DE69831271T2

DE69831271T2 - Vorrichtung und verfahren der dezimierungsfilterung

Info

Publication number: DE69831271T2
Application number: DE69831271T
Authority: DE
Inventors: Hyuk Jun Oh; Yong Hoon Lee; Sun Bin Kim; Gin Kyu Chongno-gu CHOI
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 1997-12-31
Filing date: 1998-12-30
Publication date: 2006-03-23
Anticipated expiration: 2018-12-31
Also published as: CA2315940C; CA2315940A1; JP2002500462A; CN100401640C; EP1044506B1; EP1044506A1; KR19990060548A; CN1285975A; US6279019B1; WO1999034519A1; JP3578990B2; KR100299139B1; DE69831271D1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Dezimationsfiltervorrichtung und ein -verfahren, und insbesondere auf eine Dezimationsfiltervorrichtung und ein -verfahren unter Verwendung von interpolierten Polynomen zweiter Ordnung (Interpolated Second Order Polynomials – ISOPs).
Mit der Entwicklung einer Breitband-Analog/Digital-Umwandlungs-(ADC)-Technologie und einer schnellen Digital-Signal-Verarbeitungs-(DSP)-Technologie ist es möglich geworden, ein Abtasten und eine digitale Signalverarbeitung bei einem ZF-(Zwischenfrequenz)-Band ebenso wie bei einem Basisband durchzuführen. Ein Software-Funksystem bezieht sich auf ein System, das die digitale Signalverarbeitung an dem ZF- oder HF-(Funkfrequenz)-Band beginnt.
Das Software-Funksystem kann effektiv Mehrfach-Band-, Mehrfach-Mode- und Mehrfach-Funktionskommunikationen aufgrund einer Programmierfähigkeit der digitalen Signalverarbeitung unterstützen. Zum Beispiel sieht eine Basisstation eines AMPS-(Advanced Mobile Phone Service)-Mobilkommunikationssystems, das eine Struktur besitzt, wie sie in 1 dargestellt ist, Kanäle mit 30 KHz zu jeweiligen Benutzern vor und setzt HF- und ZF-Stufen-Empfänger für die jeweiligen Kanäle ein. Allerdings kann das Software-Funksystem einen Kanalseparierungsvorgang unter Verwendung einer Breitband-HF-Stufe, eines Breitband-ADC (Analog/Digital-Wandler) und von N-Digital-Filtern (wobei N die Zahl von Kanälen ist), wie dies in 2 dargestellt ist, durchführen.
Wenn eine solche Software-Funktechnik auf ein Terminal bzw. Endgerät (oder eine mobile Station) und die Basisstation in einem mobilen Kommunikationssystem angewandt wird, ist es möglich, die gesamten nationalen und regionalen Standards anzupassen und einen Roaming-Service zwischen unterschiedlichen Servicebereichen vorzusehen. Dieses Software-Funkkonzept kann in weitem Umfang auf die Basisstation und das Terminal eines zukünftigen Mobilkommunikationssystems, wie beispielsweise eines PCS-(Personal Communication System) und eines IMT-2000-(International Mobile Telecommunication) Systems, angewandt werden.
Das Software-Funksystem sollte einen Dezimationsfilter, einen Raten-Wandler, einen schnellen Multiplizierer und einen trigonometrischen Funktionsgenerator umfassen. Eine BB-Stufe eines Software-Funkempfängers sollte ein Signal, das von Interesse ist, isolieren, das gewöhnlich ein Signal eines sehr schmalen Bands ist, und zwar von einem Breitband-Eingangssignal. Hierzu ist es wichtig, effektiv einen schnellen Dezimationsfilter auszulegen.
Derzeit sind, für einen digitalen Abwärtswandler, der für eine digitale Schnittstelle verfügbar ist, eine Vorrichtung GC4014, hergestellt von Gray Company, und Vorrichtungen HSP50016 und HSP50214, hergestellt von Harris Company, bekannt. Weiterhin ist der digitale Abwärtswandler in einer Veröffentlichung von Alan Y. Kwentus, Zhognong Jiang und Alan N. Willson, Jr., „Application of Filter Sharpening to Cascaded Integrator-Comb Decimation Filters", IEEE Trans. Signal Processing, vol. 45, Seiten 457–467, Febr. 1997, offenbart.
Unter den vorstehenden Vorrichtungen ist die am meisten verbesserte die HSP50214, die eine Verbesserung der GC4014 und der HSP50016 sein kann. Die Vorrichtung HSP50214 (nachfolgend als ein erster Stand der Technik bezeichnet) besitzt eine dreistufige Struktur eines CIC-(Cascaded Integrator-Comb)-Filters, eines Halbband-Filters und eines programmierbaren FIR-(Finite Impulse Response)-Filters. In dem ersten Stand der Technik ist das CIC-Filter ein RRS-(Recursive Running Sum)-Filter, verwendet für eine Dezimation, das einfach umzusetzen ist. Das Halbbandfilter ist ein Dezimationsfilter mit der Hochzahl von zwei und die Hälfte der Filterkoeffizienten sind „0", so dass es relativ einfach ist, die Hardware auszuführen. Das bedeutet, dass der erste Stand der Technik primär eine Dezimierung unter Verwendung des CIC-Filters ausführt und dann eine Dezimation an Vielfachen von 2 unter Verwendung des Halbbandfilters ausführt. Zusätzlich wird das programmierbare FIR-Filter für eine Kompensierung eines Abfalls in dem Passband, verursacht durch das CIC-Filter, verwendet.
In der Zwischenzeit verwendet ein Verfahren (nachfolgend bezeichnet als ein zweiter Stand der Technik), vorgeschlagen in der Veröffentlichung von Willson Jr., eine Frequenz-Ansprech-Formungstechnik von Kaiser Hamming. Das Formungsfilter kann das programmierbare FIR-Filter an der Endstufe in dem ersten Stand der Technik durch Verringern einer Dämpfung des Passbands, das in Benutzung ist, entfernen. Das bedeutet, dass der zweite Stand der Technik eine zweistufige Struktur eines Formungsfilters und eines Halbbandfilters besitzt. Hierbei wird, wenn eine CIC-Übertragungsfunktion H(z) ist, eine Übertragungsfunktion des Formungsfilters H²(z)(3-2H(z)).
Ein Abwärtswandler, realisiert gemäß dem ersten Stand der Technik, ist aus einem CIC-Filter, einem Halbbandfilter und einem programmierbaren FIR-Filter aufgebaut. Hierbei führt das CIC-Filter eine 4-zu-32 Dezimation durch, das Halbbandfilter führt eine 1-zu-5 Dezimation durch und das programmierbare FIR-Filter führt eine 1-zu-16 Dezimation durch, so dass das gesamte Filter eine 4-zu-16384 Dezimation durchführen kann. Allerdings kann, da das Halbbandfilter und das programmierbare FIR-Filter Operationen unter Verwendung eines Addierers und eines Multiplizierers durchführen, eine Erhöhung in den Filtervorgängen in unerwünschter Weise die Bandbreite des Signals für eine Dezimation begrenzen. Weiterhin kann, da der Passband-Abfall des CIC-Filters von dem programmierbaren FIR-Filter an der Endstufe abhängt, das programmierbare FIR-Filter relativ kompliziert in der Struktur sein.
Zusätzlich minimiert der Abwärtswandler, realisiert gemäß dem zweiten Stand der Technik, eine Dämpfung des Passbands durch Anwenden der Frequenzansprechformungstechnik von Kaiser Hamming auf das CIC-Filter, um so das programmierbare FIR-Filter zu entfernen. Allerdings sollte, obwohl ein solches Verfahren eingesetzt wird, der Abwärtswandler das programmierbare FIR-Filter an der Endstufe verwenden, um bei verschiedenen Anwendungen angewandt zu werden. Weiterhin kann, da das Formungsfilter die Übertragungsfunktion von H²(z)(3-2H(z)) besitzt, der Abwärtswandler so kompliziert sein wie der Fall, bei dem 3 CIC-Filter verwendet werden.
Wie vorstehend beschrieben ist, verwenden die Vorrichtungen nach dem Stand der Technik das CIC-Filter mit einer RRS-Struktur, was am allgemeinsten in Dezimationsanwendungen verwendet wird und einfach auszuführen ist, und die Verwendung des CIC-Filters kann den Abfall in dem Passband verursachen. Um den Abfall zu kompensieren, verwendet die Vorrichtung des ersten Stands der Technik nur das programmierbare FIR-Filter an der Endstufe, so dass das Filter eine große Anzahl von Abgriffen haben muss, was es schwierig macht, das Filter auszuführen. Weiterhin umfasst die Vorrichtung des zweiten Stands der Technik mehrere CIC-Filter, wie dies anhand der Übertragungsfunktion des Formungsfilters ersichtlich sein kann. Deshalb ist es auch schwierig, die Vorrichtung nach dem zweiten Stand der Technik auszuführen. Weiterhin erfordert die Vorrich tung für die Anwendung bei verschiedenen Systemen auch das programmierbare FIR-Filter an der Endstufe.
Eine Dezimationsfiltervorrichtung mit den Merkmalen des Oberbegriffs des Anspruchs 1 ist durch die US-A-5 646 621 oder die US-A-5 621 675 offenbart.
