DE69807943T2

DE69807943T2 - Direkte frequenzauswahl sowie direkte abwärtswandlung für digitale empfänger

Info

Publication number: DE69807943T2
Application number: DE69807943T
Authority: DE
Inventors: Edward Jacklin
Original assignee: Northrop Grumman Corp
Current assignee: Northrop Grumman Corp
Priority date: 1998-03-17
Filing date: 1998-12-28
Publication date: 2003-05-28
Anticipated expiration: 2018-12-29
Also published as: AU747696C; EP1064765A4; EP1064765A1; AU747696B2; EP1064765B1; US5982823A; DE69807943D1; AU2017199A; WO1999048259A1

Description

GEBIET DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Verfahren und Systeme zum Verarbeiten von analogen Bandpass-Signalen in einem digitalen Empfänger und genauer ein Verfahren und ein System zum Ausführen einer Frequenzauswahl und einer Abwärts-Umwandlung von analogen Bandpass-Signalen in einem digitalen Empfänger ohne externe analoge lokale Oszillatoren.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Ein typisches, digitales, drahtloses Kommunikationssystem besteht aus einem Sender, einem Empfänger und Kommunikationskanälen, die den Empfänger mit dem Sender drahtlos verbinden. An dem Empfänger wird eine Informationsbit-Sequenz codiert und in eine bei einer Basisbandfrequenz zentrierten analogen Wellenform transformiert, die danach aufwärts-gewandelt wird, um bei einer höheren Frequenz zentriert zu sein, um über einen einer Anzahl von vorgegebenen Funkfrequenz-(RF)-Kanälen gesendet zu werden. An einem gegebenen Empfänger wird das RF-empfangene Signal in den gewünschten Kanal auf eine oder mehrere sukzessive Zwischenfrequenzen (IF) abwärts-gewandelt, bevor es auf die Basisbandfrequenz umgewandelt wird. Das sich ergebende analoge Basisbandsignal wird dann durch einen Analog-Zu-Digital-(A/D)-Wandler geführt. Das sich ergebende digitale Bandpass-Signal wird als Eingang zu einem Modulator, einem Detektor, einem Decoder und einem Synchronisations- und Verfolgungs- Algorithmus, um die ursprüngliche Informationsbit-Sequenz wieder herzustellen, verwendet.
In standardmäßigen digitalen Empfängern werden externe analoge lokale Oszillatoren (LOs) und Bandpassfilter verwendet, um jede IF Abwärts-Umwandlungsstufe zu implementieren, einschließlich einer abschließenden Umwandlung in die Basisbandfrequenz. Ferner wird in jeder dieser IF-Stufen ein zusätzlicher abstimmbarer LO verwendet, um den gewünschten Signalkanal zu verwenden.
Es ist festgestellt worden, dass dann, wenn die Trägerfrequenz des analogen IF-Signals, welches in die Basisband-Umwandlungsstufe eintritt und mit fc bezeichnet ist, sich auf die Abtastfrequenz fs des Digitalsignalverarbeitungs-(DSP)-Empfängers durch die folgende Beziehung, die als die Quadraturabtastbedingung bezeichnet wird,
wobei bei m ein Integer ist
bezieht, das analoge IF-Signal dann direkt in das Basisband umgewandelt werden kann. Somit ermöglicht das Quadraturabtastverfahren eine Beseitigung eines externen LO, der benötigt werden würde, um die IF-Frequenz auf das Basisband abwärts zu wandeln.
Da jedoch die Abtastfrequenz fs für einen gegebenen Empfänger typischerweise festgelegt ist, muss die Frequenz fc eines ankommenden analogen IF-Signals gewählt werden, um die Quadraturabtastbedingung zu erfüllen. Dies erfordert die Verwendung eines abstimmbaren externen LO, um den gewünschten Signalkanal abzustimmen und die Trägerfrequenz eines empfangenen analogen Signals in eine IF-Trägerfrequenz umzusetzen, die die Quadraturabtastbedingung erfüllt. Deshalb eliminiert das Quadraturabtastverfahren in der Praxis die Verwendung von wenigstens einem abstimmbaren externen LO nicht.
Ein relevanter technischer Hintergrund in dem Gebiet der digitalen drahtlosen Empfänger und der digitalen Signalverarbeitung kann aus der US-A-5517529 und der US-A-4737728 erhalten werden. Die US- A-5517529 umfasst einen monolithischen direkten digitalen UHF/L-Band Empfänger zum Empfangen und Verarbeiten eines UHF/L-Band analogen Signals und zum Ableiten von digitalen Abtastwerten. Die US-A- 4737728 offenbart einen digitalen Modulator zum Abtrennen und Demodulieren von modulierten Signalen, um die Gleichphasenkomponenten und Quadraturkomponenten eines Basisbands durch eine einfache digitale Verarbeitung zu erzeugen.
Die vorliegende Erfindung offenbart ein Verfahren und ein System zum Ausführen einer Frequenzauswahl und einer Abwärts-Umwandlung für digitale Funkgeräte, Modems und Empfänger ohne die Notwendigkeit eines externen abstimmbaren LO. Ferner werden in der vorliegenden Erfindung die Frequenzauswahl und die Abwärts-Umwandlung digital ausgeführt, z. B. durch einen Digitalsignalprozessor. Wenn ein A/D-Wandler mit einer ausreichenden Bandbreite verwendet wird, um den Eingang an dem digitalen Empfänger bereit zu stellen, dann wird eine feste Front-End-Abwärts- Umwandlung auf eine beliebige Frequenz fc nicht benötigt. Mit der vorliegenden Erfindung werden somit sämtliche externen analogen LOs, die typischerweise vor der A/D-Umwandlung des empfangenen analogen Signals verwendet werden, beseitigt.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die Erfindung ist ein Verfahren zum Ausführen einer Direktfrequenzauswahl und einer Abwärts- Umwandlung auf einem empfangenen analogen Bandpass-Signal für einen digitalen Empfänger, wie im Anspruch 1 der beigefügten Ansprüche beansprucht.
Die zwei digitalen Signale I&sub1; und Q&sub1; entsprechen einer digitalen Gleichphasenkomponente bzw. einer Quadraturkomponente eines komplexen Signals, welches vorzugsweise ungefähr bei einer Frequenz Δf in der Nähe der Basisbandfrequenz zentriert ist, und das vorzugsweise ein Frequenzspektrum ungefähr gleich zu demjenigen des analogen Bandpass-Signals aufweist.
Vorzugsweise werden die Sequenzen I und Q in Übereinstimmung mit der folgenden Formel erzeugt:
I = {r(0), -r(2Ts), r(4Ts), -r(6Ts), ...},
wenn m gerade ist, Q = {-r(Ts), r(3Ts), -r(5Ts), r(7Ts), ...},
wenn m ungerade ist, Q = {r(Ts), -r(3Ts), r(5Ts), -r(7Ts), ... },
wobei m der Integer-abgerundete bzw. gerundete Wert des Ausdrucks (4fc - fs)/2fs ist.
