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GEBIET DER
ERFINDUNG
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Diese
Erfindung betrifft allgemein Detektionssysteme zum Erfassen des
Vorhandenseins eines Objekts in einem überwachten Gebiet und spezieller
ein Infrarotdetektionssystem, das einen adaptiven Schwellenwertimpulsdetektor
zur Verbesserung der Systemtoleranz gegenüber statistischem Rauschen
anwendet und Mittel aufweist, um die Größe des überwachten Gebiets selektiv
elektronisch zu verändern.
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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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In
vielen bekannten photoelektrischen synchronen Detektionssystemen
wird ein gepulstes optisches Strahlsignal in ein überwachtes
Volumen oder Raumgebiet übertragen,
typischerweise durch Verwendung einer LED, die von einem Rechteck-
oder Kurzzeitbetriebsfaktor-Impulsgenerator/-oszillator
aktiviert wird. Ein optischer Photodetektor ist in das überwachte
Gebiet gerichtet, mit einem Sichtfeld, das den gepulsten LED-Strahl einschließt, sodass
es jede Reflektion dieses Signals von einem Objekt in dem Gebiet
empfangen wird, um das Vorhandensein eines Objekts zu erfassen.
Ein solches System ist in dem US-Patent 5,463,384 – Juds dargestellt.
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Zum
Aussieben von Rauschen und Signalen von anderen Quellen als einer
Reflektion abgestrahlten Lichts von dem Objekt in dem Gebiet (z.B.
von anderen elektrischen oder optischen Quellen) werden Synchronempfänger verwendet,
um den Empfänger
nur dann zu betreiben, wenn eine Reflektion des gepulsten Signals
von einem Objekt in dem Bereich erwartet wird. Dies blockiert jede
Reaktion, die von der Erfassung von Lichtenergie von anderen Quellen,
während
Intervallen, wenn kein reflektiertes gepulstes Signal möglich ist,
herrührt.
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Zur
Unterdrückung
möglicher
Erfassung intrinsischen statistischen Schaltkreisrauschens und Detektorschrotrauschens
ist dem System ein fester Erfassungsschwellenwert auf einem Niveau über den
vom Erfassungsschaltkreis erfahrenen erwarteten intrinsischen statistischen
Rauschpegeln auferlegt. Dies gestattet es dem Erfassungsschaltkreis,
dieses Rauschen zu ignorieren. Die Wahrscheinlichkeit von Fehlerfassung
aufgrund von Rauschen ist eine Funktion des Ansprechschwellenwerts
relativ zu dem tatsächlichen
Rauschpegel, dessen Amplitude im allgemeinen eine Gaußsche Normalverteilung
ist.
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Andere
Beispiele für
photoelektrische Detektionssysteme mit festem Schwellenwert finden
sich in den US-Patenten 4,356,393 – Fayfield, 4,851,660 – Juds,
4,851,661 – Everett,
Jr., 4,990,895 – Juds
und 5,122,796 – Beggs
et al. Obwohl diese Synchrondetektionssysteme mit festem Schwellenwert
als gebrauchsgeeignet für die
meisten photoelektrischen Sensoranwendungen befunden wurden, sind
sie in einer Situation, wo hohe Empfängerempfindlichkeit in einer
Betriebsumgebung erwünscht
ist, die einen Rauschpegel hat, der höchst inkonsistent und zufallsbedingt
variabel ist, nicht präzise
genug.
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In
einer solchen Umgebung wird die Detektorsystemleistung behindert
durch die Notwendigkeit des Maßschneiderns
von Detektionsschwellenpegeln auf den Betrieb in einer Umgebung
der schlechtesten erwarteten Rauschbedingungen, um einen zufriedenstellendes
Grad an Rauschunterdrückung
sicherzustellen. Diese Situation liegt vor, wenn das Detektionssystem
zur Fahrzeugerfassung in einer im Gelände betriebenen Umgebung verwendet
wird. Ein solches System, das zur Erfassung von Fahrzeugen im toten
Winkel eines Fahrers verwendet wird, wird eine breite Spanne von
Rauschen antreffen, das von Umgebungslichtbedingungen herrührt, die
von pechschwarzer Nacht zu 8500 Footcandles (91.460 Lux) von einer
weißen
Oberfläche
reflektierten Sonnenlichts, bis zu 70.000 Footcandles (753.200 Lux)
von einer nassen Straßenoberfläche reflektierenden
Sonnenlichts reichen. Da Fehlerfassungen durch solche Systeme sie
für einen
Kraftfahrzeugfahrer unzuverlässig
machen, ist die Eliminierung von Fehlerfassungen ein wichtiges Ziel.
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In
einem Toten-Winkel-Erfassungssystem wird die Reflektivität erfasster
Zielfahrzeuge stark variieren, wie auch die Umgebungsbeleuchtungsbedingungen.
Somit muss ein solches System, um effektiv zu sein, in der Lage
sein, Fahrzeuge zu erfassen, die in Reflektivität von schwarz bis weiß reichen,
und unter Beleuchtungsbedingungen, die von pechschwarzer Nacht bis
zu hellem Sonnenlicht variieren. Diese Erfassungsanforderungen reichen
im Extremfall von einem schwarzen Fahrzeug bei Nacht bis zu einem
weißen
Fahrzeug in hellem Sonnenlicht.
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Im
Nachtdunkel wird sehr wenig Wechselstrom-Photostrom in den Detektoren
produziert, was zu sehr geringem Schrotrauschen führt. Der
Betrieb bei hellem Tageslicht wird jedoch zu einem recht signifikanten Wechselstrom
in den Empfängerphotodioden
führen,
was zu hohen Schrotrauschpegeln führt. Der durch Wechselstrom
in einer Silikonphotodiode produzierte Schrotrauschstrom wird bestimmt
durch die Gleichung i = 5,66 × 10–10 √Idc·BW Amps
RMSwobei:
- Idc
- der Photo-Wechselstrom
ist, und
- BW
- die Schaltkreisbandbreite
in Hz ist.
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Wenn
der Empfänger
ein weißes
Zielfahrzeug in hellem Sonnenlicht sieht, generiert der Photostrom ein
Schrotrauschen, das viele Male größer ist als das intrinsische
elektronische Rauschen des Empfängerverstärkers selbst.
Um durch einen hohen Schrotrauschpegel verursachte Fehlerfassung
zu vermeiden, muss der erforderliche Schwellenwert im Vergleich
zu dem Schrotrauschen des schlechtesten Falls relativ hoch sein. Dieser
hohe Schwellenwert führt
zu einer niedrigen Fähigkeit
des Systems, sehr dunkle, wenig reflektierende Ziele unter schlechten
Beleuchtungsbedingungen zu erfassen.
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Es
lagen mehrere Versuche vor, die von dieser breiten Spanne an Systemrauschpegeln
verursachten operationellen Probleme zu überwinden. Diese beinhalten
das Versehen des Detektionssystems mit einer Form adaptiver Einstellung
auf Basis der Rauschamplitudenmerkmale, die dann zur Einstellung
des Erfassungsschwellenwerts des Empfängers verwendet werden. Der
resultierende Empfänger
mit anpassbarem Schwellenwert optimiert seine Empfindlichkeit in
Bezug auf das gemessene Umgebungs-Empfängerrauschen, um
die Signalempfangsintegrität
aufrechtzuerhalten. Beispiele für
solche Systeme finden sich in den US-Patenten 3,999,083 – Bumgardner,
4,142,116 – Hardy
et al., 4,992,675 – Conner
et al. und 5,337,251 – Pastor.
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Solche
Systeme sind relativ teuer, da sie das Hinzufügen von Schaltkreistechnik
erfordern, um kontinuierlich das Rauschen zu messen, solche Messung
zu blockieren und die vorige Messung aufrechtzuerhalten, wenn ein
tatsächliches
Signal erfasst wird, und gemessene Pegel zurück zu der Stufe der einstellbaren Verstärkung zu
speisen. Diese Schaltkreistechnik fügt Bauteile und Montagearbeit
hinzu, wodurch Größe und Kosten
des Systems erhöht
werden.
