene Tonwiedergabe. Solche kostengünstigen Audio- und Audiovisionsgeräte können beispielsweise Radios, mobile Audiosysteme, Computerspiele, Lautsprecher, CD-Spieler, DVD-Spieler, Multimedia-Präsentationsgeräte, Computer-Tonkarten und dergleichen einschließen.
In einer Ausführungsform erfordert die Erzeugung der Illusion von niederfrequenten Tönen weniger Energie als die tatsächliche Wiedergabe der niederfrequenten Töne. Systeme, die mit Batterie betrieben werden oder in einer Umgebung mit schwacher Leistung arbeiten, können so die Illusion niederfrequenter Töne hervorrufen, ohne so viel an wertvoller Energie zu verbrauchen, wie eine einfache Verstärkung der niederfrequenten Töne oder ein Booster-Effekt.
Weitere Ausführungsformen der Erfindung schaffen die Illusion niederfrequenter Signale mit einer speziellen Schaltkreistechnik. Die betreffenden Schaltkreise sind einfacher als Niederfrequenzverstärker nach dem Stand der Technik und sie können die Herstellungskosten reduzieren. Vorteilhafter Weise kosten diese weniger als Tonverstärkungseinrichtungen nach dem Stand der Technik, die mit komplexen Schaltungen arbeiten.
Noch weitere Ausführungsformen der Erfindung arbeiten mit einem Mikroprozessor, der die offengelegten Verfahren zur Niederfrequenzverstärkung implementiert. In einigen Fällen können vorhandene Audiokomponenten zur Verarbeitung umprogrammiert werden, um die offengelegten einzigartigen Verfahren der Verbesserung von niederfrequenten Signalen von einer oder mehreren Ausführungsformen aufzunehmen. Dadurch lassen sich die Kosten der Aufnahme einer Niederfrequenzverstärkung in vorhandene Systeme signifikant reduzieren.
In einer Ausführungsform nimmt die Tonverstärkungsvorrichtung ein oder mehrere Eingangssignale aus einem Host-System auf und erzeugt ein oder mehrere verstärkte Ausgangssignale. Insbesondere werden zwei Eingangssignale so verarbeitet, dass ein Paar spektral verstärkter Ausgangssignale entsteht, die bei der Wiedergabe durch einen Lautsprecher und beim Anhören die Empfindung einer Tiefenanhebung vermitteln. In einer Ausführungsform wird die niederfrequente Audioinformation anders modifiziert, als die hochfrequente Audioinformation.
In einer Ausführungsform empfängt die Verstärkungsvorrichtung ein oder mehrere Eingangssignale und erzeugt ein oder mehrere verstärkte Ausgangssignale. Insbesondere enthalten die Eingangssignale Schwingungsformen, die einen ersten Frequenzbereich und einen zweiten Frequenzbereich aufweisen. Die Eingangssignale werden so verarbeitet, dass die verstärkten Ausgangssignale entstehen, deren Abspielen mit einem Lautsprecher beim Hörer die Empfindung einer Tiefenanhebung hervorruft. Zusätzlich kann diese Ausführungsform die Information im ersten Frequenzbereich anders modifizieren, als die Information im zweiten Frequenzbereich. Bei einigen Ausfüh rungsformen kann der erste Frequenzbereich Bassfrequenzen aufweisen, die für eine Wiedergabe mit dem gewünschten Lautsprecher zu tief sind und der zweite Frequenzbereich kann mittlere Bassfrequenzen aufweisen, die der Lautsprecher wiedergeben kann.
Eine Ausführungsform modifiziert die Audioinformation, die zwei Stereokanälen gemeinsam ist, anders, als die Energie, die den zwei Kanälen nicht gemeinsam ist. Die Audioinformation, die beiden Eingangskanälen gemeinsam ist, wird als kombiniertes Signal bezeichnet. In einer Ausführungsform wird vom Verbesserungssystem die Amplitude der Phase und der Frequenzen im kombinierten Signal spektral geformt, um die Spitzenbegrenzung zu reduzieren, die sich ergibt, wenn Eingangssignale mit großer Schwingweite wiedergegeben werden, ohne die Wahrnehmung einer Stereowiedergabe zu eliminieren.
Wie nachstehend ausführlicher erörtert, wird in einer Ausführungsform des Tonverbesserungssystems das kombinierte Signal mit einer Reihe verschiedener Filter spektral geformt, um ein verbessertes Signal zu erzeugen. Durch Verbesserung ausgewählter Frequenzbänder innerhalb des kombinierten Signals bietet diese Ausführungsform eine wahrgenommene Lautsprecherbandbreite, die größer ist, als die tatsächliche Bendbreite des Lautsprechers.
Eine Ausführungsform der Einrichtung zur Klangverbesserung schließt eine Vorwärtskoppelung der Signalwege für die zwei Stereokanäle und vier parallele Filter für den kombinierten Signalweg ein. Jeder der vier parallelen Filter enthält ein aus drei in Serie geschalteten Biquadfiltern bestehendes Bandpassfilter sechster Ordnung. Die Übertragungsfunktionen dieser vier Filter sind speziell ausgewählt für eine Phasen- und/oder Amplitudenformung verschiedener Oberschwingungen des Niederfrequenzgehaltes eines Audiosignals. Ganz unerwartet wird durch diese Gestaltung die wahrgenommene Bandbreite des Audiosignals vergrößert, wenn die Wiedergabe über Lautsprecher erfolgt. In einer weiteren Ausführungsform werden die Filter sechster Ordnung durch Tschebyscheff-Filter niedrigerer Ordnung ersetzt.
Weil die spektrale Gestaltung am kombinierten Signal erfolgt, das dann auf parallel geregelten Wegen mit der Stereoinformation kombiniert wird, können die Frequenzen im kombinierten Signal so geändert werden, dass beide Stereokanäle betroffen sind und einige Signale in bestimmten Frequenzbereichen werden von einem Stereokanal zum anderen Stereokanal gekoppelt. Als Ergebnis kann die bevorzugte Ausführungsform verbesserte Töne in absolut einzigartiger, neuartiger und unerwarteter Weise erzeugen.
Die Einrichtung zur Klangverbesserung kann ihrerseits an eine oder mehrere nachfolgende Signalverarbeitungsstufen angeschlossen werden. Diese nachfolgenden Stufen können eine verbesserte Klangstufe oder eine Raumklangverarbeitung schaffen. Die Ausgangssignale können auch zu anderen Audiogeräten, etwa zu Aufzeichnungsgeräten, Leistungsverstärkern, Lautsprechern und dergleichen geleitet werden, ohne den Betrieb der Tonverbesserungsvorrichtung zu beeinträchtigen.
In noch einer weiteren Ausführungsform wird die Klangverbesserung durch einen Signalprozessor geschaffen, der so konfiguriert ist, dass von einem Eingangssignal mit einem ersten Frequenzsatz ein zweiter Frequenzsatz erzeugt wird. Dieser Signalprozessor kann als Hardware (zum Beispiel in einem digitalen Signalprozessor) oder als Software oder beides, implementiert werden. Der zweite Frequenzsatz wird so erzeugt, dass die Wahrnehmung entsteht, dass der zweite Frequenzsatz mindestens einige der Oberschwingungen des ersten Frequenzsatzes enthält. Der Signalprozessor verwendet einen Nulldurchgangsdetektor, der einen monostabilen Multivibrator antreibt, um eine Reihe von Impulsen zu erzeugen. Die Impulse werden durch Nulldurchgänge des Eingangssignals dem ersten Frequenzsatz entsprechend erzeugt. Der Signalprozessor erzeugt den zweiten Frequenzsatz durch Weiterleitung der Impulsreihe an eine Anzahl von Bandpassfiltern.
In noch einer weiteren Ausführungsform wird die Tonverbesserung durch einen Signalprozessor erreicht, der so konfigurriert ist, dass das Eingangssignal durch eine Reihe von Bandpassfiltern verarbeitet wird. Die Ausgänge der gewählten Bandpassfilter werden kombiniert, um ein kombiniertes Signal zu erzeugen. Das kombinierte Signal wird dem Eingangssignal einer Erweiterung, wie etwa einem Regelverstärker zugeführt. Der Regelverstärker hat einen Reglereingang, der das Ausgangsniveau des Verstärkers bestimmt. Der Reglereingang wird so eingestellt, dass er auf die Hüllkurve des kombinierten Signals anspricht.
In noch einer weiteren Ausführungsform wird das kombinierte Signal nicht der Erweiterung, sondern einer Spitzenverdichtung zugeführt. Ein Ausgang des Spitzenverdichters wird mit dem Eingang der Erweiterung verbunden.
In einigen Ausführungsformen werden die Eingangssignale kombiniert, um ein kombiniertes Signal zu erzeugen, das dann verstärkt wird, um ein verbessertes kombiniertes Signal zu erzeugen. Das verbesserte kombinierte Signal wird dann mit jedem der ursprünglichen Eingangssignale kombiniert, um die Ausgangssignale zu erzeugen. In anderen Ausführungsformen werden die Eingangssignale nicht kombinert, sondern getrennt gehalten. Die getrennten Eingangssignale werden dann jeweils getrennt verbessert, um die verbesserten Ausgangssignale zu erzeugen. Die gleiche Signalverarbeitung kann auch verwendet werden, um das kombinierte Signal oder die getrennten Signale zu verbessern.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Diese und andere Gesichtspunkte, Vorteile und neuartigen Merkmale der Erfindung werden beim Lesen der folgenden ausführlichen Beschreibung unter Hinweis auf die angefügten Zeichnungen offenkundig.
1 ist ein Blockschaltbild eines Audiosystems, das sich zur Anwendung der gegenwärtigen Erfindung eignet.
2 ist ein Blockschaltbild eines Multimedia-Computersystems mit einer Tonkarte und Lautsprechern.
3 ist eine graphische Darstellung, die das typische Ansprechen eines kleinen Lautsprechersystems auf Frequenzen zeigt.
4A veranschaulicht das tatsächliche Spektrum und das wahrgenommene Spektrum eines durch zwei getrennte Frequenzen dargestellten Signals.
4B veranschaulicht das tatsächliche Spektrum und das wahrgenommene Spektrum eines durch ein kontinuierliches Frequenzspektrum dargestellten Signals.
4C veranschaulicht den Schwingungsverlauf eines modulierten Trägers.
4D veranschaulicht den Schwingungsverlauf von 4C nach der Auswertung durch einen Detektor.
5 ist ein Blockschaltbild eines typischen Computersystems, das eine Tonkarte und Lautsprecher einschließt.
6A ist ein Blockschaltbild eines digitalen Tonsystems.
6B ist ein Blockschaltbild eines digitalen Tonsystems mit Verarbeitung zur Tonverbesserung.
7 ist ein Blockschaltbild einer Hardware-Ausführungsform der gegenwärtigen Erfindung, worin die Tonverbesserungsfunktion durch eine Tonverbesserungseinheit erreicht wird.
8 veranschaulicht die Signalverarbeitung, die verwendet wird, um das Spektrum eines Eingangssignals so zu gestalten, dass die Wahrnehmung niederfrequenter Töne verbessert wird.
9 ist das Schaltbild eines Bandpassfilters, das in einigen Ausführungsformen der gegenwärtigen Erfindung zum Einsatz kommt.
10 ist eine graphische Darstellung der Übertragungsfunktionen der im Signalverarbeitungsschaltbild von 8 gezeigten Bandpassfilter.
11 ist das Blockschaltbild einer Signalverarbeitung für ein System zur Verbesserung der Wahrnehmung, das einen Nulldurchgangsdetektor verwendet.
12A veranschaulicht eine Übertragungsfunktion zur Verbesserung, die durch eine Reihe an die Bandpassfilter von 8 angeschlossener automatischer Regelverstärker-Schaltkreise geschaffen wurde, wobei die Verbesserung der Übertragungsfunktion einem Eingangssignal mit einer signifikanten niederquenten Leistung entspricht.
12B veranschaulicht das Gesamtspektrum, das sich aus der in 12A gezeigten Verbesserung der Übertragungsfunktion ergibt.
12C veranschaulicht eine Übertragungsfunktion zur Verbesserung, die durch eine Reihe an die Bandpassfilter von 8 angeschlossener automatischer Regelverstärker-Schaltkreise geschaffen wurde, wobei die Übertragungsfunktion zur Verbesserung einem Eingangssignal mit einer sehr geringen niederfrequenten Leistung entspricht.
12D veranschaulicht das Gesamtspektrum, das sich aus der in 12C gezeigten Verbesserung der Übertragungsfunktion ergibt.
13 ist das Blockschaltbild einer Signalverarbeitung in einem System, das die in 12 gezeigte Verbesserung der Übertragungsfunktionen erzeugt.
14A ist das Blockschaltbild eines automatischen Regelverstärkers.
14B ist das Schaltbild eines automatischen Regelverstärkers, der dem Blockschaltbild von 14A entspricht.
15 ist das Blockschaltbild einer Signalverarbeitung in einem System, das die in 12 gezeigte Verbesserung der Übertragungsfunktionen mit wählbarem Frequenzgang erzeugt.
16A ist das Blockschaltbild eines Tonsystems mit Verarbeitung zur Tieftonverbesserung.
16B ist das Blockschaltbild eines Prozessors zur Tieftonverbesserung, der Mehrfachkanäle zu einem einzigen Basskanal kombiniert.
16C ist das Blockschaltbild eines Prozessors zur Tieftonverbesserung, der Mehrfachkanäle getrennt verarbeitet.
17 ist das Blockschaltbild einer Signalverarbeitung in einem System zur Tieftonverbesserung mit wählbarem Frequenzgang.
18 ist eine graphische Darstellung der Übertragungsfunktionen der im Signalverarbeitungsdiagramm von 17 gezeigten Bandpassfilter.
19 ist eine Zeitbereichsdarstellung der Zeit gegen den Amplitudengang des Tieftonverstärker-Schaltkreises.
20 ist eine Zeitbereichsdarstellung, die das Signal und die Hüllkurvenabschnitte einer typischen, auf einem Instrument gespielten Bassnote darstellt, wobei die Hüllkurve die Abschnitte der Anstiegszeit, Abklingzeit, Verweildauer und Abfallzeit zeigt.
21A ist eine Zeitbereichsdarstellung, die den Einfluss des Tieftonverstärker-Schaltkreises auf eine Hüllkurve mit langsamer Anstiegszeit zeigt.
21B ist eine Zeitbereichsdarstellung, die den Einfluss des Tieftonverstärker-Schaltkreises auf eine Hüllkurve mit schneller Anstiegszeit zeigt.
21C ist eine Zeitbereichsdarstellung der Anstiegszeit in Verbindung mit den 21A und 21B.
21D ist eine Frequenzbereichsdarstellung, mit Darstellung der Kurven des Amplitudengangs für das in 17 gezeigte Tieftonverbesserungs-System, das die in 21A-D gezeigten Übertragungsfunktionen der Tieftonverstärkung einschließt.
22 zeigt eine Ausführungsform eines Schaltbildes, worin das in 17 dargestellte Bassverbesserungssystem implementiert ist.
23 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines Tieftonverstärker-Schaltkreises.
24 ist ein Blockschaltbild einer Verwirklichung des in 23 gezeigten Tieftonverstärker-Schaltkreises.
25 ist das Blockschaltbild der Signalverarbeitung eines Systems, das eine Tieftonverbesserung mit Spitzenkomprimierung und einem Tieftonverstärker-Schaltkreis schafft.
26 ist eine Zeitbereichsdarstellung, die den Einfluss der Spitzenkomprimierung auf eine Hüllkurve mit raschem Anstieg zeigt.
27 ist das Schaltbild einer Ausführungsform einer Spitzenkomprimierung.
Ausführliche Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform
Die gegenwärtige Erfindung schafft ein Verfahren und ein System zur Verbesserung von Audiosignalen. Das Tonverbesserungssystem verbessert eine realistische Tonwiedergabe durch ein einzigartiges Verfahren zur Tonverbesserung. Allgemein gesprochen empfängt das Tonverbesserungssystem zwei Eingangssignale, ein linkes Eingangssignal und ein rechtes Eingangssignal und erzeugt zwei verbesserte Ausgangssignale, ein linkes Ausgangssignal und ein rechtes Ausgangssignal.
Das linke und das rechte Eingangssignal wird gemeinsam verarbeitet, um ein Paar linker und rechter Ausgangssignale zu erzeugen. Insbesondere gleicht die Ausführungsform mit dem verbesserten System die zwischen den zwei Eingangssignalen bestehenden Unterschiede in einer Art und Weise aus, welche die wahrgenommene Bandbreite der Klänge erweitert und verbessert. Zusätzlich justieren viele Ausführungsformen die Lautstärke, die beiden Eingangssignalen gemeinsam ist und reduzieren so die Begrenzung. In vorteilhafter Weise erreichen einige Ausführungsformen eine Klangverbesserung mit vereinfachten, kostengünstigen und einfach herzustellenden Analogschaltkreisen, die keine digitale Signalverarbeitung erfordern.
Obwohl die Ausführungsformen hierin unter Bezugnahme auf eine bevorzugte Ausführungsform beschrieben werden, ist die Erfindung nicht darauf beschränkt und kann in einer Reihe anderer Zusammenhänge zum Einsatz kommen, in denen es wünschenswert ist, andere Ausführungsformen des Klangverbesserungssystems anderen Situationen anzupassen.
Überblick über ein Klangverbesserungssystem
1 ist ein Blockschaltbild eines Tonverbesserungssystems 100, das ein Tonverbesserungssystem 104 enthält. Das Tonverbesserungssystem 100 schließt eine Schallquelle 102, das Tonverbesserungssystem 104, ein wahlweises Signalverarbeitungssystem 106, einen wahlweisen Verstärker 108, Lautsprecher 110 und einen Zuhörer 112 ein. Ein Ausgang der Schallquelle 102 wird an einen Eingang des Tonverbesserungssystems 104 angeschlossen. Ein Ausgang des Tonverbesserungssystems 104 wird an einem Eingang des wahlweisen Signalverarbeitungssystems 106 angeschlossen. Ein Ausgang des wahlweisen Signalverarbeitungssystems 106 wird an einen Eingang des Verstärkersystems 108 angeschlossen. Ein Ausgang des Verstärkersystems 108 wird an einem Eingang des Lautsprechersystems 110 angeschlossen. Ein Akustikausgang des Lautsprechersystems 110 versorgt einen oder mehrere Zuhörer 112.
Die Signalquelle 102 kann zum Beispiel einen Stereoempfänger, ein Radio, einen CD-Spieler, einen Videokassettenrecorder (VCR), Tonverstärker, Theatersysteme, Fernsehanlagen, Laserdiskettengeräte, DVD-Spieler, Geräte für die Aufnahme und Wiedergabe von Tonaufzeichnungen, Multimediageräte, Computerspiele und dergleichen einschließen. Die Signalquelle 102 erzeugt im typischen Fall einen Satz Stereosignale, aber es ist zu verstehen, dass die Signalquelle nicht auf Stereosignale begrenzt ist. In anderen Ausführungsformen kann die Signalquelle 102 eine breite Vielfalt an Audiosignalen erzeugen, wie etwa Audiosysteme, die monophone Signale oder Mehrkanalsignale erzeugen.