In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, wenn die Abtastfrequenz fs den Quadraturabtastausdruck erfüllt, d. h. wenn sie gleich zu 4fc/2m + 1 ist, wobei m ein Integer ist, ist dann das komplexe Signal, welches den Sequenzen I und Q entspricht, bei der Basisbandfrequenz zentriert. Demzufolge entsprechen die digitalen Signale I&sub1; und Q&sub1; einem komplexen Basisbandsignal, das bei der Basisbandfrequenz zentriert ist, und es besteht keine Notwendigkeit, diese Signale weiter abzustimmen, bevor sie an einen Demodulator angelegt werden.
Wenn sich die Abtastfrequenz fs nicht auf die Frequenz fc durch den Quadraturabtastausdruck bezieht, d. h. wenn sie nicht gleich zu 4fc/(2m + 1) ist, wobei m ein Integer ist, dann unterscheidet sich die Zwischenfrequenz des digitalen abgetasteten Signals von der Basisbandfrequenz um einen Betrag gleich zu (fs/4) + Δf. Die Frequenz Δf ist gleich zu (2m + 1)(fs/4) - fc, wobei m der Integer-gerundete bzw. - abgerundete Wert des Ausdrucks (4fc - fs)/2fs ist.
Für den Fall, dass die Abtastfrequenz fs sich nicht auf die Frequenz fc durch den Quadraturabtastausdruck bezieht, umfasst das Verfahren der vorliegenden Erfindung ferner den Schritt einer Verschiebung der digitalen Signale I&sub1; und Q&sub1; in der komplexen Frequenz, um einen Betrag gleich zu Δf, um die digitalen Signale I&sub2; und Q&sub2; zu bilden. Die sich ergebenden digitalen Signale I&sub2; und Q&sub2; entsprechen einer Gleichphasenkomponente, bzw. einer Quadraturkomponente eines komplexen Basisbandsignals mit einem Frequenzspektrum, welches bei der Basisbandfrequenz zentriert und ungefähr gleich zu dem analogen Bandpass-Signalfrequenzspektrum, welches bei der Frequenz fs zentriert ist, ist.
Insbesondere werden die digitalen Signale I&sub2; und Q&sub2; vorzugsweise aus den digitalen I&sub1; und Q&sub1; in Übereinstimmung mit der folgenden Formel gebildet:
I&sub2;(kTs) = I&sub1;(kTs)cos(2πΔfkTs) - Q&sub1;(kTs)sin(2πΔfkTs),
Q&sub2;(kTs) = Q&sub1;(kTs)cos(2πΔfkTs) + I&sub1;(kTs)sin(2πΔfkTs),
für k = 0, 1, 2, ..., mit Ts = 1/fs
Die Erfindung stellt auch eine Abstimmschaltung zum digitalen Ausführen einer Direktfrequenzauswahl und einer Abwärts-Umwandlung eines analogen Bandpass-Signals nach Anspruch 10 der beigefügten Ansprüche bereit.
In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung erzeugt die Grobabstimmschaltung zwei digitale Signale I&sub1; und Q&sub1;, die einem komplexen Signal entsprechen, welches durch Verschieben dieser Zwischenfrequenz des digitalen abgetasteten Signals auf die Basisbandfrequenz von Null Kilohertz (kHz) hin erhalten wird. Die sich ergebende verschobene Zwischenfrequenz unterscheidet sich von der Basisbandfrequenz um einen Betrag Δf.
Die Feinabstimmschaltung verschiebt dann die digitalen Signale I&sub1; und Q&sub1; um einen Betrag Δf in der komplexen Frequenz in Richtung auf die Basisbandfrequenz von 0 kHz hin, um die digitalen Signale I&sub2; und Q&sub2; zu bilden.
Wenn die Abtastfrequenz fs gleich zu 4fc/(2m + 1) ist, d. h. der Abtastrate, die von einem standardmäßigen Quadraturabtastverfahren benötigt wird, dann ist Δf gleich zu Null und es gibt keine Notwendigkeit, die Signale I&sub1; und Q&sub1; einer Feinabstimmung zu unterziehen. In der Praxis ist es wünschenswert, eine Abtastfrequenz fs gleich zu einem Integer-Vielfachen der Datenbitrate zu haben, um eine Integer-Anzahl von Abtastwerten pro Bit zu ergeben. Zum Beispiel arbeiten viele gegenwärtige drahtlose Modems bei 8 Kilobits pro Sekunde, so dass eine geeignete Abtastfrequenz ein Integer-Vielfaches von 8 kHz sein würde. Jedoch wird eine Abtastfrequenz, die die standardmäßige Quadraturabtastanforderung erfüllt, oft nicht ein Integer-Vielfaches von 8 kHz sein.
Die bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erlaubt die Verwendung einer Abtastfrequenz fs, die ein Integer-Vielfaches der Datenbitrate ist und die sich nicht auf die Frequenz fc durch die standardmäßige Quadraturabtastanforderung bezieht. In diesem Fall ist die Abtastfrequenz fs derart, dass eine Zwischenfrequenz des digitalen abgetasteten Signals sich von der Basisbandfrequenz um einen Betrag gleich zu (fs/4) + Δf unterscheidet. Durch Erzeugen der Sequenzen I und Q übersetzt die Vorzeichenkorrekturschaltung der Grobabstimmschaltung ein Bildsignal, das in dem digitalen abgetasteten Signal enthalten und bei dieser Zwischenfrequenz zentriert ist, in Richtung auf die Basisbandfrequenz um einen Betrag gleich zu fs/4. Die digitalen Signale I&sub1; und Q&sub1;, die sich aus einer Interpolation der Sequenzen ergeben, werden dann in der komplexen Frequenz um einen Betrag gleich zu Δf verschoben, und zwar durch die Feinabstimmschaltung, um die digitalen Signale I&sub2; und Q&sub2; zu bilden. Die digitalen Signale I&sub2; und Q&sub2; sind ungefähr gleich zu einer Gleichphasenkomponente bzw. einer Quadraturkomponente eines digitalen Basisbandfrequenzsignals, dessen Frequenzspektrum, zentriert bei der Basisbandfrequenz, ungefähr gleich zu dem analogen Bandpass-Signalfrequenzspektrum zentriert bei einer Frequenz fc ist.
Wenn der digitale Empfänger mehr als einen Kanal aufweist, d. h., wenn C > 1 ist, dann wird bevorzugt, dass Signale I&sub2; und Q&sub2; durch optionale Tiefpassfilter geführt werden, um weiter irgendwelche unerwünschten Signale außerhalb des interessierenden Kanals zu unterdrücken.
Mit der Ausnahme des A/D-Wandlers umfasst das offenbarte System nur einfache digitale Schaltungen. Somit können diese digitalen Schaltungen leicht als ein integraler Teil des Digitalsignalprozessors implementiert werden, der typischerweise verwendet werden würde, um die digitalen Demodulationsfunktionen auszuführen.
Diese, sowie andere Vorteile der vorliegenden Erfindung, ergeben sich näher aus der folgenden Beschreibung und den Zeichnungen. Es sei darauf hingewiesen, dass Änderungen in dem spezifischen dargestellten und beschriebenen Aufbau innerhalb des Umfangs der beigefügten Ansprüche durchgeführt werden können.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

