DE69815157T2

DE69815157T2 - Vorrichtung und verfahren zur signalverarbeitung

Info

Publication number: DE69815157T2
Application number: DE69815157T
Authority: DE
Inventors: Andrew Nicholas Dames; David Thomas Eliot Ely
Original assignee: Synaptics UK Ltd
Current assignee: Synaptics UK Ltd
Priority date: 1997-12-24
Filing date: 1998-12-24
Publication date: 2003-11-27
Anticipated expiration: 2018-12-25
Also published as: WO1999034171A1; EP1042650A1; DE69815157D1; GB9727356D0; EP1042650B1; EP1308699A2; HK1030982A1; AU1775699A; EP1308699A3

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Signalverarbeitung. Die Erfindung kann z. B. dazu verwendet werden, die Position zweier relativ zueinander beweglicher Bauteile aus Signalen zu ermitteln, die von einem zum Ermitteln ihrer Relativpositionen verwendeten Positionscodierer empfangen werden, wobei die Positionsinformation in der Amplitude einer Anzahl von vom Positionscodierer ausgegebenen Trägersignalen codiert ist.
Es wurden viele Typen kontaktfreier linearer und rotierender Positionscodierer Vorgeschlagen, um Signale zu erzeugen, die die Position zweier zueinander beweglicher Bauteile anzeigen. Typischerweise trägt eines der Bauteile eine oder mehrere Erfassungsspulen, während das andere einen oder mehrere Magnetfelderzeuger trägt. Die Magnetfelderzeuger und die Erfassungsspulen sind so angeordnet, dass das Ausmaß der magnetischen Kopplung zwischen ihnen als Funktion der Relativposition der zwei Bauteile variiert.
Bei einigen dieser kontaktfreien Positionscodierer sind die Erfassungswicklungen und die Magnetfelderzeuger so konzipiert, dass versucht wird, dass sich das Ausgangssignal linear mit der Relativposition zwischen den zwei Bauteilen ändert, da dies die Kompliziertheit der Signalverarbeitung verringert, die zum Bestimmen der Positionsinformation erforderlich ist. Jedoch ist es schwierig, ein genau lineares System zu konzipieren, und die Systeme sind im Allgemeinen relativ empfindlich gegen Schwankungen des Zwischenraums zwischen den Erfassungsspulen und den Magnetfelderzeugern. Die frühere internationale Patentanmeldung WO95/31696 der Anmelderin offenbart mehrere Beispiele ähnlicher kontaktfreier Positionscodierer, bei denen das Ausgangssignal jeder Erfassungsspule sinusförmig als Funktion der Relativposition der zwei beweglichen Bauteile variiert. Um jedoch Positionsinformation herzuleiten, ist eine komplizierte Verarbeitung der empfangenen Signale verantwortlich. Insbesondere dann, wenn zwei Phasenquadratur-Erfassungsspulen verwendet werden, wird das Signal jeder derselben demoduliert und es wird ein Verhältnismaß-Arkustangens berechnet, um die Positionsinformation zu erzielen. Obwohl die Verhältnismaß-Arkustangens- Berechnung die Empfindlichkeit des Systems auf Schwankungen des; Zwischenraums zwischen den zwei relativ zueinander beweglichen Bauteilen verringert, sind komplizierte Verarbeitungsberechnungen erforderlich, die im Allgemeinen von einem Mikroprozessor unter Softwaresteuerung ausgeführt werden. Ferner muss die oben genannte Arkustangens-Berechnung jedesmal dann ausgeführt werden, wenn eine Positionsmessung erforderlich ist, um ein Ausgangssignal zu erzeugen. Dies verhindert eine momentane und kontinuierliche Positionsüberwachung.
In der früheren internationalen Anmeldung WO 98/00921 der Anmelderin, entsprechend EP-A-0 907878 (Dokument gemäß Art. 54/3) schlug die Anmelderin eine alternative Verarbeitungstechnik vor, in der die Phasenquadratursignale von den Erfaasungsspulen kombiniert werden, um eine einzelne periodische Komponente zu erzeugen, deren Phase mit der gemessenen Position variiert. Das System erzielt dies durch Multiplizieren der Signale von den Erfassungsspulen mit einem jeweiligen von mehreren periodischen, zeitvariablen Signalen, die alle dieselbe Periode, aber verschiedene Phasen aufweisen, mit anschließendem Kombinieren der multiplizierten Signale miteinander. Die Phasen der periodischen, zeitvariablen Signale sind so beschaffen, dass das kombinierte Signal eine einzelne periodische Komponente mit der vorbestimmten Periode enthält, deren Phase mit der gemessenen Position variiert. Gemäß dieser früheren, ebenfalls anhängigen Anmeldung sind die Signale, die mit den Signalen von den Erfassungsspulen kombiniert werden, Rechtecksignale. Die Erfinder haben herausgefunden, dass dies wegen harmonischer Verzerrungen zu Problemen führt.
Es ist das Ziel der Erfindung, ein alternatives Verfahren und eine Vorrichtung zur Signalverarbeitung zu schaffen.
Gemäß einer Erscheinungsform ist durch die Erfindung eine Vorrichtung zum Verarbeiten mehrerer Signale, die sich mit dem Wert einer Variablen und gegeneinander phasenversetzt sinusförmig ändern, mit Folgendem geschaffen:
einer Einrichtung zum Erzeugen mehrerer sich zeitlich ändernder periodischer Signale: i) die jeweils die gleiche vorgegebene Periode und unterschiedliche vorgegebene Phasen aufweisen, ii) die jeweils ein Digitalsignal mit einer der vorgegebenen Periode entsprechenden Grundfrequenzkomponente und höhere Harmonische enthalten, und iii) wobei jede Periode mehrere Übergänge zwischen Pegeln innerhalb des Digitalsignals aufweist, die so ausgelegt sind, dass die Energie innerhalb mindestens einer dritten Harmonischen gegenüber der dritten Harmonischen in einem Rechtecksignal mit derselben Grundfrequenzkomponente verringert ist,
einer Einrichtung zum Multiplizieren jedes der Signale mit jeweils einem der erzeugten mehreren sich zeitlich ändernder periodischen Signale, und
einer Einrichtung zum Kombinieren der Signale der Multipliziereinrichtung unter Erzeugung eines Ausgangssignals,
wobei die Erzeugungseinrichtung die vorgegebenen Phasen der sich zeitlich ändernden periodischen Signale derart einstellt, dass das Ausgangssignal der Kombiniereinrichtung eine einzelne periodische Komponente mit der vorgegebenen Periode enthält, deren Phase sich mit der Variablen ändert.
Durch Multiplizieren der Eingangssignale auf diese Weise kann die Forderung gelindert werden, die den restlichen Komponenten der Verarbeitungsschaltung auferlegt ist. Insbesondere müssen Tiefpassfilter zum Entfernen von Harmonischen höherer Ordnung kein scharfes Abtrennverhalten zeigen, so dass sie unter Verwendung einer einfacheren Filtertechnik hergestellt werden können.
Die Verarbeitungsschaltung kann dazu verwendet werden, die Signale von einem Positionscodierer mit einer Anzahl beabstandeter Erfassungsspulen zu verarbeiten. In diesem Fall sind die Erfassungsspulen vorzugsweise gleichmäßig über den Messpfad verteilt, und die vorbestimmten Phasen der periodisch variierenden Signale sind der Größe nach der Phase der Signale von der entsprechenden Erfassungsschaltung gleichgemacht, da diese vorab leicht berechnet werden können.
Gemäß diesem Gesichtspunkt ist auch ein Verfahren zum Verarbeiten mehrerer Signale geschaffen, die sich sinusförmig abhängig vom Wert einer Variablen und außer Phase zueinander ändern, mit den folgenden Schritten:
mehrere sich zeitlich ändernde periodische Signale erzeugt werden, i) die jeweils die gleiche vorgegebene Periode und unterschiedliche vorgegebene Phasen aufweisen, ii) die jeweils ein Digitalsignal mit einer der vorgegebenen Periode entsprechenden Grundfrequenzkomponente und höhere Harmonische enthalten, und iii) wobei jede Periode mehrere Übergänge zwischen Pegeln innerhalb des Digitalsignals aufweist, die so ausgelegt sind, dass die Energie innerhalb mindestens einer dritten Harmonischen gegenüber der dritten Harmonischen in einem Rechtecksignal mit derselben Grundfrequenzkomponente verringert ist,
jedes der Signale mit einem entsprechenden erzeugten sich zeitlich ändernden periodischen Signal multipliziert wird, und
die durch die Multiplikation erzeugten Signale zu einem Ausgangssignal kombiniert werden,
wobei bei der Erzeugung die vorgegebenen Phasen der sich zeitlich ändernden periodischen Signale so eingestellt werden, dass das durch die Kombination gebildete Ausgangssignal eine einzelne periodische Komponente mit der vorgegebenen Periode enthält, deren Phase sich mit dem Wert der Variablen ändert.
Nun werden beispielhafte Ausführungsformen der Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben.
Fig. 1 veranschaulicht schematisch eine Drehachse mit einem relativ zu ihr montierten Positionscodierer zum Codieren der Position der Drehachse;
Fig. 2 ist eine schematische Ansicht zweier Erfassungsspulen, die auf einer gedruckten Leiterplatte ausgebildet sind, die Teil des in der Fig. 1 dargestellten Positionscodierers ist;
Fig. 3 veranschaulicht die Form eines elektrischen Resonanzkreises, der Teil des in der Fig. 1 dargestellten Positionscodierers ist;
Fig. 4 veranschaulicht die Art, gemäß der die Spitzenamplitude des in jeder Erfassungsspule induzierten Signals abhängig von der Winkelposition der Drehachse variiert;
Fig. 5a ist eine schematische Darstellung einer Erregungs- und Verarbeitungsschaltung zum Bestimmen der Winkelposition der Drehachse;
Fig. 5b ist ein Kurvenbild zum Veranschaulichen der Art, gemäß der ein Ausgangssignal der in der Fig. 5a dargestellten Verarbeitungsschaltung abhängig von der Winkelposition der in der Fig. 1 dargestellten Drehachse variiert;
Fig. 6a ist ein Schaltbild zum detaillierten Veranschaulichen der Form eines Erregungstreibers, der Teil der in der Fig. 5a dargestellten Erregungs- und Verarbeitungsschaltung ist;
Fig. 6b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form eines ersten Treibersignals, das der in der Fig. 6a dargestellten Erregungs-Treiber-Schaltung zugeführt wird;
Fig. 6c ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form eines zweiten Treibersignals, das der in der Fig. 6a dargestellten Erregungs-Treiber-Schaltung zugeführt wird;
Fig. 7 ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form einer ersten Komponenten dreier Mischsignale, die einer jeweiligen dreier getrennten Mischschaltungen zugeführt werden, die Teil der in der Fig. 5a dargestellten Verarbeitungsschaltung sind;
Fig. 8a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form einer zweiten Komponente des Mischsignals, das einer ersten der drei in der Fig. 5a dargestellten Mischschaltungen zugeführt wird;
Fig. 8b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form einer zweiten Komponente des Mischsignals, das einer zweiten der drei in der Fig. 5a dargestellten Mischschaltungen zugeführt wird;
Fig. 8c ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form einer zweiten Komponente des Mischsignals, das der in der Fig. 5a dargestellten dritten Mischschaltung zugeführt wird;
Fig. 9a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form eines Signals, das bei einer ersten Winkelposition der Drehachse in einer der in der Fig. 2 dargestellten Erfassungsspulen induziert wird;
Fig. 9b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form eines Signals, das für die erste Winkelposition der Drehachse in der anderen in der Fig. 2 dargestellten Erfassungsspule induziert wird;
Fig. 10a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals einer ersten der in der Fig. 5a dargestellten Mischschaltungen, wenn das in der Fig. 9a dargestellte Signal mit den in den Fig. 7 und 8a dargestellten Signalen multipliziert wird;
Fig. 10b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals einer zweiten der in der Fig. 5 dargestellten Mischschaltungen, wenn das in der Fig. 9b dargestellte Signal mit den in den Fig. 7 und 8b dargestellten Signalen multipliziert wird;
Fig. 10c ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals der in der Fig. 5a dargestellten dritten Mischschaltung, wenn das in der Fig. 9b dargestellte Signal mit den in den Fig. 7 und 8c dargestellten Signalen multipliziert wird;
Fig. 11a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des von einem ersten Addierer ausgegebenen Signals, der Teil der in der Fig. 5a dargestellten Verarbeitungsschaltung ist, wenn die in den Fig. 10a und 10b dargestellten Signale in den Addierer eingegeben werden;
Fig. 11b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des von einem zweiten Addierer ausgegebenen Signals, der Teil der in der Fig. 5a dargestellten Verarbeitungsschaltung ist, wenn die in den Fig. 10a und 10c dargestellten Signale in den Addierer eingegeben werden;
Fig. 12a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form eines gefilterten Signals, das durch Tiefpassfilterung des in der Fig. 11a dargestellten Signals erhalten wird;
Fig. 12b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form eines gefilterten Signals, das durch Tiefpassfilterung des in der Fig. 11b dargestellten Signals erhalten wird;
Fig. 13a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen des Ausgangssignals eines ersten Komparators, der Teil der in der Fig. 5a dargestellten Erfassungsspule bildet, das durch Vergleichen des in der Fig. 12a dargestellten Signals mit Masse erhalten wird;
Fig. 13b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals eines zweiten Komparators, der Teil der in der Fig. 5 dargestellten Verarbeitungsschaltung bildet, das durch Vergleichen des in der Fig. 12b dargestellten Signals mit Masse erhalten wird;
Fig. 14a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form eines ersten Referenzsignals, das durch einen digitalen Signalverlaufgenerator erzeugt wird, der Teil der in der Fig. 5a dargestellten Verarbeitungsschaltung ist;
Fig. 14b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form eines zweiten Referenzsignals, das vom in der Fig. 5a dargestellten digitalen Signalverlaufsgenerator erzeugt wird;
Fig. 15a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals einer ersten Latchstufe, die Teil der in der Fig. 5a dargestellten Verarbeitungsschaltung ist, wenn das in der Fig. 13a dargestellte Signal an einen Setzeingang der Latchstufe gelegt wird und das in der Fig. 14a dargestellte Referenzsignal an den Rücksetzeingang der Latchstufe gelegt wird;
Fig. 15b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals einer zweiten Latchstufe, die Teil der in der Fig. 5a dargestellten Verarbeitungsschaltung ist, wenn das in der Fig. 13a dargestellte Signal an einen Setzeingang der Latchstufe gelegt wird und das in der Fig. 14b dargestellte Referenzsignal an den Rücksetzeingang der Latchstufe gelegt wird;
Fig. 15c ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals einer dritten Latchstufe, die Teil der in der Fig. 5a dargestellten Verarbeitungsschaltung ist, wenn das in der Fig. 13b dargestellte Signal an einen Setzeingang der Latchstufe gelegt wird und das in der Fig. 14b dargestellte Referenzsignal an den Rücksetzeingang der Latchstufe gelegt wird;
Fig. 15d ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals einer vierten Latchstufe, die Teil der in der Fig. 5a dargestellten Verarbeitungsschaltung ist, wenn das in der Fig. 13b dargestellte Signal an einen Setzeingang der Latchstufe gelegt wird und das in der Fig. 14a dargestellte Referenzsignal an den. Rücksetzeingang der Latchstufe gelegt wird;
Fig. 16 ist ein Kurvenbild der Ausgangsspannung, die durch Kombinieren der in den Fig. 15a bis 15d dargestellten Signale und Filtern des Kombinationssignals erhalten wird;
Fig. 17a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form eines Signals, das bei einer zweiten Winkelposition der Drehachse in einer der in der Fig. 2 dargestellten Erfassungsspulen induziert wird;
Fig. 17b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form eines Signals, das bei der zweiten Winkelposition der Drehachse in der anderen in der Fig. 2 dargestellten Erfassungsspule induziert wird;
Fig. 18a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals einer ersten der in der Fig. 5a dargestellten Mischschaltungen, wenn das in der Fig. 17a dargestellte Signal mit den in den Fig. 7 und 8a dargestellten Signalen multipliziert wird;
Fig. 18b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals einer zweiten der in der Fig. 5a dargestellten Mischschaltungen, wenn das in der Fig. 17b dargestellte Signal mit den in den Fig. 7 und 8b dargestellten Signalen multipliziert wird;
Fig. 18c ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals der in der Fig. 5a dargestellten dritten Mischschaltung, wenn das in der Fig. 17b dargestellte Signal mit den in den Fig. 7 und 8c dargestellten Signalen multipliziert wird;
Fig. 19a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des vom in der Fig. 5a dargestellten ersten Addierer ausgegebenen Signals, wenn die in den Fig. 18a und 18b dargestellten Signale in den Addierer eingegeben werden;
Fig. 19b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des vom in der Fig. 5a dargestellten zweiten Addierer ausgegebenen Signals, wenn die in den Fig. 18a und 18c dargestellten Signale in den Addierer eingegeben werden;
Fig. 20a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form eines gefilterten Signals, das durch Tiefpassfilterung des in der Fig. 19a dargestellten Signals erhalten wird;
Fig. 20b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form eines gefilterten Signals, das durch Tiefpassfilterung des in der Fig. 19b dargestellten Signals erhalten wird;
Fig. 21a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals des ersten in der Fig. 5a dargestellten Komparators, das durch Vergleichen des in der Fig. 20a dargestellten Signals mit Masse erhalten wird;
Fig. 21b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals des zweiten in der Fig. 5a dargestellten Komparators, das durch Vergleichen des in der Fig. 20b dargestellten Signals mit Masse erhalten wird;
Fig. 22a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des in der Fig. 14a dargestellten Referenzsignals;
Fig. 22b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des in der Fig. 14b dargestellten zweiten Referenzsignals;
