DE69817534T2 - Demodulation mit aparten zweigen für phase sowie für amplitude - Google Patents

Demodulation mit aparten zweigen für phase sowie für amplitude Download PDF

Info

Publication number
DE69817534T2
DE69817534T2 DE69817534T DE69817534T DE69817534T2 DE 69817534 T2 DE69817534 T2 DE 69817534T2 DE 69817534 T DE69817534 T DE 69817534T DE 69817534 T DE69817534 T DE 69817534T DE 69817534 T2 DE69817534 T2 DE 69817534T2
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
samples
signal
sequence
phase
received signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
DE69817534T
Other languages
English (en)
Other versions
DE69817534D1 (de
Inventor
Paul Haslingfield RUDKIN
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Symbionics Ltd
Original Assignee
Symbionics Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from GBGB9702304.8A external-priority patent/GB9702304D0/en
Priority claimed from GBGB9709713.3A external-priority patent/GB9709713D0/en
Application filed by Symbionics Ltd filed Critical Symbionics Ltd
Publication of DE69817534D1 publication Critical patent/DE69817534D1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE69817534T2 publication Critical patent/DE69817534T2/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • H04L27/32Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/389Demodulator circuits; Receiver circuits with separate demodulation for the phase and amplitude components

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Description

  • Gebiet der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen den Empfang von digital modulierten TDMA-Radiosignalen und insbesondere denen, die einen zeitvariablen und streuenden Kanal durchlaufen haben. Es erleichtert die Digitalisierung, Normalisierung und anschließende Demodulierung (sowohl kohärent als auch nicht-kohärent) derartiger Signale.
  • Hintergrund der Erfindung
  • Digitale Schnurlostelefone, die Zeitvielfachzugriff- (Time-Division Multiple Access-TDMA) -Protokolle verwenden, werden heutzutage überall auf der Welt verbreitet eingesetzt, wobei ein Spektrum an nationalen und internationalen Protokollstandards eine Basis für ein Spektrum an kostengünstigen Erzeugnissen mit geringerer Leistung bildet, die für die meisten Büro- und -Haushaltseinsatzzwecke mit kurzer Reichweite geeignet sind.
  • In einem TDMA-Kommunikationssystem wird die Zeit in eine Reihe begrifflicher Rahmen von fester Dauer unterteilt, die ihrerseits in eine Anzahl von Zeitschlitzen mit fester Dauer unterteilt werden. Die Sendeeinrichtung tastet Benutzerinformationen (bei denen es sich um Sprache und/oder einen digitalen Datenstrom handeln kann) ab und speichert sie vorübergehend und sendet sie dann mit hohen Burst-Datenraten über einen Kanal, der durch eine einmalige Paarung aus Zeitschlitz und einem Radiofrequenzträger definiert wird. Die Empfangseinrichtung demoduliert die Bursts von Zeitschlitz-Daten aus dem empfangenen Radiofrequenzträger und regeneriert die ursprünglichen Benutzerinformationen mit der ursprünglichen Abtastrate unter der Voraussetzung, dass beim Sendevorgang keine Fehler auftreten.
  • Ein ausschlaggebender funktioneller Block in jedem Schnurlostelefon ist der Demodulator, der sich normalerweise an der Grenze zwischen der analogen Radiofrequenz (RF) und digitalen Basisbandabschnitten des Empfängers befindet.
  • Demodulationsverfahren
  • Es gibt zwei grundlegende Typen von Demodulatoren, und zwar jene, die einen Lokal-Träger-Phasen-Bezugswert erzeugen und aufrechterhalten und eingehende Symbole durch Vergleichen von Abtastwerten der Phase des empfangenen Signals mit der des Lokal-Bezugswertes demodulieren, und jene, die eingehende Symbole demodulieren, indem sie Phasenverschiebungsmessungen direkt anhand des empfangenen Signals selbst durchführen. Das erste Demodulationsverfahren wird im Allgemeinen als "kohärent" bezeichnet, und das zweite als "nicht-kohärent", womit die Rolle wiedergespiegelt wird, die der Träger-Phasen-Bezugswert spielt.
  • Beide Typen von Demodulatoren haben in digitalen Schnurlos- und digitalen zellulären Telefonsystemen weite Verbreitung gefunden.
  • Der Wegfall der Trägergewinnung und der Folgefunktion bei dem nicht-kohärenten Demodulator vergrößert den konstruktiven Spielraum für Empfänger mit geringer Leistung und geringer Komplexität und bietet erhebliche funktionelle Vorteile in Umgebungen mit schnellem Schwund, und dort, wo schnelle Empfängersynchronisation erforderlich ist. Dieses Verfahren weist jedoch zwei große Nachteile auf. Erstens sind nicht-kohärente Erfassungsverfahren an sich störungsbehafteter als ihre kohärenten Entsprechungen, wodurch die Empfängerempfindlichkeit verringert wird. Zweitens beruhen die meisten Kanalausgleichsverfahren auf dem Vorhandensein eines linearen Kanals zwischen Sender und Demodulator, und der Phasendifferenz-Erfassungsprozess des nicht-kohärenten Detektors bewirkt eine Nicht-Linearität, die nur schwer zu überwinden ist, ohne die Ausgleichsleistung zu beeinträchtigen. Das bedeutet im Grunde, dass selbst auf nur moderat streuenden Kanälen (bei denen Mehrweg eine zeitliche Streuung von mehr als einem halben Symbol verursacht) kohärente Modulation möglicherweise die einzige Möglichkeit ist.
  • Trotz ihrer Mängel ist nicht-kohärente Demodulation für Schnurlosverfahren mit kurzer Reichweite meist vorherrschend, weil die Vorteile geringer Komplexität und schneller Gewinnung von Synchronizität die erwähnten Probleme der Empfindlichkeit und der Entzerrung wettmachen.
  • Jüngste Fortschritte auf dem Gebiet der digitalen Signalverarbeitung und der Größtintegration (very large-scale integration – VLSI) ermöglichen es nunmehr, den Demodulator vollständig digital auszuführen, und es kann mit Berechtigung davon ausgegangen werden, dass durch kommende Entwicklungen die Grenze zwischen den analogen und den digitalen Abschnitten weiter entlang der analogen Empfangskette in Richtung der Antenne verschoben wird, was wichtige Vorteile bezüglich der Gerätekosten, der Zuverlässigkeit und der Leistung mit sich bringt.
  • Ein übliches Verfahren zum Ausführen eines digitalen nicht-kohärenten Demodulators besteht im Einsatz eines Differenzerfassungsalgorithmus, der auf einem digitalen Signalprozessor ausgeführt wird, in dem die Modulations-Symbolfolge aus dem empfangenen Träger wiedergewonnen wird, indem die Phasenverschiebung über einen kurzen Zeitraum (normalerweise eine Symbol-Periode) bestimmt wird und die bestimmte Phasenverschiebung auf eine eines Alphabets möglicher Phasenverschiebungen bezogen wird, von denen jede ein bestimmtes gesendetes Bit oder N-Bit-Symbol darstellt. Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung besteht in der Integration eines derartigen Detektors in eine Empfänger-Architektur.
  • Radio-Architekturen
  • Mit der Bewegung hin zur vollständig digitalen Demodulation ist der Bedarf nach Empfänger-Architekturen mit breitem Dynamikbereich entstanden, die Analog-Digital-Wandlung (ADC) einschließen. Zwei Radioempfänger-Architekturen dominieren in diesem Bereich, wobei es sich um die im Folgenden als als "linear" und "begrenzend" bezeichneten Typen handelt, die in der folgenden Beschreibung zusammengefasst werden.
  • In einem linearen Empfänger gehen dem ADC eine oder mehrere Stufen variabler Verstärkung voraus, die gemeinsam so gesteuert werden, dass der an den ADC angelegte Signalpegel hoch genug ist, um die Quantisierungs-Rauschsohle des ADC um einen Wert zu übersteigen, der für zufriedenstellende Datenrückgewinnung ausreicht, jedoch niedrig genug ist, um zu verhindern, dass der ADC in den Sättigungsbereich gebracht wird. Es liegt auf der Hand, dass, je breiter der Dynamikbereich des ADC ist, die Verstärkungssteuerungsschaltungen um so einfacher einen zufriedenstellenden Betriebszustand erreichen können. Die Verstärkungssteuerung kann vollständig in Hardware ausgeführt werden, so beispielsweise als ein integraler Teil des analogen RF-Abschnitts, oder mittels eines Zweistufenmechanismus, der einen Pegelmessalgorithmus in dem Basisbandabschnitt verwendet, der mit digital programmierbaren Verstärkern im Radio-Teil verbunden ist.
  • Bei diesem Typ Architektur gibt es zwei verbreitete Verfahren für die Verstärkungssteuerung, d. h. ein langsam arbeitendes und ein schneller arbeitendes, das jedoch gleichzeitig komplexer ist. Bei ersterem wird die Signalstärke über eine Reihe von TDMA-Rahmen überwacht, und die Empfängerverstärkung in Schritten, normalerweise einer pro Rahmen, reguliert, um einen gewünschten ADC-Sollwert zu erreichen. Trotz seiner relativen Einfachheit hat dieses Verfahren einen Nachteil in Umgebungen mit schnellem Schwund, in denen der Signalpegel von einem Rahmen zum nächsten stark variieren kann. Dies ist ein spezielles Problem in den TDMA-Systemen, bei denen langsames (oder rahmenweises) Frequenzspringen eingesetzt wird. Unter diesen Umständen ist es notwendig, den Dynamikbereich des ADC so zu erweitern, dass Verstärkungsunsicherheit auf gleiche Weise abgefangen wird wie normale Signalpegeländerungen von Symbol zu Symbol. Dies kann unannehmbare Folgen für die Kosten und den Energieverbrauch des ADC und aufgrund der Notwendigkeit von erweitertem Dynamikbereich bei der digitalen Basisbandverarbeitung für stromabliegende digitale Demodulationsschaltungen haben.