In den Zeichnungen zeigen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm des Systems der vorliegenden Erfindung; und
Fig. 2 das offenbarte System als einen integralen Teil eines Digitalsignalprozessors;

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG

Die ausführliche Beschreibung, die nachstehend im Zusammenhang mit den beigefügten Zeichnungen aufgeführt wird, ist als eine Beschreibung der gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform der Erfindung gedacht und ist nicht dafür vorgesehen, die einzige Ausbildung darzustellen, mit der die vorliegende Erfindung konstruiert oder verwendet werden kann. Die Beschreibung gibt die Funktionen und die Sequenz bzw. Abfolge der Schritte zum Konstruieren und Betreiben der Erfindung im Zusammenhang mit der dargestellten Ausführungsform an. Es sei jedoch darauf hingewiesen, dass die gleichen oder äquivalente Funktionen durch unterschiedliche Ausführungsformen erreicht werden können, von denen ebenfalls angenommen wird, dass sie innerhalb des Umfangs der Erfindung sind, wie in den beigefügten Ansprüchen definiert.
Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm des Systems der vorliegenden Erfindung. Das System umfasst einen A/D-Wandler 10, eine Grobabstimmschaltung 20, eine Feinabstimmschaltung 30 und eine optionale Tiefpassfilterschaltung 40. Die Grobabstimmschaltung 20 umfasst eine Wählschaltung 22, eine Umschalt- Schaltung 24, eine Vorzeichenkorrekturschaltung 26 und eine Interpolationsfilterschaltung 28. Das System soll in einem digitalen Empfänger mit C Kanälen, jeder mit einer Bandbreite von B kHz, einschließlich eines Schutzbands, verwendet werden.
Das analoge Bandpass-Signal {r(t)} mit einer Mittenfrequenz fc und einer zweiseitigen Bandbreite nicht größer als B wird in den A/D-Wandler 10 eingegeben. Der A/D-Wandler 10 tastet das analoge Bandpass-Signal bei einer Abtastfrequenz fs ab, die größer als 2 mal die Gesamtsystembandbreite ist, d. h. das Produkt von B und C, um ein digitales abgetastetes Signal {r(kTs), mit Ts = 1/fs und k = 0,1, ...} zu erzeugen. Das Frequenzspektrum dieses digitalen abgetasteten Signals besteht aus Abbildungen des analogen Bandpass-Signalfrequenzspektrums. Da die Abtastfrequenz fs größer als zwei mal die Gesamtsystembandbreite ist, sind diese Bilder bzw. Abbildungen voneinander ohne eine Überlappung gleichermaßen beabstandet. Demzufolge wird das analoge Signal perfekt durch die digitalen Abtastwerte dargestellt. Der Wert der Abtastfrequenz fs ist für eine gegebene Empfängerimplementierung typischerweise festgelegt. Es ist wünschenswert, eine Abtastfrequenz fs gleich zu einem Integer-Vielfachen der Datenbitrate zu haben, um eine Integer-Anzahl von Abtastwerten pro Bit zu erhalten. Zum Beispiel arbeiten viele gegenwärtige drahtlose Modems bei 8 Kilobits pro Sekunde, so dass eine geeignete Abtastfrequenz ein Integer-Vielfaches von 8 kHz sein würde. Nach einer Abtastung bei einer Abtastfrequenz fs ist auch eines der Abbildungen bzw. Bilder des analogen Bandpass- Signalfrequenzspektrums bei fs/4 + Δf zentriert. Z. B. gibt es für fc = kHz, B = 12,5 kHz, fs = 32 kHz eine Abbildung des analogen Signalspektrums zentriert bei 9 kHz (hierbei ist Δf = 1 kHz).
Die Wählschaltung 22 wählt einen bestimmten Kanal entsprechend zu dem analogen Bandpass- Signal mit einer Trägerfrequenz 4 durch Berechnen einen nicht-negativen Integers m, der den folgenden Ausdruck erfüllt:
m = Rundung {(4fc - fs)/2fs},
wobei die Funktion "Rundung" das Abrunden des Wertes des inneren Ausdrucks auf ein Integer bezeichnet. Bei dem Beispiel 4 = 455 kHz und fs = 32 kHz ergibt dieser Ausdruck den Wert m = 28. Zusätzlich dazu, dass er zur Auswahl eines bestimmten Kanals entsprechend zu dem analogen Bandpass- Signal mit einer Trägerfrequenz fc verwendet wird, wird der Wert von m auch verwendet, um den Vorzeichenkorrekturfaktur für die Vorzeichenkorrekturschaltung 26 zu bestimmen, wie nachstehend beschrieben.
Die Wählschaltung 22 berechnet auch den Frequenzversatzfaktor Δf in Übereinstimmung mit der folgenden Formel:
Δf = (2m + 1)(fs/4) - fc
wobei m der Integer-abgerundete Wert des Ausdrucks (4fc - fs)/2fs ist. Der Frequenzversatzfaktor Δf wird von der Feinabstimmschaltung 30 verwendet werden, wie nachstehend beschrieben.