Fig. 23a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals der in der Fig. 5a dargestellten ersten Latchstufe, wenn das in der Fig. 21a dargestellte Signal an einen Setzeingang der Latchstufe angelegt wird und das in der Fig. 22a dargestellte Referenzsignal an den Rücksetzeingang der Latchstufe angelegt wird;
Fig. 23b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals der in der Fig. 5a dargestellten zweiten Latchstufe, wenn das in der Fig. 21a dargestellte Signal an einen Setzeingang der Latchstufe angelegt wird und das in der Fig. 22b dargestellte Referenzsignal an den Rücksetzeingang der Latchstufe angelegt wird;
Fig. 23c ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals der in der Fig. 5a dargestellten dritten Latchstufe, wenn das in der Fig. 21b dargestellte Signal an einen Setzeingang der Latchstufe angelegt wird und das in der Fig. 22b dargestellte Referenzsignal an den Rücksetzeingang der Latchstufe angelegt wird;
Fig. 23d ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals der in der Fig. 5a dargestellten vierten Latchstufe, wenn das in der Fig. 21b dargestellte Signal an einen Setzeingang der Latchstufe angelegt wird und das in der Fig. 22a dargestellte Referenzsignal an den Rücksetzeingang der Latchstufe angelegt wird;
Fig. 24 ist ein Kurvenbild der Ausgangsspannung, die durch Kombinieren der in den Fig. 23a bis 23d dargestellten Signale und durch Filtern des Kombinationssignals erhalten wird;
Fig. 25a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form eines Signals, das bei einer dritten Winkelposition der Drehachse in einer der in der Fig. 2 dargestellten Erfassungsspulen erhalten wird;
Fig. 25b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form eines Signals, das bei der dritten Winkelposition der Drehachse in der anderen in der Fig. 2 dargestellten Erfassungsspule induziert wird;
Fig. 26a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals der in der Fig. 5a dargestellten ersten Mischschaltung, wenn das in der Fig. 25a dargestellte Signal mit den in den Fig. 7 und 8a dargestellten Signalen multipliziert wird;
Fig. 26b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals der in der Fig. 5a dargestellten zweiten Mischschaltung, wenn das in der Fig. 25b dargestellte Signal mit den in den Fig. 7 und 8b dargestellten Signalen multipliziert wird;
Fig. 26c ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals der in der Fig. 5a dargestellten dritten Mischschaltung, wenn das in der Fig. 25b dargestellte Signal mit den in den Fig. 7 und 8c dargestellten Signalen multipliziert wird;
Fig. 27a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des vom in der Fig. 5a dargestellten ersten Addierer ausgegebenen Signals, wenn die in den Fig. 26a und 26b dargestellten Signale in den Addierer eingegeben werden;
Fig. 27b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des vom in der Fig. 5a dargestellten zweiten Addierer ausgegebenen Signals, wenn die in den Fig. 26a und 26c dargestellten Signale in den Addierer eingegeben werden;
Fig. 28a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form eines gefilterten Signals, das durch Tiefpassfilterung des in der Fig. 27a dargestellten Signals erhalten wird;
Fig. 28b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form eines gefilterten Signals, das durch Tiefpassfilterung des in der Fig. 27b dargestellten Signals erhalten wird;
Fig. 29a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals des in der Fig. 5a dargestellten ersten Komparators, das durch Vergleichen des in der Fig. 28a dargestellten Signals mit Masse erhalten wird;
Fig. 29b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals des in der Fig. 5a dargestellten zweiten Komparators, das durch Vergleichen des in der Fig. 28b dargestellten Signals mit Masse erhalten wird;
Fig. 30a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des in der Fig. 14a dargestellten ersten Referenzsignals;
Fig. 30b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des in der Fig. 14b dargestellten zweiten Referenzsignals;
Fig. 31a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals der in der Fig. 5a dargestellten ersten Latchstufe, wenn das in der Fig. 29a dargestellte Signal an einen Setzeingang der Latchstufe gelegt wird und das in der Fig. 30a dargestellte Referenzsignal an den Rücksetzeingang der Latchstufe gelegt wird;
Fig. 31b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals der in der Fig. 5a dargestellten zweiten Latchstufe, wenn das in der Fig. 29a dargestellte Signal an einen Setzeingang der Latchstufe gelegt wird und das in der Fig. 30b dargestellte Referenzsignal an den Rücksetzeingang der Latchstufe gelegt wird;
Fig. 31c ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals der in der Fig. 5a dargestellten dritten Latchstufe, wenn das in der Fig. 29b dargestellte Signal an einen Setzeingang der Latchstufe gelegt wird und das in der Fig. 30b dargestellte Referenzsignal an den Rücksetzeingang der Latchstufe gelegt wird;
Fig. 31d ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals der in der Fig. 5a dargestellten vierten Latchstufe, wenn das in der Fig. 2% dargestellte Signal an einen Setzeingang der Latchstufe gelegt wird und das in der Fig. 30a dargestellte Referenzsignal an den Rücksetzeingang der Latchstufe gelegt wird;
Fig. 32 ist ein Kurvenbild der Ausgangsspannung, die durch Kombinieren der in den Fig. 31a bis 31d dargestellten Signale und durch Filtern des Kombinationssignals erhalten wird;
Fig. 33a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen des Effekts einer Offsetspannung im Komparator, der dazu verwendet wird, das in der Fig. 28a dargestellte Signal in ein entsprechendes Rechtecksignal umzuwandeln;
Fig. 33b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des gefilterten Signals, das durch Tiefpassfilterung des in der Fig. 27b dargestellten Signals erhalten wird;
Fig. 34a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals des ersten Komparators mit einer Offsetspannung, das durch Vergleichen der in der Fig. 33a dargestellten Signale mit der Offsetspannung erhalten wird;
Fig. 35a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des in der Fig. 14a dargestellten ersten Referenzsignals;
Fig. 35b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des in der Fig. 14b dargestellten zweiten Referenzsignals;
Fig. 36a ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals der in der Fig. 5a dargestellten ersten Latchstufe, wenn das in der Fig. 34a dargestellte Signal an einen Setzeingang der Latchstufe gelegt wird und das in der Fig. 35a dargestellte Referenzsignal an den Rücksetzeingang der Latchstufe gelegt wird;
Fig. 36b ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals der in der Fig. 5a dargestellten zweiten Latchstufe, wenn das in der Fig. 34a dargestellte Signal an einen Setzeingang der Latchstufe gelegt wird und das in der Fig. 35b dargestellte Referenzsignal an den Rücksetzeingang der Latchstufe gelegt wird;
Fig. 36c ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals der in der Fig. 5 dargestellten dritten Latchstufe, wenn das in der Fig. 34b dargestellte Signal an einen Setzeingang der Latchstufe gelegt wird und das in der Fig. 35b dargestellte Referenzsignal an den Rücksetzeingang der Latchstufe gelegt wird;
Fig. 36d ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form des Ausgangssignals der in der Fig. 5a dargestellten vierten Latchstufe, wenn das in der Fig. 34b dargestellte Signal an einen Setzeingang der Latchstufe gelegt wird und dass in der Fig. 35a dargestellte Referenzsignal an den Rücksetzeingang der Latchstufe gelegt wird;
Fig. 37 ist eine schematische Darstellung einer alternativen Form einer Erregungs- und Verarbeitungsschaltung, die zum Bestimmen der Winkelposition der in der Fig. 1 dargestellten Drehachse verwendet werden kann;
Fig. 38 ist ein schematisches Blockdiagramm, das die Form eines digitalen Signalverlaufsgenerators zeigt, der Teil der in der Fig. 37 dargestellten Erregungs- und Verarbeitungsschaltung ist;
Fig. 39 ist ein schematisches Schaltbild, das die Form von Verarbeitungselementen innerhalb der in der Fig. 37 dargestellten Verarbeitungsschaltung zeigt;
Fig. 40 ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form eines Zwischenfrequenzsignals, das mit dem Signal von einer der in der Fig. 2 dargestellten Erfassungsspulen gemischt wird;
Fig. 41 ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form eines zweiten Zwischenfrequenzsignals, das mit dem Signal von der in der Fig. 2 dargestellten zweiten Erfassungsspule gemischt wird;
Fig. 42 ist ein Timingdiagramm, das die Form eines Mischsignals veranschaulicht, das mit den Signalen von beiden in der Fig. 2 dargestellten Erfassungsspulen gemischt wird;
Fig. 43 ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form eines ersten Steuersignals, das zum Steuern des Schaltvorgangs eines in der Fig. 39 dargestellten Schalters verwendet wird;
Fig. 44 ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form eines zweiten Steuersignals, das zum Steuern des Schaltvorgangs eines in der Fig. 39 dargestellten zweiten Schalters verwendet wird;
Fig. 45 ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form eines dritten Steuersignals, das zum Steuern des Schaltvorgangs eines in der Fig. 39 dargestellten dritten Schalters verwendet wird;
Fig. 46 ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der Form eines vierten Steuersignals, das zum Steuern des Schaltvorgangs eines in der Fig. 39 dargestellten vierten Schalters verwendet wird;
Fig. 47 ist ein Schaltbild, das Latch-Schaltungen, eine Addierer-Schaltung und eine Potenzialteiler-Schaltung detailliert zeigt, die Teil der in der Fig. 37 dargestellten Verarbeitungsschaltung sind;
Fig. 48 ist ein Schaltbild, das die Form eines Tiefpassfilters detaillierter zeigt, das Teil der in der Fig. 37 dargestellten Verarbeitungsschaltung ist;
Fig. 49 ist eine schematische Darstellung einer Erregungs- und Verarbeitungsschaltung, die zum Bestimmen der Relativposition zweier relativ zueinander beweglicher Bauteile mittels eines Positionscodierers unter Verwendung dreier Erfassungsspulen verwendet wird;
Fig. 50a ist eine schematische Darstellung einer Erregungs- und Verarbeitungsschaltung, die zum Bestimmen der Relativposition zweier relativ zueinander beweglicher Bauteile mittels eines Positionscodierers unter Verwendung von vier Erfassungsspulen verwendet wird;
Fig. 50b ist ein schematisches Diagramm einer Fehlererkennungsschaltung, die aus den durch die in der Fig. 50a dargestellte Verarbeitungsschaltung erzeugten Ausgangssignalen einen Fehler im Positionscodierer erkennen kann;
Fig. 51 ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der bevorzugten Form eines dreipegeligen Zwischenfrequenz-Mischsignals; und
Fig. 52 ist ein Timingdiagramm zum Veranschaulichen der bevorzugten Form eines zweipegeligen Zwischenfrequenz-Mischsignals.
Die Fig. 1 zeigt schematisch eine Achse 1, die um ihre eigene Achse drehbar ist, wie durch den Pfeil 7 repräsentiert, und die durch ein Lager 3 in einer Trägerwand 5 läuft. Eine erste gedruckte Leiterplatte 9, die einen Magnetfeldgenerator (nicht dargestellt) trägt, ist mittels einer Muffe 11 so montiert, dass sie sich mit der Achse 1 dreht (wie durch den Pfeil 13 gekennzeichnet). An der Trägerwand 5 ist eine zweite gedruckte Leiterplatte 15 befestigt, die über ein Mittelloch 16 verfügt, durch das die Drehachse 1 läuft. Die zweite gedruckte Schaltungsplatte 15 trägt eine Anzahl von Erfassungsspulen (nicht dargestellt) sowie eine Erregerspule (- nicht dargestellt). Vorzugsweise beträgt der Abstand zwischen der Leiterplatte 9 und der Leiterplatte 15 zwischen O,1 und 4 mm, um von den Erfassungsspulen (nicht dargestellt) vernünftig große Signale zu erhalten.
Bei dieser Ausführungsform sind zwei periodische Erfassungsspulen verwendet, die sich um den Umfang der Leiterplatte 15 erstrecken. Jede Erfassungsspule verfügt über drei Wicklungsperioden, und die Erfassungsspulen sind um den Umfang herum um 30º in der Rotationsrichtung der Drehachse 1 versetzt. Die Fig. 2 zeigt die Leiter auf der gedruckten Leiterplatte 15, die diese zwei Erfassungsspulen 21 und 23 bilden. Jede Erfassungsspule 21, 23 verfügt über sechs Schleifen von in Reihe geschalteten Leitern, die so verbunden sind, dass benachbarte Schleifen in entgegengesetztem Sinn gewickelt sind. Dies macht die Erfassungsspulen 21 und 23 relativ unempfindlich gegen elektromagnetische Störung im Hintergrund. Der Winkel, über den sich eine Periode jeder Erfassungsspule erstreckt, beträgt 120º. Die Enden der Erfassungsspulen 21 und 23 sind durch jeweilige verdrillte Leitungspaare (nicht dargestellt) mit der Verarbeitungsschaltung (nicht dargestellt) verbunden. Die Fig. 2 zeigt auch den Leiter, der die Erregerspule 25 bildet und der durch ein weiteres verdrilltes Leitungspaar (nicht dargestellt) mit der Erregungsschaltung (nicht dargestellt) verbunden ist.
Die Fig. 3 zeigt den Leiter auf der gedruckten Leiterplatte 9, der den Magnetfelderzeuger bildet. Bei dieser Ausführungsform verfügt der Magnetfelderzeuger über einen elektrischen Resonanzkreis 31 mit einer Induktionsspule 33 und einem Kondensator 35. Es könnten andere Arten von Magnetfelderzeugern verwendet werden, wie eine Kurzschlussspule oder eine leitende Platte.
Nun wird das Betriebsprinzip des durch die Erfassungsspulen 21 und 23, die Erregerspule 25 und den Resonanzkreis 31 gebildeten Positionscodierers kurz beschrieben. Eine detailliertere Erläuterung zur Herstellung und zum Betriebsprinzip dieses Positionscodierers und ähnlicher Positionscodierer finden sich in der früheren internationalen Patentanmeldung WO95/31696 der Anmelderin.
Im Betrieb wird der Erregerspule 25 ein schwingender Erregerstrom zugeführt, um den Resonanzkreis 31 zu erregen. Daraufhin erzeugt der Resonanzkreis 31 ein Magnetfeld, das in jeder der Erfassungsspulen 21 und 23 eine jeweilige elektromotorische Kraft (EMK) erzeugt, deren Amplitude sinusförmig abhängig von der Relativposition zwischen dem Resonanzkreis 31 und der jeweiligen Erfassungsspule variiert. Vorzugsweise entspricht die Grundfrequenz des der Erregerspule 25 zugeführten Erregerstroms der Resonanzfrequenz des Resonanzkreises 31, da dies für das maximale Ausgangssignal sorgt.
Fig. 4 veranschaulicht die Weise, gemäß der die Spitzenamplitude (χ) der in den Erfassungsspulen 21 und 23 erzeugten EMKs abhängig vom Rotationswinkel (Φ) des Resonanzkreises 31 variieren. Wie dargestellt, variieren die jeweiligen Spitzenamplituden χ21 und χ23 Sinusförmig, und es tritt eine Wiederholung mit jeder dritten Umdrehung des Resonanzkreises 31 (und demgemäß der Drehachse 1) auf, mit einer gegenseitigen Trennung eines Viertels einer Periode. Daher kann die Winkelposition der Drehachse 1 dadurch eindeutig über 120º bestimmt werden, dass die induzierten Signale geeignet verarbeitet werden. Dieser Positionscodierer wäre daher dazu geeignet, die Winkelposition einer Drosselklappe in einem Motor, die sich nur über 90º dreht, zu bestimmen.
Die Fig. 5a veranschaulicht schematisch die Erregungs- und Verarbeitungsschaltung, die einen Gesichtspunkt der Erfindung realisiert und die dazu verwendet wird, die Erregerspule 25 zu erregen und die in den Erfassungsspulen 21 und 23 induzierten Signale zu verarbeiten. Die Erregungsschaltung verfügt über den Quarzoszillator 53, den digitalen Signalgenerator 51 und den Erregungstreiber 55. Im Betrieb erzeugt der Quarzoszillator ein Taktsignal, das an den digitalen Signalgenerator 51 geliefert wird, der es dazu verwendet, Treibersignale zu erzeugen, die verstärkt werden und durch den Erregertreiber 55 an die Erregerwicklung 25 gelegt werden. Wie oben beschrieben, bewirkt das Anlegen eines Erregungssignals an die Erregerspule 25, dass der Resonanzkreis 31 in Resonanz gelangt, wodurch wiederum Signale in den Erfassungsspulen 21 und 23 induziert werden, deren Spitzenamplituden von der Position der Drehachse 1 abhängen.
Bei dieser Ausführungsform werden die in den Sensorspulen induzierten Signale auf zwei verschiedene Arten kombiniert, um zwei Signale zu erzeugen, deren Phasen abhängig von der Positionsinformation variieren. Diese zwei Signale werden dann in verschiedenen Kanälen (die aus den Tiefpassfiltern 73 und 75, den Komparatoren 77 und 79 und den Latch-Schaltungen 81, 83 sowie 85, 87 bestehen) verarbeitet, um vier impulsbreitenmodulierte Signale zu erzeugen, deren Tastverhältnisse abhängig von der Positionsinformation variieren. Die impulsbreitenmodulierten Signale werden dann im Addierer 89 auf solche Weise kombiniert, dass gemeinsame Versatzwerte beseitigt werden, zu denen es durch Phasendrifts in jedem der Kanäle kommt, und um Fehler zu entfernen, zu denen es durch Spannungsversätze in den Komparatoren kommt. Dann wird das Ausgangssignal des Addierers 89 durch einen Potenzialteiler 91 geschickt, der es ermöglicht, den Dynamikbereich des Ausgangssignalpegel sowie jeden Versatz für die spezielle Anwendung einzustellen, und dann durchläuft es ein Tiefpasfilter 93, das das kombinierte Signal mittelt, um eine Gleichspannung zu erzeugen, deren Wert direkt von der Winkelposition der Drehachse 1 abhängt. Wie es der Fachmann erkennt, nimmt dieses Ausgangssignal automatisch zu oder ab, wenn sich die Drehachse 1 dreht, was von der Drehrichtung abhängt, wodurch eine kontinuierliche Überwachung der Achsposition möglich ist.
Nun wird die in der Fig. 5a dargestellte Erregungs- und Verarbeitungsschaltung detailierter beschrieben.
