DE69622971T2

DE69622971T2 - Variabler "Linear-in-Dezibel" Verstärker

Info

Publication number: DE69622971T2
Application number: DE69622971T
Authority: DE
Inventors: Barrie Gilbert
Original assignee: Analog Devices Inc
Current assignee: Analog Devices Inc
Priority date: 1995-06-07
Filing date: 1996-06-06
Publication date: 2003-04-24
Anticipated expiration: 2016-06-07
Also published as: EP0776548B1; EP0776548A1; WO1996041413A1; US5572166A; JP4386460B2; JPH10503917A; AU6383196A; DE69622971D1; EP0776548A4

Description

Diese Erfindung betrifft im Allgemeinen Kleinsignalverstärker mit variabler Verstärkung und insbesondere eine lineare-in-Dezibel-Verstärkungsregelungsschaltung.
Bei Kommunikationssystemen variieren Analog-Empfänger den Betrag der Verstärkung entsprechend dem spezifischen Empfänger-Betrieb und der Stärke des empfangenen Signals, um einen konstanten Signalpegel beizubehalten. Verstärker mit variabler Verstärkung werden typischerweise verwendet, um diese gewünschte Wirkung in dem Empfänger zu erreichen. Wegen dem breiten Bereich der empfangenen Signalstärke, muss der Verstärker mit variabler Verstärkung seine Verstärkung über einen breiten Bereich variieren können. Sogenannte lineare- in-Dezibel-Verstärker mit variabler Verstärkung sind bekannt, um diesen gewünschten Pegel der Verstärkungsregelung zu schaffen. Diese Verstärker machen sich die Tatsache zunutze, dass eine Veränderung im Durchlaßstrom durch eine Diode eine Veränderung der Spannung an der Diode erzeugt, die proportional zu dem Logarithmus des Stroms entsprechend der gut bekannten Knotengleichung (junction equation) ist: VF = (kF/q) Ig (IF/IS). Zum Beispiel erzeugt ein Dekadenanstieg im Durchlaßstrom bei Raumtemperatur einen Spannungsanstieg von etwa 60 mV für eine typische Diode. Somit können Verstärker mit variabler Verstärkung entworfen werden, die einen Dekadenverstärkungsanstieg für jede 60 mV der Spannungsveränderung an einer Diode erzeugen.
Ein Beispiel eines solchen linear-in-Dezibel-Verstärkers mit variabler Verstärkung wird im US Pat. No. 3,736,520 von Acker mit dem Titel "Precision Variable Gain Amplifier With Linear Log - Gain versus Control - Voltage Characteristic" aufgezeigt. Das Problem bei diesem und anderen linear-in-Dezibel-Verstärkern mit variabler Verstärkung ist, dass sie komplex sind und typischerweise einen oder mehrere Operationsverstärker zur Realisierung benötigen. Sie leiden auch an Genauigkeits- und Bandbreitenbeschränkungen.
Die US 4,442,408 offenbart einen Differentialverstärker mit einer Vorspannungs-Abgleich- Schaltung mit geschlossener Schleife.
Die EP 0,548,479 A1 offenbart eine Verstärkungsschaltung mit einer exponentiellen Verstärkungsregelung.
Entsprechend bleibt ein Bedürfnis nach einem einfachen und dennoch genauen variablen Verstärker, welcher linear-in-Dezibel funktioniert.
Entsprechend der vorliegenden Erfindung wird eine Verstärkungsregelungsschaltung geschaffen mit:
einem Eingangsanschluss zur Aufnahme eines Verstärkungsregelstroms und einem Ausgangsanschluss zum Abgeben eines voreingestellten bzw. Vorspannungs-Verstärkerstroms an eine Verstärkerschaltung, wobei der Vorspannungs-Verstärkerstrom exponentiell in Abhängigkeit von linearen Veränderungen in dem Verstärkungsregelstrom variiert und dadurch eine lineare-in- Dezibel-Beziehung zwischen dem Verstärkungsregelstrom und der Verstärkung der Verstärkerschaltung erzeugt;
dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkungsregelungsschaltung aufweist:
einen ersten Transistor, der einen Eingangsanschluss zur Aufnahme des Verstärkungsregelstroms hat und an einem Arbeitspunkt mit einer Vorspannung beaufschlagt ist;
einen zweiten Transistor, der einen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss zum Abgeben des Vospannungs-Verstärkerstroms an die Verstärkerschaltung hat; und
einen Widerstand, der zwischen den Eingangsanschlüssen des ersten und zweiten Transistors geschaltet ist, so dass der Verstärkungsregelstrom durch den Widerstand fließt,
die Spannung an dem Widerstand, die infolge einer linearen Veränderung des Verstärkerregelstroms eine exponentielle Veränderung des Stroms erzeugt, der durch den zweiten Transistor erzeugt wird.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zur Regelung einer Verstärkung in einem Verstärker angegeben, welches umfasst:
Bereitstellen eines Verstärkers, der eine Verstärkung hat, die linear mit einem Vorspannungs-Verstärkerstrom variiert;
Bereitstellen eines Verstärkungsregelstroms zum Variieren des Vorspannungs- Verstärkerstroms; und
Variieren des Vorspannungs-Verstärkerstroms exponentiell in Abhängigkeit von linearen Veränderungen in dem Verstärkungsregelstrom, so dass die Verstärkung des Verstärkers sich exponentiell in Abhängigkeit zu dem Verstärkungsregelstrom verändert, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren weiter aufweist:
Bereitstellen eines ersten Transistors, der einen Eingangsanschluss zur Aufnahme des Verstärkungsregelstroms hat und an einem Arbeitspunkt mit einer Vorspannung beaufschlagt ist;
Bereitstellen eines zweiten Transistors, der einen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss zum Abgeben des Vorspannungs-Verstärkerstroms an den Verstärker hat; und
Bereitstellen eines Widerstands, der zwischen den Eingangsanschlüssen des ersten und zweiten Transistors geschaltet ist, so dass der Verstärkungsregelstrom durch den Widerstand fließt, und die Spannung am Widerstand infolge einer linearen Veränderung in dem Verstärkungsregelstrom eine exponentielle Veränderung in dem Strom erzeugt, der durch den zweiten Transistor erzeugt wird.
Somit wird ein Verstärker mit einer variablen Verstärkung angegeben, der eine genaue lineare-in- Dezibel-Verstärkungsregelung über einen breiten Bereich der Verstärkungen hat.
Die Verstärkungsregelungsschaltung weist zwei Transistoren auf, die im wesentlichen einen Stromspiegel bilden, der einen Widerstand zwischen ihren jeweiligen Basisanschlüssen hat. Der Verstärkungsregelstrom ist an der Basis eines ersten Transistors dieser zwei Transistoren angelegt. Der Spannungsabfall am Widerstand, welcher durch Abgleich des Verstärkungsregelstroms variiert werden kann, erzeugt eine korrespondierende Veränderung in der Basis-Emitter-Spannung in dem zweiten Transistor. Diese Veränderung in der Basis-Emitter-Spannung erzeugt eine exponentielle Veränderung bei dem Strom durch den zweiten Transistor und deshalb eine korrespondierende exponentielle Veränderung bei dem Strom in dem zweiten Transistor. Der Strom durch den zweiten Transistor wird dann an dem Verstärker als Vorspannungs-Strom abgegeben, dadurch wird eine exponentielle Veränderung in der Verstärkung des Verstärkers erzeugt. Diese Beziehung zwischen dem Verstärkungsregelstrom und der resultierenden Verstärkung in dem Verstärker ist hier im folgenden als "linear-in-dB" bezeichnet, da eine exponentielle Verstärkungsfunktion linear einem logarithmischen Maßstab folgt.