Die Signalquelle 102 versorgt das Tonverbesserungssystem 104 mit einem oder mehreren Signalen (zum Beispiel linke und rechte Stereokanäle). Das Tonverbesserungssystem 104 verbessert die niederfrequente Audioinformation durch Modifizierung der linken und rechten Kanäle. In anderen Ausführungsformen brauchen die Eingangssignale für den linken und rechten Kanal keine Stereosignale zu sein und können einen breiten Bereich von Audio signalen einschließen, wie etwa das Pro-Logic System der Dolby Laboratories, das ein Matrixschema zur Speicherung von vier oder mehr getrennten Audiokanälen auf nur zwei Tonaufzeichnungsspuren verwendet. Die Audiosignale können auch Klangumgebungssysteme einschließen, die vollkommen getrennte Haupt- und Nebenaudiokanäle versorgen. Ein solches System ist das digitale Fünfkanalsystem der Dolby Laboratories mit der Kurzbezeichnung "AC.3". In einer Ausführungsform wird die Audioinformation, welche die Summe der linken und rechten Kanäle umfasst, als kombinierte Information oder kombiniertes Signal bezeichnet. Eine Ausführungsform gestaltet die spektralen Oberschwingungen der im kombinierten Signal enthaltenen Frequenzen und setzt dann Abschnitte des gestalteten kombinierten Signals wieder in die linken und rechten Kanäle ein, um die Begrenzung zu reduzieren, die sich eventuell im einen oder anderen Kanal aus Eingangssignalen mit niedriger Frequenz und großer Amplitude ergeben könnte.
Das wahlweise Audiosignal-Verarbeitungssystem 106 kann auch andere Audioverarbeitungen übernehmen, wie zum Beispiel decodieren, codieren, ausgleichen, Umgebungsschall verarbeiten, usw.. Das Verstärkersystem 108 verstärkt einen oder mehrere Kanäle und versorgt das Lautsprechersystem 110 mit den verstärkten Signalen.
2 veranschaulicht ein typisches Multimedia-Computersystem 200, das in vorteilhafter Weise eine Ausführungsform der gegenwärtigen Erfindung zur Verbesserung der Klangleistung eines Paars kleiner Dasktopcomputer-Lautsprecher 210 einsetzen kann. Die Lautsprecher 210 werden an einer Steckkarte 206 in einer Computereinheit 204 angeschlossen. Die Steckkarte 206 ist im typischen Fall eine Tonkarte, wie in 5 gezeigt, kann aber auch eine beliebige andere Computer-Schnittstellenkarte sein, die einen Audioausgang erzeugt, einschließlich einer Radiokarte, TV-Beschleunigungskarte, PCMCIA-Karte, ein internes Modem, eine einsteckbare digitale Signalprozessorkarte (DSP), usw.. Ein Computernutzer 202 verwendet den Computer 204, um ein Computerprogramm zu betreiben, das die Steckkarte 206 zur Er zeugung von Audiosignalen verwendet, die von den Lautsprechern 210 in Schallschwingungen umgesetzt werden.
Die in einem Multimedia-Computersystem verwendeten Lautsprecher 210 sind im typischen Fall kleine Tischgerätausführungen, auf kleine Abmessungen und günstige Kosten ausgelegt und deshalb sind sie nicht fähig, bei niedrigen Frequenzen einen bedeutenden Schalldruckpegel zu erzeugen. Ein typisches kleines Lautsprechersystem zum Einsatz in Multimediacomputern hat ein akustisches Ausgangsverhalten, das bei circa 200 Hz abfällt. 3 zeigt eine Kurve 306, die annähernd dem Frequenzgang des menschlichen Ohrs entspricht. 3 zeigt auch den gemessenen Frequenzgang 308 eines typischen kleinen Lautsprechersystems für Computer, das zur Wiedergabe der höheren Frequenzen einen Hochfrequenztreiber (Hochtonlautsprecher) und für die Wiedergabe des mittleren Bereichs und der Bassfrequenzen einen Vierzoll-Mittelbereichs-Basstreiber (Tieftonlautsprecher) enthält. Ein solches System mit zwei Treibern wird oft auch als Zweiwegsystem bezeichnet. Lautsprechersysteme, die mehr als zwei Treiber verwenden, sind dem Fachmann bekannt und werden in einer Ausführungsform der gegenwärtigen Erfindung betrieben. Lautsprecher mit nur einem Treiber sind ebenfalls bekannt und funktionieren ebenfalls in Verbindung mit der gegenwärtigen Erfindung. Der Frequenzgang 308 ist in einem rechtwinkligen Graphen dargestellt, wobei auf der X-Achse Frequenzen von 20 Hz bis 20 kHz aufgetragen sind. Dieses Frequenzband entspricht dem normalen Hörbereich des Menschen. Auf der Y-Achse sind in 3 normalisierte Amplitudengänge von 0 Dezibel bis –50 dB aufgetragen. Die Kurve 308 ist in einem Mittelbereichs-Frequenzband von annähernd 2 kHz bis 10 kHz relativ flach und fällt oberhalb von 10 kHz etwas ab. Im Bereich niedrigerer Frequenzen zeigt die Kurve 308 einen Abfall, der in einem mittleren Bassfrequenzband zwischen 200 Hz und 2 kHz beginnt und wobei der Lautsprecher unter 200 Hz nur noch einen sehr schwachen akustischen Ausgang hat.
Die Lage der in 3 gezeigten Frequenzbänder dient nur als Beispiel und darf nicht als Begrenzung aufgefasst werden. Die tatsächlichen Frequenzbe reiche vom Tieftonband über das mittlere Bassbereichsband und Mittelbereichsband variieren je nach dem Lautsprecher und der Anwendung, für die der Lautsprecher benützt wird. Der Begriff Tieftonlagen bezeichnet allgemein Frequenzen in einem Band, in dem der Lautsprecher einen im Vergleich zum Ausgang bei höheren Frequenzen, etwa dem Band für die mittleren Bässe, weniger genauen Ausgang aufweist. Das Band für die mittleren Basslagen bezieht sich allgemein auf Frequenzen oberhalb des Bandes für die Tieftonlagen. Der Begriff Mittelbereichsband bezeichnet im Allgemeinen Frequenzen oberhalb des Bandes für die mittleren Basslagen.
Viele Treiber vom Konustyp sind sehr ineffizient bei der Erzeugung einer akustischen Energie mit niedrigen Frequenzen, wo der Konusdurchmesser kleiner ist, als die Wellenlänge der akustischen Schwingungen. Wenn der Konusdurchmesser kleiner ist als die Wellenlänge, erfordert die Aufrechterhaltung eines gleichförmigen Schalldruckpegels für den akustischen Ausgang des Konus eine Vergrößerung des Schwingweges um einen Faktor vier für jede Oktave (Faktor 2), um die die Frequenz abfällt. Der maximal zulässige Schwingweg des Konus ist für den Treiber schnell erreicht, wenn man versucht, das Verhalten bei niedrigen Frequenzen einfach durch Verstärkung der elektrischen Leistungsaufnahme des Treibers zu verbessern.
Der Treiberausgang bei niedrigen Frequenzen kann nicht über eine bestimmte Grenze hinaus verstärkt werden, was die schlechte Klangqualität der meisten kleinen Lautsprechersysteme erklärt. Die Kurve 308 ist typisch für die meisten kleinen Lautsprechersysteme, die einen Niederfrequenz-Treiber von annähernd 4 Zoll Durchmesser verwenden. Lautsprechersysteme mit größeren Treibern tendieren zu einem bemerkenswerten akustischen Ausgang bis zu Frequenzen herunter, die etwas unterhalb der Kurve 308 liegen und Systeme mit kleineren Niederfrequenz-Treibern erzeugen im typischen Fall keine Ausgangsleistung, die so weit herunter reicht, wie in der Kurve 308 gezeigt.
Wie vorstehend erörtert, hat ein Systemdesigner bisher kaum eine große Wahl, wenn es um eine verbesserte Ausgangsleistung bei niedrigen Fre quenzen geht. Die vorher bekannten Lösungen waren kostspielig und führten zu Lautsprechern, die für Tischgeräte zu groß waren. Eine beliebte Lösung des Problems mit den niedrigen Frequenzen ist die Verwendung eines sogenannten Sub-Woofers, eines Tieftonlautsprechers, der in der Nähe des Computersystems auf dem Boden steht. Sub-Woofer können einen angemessenen Niederfrequenzausgang erzeugen, aber sie sind teuer und deshalb relativ wenig im Einsatz im Vergleich zu den kostengünstigen Tischgeräte-Lautsprechern.
Anstatt des Einsatzes von Treibern mit großem Durchmesser oder eines Sub-Woofers überwindet eine Ausführungsform der gegenwärtigen Erfindung die Begrenzungen kleiner Systeme bei niedrigen Frequenzen durch Nutzung der Charakteristik des menschlichen Gehörs zur Erzeugung der Wahrnehmung von niederfrequenter akustischer Energie, obwohl diese von Lautsprechersystem gar nicht erzeugt wird.
Das menschliche Gehör funktioniert bekanntlich nicht-linear. Ein nichtlineares System ist einfach gesagt ein System, bei dem eine Verstärkung der Eingabe nicht zu einer proportionalen Verstärkung des Ausgangs führt. Eine Verdoppelung des Schalldruckpegels erzeugt im Ohr nicht die Wahrnehmung, dass sich das Volumen der Schallquelle verdoppelt hat. In der Tat ist das menschliche Ohr in erster Annäherung eine Einrichtung, die einer quadratischen Funktion folgt und mehr auf die Leistung, als auf die Intensität der akustischen Energie reagiert. Diese Nicht-Linearität des Hörmechanismus erzeugt Zwischenmodulations-Frequenzen, die als Obertöne oder Oberschwingungen der tatsächlichen Frequenzen in der akustischen Schwingung wahrgenommen werden.
Der Zwischenmodulationseffekt der Nicht-Linearität des menschlichen Ohres ist in 4A in einer idealisierten Darstellung des Amplitudenspektrums von zwei reinen Tönen dargestellt. Das Spektralschaubild in 4A zeigt eine erste Spektrallinie 404, die einer vom Lautsprechertreiber (zum Beispiel einem Sub-Woofer) bei 50 Hz erzeugten Schall-Leistung entspricht. Eine zweite Spektrallinie 402 ist bei 60 Hz dargestellt. Die Linien 404 und 402 sind die tatsächlichen Spektrallinien, die der vom Treiber erzeugten echten Schall-Leistung entsprechen und es wird angenommen, dass keine weitere Schallenergie vorhanden ist. Nichtsdestoweniger erzeugt das menschliche Ohr wegen seiner Nicht-Linearität Zwischenmodulationsprodukte, die der Summe aus den beiden tatsächlichen Spektralfrequenzen und der Differenz zwischen den zwei Spektralfrequenzen entsprechen.
Zum Beispiel wird eine Person, die der von den Spektrallinien 404 und 402 dargestellten akustischen Energie bei 50 Hz lauscht, eine akustische Energie bei 50 Hz wahrnehmen wie in der Spektrallinie 406 gezeigt, bei 60 Hz wie in der Spektrallinie 408 gezeigt und bei 110 Hz wie in der Spektallinie 410 gezeigt. Die Spektrallinie 410 entspricht nicht der vom Lautsprecher real erzeugten akustischen Energie, sondern vielmehr einer durch die Nicht-Linearität im Ohr erzeugten Spektrallinie. Die Linie 410 tritt bei einer Frequenz von 110 Hz auf, als Summe der beiden realen Spektrallinien (110 Hz = 50 Hz +60 Hz). Es ist zu beachten, dass die Nicht-Linearität des Ohres auch bei der Differenzfrequenz von 10 Hz eine Spektrallinie erzeugt (10 Hz = 60 Hz –50 Hz), aber diese Linie wird nicht wahrgenommen, weil sie unterhalb der menschlichen Hörgrenze liegt.
4A veranschaulicht den Vorgang der Zwischenmodulation im menschlichen Ohr, ist jedoch im Vergleich zu einem realen Programm, etwa einem Musikstück, doch etwas vereinfacht. Das typische Programm-Material, etwa Musik, ist so reich an Oberschwingungen, dass die Musik meistens ein fast kontinuierliches Spektrum aufweist, wie in 4B dargestellt. 4B gibt denselben Vergleich zwischen der tatsächlichen und wahrgenomenen akustischen Energie wieder, der in 4A dargestellt ist, mit der Ausnahme, dass die Kurven in 4B kontinuierliche Spektren darstellen. 4B zeigt eine Kurve der realen akustischen Energie, 420 und das entsprechende wahrgenommene Spektrum 430.
Wie bei den meisten nichtlinearen Systemen ist die Nicht-Linearität des Ohres stärker betont, wenn das System große Schwingwege aufweist (zum Beispiel ein hoher Signalpegel), und nicht so stark bei kleinen Schwingwe gen. Somit ist für das menschliche Ohr die Nicht-Linearität bei niedrigen Frequenzen stärker betont, weil da das Trommelfell und andere Elemente des Ohres selbst bei einem niedrigeren Schalldruckpegel relativ große mechanische Schwingwege erreichen. So zeigt 4B, dass die Differenz zwischen der realen akustischen Energie 420 und der wahrgenommenen akustischen Energie 430 im niederfrequenten Bereich am stärksten zum Ausdruck kommt und im Bereich höherer Frequenzen relativ kleiner wird.
Wie in 4A und 4B gezeigt, erzeugt eine niederfrequente akustische Energie, die vielfache Töne oder Frequenzen enthält, im Zuhörer die Wahrnehmung, dass die akustische Energie im Bereich mittlerer Basslagen einen höheren Spektralgehalt aufweist, als dies tatsächlich der Fall ist. Ist das menschliche Hirn mit einer Situation konfrontiert, in der es denkt, dass Informationen fehlen, dann versucht es, die fehlende Information auf einer unterbewussten Ebene "aufzufüllen". Dieses Ergänzungsphänomen ist die Grundlage für zahlreiche optische Illusionen. In einer Ausführungsform der gegenwärtigen Erfindung kann das Hirn in der Form getäuscht werden, dass es die nicht wirklich vorhandene Niederfrequenzinformation durch die Effekte mittlerer Basslagen in dieser Niederfrequenzinformation auffüllt.
Mit anderen Worten, wenn dem Hirn die Oberschwingungen vorgeführt werden, die in Anwesenheit der niederfrequenten akustischen Energie im Ohr erzeugt würden (zum Beispiel die Spektrallinie 410), dann ergänzt das Hirn im Unterbewusstsein die Niederfrequenz-Spektrallinien 406 und 408, die, wie es denkt. vorhanden sein "müssen". Dieser Ergänzungsvorgang wird verstärkt durch einen weiteren Effekt der Nicht-Linearität des menschlichen Ohres, der als Detektoreffekt bekannt ist.
Die Nicht-Linearität des menschlichen Ohres veranlasst das Ohr, als Detektor zu funktionieren, ähnlich wie eine Detektordiode in einem Amplitudenmodulationsempfänger. Wenn ein Oberschwingungston einer mittleren Basslage durch einen Tieftonbass-Ton amplitudenmoduliert wird, erfolgt im Ohr eine Demodulation des modulierten Trägers in der Tieftonlage, um die Tiefton-Hüllkurve zu reproduzieren. 4C und 4D veranschaulichen in graphi scher Form das modulierte Signal und das demodulierte Signal. 4C zeigt auf einer Zeitachse ein moduliertes Signal, das ein höherfrequentes Trägersignal enthält (zum Beispiel der Träger für die mittlere Basslage), welches durch ein Tieftonsignal moduliert wird.
Die Amplitude des höherfrequenten Signals wird durch einen Ton von niedrigerer Frequenz moduliert und deshalb variiert die Amplitude des höherfrequenten Signals in Abhängigkeit von der Frequenz des Tons von niedrigerer Frequenz. Die Nicht-Linearität des Ohres bewirkt eine teilweise Demodulation des Signals, so dass das Ohr die niederfrequente Hüllkurve des höherfrequenten Signals aufnimmt und so die Wahrnehmung des niederfrequenten Tons erzeugt, obwohl bei der niedrigeren Frequenz keine reale akustische Energie erzeugt wurde. Wie beim vorstehend erörterten Zwischenmodulationseffekt kann auch der Detektoreffekt durch geeignete Signalverarbeitung der Signale im Bereich der mittleren Basslagenfrequenzen verstärkt werden, im typischen Fall zwischen 100 und 200 Hz am niedrigen Ende des Bereichs und 500 Hz am höheren Ende des Bereichs. Durch geeignete Signalverarbeitung ist es möglich, ein Klangverbesserungssystem zu schaffen, das die Wahrnehmung niederfrequenter akustischer Energie erzeugt, selbst wenn Lautsprecher verwendet werden, die unfähig oder nur unzulänglich in der Lage sind, eine solche Energie zu erzeugen.
Die Wahrnehmung der tatsächlich in der vom Lautsprecher erzeugten akustischen Energie vorhandenen Frequenzen kann als ein Effekt erster Ordnung erachtet werden. Die Wahrnehmung der zusätzlichen Oberschwingungen, die nicht in den tatsächlichen akustischen Frequenzen vorhanden sind, gleich, ob solche Oberschwingungen durch die Verzerrung einer Zwischenmodulation oder durch den Detektoreffekt erzeugt werden, kann als Effekt zweiter Ordnung erachtet werden.
Vor der Beschreibung der Einzelheiten der in einem Klangverbesserungssystem verwendeten tatsächlichen Signalverarbeitung ist es hilfreich, mehrere Implementierungen des Systems zu untersuchen. Das Klangverbesserungssystem ist nicht auf Multimedia-Computersysteme begrenzt und kann für viele Quellen von Audiosignalen und viele verschiedene Lautsprechertypen zum Einsatz kommen, einschließlich zum Beispiel von Basslautsprecherboxen, Minikomponenten-Stereosystemen, Fernsehsystemen, Radios und sogar von größeren Lautsprechern für den Heimgebrauch oder für kommerzielle Zwecke. Die Beliebtheit von Multimedia-Computersystemen mit unzulänglichen Lautsprechern und die Möglichkeit der Implementierung des Klangverbesserungssystems als Software zum Aufrüsten von Multimedia-Computern macht Multimediacomputer und andere kostengünstige Systeme zu einer attraktiven Plattform für mehrere Ausführungsformen der gegenwärtigen Erfindung.