Beide dieser Referenzen schließen einen Analog/Digital-Wandler, ein Dezimationsfilter, ein Kompensationsfilter und eine Überbereichs-Erfassungseinrichtung ein. Allgemein weist das Dezimationsfilter drei Stufen auf, wobei, gemäß der US-A-5 646 621, die erste Dezimationsstufe ein SINC-Filter ist, die nächste Dezimationsstufe ein Halbbandfilter verwendet und die letzte Dezimationsstufe ein lineares Phasenfilter verwendet. Das Halbbandfilter ist ein lineares Halbband-Phasenfilter, und das lineare Phasenfilter in der letzten Dezimationsstufe ist ein symmetrisches, lineares Filter, dem dann ein Kompensationsfilter folgt.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Dezimationsvorrichtung und ein -verfahren zum Kompensieren einer Schwankung, verursacht durch ein CIC-Filter, zu schaffen, um so die Komplexität eines Filters an einer Endstufe zu verringern.
Diese Aufgabe wird durch eine Dezimationsfiltervorrichtung oder ein Dezimationsfilterverfahren mit den Merkmalen der Ansprüche 1 oder 17, jeweils, gelöst.
Vorteilhafte Ausführungsformen sind in den Unteransprüchen offenbart.
Gemäß der Erfindung ist es auch möglich, die Anzahl von Anschlusslaschen eines FIR-Filters unter Verwendung eines nicht-benutzten, modifizierten Halbbandfilters als ein Vorfilter eines programmierbaren FIR-Filters unter Verwendung eines modifizierten Halbbandfilters mit dem Multiplexierer in einem Abwärtswandler eines Software-Funksystems zu verringern.
Für das Dezimationsfilter werden insbesondere interpolierte Polynome zweiter Ordnung verwendet.
Unter Verwendung einer ISOP Charakteristik in einem Abwärtswandler eines Software-Funksystems ist es möglich, eine Passbandschwankung, verursacht durch ein modifiziertes Halbbandfilter, zu kompensieren.
Die vorstehenden Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der nachfolgenden, detaillierten Beschreibung, wenn sie in Verbindung mit den nachfolgenden Zeichnungen vorgenommen wird, ersichtlich werden, in denen entsprechende Bezugszeichen entsprechende Teile angeben.
In den Zeichnungen:
1 zeigt ein Diagramm, das die Struktur eines allgemeinen Multi-Standard-Terminals darstellt;
2 zeigt ein Diagramm, das die Struktur einer Software-Funkvorrichtung in einem Multi-Standard-Terminal darstellt;
3A und 3B zeigen Diagramme, die Strukturen von CIC-Dezimationsfiltern darstellen, wobei 3A zeigt, dass ein RRS-Filter H(z) direkt umgesetzt ist, und 3B darstellt, dass der Integrator- und Kammfilter-Abschnitt des RRS-Filters durch einen Dezimator getrennt sind;
4 zeigt ein Diagramm, das Frequenzansprech-Charakteristika des CIC-Filters darstellt;
5 zeigt ein Diagramm, das Größen-Ansprech-Charakteristika von P(z) darstellt, wenn c<–2 gilt;
6 zeigt ein Diagramm, das eine Struktur eines CIC-Dezimationsfilters, kaskadiert mit einem ISOP-Filter, darstellt;
7 zeigt ein Diagramm, das Größen-Ansprech-Charakteristika eines Halbbandfilters und eines modifizierten Halbbandfilters darstellt;
8 zeigt ein Diagramm, das eine Struktur eines programmierbaren Dezimationsfilters darstellt;
9 zeigt ein Diagramm, das eine Struktur eines Mehrfach-Stufen-Halbband-Dezimationsfilters darstellt;
10 zeigt ein Diagramm, das Größen-Ansprech-Charakteristika der modifizierten Halbbandfilter darstellt;
11 zeigt ein Diagramm, das Größen-Ansprech-Charakteristika eines Abwärtswandlers in einem Beispiel 1 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
12 zeigt ein Diagramm, das Größen-Ansprech-Charakteristika eines Abwärtswandlers für ein IS-95 System darstellt;
13 zeigt ein Diagramm, das Simulationsergebnisse eines Dezimationsfilters, bestehend aus einem CIC-Dezimationsfilter und einem ISOP-Filter, gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, darstellt;
14 zeigt ein Diagramm, das Simulationsergebnisse eines Dezimationsfilters darstellt, das aus einem ISOP-Filter und einem modifizierten Halbbandfilter (MHBF), gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, besteht;
15 zeigt ein Diagramm, das Simulationsergebnisse eines Dezimationsfilters darstellt, das aus einem CIC-Filter, einem ISOP-Filter und einem MHBF, gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, besteht;
16 zeigt ein Diagramm, das Simulationsergebnisse eines Dezimationsfilters darstellt, das aus einem CIC-Filter, einem ISOP-Filter, einem MHBF und einem programmierbaren FIR-Filter besteht; und
17 zeigt ein Diagramm, das eine Struktur eines Software-Funkempfängers darstellt, der einen programmierbaren Abwärtswandler einsetzt.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
Eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. In der nachfolgenden Beschreibung werden ausreichend bekannte Funktionen oder Anordnungen nicht im Detail beschrieben, da sie die Erfindung in unnötigem Detail verschleiern würden.
Wenn ein Anwendungssystem eine Dezimationsrate K erfordert, sollte bestimmt werden, wie ein CIC-Filter und ein modifiziertes Halbbandfilter (Modified Halfband Filter – MHBF) eine Dezimation durchführen werden, um eine Dezimation unter Verwendung einer vorgeschlagenen Struktur vorzunehmen. Bei dieser Bestimmung ist es, da eine Erhöhung in der Anzahl der Halbbandfilter die Stopbanddämpfung erhöhen kann, bevorzugt, die Halbband-Filterressourcen so stark wie möglich zu verwenden. Hierbei gilt, wenn die Dezimation, durchgeführt in dem CIC-Filter, M ist, und die Zahl von Halbbandfiltern, die verwendet werden soll, m ist, K = M × 2^m.
Das modifizierte Halbbandfilter wird durch eine Filterbank entsprechend der Dezimationsrate K bestimmt. Wenn einmal das CIC-Filter und das Halbbandfilter auf diese Art und Weise bestimmt sind, sollten ein ISOP-Filter und ein programmierbares FIR-Filter als nächstes ausgelegt werden. Eine Übertragungsfunktion des ISOP-Filters ist 1 + cz^–1 + z^–2l, wobei die Werte c und l so bestimmt werden sollten, um das ISOP-Filter auszulegen. Nach Bestimmen der Werte c und l ist es möglich, einen Wert des programmierbaren FIR-Filters durch ein lineares Programmieren zu evaluieren. Hierbei wird der Wert l auf 1≤l≤[1/(2f_c)] gesetzt. Falls l=kM gilt, folgt 1≤k≤[1/(2Mf_c)]. Dementsprechend ist es möglich, Koeffizienten eines erwünschten, programmierbaren FIR-Filters unter Verwendung einer linearen Programmierung unter Berücksichtigung der möglichen Werte von k und c zu evaluieren.
Obwohl ein allgemeines Halbbandfilter symmetrisch um ¼ (wenn 2π = 1 ist) zentriert sein sollte, sollte das MHBF, das keine solche Form besitzt, so ausgelegt werden, dass sich eine Passbanddämpfung monoton verringern sollte, um eine erwünschte Stopbanddämpfung zu erhalten, da sich das ISOP monoton erhöht, um dadurch die Passband-Charakteristika zu kompensieren. Weiterhin ist es, unter Verwendung des MHBF als ein Vorfilter, möglich, die Komplexität des programmierbaren FIR-Filters an der Endstufe zu verringern.
Eine populäre Maßnahme für ein effizientes Dezimationsfilter-Design basiert auf der Verwendung eines kaskadierten CIC-Dezimationsfilters, vorgeschlagen von Hogenauer (siehe E. B. Hogenauer, „An Economical Class of Digital Filters for Decimation and Interpolation", IEEE Tr. Acoust., Speech, Signal Processing, vol. 29, Seiten 155–162, April 1981). Das programmierbare CIC-Filter ist einfach auszuführen und kann effektiv den Aliasing-Effekt, verursacht durch eine Dezimation, verringern. Wie in dem zweiten Stand der Technik ausgeführt ist, tendiert allerdings dieses Filter dazu, eine Schwankung in das Passband, das von Interesse ist, einzuführen, und kann nur schwer das Passband aufgrund seines breiten Übergangsbands isolieren. Um diese Schwierigkeiten zu beseitigen, werden CIC-Filter gewöhnlich mit einer zweiten, dezimierenden Tiefpassfilterstufe kaskadiert: programmierbare FIR-(PFIR)-Filter werden für diese Stufe verwendet.