Die Verstärkungsregelungsschaltung umfasst auch, in einer bevorzugten Ausführungsform, einen dritten Transistor, der teilweise vorgesehen ist, um den Verstärkungsregelstrom zu absorbieren. Ein Widerstand ist zwischen der Basis des zweiten Transistors und der Erde geschaltet, um einen Pfad für den Verstärkungsregelstrom zu schaffen. Eine Kompensationsschaltung ist auch enthalten, die einen zusätzlichen Steuerstrom und die Möglichkeit schafft, eine gleichmäßige Verstärkungs- Abhängigkeit für kleine Transistor-Beta-Werte beizubehalten.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird auch eine Anwendung der Verstärkungsregelungsschaltung angegeben. Mehrfach Verstärkungsregelungsschaltungen werden in Verbindung mit Mehrfachverstärkungsstufen in einer automatischen Verstärkungsregelung (AGC) der Verstärkerschaltung verwendet. Jede variable Verstärkungsstufe der Verstärkerschaltung verwendet zum Beispiel einen Vielfach-tanh-Tripel, der drei Differentialpaare mit variierenden Emitterbereichsverhältnissen aufweist, die parallel geschaltet sind, um eine wirkungsvolle Steilheitsstufe mit verbesserter Linearität zu bilden. Der variierende Emitterbereich wird bei einer Stufe dadurch erreicht, dass bei einigen der Transistoren physikalisch größere Emitter als bei anderen sind. Bei einer anderen Stufe werden die Emitterbereichsverhältnisse durch Verwendung von Widerständen beim Betrieb der Differentialpaare an verschiedenen Arbeitspunkten elektronisch generiert. Die Differentialpaare in den Vielfach-tanh-Tripeln sind mit Vorspannung durch Stromquellen beaufschlagt, die von der erfindungsgemäßen Verstärkungsregelungsschaltung geregelt werden.
Die vorangehenden und andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der Erfindung werden schneller aus der folgenden ausführlichen Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung offenbar, die in Bezug auf die beigefügten Zeichnungen weitergeht.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein Schaltplan einer erfindungsgemäßen Verstärkungsregelungsschaltung.
Fig. 2 ist ein Schaltplan der Verstärkungsregelungsschaltung aus Fig. 1 mit einer zusätzlichen Kompensationsschaltung.
Fig. 3 ist ein schematischer Schaltplan eines erfindungsgemäßen Verstärkersystems mit automatischer Verstärkungsregelung (AGC) mit Mehrfachstufen.
Fig. 4 ist ein detaillierter Schaltplan einer ersten Verstärkerstufe für das in Fig. 3 gezeigte Verstärkersystem.
Fig. 5 ist ein detaillierter Schaltplan einer zweiten Verstärkerstufe für das in Fig. 3 gezeigte Verstärkersystem.
Fig. 6 ist ein detaillierter Schaltplan für eine dritte Verstärkerstufe für das in Fig. 3 gezeigte Verstärkersystem.
Fig. 7 ist ein detaillierter Schaltplan einer letzten Verstärkerstufe mit festgesetzter Verstärkung, die einen Detektor zur automatischen Verstärkungsregelung (AGC) für das in Fig. 3 gezeigte Verstärkersystem hat.