5 ist ein Blockschaltbild eines typischen Multimediacomputer-Systems 500 mit einer Tonkarte 510, einem ersten Lautsprechersystem 512 und einem zweiten Lautsprechersystem 514. Das Computersystem 500 enthält ein Datenspeichermedium 508, einen Prozessor 502 und die Tonkarte 510, alle angeschlossen an einen Eingangs-/Ausgangs-(I/O-)Bus 508. Ein Hauptspeicher 504 zur Programm- und Datenspeicherung ist im typischen Fall über einen separaten Speicherbus an den Prozessor 502 angeschlossen. Die Tonkarte 510 enthält einen Eingangs-/Ausgangs-Reglermodul 520, der am Datenbus 508 angeschlossen ist und die notwendigen Funktionen zur Kommunikation mit dem Datenbus 508 enthält. Innerhalb der Tonkarte 510 verbindet ein Zweirichtungsdatenweg den Eingangs-/Ausgangs-Reglermodul 520 mit einer Datenleitwegeinrichtung 522, die für das Multiplexing und Demultiplexing der Daten von den verschiedenen internen Datenwegen der Tonkarte und dem I/O-Reglermodul 520 sorgt.
Ein erster Ausgang der Datenleitwegeinrichtung 522 überträgt Daten an einen ersten Synthesemodul 524, der Töne erzeugt, gewöhnlich durch FM-Synthese oder Schwingungstabellen-Synthese. Ein Ausgang des ersten Synthesemoduls 524 wird durch einen ersten Regelverstärker 534 in eine erste Mischeinrichtung (Addierglied) 528 übertragen. Ein zweiter Ausgang der Leitwegeinrichtung 522 überträgt Daten an einen Eingang eines ersten Digitalsignalprozessors (DSP) 525. Ein Ausgang des ersten DSP 525 wird an einen Eingang eines ersten Digital-Analogwandlers (DAC) 526 geschickt. Der DSP 525 ist eine wahlweise Einrichtung und nicht auf allen Tonkarten vorhanden. Auf Karten ohne DSP 525 kann ein Ausgang der Leitwegeinrichtung 522 direkt an den Eingang des ersten Digital-Analogwandlers 526 geschickt werden. Ein Ausgang der Mischeinrichtung 528 ist über einen Regelverstärker 530 mit einem ersten Leistungsverstärker 520 verbunden. Ein Ausgang des ersten Leistungsverstärkers 520 ist am Lautsprechersystem 512 vorgesehen.
Ein dritter Ausgang der Leitwegeinrichtung 522 schickt Daten an einen zweiten Synthesemodul 544. Ein Ausgang des zweiten Synthesemoduls 544 wird über einen Regelverstärker 554 an eine zweite Mischeinrichtung 548 geschickt. Ein dritter Ausgang der Leitwegeinrichtung 522 schickt Daten an einen Eingang eines zweiten Digitalsignalprozessors (DSP) 545. Ein Ausgang des zweiten DSP 545 ist mit einem Eingang eines zweiten DAC 526 verbunden. Der DSP 545 ist eine wahlweise Einrichtung und falls nicht vorhanden, kann ein Ausgang der Leitwegeinrichtung 522 direkt mit dem Eingang des zweiten DAC-Wandlers 546 verbunden werden. Bei einigen Tonkarten kann eine einzelne DSP vorgesehen werden, die den DSP 525 mit dem DSP 545 kombiniert. Ein Ausgang des zweiten DAC 546 wird über einen Regelverstärker 556 an einen Eingang der Mischeinrichtung 548 angeschlossen. Ein Ausgang der Mischeinrichtung 548 wird über einen Regelverstärker 550 an einen zweiten Leistungsverstärker 540 angeschlossen. Ein Ausgang des Leistungsverstärkers 540 wird am Lautsprechersystem 514 vorgesehen.
Die innere Struktur der Tonkarte 510 wurde vereinfacht, um den Einsatz der Tonkarte zur Implementierung verschiedener Ausführungsformen und Merkmale der gegenwärtigen Erfindung wirkungsvoller zu veranschaulichen. Die Tonkarte kann auch zusätzliche Fähigkeiten aufweisen, wie etwa an Analog-Digitalwandler (ADC) (nicht gezeigt) angeschlossene Eingänge, die es dem Benützer erlauben, aus einer analogen Schallquelle digitale Daten zu Sampeln. Die Tonkarte kann auch Eingänge/Ausgänge für den Anschluss von Joysticks vorsehen und MIDI Eingänge-/Ausgänge zum Anschluss von Musikgeräten mit MIDI-Port. Die Tonkarte 510 kann auch einen Leitungsein gangsanschluss und einen Leitungsausgangsanschluss, sowie Eingänge für Audiogeräte, wie CD-Player und digitale Tonbandantriebe (DAT) vorsehen. Die Tonkarte 510 kann ferner eine DSP-Fähigkeit für die Programmierung des Betriebs der Synthesizer 524 und 544 vorsehen. Die Synthesizer 524 und 544 können unter Verwendung der DSPs 525 und 544 programmiert werden oder die Tonkarte 510 kann weitere DSP-Ressourcen zur Programmierung des Betriebs der Synthesizer 524 und 544 vorsehen. Einige Ausführungsformen der gegenwärtigen Erfindung können eine Software enthalten, die auf den DSP-Prozessoren der Tonkarte 510 lauffähig ist, wie in 5 gezeigt. Wahlweise können alle Tonkartenfunktionen in einem einzigen Chip realisiert werden, wie etwa einem digitalen Signalprozessor auf der Hauptplatine eines Personal Computers und direkt an einen Datenbus, Speicherbus, Multimediabus, Universalserialbus, FireWire-Bus oder einen anderen Eingabe/Ausgabe-Bus angeschlossen werden.
Ein in den Speicher 504 eingelesenes Multimediaprogramm, das auf dem Prozessor 502 läuft, benützt die Tonkarte 510 zur Erzeugung von Audiosignalen, die über die Lautsprecher 512 und 514 in Töne umgesetzt werden. Audiosignale können erzeugt werden, indem Befehle an die Synthesizer 524 und 544 gegeben werden. Die vom ersten Synthesizer 524 erzeugten Audiosignale gelangen über die Regelverstärkerstufe 534 zur Mischeinrichtung 528, zum Regelverstärker 530, zum Leistungsverstärker 520 und werden danach durch den Lautsprecher 512 in Töne umgesetzt. Ein ähnlicher Signalverarbeitungsweg, der die Regelverstärker 556 und 550, die Mischeinrichtung 548 und den Leistungsverstärker 540 beinhaltet, ist für Audiosignale vorgesehen, die im zweiten Synthesizer 544 erzeugt werden.
Ein Multimediaprogramm kann Audiosignale auch aus digitalisierten Audiodaten durch unmittelbare Digital-Analog-Umsetzung unter Verwendung der DAC 526 und 546 erzeugen. Die digitalisierten Audiodaten können auf dem Speichermedium 506 oder im Hauptspeicher 504 gespeichert werden. Das Speichermedium 506 kann eine beliebige Einrichtung zur Datenspeicherung sein, einschließlich eines Diskettenlaufwerks, einer CD, DVD, DAT, usw.. Die auf dem Speichermedium vorhandenen digitalisierten Audiodaten können in beliebigem Rohzustand gespeichert sein, einschließlich Pulscodemodulation (PCM) oder in anderer komprimierter Form, einschließlich der adaptiven Pulscodemodulation (ADPCM). Audiodaten, die auf einer Festplatte oder einem anderen Speichermedium (zum Beispiel einer CD-ROM) gespeichert sind, das auf einem Dateisystem der Microsoft Windows Umgebung betrieben werden kann, sind im Allgemeinen in einem Dateiformat gespeichert, das dem Fachmann als "Wave" Schwingungsdatei mit dem Dateinamen *.wav bekannt ist, wobei "*" eine Stellvertreterbezeichnung ist.
6A ist ein Blockschaltbild, das den Vorgang der Erzeugung von Tönen aud einer digitalen Quelle 600 veranschaulicht. Die digitale Schallquelle 600 kann jede digitalisierte Audiodatenquelle sein, einschließlich zum Beispiel ein Analog-Digital-Wandler, DSP, CD-Spieler, Laserdiskettenspieler, DVD-Spieler, Geräte zum Aufzeichnen und zur Wiedergabe von vorher aufgezeichneten Audiodaten, Multimediageräte, Computerprogramme, Schwingungssignaldateien, Computerspiele und dergleichen. Die digitalen Daten werden von der digitalen Schallquelle 600 zu einem Digital/Analogwandler 602 geschickt, der die digitalen Daten in ein analoges Ausgangssignal umsetzt. Der Wandler 602 schickt das analoge Ausgangssignal an andere Analogeinrichtungen weiter, wie etwa Leistungsverstärker, Lautsprecher, weitere Signalprozessoren, usw..
6B ist ein Blockschaltbild, das ein Klangverbesserungssystem in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der gegenwärtigen Erfindung veranschaulicht. In 6B werden die Daten aus der digitalen Schallquelle 600 an einen Klangverbesserungsblock 601 geschickt, der die Signalverarbeitung zur Modifizierung der digitalen Töne für eine verbesserte Wahrnehmung des Niederfrequenzansprechens eines Lautsprechers durchführt. Die modifizierten Digitaldaten aus dem Klangverbesserungsblock 601 werden an den D/A-Wandlerblock 602 geschickt, wo die digitalen Daten in Analogsignale umgesetzt werden. Die Analogsignale aus dem Block 602 werden anderen Analogeinrichtungen zur Verfügung gestellt, wie etwa Lautsprecher, Leistungs verstärker oder andere Signalverarbeitungseinrichtungen. Die Implementierung der Signalverarbeitung im Block 601 kann durch einen Digitalrechner für allgemeine Zwecke, etwa den Prozessor 502 oder einem DSP, etwa DSP 525 und 545, erfolgen.
Die Verarbeitung kann zum Beispiel mit der in einem Computerspeicher geladenen Software erfolgen, mit einer DSP, die von der Texas Instruments Inc. hergestellt wird (wie zum Beispiel die Reihe TMS320xx), mit DSPs von anderen Herstellern, mit Multimediaprozessoren wie dem bei der Chromatic Research Inc. erhältlichen MPACT Multimedia Prozessor oder mit Prozessoren wie einem Pentiumprozessor, einem Pentium Pro Prozessor, einem Prozessor 8051, einem MIPS-Prozessor, einem Power PC Prozessor, einem ALPHA-Prozessor usw..
In einer Ausführungsform wird der Signalverarbeitungsblock 601 vollständig mit der Software auf dem Prozessor 502 implementiert. Digitale Daten, (zum Beispiel Daten aus einer Wave-Datei), die durch ein Computerprogramm erzeugt werden, das auf dem Prozessor 502 lauffähig ist, werden an ein separates Signalverarbeitungsprogramm geschickt, das die vom Block 601 repräsentierten Funktionen bietet. Das separate Signalverarbeitungsprogramm modifiziert die digitalen Daten und schickt die modifizierten digitalen Daten an einen D/A-Wandlerblock 602, der auf der Tonkarte 510 vorhanden sein kann. Diese reine Software-Ausführungsform bietet ein kostengünstiges Verfahren für den Nutzer eines Multimedia-Computersystems, etwa den Nutzer 202 in 2 zur Erweiterung des scheinbaren Ansprechvermögens der an den Multimediacomputer angeschlossenen Lautsprecher auf niedrige Frequenzen.
Eine alternative Software-Ausführungsform, die vom Block 601 dargestellte Verarbeitung, wird durch eine DSP in einer an den Computer angeschlossenen Tonkarte geboten. So kann zum Beispiel die durch den Signalverarbeitungsblock 601 dargestellte Verarbeitung durch die DSP 525 und DSP 545 in der Tonkarte 510 von 5 implementiert werden. Die durch DSP 525 und DSP 545 dargestellten Funktionen können in einer einzigen DSP kombiniert werden. Die Software-Ausführungsformen der gegenwärtigen Erfindung sind attraktiv, weil sie mit geringem Kostenaufwand implementiert werden können.
Allerdings liegen auch Hardware-Ausführungsformen im Geltungsbereich der gegenwärtigen Erfindung. 7 ist ein Blockschaltbild einer Hardware-Ausführungsform der gegenwärtigen Erfindung, worin die Funktion der Klangverbesserung durch eine Klangverbesserungseinheit 704 verkörpert wird. Die Klangverbesserungseinheit 704 empfängt die Audiosignale von einer Signalquelle 702. Die Signalquelle 702 kann eine beliebige Signalquelle sein, einschließlich der in 1 gezeigten Signalquelle 102 oder der in 5 gezeigten Tonkarte 510. Die Klangverbesserungseinheit 704 führt die Signalverarbeitung durch und modifiziert die empfangenen Audiosignale, um Audioausgänge zu erzeugen, die für Lautsprecher, Verstärker oder andere Signalverarbeitungseinrichtungen verfügbar sind.
Signalverarbeitung
8 ist ein Blockschaltbild 800 der Signalverarbeitung zur Verbesserung der niederfrequenten Audiosignale durch die verschiedenen Signalverarbeitungsblöcke, wie etwa der in 7 gezeigten Klangverbesserungseinheit 704, der in 6B gezeigte Block 601 zur Tonverbesserung und das in 1 gezeigte Klangverbesserungssystem 104. 8 kann auch als Ablaufdiagramm zur Beschreibung eines auf einer DSP oder auf einem anderen Prozessor lauffähigen Programms dienen, das die Signalverarbeitungsvorgänge einer Ausführungsform der gegenwärtigen Erfindung implementiert.
8 zeigt zwei Eingänge, einen Eingang 802 für einen linken Kanal und einen Eingang 804 für einen rechten Kanal. Die zwei Kanäle der in 8 gezeigten Signalverarbeitung werden übereinstimmend mit der normalen Anordnung von Stereokanälen in passender Weise als linker Kanal und rechter Kanal bezeichnet, obwohl 8 nicht auf diese Anordnung begrenzt ist und Systeme mit mehr als zwei Kanälen und Systeme in denen die Kanäle nicht rechts und links angeordnet sind, einschließt.
Die Eingänge 802 und 804 sind beide angeschlossen an ein Addierglied 806, das einen Ausgang erzeugt, der die beiden Eingänge kombiniert, wobei die Kombination die lineare Summe der zwei Eingänge darstellt. Ein Ausgang des Addiergliedes 806 geht an einen Verstärker 808. Die Verstärkung des Verstärkers 808 kann auf einen erwünschten Wert eingestellt werden. Addierglied 806 und Verstärker 808 lassen sich auch zu einem einzigen summierenden Verstärker kombinieren, der die beiden Eingänge summiert und verstärkt.
Ein Ausgang des Verstärkers 808 ist an ein Tiefpassfilter 810 geführt. Ein Ausgang des Tiefpassfilters 810 ist an ein erstes Bandpassfilter 812, ein zweites Bandpassfilter 813, ein drittes Bandpassfilter 814 und ein viertes Bandpassfilter 815 geführt.
Der Ausgang von jedem Bandpassfilter 812 bis 815 ist an den Eingang eines Verstärkers 816 bis 819 geführt, so dass jedes Bandpassfilter einen Verstärker antreibt. Ein Ausgang von jedem der Verstärker 816 bis 819 ist an ein Addierglied 820 angeschlossen, das den Ausgang erzeugt, der die Summe der Verstärkerausgänge bildet.
Der Ausgang des Verstärkers 820 ist an einen ersten Eingang eines Addiergliedes 824 für den linken Kanal geführt und der Ausgang des Verstärkers 820 ist an den ersten Eingang eines Addiergliedes 832 für den rechten Kanal geführt. Der Eingang 802 für den linken Kanal ist an einen zweiten Eingang des Addiergliedes 824 für den linken Kanal geführt und der Eingang 804 für den rechten Kanal ist an einen zweiten Eingang des Addiergliedes 832 für den rechten Kanal geführt. Die Ausgänge des Addiergliedes 824 für den linken Kanal und des Addiergliedes 832 für den rechten Kanal sind die linken und rechten Kanalausgänge des Signalverarbeitungs-Blockschaltbildes 800.
Die Abfallfrequenz und Bemessung des Tiefpassfilters 810 wird so gewählt, dass eine geeignete Anzahl von Oberschwingungen der mittleren Basslage oberhalb der untersten Frequenz erzeugt wird, die vernünftigerweise von den Multimedia Lautsprechern erzeugt werden kann. Die Bandpassfilter 812 bis 815 werden so gewählt, dass das Spektrum des vom Tiefpassfilter 810 erzeugten Signals geformt wird, um die Oberschwingungen der niederfrequenten Signale zu betonen, die von den Lautsprechern nicht angemessen wiedergegeben werden. Das Tiefpassfilter 810 ist ein Tschebyscheff-Filter zweiter Ordnung mit einem Abfall bei 12 dB/Oktave und einer Abfallfrequenz von 20 Hz. Im typischen Fall sind die Bandpassfilter versetzt abgestuft auf Frequenzen von 100 Hz, 150 Hz, 200 Hz und 250 Hz. Die Bandpassfilter 812 bis 815 sind Tschebyscheff-Filter zweiter Ordnung, die so implementiert sind, wie in 9 gezeigt.
9 ist ein Schaltungsbild eines Tschebyscheff-Filters zweiter Ordnung mit einem Eingang 902 und einem Ausgang 918. Der Eingang 902 ist an einen ersten Anschlusspunkt eines Widerstandes R1 904 geführt. Ein zweiter Anschlusspunkt des Widerstandes R1 904 ist an den ersten Anschlusspunkt eines Widerstandes R2 906, an den ersten Anschlusspunkt eines Eingangskondensators 912 und an den ersten Anschlusspunkt eines Rückkoppelungskondensators 910 geführt. Ein zweiter Anschlusspunkt des Eingangskondensators 912 ist an den Umkehreingang eines Operationsverstärkers (Op-Amp) 914 und an einen ersten Anschlusspunkt eines Widerstandes R3 908 angeschlossen. Ein nichtumkehrbarer Eingang des Op-Amp 914 ist an Erde angeschlossen. Ein Ausgang des Op-Amp 918 ist an den zweiten Anschlusspunkt des Rückkoppelungskondensators 910, an einen zweiten Anschlusspunkt des Rückkoppelungswiderstandes 908 und an den Ausgang 918 angeschlossen. In einer Ausführungsform hat der Eingangskondensator 912 und der Rückkoppelungskondensator 910 jeweils eine Kapazität von 0,1 Mikrofarad.
Tabelle 1 führt die Mittenfrequenzen und Schaltkreiswerte der Bandpassfilter 812 bis 815 für die Schaltkreise in 9 auf. 10 veranschaulicht die allgemeine Form der Übertragungsfunktionen der Bandpassfilter. 10 zeigt die Bandpass-Übertragungsfunktionen 1002, 1004, 1006 und 1008 entsprechend den Bandpassfiltern 812 bis 815.