Bei einem Versuch, die Verwendung eines programmierbaren Filters an der zweiten Stufe zu vermeiden, ersetzte der zweite Stand der Technik das CIC-Filter gegen ein geformtes CIC-Filter, das wesentlich die Passbandstörung, verursacht durch eine CIC-Filterung, verringern kann, und setzte nur Halbbandfilter mit festgelegtem Koeffizienten an der zweiten Stufe ein. Unter Verwendung von programmierbaren, geformten CIC-Filtern kann dieses Dezimationsfilter Eingangssignale mit unterschiedlicher Bandbreite isolieren; allerdings ist diese Anwendung sehr eingeschränkt. Zum Beispiel ist sie nicht auf Multi-Standard-Kommunikationen anwendbar, in denen Dezimationsfilter mit unterschiedlichen Übergangsbandbreiten erforderlich sind. Dies kommt daher, dass die Übergangsbandbreite, geliefert durch die festgelegten Halbbandfilter des Stands der Technik, auf einen bestimmten Wert festgelegt ist.
In der Ausführungsform wird ein neues auf CIC basierendes Dezimationsfilter als eine nützliche Alternative zu dem geformten CIC-Filter vorgeschlagen. Das vorgeschlagene Filter ist eine Kaskade des CIC-Filters mit dem ISOP-(Interpolated Second Order Polynomial)-Filter. Dieses ISOP-Filter, das für ein Design für ein effizientes, digitales Filter entwickelt wurde, kann wesentlich die Passbandschwankung des CIC-Filters verringern. Es wird gezeigt werden, dass, durch Einsetzen eines einfachen ISOP-Filters nach einer CIC-Filterung, die Filter an der zweiten Stufe des Dezimationsfilters – wie beispielsweise Halbbandfilter und programmierbare FIR-Filter – wesentlich vereinfacht werden können. Anhand solcher Design-Beispiele wird verständlich werden, dass Dezimationsfilter mit dem ISOP-Filter einfach Multi-Standard-Kommunikationen unterstützen können und einfacher als existierende solche ausgeführt werden können.
In der nachfolgenden Beschreibung werden das ISOP-Filter und seine Charakteristika zuerst betrachtet, die Charakteristika des Dezimationsfilters, das eine Kaskade des CIC-Filters mit ISOP-Filter einsetzt, werden als nächstes betrachtet, und die Charakteristika des programmierbaren Abwärtswandlers für die mobile Kommunikation werden zuletzt betrachtet.
I. CIC-DEZIMATIONSFILTER, GEFORMT DURCH ISOPs
Die 3A und 3B zeigen Diagramme, die Strukturen der CIC-Dezimationsfilter darstellen, wobei 3A zeigt, dass ein RRS-Filter H(z) direkt ausgeführt ist, und 3B darstellt, dass Integrator- und Kammfilter-Abschnitte des RRS-Filters durch einen Dezimator separiert sind. Nachfolgend wird das Design von ISOP-Filtern, CIC-Filtern folgend, nach einer kurzen Betrachtung von CIC- und geformten CIC-Filtern, betrachtet.
A. CIC- UND GEFORMTE CIC-FILTER
Das CIC-Dezimationsfilter besteht aus kaskadierten RRS-Filtern 41, gefolgt durch einen Dezimator 42, wie dies in 3A dargestellt ist. Die Systemfunktion des kaskadierten RRS-Filters ist gegeben durch
wobei M ein ganzzahliger Dezimationsfaktor ist und R, bezeichnet als differenzielle Verzögerung, eine positive, ganze Zahl ist. In Gleichung (1) werden der Nenner- und der Zähler-Ausdruck von H(z) als ein Integrator und ein Kammfilter, jeweils, bezeichnet. Wenn die CIC-Filter ausgeführt werden, werden der Integrator 45 und der Kammfilter 47 durch den Dezimator separiert, wie dies in 3B dargestellt ist, um eine Rechenbelastung zu verringern. Das Frequenzansprechverhalten von H(z) wird geschrieben als
Dieses Frequenzansprechverhalten besitzt Nullen bei Vielfachen von f=1/MR, wie dies in 4 dargestellt ist. Diese Nullen liefern eine natürliche Dämpfung eines Aliasing, verursacht durch die M-fache Dezimation, da die Frequenzbänder, die in das Basisband durch die Dezimation gefaltet sind, um die Nullen bei Vielfachen f=1/M zentriert sind. Der schlechteste Fall eines Aliasing tritt an der unteren Kante des ersten Aliasing-Bands bei f_A1 = 1/M – f_c auf, wobei f_c die Passbandbreite ist.
Das geformte CIC-Filter wird durch Ersetzen von H(z) des CIC-Filters in 3A gegen ein geformtes Filter H_s(z) = H²(z)[3-2H(z))] abgeleitet, was drei CIC-Filter erfordert. In dem zweiten Stand der Technik werden nur solche CIC-Filter mit geradem L und R=1 betrachtet. Die Formungs-Charakteristik an dem Passband wird verschlechtert, falls sich R erhöht; und ein gerader L-Wert ist erforderlich, um eine ganzzahlige Gruppenverzögerung beizubehalten. Diese Formung kann wesentlich die Passbandstörung verringern und eine Aliasing-Zurückweisung verbessern, wie dies in 4 gesehen werden kann. Die Umsetzung von H_s(z) ist natürlich wesentlich kostenintensiver als diejenige von H(z). Als nächstes wird eine einfachere und flexiblere Formungstechnik als das geformte CIC-Filter eingeführt.
B. Das CIC-Filter, kaskadiert mit dem ISOP-Filter
Eine einfachere und flexiblere Formungstechnik als das geformte CIC-Filter wird nachfolgend betrachtet. Wie in 6 dargestellt ist, ist das CIC-Filter 51 mit dem ISOP-Filter 53 kaskadiert. Die Systemfunktion des ISOP-Filters 53, P(z), ist definiert als
wobei l eine positive, ganze Zahl ist, und c eine reale Zahl ist. P(z) ist eine interpolierte Version des Polynoms der zweiten Ordnung
Dieses Polynom besitzt die nachfolgende Eigenschaft, die einfach, allerdings nützlich, für eine Filterformung ist.
Eigenschaft
Wenn c real ist, wird das Größen-Ansprechverhalten des Polynoms S(z) ausgedrückt als
und ist monoton steigend mit ω ∊ [0, π] falls c < –2. Aufgrund des Skalierungsfaktors 1/|c+2| ist die DC-Verstärkung immer eins, und die Steigung des Größen-Ansprechverhaltens variiert in Abhängigkeit von einem Parameter c.
Die Filterformungs-Charakteristik des ISOP-Filters 53 leitet sich von dieser Eigenschaft ab. Das Größen-Ansprechverhalten des ISOP-Filters 53 ist gegeben durch
Diese ist monoton steigend mit ω ∊ [0, π/l] und ist periodisch mit der Periode 2π/l. Das ISOP-Filter 53 kann die Passbandschwankung des CIC-Filters 51 kompensieren, die monoton abnehmend ist, und zwar in dem Frequenzbereich ω ∊ [0, π/l]. Um eine geeignete Kompensation für die Passbandschwankung vorzunehmen, wird vorgeschlagen, dass die Breite des sich monoton erhöhenden Bereichs ω ∊ [0, π/l] mit der Eingangsbandbreite 2πf_c übereinstimmt. Dies bedeutet, dass l=1/(2f_c) gilt. Beim Auslegen von ISOPs würde es ausreichend sein, nur diese l-Werte zu betrachten, die erfüllen
fFalls l=kM eingestellt ist, wobei k eine positive, ganze Zahl ist, dann treten die Minima des ISOP-Größen-Ansprechverhaltens bei Vielfachen von f=1/kM auf. In diesem Fall stimmt die Stelle jedes k-ten Minimums mit solchen der CIC-Nullen überein, wo Aliasing-Bänder zentriert sind, und demzufolge kann die Aliasing-Zurückweisungs-Charakteristik des CIC-Dezimationsfilters nach einer ISOP-Filterung erhalten werden. Wenn 1=kM gilt, wird die Gleichung (7)
für ein gegebenes M.
5 stellt das Größen-Ansprechverhalten von |P(e^jω)| für mehrere Werte von k und c<–2 dar. Es sollte angemerkt werden, dass die Steigung von |P(e^jω)| dazu tendiert, anzusteigen, wenn |c| abfällt und wenn k erhöht wird. Die maximalen und minimalen Werte von |P(e^jω)|, die von Gleichung (6) erhalten werden können, sind (|c|+2)/(|c|-2) und 1, jeweils.
6 stellt die Kaskade des CIC-Filters 51 und des ISOP-Filters 53 dar. Für diese Kaskade kann, falls das CIC-Filter 51 gegeben ist, ein optimaler ISOP unter Verwendung von herkömmlichen Filter-Design-Verfahren, wie beispielsweise das modifizierte Parks-McClellan-Verfahren (siehe J. N. McClellan, T. W. Parks und L. R. Rabiner, „A Computer Program for Designing Optimum FIR Linear Phase Digital Filters", IEEE Tr. Audio Electroacoust., vol. 21, Seiten 506–526, Dez. 1973) (siehe auch J. W. Adams und A. N. Willson, Jr. „A New Approach to FIR Filters with Fewer Multiplier and Reduced Sensitivity", IEEE Tr. Circuits and Syst., vol. 30, Seiten 277–283, Mai 1983) und eines linearen Programmierverfahrens (siehe L. R. Rabiner, „Linear Program Design of Finite Impulse Response (FIR) Digital Filters", IEEE Tr. Audio Electroacoust., vol. 20, Seiten 280–288, Okt. 1972) (siehe auch Y. C. Lim und S. R. Parker, „FIR filter design over a discrete power-of-two coefficient space", IEEE Tr. Acoust. Speech, Signal Processing, vol. 31, Seiten 583-591, April 1983) ausgelegt werden.
