DE69901609T2

DE69901609T2 - Verfahren zur Bremsung eines feldorientiertbetriebenen Asynchronmotors, Regelungsvorrichtung zur Verfahrensausführung und Speichermedium

Info

Publication number: DE69901609T2
Application number: DE69901609T
Authority: DE
Inventors: Joachim Holtz; Jinsheng Jiang
Original assignee: WEG Automacao Ltda
Current assignee: WEG Automacao Ltda
Priority date: 1999-08-18
Filing date: 1999-08-18
Publication date: 2002-11-21
Anticipated expiration: 2019-08-19
Also published as: BR0003903A; CN1285652A; DE69901609D1; CN1217480C; US6326762B1; BRPI0003903B1; EP1077527A1; EP1077527B1; ATE218253T1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf die sogenannte Vektor- oder feldorientierte Regelung von Asynchronmaschinen, und im besonderen auf ein Verfahren zum Bremsen einer vektorgeregelten Asynchronmaschine. Die Erfindung bezieht sich auch auf ein Regelgerät, das dieses Verfahren umsetzt, und auf ein maschinenlesbares Speichermedium, das einen Programmcode zur Ausführung des Verfahrens trägt.
Um die Drehgeschwindigkeit einer Asynchronmaschine zu verändern, ist die Speisung mit mehrphasigem Wechselstrom veränderlicher Spannung und Frequenz erforderlich, da Asynchronmaschinen bei einer Drehgeschwindigkeit arbeiten, die im wesentlichen der Speisefrequenz entspricht, während ihre Flussdichte von der Speisespannung bestimmt ist. Wie in Fig. 1 gezeigt und auch bekannt, z. B. aus Power Electronics and Variable Speed Drives, herausgegeben von Bimal K. Bose, IEEE Press, 1996, Seite 211, wird eine solche Wechselspannungsversorgung im allgemeinen mit Hilfe eines Gleichstrom-zu-Wechselstrom-Umrichters aus einer Gleichspannungsquelle hergestellt. In dem im Fig. 1 gezeigten Beispiel ist die Gleichspannungsquelle durch einen Gleichspannungs-Zwischenkreiskondensator 10 dargestellt, welcher seinerseits durch einen dreiphasigen Gleichrichter 12 aus einer nicht gezeigten dreiphasigen Wechselspannungsquelle gespeist wird. Die Bezugszahl 16 in Fig. 1 bezeichnet die Asynchronmaschine, dargestellt durch ihre Ständerwicklungen. Der Zwischenkreiskondensator 10 ist ein relativ großer Elektrolytkondensator, eingefügt um die Zwischenkreis-Gleichspannung ud, konstant zu halten und um einen Pfad für die schnellveränderlichen, vom Umrichter 14 erzeugten Ströme herzustellen. Aus Kostengründen wird der Einsatz einer Diodenbrücke als Gleichrichter 12 in der Regel bevorzugt. Eine Diodenbrücke kann allerdings nicht Leistung in die Wechselspannungsquelle zurückspeisen. Wenn ein Wechselstromantrieb im Vierquadrantenbetrieb arbeiten kann, wird Leistung in den Gleichspannungszwischenkreis rückgespeist, falls die Asynchronmaschine generatorisch arbeitet. Folglich wird die Umkehrung des Leistungsflusses die Zwischenkreis-Gleichspannung über ihren normalen Betriebswert ansteigen lassen, und es müssen Massnahmen getroffen werden, diese erzeugte Leistung abzuführen, um einen gefährlichen Anstieg der Zwischenkreis-Gleichspannung zu verhindern. Üblicherweise wird ein geschalteter Widerstand (nicht gezeigt) parallel zum Gleichstrom-Zwischenkreiskondensator benutzt, um diese Leistung aufzunehmen. Dies macht zusätzliche leistungs- und steuerungselektronische Komponenten erforderlich und vergrößert damit die Kosten des Wechselstromantriebs und vermindert seine Zuverlässigkeit.
Um den Einsatz eines geschalteten Widerstands oder anderer Energie abführender Bauelemente zu vermeiden und dadurch die Kosten zu senken, ist es bekannt, die regenerierte Energie im Wechselstrommotor und teilweise im Umrichter zu verbrauchen. Um das Verständnis der Grundsätze solcher Methoden zu erleichtern, soll zuerst erörtert werden, welche Arten von Verlusten in einer Asynchronmaschine existieren und wie diese Verluste zur Abführung der regenerierten Energie genutzt werden können.
Um die Möglichkeiten zur Umsetzung von Verlustenergie in der Asynchronmaschine zu erfassen, sollen zuerst die unterschiedlichen Verluste in der Maschine benannt werden. Diese Verluste sind im Leistungsflussdiagramm Fig. 2 veranschaulicht. Für eine dreisträngige Maschine ist die Eingangsleistung wie folgt gegeben:
Pelec = 3V&sub1;I&sub1;cosφ (1)
Darin ist V&sub1; die Strangspannung
I&sub1; der Strangsstrom, und
cosφ der Verschiebungsfaktor.
Verluste treten sowohl im Stator als auch im Rotor auf. Die Verluste im Stator sind:
1. Kupferverluste Pcu,s in den Statorwicklungen, die proportional zum Quadrat des Ständerstroms Is sind:
Pcu,s = 3I Rs (2)
wobei Rs der ohmsche Widerstand einer Strangwicklung ist.
2. Ständereisenverluste PFe,s, welche Hysterese- und Wirbelstromverluste einschließen und von der Größe des Statorflusses und der Statorfrequenz s abhängen.
Zieht man Pcu,s und PFe,s von Pelec ab, ist die verbleibende Leistung die Luftspaltleistung Pag, die über den Luftspalt übertragen wird. Ein Teil hiervon wird als Kupferverluste von den Rotorwicklungen beziehungsweise als Eisenverluste vom Rotoreisen aufgenommen. Diese Verluste sind
3. Die Kupferverluste in den Rotorwicklungen, welche proportional zum Quadrat des Rotorstroms Ir sind:
Pcu,r = 3I Rr (3)
wobei Rr der ohmsche Widerstand eines Strangs der Rotorwicklung ist.
4. Die Rotoreiseneisenverluste PFe,r, welche Hysterese- und Wirbelstromverluste einschließen und von der Größe des Rotorflusses und der Rotorfrequenz r abhängen. Unter normalen Betriebsbedingungen ist die Frequenz fr des Rotorstroms klein, und dann können diese Verluste vernachlässigt werden.
Die verbleibende Leistung wird in mechanische Leistung umgesetzt. Davon geht ein Teil als Luftwiderstands- und Reibungsverluste verloren, wobei diese Verluste von der Drehgeschwindigkeit des Rotors abhängen. Der Rest ist schließlich die mechanische Ausgangsleistung Pshaft, welche die nutzbare Ausgangsleistung der Maschine ist. Der Einfachheit halber wird hier angenommen, dass das Trägheitsmoment des Rotors in der mechanisch angekoppelten Last enthalten ist. Der Rotor besitzt dann kein Trägheitsmoment und das Beschleunigungs- oder Verzögerungsdrehmoment werden aus der Wellenleistung aufgebracht.
Um einen Asynchronmotor zu bremsen und damit seine Drehgeschwindigkeit zu vermindern, wird ein Bremsdrehmoment benötigt, das dem aktiven Drehmoment der mechanisch angekoppelten Last und der Trägheit des Antriebsstrangs entgegenwirkt. Die Wellenleistung Pshaft ist negativ während des Bremsens. Der Leistungsfluss ist in Fig. 3 gezeigt. In Abhängigkeit vom Vorzeichen des Schlupfs s gibt es zwei Betriebsarten. Die generatorische Betriebsart ist in Fig. 3(a) gezeigt. Der Schlupf ist negativ (s < 0), was bedeutet, dass sowohl der Statorfluss als auch der Rotor in gleicher Richtung umlaufen, und dass der Rotorfluss langsamer als der Rotor umläuft. Als Folge davon ist die Luftspaltleistung Pag negativ. Falls der Motor nicht bei sehr geringer Drehgeschwindigkeit arbeitet, ist die Luftspaltleistung größer als die Statorverluste, so dass die Eingangsleistung Pelec negativ ist. In diesem Fall werden alle Motorverluste und auch die Eingangsleistung Pelec aus der Wellenleistung Pshaft gedeckt.
In der Bremsbetriebsart ist der Schlupf positiv (s > 0). Der Statorfluss und der Rotor laufen in unterschiedlicher Richtung um. Fig. 3(b) veranschaulicht diese Situation. Die Statorverluste werden ausschließlich vom Umrichter geliefert und die Rotorverluste werden sowohl vom Umrichter als auch von der Wellenleistung gemeinsam geliefert.
Im Fall s = 1 ist die Statorfrequenz null. Diese Bedingung kennzeichnet die bekannte Methode der Gleichstrombremsung.
Im folgenden wird eine negative Wellenleistung Pshaft als Bremsleistung bezeichnet. Bei konstanter mechanischer Drehgeschwindigkeit ω ist das aufgebrachte Bremsdrehmoment proportional zur Wellenleistung Pshaft. Um das Bremsdrehmoment so groß wie möglich zu machen, muss ein Höchstmaß an Bremsleistung erzielt werden. Wenn keine Leistung im Gleichspannungszwischenkreis verbraucht wird, kann die Bremsleistung vorwiegend vom Motor aufgenommen werden, und zu einem Teil vom Umrichter. Folglich sollte ein wirksames Bremsverfahren darauf abzielen, die Motorverluste zu maximieren, wodurch das Bremsdrehmoment maximiert wird.
Wenn man als Beispiel einen 10-kW-Asynchronmotor betrachtet, so schlüsseln sich die Verluste typischerweise wie folgt auf:

Tabelle 1

Statorkupferverluste PCus = 0.6 Ptotal
Statoreisenverluste PFes = 0.25 Ptotal
Rotorkupferverfuste PCur = 0.15 Ptotal
Ptotal sind die Gesamtverluste des Motors. Die Rotoreisenverluste können vernachlässigt werden, weil die Rotorfrequenz der Schlupffrequenz gleicht und daher sehr klein ist. Die Reibungs- und Luftwiderstandsverluste sind ebenfalls sehr klein wenn man Zwangsbelüftung annimmt.
Das Beispiel zeigt, dass die meisten Motorverluste im Stator auftreten. Die Rotorverluste sind klein im Vergleich zu den Statorkupferverlusten und den Statoreisenverlusten. Es ist zu beachten, dass diese Feststellung allgemein für alle Motoren jeglicher Leistungsklasse gilt.
Die erwähnte Gleichstrombremsung ist die derzeit nach dem Technikstand bevorzugte Methode zur Bremsung einer Asynchronmaschine. Nach dieser Methode wird der Statorfluss zuerst in die Nähe von Null gesteuert, und dann wird vom Umrichter eine Gleichspannung erzeugt, um den höchsten Gleichstrom in den Statorwicklungen fließen zu lassen. Obwohl der Statorstrom in diesem Fall einen Höchstwert besitzt, ist die resultierende Bremsleistung sehr klein. Der Statorfluss rotiert nicht and folglich ist die Luftspaltleistung null. Die Statorkupferverluste sind maximal, aber sie tragen nicht zur Bremsleistung bei weil sie vom Umrichter gedeckt werden. Die Statoreisenverluste sind null weil die Statorfrequenz null ist. Die Rotoreisenverluste sind vernachlässigbar weil der Fluss sehr klein ist. Nur die im Rotorwiderstand entstehende Verlustleistung wird von der Wellenleistung geliefert, und daher ist die Bremsleistung klein. Unter Bezug auf die typischen Maschinenverluste in Tabelle 1 betragen die Rotorkupferverluste und daher die Bremsleistung nur 15% der Gesamtverluste des Maschine. Das bedeutet, dass die Fähigkeit des Motors, Bremsleistung abzuführen, schlecht genutzt ist.
Abgesehen von der mangelhaften Fähigkeit, ein Bremsdrehmoment zu entwickeln, zeigt das Verfahren der Gleichstrombremsung auch schlechte dynamische Eigenschaften, weil der Fluss nicht abrupt geändert werden kann. Bevor ein Bremsdrehmoment entwickelt wird, verstreicht eine Zeitverzögerung von einem Mehrfachen der Rotorzeitkonstanten τr, während derer der Fluss auf den benötigten kleinen Amplitudenwert abfällt. Bei der Rückkehr in den Normalbetrieb tritt die gleiche Zeitverzögerung auf, bis der ursprüngliche Fluss wieder hergestellt ist.
Hochdynamisches Betriebsverhalten wird durch die Anwendung des Prinzips der feldorientierten Regelung (FO-Regelung) erreicht, das auch als Vektorregelung bekannt ist. Hierbei sind die drehmomentbildende oder Querkomponente iq (der Einfachheit halber nachfolgend als "q-Strom" bezeichnet) und die Magnetisierungs- oder In-Phasenkomponente id (der Einfachheit halber nachfolgend als "d-Strom" bezeichnet) des Statorstroms dynamisch entkoppelt. Fig. 4 zeigt ein Blockdiagramm, das die grundsätzliche Struktur einer FO-Regelung veranschaulicht. 20 in Fig. 4 bezeichnet einen Drehgeschwindigkeitsregler, 22 einen Flussregler, 24, 26 und 50 bezeichnen Summierstellen, 28 einen Stromregler, 30 und 34 Koordinaten-Transformationselemente, 36 einen Pulsweitenmodulator, 38 einen Drehgeschwindigkeitsgeber und 40 ein Motormodell oder Beobachter. 12 ist ein ungesteuerter Brückengleichrichter, 10 ist der Gleichstrom-Zwischenkreiskondensator und 14 der Umrichter. Die Asynchronmaschine ist mit 16 bezeichnet. 80 ist ein Spannungs-Messwandler, der ein Signal erzeugt, das der Zwischenkreis-Gleichspannung ud proportional ist. Der Spannungs-Messwandler 80 ist nicht Element der bekannten Anordnung einer FO-Regelung, aber er wird in der vorliegenden Erfindung benutzt, was im Einzelnen noch erklärt werden wird.
Da die grundlegende Struktur und die Wirkungsweise einer FO-Regelung gut bekannt ist, (verwiesen sei beispielsweise auf Fig. 3 in A. M. Khambadkone, J. Holtz: Vector-Controlled Induction Motor Drive with a Self-Commissioning Scheme, IEEE Trans. on Industrial Electronics, Vol. 38, No. 5, Oct. 91, S. 322-327) wird hier auf eine detaillierte Beschreibung verzichtet.
Der Motor tritt in die Generatorbetriebsart ein, wenn der Drehgeschwindigkeit-Sollwert ω* kleiner ist als die gemessene Drehgeschwindigkeit ω des Motors. Das Feld, und infolgedessen die Statoreisenverluste, werden auf Bemessungswerten beibehalten. Da die erzeugte und in den Gleichspannungs-Zwischenkreis eingespeiste Leistung null ist, ist die Luftspaltleistung gleich den Statorverlusten. Der q-Strom und der Rotorstrom sind dann sehr klein. Ihre Beiträge zu den Kupferverlusten können vernachlässigt werden. Tatsächlich erzeugt nur der d-Strom Kupferverluste im Stator. Der d-Strom beträgt typisch 30% des Stator-Bemessungsstroms. Da die Kupferverluste dem Quadrat des Stromes proportional sind, betragen die Verluste bei feldorientierter Bremsung
PFO = PFes + 0.3² PCus = (0.25 + 0.05)Ptotal = 0.3 Ptotal (4)