Die Verstärker 816, 817, 818 und 819 werden auf den Verstärkungsfaktor 2 eingestellt. Deshalb ist der Ausgang der Mischeinrichtung 820 und das Signal 821 ein Audiosignal, das die Summe aus linkem und rechtem Stereokanal darstellt, annähernd im Bereich von 100 Hz bis 250 Hz gefiltert und verarbeitet. Dieses verarbeitete Signal wird durch die Mischeinrichtungen 824 und 832 den Optimierungswegen der linken und rechten Stereokanäle zugefügt. Weil das Signal 821 immer noch die Information für den linken und rechten Kanal enthält, wird durch die Rückführung des Signals 821 in den linken und rechten Kanal etwas von der Information des linken Kanals in den rechten Kanal gelangen und umgekehrt. Auf diese Weise gleichen sich die zwei Kanäle etwas an.
11 veranschaulicht die Signalverarbeitung des Klangverbesserungssystems. 11 ist in mancher Hinsicht der Darstellung in 8 ähnlich, mit der Ausnahme, dass in 11 die vier Bandpassfilter von einer monostabilen Kippstufe 1112 angetrieben werden, die durch den Nulldurchgangsdetektor 1110 getriggert wird. 11 zeigt zwei Eingänge, einen Eingang 1103 für den linken Kanal und einen Eingang 1101 für den rechten Kanal. Wie in 8 werden die zwei Kanäle der in 11 dargestellten Signalverarbeitung der Einfachheit halber, aber nicht als Begrenzung gedacht mit den Begriffen linker Kanal und rechter Kanal beschrieben.
Die Eingänge 1103 und 1101 werden beide an ein Addierglied 1102 angeschlossen, das einen Ausgang erzeugt, der eine Kombination der zwei Eingänge darstellt, wobei diese Kombination die lineare Summe der beiden Ein gänge ist. Ein Ausgang des Addiergliedes 1102 wird mit einem Verstärker 1103 verbunden, der auf eine Verstärkung 1 eingestellt ist. Die Verstärkung des Verstärkers 1103 kann jedoch auf jeden gewünschten Wert eingestellt werden. Ein Ausgang des Verstärkers 1103 wird einem Tiefpassfilter 1104 verbunden, das einen Frequenzabfall bei annähernd 100 Hz aufweist. Ein Ausgang des Tiefpassfilters 1104 wird mit einem Spitzenwertdetektor 1106 und einem Verstärker 1108 verbunden, der auf eine Verstärkung von annähernd 0,05 eingestellt ist. Der Spitzendetektor 1106 hat eine Abklingzeitkonstante von 0,25 Millisekunden. Ein Ausgang des Verstärkers 1108 wird mit einem Nulldurchgangsdetektor (ZCD) 1110 verbunden. Ein Ausgang des ZCD 1110 wird mit einem Triggereingang der monostabilen Kippstufe 1112 verbunden, so dass die monostabile Kippstufe jedesmal getriggert wird, wenn der Ausgang des Tiefpassfilters 1104 einen Nulldurchgang verzeichnet.
Wenn die monostabile Kippstufe 1112 getriggert wird, erzeugt sie einen Impuls von 150 Millisekunden. Ein nichtinvertierter Ausgang der monostabilen Kippstufe 1112 wird mit einem ersten Eingang einer Multiplikationsschaltung 1114 und mit einem Regeleingang eines spannungsgeregelten SPST (einpoliger Ausschalter) 1116 so verbunden, dass der Schalter 1116 immer geschlossen wird, wenn der nichtinvertierte Ausgang der monostabilen Kippstufe 1112 auf dem hohen Niveau ist. Ein zweiter Eingang der Multiplikationsschaltung wird mit einem Ausgang des Spitzenwertdetektors 1106 verbunden. Ein Ausgang der Multiplikationsschaltung 1114 wird an einem ersten Anschlusspunkt des Schalters 1114 verbunden. Ein zweiter Anschlusspunkt des Schalters 1114 wird mit dem ersten Bandpassfilter 1118, einem zweiten Bandpassfilter 1119, einem dritten Bandpassfilter 1120 und einem vierten Bandpassfilter 1121 verbunden. Der Ausgang von jedem Bandpassfilter 1118 bis 1121 wird mit einem Eingang eines der Verstärker 1126 bis 1129 so verbunden, dass jeder Bandpassfilter einen Verstärker antreibt, wobei jeder Verstärker auf die Verstärkung 2 eingestellt ist. Ein Ausgang von jedem der Verstärker 1126 bis 1129 wird mit einer Mischeinrichtung 1134 verbunden, die einen Ausgang erzeugt, der die Summe der Ausgänge der Verstärker 1126 bis 1129 darstellt. Der Ausgang der Mischeinrichtung 1134 wird mit einem Eingang eines Tiefpassfilters 1136 verbunden, das eine Abfallfrequenz von annähernd 200 Hz hat. Die Hochpassfilter 1142 und 1144 haben beide eine Abfallfrequenz von annähernd 125 Hz.
Ein Ausgang der Mischeinrichtung 1134 ist mit einem ersten Eingang des Addiergliedes 1140 für den linken Kanal und mit einem ersten Eingang des Addiergliedes 1144 für den rechten Kanal verbunden. Der Eingang 1103 für den linken Kanal ist mit einem zweiten Eingang des Addiergliedes 1140 für den linken Kanal verbunden und der Eingang 1101 für den rechten Kanal ist mit einem zweiten Eingang des Addiergliedes 1144 für den rechten Kanal verbunden. Der Ausgang des Addiergliedes 1140 für den linken Kanal ist mit einem Eingang eines Hochpassfilters 1142 verbunden und der Ausgang des Hochpassfilters 1142 ist mit dem Ausgang 1150 für den linken Kanal verbunden. Der Ausgang des Addiergliedes 1144 für den rechten Kanal ist mit einem Eingang des Hochpassfilters 1146 verbunden und der Ausgang des Hochpassfilters 1146 ist mit dem Ausgang 1148 für den linken Kanal verbunden.
Das System von 11 erzeugt Impulse auf Grundlage der Nulldurchgänge des Tiefpassfilters 1104. Die Impulse werden zu den Filtern 1118 bis 1121 geschickt und die Filter werden dadurch zum Ansprechen veranlasst und erzeugen Oberschwingungsfrequenzen vor allem im Bereich zwischen 100 Hz und 300 Hz. Weil die Impulse durch die Nulldurchgänge des tiefpassgefilterten Eingangssignals erzeugt werden, sind die von den Filtern 1118 bis 1121 erzeugten Oberschwingungen Oberschwingungen der niederfrequenten Komponenten der Eingangsschwingung. Somit erzeugt das System von 11 einen Oberschwingungsgehalt ähnlich dem, der durch das menschliche Ohr erzeugt würde, wenn die niederfrequente Information in Schallenergie umgesetzt würde. Die erzeugten Oberschwingungen werden durch die Additionsglieder 1140 und 1144 mit der normalen Information des linken und rechten Kanals gemischt, hochpassgefiltert, um die verbleibenden niederfrequenten Signale zu entfernen und dann an die Lautsprecher geschickt. Die zugefügten Oberschwingungen werden vom Hirn des Zuhörers als dem Niederfrequenzgehalt der akustischen Schwingung entsprechend interpretiert.
In noch einer weiteren Ausführungsform der gegenwärtigen Erfindung werden die durch die Bandpassfilter angetriebenen Verstärker (zum Beispiel die Verstärker 816 bis 819 in 8) durch automatische Regelverstärkerblocks ersetzt, die durch die Größe des Niederfrequenzgehaltes des Audiosignals gesteuert werden. Vor der Untersuchung der zur Durchführung dieser Verstärkungsregelung verwendeten Signalverarbeitungselemente ist es hilfreich, zuerst den Einfluss der Verstärkungsregelung auf die Audiosignale am Eingang und am Ausgang zu untersuchen, um ein besseres Verständnis für den Prozess zu gewinnen. Diese Ausführungsform verbessert die Oberschwingungen in den mittleren Basslagen (das heisst, die Oberschwingungen zwischen annähernd 100 Hz und 250 Hz) auf zwei verschiedene Arten. Das Spektrum wird in diesen Bereichen abhängig von der Energiemenge im Eingangssignal, dessen Frequenzen für die Wiedergabe durch den Lautsprecher zu niedrig sind (zum Beispiel Frequenzen unter 100 Hz) angehoben und abgeflacht. Wenn wenig Energie in den Frequenzen unter 100 Hz vorhanden ist, ändert sich das Spektrum nur sehr wenig. Wenn viel Energie in den Frequenzen unterhalb von 100 Hz vorhanden ist, wird das Spektrum im Bereich der mittleren Basslagen signifikant angehoben und abgeflacht. Das Anheben und Abflachen erfolgt über einen Verbesserungsfaktor, der unter Einsatz von Schaltkreisen zur automatischen Verstärkungsregelung (AGC) entsteht. Es ist zu beachten, dass die Frequenzen, die den Bereich der mittleren Basslagen enthalten, variieren und die hierin aufgeführten Frequenzbereiche sind nur beispielshalber aufgeführt und stellen keine Begrenzung dar.
12A zeigt, wie bei einem Eingangssignal 1202 mit einem hohen Anteil an niedrigen Frequenzen die Regelung durch vier gegeneinander versetzt abgestimmte Bandpassfilter einen Verstärkungsfaktor 1220 erzeugt, um das Ziel zu erreichen. Das Beispiel des Eingangssignals 1202 hat innerhalb dieses Frequenzbereichs einen hohen Gipfel in der Nähe von 40 Hz (zum Bei spiel die niedrigste Note auf einer Bassgitarre). Die Amplitude des Spektrums von 1202 flacht ab zu immer kleineren Werten mit zunehmender Frequenz. Vier Bandpasskurven 1204, 1206, 1208 und 1210 werden dargestellt, um die Übertragungsfunktion der vier auf 100 Hz, 150 Hz, 200 Hz und 250 Hz abgestimmten Bandpassfilter zu veranschaulichen. Die Verstärkung von jedem Bandpassfilter (dargestellt durch die Höhe von jeder der Kurven 1204, 1206, 1208 und 1210) wird jeweils durch ein separates AGC geregelt. Jedes AGC wird durch die Amplitude der Kurve 1202 unterhalb 100 Hz (des Sub-Bass Bereichs) gesteuert.
In Frequenzbereichen, in denen die Amplitude des Eingangs-Audiospektrums fast ebenso hoch ist, wie der Sub-Bass-Bereich, beträgt die AGC-Verstärkung fast 1, wie aus der Kurve 1204 zu ersehen ist. In Frequenzbereichen, in denen die Amplitude des Eingangs-Audiospektrums viel niedriger ist als der Sub-Bass-Bereich nimmt die AGC-Verstärkung wieder zu, wie aus der Kurve 1210 zu ersehen ist. Der Verbesserungsfaktor 1220 ist im Wesentlichen eine zusammengesetzte Übertragungsfunktion aus den Kurven 1204, 1206, 1208 und 1210. 12B zeigt den Einfluss einer Anwendung des Verbesserungsfaktors 1220 auf die Eingangs-Schwingungsform 1202, woraus sich eine verbesserte Schwingungsform 1240 ergibt. Weil die Schwingungsform 1202 im Sub-Bass-Bereich eine hohe Amplitude hat, ist die verbesserte Schwingungsform 1240 im Vergleich zur Eingangs-Schwingungsform 1202 im Bereich mittlerer Basslagen stark angehoben und abgeflacht.
12C und 12D zeigen den gleichen Prozess wie in 12A und 12B für die Erzeugung eines Verbesserungsfaktors 1270 für eine Eingangs-Schwingungsform 1252. Anders als die Schwingungsform 1202 hat die Schwingungsform 1252 nur eine geringe niederfrequente Energie und deshalb ist der Verbesserungsfaktor 1270 kleiner. Die in 12D gezeigte Ausgangs-Schwingungsform ist fast identisch mit der Eingangs-Schwingungsform 1252, weil der Verstärkungsfaktor 1280 so klein ist.
13 ist ein Blockschaltbild 1300 von einer Ausführungsform des Signalverarbeitungssystems zur Verbesserung im Bereich der niedrigen Frequen zen, wobei AGC zur Erzeugung eines Verbesserungsfaktors eingesetzt werden. 13 kann auch als Ablaufdiagramm zur Beschreibung eines Programms dienen, das auf einer DSP oder einem anderen Prozessor lauffähig ist und die Signalverarbeitungsvorgänge einer Ausführungsform der gegenwärtigen Erfindung implementiert. 13 zeigt zwei Eingänge, einen Eingang 1302 für einen linken Kanal und einen Eingang 1304 für einen rechten Kanal. Wie bei den hierin vorstehend aufgeführten Ausführungsformen gelten die Begriffe links und rechts nur der Einfachheit halber und nicht als Begrenzung. Die Eingänge 1302 und 1304 sind beide an das Addierglied 1306 herangeführt, das einen Ausgang erzeugt, der eine Kombination der beiden Eingänge darstellt.
Ein Ausgang des Addiergliedes 1306 ist mit einem Eingang eines Verstärkers 1308 mit dem Verstärkungsfaktor 1 verbunden. Ein Ausgang des Verstärkers 1308 ist an ein Tiefpassfilter 1310 mit einer Abfallfrequenz von annähernd 400 Hz angeschlossen. Ein Ausgang des Tiefpassfilters 1310 ist an einen ersten Anschlusspunkt eines Potentiometers 1352, an ein erstes Bandpassfilter 1312, ein zweites Bandpassfilter 1313, ein drittes Bandpassfilter 1314 und ein viertes Bandpassfilter 1315 angeschlossen. Der Ausgang von jedem Bandpassfilter 1312 bis 1315 ist an den Audiosignaleingang eines AGC 1316 bis 1319 angeschlossen, so dass jedes Bandpassfilter einen AGC antreibt. Ein Ausgang von jedem der AGC 1316 bis 1319 ist an ein Addierglied 1320 angeschlossen, das die Summe des Verstärkerausgänge darstellt.
Ein zweiter Anschlusspunkt des Potentiometers 1352 ist an Erde gelegt und ein Schleifkontakt des Potentiometers ist an einen Spitzendetektor 1350 angeschlossen. Ein Ausgang des Spitzendetektors 1350 ist an den Reglereingang von jedem der AGC 1316 bis 1319 angeschlossen.
Der Ausgang des Verstärkers 1320 ist an einen ersten Eingang des Addiergliedes 1324 für den linken Kanal angeschlossen und der Ausgang des Verstärkers 1320 ist an einen ersten Eingang des Addiergliedes 1332 für den rechten Kanal angeschlossen. Der Eingang 1302 für den linken Kanal ist an einen zweiten Eingang des Addiergliedes 1324 für den linken Kanal angeschlossen und der Eingang 1304 für den rechten Kanal ist an einen zweiten Eingang des Addiergliedes 1332 für den rechten Kanal angeschlossen. Die Ausgänge des Addiergliedes 1324 für den linken Kanal und des Addiergliedes 1332 für den rechten Kanal sind ein linker Kanalausgang 1323 und ein rechter Kanalausgang 1333 des Signalverarbeitungsblockes 1300. In einer Ausführungsform sind die Bandpassfilter 1312 bis 1315 im Wesentlichen identisch mit den in 9 und Tabelle 1 gezeigten Bandpassfiltern 812 bis 815.
AGC 1316 ist (ebenso wie AGC 1317 bis 1319) ein linearer Verstärker mit einer internen Servo-Rückkoppelungsschleife. Die Servoeinrichtung stellt die Amplitude des Ausgangssignals automatisch auf die Amplitude eines Signals am Reglereingang passend ein. Somit bestimmt der Reglereingang und nicht der Eingang des Verstärkersignals den Mittelwert der Amplitude des Ausgangssignals. Wird die Amplitude des Eingangssignals verkleinert, dann erhöht die Servoeinrichtung die Vorwärtsverstärkung des AGC 1316 so, dass der Signalpegel am Ausgang konstant bleibt.
14A ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der AGC 1318 und 1319, die einen Audioeingang 1403, einen Regeleingang 1402 und einen Audioausgang 1404 beinhaltet. Der Audioeingang 1403 ist mit dem Eingang eines Regelverstärkers 1414 verbunden. Ein Ausgang des Verstärkers 1414 ist mit dem Audioausgang 1404 und einem Negativspitzendetektor 1412 verbunden. Ein Ausgang des Negativspitzendetektors ist mit einem ersten Eingang eines Addiergliedes 1418 verbunden und der Reglereingang 1402 ist mit einem zweiten Eingang des Addiergliedes 1418 verbunden. Ein Ausgang des Addiergliedes 1418 ist mit einem Eingang eines Integriergliedes 1416 verbunden und ein Ausgang des Integriergliedes 1416 ist mit dem Regelverstärkereingang des Verstärkers 1414 verbunden. Das Addierglied 1418 und das Integrierglied 1416 bilden zusammen einen Summenintegrator 1410.
14B ist eine Ausführungsform eines Schaltbildes des in 14A gezeigten AGC. Wie in 14B gezeigt, enthält der Regelverstärker 1414 einen NE572-Kompander 1439 mit den in Tabelle 2 aufgeführten Signalkontaktstiften 2-8. Der Audioeingang 1403 ist mit einem ersten Anschlusspunkt eines Eingangskondensators 1442 verbunden. Ein zweiter Anschlusspunkt des Eingangskondensators 1442 ist mit dem Kontaktstift 7 des Kompanders 1439 verbunden. Der Eingangskondensator 1442 enthält die parallel geschaltete Kombination eines Kondensators mit 2,2 Mikrofarad und eines Kondensators mit 0,01 mF. Der Stift 2 des Kompanders 1439 ist über einen Kondensator 1443 von 10,0 mF an Erde gelegt. Stift 4 des Kompanders 1439 ist über einen Kondensator 1444 an Erde gelegt. Stift 8 das Kompanders 1439 ist geerdet. Stift 6 des Kompanders 1439 ist mit einem ersten Anschlusspunkt eines Widerstandes 1445A von 1,0 kΩ verbunden, ein zweiter Anschlusspunkt des Widerstandes 1445 ist mit einem Kondensator 1446 von 2,2 mF, einem nichtinvertierenden Eingang eines Op-Amp 1447 und einem nichtinvertierenden Eingang eines Op-Amp 1452 verbunden. Ein zweiter Anschlusspunkt des Kondensators 1446 ist an Erde gelegt. Stift 5 des Kompanders 1439 ist an einen invertierenden Eingang des Op-Amp 1447, einen ersten Anschlusspunkt eines 17,4 kΩ Rückkoppelungswiderstandes 1449 und an einen ersten Anschlusspunkt eines 17,4 kΩ Eingangswiderstandes 1450 angeschlossen. Ein Ausgang des Op-Amp 1447 ist an einem zweiten Anschlusspunkt des Rückkoppelungswiderstandes 1449 und an einem ersten Anschlusspunkt eines Ausgangskondensators 1448 angeschlossen. Ein Ausgang des Op-Amp 1452 ist an einem zweiten Anschlusspunkt des Eingangswiderstandes 1450 angeschlossen. Ein 10,0 kΩ Rückkoppelungswiderstand ist zwischen einem invertierenden Eingang und dem Ausgang des Op-Amp 1452 angeschlossen. Ein 10,0 kΩ Eingangswiderstand legt den invertierenden Eingang des Op-Amp 1452 an Masse.