Der digitale Signalgenerator 51 empfängt vom Quarzoszillator 53 ein schwingendes Taktsignal (das bei dieser Ausführungsform eine Frequenz von 8 MHz aufweist), und er verwendet dieses Taktsignal zum Erzeugen zweier Rechteck-Treibersignale TXA und TXB. Diese Treibersignale werden in den Erregertreiber 55 eingegeben, wo sie verstärkt werden und differenzmäßig an die Enden der in der Fig. 2 dargestellten Erregerspule 25 gelegt werden. Die Fig. 6a zeigt den bei der vorliegenden Ausführungsform verwendeten Erregertreiber 55 detaillierter. Wie dargestellt, verfugt der Erregertreiber 55 über zwei Verstärkungsschaltungen 101-1 und 101-2, die parallel zwischen den Anschluss Vcc und Masse geschaltet sind. Jede Verstärkungsschaltung 101 besteht aus zwei MOSFET-Schaltern mit niedrigem Widerstand (typischerweise weniger als 1 Ohm), die durch ein jeweiliges der Treibersignale TXA und TXB gesteuert werden, die an ihre Basisanschlüsse gelegt werden. Bei dieser Ausführungsform wird das Treibersignal TXA an den Eingangsanschluss 103-1 der Verstärkungsschaltung 101-1 gegeben, und das Treibersignal TXB wird an den Eingangsanschluss 103-2 der Verstärkungsschaltung 101-2 gegeben. Die von den jeweiligen Verstärkungsschaltungen 101 an den Ausgangsanschlüssen 105-1 bzw. 105-2 ausgegebenen Signale werden an die Enden der Erregerspule 25 gelegt. Die an die Eingangsanschlüsse 103 der Verstärkungsschaltungen 101 gelegten Treibersignale TXA und TXB sind in den Fig. 6b und 6c schematisch dargestellt. Wie dargestellt, sind die Treibersignale Rechtecksignale, die um 180º gegeneinander phasenverschoben sind. Bei dieser Ausführungsform ist die Frequenz der Treibersignale 2 MHz.
Die an die Erregerspule 25 gelegte Spannung sorgt dafür, dass in ihr ein Strom fließt, der seinerseits ein erregendes Magnetfeld in der Nähe des Resonanzkreises 31 erzeugt. Dieses erregende Magnetfeld sorgt dafür, dass der Resonanzkreis 31 in Resonanz gelangt und sein eigenes Magnetfeld erzeugt, das in jeder der Erfassungsspulen 21 und 23 eine EMK erzeugt. Im Ergebnis der räumlichen Strukturierung der Erfassungsspulen 21 und 23 und der Resonatorspule 33 (wie in den Fig. 2 und 3 dargestellt) variieren die induzierten EMKs, wenn sich die Drehachse 1 dreht. Insbesondere variiert die Spitzenamplitude der in jeder Erfassungsspule 21 und 23 induzierten EMK sinusförmig abhängig vom Drehwinkel (f) des Resonanzkreises 31 (und demgemäß der Drehachse 1). Daher enthalten die in den Erfassungsspulen 21 und 23 induzierten EMKs jeweils die folgenden Komponenten:
EMK&sub2;&sub1; = A&sub0; cos[Θ]cos[2πEMK&sub0;t]
EMK&sub2;&sub3; = A&sub0; cos[Θ + π/2]cos[2πEMK&sub0;t] (1)
wobei EMK&sub0; die Frequenz des Erregersignals ist (das bei dieser Ausführungsform 2 MHz beträgt), A&sub0; der Kopplungskoeffizient zwischen dem Resonanzkreis 31 und den Erfassungsspulen 21 und 23 ist (der u. a. vom Abstand zwischen jeder der Erfassungsspulen 21, 23 und dem Resonanzkreis 31 abhängt), und
Θ = 2πΦ/λ (2)
gilt, wobei λ der Wiederholungswinkel ist, d. h. der Winkel, über den sich eine Periode jeder Erfassungsspule erstreckt (der bei dieser Ausführungsform 120º beträgt), und Φ der Drehwinkel des Resonanzkreises 31 (und damit der Drehachse 1) ist. Es existiert ein zusätzlicher Phasenterm, bei dieser Ausführungsform π/2, in der Amplitudenkomponente der EMK&sub2;&sub3;. Dies beruht auf dem Umfangsversatz zwischen den Erfassungsspulen 21 und 23 (das in der Erfassungsspule 21 induzierte Signal wirkt als Referenzphase). Diese Phasenterme der induzierten Signale werden nachfolgend als Erfassungssignalphase bezeichnet.
Die in den Erfassungsspulen 21 und 23 induzierten EMKs werden in jeweilige Mischer 57 bzw. 59 eingegeben, wo sie mit Mischsignalen 63 bzw. 65 multipliziert werden. Bei dieser Ausführungsform wird jedes der Mischsignale 63 und 65 durch den digitalen Signalgenerator 51 erzeugt, und jedes verfügt über zwei periodisch zeitvariable Komponenten. Die erste Komponente ist in der Fig. 7 dargestellt, und es handelt sich um eine Rechteckwelle, die der an die Erregerspule 25 angelegten Rechteckspannung entspricht, jedoch einen Versatz von 90% aufweist, um eine aufgrund des Resonators 31 auftretende Phasenänderung zu kompensieren. Die zweite Komponente ist eine symmetrisch schwingende Spannung mit einer Grundfrequenz (FIF) unter der des Erregersignals, und die Phase variiert abhängig davon, an welchen der Mischer 57 und 59 es gegeben wird. (Insbesondere hängt die Phase des jedem Mischer zugeführten Zwischenfrequenzsignals von der oben genannten Erfassungssignalphase des Eingangssignals ab, mit dem es gemischt wird.) Die erste Komponente führt zu einer effektiven Demodulation der amplitudenmodulierten EMK, wie sie in der entsprechenden Erfassungsspule induziert wurde, und die zweite Komponente führt zu einer Neumodulation derselben mit der Zwischenfrequenz FIF. Bei dieser Ausführungsform gilt FIF = 3,90625 kHz, und sie wird dadurch erzeugt, dass das durch den Quarzoszillator erzeugte Taktsignal von 8 MHz durch 211 geteilt wird.
Die zweite Komponente des Mischsignals 63 ist in der Fig. 8a dargestellt, und die zweite Komponente des Mischsignals 65 ist in der Fig. 8b dargestellt. Wie dargestellt, eilt die zweite Komponente des Mischsignals 65 der zweiten Komponente des Mischsignals 63 um 90º nach. Auf diese Weise hat bei dieser Ausführungsform die Phase der zweiten Komponente, die jedem der Mischer 57 und 59 zugeführt wird, dieselbe Größe wie die Erfassungssignalphase des Erfassungssignals, mit dem sie gemischt wird.
Wie es dem mit der Fourieranalyse von Signalen vertrauten bekannt ist, kann ein periodisches, symmetrisches, schwingendes Signal, wie die in der Fig. 8 dargestellten Signale, durch die Summe aus einer Sinusgrundwelle und ungeraden Harmonischen höherer Ordnung zur Grundfrequenz repräsentiert werden. Daher kann die in den Mischern 57 und 59 ausgeführte Multiplikation wie folgt ausgedrückt werden:
M&sub5;&sub7; = (A&sub0; cos[Θ]cos[2πEMK&sub0;t])· (cos[2πEMK&sub0;t] + ungerade Harmonische)· (cos[2πFIFt] + ungerade Harmonische)
M&sub5;&sub9; = (A&sub0; Cos[Θ + π/2]cos[2πEMK&sub0;t])· (cos[2πEMK&sub0;t] + ungerade Harmonische)· (cos[2πFIFt + π/2] + ungerade Harmonische) (3)
Unter Ausführung dieser Multiplikation und Neuanordnung der Terme (unter Vernachlässigung ungerader Harmonischer hoher Frequenzen und des Signals mit dem Doppelten der Frequenz des Erregersignals) führt zu den folgenden Ausdrücken für die Ausgangssignale M&sub5;&sub7; und M&sub5;&sub9; der Mischer 57 und 59:
M&sub5;&sub7; = A&sub0;/4 (cos[2πFIFt + Θ] + cos[2πFIFt - Θ])
M&sub5;&sub9; = A&sub0;/4 (cos[2πFIFt + Θ + π] + cos[2πFIFt - Θ]) (4)
Diese Signale werden dann im Addierer 59 addiert, um Folgendes zu ergeben:
VOUT1 = (A&sub0;/2)(COS[2πFIFt - Θ]) (5)
Daher beinhaltet das Ausgangssignal des Addierers 69 eine einzelne Sinuswelle mit der Zwischenfrequenz, deren Phase der Phase des Referenz-Zwischenfrequenzsignals um den Wert (Θ) voreilt, der abhängig von der Winkelposition (Φ) der Drehachse 1 variiert. Wie es der Fachmann erkennt, heben sich die anderen Zwischenfrequenzkomponenten durch die spezielle Wahl der Phase jedes der Zwischenfrequenz-Mischsignale auf.
Wie oben angegeben, werden die von den Erfassungsspulen 21 und 23 empfangenen Signale mit verschiedenen Mischsignalen gemischt und kombiniert, um zwei Signale zu erzeugen, deren Phase abhängig von der Positionsinformation variiert. VOUT1 ist eines dieser Signale. Das andere Signal wird dadurch erhalten, dass das in der Erfassungsspule 23 induzierte Signal im Mischer 61 mit dem Mischsignal 67 gemischt wird und das Ausgangssignal des Mischers 61 im Addierer 71 zum Ausgangssignal des Mischers 57 addiert wird. Wie die Mischsignale 63 und 65, so enthält auch das Mischsignal 67 eine erste Komponente, die dem Treibersignal zum Demodulieren des empfangenen Signals entspricht, und eine zweite Komponente mit der Zwischenfrequenz zum Neumodulieren des Signals. Die Fig. 8c veranschaulicht die Form der bei dieser Ausführungsform verwendeten zweiten Komponente des Mischsignals 67. Wie dargestellt, eilt die zweite Komponente des Mischsignals 67 der zweiten Komponente des Mischsignals 63 um 90º voraus. Daher ist das Ausgangssignal des Mischers 61 wie folgt gegeben:
M&sub5;&sub9; = (A&sub0; cos[Θ + π/2]cos[2πEMK&sub0;t))· (cos[2πEMK&sub0;t] + ungerade Harmonische)· (cos[2πFIFt + π/2) + ungerade Harmonische) (6)
Wenn diese Multiplikation ausgeführt wird und die Terme neu angeordnet werden (wobei die ungeraden Harmonischen hoher Frequenz und das Signal mit dem Doppelten der Frequenz des Trägersignals vernachlässigt werden), führt dies zum folgenden Ausdruck für das Ausgangssignal des Mischers 61:
M&sub6;&sub1; = (A&sub0;/4)(cos[2πFIFt + Θ] + cos[2πFIFt - Θ - π) (7)
Wenn dieses Signal im Addierer 71 zum vom Mischer 57 ausgegebenen Signal addiert wird, ergibt sich:
VOUT2 = (A&sub0;/2)(cos[2πFIFt + Θ]) (8)
Das Ausgangssignal des Addierers 71 enthält demgemäß eine einzelne Sinuswelle mit der Zwischenfrequenz, deren Phase der Phase des Referenz-Zwischenfrequenzsignals um den Wert (®) nacheilt, der abhängig von der Winkelposition (Φ) der Drehachse 1 variiert. Wie es der Fachmann erkennt, heben sich die anderen Zwischenfrequenzkomponenten durch die spezielle Wahl der Phase jedes der Zwischenfrequenz-Mischsignale auf.
Daher sind, wie es aus einem Vergleich der Gleichungen 5 und 8 erkennbar ist, die zwei Signale VOUT1 und VOUT2 beide Zwischenfrequenzsignale, deren Phasen in entgegengesetzten Richtungen abhängig von der Winkelposition der Achse 1 variieren.
Wie oben angegeben, enthält das Ausgangssignal jedes der Addierer 69 und 71 auch umgerade harmonische Komponenten hoher Frequenz der Zwischenfrequenz. Dies, da die zweiten Komponenten der Mischsignale 63 und 65 keine perfekten Sinuswellen sind, da dies schwierig zu realisieren wäre und bei einer einfachen, billigen Schaltung unpraktisch wäre. Daher werden die Tiefpassfilter 73 und 75 dazu benötigt, diese harmonischen Komponenten aus den von den Addierern 69 und 71 ausgegebenen Signalen auszufiltern. Bei dieser Ausführungsform wurden die in der Fig. 8 dargestellten zweiten Signalkomponenten so konzipiert, dass die Energie der Harmonischen niedriger Ordnung verringert wurde, da dies Einschränkungen verringert, wie sie den Betriebseigenschaften der Tiefpassfilter 73 und 75 auferlegt sind. Dies wird durch Erhöhen der Anzahl der Übergänge im Signal in der Umgebung, in der Harmonische niedriger Ordnung den größten Effekt hätten, d. h. entfernt von den Spitzenwerten der Grundfrequenz FIF, bewerkstelligt.
Die von den Tiefpassfiltern 73 und 75 ausgegebenen, sich sinusförmig ändernden Signale werden dann dadurch in entsprechende Rechtecksignale umgesetzt, dass sie in den Komparatoren 77 bzw. 79 mit Masse (0 Volt) verglichen werden. Dann werden die Latchstufen 81, 83, 85 und 87 dazu verwendet, die Ausgangssignale der Komparatoren 77 und 79 in impulsbreitenmodulierte Signale umzusetzen, der Tastverhältnisse monoton abhängig von der Winkelposition (Φ) der Drehachse 1 über 120º variieren. Bei dieser Ausführungsform wird dies dadurch bewerkstelligt, dass das Ausgangssignal jedes der Komparatoren. 77 und 79 mit zwei Referenzsignalen verglichen werden, die sich ebenfalls mit der Zwischenfrequenz FIF wiederholen.
Genauer gesagt, werden die Ausgangssignale des Komparators 77 an den Setzeingang der Latchstufen 81 und 83 gegeben, und die durch den Signalgenerator 51 erzeugten Referenzsignale 82 und 84 werden an den Rücksetzeingangen der Latchstufen 81 und 83 eingegeben. Bei dieser Ausführungsform reagiert der Setzeingang der Latchstufe 81 auf die Hinterflanke des Ausgangssignals des Komparators 77, und der Rücksetzeingang reagiert auf die Vorderflanke des Referenzsignals 82. In ähnlicher Weise reagiert der Setzeingang der Latchstufe 83 auf die Vorderflanke des Ausgangssignals des Komparators 77, und der Rücksetzeingang reagiert auf die Vorderflanke des Referenzsignals 84. Auf diese Weise ist das Ausgangssignal der Latchstufe 81 ein impulsbreitenmoduliertes Signal, dessen Tastverhältnis von der Zeitverzögerung zwischen der Vorderflanke des Rücksetzsignals 82 und der Hinterflanke der vom Komparator 77 ausgegebenen Rechteckwelle abhängt, und das Ausgangssignal der Latchstufe 83 ist ein impulsbreitenmoduliertes Signal, dessen Tastverhältnis von der Zeitverzögerung zwischen der Vorderflanke des Rücksetzsignals 84 und der Vorderflanke des vom Komparator 77 ausgegebenen Rechtecksignals abhängt. Auf ähnliche Weise wird das Ausgangssignal des Komparators 79 an die Latchstufen 85 und 87 gegeben, wo es mit vom Signalgenerator 51 erzeugten Referenzsignalen 86 und 88 verglichen wird. Wie die Latchstufen 81 und 83, so sind auch die Latchstufen 85 und 87 so ausgebildet, dass die Latchstufe 85 ein impulsbreitenmoduliertes Signal ausgibt, dessen Tastverhältnis von der Zeitverzögerung zwischen der Vorderflanke des Referenzsignals 86 und der Hinterflanke der vom Komparator 79 ausgegebenen Rechteckwelle abhängt, und dass die Latchstufe 87 ein impulsbreitenmoduliertes Signal ausgibt, dessen Tastverhältnis von der Zeitverzögerung zwischen der Vorderflanke des Referenzsignals 88 und der Vorderflanke des vom Komparator 79 ausgegebenen Rechtecksignals abhängt.
Das invertierte Ausgangssignal (Q) der Latchstufen 81 und 83 sowie das nichtinvertierte Ausgangssignal (Q) der Latchstufen 85 und 87 werden in den Addierer 89 eingegeben, wo die vier impulsbreitenmodulierten Signale zueinander addiert werden. Auf diese Weise wird das Ausgangssignal der Latchstufe 81 zum Ausgangssignal der Latchstufe 83 addiert, und dieses Signal wird von der Summe aus dem Ausgangssignal der Latchstufe 85 und demjenigen der Latchstufe 87 subtrahiert. Wie es unten detaillierter beschrieben wird, wird durch Addieren dieser Signale auf diese Weise jeglicher gemeinsame Phasenversatz beseitigt, wie er in den zwei Verarbeitungskanälen erzeugt wird, und es werden jegliche Fehler beseitigt, wie sie durch einen Spannungsversatz in einem der Komparatoren 77 und 79, oder beiden, hervorgerufen werden können.
Eine Korrektur von durch einen Komparatoroffset hervorgerufenen Fehlern wird dadurch erzielt, dass das Ausgangssignal des Komparators in zwei Latchstufen geleitet wird, von denen eine mit der fallenden Flanke des vom Komparator ausgegebenen Signals getriggert wird und eine durch die Vorderflanke des vom Komparator ausgegebenen Signals getriggert wird, wobei die Ausgangssignale dieser zwei Latchstufen zueinander addiert werden. Auf diese Weise nimmt, wenn im Komparator ein Offset existiert, das Tastverhältnis des von einer Latchstufe ausgegebenen Signals zu, während das Tastverhältnis des von der anderen Latchstufe ausgegebenen Signals mit einem ähnlichen Wert abnimmt. Daher führt das Addieren der Ausgangssignale der zwei Latchstufen zu einem Signal, das dasselbe mittlere Tastverhältnis aufweist. Jedoch funktioniert diese Korrektur nur dann, wenn der Komparatoroffset nicht dafür sorgt, dass die Vorder- oder Hinterflanke in eine benachbarte Zwischenfrequenzperiode verschoben wird. Daher würden bei dieser Ausführungsform Fehler bei Sensorwinkeln von ungefähr 90º und -30º auftreten, da an diesen Stellen die Hinter- oder Vorderflanke in der falschen ZF-Periode enden kann.
Die Korrektur gemeinsamer Phasenversätze in den zwei Kanälen wird dadurch erzielt, dass die Signale von jedem Kanal subtrahiert werden. Wie es dem Fachmann bekannt ist, werden durch Substrahieren der Signale von den Kanälen die gemeinsamen Offsets beseitigt, jedoch wird die Positionsinformation nicht beseitigt, da bei dieser Ausführungsform die positionsbezogenen Phasenvariationen der zwei Kanäle entgegengesetzte Polarität aufweisen. Daher werden, wenn die Signale von den zwei Kanälen subtrahiert werden, die positionsbezogenen Phasenvariationen in jedem Kanal zueinander addiert. Jedoch berücksichtigt, wie es der Fachmann erkennt, die Doppelkanal-Vorgehensweise dieser Ausführungsform Phasenfehler nicht, die jedem Kanal eigen sind, jedoch können diese Fehler durch sorgfältiges Anpassen der Komponenten in jedem Kanal minimiert werden.
Dann wird das vom Addierer 89 ausgegebene Signal durch einen Potenzialteiler 91 geführt, der für die benötigte Variation und den Offset der Ausgangsspannung konfiguriert sein kann. Das vom Potenzialteiler ausgegebene Signal wird dann durch ein Tiefpassfilter 93 gefiltert, um eine Ausgangsspannung (A_OUT) zu erzeugen, die dem Mittelwert des vom Potenzialteiler 91 ausgegebenen Signals entspricht. Bei dieser Ausführungsform variiert dieses Ausgangssignal A_OUT linear zwischen 0 und 5 Volt und wiederholt sich alle 125º der Drehung der Drehachse 1. Wie es in der Fig. 5b dargestellt ist, ist der Potenzialteiler 91 so ausgebildet, dass dann, wenn Φ den Wert 90º aufweist, A_OUT den Wert 0 Volt aufweist.
Das oben beschriebene System erzielt typischerweise eine Linearität von besser als +/-0,1%, selbst wenn mit variierenden Eingangssignalpegeln von 800 mV Effektivspannung bis herunter zu 100 mv Effektivspannung, d. h. mit einem Dynamikbereich von 8 : 1 gemessen wird.
Nun wird der Betrieb der obigen Ausführungsform unter Bezugnahme auf die in den Fig. 9 bis 36 dargestellten Signaldiagramme veranschaulicht, die die Form einiger der Signale in der Verarbeitungsschaltung veranschaulichen, wenn sich die Drehachse 1 an drei verschiedenen Positionen befindet - die erste Position entspricht Φ = 30º; die zweite Position entspricht Φ = 45º und die dritte Position entspricht Φ = 100º. Die in diesen Figuren dargestellten Timingdiagramme sind durch Verringern der Anzahl von Erregerimpulsen pro Zwischenfrequenzperiode auf 64 anstelle von 512 vereinfacht. Dadurch können die Diagramme einfacher betrachtet werden, da sowohl die Zwischenfrequenz- als auch die Erregerfrequenzsignale gemeinsam gesehen werden können. In diesem Figuren ist genau eine Zwischenfrequenzperiode dargestellt. Die Sequenz des Signalverlaufs wiederholt sich in der nächsten Periode usw. Da die Erregerfrequenz 2 MHz beträgt und die Zwischenfrequenz 3,90625 kHz beträgt, beträgt die tatsächliche Zwischenfrequenzperiode 256 us.