Dies bedeutet, dass der Motor bei feldorientierter Bremsung nur 30% seiner Bemessungsverluste umsetzt.
Um die Stator- und Rotorkupferverluste zu maximieren, müssen die Stator- und Rotorströme maximal sein. Die maximalen Statorkupferverluste treten auf, wenn der Statorfluss maximal ist und die Statorfrequenz groß. Außerdem müssen alle Verluste aus der Wellenleistung bestritten werden, nicht durch den Umrichter. Schließlich muss eine Drehmomentregelung hoher dynamischer Güte sichergestellt sein.
Es ist ein Ziel der Erfindung, ein Verfahren zum Bremsen einer Asynchronmaschine dergestalt zu definieren, dass gleichzeitig höchste Verlustleistung in der Maschine und hohe dynamische Regelgüte erreicht werden. Ein weiteres Ziel der Erfindung ist es, ein Regelgerät zu schaffen, das geeignet ist, dieses Verfahren umzusetzen.
Diese Ziele werden erreicht mittels eines Verfahrens gemäß Anspruch 1, einem Regelgerät gemäß Anspruch 5, und einem Speichermedium gemäß Anspruch 13. Bevorzugte Ausführungen der Erfindungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Um das erforderliche dynamische Verhalten sicherzustellen, beruht die vorliegende Erfindung auf der feldorientierten Regelung, und verbessert sie. Somit sind das Verfahren und das Regelgerät entsprechend der Erfindung auf drehzahlveränderliche Wechselstrom-FO-Regelantriebe anwendbar und erreichen gleichzeitig beides: eine maximale Bremsfähigkeit und eine sehr hohe dynamische Regelgüte.
Weitere Einzelheiten, Eigenschaften und Vorteile der Erfindung werden untenstehend unter Bezug auf bevorzugte Ausführungen in Verbindung mit den angefügten Zeichnungen erklärt, in welchen:
Fig. 1 ein schematisches Diagramm eines drehzahlveränderlichen Wechselstromantriebs ist,
Fig. 2 den Leistungsfluss in einer Asynchronmaschine in der Motorbetriebsart erläutert,
Fig. 3 den Leistungsfluss in einer Asynchronmaschine in (a) der Generatorbetriebsart und (b) der Bremsbetriebsart erläutert,
Fig. 4 ein schematisches Blockdiagramm zur Erläuterung der FO-Regeleinrichtung ist,
Fig. 5 ein dynamisches Modell der Asynchronmaschine ist,
Fig. 6 ein Blockdiagramm eines Regelgeräts entsprechend einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist, und
Fig. 7 charakteristische Signalverläufe, jeweils in der Motorbetriebsart und in der Bremsbetriebsart zeigt.
In allen Figuren sind gleiche Elemente mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet.
Um die erforderlichen dynamischen Eigenschaften sicherzustellen, wird die Maschine mit feldorientierter Regelung betrieben. Das elektromagnetische Drehmoment
Te = krψriq (5)
ist dann proportional zur Rotorflussverkettung ψr und zum q-Strom iq. kr = lh/lr ist der Kopplungsfaktor des Rotors, wobei lh die Gegeninduktivität zwischen den Stator- und Rotorwicklungen ist und lr die Induktivität der Rotorwicklung. Die Rotorflussverkettung ψr ist definiert durch die Differentialgleichung
wobei τr = lτ/rr die Rotorzeitkonstante ist. Gleichungen (5) und (6) sind im Signalflussbild in Fig. 5 visualisiert (siehe zum Beispiel in J. Holtz: Methods for Speed Sensorless Control of AC Drives in K. Rajashekara (Editor) "Sensorless Control of AC Motors", IEEE Press Book, 1996).
Um die Statorkupferverluste nach Gleichung (2) zu maximieren, sollte der Effektivwert des Statorstroms
maximal sein. Es bestehen jedoch Einschränkungen sowohl beim d-Strom id als auch beim q- Strom iq auf der rechten Seite der Gleichung (7):
1. Der d-Strom id ist auf etwa 30% des Statorbemessungsstroms im Grunddrehgeschwindigkeitsbereich begrenzt, und auf niedrigere Werte bei Feldschwächung.
2. Der q-Strom iq bestimmt das Drehmoment entsprechend Gleichung (5). Daher ist iq in der Bremsbetriebsart auf niedrige Werte begrenzt, weil die Bremsleistung die Maschinenverluste nicht überschreiten darf; letztere sind klein im Vergleich zur Bemessungsleistung der Maschine.
Entsprechend der Erfindung werden Hochfrequenzkomponenten dem d-Strom id überlagert. Dieses führt zu schnellen Änderungen des Strombelags (mmf) im Stator, welche ähnliche Änderungen des Rotorstrombelags zur Folge hat. Als Folge davon steigen die Effektivwerte des Statorstroms und des Rotorstroms, wodurch die Kupferverluste im Stator und im Rotor anwachsen. Auch die Eisenverluste steigen als Folge der hochfrequenten Streufelder. Ein Verändern der Größe der eingeprägten, hochfrequenten id-Komponenten gestattet die Steuerung der zusätzlichen Verluste. Die Gesamtverluste der Maschine können mindestens so hoch wie die gesamten Bemessungsverluste Ptotal der Maschine eingestellt werden. Sie können über diesen Wert hinaus vergrößert werden, wenn der Umrichter mehr als den Bemessungsstrom der Maschine liefern kann. Zusätzlich werden die Verluste des Umrichters von der Maschine aus gedeckt, wodurch sie zur Bremsleistung beitragen.