Der A/D-Wandlerausgang, d. h. das digitale abgetastete Signal {r(kTs), mit Ts = 1/fs und k = 0, 1....}, wird seriell in die Umschalt-Schaltung 24 eingegeben, die zwischen den empfangenen digitalen Signalabtastwerten umschaltet, um eine Sequenz von geraden Abtastwerten {r(kTs), mit Ts = 1/fs und k = 0, 2, 4....) und eine Sequenz von ungeraden Abtastwerten {r(kTs), mit Ts = 1/f, und k = 1, 3, 5....} zu erzeugen.
Die Vorzeichenkorrekturschaltung 26 empfängt den nicht-negativen Integerwert m von der Wählschaltung 22 und die Sequenzen von geraden Abtastwerten und ungeraden Abtastwerten von der Umschalt-Schaltung 24 und erzeugt die Sequenzen I und Q in Übereinstimmung mit der folgenden Formel:
I = {r(0), -r(2Ts), r(4Ts), -r(6Ts), ...}
wenn m gerade ist, Q = {-r(Ts), r(3Ts), -r(5Ts), r(7Ts), ...},
wenn m ungerade ist, Q = {r(Ts), -r(3Ts), r(5Ts), -r(7Ts), ...}.
Die Sequenzen I und Q, so wie sie konstruiert sind, sind gleich zu einer abgetasteten Gleichphasenkomponente bzw. abgetasteten Quadraturkomponente eines komplexen Signals zentriert in der Nähe der Basisbandfrequenz mit einem Frequenzspektrum gleich zu dem analogen Bandpass- Signalfrequenzspektrum.
Das komplexe Signal, das den Sequenzen I und Q entspricht, ist bei Δf zentriert. Durch Erzeugen der Sequenzen I und Q verschiebt die Vorzeichenkorrekturschaltung 26 somit das Bild des analogen Bandpass-Signalfrequenzspektrums, welches bei fs/4 + Δt zentriert war, um einen Betrag zu fs/4 in Richtung auf die Basisbandfrequenz hin. Wenn zusätzlich die Abtastfrequenz fs ebenfalls gleich zu 4fc/(2m + 1) ist, d. h. wenn fs ebenfalls die Quadraturabtastbedingung erfüllt, dann ist das komplexe Signal, das den Sequenzen I und Q entspricht, bei Δf = 0 kHz zentriert.
Die folgende Diskussion wird zeigen, dass die Sequenzen I und Q der Gleichphasen- bzw. Quadraturkomponente des komplexen Basisbandsignals entsprechen, wenn die Abtastfrequenz 17, gleich zu 4fc/(2m + 1) ist, wenn m ein positiver Integer ist.
Es ist altbekannt, dass ein reales Bandpass-Signal r(T) mit einer Trägerfrequenz fc folgendermaßen geschrieben werden kann:
r(t) = Re{u(t)ej2πfct}
wobei Re{} den Realteil des inneren Ausdrucks bezeichnet und
u(t) = i(t) + jQ(t)
das komplexe äquivalente Basisbandsignal für r(t) ist, wobei I(t) und Q(t) die Gleichphasen- bzw. Quadraturkomponente bezeichnen. Wenn die Abtastfrequenz fs = 1/Ts = 4fc/(2m + 1), wobei m ein positiver Integer ist, dann ist das digitale abgetastete Signal, welches durch Abtasten von r(t) erhalten wird, folgendermaßen:
r[k] = r(kTs) = Re{[I(kTs) + jQ(kTs)]ej2πkfc(2m+1/(4fc)}
oder, äquivalent
r[k] = Re{[I(kTs) + jQ(kTs)][(-1)mj]k}.
Wenn m gerade ist, gilt:
r[k] = {I(0), Q(Ts), -1(2Ts), -Q(3Ts), ......},
und wenn m ungerade ist, dann gilt
r[k] = {I(0), -Q(Ts), -I(2Ts), Q(3Ts), ......}.
Somit sind die Sequenzen I und Q, so wie sie von der Vorzeichenkorrekturschaltung 26 gebildet werden, gleich zu einer abgetasteten Gleichphasenkomponente bzw. einer abgetasteten Quadraturkomponente eines komplexen Signals zentriert bei der Basisbandfrequenz von Null kHz mit einem Frequenzspektrum gleich zu dem analogen Bandpass-Signalfrequenzspektrum, wenn die Abtastfrequenz fs gleich zu 4fc/(2m + 1) ist, wobei m ein positiver Integer ist.
Mathematisch kann gezeigt werden, dass dann, wenn die Abtastfrequenz fs nicht gleich zu 4fc/(2m + 1) ist, die Sequenzen I und Q, sowie sie von der Vorzeichenkorrekturschaltung 26 gebildet werden, gleich zu einer abgetasteten Gleichphasenkomponente bzw. einer abgetasteten Quadraturkomponente des komplexen Signals zentriert in der Nähe der Basisbandfrequenz von Null kHz sind. Dieses komplexe Signal ist das äquivalente Signal für das analoge Bandpass-Signal.
Wie konstruiert weist jede der Sequenzen I und Q eine Abtastrate gleich zu fs/2 auf. Um die Abtastraten von I und Q Sequenzen auf fs für nachfolgende Demodulationsfunktionen zu erhöhen, werden die Sequenzen I und Q der Interpolationsfilterschaltung 28 eingegeben, die die digitalen Signale I&sub1; und Q&sub1; durch Interpolieren eines digitalen Werts zwischen jeweils zwei aufeinander folgenden Abtastwerten der Sequenzen I bzw. Q bildet. Die sich ergebenden digitalen Signale I&sub1; und Q&sub1; sind tiefpassgefilterte Versionen der Sequenzen I bzw. Q und weisen eine Abtastrate gleich zu fs auf. Wenn mehr als ein digitaler Wert zwischen jeweils zwei aufeinander folgenden Abtastwerten von jeder der Sequenzen I und Q interpoliert wird, dann wird jedes der digitalen Signale I&sub1; und Q&sub1; eine Abtastrate größer als fs aufweisen.