Der Verstärkungsreglereingang des Verstärkers 1414 ist an einem ersten Anschlusspunkt eines 3,0 kΩ Eingangswiderstandes 1440 angeschlossen. Ein zweiter Anschlusspunkt des Widerstandes 1440 ist an den Emitteranschluss eines kleinen Signaltransistors 1441 gelegt, wobei es sich um einen 2N2222 handeln kann. Der Basisanschluss des Transistors ist an Erde ge legt und der Kollektoranschluss des Transistors 1441 ist am Stift 3 des Kompanders 1339 angeschlossen.
Der negative Spitzendetektor 1412 enthält einen Op-Amp 1438 und eine Diode 1437. Der Eingang des negativen Spitzendetektors 1412 ist an einen nichtinvertierenden Eingang des Op-Amp 1438 angeschlossen. Ein Ausgang des Op-Amp 1438 ist an der Kathode der Diode 1437 angeschlossen. Die Anode der Diode 1437 ist an einen invertierenden Eingang des Op-Amp 1437 angeschlossen und an den Ausgang des Spitzendetektors 1412. Der in 13 gezeigte Spitzendetektor 1350 kann in ähnlicher Weise gebaut sein wie der negative Spitzendetektor 1412, mit der Ausnahme, dass die Diode 1437 für den Spitzendetektor 1350 umgekehrt ist.
Der erste Eingang des Summenintegrators 1410 ist an einen ersten Anschlusspunkt der parallelgeschalteten Kombination eines 100,0 kΩ Widerstandes 1431 und eines 4,7 mF Kondensators 1432 angeschlossen. Der zweite Eingang des Summenintegators 1410 ist an einem ersten Anschlusspunkt einer parallelgeschalteten Kombination eines 100,0 kΩ Widerstandes 1433 und eines 4,7 mF Kondensators 1434 angeschlossen. Die zweiten Anschlusspunkte beider paralleler Kombinationen sind am invertierenden Eingang eines Op-Amp 1435 angeschlossen. Ein nichtinvertierender Eingang des Op-Amp 1435 ist geerdet und ein 0,33 mF Rückkoppelungskondensator 1436 ist zwischen dem invertierenden Eingang des Op-Amp 1435 und dem Ausgang des Op-Amp 1435 angeschlossen. Der Ausgang des Op-Amp 1435 ist der Ausgang des Summenintegators 1410.
Der NE572 ist ein Regelverstärkerschaltkreis mit hoher Leistung und zwei Kanälen, wobei jeder Kanal für eine dynamische Bereichskomprimierung oder Erweiterung benützt werden kann. Jeder Kanal hat einen Zweiweggleichrichter zur Feststellung des Durchschnittswertes eines Eingangssignals, eine linearisierte, temperaturkompensierte Zelle mit variabler Verstärkung und einen dynamischen Zeitkonstantenpuffer. Der Puffer gestattet eine unabhängige Regelung der dynamischen Anstiegs- und Abklingzeit mit einem Minimum an externen Komponenten und einer verbesserten Verstär kungsregelung niedriger Frequenzen mit geringerer Welligkeitsverzerrung. Die Stiftanordnungen für die NE572 sind in Tabelle 2 aufgeführt (n, m bezeichnet die Kanäle A, B). Die NE572 wird in den derzeitigen Ausführungsformen als kostengünstiger, geräuscharmer Regelverstärker mit geringer Verzerrung verwendet. Der Fachmann erkennt, das auch andere Regelverstärker verwendet werden können.
15 ist ein Schaltbild eines Signalverarbeitungs-Systems 1500 von einer Ausführungsform des Niederfrequenz-Verbesserungssystems, das wählbare Frequenzbereiche vorsieht. 15 kann auch als Ablaufdiagramm zur Beschreibung eines Programms dienen, das auf einer DSP oder einem anderen Prozessor lauffähig ist, der die Signalverarbeitungsvorgänge einer Ausführungsform der gegenwärtigen Erfindung implementiert. Das im System 1500 ausgeführte Merkmal der auswählbaren Frequenzbereiche ist auch auf alle vorstehend beschriebenen Ausführungsformen anwendbar. Der Einfachheit halber ist das System 1500 jedoch als Modifikation des Signalverarbeitungssystems 1300 von 13 dargestellt und deshalb werden hier nur die Unterschiede zwischen dem System 1300 und dem System 1500 beschrieben. Im System 1500 ist der Ausgang des Bandpassfilters 1315 nicht wie im Sys tem 1300 direkt am Eingang des AGC 1319 angeschlossen, sondern am ersten Schaltkontakt eines einpoligen Umschalters (spdt) 1562. Der Pol des Schalters 1562 ist am Signaleingang des AGC 1319 vorgesehen. Ein Eingang eines Bandpassfilters 1560 ist am Eingang des Bandpassfilters 1315 so angeschlossen, dass die Bandpassfilter 1560 und 1315 die gleichen Eingangssignale aufnehmen. Ein Ausgang des Bandpassfilters 1560 ist am zweiten Schaltkontakt des einpoligen Umschalters 1562 vorgesehen.
Es ist wünschenswert, das Bandpassfilter 1560 auf eine Frequenz unter 100 Hz, wie zum Beispiel 60 Hz, abzustimmen. Wenn sich der Schalter 1562 in einer ersten Position befindet, die dem ersten Schaltkontakt entspricht, wählt er das Bandpassfilter 1315 und veranlasst das System 1500 zu einem mit dem System 1300 identischen Betrieb, bei dem die Bandpassfilter bei 100, 150, 200 und 250 Hz vorgesehen sind. Befindet sich der Schalter 1562 in der zweiten Position, die dem zweiten Schaltkontakt entspricht, dann wählt er das Bandpassfilter 1315 ab und wählt das Bandpassfilter 1560 an, bei dem zum Beispiel die Bandpassfilter mit 60 Hz, 100, 150 und 200 Hz vorgesehen sind.
Wünschenswerter Weise gestattet es der Schalter 1562 dem Benützer, den zu verbessernden Frequenzbereich zu wählen. Ein Benützer mit einem Lautsprechersystem, das kleine Tieftonlautsprecher, zum Beispiel Woofer von drei bis vier Zoll Durchmesser aufweist, wird im typischen Fall den oberen Frequenzbereich der Bandpassfilter 1312 bis 1315 wählen, die auf 100, 150, 200 und 250 Hz abgestimmt sind. Ein Benützer mit einem Lautsprechersystem, das etwas größere Woofer von circa 5 Zoll Durchmesser oder mehr aufweist, wird im typischen Fall den niedrigeren Frequenzbereich wählen, den die Bandpassfilter 1560 und 1312 bis 1314 bieten, die auf 60, 100, 150 und 200 Hz abgestimmt sind. Der Fachmann erkennt, dass mehr Schalter vorgesehen werden können, um eine größere Auswahl an Bandpassfiltern und Frequenzbereichen zu erhalten. Die Auswahl verschiedener Bandpassfilter zur Ermöglichung unterschiedlicher Frequenzbereiche ist ein wünschenswertes Verfahren, weil die Bandpassfilter kostengünstig sind und weil verschiedene Bandpassfilter mit einem Schalter mit einem Schaltkontakt gewählt werden können.
I. Erweiterung zur Bassverbesserung
16A ist ein Blockschaltbild eines Audiosystems, worin eine Klangverbesserung durch eine Bassverbesserungs-Einheit 1604 vorgesehen ist. Die Bass-Verbesserungseinheit 1604 empfängt Tonsignale von einer Signalquelle 1602. Bei der Signalquelle 1602 kann es sich um eine beliebige Signalquelle, wie etwa die in 1 gezeigte Schallquelle 102 oder die in 5 gezeigte Tonkarte 510 handeln. Die Bass-Verbesserungseinheit 1604 führt eine Signalverarbeitung durch, um die empfangenen Audiosignale in Audioausgangssignale zu modifizieren. Die Audioausgangssignale können an Lautsprecher, Verstärker oder andere Verarbeitungseinrichtungen weitergeleitet werden.
16B ist ein Blockschaltbild, das die Topologie einer Bass-Verbesserungseinheit 1644 mit zwei Kanälen zeigt, die einen ersten Eingang 1609, einen zweiten Eingang 1611, einen ersten Ausgang 1617 und einen zweiten Ausgang 1619 aufweist. Der erste Eingang 1609 und der erste Ausgang 1617 entsprechen einem ersten Kanal. Der zweite Eingang 1611 und der zweite Ausgang 1619 entsprechen einem zweiten Kanal. Der erste Eingang 1609 ist mit dem ersten Eingang einer Kombinationseinheit 1610 verbunden und mit einem Eingang eines Signalverarbeitungsblocks 1613. Ein Ausgang des Signalverarbeitungsblocks 1613 ist mit einem ersten Eingang einer Kombinationseinheit 1614 verbunden. Der zweite Eingang 1611 ist mit einem zweiten Eingang der Kombinationseinheit 1610 und mit einem Eingang eines Signalverarbeitungsblocks 1615 verbunden. Ein Ausgang des Signalverarbeitungsblocks 1615 ist mit einem ersten Eingang einer Kombinationseinheit 1616 verbunden. Ein Ausgang der Kombinationseinheit 1610 ist mit einem Eingang eines Signalverarbeitungsblocks 1612 verbunden. Ein Ausgang des Signalverarbeitungsblocks 1612 ist mit einem zweiten Eingang der Kombinationseinheit 1614 und mit einem zweiten Eingang der Kombinationseinheit 1616 verbunden. Ein Ausgang der Kombinationseinheit 1614 ist mit dem ersten Ausgang 1617 verbunden. Ein Ausgang der zweiten Kombinationseinheit 1616 ist mit dem zweiten Ausgang 1619 verbunden.
Die Signale vom ersten und zweiten Eingang 1609 und 1611 werden kombiniert und durch den Signalverarbeitungsblock 1612 verarbeitet. Der Ausgang des Signalverarbeitungsblocks 1612 ist ein Signal, das bei Kombination mit den Ausgängen der Signalverarbeitungsblöcke 1613 beziehungsweise 1615 die verbesserten Bassausgänge 1617 und 1619 erzeugt.
16C ist ein Blockschaltbild einer weiteren Topologie für ein Bass-Verbesserungssystem 1604 mit zwei Kanälen. In 16C ist der erste Eingang 1609 mit dem Eingang eines Signalverarbeitungsblocks 1621 und dem Eingang eines Signalverarbeitungsblocks 1622 verbunden. Ein Ausgang des Signalverarbeitungsblocks 1621 ist mit einem ersten Eingang einer Kombinationseinheit 1625 verbunden und ein Ausgang des Signalverarbeitungsblocks 1622 ist mit einem zweiten Eingang der Kombinationseinheit 1625 verbunden. Der zweite Eingang 1611 ist mit dem Eingang eines Signalverarbeitungsblocks 1623 und mit dem Eingang eines Signalverarbeitungsblocks 1624 verbunden. Ein Ausgang des Signalverarbeitungsblocks 1623 ist mit dem ersten Eingang einer Kombinationseinheit 1626 verbunden und ein Ausgang des Signalverarbeitungsblocks 1624 ist mit einem zweiten Eingang der Kombinationseinheit 1626 verbunden. Ein Ausgang der Kombinationseinheit 1626 ist mit dem ersten Ausgang 1617 verbunden und ein Ausgang der zweiten Kombinationseinheit 1626 ist mit dem zweiten Ausgang 1619 verbunden.
Anders als bei der in 16B gezeigten Topologie werden in 16C nicht die zwei Eingangssignale 1609 und 1611 kombiniert, sondern die beiden Kanäle getrennt gehalten und die Verarbeitung zur Tieftonverbesserung in jedem Kanal durchgeführt.
17 ist ein Blockschaltbild 1700 für eine Ausführungsform des in 16A gezeigten Bass-Verbesserungssystems. Das Bass-Verbesserungssystem 1700 verwendet eine Bass-Erweiterungseinheit 1720 zur Erzeugung eines zeitabhängigen Verbesserungsfaktors. 17 kann auch als Ablaufdia gramm für die Beschreibung eines Programms dienen, das auf einer DSP oder einem anderen Prozessor lauffähig ist und die Signalverarbeitungsvorgänge einer Ausführungsform der gegenwärtigen Erfindung implementiert. 17 zeigt zwei Eingänge, einen Eingang 1702 für den linken Kanal und einen Eingang 1704 für den rechten Kanal. Wie bei den vorhergehenden Ausführungsformen erfolgt die Einteilung links und rechts nur der Einfachheit halber und nicht als Begrenzung. Die Eingänge 1702 und 1704 sind beide an ein Addierglied 1706 angeschlossen, das einen Ausgang als Kombination der zwei Eingänge erzeugt.
Der Ausgang des Addiergliedes 1706 ist mit einem ersten Bandpassfilter 1712, einem zweiten Bandpassfilter 1713, einem dritten Bandpassfilter 1714, einem vierten Bandpassfilter 1715 und einem fünften Bandpassfilter 1711 verbunden. Der Ausgang von Bandpassfilter 1715 ist am ersten Kontaktpunkt eines einpoligen Umschalters 1716 angeschlossen. Der Ausgang von Bandpassfilter 1711 ist am zweiten Kontaktpunkt des einpoligen Umschalters 1716 angeschlossen. Der Pol des Schalters 1716 ist mit dem Eingang des Addiergliedes 1718 verbunden. Der Ausgang von jedem der Bandpassfilter 1712 bis 1714 ist mit einem getrennten Eingang des Additionsgliedes 1718 verbunden.
Ein Ausgang des Addiergliedes 1718 ist mit einem Eingang der Bass-Erweiterungseinheit 1720 verbunden. Ein Ausgang der Bass-Erweiterungseinheit 1720 ist an einem ersten Kontaktpunkt eines einpoligen Umschalters 1722 angeschlossen. Ein zweiter Kontaktpunkt des einpoligen Umschalters 1722 ist an Masse gelegt. Der Kontaktpunkt des einpoligen Umschalters 1722 ist mit einem ersten Eingang eines Addiergliedes 1724 für den linken Kanal und mit dem ersten Eingang eines Addiergliedes 1732 für den rechten Kanal verbunden. Der Eingang 1702 für den linken Kanal ist an den zweiten Eingang des Addiergliedes 1724 für den linken Kanal gelegt und der Eingang 1704 für den rechten Kanal ist an einen zweiten Eingang des Addiergliedes 1732 für den rechten Kanal gelegt. Die Ausgänge des Addiergliedes 1724 für den linken Kanal und des Addiergliedes 1732 für den rechten Kanal sind mit einem Ausgang 1730 für den linken Kanal und mit einem Ausgang 1733 für den rechten Kanal des Signalverarbeitungsblocks 1700 verbunden. Die Schalter 1722 und 1716 sind wahlweise und sie können durch feste Anschlüsse ersetzt werden.
Die von den Filtern 1711 bis 1715 und der Kombinationseinheit 1718 durchgeführten Filtervorgänge können zu einem Verbundfilter 1707 kombiniert werden, wie in 17 gezeigt. Zum Beispiel können in einer alternativen Ausführungsform die Filter 1711 bis 1715 zu einem einzigen Bandpassfilter kombiniert werden, mit einem Passband, das sich von annähernd 40 Hz bis 250 Hz erstreckt. Zur Verarbeitung von Bassfrequenzen erstreckt sich das Passband des Verbundfilters 1707 vorzugsweise von annähernd 20 bis 100 Hz am niedrigen Ende und von annähernd 150 bis 350 Hz am oberen Ende. Das Verbundfilter 1707 kann auch andere Filterübertragungsfunktionen wahrnehmen, wie zum Beispiel als Hochpassfilter, Baugruppenfilter, usw.. Das Verbundfilter kann auch so konfiguriert werden, dass es ähnlich wie eine graphische Entzerrung wirkt und innerhalb des Passbandes einige Frequenzen relativ zu anderen Frequenzen innerhalb des Passbandes abschwächt.
Wie gezeigt entspricht 17 annähernd der Topologie von 16B, wo die Signalverarbeitungsblöcke 1613 und 1615 eine Übertragungsfunktion 1 haben und der Signalverarbeitungsblock 1612 das Verbundfilter 1707 und die Bass-Erweiterungseinheit 1720 enthält. Die in 17 gezeigte Signalverarbeitung ist jedoch nicht auf die in 16B dargestellte Topologie begrenzt. Die Elemente von 17 können auch in der in 16C dargestellten Topologie verwendet werden, wo die Signalverarbeitungsblöcke 1621 und 1623 eine Übertragungsfunktion 1 haben und die Signalverarbeitungsblöcke 1622 und 1624 das Verbundfilter 1707 und die Basserweiterungseinheit 1720 enthalten. Obwohl in 17 nicht gezeigt, können die Signalverarbeitungsblöcke 1613, 1615, 1621 und 1623 auch eine zusätzliche Signalverarbeitung durchführen, wie zum Beispiel als Hochpassfilter zur Entfernung niedriger Bassfrequenzen, als Hochpassfilter zur Entfernung von Frequenzen, die von der Bass-Erweiterungseinheit 1720 verarbeitet werden, für die Hochfrequenzbetonung zur Verbesserung der hochfrequenten Töne, als zusätzliche Verarbeitung in mittleren Basslagen zur Ergänzung des Bass-Erweiterungs-Schaltkreises, usw. Auch weitere Kombinationen werden in Betracht gezogen.
18 ist eine Frequenzbereichsdarstellung, die die allgemeine Form der Übertragungsfunktionen der Bandpassfilter 1711 bis 1715 zeigt. 18 zeigt die Übertragungsfunktionen der Bandpassfilter 1801 bis 1805, die den Bandpassfiltern 1711 bis 1715 entsprechen. Die Transferfunktionen 1801 bis 1805 sind als Bandpassfunktionen bei 50, 100, 150, 200 und 250 Hz dargestellt.
In einer Ausführungsform ist das Bandpassfilter 1711 auf eine Frequenz unterhalb von 100 Hz, zum Beispiel auf 50 Hz abgestimmt. Wenn sich der Schalter 1718 in einer ersten Position entsprechend dem ersten Schaltkontakt befindet, wählt er das Bandpassfilter 1711 an und wählt das Bandpassfilter 1715 ab, wodurch Bandpassfilter bei Frequenzen von 50, 100, 150 und 200 Hz gewählt werden. Befindet sich der Schalter 1716 in einer zweiten Position, die dem zweiten Schaltkontakt entspricht, dann wählt er das Bandpassfilter ab und wählt das Bandpassfilter 1715 an, womit Bandpassfilter mit Frequenzen von 100, 150, 200 und 250 Hz gewählt werden.