Die eingeprägten Hochfrequenzkomponenten haben keine nachteiligen Wirkungen auf das Verhalten der Maschine. Fig. 5 zeigt, dass die große Rotorzeitkonstante die hochfrequenten id-Stromkomponenten dämpft und somit ihren Einfluß auf das elektromagnetische Drehmoment nahezu beseitigt.
Fig. 6 zeigt ein Signalflussbild einer Ausführung der vorliegenden Erfindung. In der gezeigten Regelungsstruktur werden der Mittelwert idav und der Effektivwert idrms des d-Stroms id unabhängig voneinander geregelt. Der Rotorflussregler 22 bestimmt den Mittelwert idav des d-Strom-Sollwerts id*. Es ist ein Verlustregler 56 vorgesehen um das Signal idrms zu erzeugen, das den benötigten Effektivwert von id* repräsentiert. Dieses Signal erhält man als das Ausgangssignal eines Begrenzers 58, und es kann nur positive Werte annehmen. Das Ausgangssignal der Regelungsstruktur Fig. 6 ist der Sollwertraumzeiger is* des Statorstroms. Dieser Sollwertraumzeiger ersetzt das Signal is* in der herkömmlichen Regelungsstruktur Fig. 4, um eine Regelung sowohl in der Motorbetriebsart als auch in der Bremsbetriebsart zu ermöglichen. Die verbleibenden Elemente des Regelgeräts entsprechend dieser Ausführung können zu den Elementen 10, 12, 14, 16, 36 und 55 in Fig. 4 identisch sein und sind daher in Fig. 6 nicht gezeigt.
Der Einfachheit halber wird in dieser gesamten Diskussion eine positive Drehgeschwindigkeit angenommen. Dann ist das Drehmoment positiv in der Motorbetriebsart, und negativ während der Generatorbetriebsart und der Bremsbetriebsart. Wenn der Motor bei negativer Drehgeschwin¬ digkeit arbeitet, ist das Vorzeichen des Drehmoments negativ in der Motorbetriebsart, und positiv während der Generatorbetriebsart und der Bremsbetriebsart. Auch die Vorzeichen des q-Stroms iq und von einigen bestimmten Steuersignalen kehren sich um, wenn sich die Drehgeschwindigkeit umkehrt. Der Betrieb bei negativer Drehgeschwindigkeit wird der Einfachheit halber nicht erläutert. Das Fachwissen nach dem Technikstand erlaubt es, die jeweiligen Betriebsbedingungen des Bremsregelverfahrens abzuleiten, wenn sich die Drehgeschwindigkeit umkehrt.
Die Motorbetriebsart wird als erstes betrachtet. Die Signalverläufe im Zeitintervall A der Fig. 7 veranschaulichen diese Betriebsart. Der Flussregler 22 erzeugt das Signal idav, welches den Mittelwert des d-Stroms id repräsentiert. Es wird im folgenden gezeigt, dass dieses Signal den d- Strom-Sollwert id* in der Motorbetriebsart bestimmt. Wegen der hohen dynamischen Regelgüte des FO-Regelung sind die Signale ω* und ω in Fig. 6 fast gleich. Das Signal 60, welches dem Verlustregler 56 entstammt, ist dann sehr klein und positiv, oder nimmt den Wert Null an, weil negative Werte vom Begrenzer 58 unterdrückt werden. Der Begrenzer 58 hat eine Übertragungsfunktion y = (x) mit y = 0 für x > 0, y = -x für 0 ≥ x > xmax, und y = xmax für x ≤ xmax. Die Größe des Signals 60 in der Motorbetriebsart ist im oberen Teil der Fig. 7 mit imot bezeichnet. Wegen imot < id av ist die Differenz imot, - idav am Ausgang der Summierstelle 61 negativ, was den Ausgang des Begrenzers 62 mit der Übertragungsfunktion y = (x) mit y = 0 für x < 0, y = x für x > 0 zu Null macht.
Der Oszillator 64 erzeugt eine Dreiecksschwingung der Amplitude Eins. Die Frequenz c dieser Trägerschwingung ist auf c > 1/τr eingestellt, wobei τr die Rotorzeitkonstante der Maschine ist. Ein typischer Wert ist c = 20 Hz. Der Ausgang des Multiplizierers 66 ist eine Dreiecksschwingung der Amplitude imot < idav. Dies macht den Ausgang der Summierstelle 68 positiv und den Ausgang des Komparators 70 zu Eins. Der Ausgang des Multiplizierers 72 bestimmt den d-Strom-Sollwert id*. Es gilt id* = idav weil der Ausgang des Begrenzers 62 null ist.
Der Betrieb in der Motorbetriebsart entspricht einer normalen FO-Regelung. Der Sollwert iq* des Querstroms wird vom Drehgeschwindigkeitsregler 20 über den Begrenzer 90 bestimmt. Daher unterliegt in der FO-Betriebsart der q-Strom-Sollwert iq* den symmetrischen Grenzen ±iqmax in der Motorbetriebsart, um eine Überlastung des Umrichters zu vermeiden. Während die positive 4- Strom-Grenze iqmax konstant ist, ist die negative Grenze veränderlich und durch ein Steuersignal 88 bestimmt, welch letzteres Signal seinerseits bestimmt ist durch einen Spannungsregler 84 und durch einen Inverter 86, der das Ausgangssignal des Spannungsreglers 84 mit -1 multipliziert. Eine Summierstelle 82 erhält an einem Eingang einen Spannungssollwert udmax, der auf etwa 1,2 udR eingestellt ist, wobei udR der Bemessungswert der Zwischenkreis-Gleichspannung in der Motorbetriebsart ist. Ein Signal, das die Zwischenkreis-Gleichspannung ud repräsentiert, wird vom Spannungs-Messwandler 80 in Fig. 4 geliefert und einem zweiten Eingang der Summierstelle 82 zugeführt, so dass es von udmax subtrahiert wird. Das Ausgangssignal der Summierstelle 82 speist den Spannungsregler 84. Es gilt ud = udR < udmax in der Motorbetriebsart. Das Ausgangssignal des Spannungsreglers 84 wird dann positiv und wird auf einem oberen Grenzwert iqmax durch den Begrenzer 85 begrenzt. Wegen des Inverters 86 ist das Eingangssignal 88 des Begrenzers 90 dann -iqmax. Folglich ist der vom Drehgeschwindigkeitsregler 20 gelieferte q-Strom-Sollwert iq* auf -iqmax begrenzt.