Φ = 30º

Die Fig. 9a und 9b zeigen die Form der Signale, wie sie in den Erfassungsspulen 21 bzw. 23 induziert werden, wenn Φ = 3Q0 gilt. Wie dargestellt, wird in der Erfassungsspule 21 kein Signal induziert, da, wie es in der Fig. 4 dargestellt ist, wenn Φ den Wert 30º einnimmt, die Spitzenamplitude des in den Erfassungsspulen 21 induzierten Signals 0 ist. Demgegenüber wird in der Erfassungsspule 23 ein Signal induziert, und wenn, wie es in der Fig. 4 dargestellt ist, die Drehachse unter einem Winkel von 30º steht, weist das in der Erfassungsspule 23 induzierte Signal an dieser Position seinen Spitzenwert auf.
Die Fig. 10a zeigt das Ausgangssignal des Mischers 57. Da in der Erfassungsspule 21 kein Signal induziert wird, ist das Ausgangssignal des Mischers 57 ebenfalls 0. Die Fig. 10b zeigt das Ausgangssignal des Mischers 59, das durch Mischen des in der Fig. 9b dargestellten Signals mit dem in der Fig. 7 dargestellten Treibersignal und dem in der Fig. 8b dargestellten Zwischenfrequenzsignal erzeugt wird. In ähnlicher Weise zeigt die Fig. 10c das Ausgangssignal des Mischers 61, das durch Multiplizieren des in der Fig. 9b dargestellten Signals mit dem in der Fig. 7 dargestellten Treibersignal und dem in der Fig. 8c dargestellten Zwischenfrequenzsignal erzeugt wird.
Wie oben angegeben, werden die Ausgangssignale der Mischer 57 und 59 im Addierer 69 zueinander addiert. Die Fig. 11a zeigt die Form des vom Addierer 69 ausgegebenen Signals. Wie dargestellt, ist dieses Signal dasselbe wie das in der Fig. 10b dargestellte, vom Mischer 59 ausgegebenen Signal, da kein Ausgangssignal des Mischers 57 existiert. In ähnlicher Weise ist das Ausgangssignal des Addierers 71, wie in der Fig. 11b dargestellt, dasselbe wie das in der Fig. 10c dargestellte Ausgangssignal des Mischers 61. Die Ausgangssignale der Addierer 69 und 71 werden dann durch die Tiefpassfilter 73 und 75 gefiltert, und die gefilterten Ausgangssignale der Tiefpassfilter 73 und 75 sind in den Fig. 12a bzw. 12b dargestellt. Bei dieser Ausführungsform führen, wie es aus einem Vergleich der in den Fig. 11 und 12 dargestellten Signale erkennbar ist, die Tiefpassfilter 73 und 75 eine Phasenverzögerung von 90º in die Eingangssignale ein. Die in der Fig. 12 dargestellten gefilterten Signale werden dann durch die Komparatoren 77 und 79 geleitet, wo sie mit Masse verglichen werden. Die Fig. 13a und 13b zeigen das sich ergebende Rechtecksignal, wie es vom Komparator 77 bzw. 79 ausgegeben wird.
Wie oben angegeben, wird das in der Fig. 13a dargestellte Rechtecksignal, das das Ausgangssignal des Komparators 77 ist, an den Setzeingang der Latchstufen 81 und 83 gegeben, und das in der Fig. 13b dargestellte Rechtecksignal, das das Ausgangssignal des Komparators 79 ist, wird an den Setzeingang der Latchstufen 85 und 87 gegeben. Die Fig. 14a zeigt die Form des an die Latchstufe 81 gegebenen Referenzsignals 82, und die Fig. 15a zeigt die Form des von der Latchstufe 81 an ihrem invertierenden Ausgang ( ) ausgegebenen impulsbreitenmodulierten Signals. Wie dargestellt, bewirkt die Vorderflanke des in der Fig. 14a dargestellten Referenzsignals, dass sich das Ausgangssignal der Latchstufe 81 vom Pegel. 0 auf hohen Pegel ändert, und die fallende Flanke des in der Fig. 13a dargestellten Komparator-Ausgangssignals bewirkt, dass der Ausgangspegel von wieder auf den niedrigen Pegel rückgesetzt wird. Die Fig. 14b zeigt die Form des am Rücksetzeingang der Latchstufe 83 eingegebenen Referenzsignals 84. Die Fig. 15b zeigt das sich ergebende invertierte Ausgangssignal der Latchstufe 83. Wie dargestellt, ändert sich bei der Vorderflanke des Referenzsignals 84 das Ausgangssignal der Latchstufe 83 vom Zustand mit niedrigem Pegel auf den hohen Pegel, und es kehrt erst bei der Vorderflanke des vom Komparator 77 ausgegebenen Rechtecksignals, wie in der Fig. 13a dargestellt, auf den niedrigen Pegel zurück.
Auf ähnliche Weise wird das durch den Komparator 79 ausgegebene Rechtecksignal, das in der Fig. 13b dargestellt ist, an die Setzeingänge der Latchstufen 85 und 87 gegeben. Bei dieser Ausführungsform ist das Referenzsignal 86 dasselbe wie das in der Fig. 14a dargestellte Referenzsignal 82, und das Referenzsignal 88 ist dasselbe wie das in der Fig. 14b dargestellte Referenzsignal 84. Die Ausgangssignale der Latchstufen 85 und 87 sind daher in den Fig. 15c und 15d dargestellt. Wie es in der Fig. 5b dargestellt ist, ist bei dieser Ausführungsform der Potenzialteiler 91 so ausgebildet, dass dann, wenn den Wert 30º aufweist, die vom Tiefpassfilter 93 ausgegebene Gleichspannung 2,5 Volt beträgt, wie es in der Fig. 16 dargestellt ist.

Φ = 45º

Die Fig. 17a und 17b zeigen die Form der Signale, wie sie in den Erfassungsspulen 21 und 23 induziert werden, wenn die Drehachse unter einem Winkel steht, der Φ = 45º entspricht. Wie es in der Fig. 4 dargestellt ist und durch diese bestätigt werden kann, weisen die Spitzenamplituden der in den Erfassungsspulen 21 und 23 induzierten Signale bei Φ = 45º denselben Wert auf. Daher sind die in den Fig. 17a und 17b dargestellten Signale gleich.
Die Fig. 18a zeigt die Form des vom Mischer 57 ausgegebenen Signals, wenn das in der Fig. 17a dargestellte Signale mit dem in der Fig. 7 dargestellten Treibersignal und dem in der Fig. 8a dargestellten Zwischenfrequenzsignal gemischt wird. In ähnlicher Weise zeigt die Fig. 18b das Ausgangssignal des Mischers 59, das durch Mischen des in der Fig. 7b dargestellten Signals mit dem in der Fig. 7 dargestellten Treibersignal und dem in der Fig. 8b dargestellten Zwischenfrequenzsignal erzeugt wird. In ähnlicher Weise zeigt die Fig. 18c das Ausgangssignal des Mischers 61, das durch Mischen des in der Fig. 17b dargestellten Signals mit dem in der Fig. 7 dargestellten Treibersignal und dem in der Fig. 8c dargestellten Zwischenfrequenzsignal erzeugt wird. Die in den Fig. 18a und 18b dargestellten Signale werden dann im Addierer 69 zueinander addiert, um das in der Fig. 19a dargestellte Signal zu erzeugen, und die in den Fig. 18a und 18c dargestellten Signale werden im Addierer 71 zueinander addiert, um das in der Fig. 19b dargestellte Signal zu erzeugen. Diese Signale werden dann durch die Tiefpassfilter 73 und 75 gefiltert, um die in den Fig. 20a und 20b dargestellten gefilterten Signale zu erzeugen.
Diese gefilterten Signale werden dann dadurch in die in den Fig. 21a und 21b dargestellten entsprechenden Rechtecksignale gewandelt, dass die gefilterten Signale durch die Komparatoren 77 bzw. 79 geleitet werden. Die Fig. 22a und 22b zeigen die Form der zwei Referenzsignale, die die Latchstufen 81, 83, 85 und 87 steuern, wobei es dieselben wie die in den Fig. 14a und 14b dargestellten Referenzsignale sind. Die Fig. 23a, 23b, 23c und 23d zeigen die Ausgangssignale der jeweiligen Latchstufen 81, 83, 85 bzw. 87 für die aktuelle Position der Achse 1. Wie dargestellt, wird durch Verdrehen der Achse um 15º ausgehend von der ersten Position das Tastverhältnis der durch die Latchstufen ausgegebenen impulsbreitenmodulierten Signale erhöht. Dies führt zu einer entsprechenden Zunahme der durch das Tiefpassfilter 93 ausgegebenen Gleichspannung. Bei dieser Ausführungsform beträgt die Ausgangsspannung in dieser zweiten Position 3,125 Volt, wie es in der Fig. 24 dargestellt ist.