  • Das zweite Verstärkungssteuerungsverfahren beinhaltet schnellwirkende automatische Verstärkungssteuerung. Dabei wird die Empfängerverstärkung unabhängig für jeden Empfangs-TDMA-Burst anhand des Signalpegels eingestellt, der während des Präambel-Abschnitts des Bursts gemessen wird (in diesem Zusammenhang kann "Präambel" als jede nicht-informationstragende Symbol-Folge betrachtet werden, die vor den Abschnitt des Bursts gesetzt ist, der Benutzerdaten trägt). Die Ansprechzeiten der Schaltungen in der ADC-Schaltung müssen so maßgeschneidert sein, dass gewährleistet ist, dass der gewünschte Sollwert bereits früh in der Präambel erreicht wird, da ansonsten die Leistung der Empfänger-Synchronisierungsfunktionen (die auch von einer stabilen Empfangs-Präambel abhängen) beeinträchtigt wird. Von besonderer Bedeutung in diesem Zusammenhang sind die Funktionen der Symbol-Zeitabfolge-Wiedergewinnung und der Trägerfrequenz-Wiedergewinnung.
  • In einem begrenzenden Empfänger werden die variablen Verstärkungsstufen in dem analogen RF-Abschnitt durch eine oder mehrere feste Verstärkungsstufen ersetzt, die so gegliedert sind, dass das dem ADC zugeführte Signal stets unabhängig von dem an die Antenne angelegten Pegel begrenzt (hart begrenzt) wird. Dadurch fällt die Notwendigkeit von Verstärkungssteuerung vollständig weg, aufgrund des Verlustes von Signal-Hüllkurveninformationen wird jedoch die Auswahl des Modulators auf diejenigen eingeschränkt, die die Modulations-Datensequenz allein aus den Trägerphaseninformationen zurückgewinnen können (es ist anzumerken, dass die Signalphasen-Informationen an dem Ausgang eines begrenzenden Verstärkers gehalten werden). Dies ist normalerweise mit Ausnahme längerer Reichweiten kein Problem, bei denen ein Grad an Entzerrung erforderlich sein kann, um die schnellen Schwundeffekte (mit Symbolgeschwindigkeit) zu verringern, die durch Mehrweg-Ausbreitung verursacht werden.
  • Keine dieser zwei Radioempfänger-Architekturen ist unter allen Teilumständen ideal, sondern jede hat ihre eigenen Vorteile und Nachteile. Der lineare Empfänger versieht den Demodulator mit einer getreuen Darstellung des an der Antenne empfangenen Signals, so dass der Einsatz aller herkömmlichen Demodulations- und Entzerrungsverfahren möglich ist, weist jedoch den Nachteil auf, dass Pegelmess- und Verstärkungssteuerungs-Funktionen erforderlich sind, so dass seine Einsetzbarkeit auf Umgebungen mit langsamen Schwund beschränkt ist, bei denen eine Verstärkungsnachführung von Rahmen zu Rahmen angemessen ist, sowie auf TDMA-Protokolle, die redundante Burst-Header aufweisen, bei denen eine Verstärkungsgewinnung von Burst zu Burst in Betracht gezogen werden kann.
  • Der begrenzende Empfänger hingegen umgeht das Problem der Verstärkungssteuerung vollständig, aufgrund des Verlustes an Signalamplituden-Informationen ist er jedoch für streuende Mehrfachkanäle ungeeignet, die Entzerrung erforderlich machen.
  • Beide oben erläuterte Architekturen sind sowohl für kohärente als auch für nicht-kohärente Demodulatoren einsetzbar.
  • Entzerrung
  • Die Art der Ausbreitungsumgebung zwischen den Antennen des Senders und des Empfängers ist ausschlaggebend für die Leistung der TDMA-Radioverbindung und somit der Dienstqualität, die vom Benutzer wahrgenommen wird. Ein besonderes Problem insbesondere bei langen Reichweiten ist der Effekt, der in der Technik als Mehrweg-Ausbreitung bekannt ist. Dazu kommt es, wenn Signale von Wänden, Hügeln, Gebäuden und hohen Fahrzeugen in unterschiedlichen Reichweiten reflektiert werden, so dass es zur Erzeugung von Echos des erwünschten Signals am Empfänger kommt. Diese Echos können je nach ihrer Amplitude, Phase und Verzögerung eine Reihe unerwünschter Effekte auf die erwünschte Komponente des Signals und aufeinander haben. Diese Effekte reichen von einfachem Beugungsschwund bei Kanälen, die lediglich geringer Streuung ausgesetzt sind, bis zu Intersymbolstörung bei stark streuenden Mehrweg-Kanälen.
  • In vielen TDMA-Radiokommunikationssystemen werden die Symbol-Rate, das Modulationsvertahren, die Sendeleistung und die Arbeitsreichweite bewusst so ausgewählt, dass, wenn Mehrweg-Ausbreitung vorliegt, das Verzögerungsintervall zwischen der Ankunft des frühesten und des spätesten Echos als ein Teil der gesendeten Symbol-Periode so klein ist, dass im schlimmsten Fall Beugungsschwund verursacht wird. Dieser kann mit relativ einfachen Verfahren, so beispielsweise Umschalt-Antennendiversity, die an dem Sender, dem Empfänger oder beiden ausgeführt wird, verringert werden, wie dies weiter unten beschrieben ist.
  • Die Dynamikbereichanforderungen sowohl an die herkömmlichen als auch an die Diversity-Empfängerkonfigurationen werden durch die begrenzende Empfänger-Architektur ausreichend erfüllt.
  • Um jedoch einen linearen Empfänger mit letzterem einzusetzen, ist es notwendig, einen ADC mit Dynamikbereich einzusetzen, der mit der schlimmstmöglichen Signalpegeldifferenz zwischen Antennen (die mehrere zehn Dezibel betragen kann) kompatibel ist oder einen Verstärkungssteuerungsmechanismus hat, der in der Lage ist, den Empfänger-Verstärkungsfaktor unabhängig für jede Antenne innerhalb eines Zeitraums einzustellen, der nicht länger ist, als der, der zum Feststellen der empfangenen Signalstärke erforder- lich ist. Obwohl sie möglich sind, lassen sich beide Lösungen in der Praxis nur schwer umsetzen, und bei dem Kanal mit Absorptionsschwund, der bei Schnurlossystemen mit kurzer Reichweite dominiert, ist der begrenzende Empfänger offensichtlich der geeignetste der zwei möglichen Empfänger-Architekturen.
  • Bei langen Reichweiten und Systemen ohne Sichtverbindung, bei denen der Kanal erhebliche Pegel von Intersymbolstörung bewirkt und bei denen Entzerrung erforderlich ist, ist die Wahl nicht so eindeutig. Um die Gründe dafür zu verstehen, müssen grundlegende Prinzipien der Entzerrung und die Auswirkung des "nicht-linearen" Radiokanals betrachtet werden.
  • Erhebliche Arbeit ist auf dem Gebiet von Mehrweg-Entzerrung geleistet worden, und zahlreiche technische Publikationen über das Thema liegen vor. Eine ausführliche Behandlung des Themas findet sich in dem Buch "Adaptive Filter Theory" von Simon Hay- kin (Prentice Hall). Dieses Buch enthält auch ausführliche Beschreibungen der vielen Algorithmen, die in heutigen digitalen Radio-Kommunikationsgeräten eingesetzt werden.
  • Allgemein gesagt formt eine Entzerrungseinrichtung den Radiokanal als eine Übereinanderlegung von Signalwegen mit variabler Verzögerung und variabler Phase und verringert die Auswirkungen unter Einsatz von einer von zwei Strategien. Bei der ersten Strategie leitet die Entzerrungseinrichtung zunächst das empfangene Signal her und wendet dann an ein Filter darauf an, wodurch die Zeitstreuung ausgeglichen wird, die beim Senden entsteht. Idealerweise hat der zusammengesetzte Kanal, der entsteht, indem der Radiokanal mit dem Entzerrungsfilter verknüpft wird, eine Einheits-Impulsantwort, die es ermöglicht, die ursprüngliche Sende-Symbol-Folge an seinem Ausgang wiederherzustellen. Die Demodulation besteht dann einfach darin, dass empfangene Symbole nacheinander mit den möglichen verglichen werden, die bekanntermaßen gesendet wurden, und entsprechend einem vordefinierten Auswahlkriterium das wahrscheinlichste ausgewählt wird. Entscheidungs-Rückkopplungs-Entzerrungseinrichtungen und Anzapf-Verzögerungsleitungs-Entzerrungseinrichtungen (auch als linear bekannt) fallen in diese Kategorie.
  • Das zweite Entzerrungsverfahren besteht darin, einen Schätzwert für die Kanal-Impulsantwort aus dem empfangenen Signal herzuleiten (unter Verwendung bekannter Eigenschaften der gesendeten Frequenz) und dann das Modulations-Symbol-Alphabet des Empfängers zu modifizieren, um die Auswirkungen zu berücksichtigen. In diesem Fall beinhaltet die Modulation den Vergleich der gestörten empfangenen Symbol-Abtastwerte mit den (gestörten) Sende-Prototypen, die ausgebildet werden, indem die ungestörten Sende-Symbole mit der geschätzten Kanal-Impulsantwort kombiniert werden.
  • Weitgehende Vergleiche können zwischen diesem Verfahren und demjenigen gezogen werden, das zum Decodieren von Faltungs-Binärcodes verwendet wird, da beim Senden die Sende-Symbol-Folge mit der Kanal-Impulsantwort auf die gleiche Weise gefaltet wird wie ein Ursprungs-Sende-Bitstrom codiert wird, indem mit einem Codierer-Polynom gefaltet wird. In beiden Fällen macht optimale Decodierer-Leistung erforderlich, dass das Decodieren mit Verfahren zur Schätzung von Maximum-Likelihood-Folgen (maximum-likelihood sequence estimation – MLSE) durchgeführt wird, und nicht Symbol für Symbol oder Bit für Bit, wie dies bei den Entscheidungs-Rückkopplungs- und Anzapf-Verzögerungsleitung-Entzerrungseinrichtungen getan wird.
  • Obwohl die zwei Entzerrungsverfahren sich hinsichtlich ihrer Behandlung des empfangenen Signals im Einzelnen erheblich unterscheiden, sind die ihnen zugrundeliegenden Prinzipien insofern identisch, als sie von einem linearen Modell des Kanals ausgehen. Dies stellt ein erhebliches Problem für den begrenzenden Empfänger dar, der Signal-Hüllkurven (Amplituden)-Informationen ausblendet, die die Entzerrungseinrichtung mit dem schlechtesten nicht-linearen Kanal darstellen. Aus diesem Grund ist Entzerrung normalerweise mit begrenzenden Empfängern nicht möglich.
  • Dennoch besteht, betrachtet man die Vorteile des begrenzenden Empfängers für die Vielzahl von TDMA-Einsatzzwecken, eine starke Motivation, ihn für die Entzerrung kompatibel zu machen und zwar sowohl bei kohärenter als auch bei nicht-kohärenter Demodulation.