Bei mäßiger Bremsung ist die benötigte Bremsleistung kleiner als der höchste gesamte Verlustleistungsumsatz der Maschine und des Umrichters. Mäßige Bremsung wird als Bremsbetriebsart I bezeichnet. Die Regelung in dieser Betriebsart wird unter Bezug auf die Signalverläufe des Zeitintervalls B in Fig. 7 erläutert. Ein Bremsdrehmoment wird benötigt, wenn ω* < ω gilt. Daher wird ω* - ω als das Eingangssignal für den Verlustregler 56 benutzt. Dies bestimmt den Effektivwert idrms des d-Stroms, welcher dazu dient, die Kupferverluste der Maschine zu steuern. Beispielsweise wird ein Wert idrms, der der mäßigen Bremsbetriebsart I zugeordnet ist, in Fig. 7 mit ibrake bezeichnet. Die Bedingung idrms = ibrake > idav zeigt an, dass Bremsleistung umgesetzt werden muss. In Fig. 6 beträgt die Amplitude des Trägersignals am Ausgang des Multiplizierers 66 idrms. Wegen rdrms > idaav arbeiten die Summierstelle 68 und der Komparator 70 nun als Pulsweitenmodulator. Das Tastverhältnis der Modulation ist
Um eine unabhängige Steuerung von idrms und idav zu erreichen, bedarf es einer Modulation der Pulsweite und der Pulsamplitude. Die Modulation ist so entworfen, dass sie den Effektivwert einer Rechteckschwingung steuert, während sie auf deren Mittelwert nicht einwirkt. Für diesen Zweck wird die Pulsfolge, die durch die Summierstelle 68 und den Komparator 70 erzeugt wird, nachfolgend in ihrer Amplitude durch den Multiplizierer 72 skaliert. Der Skalierungsfakor 64 wird wie folgt bestimmt: Der Begrenzer 62 erhält ein positives Eingangssignal und gibt daher an seinem Ausgang als Folge seiner charakteristischen Einheitsverstärkung den Wert idrms - idav aus. Diesem Wert wird dann das Signal idav über die Summierstelle 63 hinzugefügt, woraus sich das Signal idrms als der Skalierungsfaktor 64 ergibt. Das resultierende Sollwertsignal id* während des Zeitintervalls B ist eine pulsweitenmodulierte Rechteckschwingung, wie sie im unteren Teil der Fig. 7 im Zeitintervall B gezeigt ist. Die Amplitude dieser Rechteckschwingung und damit ihr Effektivwert beträgt idrms. Der Mittelwert ist durch
d* = idrms(2d - 1) (9)
gegeben.
Durch Einsetzen des Tastverhältnisses aus Gleichung 8 in Gleichung 9 erhält man d* = idav. Folglich ist das modulierte Sollwertsignal id*(t) so gesteuert, dass es den Mittelwert idav annimmt.
In der Bremsbetriebsart I wird die Eingangs-Wellenleistung in elektrische Leistung umgewandelt, welche sowohl in der Maschine als auch im Umrichter in Verlustleistung umgesetzt wird, um die benötigte Bremsleistung aufzuwiegen. Die Maschine wird bei Bemessungserregung im Grunddrehgeschwindigkeitsbereich betrieben. Der Betrieb oberhalb der Grunddrehgeschwindigkeit erfordert Feldschwächung um die Steuerbarkeit des Statorstroms zu erhalten. Aus diese Weise wird das Feld immer auf seinem höchstmöglichen Wert gehalten, um somit die Ständereisenverluste zu maximieren. Die Kupferverluste im Ständer und im Rotor werden durch den Verlustregler 56 so eingestellt, dass die benötigte Bremsleistung vollständig aufgenommen wird. Der Verlustregler bestimmt den Effektivwert der Statorströme. Allerdings dürfen weder der Mittelwert idav des d-Stroms noch der q-Strom iq vom Verlustregler beeinflusst werden: idav wird vom Flussregler 22 gesteuert, um das benötigte Feld zu erreichen, während iq vom Drehgeschwindigkeitsregler 20 so eingestellt wird, dass die Drehmomentanforderung befriedigt wird. Während der Verlustregler 56 diese Einstellungen unbeeinflusst lässt, erzeugt er eine hochfrequente d-Strom-Komponente, die den benötigten Effektivwert der Statorströme bestimmt. Obwohl der hochfrequente Strom eine Komponente des d-Stroms ist, beeinflusst er das Feld nicht.
Dementsprechend ist das Bremsregelungsverfahren für eine unabhängige Einstellung dreier unterschiedlicher Ströme entworfen: Des Mittelwerts des d-Stroms idav, des Effektivwerts idrms des d- Stroms, und des q-Stroms iq. Es besteht allerdings dann eine zusätzliche Einschränkung, wenn die Bremsleistung so ansteigt, dass die Stromgrenze des Umrichters erreicht wird. Diese Bedingung definiert die Bremsbetriebsart II. In dieser Betriebsart sind die Verluste der Maschine und des Umrichters maximal, und die Bremsleistung darf nicht weiter erhöht werden. Daher müssen die durch den Verlustregler 56 vorgegebenen Verluste so begrenzt werden, dass der Umrichterstrom begrenzt wird. Diesem Zweck dient der Begrenzer 58. In der Bremsbetriebsart II bestimmt der Grenzwert imax die Amplitude der pulsweitenmodulierten Rechteckschwingung id* am Ausgang des Multiplizierers 72. Der Umrichterstrom wird dann ebenfalls auf etwa imax begrenzt, da der q- Strom iq in der Bremsbetriebsart II nicht viel zum Effektivwert des Statorstroms beiträgt. Er ist klein im Vergleich zum Maximalstrom imax und liegt überdies in der Querachse in Bezug auf den rechteckförmigen Stromsollwert id*. Daher ist sein Beitrag zur Amplitude des Statorstroms zu vernachlässigen.