Φ = 100º

Die Fig. 25a und 25b zeigen die Signale, wie sie in den Erfassungsspulen 21 bzw. 23 induziert werden, wenn sich die Drehachse 1 an einer Φ = 100º entsprechenden Position befindet. Wie es in der Fig. 25 dargestellt ist, ist die Spitzenamplitude des in der Erfassungsspule 23 induzierten Signals großer als die Spitzenamplitude des in der Erfassungsspule 21 induzierten Signals. Dies kann durch Betrachten des in der Fig. 4 dargestellten Kurvenverlaufs bestätigt werden.
Das in der Fig. 25a dargestellte Signal wird mit dem in der Fig. 7 dargestellten Treibersignal und dem in der Fig. 8a dargestellten Zwischenfrequenzsignal gemischt, um das in der Fig. 26a dargestellte Signal zu erzeugen; das in der Fig. 25b dargestellte Signal wird mit dem in der Fig. 7 dargestellten Treibersignal und dem in der Fig. 8b dargestellten Zwischenfrequenzsignal gemischt, um das in der Fig. 26b dargestellte Signal zu erzeugen; und das in der Fig. 25b dargestellte Signal wird mit dem in der Fig. 7 dargestellten Treibersignal und dem in der Fig. 8c dargestellten Zwischenfrequenzsignal gemischt, um das in der Fig. 26c dargestellte Signal zu erzeugen.
Dann werden die in den Fig. 26a und 26b dargestellten Signale im Addierer 69 addiert, um das in der Fig. 27a dargestellte Signal zu erzeugen, und die in den Fig. 26a und 26c dargestellten Signale werden im Addierer 71 addiert, um das in der Fig. 27b dargestellte Signal zu erzeugen. Diese Signale werden dann durch die Tiefpassfilter 73 und 75 gefiltert, um die in den Fig. 28a bzw. 28b dargestellten gefilterten Signale zu erzeugen.
Diese gefilterten Signale werden dann dadurch in entsprechende Rechtecksignale gewandelt, dass sie in den Komparatoren 77 und 79 mit Masse verglichen werden. Die von den Komparatoren 77 und 79 ausgegebenen Rechtecksignale werden dann gemeinsam mit den in den Fig. 30a und 30b dargestellten Referenzsignalen, die dieselben sind, wie sie in den Fig. 14a und 14b dargestellt sind, in die Latchstufen 81, 83, 85 und 87 eingegeben. Wie es aus den impulsbreitenmodulierten Signalen 31a, 31b, 31c und 31d, die das Ausgangssignal dieser Latchstufen repräsentieren, erkennbar ist, ist das Tastverhältnis dieser Signale an dieser dritten Position viel kleiner, was zu einem niedrigeren Gleichspannungs-Ausgangspegel führt. Bei dieser Ausführungsform beträgt die Ausgangsspannung bei einer Φ = 100º entsprechenden Winkelposition 0,4 Volt, wie es in der Fig. 24 dargestellt ist.
Daher ändert sich, wie es für den Fachmann ersichtlich ist, die Ausgangsspannung (A_OUT) linear mit der Winkelposition, wenn sich die Winkelposition der Drehachse 1 ändert.
Um den Effekt eines Offsets in einem der Komparatoren zu veranschaulichen, erfolgt nun eine Beschreibung unter Bezugnahme auf die Fig. 33 bis 36, die veranschaulichen, was im Fall eines Komparators 77 mit einer Offsetspannung VOS geschieht, wenn sich die Drehachse 1 in der oben beschriebenen dritten Winkelposition befindet. Bei diesem Beispiel weist der Offset einen Wert von 30% der Spitzensinuswelle auf (z. B. VOS = 3 mv, wenn das Spitzensignal vom Filter 73 einen Wert von 10 mv aufweist). Wie es in der Fig. 33a dargestellt ist, ist die Masse des Komparators 77, wie durch die Linie 102 repräsentiert, relativ zur wahren Masse verschoben, die durch die gestrichelte Linie 104 repräsentiert ist. Dies führt dazu, dass sich die Vorderflanke des vom Komparator 77 ausgegebenen Rechtecksignals nach links bewegt und sich die Hinterflanke nach rechts bewegt, wenn ein Vergleich mit den in der Fig. 29a dargestellten korrekten Positionen erfolgt. Da jedoch im Komparator 79 kein Offset vorhanden ist, ist das in der Fig. 34b dargestellte Signal, das dem Ausgangssignal des Komparators 79 entspricht, dasselbe wie das in der Fig. 29b dargestellte Signal. Wie es in den Fig. 35a und 35b dargestellt ist, sind die an die Latchstufen gegebenen Referenzsignale dieselben, wie sie in den Fig. 30a und 30b dargestellt sind.
Daher führt, wie es aus einem Vergleich der Fig. 36a und 36b mit den Fig. 31a und 31b (die die von den Latchstufen 81 und 83 an der dritten Position ausgegebenen impulsbreitenmodulierten Signale zeigen, wenn kein Komparatoroffset existiert) erkennbar ist, die Verschiebung der Rückflanke des in der Fig. 34a dargestellten Signals nach rechts zu einer Zunahme des Tastverhältnisses des in der Fig. 36a dargestellten Signals, und die Verschiebung der Vorderflanke des in der Fig. 34a dargestellten Signals nach links führt zu einer Abnahme des Tastverhältnisses des in der Fig. 36b dargestellten Signals. Daher wird, wenn diese zwei impulsbreitenmodulierten Signale im Addierer 89 addiert werden, der Effekt dieses Komparatoroffsets beseitigt, da die Zunahme des Tastverhältnisses des Signals in der Fig. 36ä die Abnahme des Tastverhältnisses des in der Fig. 36b dargestellten Signals aufhebt.
Wie es der Fachmann erkennt, zeigt die obige Ausführungsform gegenüber der in der früheren internationalen Anmeldung WO95/31696 der Anmelderin beschriebenen Verarbeitungselektronik eine Anzahl von Vorteilen. Zu diesen gehören die Folgenden:
1) Die oben beschriebene Verarbeitungsschaltung kann ein Ausgangssignal (A_OUT) erzeugen, das sich kontinuierlich ändert, wenn sich der Drehwinkel der Drehachse 1 ändert; dagegen muss bei der in WO95/31696 beschriebenen Verarbeitungsschaltung jedesmal dann, wenn eine Positionsmessung erforderlich ist, eine Arkustangens-Berechnung ausgeführt werden;
2) durch Einspeisen des Ausgangssignals eines Komparators in zwei Latchstufen, von denen die eine mit der Hinterflanke und die andere mit der Vorderflanke des Komparator-Ausgangssignals getriggert wird, können Fehler durch einen Spannungsversatz im Komparator beseitigt werden;
3) durch Bereitstellen eines Doppelkanaldesigns können gemeinsame Phasenfehler, die z. B. durch die Tiefpassfilter oder die Komparatoren eingeführt werden, dadurch beseitigt werden, dass die Signale der zwei Kanäle subtrahiert werden; und
4) unter Verwendung der dreipegeligen, in der Fig. 8 dargestellten Zwischenfrequenz-Mischsignale, die so konzipiert sind, dass die Energie innerhalb der Harmonischen niedriger Ordnung verringert wird, sind weniger komplizierte Tiefpassfilter erforderlich, um den Effekt der harmonischen Terme niedrigerer Ordnung (der dritten und der fünften Harmonischen) zu verringern.