  • US-A-5,521,548 offenbart eine Phasendetektorvorrichtung, bei der ein I-Signal und ein Q-Signal hergeleitet und durch logarithmische Umwandlung komprimiert werden. Auf der Grundlage des komprimierten I- und Q-Signals wird Phasenerfassung des Eingangssignals bewirkt. Um den erforderlichen Dynamikbereich zu erreichen, ist eine Anzahl logarithmischer Umwandlungseinrichtungen vorhanden, die entsprechende Ab schnitte des Eingangsamplitudenbereiches bearbeiten. Der Eingangsamplitudenpegel wird dann verwendet, um festzustellen, welche Umwandlungseinrichtung aktiv ist.
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung schafft ein Verfahren zur Demodulierung eines phasen- und/oder amplitudenmodulierten Empfangssignals, wobei das Verfahren folgendes vorsieht:
    eine erste Folge von Proben, die für die Phase des Empfangssignals charakteristisch ist, wird dem Empfangssignal entnommen;
    eine zweite Folge von Proben, die für die Hüllkurve des Empfangssignals charakteristisch ist, wird dem Empfangssignal entnommen;
    Proben der ersten Folge von Proben werden jeweils mit Proben der zweiten Folge von Proben kombiniert, um eine zusammengesetzte Folge von Proben auszugeben, die für das Empfangsignal charakteristisch ist; und
    die zusammengesetzte Folge von Proben wird demoduliert.
  • Die vorliegende Erfindung schafft des Weiteren ein Gerät zum Empfang eines phasen- und/oder amplitudenmodulierten Signals, mit:
    Mitteln zur Entnahme einer ersten Folge von Proben aus dem Empfangssignal, welche die Phase des Empfangssignals charakterisiert;
    Mitteln zur Entnahme einer zweiten Folge von Proben aus dem Empfangssignal, welche die Hüllkurve des Empfangssignals charakterisiert; und
    Mitteln zur Kombination entsprechender Proben der ersten Folge von Proben mit denen der zweiten Folge von Proben und zum Ausgeben einer demodulierten Darstellung des Empfangssignals.
  • Dieses Verfahren schafft Vorteile, die normalerweise mit dem oben beschriebenen linearen Empfänger verbunden sind, da sowohl Phasen- als auch Amplituden-Informationen in dem Ausgang enthalten sind. Es ist jedoch notwendig, Verstärkungssteuerung usw. vorzusehen, um Umgebungen mit Schwund zu berücksichtigen, da die absolute Amplitude nicht erforderlich ist, sondern stattdessen die Änderung der Amplitude für die Erfassung verwendet wird.
  • Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht daher darin, dass eine Radioempfänger-Architektur mit einem breiten Dynamikbereich geschaffen wird, die mit den Anforderungen digitaler, kohärenter und nicht-kohärenter Demodulation und Entzerrung kompatibel ist, bei der jedoch Verstärkung mit variablem Verstärkungsfaktor in dem analogen RF-Abschnitt nicht erforderlich ist und nicht gesteuert werden muss.
  • Vorzugsweise wird die zweite Folge von Proben, die oben erwähnt ist, entnommen, indem zunächst dem Empfangssignal ein zeitkontinuierliches Signal entnommen wird, das für die aktuelle Amplitude oder Leistung des Empfangssignals charakteristisch ist, das zeitkontinuierliche Signal digitalisiert wird und die auf diese Weise gewonnenen digitalen Proben gespeichert werden, ein Bezugswert der gespeicherten Proben für eine voraus bestimmte Zeitdauer festgelegt wird und die gespeicherten digitalen Proben normiert werden, wobei der Bezugswert herangezogen wird, um die zweite Folge von Proben auszugeben.
  • Vorzugsweise ist der Bezugswert gleich der größten Amplitude oder dem Leistungswert während der vorgegebenen Zeitdauer.
  • In der ersten Ausführung der Erfindung wird die erste Folge von Proben, die oben erwähnt ist, entnommen, indem das Empfangssignal bis zum Hard-Limit verstärkt wird, das verstärkte Signal einer Phasendetektion unterzogen wird, um ein zeitkontinuierliches Signal zu erzeugen, das für die absolute Phase des Empfangssignals charakteristisch ist, und das zeitkontinuierliche Signal digitalisiert wird, um eine Folge absoluter Phasenproben des Empfangssignals als die erste Folge von Proben auszugeben.
  • In einer zweiten Ausführung der Erfindung wird die erste Folge von Proben entnommen, indem das Empfangssignal bis zum Hard-Limit verstärkt wird, das verstärkte Signal ei ner Phasendetektion unterzogen wird, um ein zeitkontinuierliches Signal zu erzeugen, das für die absolute Phase des Empfangssignals charakteristisch ist, das zeitkontinuierliche Signal digitalisiert wird, um eine Folge absoluter Phasenproben zu erzeugen, und die Folge von Proben differenzieller Phasendetektion unterzogen wird, um eine Folge von Proben, von denen jede die Phasenverschiebung zwischen Paaren von Proben der absoluten Phase kennzeichnet, die eine vorgegebene Anzahl von Digitalisierungs-Abtastperioden getrennt sind, als der ersten Folge von Proben auszugeben.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • Die vorliegende Erfindung wird aus der folgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungen, die als Beispiel dient, und unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen besser verständlich, wobei:
  • 1 die Rahmen-, Paket- und Burst-Strukturen zeigt, die von einem typischen Schnurlos-TDMA-System verwendet werden;
  • 2 ein Blockschaltbild eines herkömmlichen, nicht-kohärenten TDMA-Empfängers ist;
  • 3 ein Blockschaltbild des herkömmlichen, nicht-kohärenten TDMA-Empfängers nach 2 ist, der so eingerichtet ist, dass er Antennen-Umschalt-Diversity innerhalb des Präambelfeldes des Bursts durchführt;
  • 4 ein Blockschaltbild eines herkömmlichen kohärenten TDMA-Schnurlosempfängers ist, der eine begrenzende Architektur und einen digitalen Demodulator einsetzt;
  • 5 ein Blockschaltbild des Empfängers gemäß 4 ist, der so eingerichtet ist, dass er Antennen-Umschalt-Diversity innerhalb des Präambel-Abschnitts des empfangenen TDMA-Bursts durchführt;
  • 6 ein Blockschaltbild eines nicht-kohärenten TDMA-Empfängers gemäß der ersten Ausführung der vorliegenden Erfindung ist;
  • 7 ein Blockschaltbild eines kohärenten begrenzenden TDMA-Schnurlosempfängers gemäß der zweiten Ausführung der vorliegenden Erfindung ist;
  • 8 ein Signalflussdiagramm des bevorzugten Algorithmus zum Durchführen von differenzieller Phasendetektion an einem digitalen Prozessor in der ersten Ausführung der Erfindung ist;
  • 9 ein Signalflussdiagramm ist, das die bevorzugten Verfahren zum Normalisieren des digitalisierten Amplitudensignals und zum Kombinieren des normalisierten Amplitudensignals mit dem digitalisierten Phasensignal zum Ausbilden des abschließenden digitalen Signals in der zweiten Ausführung der vorliegenden Erfindung ist.
  • Ausführliche Beschreibung bevorzugter Ausführungen
  • Die folgende Beschreibung beschreibt Empfänger-Architekturen zum Einsatz im Zeitvielfach-Zugriff (Time-Division Multiple Access – TDMA) und damit verwandten digitalen Radioverfahren, die die Hauptvorteile der herkömmlichen begrenzenden und linearen Empfänger-Architekturen kombinieren, um Umschalt-Antennen-Diversity und Mehrweg-Entzerrung zu ermöglichen, ohne dass Empfänger-Verstärkungssteuerung erforderlich ist.
  • Bei den bevorzugten Ausführungen wird das (TDMA)-Radiofrequenzsignal durch den analogen Abschnitt des Radioempfängers in zwei Komponenten geteilt, eine Komponente, die die aktuelle Phase des Signals charakterisiert, und die zweite Komponente, die die aktuelle Amplitude des Signals charakterisiert. In einer Ausführung wird die absolute Phasenkomponente (mit konstanter Hüllenkurve) von einem Analog-Digital-Wandler (ADC) digitalisiert und dann digital verarbeitet, um eine Folge von Phasendifferenz-Proben auszubilden. In einer anderen Ausführung wird die (Konstant-Hüllkurven)-Phasenkomponente durch einen ADC digitalisiert, um eine Folge absoluter Phasenproben zu erzeugen.
  • In beiden Ausführungen ist ein paralleler Weg vorhanden, auf dem die Amplitudenkomponente des Signals durch einen weiteren synchronisierten ADC digitalisiert wird, digital verarbeitet wird, um eine Folge von Hüllkurven-Koeffizienten zu gewinnen, und dies wird dann mit entsprechenden (Zeit-) Proben in der Phasenfolge kombiniert, um eine einzelne, zusammengesetzte Folge auszubilden, die sowohl die Phasen- als auch die Amplitudenänderungen des empfangenen Radiofrequenzsignals charakterisiert. Diese zusammengesetzte Folge wird dann von einem digitalen Demodulator verarbeitet, um die gesendeten Daten wiederzugewinnen. Das Halten der Amplitudeninformationen ermöglicht es, Entzerrung usw. in dem Demodulator sowohl bei der kohärenten als auch bei der nicht-kohärenten Anordnung durchzuführen.
  • Damit die vorliegende Erfindung vollkommen verständlich wird, werden im Folgenden einige Aspekte herkömmlicher Vorrichtungen unter Bezugnahme auf einige der Zeichnungen beschrieben.
  • Bei bekannten Anordnungen, bei denen Umschalt-Antennen-Diversity-Verfahren eingesetzt werden, ist der Empfänger mit einem Paar Antennen versehen, die (räumlich) um einige Wellenlängen des Radiofrequenz-Trägers voneinander getrennt sind. Die Trennung der Antennen wird so gewählt, dass die statistische Abhängigkeit (Korrelation) zwischen Signalen, die an den Antennen ankommen, auf ein Minimum verringert wird, so dass eine geringe Wahrscheinlichkeit besteht, dass sich beide Antennen gleichzeitig in einem Beugungsschwund befinden. Der Empfänger ist dann so ausgeführt, dass er jeweils die Antenne auswählt, die die höchste Signalstärke oder die höchste Signalqualität aufweist.