Genauer gesagt wird für jedes ganzzahlige k, das die Gleichung (8) erfüllt, das Folgende gelöst
minimiere δ
Gegenstand von |H(ejω)·P(ejω)–1| < δ, für 0 ≤ ω ≤ 2πfc ...(9)wobei H(e^jω) und P(e^jω) Frequenzansprechverhalten des CIC-Filters 51 und des ISOP-Filters 53, jeweils, sind. Unter Vorgabe von H(e^jω) kann ein optimales P(e^jω), das δ minimiert, in einer unmittelbaren Art und Weise erhalten werden. Nach Lösen der Gleichung (9) für jedes k,a wird ein (k,c) Paar, zugeordnet dem kleinsten δ, ausgewählt.
Um die Funktions-Charakteristik des kaskadierten Filters gemäß der vorliegenden Erfindung zu prüfen, wurde dieses Filter für verschiedene Werte von L, R und der Eingangsbandbreite F_c ausgelegt und mit den CIC- und geformten CIC-Filtern verglichen. Die Ergebnisse sind in Tabelle 1 zusammengefasst.
TABELLE 1
Tabelle 1 stellt die Passbandschwankung und die Aliasing-Dämpfung der kaskadierten, CIC- und geformten CIC-Filter dar. In Tabelle 1 wird, wenn L und R erhöht werden, eine Aliasing-Dämpfung dieser drei Filter verbessert, allerdings wird deren Passbandschwankung auch erhöht. Sowohl das kaskadierte als auch das geformte Filter reduzieren eine Passbandschwankung einer CIC-Filterung auf Kosten einer bestimmten Verschlechterung in der Aliasing-Zurückweisung; zwischen diesen zwei kann das erstere besser als das letztere arbeiten. Als ein Beispiel wird das kaskadierte Filter mit L=6 und R=1, und das geformte CIC-Filter mit L=2 und R=1, betrachtet. Diese Filter setzen dieselbe Zahl von RRS-Filtern ein, und deren berechnungsmäßige Komplexitäten sind nahezu identisch. Es ist anhand von Tabelle 1 zu sehen, dass das kaskadierte Filter besser als das geformte CIC-Filter beim Verringern sowohl einer Passbandschwankung als auch einer Aliasing-Zurückweisung ist. Die Kaskade des CIC-Filters 51 und der ISOP-Filter 53, die eine sehr einfache Architektur besitzt, ist alternativ zu den geformten CIC-Dezimationsfiltern nützlich.
C. ISOP-Filter, modifizierte Halbbandfilter formend
Wie in der Einleitung erwähnt ist, folgen CIC-Dezimationsfiltern gewöhnlich festgelegte Halbbandfilter, deren Größen-Ansprechverhalten. symmetrisch in Bezug auf f=0,25 sind. Wenn das ISOP-Filter 53 eingesetzt wird, ist es möglich, die Symmetrieerfordernisse der Halbbandfilter unter Verwendung der Formungs-Charakteristik einer ISOP-Filterung zu lockern. Zum Beispiel kann ein Tiefpassfilter mit der folgenden Spezifikation anstelle eines Halbbandfilters verwendet werden:
Passband: f ∊ [0, fp]Stopband: f ∊ [0,5 – fp, 0,5] ...(10)Welligkeit: δ₁ und δ₂ für Passband und Sperrband, jeweils. δ₁ > > δ₂
Bedingung: Größen-Ansprechverhalten ist monoton abfallend in dem Passband.
Dieses Tiefpassfilter, das als modifiziertes Halbbandfilter (MHBF) bezeichnet werden wird, besitzt ein asymmetrisches Größen-Ansprechverhalten, wie dies in 7 dargestellt ist. 7 stellt die Größen-Ansprechverhalten des Halbbandfilters und des MHBF dar, wobei eine strichpunktierte Linie eine charakteristische Kurve des Halbbandfilters bezeichnet und eine durchgezogene Linie eine charakteristische Kurve des MHBF bezeichnet. Da das Größen-Ansprechverhalten des MHBF monoton abnehmend in dem Passband ist, wird die Passband-Welligkeit δ₁ eine Passbandschwankung, die durch eine ISOP-Filterung verringert werden kann. Ein MHBF mit einem Frequenzansprechverhalten A(e^jω) wird wie folgt ausgelegt:
minimiere δ₁
Gegenstand von |A(ejω)| < δ2 (im Stopband) ...(11)
|A(e^jω)| ist monoton (im Passband)
Dieses Problem kann durch ein lineares Programmieren gelöst werden. Wenn MHBFs nach der Kaskade des CIC-Filters 51 und des ISOP-Filters 53 eingesetzt werden, sollte das ISOP die Passbandschwankung der MHBFs ebenso wie diejenigen des CIC-Filters reduzieren. Ein solches ISOP kann so wie in Gleichung (9) ausgelegt werden. Details beim Auslegen der ISOP-Filter werden erneut nachfolgend angegeben, unter Beschreibung des gesamten Dezimationsfilter-Designs. Es wird gezeigt werden, dass die Umsetzung eines MHBF wesentlich einfacher sein kann als diejenige eines Halbbandfil ters in Anbetracht der Tatsache, dass die meisten Koeffizienten eines MHBF nicht Null sind. In einer herkömmlichen Halbbandfilterung sind ungefähr die Hälfte der Filterkoeffizienten Null.
II. GESAMTES DEZIMATIONS-FILTER-DESIGN
8 stellt eine Struktur eines programmierbaren Dezimationsfilters gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar, wobei F_s eine Eingangsabtastfrequenz bezeichnet und m die Stufenzahl der Halbbandfilter bezeichnet. Es wird Bezug auf eine Architektur eines gesamten Dezimationsfilters genommen, das die Kaskade des CIC-Filters 51 und des ISOP-Filters 53 einsetzt, unter Bezugnahme auf 8. Die Filter, die dem ISOP-Filter 53 folgen, bestehen aus einem mehrstufigen Halbband-Dezimationsfilter 55, einem PFIR-Filter 57 und einem Interpolationsfilter 59.
9 stellt eine Struktur des mehrstufigen Halbband-Dezimationsfilters 55 dar, das eine Kaskade von Dezimationsfiltern ist, bestehend aus MHBFs 61, 64 und 67, gefolgt durch 2-zu-1-Dezimatoren 62, 65 und 68. Die MHBFs 61, 64 und 67 besitzen festgelegte Koeffizienten und sind sehr einfach auszuführen, insbesondere in einer entsprechenden Hardware, da eine Umsetzung ohne Multiplier möglich ist unter Verwendung von Techniken, wie beispielsweise das Canonical Signed Digit (CSD) Koeffizienten-Design (siehe Y. C. Lim und S. R. Parker, „FIR filter design over a discrete power-of-two coefficient space", IEEE Tr. Acoust. Speech, Signal Processing, vol. 31, Seiten 583-591, April 1983) (siehe auch N. Samueli, „An improved search algorithm for the design of multiplierless FIR filters with power-of-two coefficients", IEEE Tr. Circuits syst., vol. 36, Seiten 1044–1047, Juli 1989). Das PFIR-Filter 57 führt zu einer Flexibilität für Multi-Standard-Kommunikationsanwendungen. Dessen Umsetzung ist oftmals kostspielig, da es dazu tendiert, ein langes Impulsansprechverhalten zu haben, und aufgrund seiner Programmierfähigkeit, wobei eine Ausführung ohne Multiplier nicht für diesen Fall empfohlen wird. Deshalb ist es gewöhnlich erwünscht, die Eingangsrate des PFIR-Filters 57 so stark wie möglich zu verringern. Das Interpolationsfilter 59, das manchmal optional ist, wird zum Einstellen der Ausgangs-Abtastrate auf eine erwünschte Rate verwendet. In der nachfolgenden Beschreibung werden einige Details zum Auslegen jedes dieser Filter erwähnt.
Mehrfachstufen-Halbbanddezimations-Filter-Design
Es wird angenommen, dass die gesamte Zahl von verfügbaren MHBFs die Zahl J ist. Diese Filter sind so geordnet, dass f_p1<f_P2<...<f_pj gilt, wobei f_p _i die Bandbreite des i-ten MHBF ist. Wenn der Multistufen-Dezimator für eine gegebene Anwendung ausgelegt wird, werden m aus den J MHBF Stufen in Abhängigkeit von der Bandbreite Mf_c ausgewählt, was die Ausgangsbandbreite des CIC-Filters 51 ist. Genauer gesagt wird der Index der ausgewählten MHBFs mit s(i) bezeichnet, wobei 1≤i≤m gilt, wobei s(i) ∊{1, 2,..., J} gilt. Es wird angenommen, dass s(1) < s(2) <... s(m) gilt. Dann sollte deren Bandbreite f_ps(i) erfüllen fPs(i) > 2i–1Mfc, für alle 1≤i≤m ...(12)
Der Grund hierfür wird wie folgt angegeben: Zuerst sollte das ausgewählte MHBF das Eingangssignal mit der Bandbreite Mf_c hindurchlassen. Demzufolge gilt f_ps(1) > Mf_c. Nach einer 2-zu-1 Dezimation wird die Bandbreite des Eingangs zu dem als zweiten ausgewählten MHBF 2Mf_c, und demzufolge sollte die Filterbandbreite f_ps(2) größer als 2Mf_c sein. Der Rest kann in derselben Art und Weise vorgenommen werden. Die Dezimationsrate, erreicht durch die Mehrstufen-Halbbanddezimation, ist 2^m. Ein MHBF, das nicht ausgewählt ist, allerdings eine Bandbreite größer als f_ps(m) besitzt, kann als ein Vorfilter dienen, das dem PFIR-Filter vorausgeht, und zwar nach Entfernen des 2-zu-1-Dezimators, der diesem folgt. Die Rolle des Vorfilters ist diejenige, die Rechenbelastung des PFIR-Filters 57 zu verringern. Zum Beispiel können, in 9, das MHBF1 und das MHBF2 mit deren 2-zu-1 Dezimatoren (m=2) verwendet werden, und das MHBF3 kann als ein Vorfilter ohne seinen Dezimator verwendet werden.