Die Kurvenform von id* in der Bremsbetriebsart II ist in Fig. 7 gezeigt, Zeitintervall C. Obwohl der Effektivwert größer ist als derjenige im Zeitintervall B (Bremsbetriebsart I), sind die jeweiligen Mittelwerte von id* im Zeitintervall B und im Zeitintervall C so eingestellt, dass sie den gleichen Wert idav annehmen. Man kann aus Fig. 7 ersehen, dass dies durch Einstellen des Tastverhältnisses des Pulsweitenmodulators erreicht wird.
Die vorgenannten Bedingungen stellen sicher, dass sowohl die Maschine als auch der Umrichter ihre höchsten Verluste produzieren. Die Gesamtverluste bestimmen die zulässige Bremsleistung, welche nun durch das Drehmoment der Maschine, und folglich durch iq*, eingestellt werden. Die Bremsleistung wird generatorisch in den Gleichspannungs-Zwischenkreis eingespeist. Die wichtige Bedingung ist jedoch, dass die Zwischenkreis-Gleichspannung unterhalb ihres oberen Grenzwerts udmax gehalten wird.
In der Bremsbetriebsart I wird der Ausgang des Spannungsreglers 84 gegen seinen positiven Maximalwert getrieben, und das invertierte Signal 88 gegen seinen negativen Maximalwert. Die veränderbare Grenze in der linken Halbebene des Begrenzers 90 wird dann auf dem festen Grenzwert -iqmax gehalten. Der Grund ist, dass die aufgebrachte Bremsleistung vollständig von den Systemverlusten aufgenommen werden kann und die Zwischenkreis-Gleichspannung ihren Bemessungswert udR annimmt. Beim Übergang in die Bremsbetriebsart II wird der Ausgang des Verlustreglers durch den Begrenzer 58 begrenzt. Da die Systemverluste nicht größer werden können, sammelt sich der Überschuß an generatorisch erzeugter Bremsleistung im Gleichspannungs-Zwischenkreiskondensator 10 an. Die Zwischenkreis-Gleichspannung steigt. Der Spannungsregler 84 wirkt dagegen, sobald die Zwischenkreis-Gleichspannung ud über den Spannungssollwert udmax hinaus anwächst. Der Ausgang des Spannungsreglers vermindert sich dann von seinem positiven Wert, und der veränderbare Grenzwert des Begrenzers 90 vergrößert sich von seinem negativen Wert. Es ist zu beachten, dass iq auch während des Bremsens negativ ist. Wegen des veränderlichen Begrenzungswerts des Begrenzers 90 wird der vom Drehgeschwindigkeitsregler 20 bereitgestellte q-Strom-Sollwert deaktiviert und durch den q-Strom-Sollwert des Spannungsreglers 84 ersetzt. Der resultierende q-Strom-Sollwert iq* hat dann eine geringere Größe, wodurch das Bremsdrehmoment abnimmt. Der Spannungsregler stellt das Bremsdrehmoment so ein, dass der Spannungsfehler udmax - udR minimal ist und begrenzt dadurch die Bremsleistung auf den Wert der maximal erreichbaren Verlustaufnahme des Systems.
Es ist zu beachten, dass das Feld der Maschine, auf das sich die FO-Regelung bezieht, entweder das Statorfeld sein kann, wie es beispielsweise durch die Statorflussverkettung beschrieben wird, oder das Rotorfeld, das durch die Rotorflussverkettung beschrieben wird. In Bezug auf die vorliegende Erfindung ist es bedeutungslos, welche der beiden Alternativen für eine bestimmte Anwendung eingesetzt wird, und es wurde vorstehend nur der Einfachheit halber nur auf ein Regelsystem Bezug genommen, das das Verfahren der Feldorientierung benutzt, in welchem die Rotorflussverkettung ψr die q-Strom-Komponente und die d-Strom-Komponente bestimmt. Es hat einen geringen Einfluss, wenn stattdessen die Statorflussverkettung benutzt wird, um die jeweiligen Stromkomponenten zu bestimmen.
Die in Fig. 4 beispielhaft gezeigte Anordnung einer FO-Regelung benutzt einen Drehgeschwindigkeitsgeber. Es ist zu beachten, dass die vorliegende Erfindung gleichermaßen und ohne Änderungen auf geberlose Drehgeschwindigkeitsregelungen anwendbar ist, wie sie auch durch den Technikstand bekannt sind.
Es ist üblich, die für die FO-Regelung benötigten und in Fig. 4 veranschaulichten Funktionsblöcke mittels eines programmgesteuerten Mikroprozessors zu implementieren. Für Fachleute ist ersichtlich, dass eine Regeleinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung in gleicher Weise mittels eines solchen programmgesteuerten Mikroprozessors implementiert werden kann und vorzugsweise auch wird. Tatsächlich können durch die Bereitstellung eines maschinenlesbaren Speichermediums, das das benötigte Programm enthält, und durch Laden dieses Programms in vorhandene Antriebe mit FO-Regelung solche vorhandenen Antriebe leicht dazu gebracht werden, eine Regelung gemäß der Erfindung auszuführen.