  • Bei Punkt-zu-Punkt- (stationären) Systemen und Systemen mit niedriger Geschwindigkeit, kann das Verfahren, das in dem Empfänger eingesetzt wird, um die beste Antenne auszuwählen, häufig "retrospektiv" sein, wobei Informationen verwendet werden, die in vorangegangenen Zeitschlitzen gewonnen wurden, um die beste Antenne für einen zukünftigen Zeitschlitz zu bestimmen. Diese Verfahren sind in Situationen, in denen sich der Kanal von einem TDMA-Rahmen zum nächsten erheblich unterscheidet, von begrenztem Wert. In diesen Situationen und da, wo es das TDMA-Protokoll erlaubt, kann verbesserte Leistung mit einer lediglich geringeren Komplexität des Empfängers erreicht werden, indem "unterbrechende" (preemptive) Verfahren eingesetzt werden, die die re lative Empfangsqualität an den zwei Antennen unmittelbar vor der Burst-Nutzinformation ermitteln. Als Beispiel ist die vereinfachte TDMA-Paketstruktur zu betrachten, die in
  • 1 dargestellt ist.
  • Das Paket umfasst eine kleine Anzahl von Feldern mit fester Länge:
  • Anstiegs-Feld
  • Wenige Symbole, die es dem Sendegerät erlauben, seinen eigenen Leistungsverstärker allmählich anzuschalten – erforderlich, um die Erzeugung von Störung außerhalb des beabsichtigten TDMA-RF-Kanals zu begrenzen;
  • Präambel-Folge
  • Eine Folge von Symbolen, die Eigenschaften hat, die speziell ausgewählt werden, um einfache und schnelle Symbol-Synchronisation des TDMA-Zeitbezugs zu ermöglichen, der von dem Empfangsgerät verwendet wird;
  • Synchronisations-Wort
  • Eine Folge von Symbolen, die Eigenschaften hat, die speziell ausgewählt werden, um einfache und schnelle Paket(Schlitz)-Synchronisation des TDMA-Zeitbezugs zu ermöglichen, der von dem Empfangsgerät verwendet wird, und den Anfang der Benutzerdaten (Nutzinformationen) zu markieren;
  • Nutzinformationen
  • Ein Paket von Nutzerdaten, die mit dazugehörigen Signal- und Fehlerüberwachungs-Daten teilmultiplexiert sind, die von höheren Schichten des TDMA-Protokolls gefordert werden.
  • Abfall-Feld
  • Wenige Symbole, die dazu dienen, einem Benutzer zu gestatten, seinen Leistungsverstärker allmählich abzuschalten – erforderlich, um die Erzeugung von Störung außerhalb des beabsichtigten TDMF-RF-Kanals zu beschränken.
  • Bei dem herkömmlichen nicht-kohärenten digitalen Empfängersystem, das in 2 dargestellt ist, wird die Empfangsschaltung unmittelbar vor dem ausgewählten Empfangs-Zeitschlitz aktiviert. Der nicht-kohärente (Phasendifferenz)-Detektor 9, der am Ausgang des ADC 8 arbeitet, erzeugt eine Basisbandsignal-Darstellung der Modulations-Symbolfolge, die Phasenregelkreis 12 und Demodulator 10 zugeführt wird. Der Phasenregelkreis ist in der Lage, einen Symbol-Takt aus der eingehenden Präambel-Folge wiederzugewinnen, und dieser Takt wird dann verwendet, um die Übertragung demodulierter Symbole von dem Demodulator zu der stromab liegenden Symbol-Verarbeitungs-Hardware zu synchronisieren. Demodulierte Symbole (Bits) werden zunächst an Sync-Korrelator 11 angelegt, der die Position des Sync-Wortes in dem Empfangs-Datenstrom bestimmt und Erfassungs-Ereignisse verwendet, um die Verarbeitung und Erfassung demodulierter Daten aus den Burst-Nutzinformationen zu synchronisieren. Bei diesem herkömmlichen System ist der Empfänger an einer einzelnen Antenne 1 angebracht, und RF-Signalstärke-Informationen, die von dem Signalstärke-Detektor 13 hergeleitet werden, werden von den höheren Schichten des TDMA-Protokolls zur Bewertung der Verbindungsqualität und Kanalauswahl verwendet, spielen jedoch bei dem Burst-Demodulationsprozess an sich keine Rolle. Dementsprechend muss die Ansprechzeit der Schaltungen, die mit der Empfangssignalstärke-Anzeige (received signal strength indication – RSSI) verbunden sind, nicht besonders kurz sein, und sie sind im Allgemeinen so ausgelegt, dass sie ein Langzeit(Burst)-Maß der Empfangsleistung schaffen.
  • Im Unterschied dazu werden bei dem verbesserten Empfängersystem, das in 3 dargestellt ist, ein Paar Antennen, schnell ansprechende RSSI und eine erheblich veränderte Synchronisationsstrategie eingesetzt, um unterbrechende Auswahl-Diversity auf die beschriebene Weise zu ermöglichen. Das Radiofrequenz-TDMA-Signal wird, wie unter Bezugnahme auf 10 zu sehen ist, von Antennen 1 und 16 empfangen, die mit dem analogen Abschnitt des Empfängers über Schalter 201 verbunden sind. Die Signalstärke von jeder Antenne wird abwechselnd während zweier kurzer RSSI-Analyse-Fenster ab getastet, die sich in der Burst-Präambel befinden. Am Ende des letzteren der zwei Fenster wird ein Signalstärke-Vergleich durch den Diversity-Verarbeitungsblock 19 durchgeführt, und die Antenne, die die höchste Signalstärke aufweist, wird für den Empfang des Sync-Wortes und des restlichen TDMA-Burst ausgewählt. Um den Anteil der Präambel, der für die Antennenbewertung zur Verfügung steht, auf ein Maximum zu erhöhen, ohne die Leistung der Symbol-Zeitablauf-Wiedergewinnung zu beeinträchtigen, wird das empfangene Sync-Wort sowohl für Schlitz- als auch für Symbol-Synchronisation verwendet, und die Ansprechzeit der RSSI-Schaltung wird so ausgelegt, dass sie schnell genug ist, um innerhalb weniger Präambel-Symbole von einer Antenne zur anderen umzuschalten und zur Ruhe zu kommen.
  • Ein wichtiger Unterschied zwischen den Sync-Korrelatoren 11 und 20 in 2 bzw. 3 besteht darin, dass in ersterem die Korrelation an einer Bit-Ebenen-Darstellung der demodulierten Sync-Wörter durchgeführt wird, während in letzteren, aufgrund der Notwendigkeit, Zeitablauf-Wiedergewinnung und Sync-Wort-Erfassung zusammen auszuführen, die Korrelation vor Demodulation an einer Phasendifferenz-Darstellung des empfangenen Signals durchgeführt wird.
  • Bei diesen herkömmlichen Empfängern schafft RSSI ein Burst-zu-Burst-Maß der Signalstärke. In dem Diversity-Empfänger in 3 war die Ansprechzeit der RSSI kürzer als in 2, um schnelles Umschalten zwischen Signalen von zwei unabhängigen Antennen und Bewertung der Signalstärke innerhalb kurzer Fenster zu ermöglichen, die sich in der Burst-Präambel-Folge befinden.
  • Bekannte kohärente Empfänger, die den in 2 und 3 dargestellten nicht-kohärenten Systemen entsprechen, sind in 4 und 5 dargestellt und werden im Folgenden ausführlich beschrieben.
  • Bei dem herkömmlichen digitalen Empfängersystem, das in 4 dargestellt ist, wird die Empfangsschaltung unmittelbar vor dem ausgewählten TDMA-Empfangs-Zeitschlitz aktiviert. Das Radiofrequenzsignal wird durch die Wirkung von Schaltungs- und Filterblöcken a2, a3, a4 und a5 isoliert, verstärkt und abwärtsgewandelt. Der Verstärkungsfaktor der Zwischen-Verstärkerkette a6 ist so eingestellt, dass beim Empfang eines auf geeignete Weise modulierten Signals auf jedem beliebigen Pegel innerhalb des Dyna mikbereiches des Radioempfängers der Ausgang zur Sättigung gebracht (hart begrenzt) wird und seine Amplitudenänderungen ausgeblendet werden. Dementsprechend nähert sich am Ausgang von Verstärkerkette a6 das Signal einer Rechteckwelle mit variablem Arbeitszyklus (duty cycle), deren absolute Phase implizit durch die Zeitabläufe ihrer Hoch-Niedrig- und Niedrig-Hoch-Übergänge definiert wird. Interpolationsfilter a7 führt eine Zeit-Spannungs-Wandlung von an seinen Eingang angelegten Übergängen aus und erzeugt so die kontinuierliche Phasen-/Zeit-Kennlinie des abwärtsgewandelten Radiofrequenz-TDMA-Signals wieder, das am Eingang von Verstärkerkette a6 empfangen wird.
  • Nach der Digitalisierung durch Analog-Digital-Wandler (ADC) a8 wird das Signal einem Symbol-Zeitablauf-Wiedergewinnungsblock a11 und einem Demodulator a9 zugeführt.
  • Der Symbol-Zeitablauf-Wiedergewinnungsblock ist in der Lage, einen Symbol-Takt aus der eingehenden Präambel-Folge wiederzugewinnen, und dieser Takt kann dann verwendet werden, um die Übertragung demodulierter Symbole von dem Demodulator zu der stromab liegenden Symbol-Verarbeitungs-Hardware zu synchronisieren.
  • Demodulierte Symbole (Bits) werden zunächst an Sync-Korrelator a10 angelegt, der die Position des Sync-Wortes in dem Empfangs-Datenstrom bestimmt und Erfassungsereignisse verwendet, um die Verarbeitung und Erfassung demodulierter Daten aus den Burst-Nutzinformationen zu synchronisieren.
  • Bei diesem herkömmlichen System ist der Empfänger an einer einzelnen Antenne a1 angebracht, und HF-Signalstärke-Informationen, die durch den Signalstärke-Detektor a12 hergeleitet werden, werden von den höheren Schichten des TDMA-Protokolls zur Verwendungsqualität-Einschätzung und Kanalauswahl verwendet, spielen jedoch bei dem Burst-Demodulationsprozess an sich keine Rolle. Dementsprechend muss die Ansprechzeit der Schaltungen, die mit der Empfangssignalstärke-Anzeige (received signal strength indication – RSSI) verbunden sind, nicht besonders kurz sein, und sie sind im Allgemeinen so ausgelegt, dass sie ein Langzeit-(Burst)-Maß der Empfangsleistung schaffen.
  • Im Unterschied dazu werden bei dem verbesserten Empfängersystem, das in 5 dargestellt ist, ein Paar Antennen, schnell ansprechende RSSI und eine erheblich veränderte Synchronisationsstrategie eingesetzt, um unterbrechende Auswahl-Diversity auf die bereits beschriebene Weise zu ermöglichen. Das Radiofrequenz-TDMA-Signal wird, wie unter Bezugnahme auf 3 zu sehen ist, nunmehr von zwei Antennen (b1, b2) empfangen, die mit dem analogen Abschnitt des Empfängers über Schalter b3 verbunden sind. Die Signalstärke von jeder Antenne wird abwechselnd während zweier kurzer RSSI-Analyse-Fenster abgetastet, die durch die Zeitablauf-Wiedergewinnungs- und Synchronisationsschaltungen des Empfängers so angeordnet sind, dass sie sich im Präambel-Abschnitt des empfangenen Schlitzes befinden. Am Ende des letzteren der zwei Fenster wird ein Signalstärke-Vergleich durch den Diversity-Verarbeitungsblock b15 durchgeführt, und die Antenne, die die höchste Signalstärke aufweist, wird für den Empfang des Sync-Wortes und des restlichen TDMA-Bursts ausgewählt. Um den Anteil der Präambel, der für die Antennen-Bewertung zur Verfügung steht, auf ein Maximum zu erhöhen, ohne die Leistung der Symbol-Zeitablauf-Wiedergewinnung zu beeinträchtigen, wird das empfangene Sync-Wort sowohl für Schlitz- als auch Symbol-Synchronisation im Korrelator b12 verwendet, und die Ansprechzeit der RSSI-Schaltung wird so ausgelegt, dass sie schnell genug ist, um innerhalb weniger Präambel-Symbole von einer Antenne zur anderen umzuschalten und zur Ruhe zu kommen.