Die Feinabstimmschaltung 30 verschiebt die digitalen Signale I&sub1; und Q&sub1; um den Betrag Δf, wie von der Wählschaltung 22 berechnet, in der komplexen Frequenz auf die Basisbandfrequenz. Diese Verschiebung wird durch Bilden der digitalen Signale I&sub2; und Q&sub2; in Übereinstimmung mit der folgenden Formel ausgeführt:
I&sub2;(kTs) = I&sub1;(kTs)cos(2πΔfkTs) - Q&sub1;(kTs)sin(2πΔfkTs),
Q&sub2;(kTs) = Q&sub1;(kTs)cos(2πΔfkTs) + I&sub1;(kTs)sin(2πΔfkTs),
für k = 0, 1, 2, ...,
mit Ts = 1/fs. Die digitalen Signale I&sub2; und Q&sub2; sind ungefähr gleich zu einer Gleichphasenkomponente bzw. einer Quadraturkomponente eines digitalen Basisbandfrequenzsignals, welches ein Frequenzspektrum, zentriert bei der Basisbandfrequenz, ungefähr gleich zu dem analogen Bandpass-Signalfrequenzspektrum zentriert bei der Frequenz fc aufweist. Die Abtastrate von jedem der digitalen Signale I&sub1; und Q&sub1; ist gleich zu derjenigen von jedem der digitalen Signale I&sub2; und Q&sub2;, was gleich zu fs in der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist.
Für einen Mehrkanal-Digitalempfänger können die digitalen Signale I&sub2; und Q&sub2; durch eine optionale Tiefpassfilterschaltung 40 geführt werden, um unerwünschte Signale außerhalb des interessierenden Kanals weiter zu unterdrücken. Die zwei Ausgänge 41, 42 der optionalen Tiefpassfilterschaltung 40, die den tiefpassgefilterten Versionen der digitalen Signale I&sub2; bzw. Q&sub2; entsprechen, können als Eingänge zu einem standardmäßigen Demodulator verwendet werden.
Fig. 2 zeigt das offenbarte System, mit der Ausnahme des A/D-Wandlers 10, implementiert als ein integraler Teil eines Digitalsignalprozessors.
Bezug nehmend auf Fig. 2 wird ein analoges Bandpass-Signal {r(T)} mit einer Trägerfrequenz fc und einer zweiseitigen Bandbreite nicht größer als B durch den A/D-Wandler 10 bei der Abtastfrequenz fs abgetastet, um das digitale abgetastete Signal {r(kTs) mit Ts = 1/fs und k = 0, 1, ....} zu erzeugen, welches danach durch die Grobabstimmschaltung 20, die Feinabstimmschaltung 30 und die optionale Tiefpassfilterschaltung 40 verarbeitet wird, wie voranstehend diskutiert.
Die Ausgänge 41, 42 der optionalen Tiefpassfilterschaltung 40 werden dann von dem Demodulator 50 und dem Detektor/Decoder 60 verarbeitet, um die ursprüngliche Informationsbitsequenz zu bestimmen, die von einem Sender gesendet wurde. Um eine richtige Dekodierung der Informationsbitsequenz sicher zu stellen, werden die Ausgänge 51, 61 des Demodulators 50 bzw. des Detektors/Decoders 60 durch die Synchronisations-/Verfolgungs-Schaltung 70 verarbeitet, die mit dem Controller 80 kommuniziert. Der Controller 80 schließt typischer Weise eine Zeitgaben-Wiederherstellungsschaltung ein, die ihm ermöglicht, an den A/D-Wandler 10 die richtige Zeit zum Starten einer Abtastung zu kommunizieren.
Der Controller 80 ist auch mit der Grobabstimmschaltung 20 verbunden, um den tatsächlichen Wert von fc zu kommunizieren, der von seinem nominellen Wert abweichen kann.
Es sei darauf hingewiesen, dass das hier beschriebene und in den Zeichnungen dargestellte beispielhafte System für eine Direktfrequenzauswahl und eine Abwärts-Umwandlung nur eine gegenwärtig bevorzugte Ausführungsform der Erfindung darstellt. In der Tat können verschiedene Modifikationen und Hinzufügungen an einer derartigen Ausführungsform durchgeführt werden, ohne von dem Umfang der Erfindung abzuweichen, so wie sie in den beigefügten Ansprüchen definiert ist. Durchschnittsfachleute werden erkennen, dass verschiedene andere Konfigurationen äquivalent und deswegen genau so geeignet sind. Zum Beispiel können verschiedene Typen von Tiefpassfiltern verwendet werden, um die Interpolationsfilterschaltung 28 zu implementieren. Somit können Modifikationen und Hinzufügungen für Durchschnittsfachleute offensichtlich sein und können implementiert werden, um die vorliegende Erfindung zur Verwendung in einer Vielzahl von verschiedenen Anwendungen anzupassen, beispielsweise bei einer Direktfrequenzauswahl und einer Abwärts-Umwandlung für DSP-gestützte digitale Funkgeräte, eine direkte Abwärts-Umwandlung von Bandpass-Signalen mit beliebigen Frequenzen, eine digitale Frequenzabstimmung und eine Bandpass-Signaldarstellung und eine Signalrekonstruktion.