Claims

1. Bremsverfahren für eine drehgeschwindigkeitsveränderlich feldorientiert geregelte Asynchronmaschine, die durch einen PWM-Umrichter (14, 36) gespeist wird, wobei die q-Strom- Komponente und die d-Strom-Komponente des Statorstroms unabhängig voneinander gemäß einem ersten Sollwertsignal (iq*) bzw. einem zweiten Sollwertsignal (id*) geregelt werden, dadurch gekennzeichnet, dass

(a) die tatsächliche Rotordrehgeschwindigkeit (ω) der Asynchronmaschine (16) gemessen oder geschätzt wird,

(b) ein Flusswert (ψr) gewonnen wird, der eine Schätzung entweder des tatsächlichen Statorflusses oder des tatsächlichen Rotorflusses darstellt,

(c) die Notwendigkeit, ein Bremsdrehmoment aufzubringen, erkannt wird, wenn die tatsächliche Rotordrehgeschwindigkeit (ω) höher ist als ein Drehgeschwindigkeit-Sollwert (ω*),

(d) als Antwort auf das Erkennen im Schritt (c) dem zweiten Sollwertsignal (id*) Hochfrequenzkomponenten überlagert werden, und

(e) der Effektivwert idrms des aus Schritt (d) erhaltenen zweiten Sollwertsignals entsprechend der Differenz zwischen dem Absolutwert des Drehgeschwindigkeit-Sollwerts (ω*) und demjenigen der in Schritt (a) erhaltenen Drehgeschwindigkeit geregelt wird, wobei

(f) der Mittelwert (idav) des aus Schritt (d) erhaltenen zweiten Sollwertsignals unabhängig von Schritt (e) gemäß der Differenz zwischen einem Fluss-Sollwert (ψr*) und dem in Schritt (b) erhaltenen Wert (ψr) des Flusses geregelt wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem Schritt (e) die Begrenzung des Effektivwerts auf einen vorbestimmten, durch die Stromgrenze des PWM-Umrichters (14) gegebenen Maximalwert imax umfasst.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem Schritt (d) die Erzeugung eines Rechteck-Trägersignals mit einer Periodendauer kleiner als die Rotorzeitkonstante (τr) umfasst und Schritte (e) und (f) eine Modulation der Pulsweite und der Pulsamplitude des Trägersignals derart umfassen, dass die Amplitude auf idrms eingestellt wird und das Tastverhältnis d auf

wobei idav den Mittelwert und idrms den Effektivwert des modulierten Trägersignals darstellen.

4. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, weiterhin umfassend:

(g) Einstellen des ersten Sollwertsignals (iq*) wird so, dass die Zwischenkreis-Gleichspannung (ud) auf der Gleichstromseite des PWM-Umrichters (14, 36) eine vorbestimmte Höchstspannung (udmax) nicht überschreitet.

5. Regelgerät zur Ausführung des Verfahrens nach Anspruch 1, umfassend einen Gleichrichter (12),

einen Gleichspannungs-Zwischenkreiskondensator (10), der mit der Gleichstromseite des Gleichrichters (12) verbunden ist,

einen PWM-Umrichter (14, 36), der zwischen den Gleichspannungs-Zwischenkreiskondensator (10) und die Asynchronmaschine (16) geschaltet ist,

eine Steuereinrichtung (55) zur Steuerung des PWM-Umrichters (14, 36), wobei die Steuereinrichtung einen ersten Eingang für die Aufschaltung eines ersten Sollwertsignals (iq*) für die q-Strom-Komponente des Statorstroms besitzt und einen zweiten Eingang für die Aufschaltung eines zweiten Sollwertsignals (id*) für die d-Strom-Komponente des Statorstroms,

eine Einrichtung (38) zum Erhalt eines ersten Signals (ω), das die tatsächliche Rotor- Drehgeschwindigkeit der Asynchronmaschine (16) oder deren Schätzwert darstellt,

einen Beobachter zum Erhalt eines zweiten Signals (ψr), das einen Schätzwert entweder des tatsächlichen Statorflusses oder des tatsächlichen Rotorflusses der Asynchronmaschine (16) darstellt,

einen Drehgeschwindigkeitsregler (20) zur Erzeugung des ersten Sollwertsignals (iq*) in Abhängigkeit von der Differenz zwischen einem Drehgeschwindigkeit-Sollwert (ω*) und dem ersten Signal, und

einen Flussregler (22) zur Erzeugung eines dritten Sollwertsignals (idav) in Abhängigkeit von der Differenz zwischen einem Fluss-Sollwert (ψr*) und dem zweiten Signal (ψr),

gekennzeichnet durch

eine Erkennungseinrichtung, die die Notwendigkeit eines Bremsdrehmoments erkennt, wenn die tatsächliche Rotor-Drehgeschwindigkeit (ω) größer ist als ein Drehgeschwindigkeit- Sollwert (ω*),

einen Verlustregler (56), dem die Differenz zwischen dem Absolutwert des Drehgeschwindigkeit-Sollwerts (ω*) und demjenigen des ersten Signals (ω) zugeführt wird und der ein viertes Sollwert-Signal (idrms) erzeugt, und

einen Signalerzeuger, der auf die Erkennungseinrichtung reagiert und das zweite Sollwertsignals (id*) einschliesslich von Hochfrequenzkomponenten so erzeugt, dass dessen Effektivwert (idrms) in Abhängigkeit vom vierten Sollwertsignal und unabhängig davon dessen Mittelwert (idav) in Abhängigkeit vom dritten Sollwertsignal eingestellt wird.