  • Ein wichtiger Unterschied zwischen den Sync-Korrelatoren a11 und b12 in 2 bzw. 3 besteht darin, dass in ersterem die Korrelation am Ausgang des Demodulators an einer Bit-Ebenen-Darstellung des demodulierten Sync-Wortes durchgeführt wird, während in letzterem, aufgrund der Notwendigkeit, Zeitablauf-Wiedergewinnung und Sync-Wort-Erfassung zusammen auszuführen, die Korrelation am Eingang in den Demodulator an dem digitalisierten Phasensignal selbst durchgeführt wird.
  • Bei beiden obenstehenden Empfängern schafft RSSI ein Burst-zu-Burst-Maß der Signalstärke. In dem Diversity-Empfänger in 3 jedoch muss die Ansprechzeit der RSSI kürzer sein als bei dem Grundempfänger in 2, um schnelles Umschalten zwischen Signalen von zwei unabhängigen Antennen und Bewertung der Signalstärke innerhalb kurzer Fenster zu ermöglichen, die sich in der Burst-Präambel-Folge befinden. In beiden Fällen blendet der begrenzende Empfänger Amplitudenänderungen aus dem digitalisier ten Signal aus, und dies verhindert, dass der Demodulator die Auswirkungen von Zwischensymbol-Störung unter Verwendung bekannter Entzerrungsverfahren verringert.
  • In der vorliegenden Erfindung wird die RSSI-Ansprechzeit entsprechend der Radiokanal-Bandbreite noch mehr verkürzt, so dass es möglich ist, ein Signalverarbeitungsverfahren zu entwickeln, bei dem die Signalphasen-Informationen, die durch den normalen Begrenzungs-Signalweg bereitgestellt werden, mit Signalamplituden-Informationen verbessert werden, die von dem RSSI-Signalweg hergeleitet werden, um ein einzelnes Verbundsignal mit Eigenschaften auszubilden, die denen gleichen, die am Ausgang eines linearen Empfängers vorhanden sind, so dass es zur Entzerrung geeignet ist.
  • 6 zeigt einen Empfänger gemäß der ersten Ausführung der vorliegenden Erfindung. Die herausragenden Merkmale dieser neuen Architektur werden im Folgenden ausführlich beschrieben.
  • Ein Radiofrequenz-TDMA-Signal wird von Antenne 1 empfangen, die mit der Kette von Filtern 2/5/7, Verstärkern 3/6 und Abwärtswandelstufen 4 verbunden ist, die den analogen Abschnitt des Empfängers bilden und die den gleich nummerierten Teilen in 2 und 3 entsprechen. Der Verstärkungsfaktor von Verstärkungskette 6 ist so eingestellt, dass beim Empfang eines auf geeignete Weise modulierten Signals auf einem beliebigen Pegel innerhalb des Dynamikbereiches des Radioempfängers der Ausgang zu Sättigung gebracht (hart begrenzt) wird und seine Amplitudenänderungen ausgeblendet werden. Dementsprechend nähert sich am Ausgang von Verstärker 6 das Signal einer Rechteckwelle mit variablem Arbeitszyklus, dessen absolute Phase implizit durch die Zeitabläufe seiner Hoch-Niedrig- und Niedrig-Hoch-Übergänge definiert wird. Interpolationsfilter 7 führt Zeit-Spannungs-Wandlung von an seinen Eingang angelegten Übergängen durch, und erzeugt so die kontinuierliche Phasen-/Zeit-Kennlinie des abwärtsgewandelten Radiofrequenz-TDMA-Signals, das am Eingang in Verstärkerkette 6 empfangen wird. Um Bezüge auf die verschiedenen Signale und digitalen Proben-Folgen in dem Text zu vereinfachen, wird dieses Signal als das "absolute Phasensignal" bezeichnet, und andere Signalnamen werden in geeigneter Weise vergeben.
  • Ein Signal, das die Empfangssignalstärke charakterisiert, wird ebenfalls von Schaltungen bezogen, die mit der Begrenzungs-Verstärkerkette 6 verbunden sind. Bei bekannten Empfängersystemen hat dieses "Amplitudensignal" normalerweise eine logarithmische Beziehung zu dem angelegten Eingangssignalpegel, wobei dieses Merkmal, das, obwohl es für den vorliegenden Zweck nicht ausschlaggebend ist, genutzt werden kann, um den Dynamikbereich zu verringern, der für folgende Schaltungsblöcke erforderlich ist, und vor allem für den Analog-Digital-Wandler (ADC) 14, der für die Digitalisierung verwendet wird.
  • Die ADC 8 und 14 digitalisieren das absolute Phasen- bzw. das Amplitudensignal, um entsprechende Folgen digitaler absoluter Phasen und Amplituden auszubilden. Die Abtasttakte der ADC werden von einem gemeinsamen Zeitbezug synchronisiert, obwohl sie nicht notwendigerweise bei einer gemeinsamen Abtastfrequenz oder -phase arbeiten müssen.
  • Proben aus der absoluten Phasenfolge werden durch Phasendifferenzdetektor 9 numerisch verarbeitet, um eine "differenzielle Phasenfolge" auszubilden. Die differenzielle Phasenfolge charakterisiert die Phasenverschiebung zwischen benachbarten Proben in der absoluten Phasenfolge oder zwischen Proben, die um mehr als eine Digitalisierungs-Abtastperiode getrennt sind. Ein Algorithmus zum Berechnen einer komplexen differenziellen Phasenfolge aus der ursprünglichen absoluten Phasenfolge ist mit dem Signalflussdiagramm in 8 dargestellt. Es liegt auf der Hand, dass verschiedene andere Verfahren zum Herleiten der ersteren aus letzterer vorhanden sind, und dass alle diese Verfahren innerhalb des Schutzumfangs der vorliegenden Erfindung verwendet werden können.
  • Die Hüllkurven-Extrahiereinrichtung 22 verarbeitet die Proben von der Amplitudenfolge numerisch, um eine neue Folge von im Folgenden als "Hüllkurven-Koeffizienten" bezeichneten Größen herzuleiten. Dies wird weiter unten ausführlich beschrieben, nachdem ein Überblick über die zweite Ausführung gegeben wurde.
  • 7 zeigt einen Empfänger gemäß der zweiten Ausführung der vorliegenden Erfindung. Die herausragenden Merkmale dieser neuen Architektur werden im Folgenden ausführlich beschrieben.
  • Der analoge Abschnitt des Empfängers ähnelt dem bereits beschriebenen in 3. Der Begrenzungs-Verstärkerblock c8 erzeugt eine "Phasen"-Signalkomponente mit konstanter Hüllkurve am Ausgang von Interpolationsfilter c9 zusammen mit einer "Amplituden"-Signalkomponente am Ausgang des Signalstärken-Detektors c15, der eine Ansprechzeit entsprechend der Kanal-Bandbreite hat, um so zu ermöglichen, dass Symbol-Raten-Änderungen in der Empfangssignalamplitude gefolgt wird. Bei bekannten Empfängersystemen, wie sie in 2 und 3 dargestellt sind, hat dieses Amplituden-Signal eine logarithmisches Verhältnis zu dem angelegten Eingangssignalpegel, wobei dieses Merkmal, obwohl es für den vorliegenden Zweck nicht ausschlaggebend ist, genutzt werden kann, um den Dynamikbereich und damit die Komplexität und den Energieverbrauch zu verringern, die für anschließende Schaltungsblöcke benötigt werden, d. h. vor allem der ADC c16, die zur Digitalisierung dient.
  • ADC c10 und c16 digitalisieren die Phasen- und Amplitudensignale jeweils, um entsprechende Folgen von Phasen- und Amplitudenproben auszubilden. Die Abtasttakte der ADC werden von einem gemeinsamen Zeitbezug ausgehend synchronisiert, obwohl sie nicht unbedingt bei einer gemeinsamen Abtastfrequenz oder -phase arbeiten müssen.
  • In einer alternativen Ausführung kann Abweichung des "Phasen"-Signals erreicht werden, indem einer oder mehrere Kaskadenverstärker, ein Quadratur-Abwärtsmischungs-Schaltkreis sowie Analogfilter bereitgestellt werden, so dass das "Phasen"-Signal als ein komplexes Basisbandsignal mit zwei Komponenten erzeugt wird, die vorzugsweise orthogonal sind und anschließend separat digitalisiert werden.
  • Der gemeinsame Zweck der Prozesse der Hüllkurven-Extrahiereinrichtung 22, c13 sowie der anschließenden Hüllkurven-Modulationseinrichtung 21 bzw. Hüllkurven-Einfügeeinrichtung c11 und der Hauptaspekt der vorliegenden Erfindung bestehen, vereinfacht gesagt, darin, die Amplitudenänderungen an der Phasenfolge (entweder differenzielle oder absolute Phase) zu integrieren, die vorhanden wären, wenn das empfangene Radiofrequenz-TDMA-Signal am Ausgang eines linearen Empfänger digitalisiert worden wäre und seine Amplituden-Informationen intakt wären und der Verstärkungsfaktor des Empfängers so eingestellt wäre, dass der gesamte zur Verfügung stehende Dynamikbereich des ADC genutzt wird.
  • Die Hüllkurven-Extrahiereinrichtung 22, c13 verarbeitet die Proben von der Amplitudenfolge numerisch, um eine neue Folge von im Folgenden als Hüllkurven-Koeffizienten bezeichneten Größen herzuleiten. Wenigsten ein derartiger Hüllkurven-Koeffizient wird für jede Probe in der digitalisierten Phasenfolge erzeugt und die Ablaufsteuerung der ADC sowie die folgende numerische Verarbeitung werden so organisiert, dass die Zeitentsprechung zwischen Phasen- und Amplitudensignal am Eingang des begrenzenden Verstärkers vor dem Wiederzusammensetzen wiederhergestellt wird. Die analoge Verzögerungsstufe 23, c18 ist integriert, um differenzielle Signalwegverzögerungen auszugleichen, die mit anderen Mitteln nicht beseitigt werden können.
  • Die Verarbeitung, die von der Hüllkurven-Extrahiereinrichtung durchgeführt wird, hängt von der Beziehung zwischen dem Amplitudensignal und der augenblicklichen Stärke des empfangenen Radiofrequenz-TDMA-Signals ab. Zu veranschaulichenden Zwecken beschäftigt sich die folgende Beschreibung mit dem üblichen Fall eines logarithmischen Leistungsdetektors und leitet die mathematischen Beziehungen her, die der numerischen Verarbeitung zugrunde liegen, die von der Hüllkurven-Extrahiereinrichtung und der Hüllkurven-Modulationseinrichtung oder Einfügeeinrichtung ausgeführt werden.