Somit gestattet es der Schalter 1716 dem Benützer wünschenswerter Weise, den zu verbessernden Frequenzbereich zu wählen. Ein Benützer mit einem Lautsprechersystem, das kleine Woofer, wie etwa Woofer mit drei bis vier Zoll Durchmesser enthält, wird im typischen Fall den oberen Frequenzbereich wählen, der durch die Bandpassfilter 1712 bis 1715 geboten wird, die auf 100, 150, 200 und 250 Hz abgestimmt sind. Ein Benützer mit einem Lautsprechersystem, das etwas größere Woofer, etwa mit einem Durchmesser von fünf Zoll oder mehr, bietet, wird im typischen Fall den niedrigeren Frequenzbereich mit den Bandpassfiltern 1711 bis 1714 wählen, der auf Frequenzen von 50, 100, 150 und 200 Hz abgestimmt ist. Der Fachmann wird erkennen, dass weitere Schalter zum Einsatz kommen könnten, um eine Auswahl von mehr Bandpassfiltern und mehr Frequenzbereichen zu ermög lichen. Die Wahl verschiedener Bandpassfilter für verschiedene Frequenzbereiche ist ein wünschenswertes Verfahren, weil die Bandpassfilter kostengünstig sind und weil verschiedene Bandpassfilter mit einem Schalter mit nur einem Schaltkontakt gewählt werden können.
In einer Ausführungsform verwendet die Bass-Erweiterungseinheit 1720 einen automatischen Regelverstärker !AGC), der einen linearen Verstärker mit einer internen Servo-Rückkoppelungsschleife enthält. Die Servoeinrichtung stellt automatisch die mittlere Amplitude des Ausgangssignals auf die mittlere Amplitude eines Signals am Reglereingang ein. Die mittlere Amplitude des Reglereingangs erhält man im typischen Fall durch Bestimmung der Hüllkurve des Reglersignals. Das Reglersignal kann auch mit anderen Verfahren bestimmt werden, zum Beispiel durch Tiefpassfilterung, Bandpassfilterung, mit dem Spitzendetektor, Effektivwertermittlung, Mittelwertbildung usw.
Als Reaktion auf eine Vergrößerung der Amplitude der Hüllkurve des Signals, das auf den Eingang der Bass-Erweiterungseinheit 1720 übertragen wird, erhöht die Servoschleife die Vorwärtsverstärkung der Bass-Erweiterungseinheit 1720. Umgekehrt erfolgt als Reaktion auf eine Verkleinerung der Amplitude der Hüllkurve des Signals, das auf den Eingang der Bass-Erweiterungseinheit 1720 übertragen wird, eine Erhöhung der Vorwärtsverstärkung der Bass-Erweiterungseinheit 1720 durch die Servoschleife. In einer Ausführungsform erfolgt die Erhöhung der Verstärkung der Bass-Erweiterungseinheit 1720 schneller als die Abnahme der Verstärkung. 19 ist eine Zeitbereichsdarstellung zur Veranschaulichung der Verstärkung der Bass-Erweiterungseinheit 1720 als Reaktion auf einen einstufigen Eingang. Der Fachmann erkennt, dass 19 die Verstärkung und nicht das Ausgangssignal als Funktion der Zeit darstellt. Die meisten Verstärker haben eine festgelegte Verstärkung und deshalb wird die Verstärkung selten in einem Graphen dargestellt. Der automatische Regelverstärker (AGC) in der Bass-Erweiterungseinheit 1720 variiert die Verstärkung in der Bass-Erweiterungseinheit 1720 jedoch in Abhängigkeit von der Hüllkurve des Eingangssignals.
Der einstufige Eingang ist als Kurve 1909 und die Verstärkung als Kurve 1902 dargestellt. Im Ansprechen auf die Vorderflanke des Eingangsimpulses 1909 ergibt sich ein Anstieg der Verstärkung während eines Zeitraums 1904, die einer Konstanten der Anstiegszeit entspricht. Am Ende des Zeitraums 1904 erreicht die Verstärkung einen eingeschwungenen Zustand A₀. Im Ansprechen auf die Hinterflanke des Eingangsimpulses 1909 fällt die Verstärkung während eines Zeitraums 1906, der einer Abklingkonstanten 1906 entspricht, auf Null ab.
Die Konstante der Anstiegszeit 1904 und die Konstante der Abklingzeit 1906 werden in wünschenswerter Weise so gewählt, dass sich eine Verbesserung der Bassfrequenzen ergibt, ohne die übrigen Komponenten des Systems, wie etwa den Verstärker und die Lautsprecher, zu übersteuern. 20 ist eine Zeitbereichsdarstellung 2000 einer typischen Bassnote, die auf einem Instrument wie einer Bassgitarre, Basstrommel, einem Synthesizer usw., gespielt wird. Die Darstellung 2000 zeigt einen Abschnitt 2040 mit höherer Frequenz, dessen Amplitude durch einen Abschnitt mit niedrigerer Frequenz mit einer Modulations-Hüllkurve 2042 moduliert wird. Die Hüllkurve 2042 hat einen Anstiegsabschnitt 2046, gefolgt von einem Abklingabschnitt 2047, gefolgt von einem Beharrungsabschnitt 2048, gefolgt von einem Abfallabschnitt 2049. Die grösste Amplitude der Darstellung 2000 ist eine Spitze 2050, die an dem Zeitpunkt zwischen dem Anstiegsabschnitt 2046 und dem Abklingabschnitt 2047 eintritt.
Wie bereits erwähnt, ist die Schwingungsform 2044 typisch für viele, wenn nicht sogar die meisten Musikinstrumente. Wenn man zum Beispiel eine Gitarrensaite zupft und loslässt stellen sich am Anfang einige Schwingungen mit großer Amplitude ein, die dann in einen mehr oder weniger gut aufrecht erhaltenen Schwingungszustand übergehen, der dann langsam abklingt. Die Anfangsschwingungen mit großem Schwingweg der Gitarrensaite entsprechen dem Anstiegsabschnitt 2046 und dem Abklingabschnitt 2047. Die langsam abklingenden Schwingungen entsprechen dem Beharrungszustand 2048 und dem Abfallabschnitt 2049. Klaviersaiten verhalten sich ähnlich, wenn sie mit dem Hammer einer Pianonote angeschlagen werden.
Klaviersaiten haben vielleicht einen betonteren Übergang vom Beharrungsabschnitt 2048 zum Abfallabschnitt 2049, weil der Hammer nicht auf die Saite zurückkehrt und auf ihr bleibt, bis die Klaviertaste losgelassen wird. Wird die Klaviertaste während des Beharrungszeitraums 2048 gedrückt gehalten, dann schwingen die Saiten frei mit relativ geringer Dämpfung. Wird die Taste losgelassen, dann legt sich der filzbedeckte Hammer auf die Taste und dämpft die Schwingung der Saite während des Abfallzeitraums 2049 rasch ab.
In ähnlicher Weise erzeugt das Fell einer Trommel beim Anschlagen anfangs eine Reihe von Schwingungen mit großem Schwingweg entsprechend dem Anstiegsabschnitt 2046 und dem Abklingabschnitt 2047. Nach dem Abklingen der Schwingungen mit großem Schwingweg (dem Ende des Abklingabschnittes 2047 entsprechend) schwingt das Trommelfell weiter über einen Zeitraum, der dem Abschnitt des Beharrungszustandes 2048 und dem Abfallabschnitt 2049 entspricht. Viele Töne von Musikinstrumenten können erzeugt werden, indem nur die Länge der Zeitabschnitte 2046 bis 2049 gesteuert wird.
Wie in Verbindung mit 4C beschrieben, wird die Amplitude eines höherfrequenten Signals durch einen Ton mit niedrigerer Frequenz (Hüllkurve) moduliert und somit variiert die Amplitude des höherfrequenten Signals abhängig von der Frequenz des Tons mit niedrigerer Frequenz. Die Nicht-Linearität des Ohres bewirkt eine teilweise Demodulierung des Signals, so dass das Ohr die niederfrequente Hüllkurve des höherfrequenten Signals wahrnimmt und so die Wahrnehmung des niederfrequenten Tons erzeugt, obwohl bei der niedrigeren Frequenz keine tatsächliche akustische Energie erzeugt wurde. Dieser Detektoreffekt kann durch geeignete Signalverarbeitung der Signale im Bereich mittlerer Basslagen im typischen Fall zwischen 50 und 150 Hz am niedrigen Ende und 200 bis 500 Hz am oberen Ende des Bereichs verstärkt werden. Durch geeignete Signalverarbeitung ist es möglich, ein Klangverbesserungssystem zu konstruieren, das die Wahrnehmung niederfrequenter akustischer Energie erzeugt, selbst wenn Lautsprecher verwendet werden, die eine solche Energie gar nicht erzeugen können.
Die Wahrnehmung der tatsächlich in der vom Lautsprecher erzeugten akustischen Energie vorhandenen Frequenzen kann als Effekt erster Ordnung betrachtet werden. Die Wahrnehmung zusätzlicher Oberschwingungen, die in den tatsächlich vorhandenen Frequenzen nicht vorhanden sind, gleich ob diese Oberschwingungen mit einer Verzerrung durch Zwischenmodulation oder durch den Detektoreffekt erzeugt werden, kann als Effekt zweiter Ordnung betrachtet werden.
Ist jedoch die Amplitude der Spitze 2050 zu groß, dann werden die Lautsprecher (und möglicherweise auch der Leistungsverstärker) übersteuert. Eine Übersteuerung der Lautsprecher verursacht eine beträchtliche Verzerrung und kann die Lautsprecher beschädigen.
Die Bass-Erweiterungseinheit 1720 bringt wünschenswerter Weise eine Verbesserung der tiefen Töne im Bereich der mittleren Basslagen und verringert gleichzeitig Effekte der Übersteuerung der Spitze 2050. Die von der Bass-Erweiterungseinheit 1720 bewirkte Anstiegszeitkonstante 1904 begrenzt die Anstiegszeit der Verstärkung durch die Bass-Erweiterungseinheit 1720. Die Anstiegszeitkonstante der Bass-Erweiterungseinheit 1720 hat einen relativ geringen Einfluss auf eine Schwingungsform mit kurzer Anstiegszeit 2046 (kurze Anstiegszeit der Hüllkurve).
21A zeigt eine Zeitbereichsdarstellung der Verstärkung der Bass-Erweiterungseinheit 1720 in Relation zu einer Hüllkurve 2104 einer Eingangs-Schwingungsform mit langer Anstiegszeit 2046. Der Fachmann wird erkennen, dass in 21A nur die Hüllkurve 2104 der Eingangs-Schwingungsform dargestellt ist und nicht die tatsächliche Schwingungsform (die Beziehung zwischen einer tatsächlichen Schwingungsform und ihrer Hüllkurve wird in Verbindung mit 4C und 20 erörtert). Die Eingangs-Schwingungsform mit der Hüllkurve 2104 wird auf die Bass-Erweiterungseinheit 1720 gelegt und diese erzeugt eine Schwingungsform mit der Hüllkurve 2106. Zum Vergleich ist 21C eine Zeitbereichsdarstellung der Verstärkung der Bass-Erweiterungseinheit 1720. Die Zeitachse von 21A ist auf die Zeitachse von 21C abgestimmt, um weiter zu veranschaulichen, dass die Anstiegszeit der Hüllkurve 2104 im Vergleich zur Anstiegszeit der Bass-Erweiterungseinheit 1720 lang ist.
Weil die Anhebung der Verstärkung durch die Bass-Erweiterungseinheit 1720, die durch die Anstiegszeit gesteuert wird, mit dem Anstiegsabschnitt 2104 der Eingangs-Hüllkurve "Schritt halten" kann, hat die Bass-Erweiterungseinheit 1720 außer einer gewissen Verstärkung nur einen relativ geringen Einfluss auf die Form des Anstiegs der Hüllkurve 2104. Deshalb ist die Ausgangs-Hüllkurve 2106 der Eingangshüllkurve 2104 ähnlich, aber mit einer Anhebung der Verstärkung. Als Ergebnis ist das tatsächliche Ausgangssignal entsprechend der Ausgangshüllkurve 2106 dem tatsächlichen Eingangssignal entsprechend der Eingangshüllkurve 2104 ähnlich, aber mit angehobener Verstärkung.
21B zeigt eine Zeitbereichsdarstellung einer Eingangshüllkurve 2114 mit kurzer Anstiegszeit. Die Eingangshüllkurve 2114 wird auf die Bass-Erweiterungseinheit 1720 gelegt und diese erzeugt eine Ausgangshüllkurve 2116. Die Zeitachse von 21C ist auf die Zeitachse von 21A und 21B abgestimmt, um weiter zu veranschaulichen, dass die Anstiegszeit der Hüllkurve 2104 im Vergleich zu der Anstiegszeit der Bass-Erweiterungseinheit 1720 kurz ist.
Weil die Anhebung der Verstärkung durch die Bass-Erweiterungseinheit 1720, die durch die Anstiegszeit gesteuert wird, nicht mit dem Anstiegsabschnitt der Eingangshüllkurve 2114 "Schritt halten" kann, ist die Anstiegszeit der Ausgangshüllkurve 2116 der Anstiegszeit der Eingangs-Schwingungsform 2114 ähnlich. Deshalb ist die maximale Amplitude der Ausgangs-Schwingungsform 2116 der maximalen Amplitude der Eingangs-Schwingungsform 2114 ähnlich. Die Ausgangshüllkurve 2116, die durch die Anstiegszeit begrenzt ist, schließt wünschenswerter Weise nicht die Verstär kungsanhebung durch die Bass-Erweiterungseinheit 1720 ein, weil die Anstiegszeit der Eingangs-Schwingungsform zu rasch abläuft, als dass die Bass-Erweiterungseinheit 1720 mithalten könnte. Das verringert die Möglichkeit einer Übersteuerung der Verstärker oder Lautsprecher durch die von der Bass-Erweiterungseinheit 1720 bewirkte Anhebung der Verstärkung. Bis jedoch die Eingangshüllkurve 2116 während des Beharrungsabschnittes 2048 einen mehr oder weniger eingeschwungenen Wert erreicht hat, hat die Anhebung der Verstärkung durch die Bass-Erweiterungseinheit 1720 mit der Eingangshüllkurve "aufgeholt" und so ist während des Beharrungsabschnittes die Amplitude der Ausgangskurve 2116 größer als die Amplitude der Eingangshüllkurve 2114.
Wie in 21B gezeigt, entsteht durch die Wirkung der Bass-Erweiterungseinheit 1720 eine relativ stärkere Anhebung der langfristigen Verstärkung, und wünschenswerter Weise eine relativ geringere Anhebung der kurzfristigen Verstärkung, um das Risiko einer Überverstärkung von transienten Schwingungen und Impulsen im Eingangssignal, und einer damit verbundenen Übersteuerung der Lautsprecher zu reduzieren. 21B zeigt eine Amplitudenlinie 2118, die der Amplitude entspricht, bei der die Lautsprecher (und/oder Leistungsverstärker) übersteuert würden. Die Spitzenamplitude der Eingangshüllkurve 2114 ist der Linie 2118 ähnlich, weil die Verstärkung der Bass-Erweiterungseinheit 1720 während der Anstiegszeit noch nicht ihr Maximum erreicht hat.
21D zeigt eine Frequenzbereichsdarstellung für das Ansprechen der Amplitude auf den Schaltkreis 1700 der Bass-Erweiterung. Die Frequenzauswahl durch die Filter 1711 bis 1715 beschränkt die Wirkung der Bass-Erweiterungseinheit 1720 auf einen Frequenzbereich, der vor allem durch eine untere Frequenz f_L und eine obere Frequenz f_H begrenzt ist. Die Frequenz unterhalb von f_L ist ein Abfallbereich. Im Abfallbereich hat der Schaltkreis 1700 der Bass-Erweiterung eine Übertragungsfunktion nahe 1. Der Bereich wird als Abfallbereich bezeichnet, weil im typischen Fall kleine Lautsprecher in diesem Bereich nur wenig akustische Leistung bringen. Der Bereich ober halb der Frequenz f_H ist ein Passbandbereich, in welchem der Schaltkreis der Bass-Erweiterung eine Übertragungsfunktion nahe 1 bietet.
Im Verstärkungsbereich bietet der Schaltkreis 1700 der Bass-Erweiterung eine zeitabhängige Verstärkung auf Grund der zeitabhängigen Verstärkung durch die Bass-Erweiterungseinheit 1720. 21D zeigt eine Schar von Verstärkungskurven im Bereich der Verstärkungsfrequenzen, die Eingangssignalen mit unterschiedlicher Anstiegszeit der Hüllkurven entsprechen. Für Eingangssignale mit relativ kurzer Hüllkurven-Anstiegszeit ist die Verstärkung des Schaltkreises 1700 der Bass-Erweiterung im Bereich der Verstärkungsfrequenzen kleiner als bei einem Signal mit langsam veränderlicher Hüllkurve (annähernd eingeschwungener Zustand).
22 ist ein Schaltschema, das eine Ausführungsform des Schaltkreises 1700 der Bass-Erweiterung zeigt. Die Eingänge 1702 und 1704 sind zum ersten und zweiten Anschlusspunkt des Addiergliedes 1706 geführt. Mit den Eingängen 1702 und 1704 können Blockkondensatoren in Serie geschaltet werden, um eine Gleichstromsperre am Eingang des Schaltkreises 1700 der Bass-Erweiterung vorzusehen.
Der erste Anschlusspunkt des Addiergliedes 1706 entspricht dem ersten Anschlusspunkt eines Widerstandes 2202 und der zweite Anschlusspunkt des Addiergliedes 1706 entspricht dem ersten Anschlusspunkt eines Widerstandes 2204. Der zweite Anschlusspunkt des Widerstandes 2202 und der zweite Anschlusspunkt des Widerstandes 2204 ist mit einem invertierenden Eingang eines Op-Amp 2208 verbunden. Ein nichtinvertierender Ausgang des Op-Amp 2208 ist an Masse gelegt. Ein Ausgang des Op-Amp ist mit einem ersten Anschlusspunkt eines Rückkoppelungswiderstandes 2206 verbunden. Ein zweiter Anschlusspunkt des Rückkoppelungswiderstandes 2206 ist mit dem invertierenden Eingang des Op-Amp 2206 verbunden. Der Ausgang des Op-Amp 2206 entspricht dem Ausgang des Addiergliedes 1706.
In einer Ausführungsform sind die Gleichstrom-Blockkondensatoren 4,7 Mikrofaradkondensatoren und die Widerstände 2202, 2204 und 2206 sind 100 kOhm-Widerstände.
Die Filter 1711 bis 1715 verwenden die in 9 gezeigte Topologie, mit Einsatz der von Texas Instruments Inc. hergestellten Op-Amps und mit den in Tabelle 3 aufgeführten Widerstandskomponenten.