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Es
besteht ein Bedarf an einem Detektionssystem, das die Erfassungsschwelle
automatisch an wechselnde Umweltbedingungen anpasst, um eine optimale
Empfindlichkeit, niedrige Wahrscheinlichkeit von Fehlerfassungen
unter allen Umgebungsrauschbedingungen zu erzielen, und keine zugefügten Bauteile
erfordert.
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Toter-Winkel-Fahrzeugdetektorsysteme,
wie in den oben erwähnten
Patenten offenbart, nutzen Detektoren sowohl an der Fahrerseite
als auch an der Beifahrerseite. Ein System umfasst Sätze von
sechs Emitter-Detektor-Paaren in einem Modul, wobei die Detektoren
Paare von Photodioden entgegengesetzter Polarität sind. Der effektive Bereich
des Systems wird von der Geometrie dieser Bauteile bestimmt. Diese
Bauteile sind relativ klein und erfordern eine sehr präzise Fertigung,
um ihre Geometrie aufrechtzuerhalten.
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Diese
Module umfassen auch ein Emitter-Detektor-Paar, das einen sogenannten "Dirty Window"("Schmutziges Fenster")-Detektor zur Bestimmung dessen umfasst,
wann eine transparente Linsenabdeckung für die Einheit zu sehr mit Verschmutzungsstoffen
verschmutzt ist, um eine effektive Toter-Winkel-Fahrzeugerfassung
zu ermöglichen.
Dieses Emitter-Detektor-Paar überwacht
einen Teil der Abdeckung, der von den Teilen der Abdeckung, durch
die die Emitterstrahlen und erfassten Reflektionen sich bewegen,
beabstandet ist. Der Dirty Window-Erfassungsschwellenwert ist abhängig von
der Geometrie der Bauteile, die wiederum von sehr präziser Fertigung
abhängen,
um enge Toleranzen einzuhalten.
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Es
besteht ein Bedarf an einem Toter-Winkel-Detektor, der eingebaute
Einstellungen zum selektiven Variieren des Betriebsbereichs und
zum Sicherstellen einer akkuraten Dirty Window-Erfassung beinhaltet.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Es
ist daher ein Gegenstand dieser Erfindung, ein Detektionssystem
zu verschaffen, das den Erfassungsschwellenwert automatisch an wechselnde
Umgebungsbedingungen anpasst, um eine optimale Empfindlichkeit zu
erzielen, bei einer niedrigen Wahrscheinlichkeit von Fehlerfassungen
unter allen Umgebungsrauschbedingungen, und keine zugefügten Bauteile
erfordert.
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Es
ist ein weiterer Gegenstand dieser Erfindung, einen Toter-Winkel-Detektor
zu verschaffen, der eingebaute Einstellungen zum selektiven Variieren
seines Betriebsbereichs und zum akkuraten Bestimmen dessen, wann
eine Ansammlung von Verschmutzungsstoffen auf dem Detektor die Funktionsfähigkeit
unter ein vorbestimmtes Niveau senkt, umfasst.
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Erfindungsgemäß werden
diese Gegenstände
durch die unabhängigen
Ansprüche
erzielt. Ausführungen
sind in den abhängigen
Ansprüchen
beansprucht.
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Diese
und weitere Gegenstände
und Merkmale dieser Erfindung werden deutlicher unter Verweis auf die
nachfolgende detaillierte Beschreibung einer bevorzugten Ausführung, wie
in den begleitenden Zeichnungen illustriert, worin:
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KURZE BESCHREIBUNG DER
ZEICHNUNGEN
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1 ein
schematisches Schaltdiagramm für
eine Emitter-Detektor-Einheit eines Detektionssystems gemäß dieser
Erfindung ist;
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2 ein
Graph ist, der Signalamplitude zu Zeit darstellt, welcher die Effekte
eines Impulses, einer erfassten Reaktion, Gaußschen Rauschens und der Ausgangsleistung
eines Vergleichers zu einer kombinierten Reaktions- und Rauscherfassung
illustriert;
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3 ein
Diagramm ist, das die Fehlalarmrate als eine Funktion von durch
einen Vorwärts-Rückwärts-Zähler gezählten Reaktionen
abträgt;
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4 ein
Diagramm ist, das die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion für eine Zufallsvariable
mit Gaußscher
Statistik zeigt;
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5a ein
Diagramm ist, das die Wahrscheinlichkeiten von Erfassung als eine
Funktion des Verhältnisses
von Signal zu Rauschen mit einem 15-Stand-Vorwärts-Rückwärts-Zähler zeigt;
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5b ein
Diagramm gleichartig zu 5a ist,
jedoch unter Verwendung einer vertikalen Logarithmenskala zur besseren
Illustration der Fehlalarmleistung;
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6 ein
Diagramm ist, das den Erfassungsschwellenwert als eine Funktion
des Vorwärts-Rückwärts-Zählverhältnisses zeigt;
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7 eine
schematische Draufsicht eines auf einer Straße befindlichen Fahrzeugs ist,
die Bereiche im Raum abbildet, welche von Toter-Winkel-Detektoren
an Fahrer- und Beifahrerseite überwacht
werden;
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8 eine
vergrößerte Draufsicht
eines Moduls eines Toter-Winkel-Detektors gemäß dieser Erfindung ist;
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9 eine
Seitenansicht des Moduls von 8 ist;
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10 der
Mehrstrahlen-Empfängerteil
eines schematischen Schaltdiagramms des Toter-Winkel-Detektors dieser
Erfindung ist;
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11 die
Teile von Steuergerät,
Verstärker
für die
einstellbare Verstärkung,
und Detektor eines schematischen Schaltdiagramms des Toter-Winkel-Detektors
dieser Erfindung darstellt;
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12 eine
Perspektivansicht einer Kontrolleinheit zum Kontrollieren der Effektivität der in
Betrieb befindlichen Detektoren ist;
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13 eine
vergrößerte Ansicht
einer Dirty Window-Detektormontageeinheit
gemäß dieser
Erfindung ist;
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14 eine
Schnittansicht ist, genommen entlang Linie A-A von 12;
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15 eine
Schnittansicht ist, genommen entlang Linie B-B von 13;
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16 ein
Diagramm eines Detektionssystems, das eine Emitter-LED und einander
gegenüberliegende
Paare von Photodiodenpaaren umfasst, ist; und die
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17 und 18 vergrößerte Draufsichten
eines Photodiodenpaars und verschiedener Lichtabbildungsmuster sind.
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DETAILLIERTS BESCHREIBUNG
EINER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNG
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Der
Schaltkreis des Detektionssystems dieser Erfindung ist in 1 dargestellt
als ein Mikrosteuergerät 10 umfassend,
das ein Motorola Modell MC68HC05 sein kann. Das Mikrosteuergerät 10 produziert
einen LED-Emitterpuls,
erfasst synchron den Status eines Empfängers, wendet einen vorwärts-/rückwärtszählenden Erfassungsalgorithmus
an und produziert ein Erfassungsausgangssignal zu einer visuellen
Anzeige, einem akustischen Meldegerät, oder weiterer Verarbeitungsschaltkreistechnik.
Die Funktion des Mikrosteuergeräts 10 könnte von
anderen Mikrosteuergeräten,
Mikroprozessoren oder einer festen Anordnung von Logikgattern erfüllt werden.
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Das
Mikrosteuergerät 10 wird
von einem Resonator 11 getaktet, wird jedoch ansonsten
von einem internen Programm, das die Arbeitsgangabfolge steuert,
wie nachstehend beschrieben, unabhängig betrieben. Das Mikrosteuergerät 10 sendet
ein Impulssignal auf einer Leitung 13 aus, das einen FET 15 antreibt,
Strom durch den Widerstand 17 und einen Emitter in Form
einer Infrarot-LED 12 zu ziehen, um einen Impuls von Lichtenergie
auszusenden. Die LED 12 kann eine T-1 3/4-Stil Kunststoffverpackung
Siemens-Modell SFH484-Infrarot-LED
sein, könnte
jedoch eine vieler anderer Lichtquellen sein, die durch rasches
Ansprechen gekennzeichnet sind, wie etwa sichtbare LEDs und Laserdioden.
Die LED 12 wird gezielt, um Strahlen gepulster Lichtenergie
in ein vorbestimmtes Segment eines überwachten Raumbereichs auszusenden.
Der Impuls ist ein Rechteckwellenimpuls, wie bei a in 2 gezeigt.