  • Ein Großteil der mathematischen Schritte entspricht den Vorgängen der ersten und der zweiten Ausführung, und dies wird zunächst im Folgenden beschrieben, wobei anschließend deutlich gemacht wird, wenn mathematische Schritte erläutert werden, die sich speziell auf die zwei Ausführungen beziehen.
  • Proben des empfangenen Radiofrequenz-TDMA-Signals können durch den folgenden Ausdruck in polarem Format dargestellt werden:
    Figure 00220001
    wobei xn eine beliebige Signalprobe ist und rn sowie ihre Amplituden- bzw. Phasenkomponente sind.
  • Nach harter Begrenzung hält die absolute Phasenfolge nur die ursprünglichen Phaseninformationen, so dass eine Reihe von Proben mit konstanter Hüllkurve entsteht:
    Figure 00230001
    wobei die Konstante kφ jeden Verstärkungsfehler berücksichtigt, durch den die Amplitude der konstanten Phasenvektoren ϕn von dem idealen Einheitswert abweichen kann.
  • Es wird, wie bereits erwähnt, davon ausgegangen, dass der Signalstärkendetektor ein Amplitudensignal mit einer logarithmischen Beziehung erzeugt, von dem Proben an durch den folgenden Ausdruck beschrieben werden können: an = kaxlog10(rn) + ca (3)wobei ka und ca verwendet werden, um einen beliebigen Skalenfaktor bzw. DC-Offset-Ausdrücke zu kennzeichnen, und wobei ein dezimaler Logarithmus zur Übereinstimmung mit der üblichen Praxis, Leistungsdetektoren in Dezibel zu kalibrieren, angenommen wird.
  • Für viele digitale Signalverarbeitungsverfahren mit begrenzter Genauigkeit ist es sowohl notwendig als auch nützlich, die Spitzenauswanderung von Variabeln zu begrenzen, um sicherzustellen, dass sie den Maximalwert, der durch ein einzelnes Binärwort (ganze Zahl) dargestellt werden kann, nicht übersteigen. Dies wird im Allgemeinen durch Normalisierung in Bezug auf den Spitzenwert der betreffenden Variablen erreicht. Bei der vorliegenden Erfindung werden das diskontinuierliche Verhalten des empfangenen (TDMA)-Signals und das Vorhandensein einer Präambel sowie eines Sync-Worts vor den Burst-Nutzinformationen ausgenutzt, um ein derartiges Normalisierungsverfahren an dem Amplitudensignal vor der Demodulierung der Nutzinformationsdaten durchzuführen.
  • Durch die logarithmische Darstellung des Amplitudensignals wird Normalisierung durch einfache Subtraktion wie folgt erreicht: An(norm) = an – apk = ka(log10(rn/rpk)) (4)
  • Dabei ist apk die Probe der Amplitudenfolge entsprechend der Empfangssignal-Spitzen-Amplitude rpk, die über ein bestimmtes Segment des TDMA-Burst auftritt und an(norm) ist der normalisierte Wert einer beliebigen Amplitudenprobe an. Es ist anzumerken, dass nach (4) entsprechend der Maximalwert von an(norm) Null beträgt, wobei alle anderen Werte negativ sind.
  • In der bevorzugten Ausführung der Hüllkurven-Extrahiereinrichtung und -Einfügeeinrichtung in der zweiten Ausführung, die in 9 dargestellt ist, wird das relevante Signalelement in einem ersten FIFO-Puffer d4 gespeichert, der entweder mit einem Kreispuffer oder einem Schieberegister umgesetzt ist. Ein zweiter derartiger Puffer d6 ist zum Speichern entsprechender Phasenproben erforderlich, die während des gleichen Signalsegments empfangen werden.
  • Die Dauer des Signalsegments, das für die Spitzenwertertassung verwendet wird, bestimmt die Verzögerung durch den Empfänger (RF-Eingang bis Daten-Ausgang), die für die Amplituden- und Phasenproben benötigte Speichermenge sowie die Genauigkeit des Hüllkurven-Einfügeschritts, der beschrieben wird. Das Vorhandensein von Präambel- und Sync-Wort-Feldern an dem TDMA-Burst bietet in dieser Hinsicht zwei Optionen.
  • Die erste Option besteht darin, die Spitze über den gesamten Burst zu erfassen. Dies bedeutet die Speicherung von Amplituden- und Phasenproben eines kompletten Burst in den FIFO-Puffern und eine Decodierverzögerung von wenigstens einem Burst.
  • 9 stellt die zweite Option dar, bei der das Vorhandensein der Präambel und des Sync-Wortes genutzt wird, um die Verzögerungs- und Speicheranforderungen wie folgt zu verringern: Spitzen-Detektor d2 kann während des Sync-Wort-Segmentes des empfangenen Signals arbeiten, das aufgrund der Beliebigkeit der Sequenz ausreicht, um einen genauen Schätzwert des Spitzenwertes über den Burst als Ganzes zu schaffen. Der Detektor wird vor dem Sync-Wort-Fenster in dem empfangenen Zeitschlitz zurückgesetzt, und sein Wert wird am Ende des Sync-Wort-Fensters gehalten. Anschließend empfangene Amplitudenproben werden in Bezug auf die gehaltene Spitze normalisiert, und zwar unabhängig davon, ob sie den Spitzenwert übersteigen oder nicht. Werte von an, die nach dem Ende des Sync-Worts empfangen werden, und die apk übersteigen, werden ausgeblendet, so dass sich nach der Normalisierung Null ergibt.
  • Die Umstellung von Gleichung (4), um äquivalente (lineare) normalisierte Amplitude rn(norm) hinsichtlich der (logarithmischen) normalisierten Amplitudenprobe an zu erhalten, ergibt:
  • Figure 00250001
  • In 9 wird diese Umwandlung von logarithmisch zu linear mittels Verweistabelle d5 ausgeführt. Die Reihe von Werten rn(norm) sind die Hüllkurven-Koeffizienten, die bei der Hüllkurven-Einfügung verwendet werden.
  • Unter weiterer Bezugnahme auf 9 und unter Vernachlässigung der Abwärtswandlungsstufe, die lediglich dazu dient, die reale digitale Darstellung des Phasensignals in eine komplexe Vektorform umzuwandeln (wobei jede Probe orthogonale Komponenten hat), die für numerische Verarbeitung besser geeignet ist, kann die Hüllkurven-Einfügung mathematisch durch den folgenden Ausdruck beschrieben werden: ψn = rn(norm)xϕn (6)wobei ψn die Phasenfolge mit konstanter Hüllkurve aus (2) ist und ϕn ausreichend Informationen über die Phasen- und Amplitudenänderungen des empfangenen Signals enthält, um Entzerrung in der Demodulationsstufe d7 zu ermöglichen.
  • Unter erneuter Bezugnahme auf die erste Ausführung wird daran erinnert, dass die gewünschte normalisierte Signalamplitude rn(norm) hinsichtlich der normalisierten Amplitudenprobe an(norm) ist:
  • Figure 00250002
  • Unter Bezugnahme auf die erste Ausführung der Erfindung ist das bevorzugte Verfahren für Differenzerfassung in 8 dargestellt und unter Vernachlässigung der Abwärtswandlungsstufe, die nur dazu dient, die reale digitale Darstellung des absoluten Phasen-Signals in eine komplexe Vektorform umzuwandeln (wobei jede Probe eine reale und eine imaginäre Vektorkomponente hat), die für numerische Verarbeitung besser geeignet ist, kann der differenzielle Phasenerfassungs-Prozess mathematisch mit dem folgenden Ausdruck beschrieben werden:
    Figure 00260001
    wobei φn ein beliebiger differenzieller Phasenvektor ist und das Symbol τ verwendet worden ist, um eine feste Zeitverzögerung zu kennzeichnen. In der bevorzugten Ausführung ist diese Verzögerung äquivalent zu einer oder mehreren Modulations-Symbol-Perioden und wird mit einer Kette von Speicherelementen eingesetzt, die als Verzögerungsleitung konfiguriert sind.
  • Die Wirkung des hart begrenzenden Verstärkers vor der Digitalisierung beseitigt, wie bereits beschrieben, Änderungen des absoluten Phasensignals, und dementsprechend kann der Betrag sowohl der aktuellen als auch der verzögerten Proben in dem vorangehenden Ausdruck als konstant betrachtet werden. Der Ausgang des Differenzialdetektors muss daher wie folgt dargestellt werden:
    Figure 00260002
    wobei die Konstante kφ jeglichen Verstärkungsfehler berücksichtigt, durch den der Betrag der komplexen absoluten Phasenvektoren ϕn von Einheit abweicht. Die Folge φn von differenziellen Phasenvektoren bildet einen Eingang in die Hüllkurven-Modulator 21.
  • Bei der Beschreibung der zweiten Eingabe-Folge und der Funktion der Hüllkurven-Extrahiereinrichtung 22 selbst ist es angezeigt, den Effekt zu berücksichtigen, den der Differenz-Detektor auf die Amplitudenkomponenten einer Folge ansonsten linearer absoluter Phasenvektoren hätte. Zu Gleichung (7) und (8) zurückkehrend ist zu sehen, dass die allgemeine Beziehung, die die differenziellen Phasenvektoren zu den absoluten Phasenvektoren haben, die folgende Form hat:
  • Figure 00260003
  • Es ist zu sehen, dass die Folge von Proben, die mit (9) beschrieben wird, aus der mit (8) beschriebenen erzeugt werden kann, indem mit einer Reihe von Hüllkurven-Koeffizienten moduliert wird, die aus dem Produkt der einzelnen Signalamplituden-Ausdrücke ausgebildet werden. Die Funktion der Hüllkurven-Extrahiereinrichtung besteht daher darin, geeignete Hüllkurven-Koeffizienten en aus der Folge normalisierter Amplitudenproben rn(norm) herzuleiten, wobei sich aus (9) und (5) ergibt:
  • Figure 00270001
  • Dementsprechend kombiniert die Hüllkurven-Modulationseinrichtung 21 die hergeleiteten Hüllkurven-Koeffizienten en von der Hüllkurven-Extrahiereinrichtung 22 und (zeitlich) entsprechende Differenz-Phasenvektoren φn von dem differenzielle Phasen-Detektor 9, um eine neue Folge ψn auszubilden, die die Amplituden- und Phasenänderungen des empfangenen Radiofrequenz-TDMA-Signals charakterisieren: ψn = enn 11
  • Diese Folge kann aufgrund der Wirkung des Differenz-Phasen-Detektors nicht als eine lineare Darstellung des empfangenen Radiofrequenz-TDMA-Signals betrachtet werden, sondern enthält wiederum ausreichend Amplituden- und Phasen-Informationen, um es einem folgenden nicht kohärenten Demodulator/Entzerrer zu ermöglichen, Intersymbolstörung zu verringern, die durch einen Mehrweg-Kanal verursacht wird.