Der Ausgang des Bandpassfilters 1711 ist mit dem ersten Anschlusspunkt eines Widerstandes 2210 verbunden. Der Ausgang des Bandpassfilters 1715 ist mit mit dem ersten Anschlusspunkt eines Widerstandes 2211 verbunden. Ein zweiter Anschlusspunkt des Widerstandes 2210 ist mit dem ersten Schaltkontakt des einpoligen Umschalters 1716 verbunden und ein zweiter Anschlusspunkt des Widerstandes 2211 ist mit dem zweiten Schaltkontakt des Schalters 1716 verbunden. Der Pol des einpoligen Umschalters 1716 ist an einem ersten Anschlusspunkt des Addiergliedes 1718 angeschlossen. Der erste Anschlusspunkt des Addiergliedes 1718 ist mit einem invertierenden Eingang eines Op-Amp 2220 verbunden.
Die Ausgänge der Bandpassfilter 1712 bis 1714 sind an einem zweiten, dritten und vierten Eingang des Addiergliedes 1718 angeschlossen. Der erste Eingang des Addiergliedes 1718 entspricht dem ersten Anschlusspunkt des Widerstandes 2210. Der zweite Eingang des Addiergliedes 1718 entspricht dem ersten Anschlusspunkt des Widerstandes 2212. Der dritte Eingang des Addiergliedes 1718 entspricht dem ersten Anschlusspunkt des Widerstandes 2214. Der vierte Anschlusspunkt des Addiergliedes 1718 entspricht dem ersten Anschlusspunkt des Widerstandes 2216. Ein zweiter Anschlusspunkt von jedem der Widerstände 2210, 2212, 2214 und 2216 ist mit einem invertierenden Eingang eines Op-Amp 2220 verbunden. Ein Ausgang des Op-Amp 2220 ist an einem ersten Anschlusspunkt des Rückkoppelungswiderstandes 2218 angeschlossen. Ein zweiter Anschlusspunkt des Rückkoppelungswiderstandes 2218 ist mit dem invertierenden Eingang des Op-Amp 2220 verbunden. Ein nichtinvertierender Eingang des Op-Amp 2220 ist an Masse gelegt. Der Ausgang des Op-Amp 2220 entspricht dem Ausgang des Addiergliedes 1718. Das Addierglied 1718 kann auch unter Verwendung von zum Beispiel digitaler Signalverarbeitung, Transistoren usw. implementiert werden. Die Bandpassfilter 1711 bis 1715 und das Addierglied 1718 können auch kombiniert werden, indem ein Filter (zum Beispiel ein Bandpassfilter) mit einer ähnlichen Übertragunsfunktion wie die durch Summierung der Reaktion der Bandpassfilter 1711 bis 1715 erzielte Übertragungsfunktion vorgesehen wird.
In einer Ausführungsform sind die Widerstände 2211, 2212, 2214 und 2216 100 kΩ Widerstände und der Widerstand 2210 ist ein 69,8 kΩ Widerstand. Der Op-Amp 2220 ist ein TL074 und der Rückkoppelungswiderstand 2218 ist ein 13,0 kΩ Widerstand. Der Fachmann wird erkennen, dass das Addierglied 1718 eine gewichtete Summe ergibt, worin die Ausgänge der Filter 1712 bis 1715 jeweils mit annähernd 0,13 gewichtet sind und der Ausgang des Filters 1711 mit annähernd 0,186 gewichtet ist. Die Frequenzen des Filters 1711 mit einer Mittenfrequenz von 50 Hz sind mit einer kleineren Amplitude vorgesehen, um eine Übersteuerung eines kleineren Lautsprechers mit großen niederfrequenten Signalen zu vermeiden. Es können auch andere Gewichtungsfunktionen verwendet werden, einschließlich zum Beispiel einer nichtgleichförmigen Gewichtungsfunktion, einer gleichförmigen Gewichtungsfunktion, usw. Die Gewichtungsfunktion kann auch durch den Einsatz von Band passfiltern oder anderen Filtern mit einer gewichteten Übertragungsfunktion in Kombination mit einem Addierglied erreicht werden.
Der Pol des einpoligen Umschalters 1722 ist mit dem ersten Eingang des Addiergliedes 1724 für den linken Kanal und mit dem ersten Eingang des Addiergliedes 1732 für den rechten Kanal verbunden. Der erste Eingang des Addiergliedes für den linken Kanal entspricht einem ersten Anschlusspunkt eines Widerstandes 2230. Der zweite Eingang des Addiergliedes für den linken Kanal entspricht einem ersten Anschlusspunkt eines Widerstandes 2232. Der zweite Anschlusspunkt des Widerstandes 2230 und der zweite Anschlusspunkt des Widerstandes 2232 ist jeweils an einen invertierenden Eingang eines Op-Amp 2236 angeschlossen. Ein nichtinvertierender Eingang des Op-Amp 2236 ist an Masse gelegt. Ein Ausgang des Op-Amp 2236 ist mit einem ersten Anschlusspunkt eines Kondensators 2238, dem ersten Anschlusspunkt eines Kondensators 2240 und einem ersten Anschlusspunkt eines Rückkoppelungswiderstandes 2234 verbunden. Ein zweiter Anschlusspunkt des Rückkoppelungswiderstandes 2234 ist mit dem invertierenden Eingang des Op-Amp 2236 verbunden. Ein zweiter Anschlusspunkt des Kondensators 2238 und ein zweiter Anschlusspunkt des Kondensators 2240 ist jeweils an den ersten Anschlusspunkt eines Ausgangswiderstandes 2242 angeschlossen. Der erste Anschlusspunkt des Ausgangswiderstandes ist an den Ausgang 1730 für den linken Kanal angeschlossen. Ein zweiter Anschlusspunkt des Ausgangswiderstandes 2242 ist an Masse gelegt.
Der erste Eingang des Addiergliedes für den linken Kanal entspricht einem ersten Anschlusspunkt eines Widerstandes 2250. Der zweite Eingang des Addiergliedes für den rechten Kanal entspricht entspricht einem ersten Anschlusspunkt eines Widerstandes 2252. Ein zweiter Anschlusspunkt des Widerstandes 2250 und ein zweiter Anschlusspunkt des Widerstandes 2252 ist jeweils an einen invertierenden Eingang eines Op-Amp 2256 angeschlossen. Ein nichtinvertierender Eingang des Op-Amp 2256 ist an Masse gelegt. Ein Ausgang des Op-Amp 2256 ist an einen ersten Anschlusspunkt eines Kondensators 2258, einen ersten Anschlusspunkt eines Kondensators 2260 und einen ersten Anschlusspunkt eines Rückkoppelungswiderstandes 2254 angeschlossen. Ein zweiter Anschlusspunkt des Rückkoppelungswiderstandes 2254 ist mit dem invertierenden Eingang des Op-Amp 2256 verbunden. Ein zweiter Anschlusspunkt des Kondensators 2258 und ein zweiter Anschlusspunkt des Kondensators 2260 ist jeweils an den ersten Anschlusspunkt eines Ausgangswiderstandes 2262 angeschlossen. Der erste Anschlusspunkt des Ausgangswiderstandes 2262 ist mit dem Ausgang 1733 für den rechten Kanal verbunden. Ein zweiter Anschlusspunkt des Ausgangswiderstandes 2262 ist an Masse gelegt.
In einer Ausführungsform sind die Widerstände 2232, 2234, 2252 und 2254 100 kΩ Widerstände, die Widerstände 2230 und 2250 sind 33,2 kΩ Widerstände und die Widerstände 2242 und 2262 sind 10 kΩ Widerstände. Die Kondensatoren 2238 und 2258 sind 4,7 μF Kondensatoren und die Kondensatoren 2240 und 2260 sind 0,01 μF Kondensatoren. Die Op-Amps 2236 und 2256 sind TL074. Ein Fachmann wird erkennen, dass die Addierglieder 1724 und 1732 jeweils eine gewichtete Summe erzeugen, wobei der erste Eingang von jedem Addierglied eine Gewichtung von annähernd 1,0 hat.
Ein Blockschaltbild von einer Ausführungsform der Bass-Erweiterungseinheit 1720 ist in 23 als Blockschaltbild 2300 dargestellt und ein entsprechendes Schaltschema ist in 24 wiedergegeben. In 23 ist ein Eingang 2303 mit einem ersten Eingang eines Verstärkers 2306 mit fester Verstärkung, einem ersten Eingang eines Verstärkers 2305 mit variabler Verstärkung und einem ersten festen Anschlusspunkt eines Potentiometers 2308 verbunden. Ein zweiter fester Anschlusspunkt des Potentiometers 2308 ist an Masse gelegt und ein Schleifkontakt des Potentiometers 2308 ist mit dem Eingang eines Hüllkurvendetektors 2312 verbunden. Ein Ausgang des Hüllkurvendetektors 2312 ist mit dem Anstiegs-/Abkling-Puffer 2310 verbunden. Ein Ausgang des Anstiegs-/Abkling-Puffers 2310 ist mit einem Reglereingang eines Regelverstärkers 2305 verbunden. Ein Ausgang des Verstärkers 2306 mit fester Verstärkung ist mit einem ersten Eingang eines Aus gangs-Addiergliedes 2307 verbunden und ein Ausgang des Verstärkers 2305 mit variabler Verstärkung ist mit einem zweiten Eingang des Ausgangsaddiergliedes 2307 verbunden. Ein Ausgang des Addiergliedes 2307 ist mit einem Ausgang 2304 einer Bass-Erweiterungseinheit verbunden.
Der Verstärker 2306 mit festgelegter Verstärkung bietet einen vorwärts orientierten Weg mit dem Verstärkungsfaktor 1 zum Ausgangs-Addierglied 2307. Selbst wenn die Regelverstärkung 2308 bei Null ist, liefert deshalb dieser vorwärts orientierte Weg eine Mindestverstärkung 1 an den Grundschaltkreis 2300 für die Niederfrequenzverstärkung. Das Potentiometer 2308 ist als Spannungsteiler angeschlossen und wählt einen Abschnitt des Eingangssignals an. Der angewählte Abschnitt wird dem Hüllkurvendetektor 2312 zugeführt. Der Ausgang des Hüllkurvendetektors ist ein Signal, das annähernd der Hüllkurve des Eingangssignals entspricht. Das Hüllkurvensignal wird em Anstiegs-/Abkling-Puffer zugeführt. Hat das Hüllkurvensignal eine positive Neigung (Anstiegsflanke), dann liefert der Anstiegs-/Abkling-Puffer ein Signal zur Anhebung der Verstärkung des Regelverstärkers mit einer durch die Anstiegszeitkonstante vorgegebenen Geschwindigkeit. Hat das Hüllkurvensignal eine negative Neigung (Abfallflanke) dann liefert der Anstiegs-/Abkling-Puffer ein Signal zur Reduzierung der Verstärkung des Regelverstärkers mit einer durch die Abklingzeitkonstante vorgegebenen Geschwindigkeit.
Die in 23 gezeigte Bass-Erweiterungseinheit 2300 ist ein Expander, weil die Verstärkung der Einheit 2300 und damit der Ausgangspegel durch das Eingangssignal geregelt wird. Mit zunehmender mittlerer Amplitude des Eingangssignals nimmt die Verstärkung zu. Umgekehrt nimmt mit abnehmendem mittleren Pegel des Eingangssignals die Verstärkung ab. Die maximale Erweiterung des Eingangssignals wird dann erzeugt, wenn das Potentiometer 2308 so eingestellt ist, dass das gesamte Eingangssignal angewählt und dem Hüllkurvendetektor 2312 zugeführt wird. Die kleinste Erweiterung mit dem Abfall der Verstärkung auf den Faktor 1 erfolgt dann, wenn sich das Potentiometer 2308 in der Position befindet, in der das Eingangssignal überhaupt nicht angewählt wird (das heisst, dass der Eingang zum Hüll kurvendetektor 2312 geerdet ist). Eine Zunahme der Erweiterung erhöht zwar die Wahrnehmung von Basslagen, erhöht aber auch das Risiko einer Übersteuerung der Lautsprecher. Das Potentiometer 2308 wird vorzugsweise so eingestellt, dass sich eine ausreichende Erweiterung des Eingangssignals ergibt, um die Wahrnehmung von Tieftonlagen zu verbessern, ohne das Risiko einer Übersteuerung der Lautsprecher unnötig zu vergrößern.
24 ist ein Schaltschema, das eine Ausführungsform der Bass-Erweiterungseinheit 2300 veranschaulicht. In 24 ist der Eingang 2303 mit einem ersten Anschlusspunkt eines Kondensators 2442 und mit dem ersten festen Anschlusspunkt des Potentiometers 2308 verbunden. Ein zweiter fester Anschlusspunkt des Potentiometers 2308 ist an Masse gelegt und ein Schleifkontakt des Potentiometers 2308 ist an den ersten Anschlusspunkt eines Kondensators 2406 angeschlossen. Ein zweiter Anschlusspunkt des Kondensators 2406 ist mit einem ersten Anschlusspunkt eines Widerstandes 2408 verbunden und ein zweiter Anschlusspunkt des Widerstandes 2408 ist an den Eingang eines Hüllkurvendetektors (Stift 3) eines Regelverstärker-Schaltkreises 2449 angeschlossen. In einer Ausführungsform ist der Regelverstärker-Schaltkreis 2449 ein NE572, wie in Verbindung mit 14 und Tabelle 2 erörtert. Ein erster Anschlusspunkt eines Kondensators 2443 für die Anstiegszeit ist mit einem Reglereingang für die Anstiegszeit (Stift 4) des Regelverstärker-Schaltkreises 2449 verbunden und ein zweiter Anschlusspunkt des Kondensators 2443 für die Anstiegszeit ist an Masse gelegt. Ein erster Anschlusspunkt eines Kondensators 2444 für die Abklingzeit ist mit einem Reglereingang für die Abklingzeit (Stift 2) des Regelverstärker-Schaltkreises 2449 verbunden und ein zweiter Anschlusspunkt eines Kondensators 2444 für die Abklingzeit ist an Masse gelegt.
Ein zweiter Anschlusspunkt des Kondensators 2442 ist an einen Spannungseingang V_in (Stift 7) des Regelverstärker-Schaltkreises 2449 angeschlossen und an einen ersten Anschlusspunkt eines Widerstandes 2410. Ein zweiter Anschlusspunkt des Widerstandes 2410 ist an einem Spannungsausgang V_out (Stift 5) des Regelverstärker-Schaltkreises 2449 und an einen invertie renden Eingang eines Op-Amp 2447 angeschlossen. Ein nichtinvertierender Eingang des Op-Amp 2447 ist mit einem Anschlusspunkt eines geerdeten Kondensators 2446, einem nichtinvertierenden Eingang eines Op-Amp 2452 und einem ersten Anschlusspunkt eines Widerstandes 2445 verbunden. Ein zweiter Anschlusspunkt des Widerstandes 2445 ist mit einem THD-Anschluss (Stift 6) des Regelverstärker-Schaltkreises 2449 verbunden.
Ein Ausgang des Op-Amp 2447 ist mit dem Ausgang 2304 und einem ersten Anschlusspunkt eines Rückkoppelungswiderstandes 2449 verbunden. Ein zweiter Anschlusspunkt des Rückkoppelungswiderstandes 2449 ist mit dem invertierenden Eingang des Op-Amp 2447 verbunden.
Ein invertierender Eingang des Op-Amp 2452 ist mit einem Anschlusspunkt eines geerdeten Widerstandes 2453 und einem ersten Anschlusspunkt eines Rückkoppelungswiderstandes 2451 verbunden. Ein zweiter Anschlusspunkt des Rückkoppelungswiderstandes 2451 ist mit einem Ausgang des Op-Amp 2452 und einem ersten Anschlusspunkt eines Widerstandes 2450 verbunden.
In einer Ausführungsform ist das Potentiometer 2308 ein lineares 1,0 k'Ω Potentiometer. Die Kondensatoren 2442, 2406 und 2446 sind 2,2 μF Kondensatoren. Der Kondensator für die Anstiegszeit ist ein 1,0 μF Kondensator und der Kondensator 2444 für die Abklingzeit ist ein 10 μF Kondensator. Der Widerstand 2408 ist ein 3,1 k'Ω Widerstand und der Widerstand 2445 ist ein 1,0 k'Ω Widerstand. Die Widerstände 2453 und 2451 sind 10 k'Ω Widerstände und die Widerstände 2410, 2449 und 2450 sind 17,4 k'Ω Widerstände.
Der Regelverstärker-Schaltkreis 2449 schließt einen Hüllkurvendetektor 2461, einen Anstiegs-/Abkling-Puffer 2462 und ein Verstärkungselement 2463 ein. Wie in dem Blockschaltbild 23 gezeigt, ist ein Ausgang des Hüllkurvendetektors 2461 mit dem Anstiegs-/Abkling-Puffer 2462 verbunden und ein Ausgang des Anstiegs-/Abkling-Puffer 2462 steuert das Verstärkungselement 2463. Die Konstanten der Anstiegszeit und der Abklingzeit werden durch Widerstands-Kapazitäts- (RC) Glieder geregelt. Der Anstiegs- /Abkling-Puffer 2462 weist einen internen 10 k'Ω Widerstand für das Anstiegs-RC-Glied und einen 10 k'Ω Widerstand für das Abkling-RC-Glied auf. Der 1,0 μF Kondensator 2443 für den Anstieg erzeugt eine Anstiegszeitkonstante von annähernd 40 ms. Der 10 μF Kondensator 2444 für die Abklingzeit erzeugt eine Abklingzeitkonstante von annähernd 400 ms. In anderen Ausführungsformen kann die Anstiegszeitkonstante zwischen 5 ms und 400 ms liegen und die Abklingzeitkonstante zwischen 100 ms und 1000 ms.
Das Verstärkungselement 2463 ist einem elektronisch veränderbaren Widerstand ähnlich und es wird in Verbindung mit dem Op-Amp 2447 verwendet, um die Verstärkung des Op-Amp 2447 zu variieren. Der Op-Amp 2452 weist eine Gleichstrom-Vorspannung auf. Der Vorwärtsweg mit dem Verstärkungsfaktor 1 wird durch den Widerstand 2410 dargestellt.
Die Bass-Erweiterungseinheit 1720 bewirkt auch eine Modifizierung und Verbesserung der Audio-Schwingungsform durch Verbesserung der Oberschwingungen einiger niederfrequenter Töne und durch Verbesserung der Grundschwingungen anderer niederfrequenter Töne. Durch Verbesserung der Oberschwingungen einiger niederfrequenter Töne nutzt die Bass-Erweiterungseinheit 1720 die Art und Weise, wie das menschliche Ohr Obertöne und Oberschwingungen der niederfrequenten Töne verarbeitet, um die Wahrnehmung zu erzeugen, dass die niederfrequenten Töne von einem Lautsprecher wiedergegeben werden. Die Bass-Erweiterungseinheit 1720 erzeugt die Wahrnehmung, dass der Lautsprecher viele niederfrequente Töne erzeugt, sogar niederfrequente Töne, die von den Lautsprechern nur schlecht wiedergegeben werden. Zusätzlich bewirkt die Bass-Erweiterungseinheit 1720 langfristig eine relativ höhere Verstärkung, während die kurzfristige Verstärkung in wünschenswerter Weise relativ geringer ist, um das Risiko einer Überverstärkung von transienten Schwingungen und Impulsen im Eingangssignal und eine damit verbundene Übersteuerung der Lautsprecher zu reduzieren. Auf eine Zunahme des Eingangssignals über die Zeit spricht die Bass-Erweiterungseinheit 1720 mit einer höheren Verstärkung in Übereinstimmung mit einer Anstiegszeitkonstanten an. Auf eine Abnahme des Eingangssignals über die Zeit spricht die Bass-Erweiterungseinheit 1720 mit einer Abnahme der Verstärkung in Übereinstimmung mit einer Abklingzeitkonstanten an. Die Wirkung der Anstiegszeitkonstanten und der Abklingzeitkonstanten dient zur Reduzierung der Verstärkung von kurzfristigen Zunahmen des Eingangssignals und damit des Risikos einer Übersteuerung der Lautsprecher.