Die Verwendung einer Vielzahl solcher LEDs in einem Fahrzeug-Toter-Winkel-Erfassungssystem
dieses Typs ist vollständig
in dem vorgenannten US-Patent 5,463,384 – Juds offenbart, das hierin
als Referenz aufgenommen ist.
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Ein
Empfänger
oder Photodetektor-Detektor 14 setzt ein Paar identischer
Photodioden (wovon nur eine mit 16 angedeutete illustriert
ist) ein, um Lichtenergie zu erfassen, und hat ein Gesichtsfeld
in dem überwachten
Raumbereich, das den von der LED 12 ausgesandten Strahl
von Lichtenergie umfasst, um Lichtenergie von diesem Strahl, die
von einem Objekt in dem überwachten
Gebiet reflektiert wird, zu erfassen. Die Photodiode 16 wandelt
erfasste oder empfangene Lichtenergie in einen Photostrom um, der
proportional zu der Intensität
der Lichtenergie ist. Eine der Photodioden gibt ein positives (+)
Stromsignal ab, während
die andere Photodiode ein negatives (–) Stromsignal abgibt, wie
später
im einzelnen dargestellt wird. Die Photodiode kann eine T-1 3/4-Stil-Kunststoffverpackung-Siemens-Modell SFH203-Photodiode
oder andere Photodiode oder Phototransistor sein, die bzw. der rasch
auf modulierte Lichtimpulse anspricht. Jeder LED-Emitter ist mit einem
Photodetektor, der das Paar Photodioden umfasst, paarweise zusammengestellt.
Eine Vielzahl dieser Emitter-Photodiodenpaare werden zu einem Detektionssystem
genutzt, das ein Gebiet, oder ein Raumvolumen, überwacht, um das Vorhandensein
von Objekten in diesem Gebiet zu erfassen, wie später im einzelnen dargestellt
wird.
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Ein
Widerstand 19 und ein Kondensator 21 sind vorgesehen,
um zu helfen, sicherzustellen, dass die Photodiode 16 ausreichend
von jedem Hochfrequenzrauschen isoliert ist, das normalerweise die
Netzspannung begleitet, die zum Sperr-Vorspannen der Photodiode 16 für photoleitenden
Betrieb verwendet wird. Der von der Photodiode 16 in Reaktion
auf abgetastete Lichtenergie entwickelte Photostrom durchläuft einen
Widerstand 23 und entwickelt über diesen eine Spannung, die
proportional zu der abgetasteten Lichtenergie ist. Dies umfasst
sowohl reflektierte gepulste Infrarotlichtenergie als auch Umgebungslicht.
Die Gleichstromkomponente der Spannung am Widerstand 23 wird
durch einen Kondensator 25 gekoppelt und wird von einem Operationsverstärker 27 verstärkt. Alle
verwendeten Operationsverstärker
können
Texas Instruments Modell TLC272CD oder andere kommerziell erhältliche
Allzweck-Operationsverstärker sein,
die die Verstärkungs-Bandbreite-Anforderungen
des Schaltkreis- und Verstärkerrauschens
erfüllen,
das in den Maximalempfindlichkeitsberechnungen für den Schaltkreis berücksichtigt
wird.
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Vorzugsweise
ist das Photodetektorsignal jetzt bandbreitenbegrenzt auf 5–25 Khz,
wobei sowohl eine Impulsreaktion als auch eine Rücklaufreaktion produziert wird,
wie bei b in Figur illustriert. Die Ausgangsleistung des Operationsverstärkers 27 treibt
einen sogenannten "schnellen
Pfad" 18 durch
einen Widerstand 29 und einen Kondensator 31,
plus einen sogenannten "langsamen
Pfad" 20 durch
einen Widerstand 33 und Kondensator 35, in die
Eingangsanschlussstifte eines Vergleichers 22. Dies spannt
den Vergleicher 22 automatisch auf null Versatz vor und
spricht nur auf die Hochfrequenzkomponenten der abgetasteten Lichtenergie
an.
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Gegebenenfalls
kann der Vergleicher 22 durch eine von dem Mikrosteuergerät auf den
Widerstand 37 angelegte Spannung vorgespannt sein, um einen
festen Schwellenwert zu verschaffen. Der Vergleicher 22 kann
ein National Semiconductor-Modell LM311MA oder einer der vielen
kommerziell erhältlichen
Vergleicher sein, die eine Ansprechzeit von etwa 1μs erfüllen. Das
Ausgangssignal des Vergleichers 22 wird zur Verarbeitung
des empfangenen Signals in das Mikrosteuergerät 10 eingespeist,
wie in 1 gezeigt.
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Die
in 2 illustrierte Signalwellenformen schreiten von
dem ausgesandten LED-Rechteckwellenimpuls a voran zu der Verstärkerreaktion
b, unter Addition des Gaußschen
Rauschens c, um die Rausch- plus Reaktionswellenform d zu produzieren,
und zu dem Ausgangssignal e des Vergleichers 22. Wäre in dem
System kein Rauschen vorhanden, so würde die Verstärkerreaktion
auf den Empfang einer Reflektion des ausgesandten Impulses am Ausgang
von Operationsverstärker 27 wie
bei b erscheinen. Die Operationssysteme umfassen jedoch alle inhärent verschiedene
Quellen statistischen Rauschens, mit einem Zeitbereichscharakter, gleichartig
zu dem bei c abgebildeten. –
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Die
Quellen solchen statistischen Rauschens umfassen thermische Aktivität der Atome
innerhalb eines Widerstands, Strom, der eine Halbleiterzone durchläuft, und
Strom, der einen Widerstand durchläuft. Sie umfassen auch Schrotrauschen
in einer Photodiode, produziert von Umgebungslicht, das einen Gleichstrom erzeugt,
der die Photodioden-Halbleiterzone durchläuft. Andere Quellen finden
sich innerhalb der Widerstands- und Zonenbauteile der Operationsverstärkerschaltkreise.
Die Reaktion am Ausgang von Operationsverstärker 27 wird die arithmetische
Summe dieses Rauschens in Kombination sein, aufgedrückt auf
die empfangene Reflektion des ausgesandten Impulses, wie bei d angedeutet.
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Die
Ausgangsleistung des Vergleichers 22 in Reaktion auf das
empfangene Signal d wird die als e dargestellte Form annehmen. Sie
wird jedesmal hochgehen, wenn d größer ist als der Langzeitdurchschnittswert; umgekehrt
wird sie heruntergehen, wenn d weniger beträgt als der Langzeitdurchschnittswert.
Die Überprüfung der ursprünglichen
10 μs von
e deutet an, dass, in Abwesenheit einer Impulsreaktion, es gleichermaßen wahrscheinlich
ist, dass die Vergleicherausgangsleistung zu jedem Zeitpunkt hoch
oder niedrig ist, abhängig von
dem Zufallszustand des Rauschens. Wenn die Impulsreaktion zugefügt und in
Nähe ihres
Extremwerts ist, in der 10μs–25μs-Periode,
ist es viel wahrscheinlicher, dass die Vergleicherausgangsleistung
hoch ist als niedrig. Während
der Impulsreaktionsrücklaufperiode,
in der 33μs–47μs-Periode, ist es viel
wahrscheinlicher, dass die Vergleicherausgangsleistung niedriger
ist als hoch.
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In
Anbetracht des Obigen ist deutlich, dass eine größere Verstärkerreaktion auf den Empfang
eines reflektierten Impulses die Wahrscheinlichkeit erhöhen wird,
dass die Vergleicherausgangsleistung während der Extremwertreaktionszeitperiode
hoch und während
der Rücklaufreaktionsperiode
niedrig sein wird. Es wurde festgestellt, dass diese Merkmale des
Vergleichers während
Extremwert- und Rücklaufreaktion
nützlicherweise
als die Basis eines verbesserten Erfassungsalgorithmus eingesetzt
werden können,
wie nun beschrieben wird.