Bestimmung von Dezimationsfaktoren M und 2^m
Unter Vorgabe der erwünschten Dezimationsrate, beispielsweise D, des gesamten Filters, ist es notwendig, geeignete m und M zu bestimmen, die D=2^mM (D < F_s/2f_c) erfüllen. Eine Daumenregel für diesen Zweck ist diejenige, so viele MHBF-Stufen wie möglich zu verwenden. Durch Erhöhen der Anzahl von MHBF-Stufen m wird eine Stopbanddämpfung des Mehrfachstufen-Halbband-Dezimationsfilters verbessert, und demzufolge kann die Komplexität des PFIR-Filters 57 verringert werden. Weiterhin wird, da M so verringert wird, wie m erhöht wird, eine Aliasing-Dämpfung des CIC-Filters 51 verbessert. Deshalb wird empfohlen, m durch Zählen der Anzahl von MHBFs zu bestimmen, die die Bedingung in Gleichung (12) erfüllen. Wenn einmal m bestimmt ist, ist M gegeben durch M = D/2^m. Wenn der erwünschte Dezimationsfaktor D ungerade ist, wird m auf Null gesetzt. In diesem Fall kann man nur einen Dezimationsfaktor 2ⁿD für n, eine kleine, positive, ganze Zahl, anstelle von D, bestimmen. Dies ist möglich, da das Interpolationsfilter 59, das dem PFIR-Filter 57 folgt, eine zusätzliche 2ⁿ-zu-1-Dezimation kompensieren kann.
CIC-Filter-Design
Für eine gegebene Dezimationsrate M werden die differenzielle Verzögerung R und die Zahl von RRS-Stufen L so bestimmt, dass die erwünschte Alias-Dämpfung erfüllt ist. Im Gegensatz zu dem herkömmlichen CIC-Filter-Design ist es nicht notwendig, der Passbandschwankung des CIC-Filters 51 Aufmerksamkeit zu schenken, während L und R entschieden werden, da das meiste der Passbandschwankung durch das ISOP-Filter 53 reduziert werden kann.
Gleichzeitiges Design von ISOP- und PFIR-Filtern
Nach Abschluss des Designs des CIC-Filters 51 und des Mehrfachstufen-Halbband-Dezimationsfilters 55, können das ISOP-Filter 53 und das PFIR-Filter 57 gleichzeitig so ausgelegt werden, dass das gesamte Dezimationsfilter gegebene Spezifikationen erfüllt. Ein Vorgang zum Auslegen dieser Filter kann durch Erweitern des ISOP-Design-Problems in Gleichung (9) entwickelt werden. Da das gesamte Filter herkömmlich mit Frequenzen, normiert durch F_s, was die Eingangsrate des CIC-Filters 51 ist, spezifiziert wird, wird das Design-Problem mit solchen normierten Frequenzen aufgestellt. Es wird G(e^jω) als das Frequenzansprechverhalten der kaskadierten CIC- und Mehrfachstufen-Halbband-Dezimationsfilter bezeichnet, und es wird H_d(e^jω) als das erwünschte Frequenzansprechverhalten des gesamten Dezimationsfilters bezeichnet. Beim Evaluieren von G(e^jω) sollten Dezimationsfaktoren, die dazu zugeordnet sind, sorgfältig berücksichtigt werden. Zum Beispiel wird, wenn die Zahl von ausgewählten MHBF-Stufen drei (m=3) ist, G(e^jω) ausgedrückt als G(ejω) = H(ejω)AS(1)(ejMω)AS(2)(ej2Mw)AS(3)(ej4Mω) ...(13)wobei der erste Term auf der rechten Seite das Frequenzansprechverhalten des CIC-Filters 51 in Gleichung (2) ist, und
das Frequenzansprechverhalten des i-ten, ausgewählten MHBF mit einer Dezimationsrate 2ⁱM ist. Unter Berücksichtigung von Dezimationsfaktoren sollte das Frequenzansprechverhalten des PFIR-Filters 57 in der Form
geschrieben werden. Die Erfindung zielt darauf, die Komplexität des PFIR-Filters 57 unter gegebenen Filterspezifikationen zu minimieren. Genauer gesagt muss das nachfolgende Optimierungsproblem berücksichtigt werden.
minimale Zahl von Abgriffen für eine PFIR-Filterung
Gegenstand von
wobei δ_p und δ_s Passband- und Stopband-Welligkeiten (ripples) jeweils bezeichnen; P(e^jω) das Frequenzansprechverhalten der ISOP-Filter in Gleichung (6) ist; und H_d(e^jω) dahingehend angenommen wird, dass es Null in Stopbändern ist. Das Passband ist gegeben durch f ∊ {0, f_c}, wobei f_c die Signalbandbreite ist (siehe 4). Das Problem in Gleichung (14) kann durch lineares Programmieren gelöst werden, wobei wiederum G(e^jω), c und k gegeben sind. In der Ausführungsform ist G(e^jω) gegeben, allerdings sind k und c die SOP-Parameter, die bestimmt werden müssen. Um geeignete Werte von k und c zu finden, wird eine umfassende Suche vorgeschlagen: berücksichtige alle möglichen (k, c) Werte; und für jedes (k, c) Paar wird das Optimierungsproblem in Gleichung (14) durch lineares Programmieren gelöst: dann wird ein (k, c) Paar, das der optimalen Lösung zugeordnet ist, ausgewählt. Dies schließt das Design sowohl des ISOP als auch des PFIR-Filters 53 und 57 ab. Unter Berücksichtigung aller k in dem Bereich, der durch Gleichung (8) angegeben ist, ist dies keine schwierige Aufgabe. Andererseits ist eine Suche nach einem realen Wert c sehr schwierig. Ein nützlicher Suchbereich für c ist gegeben durch c0 < c < –2 ...(15)wobei c₀ der optimale c Wert, erhalten durch Lösung des ISOP-Design-Problems in Gleichung (9), ist. Eine Begründung hierfür ist wie folgt: das ISOP-Filter 53 sollte eine zusätzliche Passbandschwankung, verursacht durch MHBFs, kompensieren, verglichen mit dem ISOP in Abschnitt I.B; die Ungleichung in Gleichung (15) folgt aus der Beobachtung, dass die Steigung von |P(e^jω)| dazu tendiert, sich zu erhöhen, wenn sich |c| verringert (siehe 5).
In der nachfolgenden Beschreibung wird gesehen werden, dass die Zeit, erforderlich zum Auslegen der ISOP- und PFIR-Filter 53 und 57, durch das vorgeschlagene Verfahren, nicht übermäßig lang in praktischen Anwendungen ist.
III. DESIGN-BEISPIELE
Zwei Beispiele, die den Vorgang zum Auslegen des vorgeschlagenen Dezimationsfilters darstellen, werden angegeben. In dem ersten Beispiel werden Filterspezifikationen in dem ersten Stand der Technik betrachtet; und in dem zweiten werden Spezifikationen, geeignet für PDC des IS-95 Mobilkommunikationssystems (siehe T.S. Rappaport, Wireless Communications, Prentice Hall Inc., Upper Saddle River, NJ, 1996) spezifiziert und ein Dezimationsfilter für IS-95 wird ausgelegt. Für eine Multi-Standard-Kommunikation wird angenommen, dass die Eingangsabtastfrequenz F_s so eingestellt werden kann, um einen ganzzahligen Dezimationsfaktor D beizubehalten. Wenn dies unmöglich ist, würde ein zusätzlicher Abtastratenwandler, vorgeschlagen von Gardner (siehe F. M. Gardner, „Interpolation in digital models-Part I: Fundamentals", IEEE Tr. Comm., vol. 41, Seiten 501–507, März 1993) notwendig sein.