Alternative Ausführungsformen

Der Fachmann erkennt, dass zwar diese vorteilhaften Merkmale für eine einzelne Ausführungsform beschrieben wurden, dass sie jedoch alleine oder in jeder Kombination realisiert werden können. Z. B. könnte die oben beschriebene Ausführungsform so modifiziert werden, dass nur ein einzelner Kanal vorhanden ist, mit einer Kompensation für einen Komparatoroffset und mit einem durch eine Rechteckwelle gebildeten Zwischenfrequenzsignal. Alternativ könnte die Komparatorkompensation weggelassen werden und es könnte ein Doppelkanaldesign vorhanden sein, das ebenfalls eine Rechteckwelle als Zwischenfrequenz-Mischsignal verwendet.
Nun wird eine zweite Ausführungsform unter Bezugnahme auf die Fig. 37 bis 48 beschrieben. Bei der zweiten Ausführungsform wird derselbe Positionscodierer, wie er unter Bezugnahme auf die Fig. 1 bis 4 beschrieben wurde, dazu verwendet, ein Paar von Phasenquadratursignalen zu erzeugen, deren Amplitude sich sinusförmig abhängig von der Drehposition der Achse 1 ändert. Der Unterschied der zweiten Ausführungsform besteht in einem Vorderende-Mischvorgang der empfangenen Signale. Insbesondere ist, wie es der Fachmann aus einem Vergleich der Fig. 10b und 10c erkennt, das Ausgangssignal M&sub6;&sub3; des Mischers 61 das inverse des Ausgangssignals M&sub5;&sub9; des Mischers 59, und die zweite Ausführungsform nutzt diese Tatsache zum Weglassen des Mischers 61. Statt dessen wird das vom Mischer 59 ausgegebene Signal in eine Subtrahierschaltung 111 eingegeben, wo es vom Ausgangssignal des Mischers 57 subtrahiert wird. Diese Ausführungsform ist bevorzugt, da die Anzahl der Komponenten und die Kompliziertheit der Verarbeitungsschaltung verringert sind.
Bei dieser zweiten Ausführungsform sind die Komponenten, die mit denen identisch sind, die bei der ersten Ausführungsform verwendet wurden, mit denselben Bezugszahlen versehen. Daher ist es aus einem Vergleich mit der Fig. 5a erkennbar, dass die einzigen Änderungen bei dieser Ausführungsform im Weglassen des Mischers 61 und des Mischsignals 67, im Ersetzen des Addierers 71 durch eine Subtrahierschaltung 111 und im Ersetzen des digitalen Signalgenerators 71 durch den modifizierten Signalgenerator 113 bestehen. Wie es der Fachmann erkennt, ist das von der Subtrahierschaltung 111 ausgegebene Signal identisch mit dem vom Addierer 71 bei der ersten Ausführungsform ausgegebenen Signal, und daher ist die mit diesen Signalen anschließend ausgeführte Verarbeitung identisch mit derjenigen, wie sie bei der ersten Ausführungsform ausgeführt wird, und dies wird nicht erneut beschrieben.
Nun erfolgt eine detailliertere Beschreibung der Schaltungskomponenten, die Teil der in der Fig. 37 dargestellten Verarbeitungsschaltung sind.
Die Fig. 38 ist ein schematisches Blockdiagramm zum detaillierteren Veranschaulichen der Komponenten des digitalen Signalgenerators 113. Wie bei der ersten Ausführungsform empfängt der digitale Signalgenerator 113 an einem Eingangsanschluss 129 vom Quarzoszillator 53 ein Taktsignal von 8 MHz. Das Taktsignal vom Quarzoszillator wird in ein D-Flipflop 131 eingegeben, das ein invertiertes und ein nichtinvertiertes Signal von 4 MHz erzeugt, die als Systemtaktsignal verwendet werden, da die Latchstufe 133, den Zähler 135 und die Latchstufe 139 taktet, die Teil des digitalen Signalgenerators 113 sind.
Der Zähler 135 wird durch das Systemtaktsignal von 4 MHz getaktet, und er gibt eine digitale Zahl aus, die pro System takt um eins inkrementiert wird. Das geringstsignifikante Bit dieser digitalen Zahl (die sich mit 2 MHz ändert) wird in den Eingang der Latchstufe 133 eingespeist, die dieses Signal einspeichert, um ein invertieres und ein nichtinvertiertes Ausgangssignal zu erzeugen, die die Treibersignale TXA und TXB mit der korrekten Phase bilden, die an den Erregertreiber 55 geliefert werden. Die vom Zähler 135 ausgegebene digitale Zahl wird auch an den Eingang des EPROM 137 geliefert. Die digitale Zahl wird dazu verwendet, Speicherstellen innerhalb des EPROM 137 zu adressieren. Daraufhin gibt der EPROM 137 die Werte der Referenzsignale aus, die an die Latchstufen 81, 83, 85 und 87 gegeben werden, sowie die Mischsignale, die an die Mischer 57 und 59 im aktuellen Taktzyklus geliefert werden. Jedoch werden, bevor diese Signale vom digitalen Signalgenerator 113 ausgegeben werden, dieselben durch eine Latchstufe 139 geleitet, um jegliche Übergänge zu synchronisieren, wie sie innerhalb der Steuersignale beim aktuellen Taktzyklus auftreten können.
Wie es in der Fig. 38 dargestellt ist, gehören zu den vom digitalen Signalgenerator 113 ausgegebenen Signalen die folgenden:
- DMIX SIN A - eines der an den Mischer 57 gelieferten Misch-Steuersignale;
- DMIX_SIN_B - eines der an den Mischer 57 gelieferten Misch-Steuersignale;
- DMIX_COS_A - eines der an den Mischer 59 gelieferten Misch-Steuersignale;
- DMIX_COS_B - eines der an den Mischer 59 gelieferten Misch-Steuersignale;
- RESET P - an die Latchstufe 81 geliefertes Referenzsignal 82;
- RESET Q - an die Latchstufe 83 geliefertes Referenzsignal 84;
- RESET R - an die Latchstufe 85 geliefertes Referenzsignal 86; und
- RESET S - an die Latchstufe 87 geliefertes Referenzsignal 88.
Wie bei der ersten Ausführungsform stimmt das Referenzsignal 82 mit dem Referenzsignal 88 überein, und die Referenzsignale 84 und 86 sind gleich. Daher sind RESET P und RESET S gleich, und RESET Q und RESET R sind gleich. Diese Referenzsignale sind in den Fig. 14a und 14b dargestellt.
Die Fig. 39 zeigt die Komponenten der Mischer 57 und 59, des Addierers 69, der Subtrahierschaltung 111, der Tiefpassfilter 73 und 75 sowie der Komparatoren 77 und 79 detaillierter. Wie dargestellt, ist jeder der Mischer 57 und 59 durch zwei Schalter 57-1, 57-2 sowie 59-1, 59-2 gebildet, wobei jeder Schalter über zwei Eingänge und einen einzelnen Ausgang verfügt. Wenn der erste Mischer 57 betrachtet wird, ist jedes Ende der Erfassungsspule 21 mit einem jeweiligen Eingang der zwei Schalter 57-1 und 57-2 verbunden. In ähnlicher Weise ist jedes Ende der Erfassungsspule 23 mit einem jeweiligen Eingang der zwei Schalter 59-1 und 59-2 verbunden. Die - Ausgangssignale der Schalter werden in den Addierer 69 und die Subtrahierschaltung 111 eingegeben.
Die Mischschaltung 57 ist so betreibbar, dass sie das von der Erfassungsspule 21 empfangene Signal mit dem in der Fig. 40 dargestellten Zwischenfrequenzsignal (das mit dem in der Fig. 8a dargestellten Signal übereinstimmt) und dem in der Fig. 42 dargestellten Demodulationssignal (das mit dem in der Fig. 7 dargestellten Signal übereinstimmt) mischt. Da das Zwischenfrequenzsignal ein dreipegeliges Signal ist, das +1,0 oder -1 sein kann, müssen die Schalter dazu in der Lage sein, dass das Signal an ihren Ausgängen die Werte EMK&sub2;&sub1;, -EMK&sub2;&sub1; und 0 einnehmen kann. In ähnlicher Weise ist die Mischschaltung 59 so betreibbar, dass sie das von der Erfassungsspule 23 empfangene Signal mit dem in der Fig. 41 dargestellten Zwischenfrequenzsignal (das mit dem in der Fig. 8b dargestellten Signal übereinstimmt) und dem in der Fig. 42 dargestellten Demodulationssignal mischt. Da das in der Fig. 41 dargestellte Zwischenfrequenzsignal ein dreipegeliges Signal ist, müssen die Schalter dazu in der Lage sein, dass das Signal an ihren Ausgängen die Werte EMK&sub2;&sub3;, -EMK&sub2;&sub3; und 0 einnehmen kann. Um dies zu bewerkstelligen, werden zwei Mischsignale (DMIX_A_SIN und DMIX_SIN_B) dazu verwendet, den Zustand der Schalter 57-1 und 57-2 zu steuern, und zwei Mischsignale (DMIX_COS_A und DMIX_COS_B) werden dazu verwendet, den Zustand der Schalter 59-1 und 59-2 zu steuern. Die folgende Wahrheitstabelle definiert die Art, gemäß der diese Steuersignale dies, bei dieser Ausführungsform, für den Mischer 57 bewerkstelligen. Tabelle 1
Damit die Steuersignale das korrekte Mischen des Eingangssignals mit den in den Fig. 40 und 42 dargestellten Signalen erzielen, muss eine Wahrheitstabelle erzeugt werden, die die Zustände der obigen Steuersignale für die Zustände der Mischsignale in Beziehung setzt. Die für die in den Fig. 40 und 42 dargestellten Mischsignale verwendete Wahrheitstabelle ist unten angegeben. Tabelle 2
In dieser Wahrheitstabelle zeigt MIXIF die drei möglichen Zustände des in der Fig. 40 dargestellten Zwischenfrequenz- Mischsignals, und MIXDMOD zeigt die zwei möglichen Zustände der in der Fig. 42 dargestellten Demodulationskomponente. In die Wahrheitstabelle sind die Zustände dieser Demodulationskomponenten als 0 und 1 repräsentiert. In der Praxis weist das Demodulationssignal die Werte +1 und -1 auf.
Die in der Spalte "Ausgangssignale" angegebenen Logikwerte der Mischsteuersignale werden unter Berücksichtigung der Tatsache erzeugt, welchen Wert das Ausgangssignal am Ausgang des Mischers aufweisen sollte, wenn die Mischeingangssignale vorliegen und die Tabelle 1 verwendet wird, die angibt, welchen Wert die Mischsteuersignale aufweisen sollten. Wenn z. B. MIXIF den Wert 1 aufweist und MIXDMOD den Wert 0 (repräsentiert -1) aufweist, sollte das Ausgangssignal des Mischers das Inverse des Eingangssignals in denselben sein. Daher sollten gemäß der obigen Tabelle 1 die Mischsteuersignale (DMIX_SIN_A und DMIX_SIN_B) 0 bzw. 1 sein. Die Fig. 43 und 44 zeigen die sich ergebenden Signale DMIX_SIN_A und DMIX_SIN_B, die für die in den Fig. 40 und 42 dargestellten Mischsignale unter Verwendung der obigen Tabellen erzeugt werden.
Eine ähnliche Wahrheitstabelle wird dazu verwendet, die Steuersignale (DMIX_COS_A und DMIX_COS_B) zu erzeugen, die die Schalter 59-1 und 59-2 im Mischer 59 steuern. Die für die in den Fig. 41 und 42 dargestellten Mischsignale unter Verwendung der obigen Tabelle erzeugten Steuersignale sind in den Fig. 45 bzw. 46 dargestellt. Bei dieser Ausführungsform sind die tatsächlichen Werte dieser Steuersignale, die zum Steuern des Schaltvorgangs der Schalter 57-1, 57-2, 59-1 und 59-2 verwendet werden, für eine gesamte Zwischenfrequenzperiode im in der Fig. 38 dargestellten EPROM 137 abgespeichert, so dass jedesmal dann, wenn der Zähler 135 seinen Zählvorgang durchläuft, der EPROM die Steuersignale für eine Periode der Zwischenfrequenz ausgibt.
Wie es in der Fig. 39 dargestellt ist, werden die Ausgangssignale der Mischer 57 und 59 in den Addierer 69 und die Subtrahierschaltung 111 eingegeben. Die Subtraktion erfolgt durch Invertieren des Ausgangssignals des Mischers 59 durch das Widerstandsnetzwerk. In der Fig. 39 erzeugen die Widerstände R10 bis R13 eine Vorspannung für die Mischer und Komparatoren auf einen Betriebspunkt in der Mitte ihres linearen Betriebsbereichs. Die Widerstände R1 bis R4 sowie R16 bis R20, die die Summen- und die Differenzsignale erzeugen, bilden auf den ersten Widerstand in einem zweistufigen RC- Filter. Kondensatoren C16, C17, C20 und C21 bilden den ersten Satz von Kondensatoren in diesem RC-Filter. Die zweite Stufe des RC-Filters besteht aus Widerständen R18 und R21 bis R23 sowie Kondensatoren C18 und C19 Bei dieser Ausführungsform werden die Kondensatoren C18 und C19 potenzialfrei gehalten, da die Komparatoren 77 und 79 für ausreichende Zurückweisung jeglichen hochfrequenten Gleichtaktrauschens, wie sie vorhanden sein können, sorgen. Alternativ können die Eingänge der Komparatoren über weitere Kondensatoren für verbesserte Unanfälligkeit gegen Gleichtaktrauschen mit Masse gekoppelt sein. Das Ausgangssignal des Komparators 77 (mit SUM_THRESHOLD markiert) und das Ausgangssignal des Komparators 77 (mit DELTA_THRESHOLD markiert) werden dann an die Eingänge der in der Fig. 47 dargestellten Latchschaltungen 81, 83, 85 und 87 gegeben. Die Fig. 47 zeigt auch die Eingänge für die Referenzsignale RESET P, RESET Q, RESET R und RESET 5, die dazu verwendet werden, die Schaltpunkte der von den Latchstufen ausgegebenen impulsbreitenmodulierten Signale zu steuern.
Die Fig. 47 zeigt auch den Addierer 89, der aus Widerständen R31, R34, R35 sowie R36 besteht, die vom Nennwert her gleich sind. Die Potenzialteilerfunktion wird durch die Widerstände R29 und R32 in Kombination mit der Parallelkombination der Widerstände R31, R34, R35 und R36 bewerkstelligt. Wenn R29 und R32 weggelassen werden, schwingt das Ausgangssignal (A_OUT) von Schiene zu Schiene (z. B. 0 auf 5 Volt, wenn Vcc = 5 Volt gilt). Bei einer Sensorschrittweite von 120º wie bei dieser Ausführungsform würde die Empfindlichkeit des Ausgangssignals 120ºgeteilt durch 5 Volt betragen, was 24º pro Volt entspricht, entsprechend 41,66 mV/º.
Dass Ausgangssignal 92 des Potenzialteilers 91 wird an den Eingang des Tiefpassfilters 93 gegeben, was in der Fig. 48 detaillierter dargestellt ist. Die Funktion des in der Fig. 48 dargestellten Tiefpassfilters besteht im Erzeugen der Ausgangsspannung A_OUT, die dem Mittelwert der impulsbreitenmodulierten Ausgangssignale der Latchstufen entspricht, während ein ausreichend schnelles dynamisches Ansprechverhalten erhalten bleibt, ohne dass eine übermäßige Menge an synchronem Rauschen durchgelassen wird. Bei dieser Ausführungsform wird ein dreipoliges aktives Filter mit Einheitsverstärkung mit niedriger Offsetspannung verwendet. Das Tiefpassfilter verfügt über näherungsweise Bessel-Charakteristik, mit einer Grenzfrequenz von ungefähr 100 Hz und einer Stufenansprechzeit für 0-90% von ungefähr 5 ms.
Bei den oben beschriebenen Ausführungsformen werden die Signale von zwei Erfassungsspulen verarbeitet, um für einen Hinweis der Winkelposition einer Drehachse 1 zu sorgen. Wie es der Fachmann erkennt, kann die oben beschriebene Verarbeitungsschaltung dazu verwendet werden, die Position zweier Bauteile zu bestimmen, die sich linear in Bezug aufeinander bewegen. Außerdem kann die Verarbeitungsschaltung so modifiziert werden, dass sie Signale von einer beliebigen Anzahl von Erfassungsspulen meistert. Die wird für ein System unter Verwendung von drei Erfassungsspulen veranschaulicht. Die · bei dieser Ausführungsform verwendete Erregungs- und Verarbeitungsschaltung ist in der Fig. 49 dargestellt. In der Fig. 49 sind dieselben Komponenten wie in der Fig. 5a mit denselben Zahlen gekennzeichnet. Wie es aus einem Vergleich dieser Figuren erkennbar ist, unterscheidet sich diese Ausführungsform von der ersten Ausführungsform nur dadurch, dass fünf Mischer 51a bis 51e anstelle von drei Mischern verwendet sind, wobei Addierer 153 und 155 jeweils die Ausgangssignale von dreien der Mischer addieren und wobei der digitale Signalgenerator 157 die Mischsignale an alle fünf Mischer 151 liefert.
Bei dieser Ausführungsform sind die Erfassungsspulen über die Messrichtung gleichmäßig beabstandet, und die Signale von den drei Erfassungsspulen sind um 60º elektrisch gegeneinander getrennt. Die in diesen drei Erfassungsspulen induzierten EMKs können daher durch die folgenden Gleichungen repräsentiert werden:
EMK&sub1; = A&sub0; cos[2πΘ/λ]cos[2πF&sub0;t]
EMK&sub3; = A&sub0; cos[2πΘ/λ + π/3]cos[2πF&sub0;t] (9)
EMK&sub5; = A&sub0; cos[2πΘ/λ + 2π/3]cos[2πF&sub0;t]
Wie dargestellt, existiert in der Amplitudenkomponente der EMK&sub2; ein zusätzlicher Phasenterm von 7π/3 und in der Amplitudenkomponente von EMK&sub3; existiert 2π/3, und zwar aufgrund der räumlichen Versätze zwischen den drei Erfassungsspulen.
Wie bei den bereits beschriebenen Ausführungsformen, werden die Signale von den Erfassungsspulen in jeweilige Mischer eingegeben, wo sie mit der Zwischenfrequenz demoduliert und neu moduliert werden. Insbesondere werden die Signale von den drei Erfassungsspulen in jeweilige der Mischer 151a, 151b und 151c eingegeben, und die Phase der jedem der Mischer 151a, 151b und 151c zugeführten Zwischenfrequenzkomponente wird so gewählt, dass dann, wenn die Ausgangssignale der Mischer 151a, 151b und 151c im Addierer 153 zueinander addiert werden, das Ausgangssignal der Addierschaltung 153 ein Signal ist, dessen Grundfrequenz der Zwischenfrequenz entspricht und deren Phase derjenigen des Referenz-Zwischenfrequenzsignals um einen Wert (Θ) voraneilt, der von der Relativposition der zwei beweglichen Bauteile abhängt. Außerdem werden bei dieser Ausführungsform die in der Mischer 151b und 151c eingegebenen Signale auch in jeweilige der Mischer 151d und 151e eingegeben, und die Phase der den Mischern 151d und 151e zugeführten Zwischenfrequenz wird so gewählt, dass dann, wenn die Ausgangssignale der Mischer 151a, 151d und 151e im Addierer 155 zueinander addiert werden, das Ausgangssignal der Addierschaltung 155 ein Signal ist, dessen Grundfrequenz der Zwischenfrequenz entspricht und dessen Phase derjenigen des Referenz-Zwischenfrequenzsignals um einen Wert (Θ) nacheilt, der von der Relativposition der zwei beweglichen Bauteile abhängt.
Wie es der Fachmann erkennt, kann die anschließende Verarbeitung der von den Addierern 153 und 155 ausgegebenen Signale auf identische Weise ablaufen, wie sie für die bereits beschriebenen Ausführungsformen beschrieben wurde, und dies wird nicht weiter beschrieben.
Wie oben angegeben, kann die Verarbeitungsschaltung so ausgebildet werden, dass sie die Signale von einer beliebigen Anzahl von Erfassungsspulen verarbeitet. Außerdem ist es nicht erforderlich, wie es der Fachmann erkennt, dass die Spulen über den Messweg gleichmäßig beabstandet sind. Noch ferner könnte für die von den verschiedenen Mischern ausgegebenen Signale eine verschiedene Gewichtung ausgeführt werden.
Im allgemeinen Fall, in dem n Erfassungsspulen über den Messweg beabstandet vorliegen und für das Ausgangssignal jedes Mischers eine Gewichtung angewandt wird, weist das Ausgangssignal des Tiefpassfilters nach dem Addieren der Mischsignale die folgende allgemeine Form auf:
Dabei ist wi die auf das Ausgangssignal des Mischers i angewandte Gewichtung; Φi ist die Phase der auf dem Mischer i angewandten Zwischenfrequenzkomponente und Ψi ist die oben genannte Erfassungssignalphase des von der Erfassungsspule i empfangenen Signals. Wie es der Fachmann erkennt, existieren viele verschiedene Werte von wie, Φi und Ψi, die dazu führen, dass VOUT auf eine einzelne Sinuskomponente reduziert ist, die abhängig von der Relativposition der zwei relativ zueinander beweglichen Bauteile variiert. Wenn die Gewichtungen (wi) gleich sind und wenn die n Erfassungsspulen gleichmäßig über den Messweg verteilt sind, führen die folgenden Werte von Θi und Ψi zur Reduktion von VOUT auf ein sinusförmiges Signal, dessen Phase der Phase des Referenz-Zwischenfrequenzsignals um einen Wert nacheilt, der von der Relativposition (Φ) der zwei relativ zueinander beweglichen Bauteile abhängt:
Φi = +Ψi = iπ/n (11)
und die folgenden Werte Φi und Ψi führen zu einer Reduktion von Vout auf ein sinusförmiges Signal, dessen Phase derjenigen des Referenz-Zwischenfrequenzsignals um einen Wert (Θ) voraneilt, der von der Relativposition (Θ) der zwei relativ zueinander beweglichen Bauteile abhängt:
Φi = -Ψi = -iπ/n (12)
Wie es bereits angegeben wurde, heben sich jegliche Fehler auf, die durch gemeinsame Phasenverschiebungen in den Komponenten jedes Kanals hervorgerufen werden, wenn zwei Kanäle eingebaut werden und ein erstes Signal, dessen Phase der Phase eines Referenzsignals um den Wert Θ (wobei Θ von der Relativposition der relativ zu einer beweglichen Bauteile abhängt) in einem der Kanäle verarbeitet wird, und ein zweites Signal, dessen Phase derjenigen des Referenzsignals um denselben Wert Θ voraneilt, verarbeitet wird. Jedoch erkennt der Fachmann, dass das im zweiten Kanal verarbeitete Signal keine positionsabhängige Komponente Θ enthalten muss, sondern dass es sich statt dessen einfach um ein Referenzsignal mit der Zwischenfrequenz mit fester Phase handeln könnte. Jedoch ist diese Ausführungsform nicht bevorzugt, da sie weniger symmetrisch ist und geringeres Funktionsvermögen zeigt.
Nun wird unter Bezugnahme auf die Fig. 50a und 50b eine vierte Ausführungsform der Verarbeitungs- und Erregungsschaltung beschrieben, die die Signale vom Positionscodierer überwachen kann und erkennen kann, ob ein Fehler vorliegt. Bei dieser Ausführungsform empfängt die Verarbeitungselektronik Signale von den in der Fig. 2 dargestellten Erfassungsspulen 21 und 23 sowie von einem weiteren Paar von Erfassungsspulen 22 und 24 mit derselben Form wie der der Erfassungsspulen 21 und 23, die jedoch in der Umfangsrichtung um 15º in der Drehrichtung der Drehachse relativ zu den Erfassungsspulen 21 bzw. 23 versetzt sind. Auf diese Weise stehen die in den Erfassungsspulen 21 und 23 induzierten Signale in Phasenquadratur, die in den Erfassungsspulen 22 und 24 induzierten Signale stehen in Phasenquadratur, und das in der Spule 21 induzierte Signal ist um 45º relativ zum in der Spule 22 induzierten Signal verschoben, und das in der Spule 23 induzierte Signal ist um 45º relativ zum in der Spule 24 induzierten Signal verschoben.
Wie es in der Fig. 50a dargestellt ist, werden die in den Erfassungsspulen 21 und 23 induzierten Signale in Mischern 181 und 183 mit Mischsignalen gemischt, die vom digitalen Signalgenerator 185 ausgegeben werden, und ihre Ausgangssignale werden in einem Addierer 201 gemischt. In ähnlicher Weise werden die in den Erfassungsspulen 22 und 24 induzierten Signale in Mischern 187 und 188 mit Mischsignalen gemischt, die durch den digitalen Signalgenerator 185 gemischt werden, und ihre Ausgangssignale werden in einem Addierer 213 addiert. Wie bei der ersten Ausführungsform sind die Mischsignale so gewählt, dass das Ausgangssignal jedes Addierers nur eine einzelne Komponente der Zwischenfrequenz enthält. Das vom Addierer 201 ausgegebene Signal wird dann in einem ersten Kanal (aus dem Tiefpassfilter 203, dem Komparator 205 und den Latchstufen 207 und 209) auf dieselbe Weise wie oben beschrieben verarbeitet, um zwei impulsbreitenmodulierte Signale zu erzeugen, die in die Addierschaltung 211 eingegeben werden. Auf ähnliche Weise wird das vom Addierer 213 ausgegebene Signal in einem zweiten Kanal (aus dem Tiefpassfilter 215, dem Komparator 217 und den Latchstufen 219 und 231) auf dieselbe Weise wie oben beschrieben verarbeitet, um zwei impulsbreitenmodulierte Signale zu erzeugen, die an den Addierer 233 ausgegeben werden. Bei dieser Ausführungsform wird vom digitalen Signalgenerator 185 ein Referenz-Zwischenfrequenzsignal mit fester Phase ausgegeben und an einen dritten Kanal (aus dem Tiefpassfilter 235, dem Komparator 237 und den Latchstufen 239 und 241) gegeben, um zwei impulsbreitenmodulierte Signale zu erzeugen, die beide in den Addierer 211 und den Addierer 233 eingegeben werden.
Wie es der Fachmann erkennt, ist der Betrieb dieser Ausführungsform dem der ersten Ausführungsform dahingehend ähnlich, dass dann, wenn in einem der Komparatoren ein Offset existiert, dieser aufgrund der Wirkung der zwei Latchstufen kompensiert wird, die dem entsprechenden Kanal zugeordnet sind. In ähnlicher Weise wird, wenn z. B. wegen des Tiefpassfilters oder des Komparators irgendeine gemeinsame Phasenabweichung vorliegt, diese gemeinsame Phasenverschiebung aufgehoben, wenn die von den Latchstufen 239 und 241 ausgegebenen nichtinvertierten Signale zu den invertierten Ausgangssignalen der Latchstufen 207 und 209 im Addierer 211 oder zu den invertierten Ausgangssignalen der Latchstufen 219 und 231 im Addierer 233 addiert werden.
Die Signale, wie sie jeweils von den Addierern 211 und 233 ausgegeben werden, werden über einen jeweiligen Potenzialteiler 245 bzw. 247 und ein jeweiliges Tiefpassfilter 249 bzw. 251 eingespeist. Bei dieser Ausführungsform sind die Referenzsignale, die an die zwei Latchstufen in jedem Kanal geliefert werden, und die zwei Potenzialteiler so ausgebildet, dass bei normalen Betriebsbedingungen das Ausgangssignal (A_OUT1), das aus den in den Erfassungsspulen 21 und 23 induzierten Signalen erhalten wurde, dem Nennwert nach mit denn Ausgangssignal (A_OUT2), das durch Verarbeiten der in den Erfassungsspulen 22 und 24 induzierten Signale erhalten wurde. Daher kann das System durch Überwachen der Differenz zwischen den zwei Ausgangsspannungen der Tiefpassfilter 249 und 251 automatisch erkennen, ob ein Fehler entweder hinsichtlich des Positionscodierers oder hinsichtlich der Verarbeitungsschaltung vorliegt, und durch Addieren der zwei Ausgangsspannungen kann eine gemittelte Position bestimmt werden.
Die Fig. 50b veranschaulicht eine Form der Überwachungsschaltung, wie sie zu diesem Zweck verwendet werden könnte.
Wie dargestellt, werden bei dieser Ausführungsform die zwei Ausgangsspannungen der Tiefpassfilter 249 und 251 in eine Subtrahierschaltung 261 eingegeben, die die Differenz zwischen ihnen berechnet. Diese Differenz wird dann in eine Komparator 263 eingegeben, wo sie mit einer Referenzspannung VREF verglichen wird (die bei dieser Ausführungsform 0 Volt beträgt), wobei es sich um den erwarteten Wert für die Differenz handelt. Wenn die Komparatorschaltung 263 ermittelt, dass die Differenz nicht der Referenzspannung VREF (zuzüglich oder abzüglich einer gewissen Toleranz) entspricht, gibt sie ein Signal 265 aus, das anzeigt, dass irgendwo im System ein Fehler vorliegt.
Bei der obigen Ausführungsform wurden die Ausgangssignale der Komparatoren über Latchschaltungen geleitet, um impulsbreitenmodulierte Signale zu erzeugen. Bei einer alternativen Ausführungsform könnten die Vorder- und die Hinterflanke der von den Komparatoren 205, 237 und 217 ausgegebenen Signale dazu verwendet werden, das Ausgangssignal eines Zählerregisters an einem Punkt innerhalb der Zwischenfrequenzperiode einzuspeichern, an der der entsprechende Flankenübergang auftrat, um so sechs Registerwerte zu erzeugen, die die Phase jeder Flanke jedes der drei von den Komparatoren ausgegebenen Rechtecksignale repräsentieren. Dann könnte eine digitale Schaltungsanordnung, wie ein Mikrocontroller oder eine festverdrahtete digitale Logik, die Werte dieser Register lesen und die benötigten Summen- und Differenzberechnungen ausführen, um die Positionsinformation und die Fehlerinformation zu ermitteln.
Bei der obigen Ausführungsform wurden zwei Kanäle verwendet, die positionstragende Signale verarbeiteten, und ein mit einem Referenzsignal versorgter dritter Kanal wurde dazu verwendet, gemeinsame Kanalversätze zu entfernen, wie sie z. B. durch eine Temperaturdrift von Komponenten in den Tiefpassfiltern in die Rechnungen eingeführt werden konnten. Anstatt dass auf diese Weise drei Kanäle verwendet werden, können dis positionstragenden Signale der zwei Kanäle subtrahiert werden, um die Positionsinformation zu liefern, und sie können addiert werden, um das Fehlererkennungssignal zu liefern. Jedoch ist eine derartige Ausführungsform nicht bevorzugt, da sie weniger genau ist, da alle gemeinsamen Phasen Fehler in den zwei Kanälen im Fehlererkennungssignal zueinander addiert werden.
Bei den obigen Ausführungsformen wurde ein dreipegeliges Zwischenfrequenz-Mischsignal mit den in den Erfassungsspulen induzierten Signalen multipliziert. Wie oben beschrieben, wurde die spezielle Form des Mischsignals so konzipiert, dass die Energie der Harmonischen niedriger Ordnung zur Zwischenfrequenz (FIF) im Mischsignal verringert wurde. Die Fig. 51 zeigt eine Periode eines bevorzugten dreipegeligen Zwischenfrequenz-Mischsignals 301, wie es in der obigen Verarbeitungsschaltung verwendet wird, detaillierter. Die Fig. 51 zeigt auch die Grundfrequenzkomponente (FIF) 303 dieses Mischsignals sowie die dritte harmonische Komponente 305. Wie oben beschrieben, ist das Mischsignal so konzipiert, dass die Energie der Harmonischen niedrigerer Ordnung, wie der dritten Harmonischen 305, verringert wird. Wie es aus der Fig. 51 erkennbar ist, wird dies dadurch bewerkstelligt, dass im Mischsignal in der Nähe der Additionsstelle der dritten harmonischen Komponente 305 mit der Grundkomponente zusätzliche Übergänge im Mischsignal angebracht werden. Wie es in der Fig. 51 dargestellt ist, ändern aufeinanderfolgende Übergänge innerhalb jeder Viertelperiode den Zustand des ZF-Mischsignals in entgegengesetzter Richtung, z. B. von 0 auf 1 und dann von 1 auf 0. Die Anzahl der Übergänge und, der exakte Ort derselben innerhalb der Zwischenfrequenzperiode, um die erforderliche Unterdrückung der Harmonischen niedriger Ordnung zu erzielen, können unter Verwendung von Computermodell- und Optimierungstechniken bestimmt werden. Beim dargestellten Beispiel sind drei Übergänge innerhalb jedes Viertelzyklus der Zwischenfrequenzperiode vorhanden, was auf erfolgreiche Weise den Energieinhalt innerhalb zumindest der dritten, der fünften und der siebten Harmonischen verringert.
Bei den obigen Ausführungsformen wurde ein dreipegeliges Zwischenfrequenzsignal mit den von den Erfassungsspulen empfangenen Signalen gemischt. Eine ähnliche Absenkung der Harmonischen niedriger Ordnung kann auch dadurch bewerkstelligt werden, dass die von den Erfassungsspulen empfangenen Signale mit einem zweipegeligen Zwischenfrequenzsignal multipliziert werden, das ebenfalls über eine Anzahl von Übergängen verfügt, die so konzipiert sind, dass der durch die Harmonischen niedriger Ordnung geleistete Beitrag zum Signal verringert wird. Ein Beispiel für ein derartiges zweipegeliges Zwischenfrequenzsignal ist in der Fig. 52 dargestellt.
Bei der oben beschriebenen zweiten Ausführungsform speichert der EPROM 137 die Werte der Referenzsignale und der Rücksetzsignale für eine gesamte Periode der Zwischenfrequenz. Dies ist nicht für alle Signale wesentlich. Insbesondere sind, wie es aus den Fig. 43 bis 46 erkennbar ist, die zum Steuern der Schalter in den Mischern verwendeten Signale symmetrisch und sie beruhen auf wiederholten Einheiten eines Viertels der Zwischenfrequenzperiode. Daher kann, wenn eine ausgeklügeltere Steuerschaltung zum Steuern der Adressierung des EPROM verwendet wird, dafür gesorgt werden, dass der EPROM diesen Viertelrahmen in geeigneter Reihenfolge zyklisch regeniert, um die Steuersignale zu regenieren. Noch alternativ können diese Signale durch Zähler und eine Steuerlogik erzeugt werden, die die Signale mit der Zwischenfrequenz zyklisch erzeugen.
Bei der ersten Ausführungsform würden zwei Treibersignale TXA und TXB differenzmäßig an die Enden der Erregerspule 25 gelegt. Bei einer alternativen Ausführungsform könnte ein Ende der Erregerspule 25 geerdet werden, und eines der Treibersignale TXA oder TXB könnte an das andere Ende gelegt werden. Jedoch ist eine Differenzansteuerung bevorzugt, da der Ripplestrom der Spannungsversorgung kleiner ist und die Schaltung besser ausgeglichen ist, was zu besserem EMC-Funktionsvermögen führt.
Bei der ersten Ausführungsform war das Referenzsignal 82 dasselbe wie das Referenzsignal 88, und das Referenzsignal 84 war dasselbe wie das Referenzsignal 86. Dies ist nicht wesentlich. Statt dessen können die Positionen der Spitzenwerte dieser Referenzsignale variiert werden, um die Winkelposition der Achse 1 zu variieren, die einer Ausgangsspannung von 0 Volt entspricht. Die Relativpositionen der Peaks in diesen Referenzsignalen innerhalb einer Zwischenfrequenzperiode werden durch die Phasen der Zwischenfrequenzfilter 73 und 75 und den benötigten Ausgangsoffset eingestellt (Z. B. welchen Wert Φ bei welchem Verhältnis des phasenbreite-modulierten Ausgangssignals, und demgemäß welcher Ausgangsspannung) einnimmt. Die in der Fig. 14a dargestellten Referenzsignale repräsentieren den Spezialfall, dass die Phasenverschiebungen der Tiefpassfilter 73 und 75 beide 90º betragen und bei Φ = 90º eine Ausgangsspannung im mittleren Bereich von 2,5 Volt benötigt wird. Bei den oben beschriebenen Ausführungsformen sind die Impulse der Referenzsignale 82 und 84 (und ähnlich 86 und 88) immer um eine halbe Zwischenfrequenzperiode getrennt, da die Ausgangssignale der Komparatoren so beschaffen sind, dass sie über ein Nenntastverhältnis von 50% verfügen. Wenn dies nicht der Fall ist, würde das Timing zwischen diesen Referenzsignalen entsprechend eingestellt werden.
Wie es der Fachmann erkennt, kann die oben beschriebene Erregungs- und Verarbeitungsschaltung in einem einzelnen anwendungsspezifischen integrierten Bauteil realisiert werden. In diesem Fall können das zum Ausgeben der Ausgangsspannung A_OUT verwendete Tiefpassfilter sowie die Zwischenfrequenzfilter unter Verwendung von Filtertechniken mit geschalteten Kondensatoren realisiert werden. Eine derartige Lösung mit anwenderspezifischer integrierter Schaltung würde zu einer deutlichen Kostenabsenkung führen, wenn die Verarbeitungsschaltung in Massen hergestellt wird. Die oben beschriebene Doppelkanaltechnik (zum Beseitigen von Gleichtaktfehlern aus den Kanälen) wäre bei einer derartigen Ausführungsform besonders günstig, da es einfacher ist, die zwei Komponenten unter Verwendung von Halbleitern anzupassen, um absolute Stabilität einer Einzelkomponente zu garantieren.
Bei den obigen Ausführungsformen wurde ein Quarzoszillator dazu verwendet, das Systemtaktsignal zu erzeugen. Ein derartiger Quarzoszillator zeigt den Vorteil hoher Frequenzstabilität. Das Erfordernis der Frequenzstabilität ist hauptsächlich durch das Erfordernis bedingt, die Erregerfrequenz an die Resonanzfrequenz des Resonators anzupassen. Dies wäre nicht der Fall, wenn eine auf einem leitenden Schirm beruhende Sensorvorrichtung verwendet würde, wo die Frequenzstabilität beträchtlich gelindert werden kann. Außerdem wird allgemein ein Quarzoszillator benötigt, da die Tiefpassfilter frequenzabhängige Phasenfehler zeigen. Wenn jedoch die Doppelkanal-Vorgehensweise verwendet wird, durch die gemeinsame Phasenfehler beseitigt werden, kann ein billigerer Oszillator wie ein Keramik- oder RC-Oszillator verwendet werden.
Bei Anwendungen, bei denen ein digitales Ausgangssignal benötigt wird, wie bei Werkzeugmaschinenanwendungen, können die oben beschriebenen Verarbeitungsschaltungen unter Verwendung der Vorder- und Hinterflanken der von den Komparatoren 77 und 79 ausgegebenen Signale modifiziert werden, um das Ausgangssignal eines Zählerregisters am Punkt im Zwischenfrequenzrahmen einzuspeichern, an dem der entsprechende Flankenübergang auftrat, um so vier Register zu erzeugen, die die Phase jeder Flanke jedes der zwei von den Komparatoren 77 und 79 ausgegebenen Rechtecksignale repräsentieren. Dann kann eine digitale Schaltung wie ein Mikrocontroller oder eine festverdrahtete digitale Logik die Werte der Register lesen und die erforderlichen Summen- und Differenzberechnungen ausführen, die zuvor durch analoge Elektronik ausgeführt wurden, um die Position der zwei relativ zueinander beweglichen Bauteile zu bestimmen. Für hohe Auflösung würden ein Phasenzähler mit einer großen Anzahl von Bits und ein hochfrequentes Taktsignal verwendet werden. Die Verwendung eines Mikrocontrollers bedeutet, dass das Positionsausgangssignal an den Übergangsstellen zwischen einer Periode und einer anderen kontinuierlich sein kann, so dass ein Inkrementsystem hoher Qualität mit mehreren Perioden erzeugt werden kann. Der Mikrocontroller kann die räumliche Phaseninformation aus den empfangenen Signalen verarbeiten, um die Position zu bestimmen, wie es iri der Technik bekannt ist. Außerdem kann der Mikrocontroller, wenn mehr als eine Gruppe von Quadraturwicklungen mit verschiedenen Perioden über den Messpfad vorhanden sind, eine Berechnung vom Vernier-Typ ausführen, um die Absolutposition der zwei relativ zueinander beweglichen Bauteile zu bestimmen.
Obwohl die oben beschriebenen Ausführungsformen einen kontaktfreien, induktiven Positionscodierer verwenden, erkennt der Fachmann, dass die obige Verarbeitungsschaltung dazu verwendet werden kann, Signale von einem Positionscodierer zu verarbeiten, der kapazitive Kopplung verwendet, oder Signale von einem Positionscodierer, der direkten Kontakt zwischen den zwei relativ zueinander beweglichen Bauteilen hat, zu verarbeiten. Tatsächlich kann die oben beschriebene Verarbeitungsschaltung dazu verwendet werden, die Signale von einem beliebigen System zu verarbeiten, das amplitudenmodulierte Signale verwendet, wobei die Information sinusförmig auf die Amplitude des Trägersignals moduliert ist. Die Verarbeitungsschaltung kann z. B. dazu verwendet werden, Signale von optischen Vorrichtungen, Drehmeldern, Mikrowellensystemen und Potenziometern zu verarbeiten. Bei einigen dieser Anwendungen können Gleichspannungssignale in die Mischer eingegeben werden, in welchem Fall die Demodulationskomponente des Mischsignals wegfällt.
Bei den obigen Ausführungsformen werden die von den Latchstufen ausgegebenen impulsbreitenmodulierten Signale zueinander addiert und gefiltert, um eine Ausgangsgleichspannung zu erzeugen, deren Wert abhängig von der Winkelposition der Drehachse monoton variiert. Dies ist nicht wesentlich. Einige Anwendungen können das vom Addierer. 89 oder vom Potenzialteiler 91 ausgegebene kombinierte impulsmodulierte Signal verwenden.