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Erfassungsalgorithmen
des Standes der Technik stützen
sich auf das Erstellen eines festen Schwellenwerts, der hoch genug über dem
erwarteten Rauschpegel liegt, um das Auftreten von Fehlerfassungen
zu verringern. Schwellenwerte sind in diesen Systemen nötig, da,
wenn ein Detektionssystem mit einem Nullschwellenwert Vergleicherausgangsleistung
an dem 20μs-Punkt
abtasten würde,
wenn keine ausgesandte Signalreflektion vorhanden wäre, so lägen statistische
50% der Abtastungen über
dem Durchschnittswert und würden
zu Fehlerfassungen. Man ziehe die Änderung des Hinzufügens eines
analogen Bereichswiderstands und -integrators in Betracht, wo die
Extremwertreaktion mit +1 multipliziert wird und die Rücklaufreaktion
mit –1
multipliziert und integriert wird. Da statistisches Rauschen nicht
mit dem Bereichswiderstandszeichen korreliert werden kann, würde das
resultierende System noch stets zu 50% Erfassung von Signalen über dem Schwellenwert
führen,
wodurch Fehlerfassungen produziert werden, die höchst unerwünscht sind.
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Diese
Erfindung verschafft einen Wechsel in der Systemauswertungsmethodologie,
weg von dem digitalisierten oder linearen Stand der Technik, der
jede Abtastung als etwas behandelt, das einen unabhängigen Betrag
leistet, hin zu einer solchen, wobei Wahrscheinlichkeiten der Leistung
von Vergleicherausgangsabtastungen, genommen zu vorbestimmten Zeitpunkten,
verwendet werden, um diese Reaktionen auf eine Weise auszuwerten,
die das Auftreten von Fehlerfassungen minimiert, während ein
Nullschwellenwert benutzt wird. Diese Methodologie nimmt zwei Formen
an, die beide einen Zähler
nutzen, um für
Erfassungen gültiger
Signale, die erwartete Reaktionen von Reflektionen von ausgesandten
Strahlen sind, vorwärts
zu zählen
und für alle
anderen Reaktionen rückwärts zu zählen. Bei
digitalen Integratorsystemen ist es üblich, die Zählung an Unter-
und Obergrenzen zu begrenzen; hier werden 0 und 15 verwendet. Nur
eine Zählung
bis auf 15 würde ein
Objekterfassungssignal produzieren.
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In
einer als "binomisches
UND"-Verfahren bezeichneten
Form oder Ausführung
werden zwei Abtastungen zu benachbarten Zeitpunkten genommen, wenn
Primärextremwert-
und Rücklaufreaktionen
von einem ausgesandten Emitterlichtimpuls erwartet werden. Bei Ausbleiben
eines gültigen
Signals produziert es eine inhärente
Vorspannung, rückwärts zu zählen. In
der anderen Form, als "Einzeltest"-Verfahren bezeichnet,
wird eine einzige Abtastung zu dem Zeitpunkt genommen, wenn eine
Reaktion erwartet wird. Das System ist mit einer Vorspannung programmiert,
bei Abwesenheit eines gültigen
Impulsreflektionssignals rückwärts zu zählen.
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Unter
Verwendung des binomischen UND-Testverfahrens ist das Detektionssystem
programmiert, die Vergleicherausgangs-leistung c von
2 an
den 20μs- und 40μs-Zeitpunkten
abzutasten. Jede Abtastung wird zwei mögliche Zustände haben, jeder mit einer
gleichen Wahrscheinlichkeit des Auftretens, da das Rauschen statistisch
ist. Dies führt
zu vier unterschiedlichen Zuständen,
wovon jeder dieselbe Wahrscheinlichkeit des Auftretens hat, wie
in Tabelle 1 gezeigt:
TABELLE
1 Nullschwellenwert – Binomischer
UND-Test – Nur
Rauschsignal
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Obwohl
alle Sequenzen in Tabelle 1 auftreten werden, wenn nur Rauschen
vorhanden ist, deutet 2c an, dass,
wenn ein reflektiertes Signal vorhanden ist, die Hoch-Niedrig-Sequenz
folgt. Die anderen drei Sequenzen werden als ungültige Erfassungen betrachtet.
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Entsprechend
wird die Vorwärts-Rückwärts-Zählerregel
so eingestellt, dass nur die Hoch-Niedrig-Sequenz als gültige Erfassung
betrachtet wird und zu einem Vorwärtszählen führt. Somit wird bei Abwesenheit einer
erfassten Impulsreflektion statistisches Rauschen die Vorwärts-Rückwärtszählung 3
: 1 vorspannen, rückwärts zu zählen. Es
ist wichtig, anzumerken, dass die Amplitude der Vergleicherreaktion
irrelevant ist; es sind nur die Sequenzen benachbarter Reaktionsabtastungen,
die bei der Ermittlung der Reaktionsgültigkeit berücksichtigt
werden. Dies ermöglicht
die Verwendung eines Nullschwellenwerts. Die inhärente Rückwärtszählvorspannung dieses Systems
verbessert die Erfassungszuverlässigkeit
durch Minimieren der Wahrscheinlichekit des Produzierens eines falschen
oder ungültigen
Objekterfassungssignals.
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Die
Rate ungültiger
Erfassung, oder Fehlalarmrate (FAR), ist in 3 für ein Nullschwellenwert-,
binomisches UND-Erfassungssystem unter Vorhandensein Gaußschen Rauschens
für verschiedene
Zählschrittlängen dargestellt.
Die FAR kann direkt aus der Gleichung berechnet werden: FAR = (2/3)·(1/3)n
- wobei
- n = die Anzahl der
Zählwerkschritte.
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Da
die FAR bei zunehmendem Rauschen konstant bleibt, ist deutlich,
dass diese Erfassungsmethodologie sich nicht aufgrund zunehmenden
Umgebungsrauschens zu zunehmenden Fehlerfassungen verschlechtern
wird.
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In
einem rauschfreien System kann der Erfassungsschwellenwert als "der Signalpegel,
bei dem die Grenze zwischen Nicht-Erfassung und Erfassung überschritten
wird" definiert
werden. In einem Erfassungssystem mit Rauschen wird der Erfassungsschwellenwert
zu "dem Signalpegel,
bei dem die Wahrscheinlichkeit der Erfassung zu jedem gegebenen
Moment 50% beträgt". In einem Vorwärts-Rückwärts-Zählersystem, worin ein Zustand
der Erfassung beim Erreichen einer vollen Vorwärtszählung erklärt wird und ein Zustand der Nicht-Erfassung
beim Erreichen einer Nullzählung
erklärt
wird, wäre
die Erfassungsschwelle als "der
Signalpegel, bei dem die Wahrscheinlichkeit, dass die Vorwärts-/Rückwärtszählung Null
ist, gleich der Wahrscheinlichkeit ist, dass die Zählung voll
ist" definiert.
Diese Situation wird nur auftreten, wenn die Wahrscheinlichkeit des
Vorwärtszählens gleich
der Wahrscheinlichkeit des Rückwärtszählens ist.
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Damit
dies eintritt, muss die Vergleicherreaktion auf einen empfangenen
reflektierten Lichtimpuls Rauschen in einem Ausmaß versetzen,
dass die Wahrscheinlichkeit der Hoch-/Niedrigabtastungsreaktionssequenz
50% beträgt. 4 zeigt
die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion für eine statistische Variable
mit Gaußscher
Statistik. Die C-Skala zeigt die kumulative Wahrscheinlichkeit,
dass ein gegebener Wert unter einem Wert liegt. Wenn auf die Wahrscheinlichkeitsverteilungsfunktion
zentriert, wie wenn kein reflektierter Lichtimpuls abgetastet wird,
so beträgt
die kumulative Wahrscheinlichkeit 50%, dass ein Reaktionswert niedrig
sein wird. Wenn ein empfangener reflektierter Lichtimpuls, der der
Rauschamplitude einen Versatz hinzufügt, gleich 1 σ ist, so
ist die Wahrscheinlichkeit, dass die Vergleicherreaktion hoch ist,
84,13%, gemäß 4.
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Die
nachstehende Tabelle 2 definiert die Wahrscheinlichkeit (Wahrscheinlichkeit
einer Hoch-Reaktion =
P(1) und Wahrscheinlichkeit einer Niedrig-Reaktion = P(0)) am Schwellenwert und
zeigt, dass die kumulative Wahrscheinlichkeit 70,71% für jede Abtastung
der Hoch-Niedrig-Abfolge sein muss, für eine Gesamtwahrscheinlichkeit
von 50%. Implizit in dieser Analyse ist die vereinfachende Annahme,
dass die Wahl bandbreitenbegrenzender Frequenzen verursacht, dass
die negative Rücklaufreaktion
im Wesentlichen von gleichartiger Größenordnung ist wie die positive
reflektierte Lichtimpulsreaktion. 4 deutet
an, dass das empfangene Signal das Rauschen um 0,57σ versetzen
muss, um eine kumulative Wahrscheinlichkeit von 70,71% zu erzielen.