6. Regelgerät nach Anspruch 5, bei dem der Signalerzeuger umfasst:

einen Pulsweiten- und Amplitudenmodulator (64, 66, 68, 70, 72), der auf das dritte und

das vierte Sollwertsignal reagiert um ein Rechteck-Trägersignal mit einer Periodendauer kleiner als die Rotorzeitkonstante (τr) zu erzeugen, das mit dem Tastverhälnis

pulsweitenmoduliert ist, worin idav das dritte Sollwertsignal und idrms das vierte Sollwertsignal darstellen, so dass der Mittelwert des pulsweitenmodulierten Trägersignals dem dritten Sollwertsignal und sein Effektivwert dem vierten Sollwertsignal entspricht, und

ein Schaltglied, das auf den Drehgeschwindigkeit-Sollwert (ω*) und auf das erste Signal (ω) reagiert und als das zweite Sollwertsignal (id*) entweder das modulierte Trägersignal oder das dritte Sollwertsignal (idav) bereitstellt, wobei das modulierte Trägersignal bereitgestellt wird, wenn der Absolutwert des Drehgeschwindigkeit-Sollwerts (ω*) kleiner ist als das ersten Signal (ω), während anderenfalls das dritte Sollwertsignal (idav) bereitgestellt wird.

7. Regelgerät nach Anspruch 6, weiterhin umfassend einen ersten Begrenzer (58) zur Begrenzung des Werts des vierten Sollwertsignals auf einen vorbestimmten, durch die Stromgrenze des PWM-Umrichters (14) gegebenen Maximalwert imax.

8. Regelgerät nach Anspruch 6 oder 7, weiterhin umfassend

einen zweiten Begrenzer (90) zur Begrenzung des ersten Sollwertsignals (iq*), das von dem Drehgeschwindigkeitsregler (24) ausgegeben wird, auf einen positiven und einen negativen Grenzwert, wobei der zweite Begrenzer auf ein Steuersignal zur Einstellung des negativen Grenzwerts gemäß dem Steuersignal reagiert, und

ein Spannungsregler (84), der einen den zulässigen Höchstwert der Zwischenkreis- Gleichspannung am Gleichspannungs-Zwischenkreiskondensator (10) repräsentierenden Spannungs-Sollwert (udmax) und den tatsächlichen Wert (ud) der Zwischenkreis-Gleichspannung erhält und das Steuersignal so erzeugt, dass negative Werte des ersten Sollwertsignals durch den zweiten Begrenzer (90) so begrenzt werden, dass der tatsächlichen Wert (ud) der Zwischenkreis- Gleichspannung niemals den Spannungs-Sollwert (udmax) überschreitet.

9. Regelgerät nach Anspruch 8, weiterhin umfassend einen dritten Begrenzer zur Begrenzung des Steuersignals auf einen vorbestimmten Maximalwert (iqmax).

10. Regelgerät nach einem der Ansprüche 6 bis 9, bei dem der Pulsweitenmodulator umfasst:

einen Oszillator (64) zur Erzeugung eines Dreieckssignals (uΔ) der vorbestimmten Frequenz,

einen ersten Multiplizierer (66) zur Multiplikation des Dreieckssignals mit dem vierten Sollwertsignals (idrms), wodurch ein moduliertes Dreieckssignal erzeugt wird,

eine erste Summierstelle (68) für die Addition des dritten Sollwertsignals und des Ausganssignals des ersten Multiplizierers (66),

einen Komparator (70), der das Ausgangssignal der ersten Summierstelle (68) erhält und ein positives Signal der Größe Eins als Antwort auf ein positives Eingangssignal erzeugt, und ein negatives Signal der Größe Eins als Antwort auf ein negatives Eingangssignal, und

einen zweiten Multiplizierer (72) zur Multiplikation des Ausganssignals des Komparators (70) mit dem vierten Sollwertsignal.

11. Regelgerät nach Anspruch 10, bei dem das Schaltglied umfasst:

einen ersten Begrenzer (58), der das vierte Sollwertsignal erhält und die Übertragungsfunktion y = f(x) besitzt,

y = 0 für x > 0,

y = -x für 0 x > xmax

y = xmax für x ≤ xmax,

worin xmax einen vorbestimmten, durch die Stromgrenze des PWM-Umrichters (14) gegebenen Maximalwert (imax) des vierten Sollwertsignals darstellt,

den Multiplizierer (66), der das Ausgangssignal des ersten Begrenzers (58) mit dem Dreieckssignal (uΔ) multipliziert,

eine zweite Summierstelle (61) zur Bildung der Differenz des Ausgangssignals des ersten Begrenzers (58) und des dritten Sollwertsignals (idav),

einen vierten Begrenzer (62), der das Ausgangssignal der zweiten Summierstelle (61) erhält und die Übertragungsfunktion y = f(x) besitzt,

y = 0 für x < 0,

anderenfalls y = x, und

eine dritte Summierstelle (63), das das dritte Sollwertsignal (idav) zum Ausgangssignal des dritten Begrenzers (62) addiert, wobei das Ausgangssignal der dritten Summierstelle dem zweiten Multiplizierer (72) zugeführt und mit dem Ausgangssignal des Komparators (70) multipliziert wird.

12. Das Regelgerät nach einem der Ansprüche 6 bis 11, worin die Regler (20, 22, 56, 84), der Pulsweiten- und Pulsamplitudenmodulator (64, 66, 68, 70, 72) und das Schaltglied (58, 61, 62, 63, 66, 68, 72) als ein programmgesteuerter Mikroprozessor ausgeführt sind.

13. Ein maschinenlesbares Speichermedium, enthaltend Programmanweisungen, die bei Ausführung in einem Regelgerät entsprechend Anspruch 11 ein Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4 ausführen.