Claims

1. Verfahren zum Ausführen einer Direktfrequenzauswahl und einer Abwärts-Umwandlung auf einem analogen Bandpasssignal für einen digitalen Empfänger, der C-Kanäle aufweist, wobei jeder der C- Kanäle eine Bandbreite B aufweist, wobei das Frequenzspektrum des analogen Bandpasssignals eine Mittenfrequenz fc und eine zweiseitige Bandbreite von nicht größer als B in einem der C-Kanäle aufweist, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst:

(a) Abtasten des analogen Bandpasssignals bei einer Abtastfrequenz fs, wobei fs größer als zweimal das Produkt von B und C ist, um ein digitales abgetastetes Signal zu erzeugen, wobei das digitale abgetastete Signal eine Zwischenfrequenz in der Nähe einer Basisbandfrequenz aufweist, wobei die Zwischenfrequenz näher zu der Basisbandfrequenz als die Abtastfrequenz fs ist;

(b) Berechnen, aus fc und fs, eines nicht-negativen Integerwerts m, wobei der Wert m der Integer-gerundete Wert des Ausdrucks (4fc - fs)/2 fs ist, und wobei der Wert m eine Auswahl eines Kanals aus den C-Kanälen des digitalen Empfängers bestimmt;

(c) Bilden, von dem digitalen abgetasteten Signal {r(kTs), mit Ts = 1/fs und k = 0, 1, ...} einer Sequenz von geraden Abtastwerten {r(kTs), mit Ts = 1/fs und k = 0, 2, 4, ...} und einer Sequenz von ungeraden Abtastwerten {r(kTs), mit Ts = 1/fs und k = 1, 3, 5, ...};

(d) Erzeugen aus den Sequenzen von geraden Abtastwerten und ungeraden Abtastwerten einer Sequenz I und einer Sequenz Q, so dass die Sequenzen I und Q nahezu gleich zu der Gleichphasenkomponente bzw. einer Quadraturkomponente eines komplexen Signals zentriert in der Nähe der Basisbandfrequenz mit einem Frequenzspektrum ungefähr gleich zu dem analogen Bandpasssignal- Frequenzspektrum sind; und

(e) Bilden von ersten digitalen Signalen I&sub1; und Q&sub1; durch Interpolieren wenigstens eines digitalen Werts zwischen jeden zwei aufeinander folgenden Abtastwerten der Sequenzen I bzw. Q, was dazu führt, dass jedes der ersten digitalen Signale I&sub1; und Q&sub1; Tiefpass-gefiltert wird und eine Abtastrate größer als diejenige von jeder der Sequenzen I und Q aufweist.