Claims (19)

  1. Verfahren zur Demodulierung eines phasen- und/oder amplitudenmodulierten Empfangssignals, wobei das Verfahren Folgendes vorsieht: Eine erste Folge von Proben, die für die Phase des Empfangssignals charakteristisch ist, wird dem Empfangssignal entnommen; eine zweite Folge von Proben, die für die Hüllkurve des Empfangssignals charakteristisch ist, wird dem Empfangssignal entnommen; Proben der ersten Folge von Proben werden jeweils mit Proben der zweiten Folge von Proben kombiniert, um eine zusammengesetzte Folge von Proben auszugeben, die für das Empfangssignal charakteristisch ist; und die zusammengesetzte Folge von Proben wird demoduliert.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, in dem die zweite Folge von Proben einem kontinuierlichen Zeitsignal entnommen wird, das in einem logarithmischen Verhältnis zum Pegel des Empfangssignals steht.
  3. Ein Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, in dem der oben beschriebene Schritt der Entnahme der zweiten Folge von Proben Folgendes vorsieht: Dem Empfangssignal wird ein zeitkontinuierliches Signal entnommen, das für die augenblickliche Amplitude oder Leistung des Empfangssignals charakteristisch ist; dieses zeitkontinuierliche Signal wird digitalisiert, und die auf diese Weise gewonnenen digitalen Proben werden gespeichert; ein Bezugswert der gespeicherten Proben wird für eine vorausbestimmte Zeitdauer festgelegt; und die gespeicherten digitalen Proben werden normiert, wobei der Bezugswert herangezogen wird, um die zweite Folge von Proben auszugeben.
  4. Verfahren nach Anspruch 3, bei welchem Verfahren der Bezugswert gleich der größten Amplitude oder dem größten Leistungswert während der besagten Zeitdauer ist.
  5. Verfahren nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, bei welchem Verfahren der beschriebene Schritt der Entnahme der ersten Folge von Proben Folgendes vorsieht: Das Empfangssignal wird bis zum Hard Limit verstärkt, das verstärkte Signal wird einer Phasendetektion unterzogen, um ein zeitkontinuierliches Signal zu erzeugen, das für die absolute Phase des Empfangssignals charakteristisch ist und das zeitkontinuierliche Signal wird digitalisiert, um die erste Folge von Proben auszugeben, wobei die erste Folge von Proben die absolute Phase des Empfangssignals charakterisiert.
  6. Verfahren nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, wobei der erwähnte Schritt der Entnahme der ersten Folge von Proben Folgendes vorsieht: Das Empfangssignal wird bis zum Hard Limit verstärkt, das verstärkte Signal wird einer Phasendetektion unterzogen, um ein zeitkontinuierliches Signal zu erzeugen, das für die absolute Phase des Empfangssignals charakteristisch ist; und das zeitkontinuierliche Signal wird digitalisiert, um eine Folge absoluter Phasenproben auszugeben; und die Folge absoluter Phasenproben wird einer differenziellen Phasendetektion unterzogen, um die erste Folge von Proben auszugeben, wobei die Proben der ersten Folge für die Phasenverschiebung zwischen Probenpaaren charakteristisch sind, die der Abstand einer vorbestimmten Anzahl von Digitalisierungs-Abtastintervallen trennt.
  7. Verfahren nach Ansprüchen 5 oder 6, das außerdem vorsieht, die erste Folge von Proben zu speichern und jeweils die Proben der ersten Folge für den Kombinationsschritt zur Verfügung zu stellen, und zwar zu Zeitpunkten, die mit der zweiten Folge von Proben synchronisiert sind.
  8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Empfangssignal ein TDMA-Signal ist.
  9. Gerät zum Empfang eines phasen- und/oder amplitudenmodulierten Signals, mit: Mitteln (6, 7, 8; c8, c9, c10) zur Entnahme einer ersten Folge von Proben aus dem Empfangssignal, welche die Phase des Empfangssignals charakterisiert; Mitteln (6, 17, 14; c8, c15, c16) zur Entnahme einer zweiten Folge von Proben aus dem Empfangssignal, welche die Hüllkurve des Empfangssignals charakterisiert; und Mitteln (21, 22; c11, c13) zur Kombination entsprechender Proben der ersten Folge von Proben mit denen der zweiten Folge von Proben und zum Ausgeben einer demodulierten Darstellung des Empfangssignals.
  10. Gerät nach Anspruch 9, wobei die Mittel zur Entnahme der zweiten Folge von Proben so angeordnet sind, dass die zweite Folge einem kontinuierlichen Zeitsignal entnommen wird, das zum Pegel des Empfangssignals in einem logarithmischen Verhältnis steht.
  11. Gerät nach Anspruch 9 oder 10, wobei das Mittel zur Entnahme der zweiten Folge von Proben Folgendes aufweist: Mittel (17; c15), um aus dem Empfangssignal ein zeitkontinuierliches Signal zu entnehmen, das für die augenblickliche Amplitude oder Leistung des Empfangssignals charakteristisch ist; Mittel (14; c16) zur Digitalisierung des zeitkontinuierlichen Signals; Mittel zum Speichern der digitalisierten Proben des Digitalisierungsmittels; Mittel (22; c13) zur Festlegung eines Bezugswerts der gespeicherten Proben für eine vorbestimmte Zeitdauer; und Mittel zur Normierung der im Speichermittel gespeicherten Proben, wobei der Bezugswert verwendet wird, um die zweite Folge von Proben auszugeben.
  12. Gerät nach Anspruch 11, wobei das Mittel zur Bestimmung des Bezugswerts den Bezugswert der größten Amplitude oder dem größten Leistungswert für das vorbestimmte Zeitintervall gleichsetzt.
  13. Gerät nach Anspruch 9, 10, 11 oder 12, wobei das Mittel zur Entnahme der ersten Folge von Proben sich wie folgt zusammensetzt; Mittel zur Hard-Limit-Verstärkung und Phasendetektion (c8) zur Erzeugung eines zeitkontinuierlichen Signals, das für die absolute Phase des Empfangssignals charakteristisch ist; und Mittel (c10) zum Digitalisieren des zeitkontinuierlichen Signals, um die erste Folge von Proben auszugeben, wobei die erste Folge von Proben eine Folge von Proben ist, die für die absolute Phase des Empfangssignals charakteristisch ist.
  14. Gerät nach Anspruch 9, 10, 11 oder 12, wobei das Mittel zur Entnahme der ersten Folge von Proben sich wie folgt zusammensetzt: Mittel (6) zur Hard-Limit-Verstärkung und Phasendetektion, womit ein zeitkontinuierliches Signal erzeugt wird, das für die absolute Phase des Empfangssignals charakteristisch ist; Mittel (8) zum Digitalisieren des zeitkontinuierlichen Signals, um eine Folge von Proben der absoluten Phase auszugeben; und Mittel (9) zur differenziellen Phasendetektion, um die Folge von Proben der absoluten Phase einer differenziellen Phasendetektion zwecks Ausgabe der ersten Folge von Proben zu unterziehen, wobei die Proben dieser ersten Folge für die Phasenverschiebung zwischen Probenpaaren charakteristisch sind, die der Abstand einer vorbestimmten Anzahl von Digitalisierungs-Abtastintervallen trennt.
  15. Gerät nach Anspruch 13 oder 14, zu dem außerdem ein Speichermittel gehört, um die erste Folge von Proben zu speichern und alle Proben der ersten Folge von Proben synchronisiert mit den Proben der zweiten Folge von Proben auszugeben.
  16. Gerät nach Anspruch 13, 14 oder 15, wobei das Mittel zur Hard-Limit-Verstärkung und Phasendetektion einen oder mehrere Kaskadenverstärker und Analogfilter in einer Anordnung enthält, wodurch das zeitkontinuierliche Signal mit einer reellen Zwischenfrequenz ausgegeben werden kann.
  17. Gerät nach Anspruch 13, 14 oder 15, wobei das Mittel zur Hard-Limit-Verstärkung und Phasendetektion einen oder mehrere Kaskadenverstärker, einen Quadratur-Abwärtsmischungsschaltkreis sowie Analogfilter in einer Anordnung enthält, wodurch das zeitkontinuierliche Signal als komplexes Basisbandsignal mit zwei Komponenten ausgegeben wird.
  18. Gerät nach Anspruch 17, wobei die beiden Komponenten orthogonal sind.
  19. Gerät nach einem der Ansprüche 9 bis 18, dessen Anordnung den Empfang und die Demodulation eines TDMA-Signals ermöglicht.
DE69817534T 1997-02-05 1998-02-05 Demodulation mit aparten zweigen für phase sowie für amplitude Expired - Lifetime DE69817534T2 (de)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
GB9702304 1997-02-05
GBGB9702304.8A GB9702304D0 (en) 1997-02-05 1997-02-05 Non-coherent digital demodulator
GBGB9709713.3A GB9709713D0 (en) 1997-05-13 1997-05-13 Digital demodulator
GB9709713 1997-05-13
PCT/GB1998/000355 WO1998035477A1 (en) 1997-02-05 1998-02-05 Demodulation with separate branches for phase and amplitude