Claims

1. Vorrichtung zum Verarbeiten mehrerer Signale, die sich mit dem Wert einer Variablen und gegeneinander phasenversetzt sinusförmig ändern, mit

einer Einrichtung (51) zum Erzeugen mehrerer sich zeitlich ändernder periodischer Signale: i) die jeweils die gleiche vorgegebene Periode und unterschiedliche vorgegebene Phasen aufweisen, ii) die jeweils ein Digitalsignal mit einer der vorgegebenen Periode entsprechenden Grundfrequenzkomponente und höhere Harmonische enthalten, und iii) wobei jede Periode mehrere Übergänge zwischen Pegeln innerhalb des Digitalsignals aufweist, die so ausgelegt sind, daß die Energie innerhalb mindestens einer dritten Harmonischen gegenüber der dritten Harmonischen in einem Rechtecksignal mit derselben Grundfrequenzkomponente verringert ist,

einer Einrichtung (57, 59) zum Multiplizieren jedes der Signale mit jeweils einem der erzeugten mehreren sich zeitlich ändernden periodischen Signale, und

einer Einrichtung (69) zum Kombinieren der Signale der Multipliziereinrichtung unter Erzeugung eines Ausgangssignals,

wobei die Erzeugungseinrichtung (51) die vorgegebenen Phasen der sich zeitlich ändernden periodischen Signale derart einstellt, daß das Ausgangssignal der Kombiniereinrichtung (69) eine einzelne periodische Komponente mit der vorgegebenen Periode enthält, DE- REN Phase sich mit der Variablen ändert.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die vorgegebenen Phasen der sich zeitlich ändernden periodischen Signale derart bestimmt sind, daß ihre Größe gleich der Phase des entsprechenden empfangenen Signals ist, mit dem sie multipliziert werden.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei jedes der mehreren Eingangssignale ein sich zeitlich änderndes periodisches Trägersignal mit einer Periode, die kleiner ist als die vorgegebene Periode der anderen sich zeitlich ändernden periodischen Signale, in der Amplitude moduliert.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei jedes der von der Erzeugungseinrichtung (51) erzeugten sich zeitlich ändernden periodischen Signale eine Komponente mit einer der Periode des Trägersignals gleichen Periode enthält.

5. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die einzelnen sich zeitlich ändernden periodischen Signale zwei- oder dreipegelige Digitalsignale sind.

6. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Multipliziereinrichtung (57, 59) mindestens einen CMOS-IC-Schalter aufweist.

7. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Erzeugungseinrichtung (51) den Modulus der Phase jedes der sich periodisch ändernden Signale als (irr)/n bestimmt, wobei n die Anzahl der empfangenen Signale ist.

8. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Erzeugungseinrichtung (51) die sich periodisch ändernden Signale derart erzeugt, daß die besagten Übergänge innerhalb dieser Periode in der Nähe derjenigen Stelle liegen, an der sich die Grundkomponente und mindestens die dritte Harmonische zueinander addieren.

9. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die sich zeitlich ändernden periodischen Signale jeweils ein dreipegeliges Digitalsignal enthalten und wobei die Multipliziereinrichtung (57, 59) mindestens zwei Schalter (57-1 57-2; 59-1, 59-2) aufweist.

10. Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei die Erzeugungseinrichtung (51) mindestens zwei Steuersignale zur Steuerung eines jeweiligen Schalters (57-1, 57-2; 59-1, 59-2) aufgrund des dreipegeligen Digitalsignals erzeugt.

11. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche mit ferner einer Einrichtung (73) zum Filtern des Ausgangssignals, um Komponenten zu entfernen, die nicht die vorgegebene Periode aufweisen.

12. Vorrichtung nach Anspruch 11, wobei der Ausgang der Filtereinrichtung (73) im wesentlichen sinusförmig mit der vorgegebenen Periode ist, und wobei die Vorrichtung ferner eine Einrichtung (77) zum Umwandeln des Sinussignals in ein Rechtecksignal umfaßt, das die vorgegebene Periode und die sich mit der relativen Position ändernde Phase aufweist.

13. Vorrichtung nach Anspruch 12, wobei die Umwandlungseinrichtung (77) einen Komparator zum Vergleichen des Sinussignals mit einem Referenzsignal aufweist.

14. Vorrichtung nach Anspruch 12 oder 13 mit ferner einer Einrichtung (81, 83) zum Verarbeiten des Rechtecksignals mit der vorgegebenen Periode, deren Phase sich mit der relativen Position ändert, unter Ausgabe eines anderen Rechtecksignals, dessen Tastverhältnis sich mit der relativen Phase ändert

15. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, mit ferner einer Verarbeitungseinrichtung (77, 81, 83, 89) zum Verarbeiten des Ausgangssignals der Kombiniereinrichtung (69) und Erzeugen eines weiteren Signals mit einer Charakteristik, die von der sich mit dem Wert der Variablen monoton ändernden Phase verschieden ist.

16. Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei die Verarbeitungsschaltung aufweist:

einen Komparator (77) zum Vergleichen des Ausgangssignals der Kombiniereinrichtung (69) unter Erzeugung eines Rechtecksignals, dessen Phase sich mit dem Wert der Variablen ändert,

eine erste Schaltung (83), die bei Auftreten der Vorderflanke des Rechtecksignals ein erstes Signal mit einem Wert erzeugt, der sich mit der Phase des Ausgangssignals der Kombiniereinrichtung (69) und daher mit dem Wert der Variablen über eine Periode der Sinusänderung monoton ändert,

eine zweite Schaltung (81), die bei Auftreten der Rückflanke des Rechtecksignals ein zweite Signal mit einem Wert erzeugt, der sich mit der Phase des Ausgangssignals der Kombiniereinrichtung und daher mit dem Wert der Variablen über eine Periode der Sinusänderung monoton ändert, und

eine Addierschaltung (89) oder eine Subtrahierschaltung zum Kombinieren des ersten und des zweiten Ausgangssignalwertes der ersten bzw. der zweiten Schaltung (83, 81) zur Erzeugung eines resultierenden Ausgangssignals mit einem Wert, der sich mit dem Wert der Variablen über eine Periode der sinusförmigen Änderung monoton ändert.

17. Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei die erste und die zweite Schaltung (83, 81) jeweils eine Latch-Schaltung zur Ausgabe eines impulsbreitenmodulierten, sich zeitlich ändern den Signals aufweist, dessen Gleichstrompegel sich mit dem Wert der Variablen monoton ändert.

18. Vorrichtung nach Anspruch 17 mit ferner einer Filtereinrichtung (93) zum Herausfiltern der sich zeitlich ändernden Komponente des impulsbreitenmodulierten Signals zur Erzeugung eines Gleichstromausgangs, dessen Wert sich mit dem Wert der Variablen monoton ändert.

19. Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei die erste und die zweite Schaltung (83, 81) jeweils einen Zähler zur Ausgabe eines Zählwertes aufweist, der sich mit dem Wert der Variablen monoton ändert.

20. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 19 mit ferner

einer zweiten Verarbeitungsschaltung (79, 85, 87, 89) zur Verarbeitung eines sich zeitlich ändernden periodischen Signals mit der vorgegebenen Periode unter Erzeugung eines Ausgangssignals mit einem Wert, der sich mit der Phase des verarbeiteten periodischen, sich zeitlich ändernden Signals monoton ändert, und

einer zweiten Kombiniereinrichtung (89) zum Kombinieren des Ausgangssignalwertes der ersten Verarbeitungsschaltung mit dem Ausgangssignalwert der zweiten Verarbeitungsschaltung unter Erzeugung eines kombinierten Ausgangssignals mit einem Wert, der sich mit dem Wert der Variablen über eine Periode der Sinusänderung monoton ändert.

21. Vorrichtung nach Anspruch 20, wobei die einzelnen sich zeitlich ändernden periodischen Signale jeweils zwei- oder dreipegelige Digitalsignale mit einer der vorgegebenen Periode entsprechenden Grundfrequenzkomponente und höheren Harmonischen sind, und wobei die erste und die zweite Verarbeitungsschaltung jeweils ein Filter (73, 75) zum Herausfiltern von Komponenten oberhalb der Grundfrequenzkomponente aus dem Ausgangssignal der ersten Kombiniereinrichtung aufweisen.

22. Vorrichtung nach Anspruch 20 oder 21, wobei die erste und die zweite Verarbeitungsschaltung einen Komparator (77, 79) zum Vergleichen des Ausgangssignals der ersten Kombiniereinrichtung (69, 71) mit einer Referenzspannung unter Erzeugung eines Rechtecksignals aufweisen, dessen Phase sich mit dem Wert der Variablen ändert.

23. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 22, wobei sowohl die erste als auch die zweite Verarbeitungsschaltung eine auf den Rechtecksignalausgang des Komparators (77, 79) ansprechende Impulsbreiten-Modulationseinrichtung (81, 83, 85, 87) zur Erzeugung eines impulsbreitenmodulierten Signals aufweist, dessen Tastverhältnis sich mit dem Wert der Variablen ändert.

24. Vorrichtung nach Anspruch 23, wobei die Impulsbreiten-Modulationseinrichtung (83, 87) bei Auftreten der Vorderflanke des Rechtecksignals ein erstes impulsbreitenmoduliertes Signal erzeugt, dessen Tastverhältnis sich mit dem Wert der Variablen ändert, und wobei sowohl die erste als auch die zweite Verarbeitungsschaltung ferner eine zweite Impulsbreiten-Modulationseinrichtung (81, 85) aufweist, die bei Auftreten der Rückflanke des Reckecksignalausgangs des Comparators (77, 79) ein zweites impulsbreitenmoduliertes Signal erzeugt, dessen Tastverhältnis sich mit dem Wert der Variablen ändert.

25. Vorrichtung nach Anspruch 23 oder 24, wobei jede der Impulsbreiten-Modulationseinrichtungen (81, 83, 85, 87) eine Latch-Stufe enthält.

26. Vorrichtung nach Anspruch 24 oder 25, wobei die zweite Kombiniereinrichtung (89) die Signale jeder der Impulsbreiten-Modulationseinrichtungen (81, 83, 85, 87) zu einem kombinierten Ausgangssignal mit einem für Spannungsverschiebungen in dem Komparator weniger empfindlichen Wert kombiniert.

27. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 26, wobei das von der zweiten Verarbeitungsschaltung (79, 85, 87, 89) verarbeitete Signal ein sich zeitlich änderndes periodisches Referenzsignal mit der vorgegebenen Periode und einer vorgegebenen Phase ist.

28. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 27, wobei das von der zweiten Verarbeitungsschaltung (79, 85, 87, 89) verarbeitete Signal eine einzelne periodische Komponente mit der vorgegebenen Periode enthält, wobei die Phase der Komponente sich mit dem Wert der Variablen ändert, und wobei die Änderung der Phase des von der ersten Verarbeitungsschaltung erarbeiteten Signals sich entgegengesetzt zur Änderung der Phase des von der zweiten Verarbeitungsschaltung verarbeiteten Signals ändert.

29. Vorrichtung nach Anspruch 28, wobei die Erzeugungseinrichtung (51) ein weiteres besagtes sich zeitlich änderndes periodisches Signal mit einer Phase erzeugt, die gegenüber einem der anderen sich zeitlich ändernden Signale um im wesentlichen 180º phasenversetzt ist, sowie ferner mit einer zweiten Multipliziereinrichtung (61) zum Multiplizieren eines sich mit dem Wert der Variablen sinusförmig ändernden Signals mit dem weiteren sich zeitlich ändernden periodischen Signal, und einer zweiten Kombiniereinrichtung (71) zum Kombinieren des Signals der zweiten Multipliziereinrichtung (61) mit einem Signal aus der ersten Multipliziereinrichtung (57) zu dem von der zweiten Verarbeitungsschaltung verarbeiteten Signal.

30. Stellungsgeber mit

einem ersten und einem zweiten Bauteil, die relativ zueinander bewegbar sind,

wobei das erste Bauteil mehrere Sensorschaltungen enthält, die jeweils über eine Meßstrecke verlaufen und über diese Meßstrecke gegeneinander versetzt sind,

wobei das zweite Bauteil eine Erzeugungseinrichtung zum Erzeugen eines Signals in jeder der Meßschaltungen aufweist, das sich mit der relativen Stellung zwischen der Erzeugungseinrichtung und den Sensorschaltungen sinusförmig ändert,

wobei die Phase jedes der sich sinusförmig ändernden Signale aufgrund der Versetzung zwischen den einzelnen Sensorschaltungen unterschiedlich ist, und

einer Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche zur Verarbeitung der Signale der Sensorschaltungen zum Identifizieren der relativen Stellung des ersten und des zweiten Bauteils.

31. Stellungsgeber nach Anspruch 30, wobei die mehreren Sensorschaltungen mit der Erzeugungseinrichtung induktiv gekoppelt sind.

32. Stellungsgeber nach Anspruch 30, wobei die Sensorschaltungen mit der Erzeugungseinrichtung kapazitiv gekoppelt sind.

33. Stellungsgeber nach einem der Ansprüche 30 bis 32, wobei die Sensorschaltungen über eine geradlinige Strecke verlaufen.

34. Stellungsgeber nach einem der Ansprüche 30 bis 32, wobei die Sensorschaltungen in einer radialen Drehstrecke verlaufen.

35. Stellungsgeber nach einem der Ansprüche 30 bis 34, wobei die Phase der von der Erzeugungseinrichtung (51) erzeugten Signale von der Phase des Signals abhängt, mit der sie multipliziert werden.

36. Verfahren zum Erzeugen mehrerer Signale, die sich mit dem Wert einer Variablen sinusförmig und gegeneinander phasenversetzt ändern, wobei

mehrere sich zeitlich ändernde periodische Signale erzeugt werden, i) die jeweils die gleiche vorgegebene Periode und unterschiedliche vorgegebene Phasen aufweisen, ii) die jeweils ein Digitalsignal mit einer der vorgegebenen Periode entsprechenden Grundfrequenzkomponente und höhere Harmonische enthalten, und iii) wobei jede Periode mehrere Übergänge zwischen Pegeln innerhalb des Digitalsignals aufweist, die so ausgelegt sind, daß die Energie innerhalb mindestens einer dritten Harmonischen gegenüber der dritten Harmonischen in einem Rechtecksignal mit derselben Grundfrequenzkomponente verringert ist,

jedes der Signale mit einem entsprechenden erzeugten sich zeitlich ändernden periodischen Signal multipliziert wird, und

die durch die Multiplikation erzeugten Signale zu einem Ausgangssignal kombiniert werde n,

wobei bei der Erzeugung die vorgegebenen Phasen der sich zeitlich ändernden periodischen Signale so eingestellt werden, daß das durch die Kombination gebildete Ausgangssignal eine einzelne periodische Komponente mit der vorgegebenen Periode enthält, deren Phase sich mit dem Wert der Variablen ändert.