Die vorgeschlagene Struktur wird mit der einen in dem ersten Stand der Technik, bestehend aus dem CIC-Filter mit R=1, fünf Halbbandfiltern und dem PFIR-Filter 57, verglichen. Die Ausführungsform setzt fünf MHBFs (J=5) ein, die CSD-Koeffizienten haben, die als Summen und Differenzen von zwei Termen mit Hochzahlen von zwei mit einer Auflösung von 9-Bit ausgedrückt werden können. Diese MHBFs wurden in der Kaskadenform durch lineares Programmieren für fp ∊ {0,05; 0,075; 0,1; 0,125; 0,15} und δ₂ = 0,00001 (siehe Gleichung (10)) ausgelegt. Das Größen-Ansprechverhalten und die Koeffizienten dieser Filter sind in 10 und Tabelle 2, jeweils, dargestellt. Die Ausführung der MHBFs in einer entsprechenden Hardware ist sehr einfach. Zum Beispiel erfordert MHBF5 in Tabelle 2, was der komplexeste unter den fünf ist, 19 Addierer und 13 Verschiebeeinrichtungen (shifter). Diese Hardware-Komplexität entspricht typischerweise ein paar Multiplizierern.
TABELLE 2
Beispiel 1
Die Spezifikationen, berücksichtigt beim Auslegen eines Dezimationsfilters in dem ersten Stand der Technik (HSP50214), sind wie folgt:
Abtastrate: Fs=39MspsPassbandkante: 90KHz von dem Träger ...(16)Stopbandkante: 115KHz von dem Trägererwünschte Dezimationsrate: D=72
In normierten Frequenzen entspricht dies
Passband: f ∊ [0, 0,0023]Stopband: f ∊ (0, 0029, 0,5] ...(17)
Das Dezimationsfilter, ausgelegt in dem ersten Stand der Technik, besteht aus einem CIC-Filter 51 mit M=18, L=5 und R=1, zwei Halbbandfiltern (m=2) und einem PFIR-Filter mit 90 Abgriffen und mit gerade-symmetrischen Koeffizienten. Die Passband-Welligkeit und die Stopbanddämpfung, die durch das Dezimationsfilter erreicht werden können, sind:
Passband-Welligkeit: 0,18dBStopbanddämpfung: 108dB ...(18)
Nun wird ein anderes Dezimationsfilter unter den Spezifikationen in den Gleichungen (16), (17) und (18), dem Vorgang, wie er vorstehend angegeben ist, folgend, ausgelegt.
Mehrstufen-Halbband-Dezimationsfilter-Design
Da D = 72 = 2³ × 9 ist, ist die Zahl der Halbbandstufen m < 3. Alle MHBFs in 10 erfüllen Gleichung (12). Unter diesen wird das MHBF5 als ein Vorfilter verwendet, und MHBF1, MHBF2 und MHBF4 werden so ausgewählt, um Drei-Stufen-(m=3)-Halbband-Dezimationsfilter zu bilden. Dies kommt daher, dass das MHBF5 ein breiteres Stopband als andere hat, und die Kaskade von MHBF1, MHBF2 und MHBF4 verursacht die geringste Passbandstörung, während eine Stopbanddämpfung von 120dB erreicht wird.
CIC-Filter-Design
Da D=72 und m=3, sollte der CIC-Dezimationsfaktor M9 sein. In der Ausführungsform ist L=4 und R=1. Das CIC-Filter mit diesen Parametern liefert eine Aliasing-Dämpfung von 133,3dB.
ISOP- und PFIR-Filter-Design
sUnter Vorgabe des CIC-Filters 51 und der MHBFs wurde Gleichung (14) unter Verwendung eines linearen Programmier-Package (siehe Matlab Reference Guide, The Math Works Inc., 1995) gelöst. Die Gesamt-Design-Zeit in einem Personal-Computer mit einem Pentium 200MHz Prozessor war geringer als zwei Stunden. Die Optimierungsergebnisse führen zu ISOP-Parametern (k, c)=(19, –2,4481) und zu einem ungerade-symmetrischen PFIR-Filter mit 69 Abgriffen.
11 stellt die Größen-Ansprechverhalten des gesamten Dezimationsfilters gemäß der vorliegenden Erfindung und des gesamten Dezimationsfilters, gemäß dem ersten Stand der Technik dar. Berechnungsmäßige Komplexitäten, erforderlich zum Umsetzen der gesamten Filter, sind in Tabelle 3 verglichen.
TABELLE 3
Die vorgeschlagene Struktur reduzierte 21 Multiplikationen auf Kosten von 15 Additionen und 15 Delays.
Beispiel 2
Eine erwünschte Abtastfrequenz für IS-95 ist F_s=49,152Msps, was 40-mal die Chiprate 1,2288M Chips/sec ist. Unter der Annahme, dass die erwünschte Ausgaberate des PFIR-Filters 57 zweimal die Chiprate ist, wird sie so eingestellt, dass D=20 gilt. Die Passband- und Stopband-Spezifikationen des gesamten Dezimationsfilters werden basierend auf solchen eines herkömmlich erhältlichen, analogen ZF-Filters bestimmt, der für IS-95 Systeme verwendet wird. Genauer gesagt wird ein Filter, offenbart in Part Number 854550-1 Data Sheet, Sawket Inc., 1997, mit den folgenden Spezifikationen betrachtet:
Passbandkante: 630KHz von dem TrägerPassband-Welligkeit: 0,7dBStopband: 35dB Dämpfung bei 750KHz für den Träger ...(19) 50dB Dämpfung bei 900KHz von dem Träger
Spezifikationen in normierten Frequenzen sind:
Passband: f ∊ [0, 0,0128]Stopband: f ∊ [0, 0153, 0,5]Passband-Welligkeit: 0,2dB... (20)Stopbanddämpfung: 80dB
Hierbei entsprechen 0,0128 und 0,0153 630KHz und 750KHz, jeweils. Die Spezifikationen in Gleichung (20) sind wesentlich strenger als solche in Gleichung (19). Zwei Dezimationsfilter, das vorgeschlagene und das auf HSP50214 basierende Filter, werden unter den Spezifikationen in Gleichung (20) ausgelegt. Der Vorgang zum Auslegen dieser Filter ist nachfolgend zusammengefasst.
Vorgeschlagenes Filter-Design
Da D = 20 = 2² × 5 ist, dann gilt m < 2. Unter den fünf MHBFs werden MHBF1 und MHBF4, die Gleichung (12) für m=2 erfüllen, ausgewählt, und M wird auf 5 (M=5) gesetzt. Wiederum wurde MHBF5 als ein Vorfilter verwendet. Das CIC-Filter mit L=4 und R=1 wurde ausgewählt. Dieses CIC-Filter liefert eine Aliasing-Dämpfung von 91,4dB. Die Optimierung in Gleichung (14) wurde gelöst, wie in Beispiel 1. In diesem Fall war die Design-Zeit ungefähr eine Stunde. Das Optimale (k, c) ist gegeben durch (7, –2,2241). Das sich ergebende PFIR-Filter 57 besitzt 51 Abgriffe, was ungerade-symmetrisch ist.
Auf HSP50214 basierendes Design
Unter den fünf Halbbandfiltern wurden der dritte und der fünfte eine, die Gleichung (12) für m=2 erfüllend, ausgewählt. Das CIC-Filter mit M=5, L=4 und R=1 wurde ausgewählt. Das PFIR-Filter 57 wurde durch Lösen eines Optimierungsproblems, das ähnlich zu dem einen in Gleichung (14) ist, ausgelegt. Das erhaltene PFIR-Filter 57 besaß 72 Abgriffe, was gerade-symmetrisch ist.
12 stellt die Größen-Ansprechverhalten der zwei gesamten Dezimationsfilter dar. Anhand von Tabelle 3, die deren berechnungsmäßige Komplexitäten vergleicht, kann gesehen werden, dass das vorgeschlagene Filter 21 Multiplikationen und 13 Delays (Verzögerungen) zu Lasten von 5 Additionen verringerte.
Nun wird Bezug auf die Charakteristik des Dezimationsfilters gemäß der vorliegenden Erfindung genommen. Zuerst wird die Charakteristik des Dezimationsfilters, bestehend aus dem CIC-Filter und dem ISOP-Filter, beschrieben. Als zweites wird die Charakteristik des Dezimationsfilters, bestehend aus dem ISOP-Filter und dem MHBF-Filter, beschrieben. Als drittes wird die Charakteristik des Dezimationsfilters, bestehend aus dem CIC-Filter, dem ISOP-Filter und dem MHBF-Filter, beschrieben. Als viertes wird die Charakteristik des Dezimationsfilters, bestehend aus dem CIC-Filter, dem ISOP-Filter, dem MHBF-Filter und dem programmierbaren FIR-Filter, beschrieben.
Zunächst stellt 13 die Charakteristik des Dezimationsfilter, bestehend aus dem CIC-Filter 51 und dem ISOP-Filter 53, dar. In 13 bezeichnet das Bezugszeichen 231 eine charakteristische Kurve für das CIC-Filter 51, das Bezugszeichen 232 bezeichnet eine charakteristische Kurve für das ISOP-Filter 53 und das Bezugszeichen 233 bezeichnet eine charakteristische Kurve für das Dezimationsfilter, bestehend aus dem CIC-Filter 51 und dem ISOP-Filter 232. Hierbei sollte die charakteristische Kurve des Dezimationsfilters die minimierte Welligkeit haben, um nicht das Signal zu beeinträchtigen, wenn die Abtastfrequenz fs 1,0 ist, und ein Signalband, belegt durch ein Signal, das von Interesse ist, 0,02 (20/1000) ist, und um dies zu erfüllen, wird das ISOP verwendet. In 13 ist eine X-Achse eine Frequenzachse, fs/2 darstellend, und eine Y-Achse stellt eine Größe des Signals in einem linearen Maßstab dar.