Daher ist der Schwellenwert für
diese einfache Vorwärts-Rückwärts-Zählermethodologie
57% der RMS-Rauschamplitude. Durch Verwendung der C-Skalenwerte von 4 kann
die Wahrscheinlichkeit der Erfassung für jeden Rauschabstand abgeleitet
werden, wie in 5a abgebildet, die einen deutlichen Übergang zwischen
Nicht-Erfassung und Erfassung zeigt.
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TABELLL
2. VERGLEICHERAUSGANGSWAHRSCHEINLICHKEIT MIT 0,57σ – Signal
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Der
in den Tabellen 1 und 2 illustrierte und oben beschriebene einfache
Vorwärts-Rückwärts-Zählalgorithmus
ist nur einer von vielen Algorithmen, die das Rückwärtszählen bei Nichtvorhandensein
eines gültigen
Erfassungssignals vorspannen. Andere Schwellenwerte können erstellt
werden, indem die Vorwärts-Rückwärts-Zählverhältnisse manipuliert werden.
Es ist wichtig, die Notwendigkeit dessen zu verstehen, eine Vorspannung
zum Rückwärtszählen bei
Nichtvorhandensein eines gültigen
Erfassungssignals zu haben.
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Beispielsweise
könnte
die Zählung
auf eine Aufwärtszählung von
2 für eine
Vergleicher-Vorwärts-Rückwärts-Reaktionssequenz eingestellt
werden, mit einer Rückwärtszählung von
1 für alle
anderen Sequenzen, was zu einer 3 : 2-Vorspannung zum Rückwärtszählen, wenn
nur Rauschen in der Reaktion vorhanden ist, führt. Dies führt zu einem 2 : 1-Vorwärts-Rückwärts-Zählverhältnis und
einem Schwellenwert von ≈0,2σ, wie in 6 gezeigt.
Gleichermaßen
führt eine
Vorwärtszählung von
3 und eine Rückwärtszählung von 2
zu einer 2 : 1-Vorspannung
zum Rückwärtszählen und
einem Vorwärts-Rückwärts-Zählverhältnis von 1,5 : 1 mit einem ≈0,38σ-Schwellenwert. Das
Verändern
des Vorwärts-Rückwärts-Zählverhältnisses kann verwendet werden,
um den Schwellenwert zu verändern,
um Hysterese als Teil des Erfassungsalgorithmus oder als Gestaltungswahl
zu implementieren.
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Wenn
das Einzeltestverfahren verwendet wird, so wird die Rücklaufnegativreaktion
ignoriert und wird nur die erwartete Primärextremwertreaktion, die zu
einer (+)-Ausgangsleistung
führt,
abgetastet. Das System ist vorgespannt, rückwärts zu zählen, um Ergebnisse gleichartig
dem binomischen UND-Verfahren zu erzielen. Dies wird durch Vorwärtszählen um
1 für ein
(+)-Signal und Rückwärtszählen um
3 für ein
(–)-Signal
erzielt. Da die Wahrscheinlichkeit einer (+)-Zählung 0,75 für einen
0,71σ-Ausgang
und 0,25 für
einen (–)-Ausgang
ist, beträgt
der Schwellenwert für
die Einzeltestmethodologie 71% der RMS-Rauschamplitude. Die Wahrscheinlichkeit
der Erfassung eines Rauschabstands ist in 5a abgebildet.
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5a zeigt,
dass sowohl das binomische UND-Verfahren als auch das Einzeltestverfahren
eine gleichartige Leistung erbringen. 5b trägt dieselben
Daten ab wie 5a, jedoch auf einer logarithmischen vertikalen
Skala, und zeigt die überlegene
FAR-Leistung des binomischen UND-Verfahrens. Angenommen, dass jeder
abgetastete Impuls 2 ms beabstandet ist, dann wird das Einzeltestverfahren
statistisch 5 Mal pro Betriebsminute einen Fehlalarm produzieren,
während
das binomische UND-Verfahren
nur alle 8 Stunden einen Fehlalarm produzieren wird. Der Grund für die überlegene
FAR-Leistung des binomischen UND-Verfahrens betrifft den Doppeltest
der Rauschstatistiken für
jede Impulsabtastung. Selbstverständlich kann die FAR-Leistung
beider Systeme durch Erweitern der Zählung auf mehr als 15 Zustände verbessert
werden.
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Bestimmte
Betriebssituationen werden erfordern, dass die Erfassung maximale
Empfindlichkeit benutzt, um andere negative Nebeneffekte zu verhindern.
Wenn beispielsweise der größte rauschbeitragende Faktor
während
des Betriebs in Sonnenlicht photostrominduziertes Schrotrauschen
ist, könnte
das Nichtvorhandensein dieser Rauschquelle während des Betriebs unter pechschwarzen
Bedingungen verursachen, dass der Schwellenwert dann durch das intrinsische
Rauschen des ersten Verstärkers
kontrolliert wird.
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Es
stehen mehrere Wege zur Verfügung,
um die maximale Empfindlichkeit des Detektionssystems zu begrenzen.
Da eine beträchtliche
Schwankung in der Rauschleistung verschiedener Verstärkergestaltungen vorliegt,
ist die Wahl der Verstärkergestaltung
ein Weg zur Begrenzung der maximalen Empfindlichkeit des Detektionssystems.
Ein anderer Weg ist das Auferlegen eines festen Versatzes auf die
Vergleichereingangsleistung, durch Hinzufügen eines Widerstands, der
entweder hoch oder niedrig gezogen ist, wie bei Widerstand 37 in 1.
Ein fester Versatz hat den zusätzlichen
Vorteil, die Fehlerfassungsrate zu verbessern, wenn der Rauschpegel
im Vergleich zu dem festen Schwellenwert gering ist, während eine
vernünftige
Unempfindlichkeit gegenüber
Rauschen aufrechterhalten wird, wenn das Rauschen im Vergleich zu
dem festen Schwellenwert groß wird.
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Obwohl
das Detektionssystem mit einer Doppelabtastung pro Impulsperiode
beschrieben wurde, könnten
andere Abtasttechniken verwendet werden. Zusätzliche Abtastungen könnten während der
Scheitel- und Rücklaufreaktionsperioden
genommen werden, obwohl diese zusätzlichen Abtastungen, um von
zusätzlicher
Bedeutung zu sein, vernünftigerweise
unkorreliert zu den anderen Abtastungen des Rauschens sein müssen.
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Würde die
Reaktion beispielsweise an den 12μs-
und 22μs-Zeitpunkten in 2 und
mit der Bandbreite auf 25 Khz begrenzt abgetastet, so würde das
10μs-Intervall
zwischen den Abtastungen sie sehr stark korreliert machen und wenig
signifikante Information zu dem System hinzufügen. 2 ist mit
einer Rauschbandbreite von etwa 1 Mhz illustriert, wofür eine Mehrfachabtastungsstrategie
effektiv wäre.
Eine solch breite Bandbreite hat jedoch mehrere Nachteile. Sie erhöht den Rauschpegel,
wodurch jede durch zusätzliches
Abtasten gewonnene Verbesserung neutralisiert wird. Sie eliminiert
praktisch auch die reflektierte negative Impulsrücklaufreaktion und folglich
den Wert gleichen Abtastens zu diesem Zeitpunkt. Somit ist die einfachste
und effektivste Gestaltungsstrategie das Minimieren von Rauschen,
Verringerung der Bandbreite, um die Vergleicherreaktion zu formen,
und Abtasten zu zwei beabstandeten Zeitpunkten, wie oben detailliert
dargestellt.
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7 illustriert
ein mit dem Detektionssystem dieser Erfindung bestücktes Fahrzeug.