2. Verfahren zum Ausführen einer Direktfrequenzauswahl und einer Abwärts-Umwandlung nach Anspruch 1, wobei die Sequenzen I und Q in Übereinstimmung mit der folgenden Formel erzeugt werden:

I = {r(0), -r(2Ts), r(4Ts), -r(6Ts), ...},

wenn m gerade ist, Q = {-r(Ts), r(3Ts), -r(5Ts), r(7Ts), ...},

wenn m ungerade ist, Q = {r(Ts), -r(3Ts), r(5Ts), -r(7Ts), ...}.

3. Verfahren zum Ausführen einer Direktfrequenzauswahl und einer Abwärts-Umwandlung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, ferner umfassend die folgenden Schritte:

(i) Verschieben der ersten digitalen Signale I&sub1; und Q&sub1; in einer komplexen Frequenz um einen Betrag gleich zu Δf, um zweite digitale Signale I&sub2; und Q&sub2; zu bilden; und

(ii) Ausgeben der zweiten digitalen Signale I&sub2; und Q&sub2;, die einer Gleichphasenkomponente bzw. einer Quadraturkomponente entsprechen, eines komplexen Basisbandfrequenzsignals, wobei das komplexe Basisbandfrequenzsignal ein Frequenzspektrum, zentriert an der Basisbandfrequenz, ungefähr gleich zu dem analogen Bandpasssignal-Frequenzspektrum zentriert bei der Frequenz fc aufweist.

4. Verfahren nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Abtastfrequenz fs gleich zu 4 fc/(2m + 1) ist.

5. Verfahren nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Abtastfrequenz fs nicht gleich zu 4 fc/(2m + 1) ist.

6. Verfahren nach Anspruch 3, wobei die Abtastfrequenz fs derart ist, dass sich die Zwischenfrequenz des digitalen abgetasteten Signals von der Basisbandfrequenz um einen Betrag gleich zu (fs/4) + Δf unterscheidet.

7. Verfahren nach Anspruch 3, wobei die Frequenz Δf gleich zu (2m + 1)(fs/4) - fc ist.

8. Verfahren nach Anspruch 3, wobei die zweiten digitalen Signale I&sub2; und Q&sub2; aus den ersten digitalen Signalen I&sub1; und Q&sub1; in Übereinstimmung mit der folgenden Formel gebildet werden:

I&sub2;(kTs) = I&sub1;(kTs)cos(2πΔfkTs) - Q&sub1;(kTs)sin(2πΔtkTs),

Q&sub2;(kTs) = Q&sub1;(kTs)cos(2πΔfkTs) + I&sub1;(kTs)sin(2πΔfkTs),

für k = 0, 1, 2, ...,

mit Ts = 1/fs.

9. Verfahren nach irgendeinem vorangehenden Anspruch, wobei die Basisbandfrequenz gleich zu Null kHz ist.

10. Abstimmschaltung zum digitalen Ausführen einer Direktfrequenzauswahl und einer Abwärts- Umwandlung auf einem analogen Bandpasssignal für einen digitalen Empfänger mit C-Kanälen, wobei jeder der C-Kanäle eine Bandbreite B aufweist, wobei das Frequenzspektrum des analogen Bandpasssignals eine Mittenfrequenz fc und eine zweiseitige Bandbreite von nicht größer als B in einem der C-Kanäle aufweist, wobei die Abstimmschaltung umfasst:

(a) einen mit Analog-zu-Digital-(AD)-Wandler (10) zum Abtasten des analogen Bandpasssignals bei einer Abtastfrequenz fs größer als zweimal das Produkt von B und C und zum Ausgeben eines digitalen abgetasteten Signals, wobei das digitale abgetastete Signal eine Zwischenfrequenz näher zu einer Basisbandfrequenz als fs aufweist; und

(b) eine Grobabstimmschaltung (20), die in einer elektrischen Verbindung mit dem A/D- Wandler (10) steht, zum Verschieben der Zwischenfrequenz des digitalen abgetasteten Signals in Richtung auf die Basisfrequenz hin durch Erzeugen von zwei ersten digitalen Signalen I&sub1; und Q&sub1;, wobei sich die verschobene Zwischenfrequenz von der Basisbandfrequenz um einen Betrag Δf unterscheidet, wobei die Grobabstimmschaltung (20) umfasst:

(i) eine Wählschaltung (20) zum Berechnen, aus fc und fs, eines nicht-negativen Integerwerts m, wobei der Wert m der Integer-gerundete Wert des Ausdrucks (4fc - fs)/2fs ist, und wobei der Wert m eine Auswahl eines Kanals aus den C-Kanälen des digitalen Empfängers bestimmt;

(ii) eine Umschaltschaltung (24) mit einem Eingangsanschluss zum Empfangen des digitalen abgetasteten Signals {r(kTs), mit Ts = 1/fs und k = 0, 1, ...} und einem Ausgangsanschluss zum Erzeugen einer Sequenz von geraden Abtastwerten und einer Sequenz von ungeraden Abtastwerten, wobei die Sequenzen aus dem empfangenen digitalen abgetasteten Signal gebildet werden;