Als zweites stellt 14 die Charakteristik des Dezimationsfilterrs, bestehend aus dem ISOP-Filter 53 und dem MHBF-Filter, dar. In 14 bezeichnet das Bezugszeichen 241 eine charakteristische Kurve für das ISOP-Filter 53, das Bezugszeichen 242 bezeichnet eine charakteristische Kurve für das MHBF-Filter und das Bezugszeichen 243 bezeichnet eine charakteristische Kurve für das Dezimationsfilter, bestehend aus dem ISOP-Filter 53 und dem MHBF-Filter. Hierbei sollte die charakteristische Kurve des Dezimationsfilters die minimierte Welligkeit haben, um nicht das Signal, wenn die Abtastfrequenz fs 1,0 ist, und das Signalband, belegt durch das Signal, das von Interesse ist, 0,07 (70/1000) ist, zu beeinträchtigen, und um dies zu erfüllen, wird das ISOP verwendet. In 14 ist eine X-Achse eine Frequenzachse, die fs/2 darstellt, und eine Y-Achse stellt eine Größe des Signals in einem linearen Maßstab dar.
Als drittes stellt 15 die Charakteristik des Dezimationsfilters, bestehend aus dem CIC-Filter 51, dem ISOP-Filter 53 und dem MHBF-Filter, dar. In 15 bezeichnet das Bezugszeichen 251 eine charakteristische Kurve für das CIC-Filter 51, das Bezugszeichen 252 bezeichnet eine charakteristische Kurve für das ISOP-Filter 53, das Bezugszeichen 253 bezeichnet eine charakteristische Kurve für das MHBF-Filter, und das Bezugszeichen 254 bezeichnet eine charakteristische Kurve für das Dezimationsfilter, bestehend aus dem CIC-Filter 51, dem ISOP-Filter 53 und dem MHBF-Filter. Hierbei sollte die charakteristische Kurve des Dezimationsfilters die minimierte Welligkeit haben, um nicht das Signal, wenn die Abtastfrequenz fs 1,0 ist, und das Signalband, belegt durch das Signal, das von Interesse ist, 0,02 (40/2000) ist, zu beeinträchtigen, und um dies zu erfüllen, wird das ISOP verwendet. In 15 ist eine X-Achse eine Frequenzachse, die fs/2 darstellt, und eine Y-Achse stellt eine Größe des Signals in einem linearen Maßstab dar.
Als viertes stellt 16 die Charakteristik des Dezimationsfilters, bestehend aus dem CIC-Filter 51, dem ISOP-Filter 53 und dem MHBF-Filter und dem programmierbaren FIR-Filter 57, dar. In 16 bezeichnet das Bezugszeichen 261 eine charakteristische Kurve für das CIC-Filter 51, das Bezugszeichen 262 bezeichnet eine charakteristische Kurve für das ISOP-Filter 53, das Bezugszeichen 263 bezeichnet eine charakteristische Kurve für das MHBF-Filter, das Bezugszeichen 264 bezeichnet eine charakteristische Kurve für das programmierbare FIR-Filter 57 und das Bezugszeichen 265 bezeichnet eine charakteristische Kurve für das Dezimationsfilter, bestehend aus dem CIC-Filter 51, dem ISOP-Filter 53, dem MHBF-Filter und dem programmierbaren FIR-Filter 57. Hier wird, unter Verwendung des ISOP-Filters 53, das Dezimationsfilter so ausgelegt werden, um die Welligkeit bei 0,07 und die Dämpfung von –80dB zu haben. In 16 bezeichnet eine X-Achse eine Frequenzachse, die fs/2 darstellt, und eine Y-Achse stellt eine Größe des Signals in einem dB Maßstab dar.
Vorstehend ist eine Beschreibung eines neuartigen, auf CIC-basierenden Dezimationsfilters, ein ISOP einsetzend, angegeben worden. Es ist anzumerken, dass die ISOPs sehr nützlich zum Verringern der berechnungsmäßigen Komplexität der Dezimationsfilter sind. Ein interessanter Punkt für eine weitere Untersuchung ist derjenige, einige andere Polynome zu finden, die ISOPs übertreffen können. Eine Prüfung von einigen Polynomen höherer Ordnung, wie beispielsweise gerade-symmetrische Polynome dritter Ordnung, würden zu einer anderen Klasse von Polynomen führen, die für ein auf CIC-basierendes Dezimationsfilter nützlich sind.
Im Gegensatz zu den meisten, drahtlosen Kommunikationssystemen, die eine digitale Signalverarbeitung (digital signal processing – DSP) nur bei einem Basisband einsetzen, beginnen Systeme mit dem Software-Funk gewöhnlich DSP bei einem ZF-Band. Unter Verwendung von programmierbaren DSP-Chips bei einem ZF-Band ebenso wie bei einem Basisband, sind Software-Funksysteme sehr flexibel und können effektiv Multi-Band- und Multi-Standard-Kommunikationen unterstützen. Der Eingang zu einer ZF-Stufe eines Software-Funkempfängers ist allgemein ein Signal mit einem sehr breiten Band, das in ein digitales Signal durch eine Bandpass-Abtastung umgewandelt wird. Der Zweck einer DSP an dieser Stufe ist derjenige, das Signal, das von Interesse ist, zu isolieren, was gewöhnlich ein sehr schmalbandiges Signal ist, und zwar von einem breitbandigen Eingang, und um das Signal nach unten zu dem Basisband zu translatieren.
Zum Beispiel ist, in einem Software-Funkempfänger, dargestellt in 17, ein analoger Eingang zu einer ZF-Stufe ein Breitbandsignal mit einer Bandbreite BW=15MHz und einer Mittenfrequenz Fc=37,5MHz. Nach einer Bandpass-Abtastung von 50 M Abtastungen/sec (sps) durch eine Bandpass-Abtasteinrichtung 10, entspricht die Mittenfrequenz des digitalen Signals 12,5MHz. Dieses Signal wird durch einen programmierbaren Abwärtswandler 20 (PDC), bestehend aus digitalen Mischern 22 und 23, kaskadiert mit zugeordneten Dezimationsfiltern 24 und 25, geführt. Genauer gesagt wird der digitale Signalausgang von der Abtasteinrichtung 10 an den programmierbaren Abwärtswandler 20 angelegt. Der Mischer 22 mischt dann das digitale Signal mit einer Frequenz cosωn, ausgegeben von einem digitalen Frequenzsynthesizer 21, um das digitale Signal zu I-Kanaldaten umzuwandeln, und ein Mischer 23 mischt das digitale Signal mit einer Frequenz sinωn, ausgegeben von dem digitalen Frequenzsynthesizer 21, um das digitale Signal zu Q-Kanaldaten umzuwandeln. Dann dezimiert ein I-KanaI-Dezimator 24 die I-Kanaldaten, um ein I-Kanal-Basisband-Signal auszugeben, und ein Q-Kanal-Dezimator 25 dezimiert die Q-Kanaldaten, um ein Q-Kanal-Basisband-Signal auszugeben. Das bedeutet, dass der programmierbare Abwärtswandler das Signal herunter zu dem Basisband translatiert, ein Schmalbandsignal, zentriert um DC herum, isoliert und es dezimiert, um die Ausgangs-Abtastrate zu verringern.
In dem Software-Funksystem ist es sehr wichtig, effektiv die Dezimationsfilter 24 und 25 auszulegen, da die Eingangs-Abtastrate der Filter sehr hoch ist und deren Passband und Übergangsbandbreite extrem schmal sind. Zum Beispiel ist, wiederum unter Bezugnahme auf 17, falls das Signal, das von Interesse ist, ein Passband von 30KHz und eine Abtastrate von 50Msps hat, dann die Passbandbreite der Dezimationsfilter 24 und 25 0,6 × 10^–3 in einer normierten Frequenz. Dementsprechend ist es, unter Verwendung des neuartigen Dezimationsfilters, möglich, effektiv den programmierbaren Abwärtswandler für das Software-Funksystem auszuführen.
Wie vorstehend beschrieben ist, ist es, durch Einsetzen der ISOP zusätzlich zu dem programmierbaren FIR-Filter zum Kompensieren der Passband-Beeinträchtigung, verursacht durch das CIC-Filter, möglich, die Komplexität des Halbbandfilters und des programmierbaren FIR-Filters an der abschließenden Stufe zu verringern. Weiterhin ist es möglich, die Ausführung des gesamten Abwärtswandlers durch Einsetzen des modifizierten Halbbandfilters anstelle des Halbbandfilters, das allgemein für den Zweck der ISOP verwendet wird, zu vereinfachen. Zusätzlich kann, da das modifizierte Halbbandfilter unter Verwendung der Multiplexer ausgeführt wird, das modifizierte Halbbandfilter als das Vorfilter des programmierbaren FIR-Filters verwendet werden, wenn es nicht verwendet wird.