II. Bass-Erweiterung mit Spitzenkomprimierung
Wie in 20 und 21B gezeigt, beginnt der Anstiegsabschnitt einer vom einem Bassinstrument (zum Beispiel einer Bassgitarre) gespielten Note oft mit einem Anfangsimpuls mit relativ großer Amplitude. Diese Spitze kann in einigen Fällen den Lautsprecher oder mehrere Lautsprecher übersteuern, dadurch einen verzerrten Klang und möglicherweise eine Beschädigung der Lautsprecher verursachen. Der Prozessor zur Verbesserrung der Tieftonlagen bewirkt eine Abflachung der Spitzen im Bass-Signal bei gleichzeitiger Erhöhung der Energie des Bass-Signals und dadurch insgesamt eine verstärkte Wahrnehmung der Basstöne.
Die Energie in einem Signal ist eine Funktion der Amplitude des Signals und der Dauer des Signals. Anders gesagt ist die Energie proportional zur Fläche unter der Hüllkurve des Signals. Obwohl der Anfangsimpuls einer Bassnote eine relativ große Amplitude haben kann, enthält dieser Impuls wegen seiner kurzen Dauer oft wenig Energie. Deshalb trägt der Anfangsimpuls mit seiner geringen Energie oft nicht signifikant zur Bass-Wahrnehmung bei. Deshalb kann die Amplitude des Anfangsimpulses gewöhnlich reduziert werden, ohne die Bass-Wahrnehmung signifikant zu beeinträchtigen.
25 ist ein Blockschaltbild eines Bass-Verbesserungssystems 2500, das zur Bass-Verbesserung eine Spitzenkomprimierung einsetzt, um die Amplitude der Impulse, wie etwa des Anfangsimpulses einer Bassnote zu regeln. Im System 2500 ist eine Spitzenverdichtung 2502 zwischen der Kombinationseinheit 1718 und der Bass-Erweiterungseinheit 1720 eingefügt. Der Ausgang der Kombinationseinheit 1718 ist mit dem Eingang des Spitzenverdichters 2502 verbunden und ein Ausgang des Spitzenverdichters 2502 ist mit dem Eingang der Bass-Erweiterungseinheit 1720 verbunden.
Die vorstehenden Kommentare zu 17 und zu 16B und 16C gelten auch für die Topologie von 25. Zum Beispiel entspricht 25 annähernd der Topologie von 16B, wo die Signalverarbeitungsblöcke 1613 und 1615 die Übertragungsfunktion 1 haben und der Signalverarbeitungsblock 1612 das Verbundfilter 1707, den Spitzenverdichter 2502 und die Bass-Erweiterungseinheit 1720 enthält. Die in 25 gezeigte Signalverarbeitung ist jedoch nicht auf die Topologie von 16B begrenzt. Die Elemente von 25 können auch in der Topologie von 16C zum Einsatz kommen. Obwohl in 25 nicht gezeigt, können die Signalverarbeitungsblöcke 1613, 1615, 1621 und 1623 eine zusätzliche Signalverarbeitung bieten, wie zum Beispiel eine Hochpassfilterung zur Entfernung niedriger Bassfrequenzen, eine Hochpassfilterung zur Entfernung von Frequenzen, die von der Bass-Erweiterungseinheit 1702 und dem Verdichter 2502 verarbeitet werden, eine Hochfrequenzbetonung zur Verbesserung der hochfrequenten Töne, eine zusätzliche Verarbeitung der mittleren Basstonlagen zur Ergänzung der Bass-Erweiterungseinheit 1720 und des Spitzenverdichters 2502, usw. Weitere Kombinationen werden ebenfalls in Betracht gezogen.
Die Spitzenverdichtungseinheit 2502 flacht die Hüllkurve des Signals am Eingang ab. Für Eingangssignale mit einer großen Amplitude wird die scheinbare Verstärkung der Verdichtungseinheit 2502 reduziert. Für Eingangssignale mit kleiner Amplitude wird die scheinbare Verstärkung der Verdichtungseinheit 2502 erhöht. Somit reduziert die Vedichtungseinheit 2502 die Spitzen der Hüllkurve des Eingangssignals (und füllt die Täler in der Hüllkurve des Eingangssignals auf). Ungeachtet des am Eingang der Verdichtungseinheit 2502 vorhandenen Signals hat die Hüllkurve des Ausgangssignals der Verdichtungseinheit 2502 (das heisst die mittlere Amplitude) eine relativ gleichförmige Amplitude.
26 zeigt in einer Zeitbereichsdarstellung den Einfluss des Spitzenverdichters auf eine Hüllkurve mit einem Anfangsimpuls von relativ großer Amplitude. 26 zeigt eine Zeitbereichsdarstellung einer Eingangs-Hüllkurve 2614 mit einem hohen Anfangsamplituden-Impuls, gefolgt von einer längeren Periode eines Signals mit kleinerer Amplitude. Eine Ausgangs-Hüllkurve 2616 zeigt den Einfluss der Bass-Erweiterungseinheit 1720 auf die Eingangs-Hüllkurve 2614 (ohne den Spitzenverdichter 2502). Eine Ausgangs-Hüllkurve 2617 zeigt den Einfluss der Weiterleitung des Eingangssignals 2614 über den Spitzenverdichter 2502 und über die Bass-Erweiterung 1720. Wie in 26 gezeigt, reicht die Annahme der Amplitude des Eingangssingals 2614 aus, um den Verstärker oder den Lautsprecher zu übersteuern. Die Bass-Erweiterungseinheit begrenzt nicht die maximale Amplitude des Eingangssignals 2614 und deshalb reicht das Ausgangssignal 2616 auch aus, um den Verstärker oder Lautsprecher zu übersteuern.
Die Impuls-Verdichtereinheit 2502, die in Verbindung mit dem Signal 2617 verwendet wird, komprimiert die Impulse mit großer Amplitude (reduziert ihre Amplitude). Die Verdichtereinheit 2502 stellt den großen Schwingweg der Amplitude des Eingangssignals 2614 fest und komprimiert (verkleinert) die maximale Amplitude so, dass das Ausgangssignal 2617 weniger anfällig für eine Übersteuerung des Verstärkers oder des Lautsprechers ist.
Weil die Verdichtereinheit 2502 die maximale Amplitude des Signals reduziert, ist es möglich, die von der Bass-Erweiterungseinheit 1720 vorgesehene Verstärkung zu erhöhen, ohne die Wahrscheinlichkeit, dass das Ausgangssignal den Verstärker oder Lautsprecher übersteuert, signifikant zu reduzieren. Das Signal 2617 entspricht einer Ausführungsform, bei der die Verstärkung der Bass-Erweiterungseinheit 1720 erhöht wurde. Deshalb hat das Signal 2617 während des langen Abklingabschnittes eine größere Amplitude als die Kurve 2616.
Wie vorstehend beschrieben ist die Energie in den Signalen 2614, 2616 und 2617 proportional der Fläche unter der Kurve, die das jeweilige Signal darstellt. Das Signal 2617 hat mehr Energie, weil trotz der kleineren maximalen Amplitude eine größere Fläche unter der Kurve, die das Signal 2617 darstellt, vorhanden ist, als im Fall der Signale 2614 oder 2616. Weil das Signal 2617 mehr Energie enthält, nimmt ein Zuhörer im Signal 2617 mehr Bass wahr.
Somit gestattet der Einsatz des Spitzenverdichters in Kombination mit der Bass-Erweiterungseinheit 1720 ein Bass-Verbesserungssystem, das mehr Energie im Bass-Signal bietet und dabei die Wahrscheinlichkeit einer Übersteuerung von Verstärker oder Lautsprechern durch das verbesserte Signal reduziert.
Spitzenverdichter sind nach dem Stand der Technik bekannt. Zum Beispiel offenbart ein Datenblatt für die vorstehend erörterte Komponente NE572 einen Verdichtungs-Schaltkreis (allerdings einen ziemlich komplizierten Schaltkreis).
27 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines Schaltkreises 2700 für einen Spitzenverdichter mit einem Eingang 2703 und einem Ausgang 2704. Das Signal am Signalausgang 2704 ist eine komprimierte Version des Signals am Eingang 2703. In einer neuartigen Kombination bietet der Spitzenverdichter 2700 eine Verdichtung durch einen Expander. Dieser im Verdichter 2700 verwendete Erweiterungs-Schaltkreis ist dem für den Bass-Erweiterungsschaltkreis 2300 verwendeten Expander ähnlich.
In einem Expander, wie der in 24 gezeigten Einheit, ist das gesamte (das heisst erweiterte) Ausgangssignal die Summe aus dem Eingangssignal und einem Erweiterungssignal. Mit der Vergrößerung der Amplitude des Eingangssignals wird die Amplitude des Erweiterungssignals größer und damit wird auch der Ausgang (die Summe der beiden) größer. Im Gegensatz dazu entspricht das Ausgangssignal des Verdichters 2700 dem Eingangssignal minus dem Erweiterungssignal. Wird das Eingangssignal größer, dann wird auch das Erweiterungssignal größer, aber die Differenz zwischen den beiden (der Verdichterausgang) wird kleiner. Dies liegt in der Natur eines Verdichters, wenn das Eingangssignal größer wird, vermindert sich die scheinbare Verstärkung des Verdichters. Bei Eingangssignalen mit relativ kleiner Amplitude hat der Verdichter eine relativ hohe Verstärkung. Dagegen hat der Verdichter bei Eingangssignalen mit relativ großer Amplitude eine relativ geringe Verstärkung.
In 27 ist der Eingang 2703 mit dem Eingang eines invertierenden Expanders 2708 und mit dem ersten Anschlusspunkt eines Widerstandes 2716 verbunden. Ein Ausgang des invertierenden Expanders 2708 ist an einen ersten Anschlusspunkt eines Widerstandes 2718 angeschlossen.
Ein zweiter Anschlusspunkt des Widerstandes 2716 und ein zweiter Anschlusspunkt des Widerstandes 2718 ist jeweils an einen invertierenden Eingang eines Op-Amp 2720 angeschlossen. Ein Rückkoppelungswiderstand 2722 ist zwischen dem invertierenden Eingang des Op-Amp 2720 und einem Ausgang des Op-Amp 2720 angeschlossen. Ein nichtinvertierender Eingang des Op-Amp 2720 ist an Masse gelegt. Der Ausgang des Op-Amp 2720 ist mit dem Ausgang 2704 verbunden.
Der invertierende Expander 2708 ist ein Expander mit einem Expandereingang und einem Expander-Ausgang, der auf den Expandereingang bezogen invertiert (negiert) ist. Ein nichtinvertierender Expander kann ebenfalls verwendet werden, indem man den Eingang (oder den Ausgang) des Expanders über einen invertierenden Verstärker schaltet. Die Anstiegs- und Abklingzeitkonstanten sind vorzugsweise ähnlich wie die Anstiegs- und Abklingzeitkonstanten der Bass-Erweiterungseinheit 1720. In einer Ausführungsform umfasst der Expander 2708 den in 24 gezeigten Expander 2300.
Der invertierende Eingang des Operationsverstärker 2720 ist tatsächlich ein Summenpunkt, an dem das (über den Widerstand 2716 zugeführte) Eingangssignal zum erweiterten Signal (über den Widerstand 2718 geschaltet) "addiert" wird. Eine Subtraktion erfolgt am Summenpunkt, weil der Ausgang des Expanders 2708 auf den Expandereingang bezogen negiert ist. Somit ist der Ausgang des Verdichters 2700 eine gewichtete Summe des Eingangssignals (gewichtet durch den Widerstand 2716) abzüglich des erweiterten Signals (gewichtet durch den Widerstand 2718). Wenn der Widerstand 2716 als R1 und der Widerstand 2718 als R2 bezeichnet wird, muss R1 im typischen Fall größer als R2 sein.
Weitere Ausführungsformen
Bestimmte spezifische Ausführungsformen der Erfindung wurden beschrieben, aber diese Ausführungsformen sind nur beispielshalber aufgeführt und nicht zur Begrenzung des Anwendungsbereichs der gegenwärtigen Erfindung gedacht. So ist die gegenwärtige Erfindung zum Beispiel nicht auf die Ausführungsformen begrenzt, in denen die Eingangskanäle zu einem kombinierten Kanal zusammengefasst sind, der dann so modifiziert wird, dass er den verbesserten Bass erzeugt. Es ist keine Kombination der Kanäle erforderlich und die Verarbeitung des Verbesserungssignals kann auch auf den getrennten Eingangskanälen erfolgen. Verschiedene Ausführungsformen verwenden Biquad und Tschebyscheff-Filter, aber die Erfindung ist nicht auf diese Filteranordnungen begrenzt. Es können auch andere Filter verwendet werden. Ferner kann die Filterung auch durch Kombination von Tiefpass- und Hochpassfiltern anstatt der beschriebenen Bandpassfilter erfolgen.

Claims

Vorrichtung (1300) zur Tonfrequenzverbesserung, aufweisend: eine erste Kombinationseinheit (1306) zur Kombination von mindestens einem Abschnitt eines ersten Signals (1302) mit mindestens einem Abschnitt eines zweiten Signals (1304) zur Erzeugung eines kombinierten Signals; einen ersten Signalprozessor (1310), der zur Wahl eines Abschnittes des kombinierten Signals konfiguriert ist, um ein gewähltes Signal zu erzeugen; einen zweiten Signalprozessor (1312, 1313, 1314, 1315, 1316, 2317, 1318, 1319, 1320), der zur Modifizierung des gewählten Signals konfiguriert ist, um ein modifiziertes Signal (1321) zu erzeugen; eine zweite Kombinationseinheit (1324) zur Kombination des modifizierten kombinierten Signals (1321) mit dem ersten Signal (1302), um ein Ausgangssignal (1323) zu erzeugen; und dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Signalprozessor zur Modifizierung des gewählten Signals auf die Hüllkurve des gewählten Signals anspricht, um das modifizierte Signal (1321) zu erzeugen.
Vorrichtung (1300) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Signalprozessor (1312, 1313, 1314, 1315, 1316, 2317, 1318, 1319, 1320) einen automatischen Regelverstärker aufweist.
Vorrichtung (1300) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Signalprozessor (1312, 1313, 1314, 1315, 1316, 2317, 1318, 1319, 1320) Frequenzen in einem zweiten Frequenzbereich relativ zu den Frequenzen in einem ersten Frequenzbereich verbessert.
Vorrichtung (1300) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Signalprozessor (1310) eine Vielzahl von Filtern aufweist.
Vorrichtung (1300) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Signalprozessor (1310) eine Vielzahl von Bandpassfiltern aufweist.
Vorrichtung (1300) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Signalprozessor (1312, 1313, 1314, 1315, 1316, 2317, 1318, 1319, 1320) eine Erweiterung (1720) aufweist, deren Verstärkung in Relation zu einer Konstanten der Anstiegszeit (1904) zunimmt.
Vorrichtung (1300) nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkung in Relation zu einer Konstanten der Abklingzeit (1906) abnimmt.
Vorrichtung (1300) nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Konstante der Anstiegszeit (1904) länger dauert, als die Konstante der Abklingzeit (1906).
Vorrichtung (1300) nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Konstante der Anstiegszeit (1904) annähernd 5-50 Millisekunden beträgt.
Vorrichtung (1300) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Signalprozessor (1312, 1313, 1314, 1315, 1316, 2317, 1318, 1319, 1320) eine Erweiterung (1720) aufweist.
Vorrichtung (1300) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Signalprozessor (1312, 1313, 1314, 1315, 1316, 2317, 1318, 1319, 1320) eine Verdichtung (2502) aufweist.
Vorrichtung (1300) nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Verdichtung (2502) eine Erweiterung (2708) aufweist.
Vorrichtung (1300) nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Verdichtung (2502) ferner eine Kombinationseinheit aufweist, die so konfiguriert ist, dass sie einen Ausgang der Erweiterung (1720) und einen Eingang der Erweiterung (1720) kombiniert, um ein komprimiertes Signal zu erzeugen.
Vorrichtung (1300) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Signalprozessor (1312, 1313, 1314, 1315, 1316, 2317, 1318, 1319, 1320) eine Verdichtung (2502) und eine Erweiterung (1720) aufweist.
Vorrichtung (1300) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Signalprozessor (1310) einen Schalter mit einer ersten Position und einer zweiten Position aufweist, wobei die erste Position so konfiguriert ist, dass mindestens ein erster Abschnitt des kombinierten Signals gewählt wird, um das gewählte Signal zu erzeugen und wobei die zweite Position so konfiguriert ist, dass mindestens ein zweiter Abschnitt des kombinierten Signals gewählt wird, um das gewählte Signal zu erzeugen.
Vorrichtung (1300) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Signalprozessor (1310) einen Schalter aufweist, der so konfiguriert ist, dass ein Ausgang von einem oder mehreren Bandpassfiltern gewählt wird, um einen Abschnitt des gewählten Signals zu erzeugen.
Verfahren zur Verbesserung der Tieftonlagen in einem Tonsignal, beinhaltend die Schritte der Bereitstellung eines Tonsignals (1302); Trennung des niederfrequenten Anteils vom Tonsignal (1310); Filterung des niederfrequenten Anteils, um ein gefiltertes Signal (1312, 1313, 1314, 1315) zu erhalten; Verstärkung des gefilterten Signals, um ein verstärktes Signal (1316, 1317, 1318, 1319) zu erhalten; Erzeugung eines simulierten niederfrequenten Signals durch Kombination des Tonsignals (1304) mit dem verstärkten Signal (1321); und dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkung des Verstärkungsreglers (1316, 1317, 1318, 1319) in Relation zur Hüllkurve des gefilterten Signals steht.
Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt der Filterung die Filterung des niederfrequenten Anteils in einer Vielzahl von Bandpassfiltern beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass der Vorgang der Filterung ferner die Gewichtung des Ausgangs von jedem Bandpassfilter beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass der Verstärkungsschritt die Verdichtung (2502) des gefilterten Signals beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass der Verstärkungsschritt ferner die Erweiterung (1720) des gefilterten Signals beinhaltet.