Ein Fahrzeug 40 montiert eine Detektoreinheit in oder in
Nähe seines
rechten Rücklichts 42 und
an oder in Nähe
seines linken Rücklichts 44,
um rückwärtige Raumgebiete 46 und 48 zu überwachen,
die die "toten Winkel" sind, die von dem
Kraftfahrzeugfahrer nicht direkt oder mittels Spiegeln einsehbar
sind. Wie illustriert, sind die Gebiete 46 und 48 dimensioniert,
um Fahrzeuge auf den benachbarten Fahrspuren im Verkehr zu erfassen,
die sich in den toten Winkeln befinden und als solche eine Gefahr
darstellen, wenn der Fahrer die Fahrspur wechseln würde.
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Der
tote Winkel soll nur benachbarte Fahrspuren abdecken und keine Objekte
am Straßenrand,
wie etwa Schilder, Zäune,
Wände usw.,
einschließen.
Dieser tote Winkel wird je nach Fahrzeugtyp und Straßenzuständen variieren.
Beispielsweise sollte der tote Winkel schrumpfen, wenn über schmale,
kurvenreiche Straßen
gefahren wird, und wird für
unterschiedliche Fahrzeugtypen unterschiedlich sein, wie etwa Lastkraftwagen,
Personenwagen, Cabrios mit geschlossenem Dach, und so weiter.
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Ein
Detektormodul 50 ist in den 8 und 9 dargestellt.
Für die
meisten Kraftfahrzeuge enthält die
Detektoreinheit an der Fahrerseite zwei solche Module 50,
während
die Beifahrerseite ein solches Modul 50 enthält, um sich
an tote Winkel verschiedener Größe anzupassen.
Jedes Modul 50 umfasst eine zentrale Emittereinheit 52 und
Enddetektoreinheiten 54 und 56, die jede mit einer
durchsichtigen Linse 52a, 54a und 56a abgedeckt
sind.
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Die
Einheit 52 montiert sechs Emitter-LEDs 62a, b,
c, d, e und f auf einem Unterteil 53. Die Detektoreinheit 54 montiert
sechs Paar positive und negative signalproduzierende Photodiodendetektoren,
bezeichnet mit 64a & a', b & b', c & c', d & d', e & e' und f & f', auf einem Unterteil 55.
Die Detektoreinheit 56 montiert gleichermaßen sechs
Paare positive und negative signalproduzierende Photodiodendetektoren,
bezeichnet mit 66a & a', b & b', c & c', d & d', e & e' und f & f', auf einem Unterteil 57.
Zusätzlich
montiert das Unterteil 57 eine Spezialzweck-LED 58 und
Photodioden 60 und 61.
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Die
LEDs 62a–f
werden sorgfältig
auf dem Unterteil 53 montiert, um jeden ihrer ausgesandten
Lichtenergiestrahlen in einen eindeutigen Teil des überwachten
Bereichs zu richten. Dies ist vollständig in dem US-Patent Nr. 5,675,326
(hierin als Referenz aufgenommen) illustriert, das auch das Verfahren
offenbart, das angewendet wurde, um diese eindeutigen Teile des überwachten
Bereichs auszuwählen.
Die Photodiodenpaare 64a, a'–f,
f' sind jedes auf
dem Unterteil 55 montiert, um einen der durch die LEDs 62a–f ausgesandten Strahlen
zu überwachen
(d.h. ein Gesichtsfeld zu haben, das diesen einschließt). Somit
wird jeder Teil des überwachten
Lichtenergiestrahls, der von Objekten, wie etwa Fahrzeugen, in dem überwachten
Bereich reflektiert wird, von dem überwachenden Photodiodenpaar
empfangen.
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Gleichermaßen sind
die Photodiodenpaare 66a, a'–f,
f' jedes auf dem
Unterteil 57 montiert, um einen der Strahlen 62a–f zu überwachen.
Wiederum wird jeder Teil des überwachten
Lichtenergiestrahls, der von Fahrzeugen in dem überwachten Bereich reflektiert
wird, von dem überwachenden
Photodiodenpaar empfangen. Somit werden Reflektionen von einem der
von der Emittereinheit 52 ausgesandten Lichtstrahlen von
einem Photodiodenpaar in jeder der Detektoreinheiten 54 und 56 empfangen.
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Ältere Detektionssysteme,
wie in dem vorgenannten US-Patent
5,463,384 illustriert, hatten Schwierigkeiten durch Probleme von
Fehlerfassungen, die durch nichtgleichförmige reflektierende Objekte
(auch ziele genannt) jenseits des überwachten Bereichs verursacht
wurden. Die durch die Verwendung entgegengesetzter Paare von Detektoren,
die denselben Emitterstrahl überwachen,
verschaffte Dreiecksmessung reduziert diese Fehlerfassungen drastisch.
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Wie
in 16 gezeigt, montiert ein Unterteil 70 eine
Emitter-LED 72 und einander gegenüberliegende Paare positiver
und negativer Photodiodenpaare 74a, 74b und 76a, 76b.
Es ist anzumerken, dass die Polaritäten der von den am dichtesten
bei der LED 72 befindlichen Photodioden 74b und 76b produzierten
Signale beide negativ (–)
sind, während
die Polaritäten
der am weitesten von der LED 72 entfernten Photodioden
beide positiv (+) sind. Wenn ein Ziel (oder Objekt) jenseits der
Grenze des überwachten
Gebiets Lichtenergie von dem von LED 72 ausgesandten Strahl
reflektiert, so wird es Lichtabbildungen 78 und 78' auf jeweiligen
Photodiodenpaaren 74a, 74b und 76a, 76b hervorrufen.
Da die Abbildungen mehr auf die inneren Photodioden 74a und 76b fallen,
sind die Ausgangssignale von negativer Polarität und produzieren kein Erfassungssignal. Wenn
ein jenseits des überwachten
Gebiets befindliches ungleichförmiges
reflektierendes Ziel erfasst wird, so wird eine Ungleichförmigkeit
der Helligkeit an den Oberseiten oder Unterseiten der Stellen 78, 78' vorhanden sein.
Die resultierenden Ausgangssignale werden (+) und (–) sein,
wobei sie einander aufheben, sodass kein Erfassungssignal produziert
wird.
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In
dem System des Standes der Technik, wie in dem vorgenannten US-Patent
5,463,384 illustriert, wurden die Ausgangsleistungen aller Photodiodenpaare
unmittelbar zu einem zusammengesetzten Ausgangssignal zusammengefasst.
Wenn eine Emitter-/Detektoreinheit bei der Fertigung geringfügig fehlausgerichtet
worden wäre,
sodass ihre tatsächlichen
Erfassungsgrenzen kurz vor oder jenseits der erwünschten Grenze liegen würden, könnten Fehlerfassungen
auftreten. Um dies zu verhindern, waren sehr exakte und präzise Fertigungstechniken
erforderlich, um die Konformität
mit sehr engen Toleranzen an sehr kleinen Bauteilen sicherzustellen
(z.B. die Einheiten von Modul 50, wobei jedes 6 Emitter
oder Detektorpaare montiert) haben jedes nur 1,5" (38mm) Durchmesser auf 2,0" (51mm) Zentren.
Die Photodioden sind jede 0,080" im
Quadrat und waren in Bezug auf ihre Emitter innerhalb einer Toleranz
von ± 0,002" zu montieren.
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Diese
Erfindung verschafft ein Mittel zur Ermöglichung der Lockerung von
Toleranzen und Überwindung
von Fertigungs-Fehlausrichtungen durch Verschaffen elektronischer
Einstellung jeder Emitter-/Detektoreinheit,
um eine vorbestimmte Erfassungsgrenze zu produzieren. 10 bildet
den elektrischen Schaltkreis für
den Detektoreinheitsteil 56 des Moduls 50 ab.
Die andere Detektoreinheit 54 würde identische Schaltkreistechnik
aufweisen, plus die Stromschaltkreistechnik beinhalten.
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11 illustriert
Schaltkreistechnik zur Verarbeitung der von den Detektoreinheiten 54 und 56 produzierten
Lichterfassungssignale.
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Von
den Photodioden 66a'–f' empfangene Lichtenergie
produziert Ausgangssignale, die zu einem Demultiplexer 90 übertragen
werden, während
Ausgangssignale von den Photodioden 66a–f zu dem Demultiplexer 92 übertragen
werden. Die Ausgangsleistungen von den Demultiplexern 90 und 92 werden
zu Verstärkern 94 beziehungsweise 96 geschickt.