Claims

Dezimationsfiltervorrichtung zum Dezimieren eines Abtastsignals eines digitalen Signalverarbeitungssystems, die umfasst: ein kaskadiertes Integrator-Comb (CIC)-Dezimationsfilter (51) zur Dezimationsfilterung des Abtastsignals, um Abwärtswandlung des Abtastsignals durchzuführen, dadurch gekennzeichnet, dass ein interpoliertes Polynomfilter zweiter Ordnung (interpolated second order polynomial filter-ISOP) (53) mit dem Ausgang des CIC verbunden ist, um einen Ausgang des CIC-Dezimationsfilters monoton zu erhöhen und dadurch einen Passband-Abfall zu kompensieren, der durch das CIC-Dezimationsfilter verursacht wird.
Dezimationsfiltervorrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch ein modifiziertes Halbbandfilter (55), das ½-Dezimation eines Signals durchführt, das von einem ISOP-Filter ausgegeben wird, dessen Passband-Abfall durch das ISOP-Filter kompensiert wird.
Dezimationsfiltervorrichtung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch ein mehrstufiges Halbbandfilter, das wenigstens das eine modifizierte Halbbandfilter (55) enthält, wobei das mehrstufige Halbbandfilter das Signal dezimiert, das von dem ISOP-Filter ausgegeben wird, um Abwärtswandlung des Signals durchzuführen, und ein programmierbares Filter mit endlicher Impulsantwort (finite impulse response filter-FIR) (57) zum Kompensieren des Passband-Abfalls eines Signals, das von dem mehrstufigen Halbbandfilter (55) ausgegeben wird.
Dezimationsfiltervorrichtung nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch ein Interpolationsfilter (55) zum Regulieren einer Ausgangs-Abtastrate des programmierbaren FIR-Filters auf eine vorgegebene Frequenz.
Dezimationsfiltervorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei das CIC-Dezimationsfilter (51) umfasst: einen Integrator (45) zum Integrieren einer Abtastfrequenz mit 1/(1-z^–1)^L; einen Dezimator (46) zum Dezimieren eines Ausgangs des Integrators um einen Dezimationsfaktor M und ein Kammfilter (47) zum Kammfiltern eines Ausgangs des Dezimators mit (1-z^–R)^L, wobei das CIC-Dezimationsfilter (51) eine Systemfunktion hat, die gegeben ist durch:
wobei M ein ganzzahliger Dezimationsfaktor ist und R, das eine Differentialverzögerung ist, eine positive ganze Zahl ist.
Dezimationsfiltervorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das ISOP-Filter (53) eine Systemfunktion hat, die definiert ist als
wobei I eine positive ganze Zahl ist und c eine reale Zahl ist, die ein um eine Dezimationsrate variierter Filterkoeffizient ist.
Dezimationsfiltervorrichtung nach einem der Ansprüche 2, 3 oder 4, wobei das modifizierte Halbbandfilter eine Spezifikation hat, die gegeben ist durch: Passband: f ε [0, fp]Sperrband: f ε [0,5 – fp, 0,5]Welligkeit: δ₁ und δ₂ für Passband bzw. Sperrband, δ₁ > > δ₂ Bedingung: Amplitudenverlauf verringert sich im Passband monoton.
Dezimationsfiltervorrichtung nach einem der Ansprüche 2, 3, 4 oder 7, wobei das Halbbandfilter (55) umfasst: ein modifiziertes Halbbandfilter (61, 64, 67) mit einem unveränderlichen Koeffizienten zum Halbbandfiltern eines Eingangssignals; einen Dezimator (62, 65, 68), der ½-Dezimation eines Ausgangs des modifizierten Halbbandfilters durchführt, und einen Multiplexer (63, 66, 69) zum Multiplexieren des Ausgangs des modifizierten Halbbandfilters und des Dezimators.
Dezimationsfiltervorrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch: das ISOP-Filter (53) zum monotonen Erhöhen des Abtastsignals, um im Voraus den Passband-Abfall eines Signals zu kompensieren, und ein modifiziertes Halbbandfilter (55), das ½-Dezimation eines Signals durchführt, das von dem ISOP-Filter (53) ausgegeben wird, dessen Passband-Abfall durch das ISOP-Filter kompensiert wird.
Dezimationsfiltervorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass das ISOP-Filter (53) eine Systemfunktion hat, die definiert ist als:
wobei I eine positive ganze Zahl ist und c eine reale Zahl ist, die ein um die Dezimationsrate variierter Filterkoeffizient ist.
Dezimationsfiltervorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass das modifizierte Halbbandfilter (55) eine Spezifikation hat, die gegeben ist durch: Passband: f ε [0, fp]Sperrband: f ε [0,5 – fp, 0,5]Welligkeit: δ₁ und δ₂ für Passband bzw. Sperrband, δ₁ > > δ₂ Bedingung: Amplitudenverlauf verringert sich im Passband monoton.
Dezimationsfiltervorrichtung in einem Abwärtswandler eines Software-Funksystems, die umfasst: einen ersten Mischer (22) zum Mischen eines digitalen gewandelten Zwischenfrequenz (ZF)-Signals mit einem sinusförmigen Signal, das von einem Sinuswellengenerator (21) ausgegeben wird, um ein I-Kanal-Abtastsignal zu erzeugen; ein erstes Dezimationsfilter (24) zum Dezimieren eines Ausgangs des ersten Mischers (22), um Abwärtswandlung des Ausgang des ersten Mischers durchzuführen; einen zweiten Mischer (23) zum Mischen eines ZF-Abtastsignals mit einem Ausgang des Sinuswellengenerators, um ein Q-Kanal-Abtastsignal zu erzeugen; ein zweites Dezimationsfilter (25) zum Dezimieren eines Ausgangs des zweiten Mischers (23), um Abwärtswandlung des Ausgangs des zweiten Mischers durchzuführen, und einen Signalprozessor (30) zum Verarbeiten der Ausgänge des ersten und des zweiten Dezimationsfilters (24, 25) auf einem Basisband, wobei das erste und das zweite Dezimationsfilter (24, 25) Anspruch 9 entsprechen mit: einem mehrstufigen Halbbandfilter, das wenigstens das modifizierte Halbbandfilter für ½-Dezimation eines Signals, das von dem ISOP-Filter ausgegeben wird, oder das mehrstufige Halbbandfilter enthält, das das Signal dezimiert, das von dem ISOP-Filter ausgegeben wird, um Abwärtswandlung des Signals durchzuführen und einem programmierbaren FIR-Filter zum Kompensieren eines Passband-Abfalls eines Signalausgangs von dem mehrstufigen Halbbandfilter.
Dezimationsfiltervorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass das CIC-Dezimationsfilter umfasst: einen Integrator (54) zum Integrieren der Abtastfrequenz mit 1/(1-z^–1)^L, einen Dezimator (46) zum Dezimieren eines Ausgangs des Integrators (45) um einen Dezimationsfaktor und ein Kammfilter (47) zum Kammfiltern des Ausgangs des Dezimators mit (1-z^–R)^L, wobei das CIC-Dezimationsfilter eine Systemfunktion hat, die gegeben ist durch:
wobei M ein ganzzahliger Dezimationsfaktor ist und R, das eine Differentialverzögerung ist, eine positive ganze Zahl ist.
Dezimationsfiltervorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass das ISOP-Filter eine Systemfunktion hat, die definiert ist als:
wobei I eine positive ganze Zahl ist und c eine reale Zahl ist, die ein um die Dezimationsrate variierter Filterkoeffizient ist.
Dezimationsfiltervorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass das modifizierte Halbbandfilter eine Spezifikation hat, die gegeben ist durch: Passband: f ε [0, fp]Sperrband: f ε [0,5 – fp, 0,5]Welligkeit: δ₁ und δ₂ für Passband bzw. Sperrband, δ₁ > > δ₂ Bedingung: Frequenzverlauf verringert sich im Passband monoton.
Dezimationsfiltervorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass das Halbbandfilter umfasst: ein modifiziertes Halbbandfilter (61, 64, 67) mit einem unveränderlichen Koeffizienten zum Halbbandfiltern eines Eingangssignals; einen Dezimator (62, 65, 68), der ½-Dezimation eines Ausgangs des modifizierten Halbbandfilters durchführt, und einen Multiplexer (66, 69) zum Multiplexieren von Ausgängen des modifizierten Halbbandfilters und des Dezimators.
Dezimationsfilterverfahren, das umfasst: einen Schritt des CIC-Dezimationsfilterns zum Dezimieren eines Abtastsignals mit einer Systemfunktion von:
um Abwärtswandlung des Abtastsignals durchzuführen; einen Schritt des ISOP-Filterns des monotonen Vergrößerns des CIC-Dezimationsfilterns unterzogenen Signals mit:
um einen durch Dezimation verursachten Passband-Abfall zu kompensieren; einen Schritt des mehrstufigen Halbbandfilterns zum Durchführen mehrerer Halbband-Filteroperationen der ½-Dezimation des Eingangssignals, um Abwärtswandlung des ISOP-Filtern unterzogenen Signals durchzuführen, und einen Schritt des FIR-Filterns, um einen Passband-Abfall des mehrstufigen Halbbandfiltern unterzogenen Signals zu kompensieren.
Dezimationsfilterverfahren nach Anspruch 17, gekennzeichnet durch: einen Schritt des Interpolationsfilterns zum Regulieren des FIR-Filter unterzogenen Signals auf eine vorgegebene Frequenz.