(iii) eine Vorzeichenkorrekturschaltung (26), die in einer elektrischen Verbindung mit der Wählschaltung (22) und mit der Umschaltschaltung (24) steht, um einen nicht-negativen Integerwert m und die Sequenzen von geraden Abtastwerten und ungeraden Abtastwerten zu empfangen, zum Erzeugen einer Sequenz I und einer Sequenz Q, so dass die Sequenzen I und Q annähernd gleich zu einer Gleichphasenkomponente bzw. einer Quadraturkomponente eines komplexen Signals zentriert in der Nähe der Basisbandfrequenz mit einem Frequenzspektrum ungefähr gleich zu dem analogen Bandpasssignal-Frequenzspektrum sind; und

(iv) eine Interpolationsfilterschaltung (28), die in einer elektrischen Verbindung mit der Vorzeichenkorrekturschaltung (26) steht, um die Sequenzen I und Q zu empfangen, zum Bilden der ersten digitalen Signale I&sub1; und Q&sub1; durch Interpolieren wenigstens eines digitalen Werts zwischen jeweils zwei aufeinander folgenden Abtastwerten der Sequenzen I bzw. Q, was dazu führt, dass jedes der ersten digitalen Signale I&sub1; und Q&sub1; Tiefpass-gefiltert wird und eine Abtastrate größer als diejenige von jeder der Sequenzen I und Q aufweist.

11. Abstimmschaltung nach Anspruch 10, wobei die Vorzeichenkorrekturschaltung (26) die Sequenzen I und Q in Übereinstimmung mit der folgenden Formel erzeugt:

I = {r(0), -r(2Ts), r(4Ts), -r(6Ts), ...},

wenn m gerade ist, Q = {-r(Ts), r(3Ts), -r(5Ts), r(7Ts), ...},

wenn m ungerade ist, Q = {r(Ts), -r(3Ts), r(5Ts), -r(7Ts), ...}.

12. Abstimmschaltung nach Anspruch 11, wobei die Vorzeichenkorrekturschaltung (26) ein Bildsignal zentriert an einer Frequenz in der Nähe fs/4 in Richtung auf die Basisbandfrequenz um einen Betrag gleich zu fs/4 übersetzt, wobei das Bildsignal in dem digitalen abgetasteten Signal enthalten ist und ein Frequenzspektrum ungefähr gleich zu dem analogen Bandpasssignal-Frequenzspektrum aufweist.

13. Abstimmschaltung nach irgendeinem der Ansprüche 10 bis 12, wobei die Abtastfrequenz fs gleich zu 4fc/(2m + 1) ist.

14. Abstimmschaltung nach irgendeinem der Ansprüche 10 bis 12, wobei die Abtastfrequenz nicht gleich zu 4fc/(2m + 1) ist.

15. Abstimmschaltung nach irgendeinem der Ansprüche 10 bis 12, wobei die Abtastfrequenz fs sich nicht auf die Frequenz fc bezieht.

16. Abstimmschaltung nach irgendeinem der Ansprüche 10 bis 12, wobei die Basisbandfrequenz gleich zu Null kHz ist.

17. Abstimmschaltung nach irgendeinem der Ansprüche 10 bis 16, wobei die Abtastfrequenz fs derart ist, dass die Zwischenfrequenz des digitalen abgetasteten Signals sich von der Basisbandfrequenz um einen Betrag gleich zu (fs/4) + Δf unterscheidet.

18. Abstimmschaltung nach irgendeinem der Ansprüche 10 bis 17, wobei die Grobabstimmschaltung (20) den Wert von Δf in Übereinstimmung mit der folgenden Formel berechnet:

Δf = (2m + 1) (fs/4) - fc.

19. Abstimmschaltung nach irgendeinem der Ansprüche 10 bis 18, ferner umfassend eine Feinabstimmschaltung (30), die in einer elektrischen Verbindung mit der Grobabstimmschaltung (20) steht, zum Verschieben der ersten digitalen Signale I&sub1; und Q&sub1; in der komplexen Frequenz in Richtung auf die Basisbandfrequenz hin um einen Betrag Δf, um zweite digitale Signale I&sub2; und Q&sub2; zu bilden, wobei die zweiten digitalen Signale I&sub2; und Q&sub2; ungefähr gleich zu einer Gleichphasenkomponente bzw. Quadraturkomponente eines digitalen Basisbandfrequenzsignals sind, wobei das digitale Basisbandfrequenzsignal ein Frequenzspektrum, zentriert an der Basisbandfrequenz, ungefähr gleich zu dem analogen Bandpasssignal-Frequenzspektrum zentriert bei der Frequenz fc aufweist.

20. Abstimmschaltung nach Anspruch 19, wobei die Feinabstimmschaltung (30) die zweiten digitalen Signale I&sub2; und Q&sub2; aus den digitalen Signalen I&sub1; und Q&sub1; in Übereinstimmung mit der folgenden Formel bildet:

I&sub2;(kTs) = I&sub1;(kTs)cos(2πΔfkTs) - Q&sub1;(kTs)sin(2πΔfkTs),

Q&sub2;(kTs) = Q&sub1;(kTs)cos(2πΔfkTs) + I&sub1;(kTs)sin(2πΔfkTs),

für k = 0, 1, 2, ...,

mit Ts = 1/fs

21. Abstimmschaltung nach Anspruch 19 oder Anspruch 20, ferner umfassend eine Tiefpassfilterschaltung (40) zum Empfangen und Filtern der zweiten digitalen Signale I&sub2; und Q&sub2;.