Die positiven und negativen Ausgangssignale von den Verstärkern 94 und 96 sind
bei 98 beziehungsweise 100 auf beiden 10 und 11 angedeutet.
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Die
Signale von der Detektoreinheit 54 werden durch gleichartige
Schaltkreistechnik verarbeitet, wobei ihre positiven und negativen
Ausgangsleistungen bei 102 beziehungsweise 104 angedeutet
sind. Die negativen Signale 98, 102 werden kombiniert
und in einen Verstärker 106 eingespeist.
Die positiven Signale 100, 104 werden kombiniert
und in einen 8-Bit-seriellen Digital-Analog-Umsetzer 108 eingespeist.
Diese Schaltkreistechnik behandelt somit die positiven Signale anders
als die negativen Signale.
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Die
Verwendung des Digital-Analog-Umsetzers 108 verschafft
einen Multiplikationskoeffizienten für das positive analoge Ausgangssignal 110 von
ab 0 bis 255, wobei 255 die Verstärkung mit Verstärkungsfaktor 1 durch
den Digital-Analog-Umsetzer 108 darstellt. Die negative
Signal 112-Ausgangsleistung von Verstärker 106 hat einen Verstärkungsfaktor
oder eine Verstärkung
von 50% aufgrund des Vorhandenseins des Widerstands 114 und
Rückkopplungswiderstands 116.
Der Digital-Analog-Umsetzer 108 wird
vom Mikroprozessor 120 mittels Leitungen 122, 124 unter
Aufsicht von EEPROM 126 gesteuert. Somit verschafft der
Digital-Analog-Umsetzer ein positives Ausgangssignal 110,
das in Beziehung auf das negative Ausgangssignal 112 von Verstärker 106 selektiv
variabel ist.
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Um
ein Verstärkungsgleichgewicht
für die
Signale 110 und 112 zu erhalten, muss diese dem
positiven Signal auferlegte variable Verstärkung 50% sein, was sich in
einen Wert von 127,5 von Digital-Analog-Umsetzer 108 übersetzt.
Das Signal 110 wird vom Verstärker 128 verstärkt und
in Verstärker 130 mit
dem Signal 112 kombiniert. Es ist anzumerken, dass in den
Systemen des Standes der Technik die positiven und negativen Signale
an den Photodioden kombiniert wurden. Hier ermöglicht jedoch dieses verzögerte Kombinieren
der positiven und negativen Signale von den Photodioden das Variieren
der Stärkebeziehung
der positiven und negativen Signale.
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Ein
Detektionssystem ist mit einer LED- und Photodetektorgeometrie gestaltet,
die einen vorbestimmten Sperrabstand für jede Detektionseinheit verschaffen
wird, um die Grenzen eines vorbestimmten überwachten Gebiets zu definieren.
Jedes näher
als der Grenzabstand erfasste Objekt wird ein netto positives Signal produzieren,
was in einer Erfassung resultiert. Jenseits des Grenzabstandes erfasste
Objekte werden ein netto negatives Signal produzieren, was in keiner
Erfassung resultiert. An der Grenze des überwachten Gebiets erfasste
Objekte werden gleiche positive und negative Signalkomponenten produzieren,
die einander annullieren. Da das System entworfen ist, um ein Erfassungssignal
nur beim Empfang eines netto positiven Signals zu produzieren, resultiert
das Annullieren beider Signale, wenn kombiniert, in keinem Erfassungssignal.
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Die 17 und 18 illustrieren
ein einzelnes beispielhaftes Photodiodenpaar 140, 142.
In diesem Detektionssystem sind jede LED und ihre zugeordneten Photodioden
so montiert, dass Strahl und Gesichtsfelder angewinkelt sind, um
eine empfangene I zu produzieren,
die ausgewogen ist und gleichermaßen auf beide Photodioden 140, 142,
wie in 17 dargestellt, an dem vorbestimmten
Grenzabstand fällt.
Fertigungsschwankungen von nur Tausendsteln (oder Millimetern) eines
Zolls können
zur Fertigung einer Einheit führen,
die ein geometrisches Verhältnis
von LED zu Photodiode aufweist, das für ein an der Grenze erfasstes Objekt
eine asymmetrische I produziert. Da
die I mehr auf die negative Photodiode 142 fällt, würde ein
netto negatives Signal produziert, was die Erfassung eines Objekts
jenseits der Grenze des überwachten Gebiets
andeutet.
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Somit
wird das Detektionssystem, bei diesem geringfügigen Geometriefehler, kein
Erfassungssignal für
Objekte produzieren, die zwischen dem Grenzabstand und einem näheren Abstand,
der die ausgewogene I von 17 produziert,
erfasst werden. Dies ist ein höchst
unerwünschter
Zustand. Der entgegengesetzte Zustand könnte auch auftreten, wenn der
mechanische Fehler den entgegengesetzten geometrischen Fehler produziert.
Dies würde
einen Zustand hervorrufen, wobei die I für ein an
der Grenze erfasstes Objekt mehr auf die positive Photodiode 140 fallen
würde.
Dies würde
die ausgewogene I von 17 für Erfassungen
in Abständen
zwischen der Grenze und einem größeren Abstand
produzieren, was gleichermaßen
unerwünscht
ist.
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Diese
Erfindung verschafft ein Mittel zum elektronischen Korrigieren jedweden
mechanischen Geometriefehlers durch Verändern der Verstärkung des
positiven Signals 110 in Bezug auf die Verstärkung des
negativen Signals 112. Dies wird vollzogen, indem der Digital-Analog-Umsetzer 108 programmiert
wird, die Verstärkung
des Signals 110 zu erhöhen
oder zu vermindern, bis sie gleich der festgesetzten Verstärkung des
Signals 112 an dem Grenzabstand ist. Auf diese Weise kann
ein genaues Justieren aller Detektionssysteme vollzogen werden,
trotz Fertigungsschwankungen.
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Um
dies zu erreichen, wird eine Justierkontrolleinheit 150 als
Handgerät
verschafft, die einen Ausgang 152 hat, der mittels der
seriellen Datenleitungen 154 und 156 an das Mikrosteuergerät 120 anschließt. Einheit 150 umfasst
einen Drehschalter 158, der durch Ziffern angedeutete diskrete
Positionen, ein Paar Betätigungsdrucktasten 160 und 162 und
eine Serie von Indikator-LEDs 164 aufweist. Jede der Positionsziffern
entspricht einem Photodiodenpaar oder den speziellen Photodetektoren.
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Das
Mikrosteuergerät 120 ist
programmiert, den Digital-Analog-Umsetzer 108 zu
veranlassen, die Verstärkung
von Signal 110 sequentiell zu erhöhen, beginnend mit 0, wenn
a die LED der ausgewählten
LED-Photodiodeneinheit wiederholt gepulst wird. Die Verstärkung wird
inkrementiert, bis Reflektionen der gepulsten Lichtenergie das System
veranlassen, Erfassungssignale mittels Leitung 170 an das
Mikrosteuergerät 120 abzugeben.
Die Erfassungssignale werden dann gezählt, bis der Zähler einen
Wert, wie etwa 5, erreicht, worauf das Mikrosteuergerät 120 erkennt,
dass der Schwellenwertabstand erreicht worden ist. Wenn dies eintritt,
wird die Verstärkungsfaktorwerteinstellung
des Digital-Analog-Umsetzers 108 für die gewählte LED-Photodiodeneinheit in EEPROM 126 gespeichert.
Dies ist ein Prozess, der elektronisch mit einem Schwellenwert in
0 Abstand von dem Detektor beginnt und sich nach außen bewegt,
bis das Ziel erfasst wird, und dann diesen Abstand elektronisch
in das EEPROM 126 setzt.