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE69817534D1 DE69817534D1 (de) 2003-10-02
DE69817534T2 true DE69817534T2 (de) 2004-05-27

Family

ID=26310935

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE69817534T Expired - Lifetime DE69817534T2 (de) 1997-02-05 1998-02-05 Demodulation mit aparten zweigen für phase sowie für amplitude

Country Status (5)

Country Link
US (1) US7349493B2 (de)
EP (1) EP0958686B1 (de)
JP (1) JP2001510661A (de)
DE (1) DE69817534T2 (de)
WO (1) WO1998035477A1 (de)

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3468287B2 (ja) 1999-10-13 2003-11-17 日本電気株式会社 Cdma受信agc回路およびcdma復調装置
GB0130842D0 (en) * 2001-12-21 2002-02-06 Fizzle Holdings Ltd Antenna measurement system
DE10208415B4 (de) 2002-02-27 2006-03-16 Advanced Micro Devices, Inc., Sunnyvale Verstärkungsregelung in WLAN-Geräten
KR100459715B1 (ko) * 2002-08-09 2004-12-03 삼성전자주식회사 고속의 디지털 RSSI(Received Signal Strength Indicator) 회로
US8098778B2 (en) * 2007-11-27 2012-01-17 Infineon Technologies Ag Controlled transmission of data in a data transmission system
KR101179126B1 (ko) * 2010-03-31 2012-09-07 전자부품연구원 자기장 통신 방법 및 이에 의해 동작하는 노드
US8149529B2 (en) * 2010-07-28 2012-04-03 Lsi Corporation Dibit extraction for estimation of channel parameters
EP2755341B1 (de) * 2013-01-11 2016-01-06 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (publ) Taktung für Funkrekonfiguration
US9129650B2 (en) * 2013-07-25 2015-09-08 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Array-reader based magnetic recording systems with frequency division multiplexing
US9129651B2 (en) * 2013-08-30 2015-09-08 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Array-reader based magnetic recording systems with quadrature amplitude modulation
CN108572469B (zh) * 2018-07-20 2023-09-26 中国人民解放军国防科技大学 多路不同频点激光同步相位调制光谱展宽装置及方法

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5001727A (en) * 1989-02-15 1991-03-19 Terra Marine Engineering, Inc. Carrier and data recovery and demodulation system
US5608763A (en) * 1993-12-30 1997-03-04 Motorola, Inc. Method and apparatus for decoding a radio frequency signal containing a sequence of phase values
JPH088987A (ja) * 1994-06-23 1996-01-12 Toshiba Corp 位相検出装置
JP3455934B2 (ja) * 1995-04-11 2003-10-14 日本電信電話株式会社 変調器
TW297965B (de) * 1995-06-26 1997-02-11 Hitachi Ltd

Also Published As

Publication number Publication date
US20050073944A1 (en) 2005-04-07
DE69817534D1 (de) 2003-10-02
JP2001510661A (ja) 2001-07-31
EP0958686A1 (de) 1999-11-24
EP0958686B1 (de) 2003-08-27
WO1998035477A1 (en) 1998-08-13
US7349493B2 (en) 2008-03-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE3888793T2 (de) TDMA-kohärenter Phasenquadraturenempfänger für Mehrwegkanäle mit Fading.
DE69923602T2 (de) Adaptiver Empfänger für drahtlose Kommunikation
DE69633625T2 (de) Adaptiver entspreizer
DE3886712T2 (de) TDMA-Funksystem mit einer BPSK-Synchronisierung für QPSK-Signale, die einer zufälligen Phasenveränderung und einem Mehrwegfading unterzogen werden.
DE69501996T2 (de) Verfahren und vorrichtung zur automatischer verstarkungsregelung und gleidspannungs-offsetunterdruckung in einem quadraturempfanger
DE69921155T2 (de) Adaptiver empfänger für vielfachwegausbreitung in einen kodemultiplex-vielfachzugriff-kommunikationssystem
DE2309167C2 (de) Verfahren und Schaltungsanordnung zum Korrigieren eines durch Phasenzittern verfälschten elektrischen Übertragtungssignals
DE60314509T2 (de) Gleichstrombeseitigungstechniken für drahtlose vernetzung
DE69734036T2 (de) Empfänger und Sender für ein Übertragungssystem für digitalen Tonrundfunk
DE69729709T2 (de) Entzerrer mit einem folgeschätzungsverfahren mit zustandsverkleinerung für einen empfänger in einem digitalen übertragungssystem
DE60214094T2 (de) Phasennachlaufeinrichtung für linear modulierte Signale
DE69935072T2 (de) Verfahren, vorrichtung und system zur bestimmung der position von einem frequenzsynchronisationssignal
DE69817534T2 (de) Demodulation mit aparten zweigen für phase sowie für amplitude
DE4429525A1 (de) Kombinations-Mehrwege-Empfänger für Mobil- und Innenbereich-Funkkanäle
EP0361299A2 (de) Digitales Funkübertragungssystem für ein aus Zellen aufgebautes Netz unter Verwendung der Bandspreiztechnik
DE3926277A1 (de) Empfaenger fuer zeitvariant verzerrte datensignale
DE102004021867B4 (de) Verfahren zur Signalverarbeitung, insbesondere in einem Hochfrequenzempfänger und Signalaufbereitungsschaltung
DE69734134T2 (de) Verfahren und gerät zur kanalparameterschätzung in einem digitalen funksystem
DE4290924C2 (de) Vorrichtung und Verfahren zur automatischen Verstärkungssteuerung in einem Funkempfänger
DE60036981T2 (de) Empfänger und Verfahren zur Regelung der Verstärkung desselben
DE19755897B4 (de) Vorrichtung zur Synchronisierung eines Nachrichtenempfängers
DE60019091T2 (de) Funkkommunikationssystem
DE102004052897B4 (de) Funkempfänger und Verfahren für den Empfang von mit zwei Modulationsarten modulierten Datenbursts
EP0693239B1 (de) Geradeninterpolationsmethode zur kanalstossantwortadaption in empfängern für tdma-mobilfunksysteme
DE69329593T2 (de) Verfahren zur Kompensation von Mehrwegeausbreitung

Legal Events

Date Code Title Description
8364 No opposition during term of opposition