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Zum
Justieren des Moduls 50 wird ein Ziel an den exakten Grenzsperrabstand
von dem Detektionsmodul gesetzt. Eine Positionsnummer wird mit dem
Drehschalter 158 ausgewählt
und die Drucktaste 160 wird gedrückt, um die Justierkontrolleinheit 150 zu
veranlassen, das Mikrosteuergerät 120 zu
instruieren, die Justierung der gewählten LED-Photodiodeneinheit
zu beginnen. Wenn ein annullierender Verstärkungsfaktorwert für das Signal 110 erreicht
ist, werden die Justierungsdaten in dem EEPROM 126 für diese
ausgewählte LED-Photodiodeneinheit
gespeichert. Dieser Vorgang wird dann für jede der LED-Photodiodeneinheiten
wiederholt, indem das Ziel positioniert, sequentiell jede der Positionsnummern
mit dem Drehschalter 158 ausgewählt und die Taste 160 gedrückt wird.
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Danach,
wenn das Detektionssystem an einem Fahrzeug montiert und aktiviert
ist, werden die Justierdaten für
jede LED-Photodiodeneinheit aus dem EEPROM 126 ausgelesen
und zu dem Digital-Analog-Umsetzer 108 geschickt. wenn
die Umstände
es erfordern, dass eine unterschiedliche Größe oder Form des überwachten
Gebiets verwendet wird, so kann der obige Justiervorgang wieder durchgeführt werden,
unter Verwendung anderer Zielplazierungen.
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Dieser
Justiervorgang ermöglicht
das separate Justieren jeder LED-Photodiodeneinheit, um die Auswirkung
von Abmessungs- und geometrischen Fertigungsschwankungen zu eliminieren.
Er ermöglicht
auch die Elimierung jeder Unausgewogenheit von Photodiodenreaktion,
die als ein Ergebnis von Photodioden-Fertigungsschwankungen eingebracht
wurde. Die größten Nutzen
sind (1) die Senkung der Fertigungskosten durch Zulassen der Lockerung
von Toleranzen, (2) die Eliminierung von Grenzabstandsfehlern, und
(3) die Fähigkeit,
die Grenzabstände
selektiv zu variieren, um unterschiedlichen Bedingungen gerecht
zu werden.
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Nun
bezugnehmend auf die 8 und 9 sind die
spezielle LED 58 und Photodiode 60 vorgesehen,
um zu ermitteln, wann die Erfassungseinheit 50 einen Überzug aus
Verschmutzungsstoffen, wie etwa Staub oder Schmutz, hat, der so
hinderlich ist, dass er die Photodiodenpaare 66a, a'–f, f' des Detektionssystems daran hindert,
verlässlich
Teile von durch die LEDs 62a–f ausgesandten Strahlen zu
erfassen, wenn sie von Objekten in dem überwachten Gebiet reflektiert
werden. Die Linsen 52a, 54a und 56a von
Einheit 50 sind vorzugsweise, jedoch nicht unbedingt, mit
einer transparenten Abdeckung 51 bedeckt, durch die die
ausgesandten Strahlen und deren Reflektionen sich bewegen. LED 58 und
Photodiode 60 sind so plaziert, dass sie denselben Bereich
der Abdeckung überwachen,
den die ausgesandten Strahlen und/oder die abgetasteten Reflektionen
durchlaufen. Somit wird die Funktionsfähigkeit der Emitter-/Detektorpaare
direkt überwacht.
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LED 58 ist
in der Empfängereinheit 50 plaziert,
um ihren Strahl 58a in einem Koppelwinkel zur Vertikalen
zu projizieren. Bei Betrachtung von 8 befindet
sich die LED in einer 9-Uhr-Position und der Strahl 58a ist
nach rechts und nach unten versetzt, um auf Linse 56a an
einer Stelle S aufzutreffen, die sich in einer 6-Uhr-Position befindet.
Die Photodiode 60 ist gleichartig angewinkelt, sodass ihr
Gesichtsfeld 60a den Strahl 58a an der Stelle
S kreuzt, die sich innerhalb des Gebiets der Linse 56a befindet,
durch welche reflektierte Strahlen von den Photodiodenpaaren 66a,
a'–f, f' abgetastet werden.
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Wenn
der Strahl 58a so angeordnet wäre, dass er auf die Linse 56a an
einem Punkt aufträfe,
wo er senkrecht oder nahezu senkrecht zur Vorder- oder Rückseite
der Linse 56a ist, so würde
der Strahl 58a Rückstreuung
produzieren, die vom Photosensor 60 erfasst würde. Dies
würde fälschlicherweise
eine sich verschlechternde Linsenbeschichtung anzeigen. Wenn der
Strahl 58a jedoch so angeordnet ist wie in den 8 und 9,
verläuft
er weder zur vorderen Fläche
noch zur rückwärtigen Fläche der
Linse 56a senkrecht, sodass der Strahl 58a ohne
Rückstreuung
durch eine saubere Linse 56a passieren wird. Somit wird
jegliche von Photosensor 60 erfasste Lichtenergie Licht
von dem Strahl 58a sein, der von Schmutz, der die Außenseite
der Linse 56a überzieht,
zurück
reflektiert wird. Selbstverständlich
könnten
die LED 58 und Photodiode 60 gleichartig in der
Emittereinheit 52 oder Detektoreinheit 54 plaziert
sein.
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Die 13, 14 und 15 bilden
eine Elementhalterung 80 zum Montieren der LED 58 und
Photodiode 60 in dem Koppelwinkel an Unterteil 57.
Die Halterung 80 hat eine flache Basis 82 und
Hülsen 84 und 86 zum
Montieren der LED 58 und der Photodiode 60. Die
Basis 82 befindet sich in einem 17°-Koppelwinkel, sodass, wenn
die Halterung 80 auf dem Unterteil 57 montiert
ist, der Strahl 58a und das Gesichtsfeld 60a einander
an der Stelle S kreuzen. "Dirty
Window"-Detektoren
des Standes der Technik waren separate Einheiten, die benachbart
zur eigentlichen Empfängerlinse
montiert waren und nicht die tatsächlichen Schmutzbedingungen
auf der Empfängerlinse überwachten.
Die Dirty Window-Erfassungsanordnung dieser Erfindung ermittelt den
Zustand der tatsächlichen
Empfängerlinse
genauer. Da diese Anordnung im Inneren des Detektormoduls integriert
ist, erleichtert sie auch die Fertigung und wirkt kostensenkend.
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Das
oben beschriebene Justierverfahren für die LED-Photodiodeneinheit wird auch zum Justieren
des Betriebs der Dirty Window-Detektionseinheit, die die spezielle
LED 58 und Photodiode 60 umfasst, verwendet. Da
die Photodiode 60 eine positive Polarität hat, ist sie Verstärkungsschwankung
durch den Digital-Analog-Umsetzer 108 unterworfen. Zum
Justieren dieser Einheit wird ein grobmaschiges Tuch, ähnlich durchscheinendem
Stoff oder Gaze-Vorhangmaterial (nicht illustriert), das durchscheinend
ist, jedoch eine vorbestimmte Menge an Reflexivität (z.B.
20%) aufweist, über
der Linse 56a plaziert, um die maximale Menge an Schmutzanhäufung auf
der Linse, die tolerierbar ist, darzustellen. Jede größere Anhäufung wird
die Transparenz genug vermindern, um den akzeptablen Betrieb des
Detektionssystems beim Erfassen von Objekten in dem überwachten
Gebiet zu verhindern.
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Der
Drehschalter 158 wird auf die richtige Position gesetzt.
Dann, mit dem Tuch an Ort und Stelle, wird die Drucktaste 160 an
der Steuereinheit 150 heruntergedrückt, was den oben beschriebenen
Justiervorgang veranlasst. LED 58 wird sequentiell gepulst,
wenn die Verstärkung
inkrementiert wird, bis ein Wert erreicht ist, der das Zählen von
Erfassungssignalen veranlasst. Dieser Schwellenverstärkungswert
wird in dem EEPROM 126 gespeichert, um verwendet zu werden,
wenn die Dirty Window-Erfassungseinheit betrieben wird. Dieser Vorgang
ermöglicht
die Verwendung von LEDs mit verschiedenen Stärken und Variationen in Photodioden.
Die Photodiode 61 ist vorgesehen, um einen "An"-Test durchzuführen, wie
umfassender in dem vorgenannten US-Patent Nr. 5,463,384 beschrieben.
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Während nur
bevorzugte Ausführungen
dieser Erfindung illustriert und beschrieben wurden, werden offensichtliche
Modifikationen davon innerhalb der Reichweite der nachfolgenden
Ansprüche
in Erwägung
gezogen.