Detaillierte Beschreibung

Die Fig. 1 ist ein Schaltplan eines Verstärkers mit variabler Verstärkung, der eine lineare-in- Dezibel-Verstärkungsregelung hat. Die lineare-in-Dezibel-Verstärkungsregelung wird durch eine erfindungsgemäße Verstärkungsregelungsschaltung 22 geschaffen. Die tatsächliche Verstärkung wird durch einen Verstärker 12 geschaffen, der als klassisches Differentialpaar angeordnete Transistoren QA und QB umfasst. Die Verstärkung des Verstärkers 12 wird als Verhältnis des Ausgangssignals IFOUT an den Ausgangsanschlüssen 18 zu dem Eingangssignal IFIN an den Eingangsanschlüssen 16 gemessen. Die Verstärkungsregelungsschaltung 22 erzeugt einen exponentiellen Anstieg in der Verstärkung des Verstärkers 12 zu einer linearen inkrementalen Veränderung in einem Verstärkungsregelstrom IG.
Die Verstärkungsregelungsschaltung 22 weist die Transistoren Q1, Q2 und Q3 und die Widerstände R1 und R2 auf. Die Emitterbereiche von Q1 und Q2 können verschieden sein. Die Basis des Transistors Q1 ist an einen Eingangsanschluss 30 geschaltet, an welchen der Verstärkungsregelstrom IG angelegt ist. Die Basis des Q1 ist auch an die Basis des Q2 über den Widerstand R1 geschaltet. Der Kollektor von Q1 ist an einen Eingangsanschluss 32 zur Aufnahme eines primärseitigen Vorspannungs-Stroms IP geschaltet. Der Vorspannungs-Strom IP fließt durch den Transistor Q1 mit der Unterstützung des Emitter-Folgers Q3, dessen Basis mit dem Kollektor von Q1 verbunden ist und sein Emitter ist mit der Basis von Q1 durch den Widerstand R1 verbunden. Der Transistor Q3 ist wiederum durch Widerstand R2 mit Vorspannung beaufschlagt.
Der Kollektor von Q2 ist mit den Emittern von QA und QB verbunden, um dort einen Vorspannungs-Strom IC zu schaffen. Wie aus dem Stand der Technik bekannt ist, hat der Verstärker 12 eine Verstärkung, welche proportional zur Steilheit gm der Transistoren QA und QB ist. Es ist ferner bekannt, dass die Steilheit gm proportional zu dem Vorspannungs-Strom IC ist. Somit kann die Verstärkungsregelungsschaltung 22 durch Variierung des Vorspannungs-Stroms IC eine korrespondierende lineare Veränderung in der Verstärkung des Verstärkers 12 erzeugen.
Im Betrieb, wenn der an dem Anschluss 30 angelegte Verstärkungsregelstrom IG Null ist und die NPN-Betas (β) der Transistoren Q1 und Q2 sehr hoch sind, arbeiten die Transistoren Q1 und Q2 in einer zu einem Stromspiegel ähnlichen Weise, wobei der Kollektorstrom von Q2 bei einem mehrfachen des primärseitigen Vorspannungs-Stroms IP arbeitet. In diesem Fall ist der Kollektorstrom von Q2 eine Funktion des Emitterbereichsverhältnisses "A" zwischen Q1 und Q2. Zum Beispiel, wenn der Emitterbereich von Q1 als "e" definiert ist und der Emitterbereich von Q2 "7e" ist, wird der Kollektorstrom IC, bei Q2 nahezu 7IP sein. Jedoch gibt es einen kleinen Strom an der Basis von Q1, sogar wenn IG gleich Null ist, infolge des Vorspannungs-Stroms IP, welcher in R1 fließt. Deshalb ist der Spitzenstrom durch Q2 wegen dem Spannungsabfall an R1 tatsächlich leicht höher als 7IP.
Wenn der Verstärkungsregelstrom am Anschluss 30 auf einen allgemeinen Nicht-Null-Wert IG gesetzt wird, erzeugt jedoch der Strom im Widerstand R1 eine Herabsetzung von ΔVBE = IG·R1 zwischen der Basis-Emitter-Spannung (VBE1) von Q1 und VBE2 von Q2. Der Kollektorstrom von Q2 (IC), welcher eine Exponentialfunktion von der Basis-Emitter-Spannung VBE2 ist, wird daher durch das Verhältnis exp (Δ VBE/VT) reduziert, wobei VT natürlich die Temperaturspannung ist und kT/q entspricht. Der Kollektorstrom von Q2, der auch der Vorspannungs-Strom IC der Verstärkerschaltung 12 ist, kann dann als folgende Funktion des Verstärkungsstroms IG ausgedrückt werden:
IC = A · IP · exp (-IG · R1/VT)
wobei A das Emitterbereichsverhältnis von Q2 zu Q1 ist.
Der durch den Transistor Q2 geschaffene Vorspannungs-Strom IC sinkt somit exponentiell zu korrespondierenden linearen Anstiegen in dem Verstärkungsregelstrom IG.
Der Widerstandswert von R1 im bevorzugten Ausführungsbeispiel ist so gewählt, dass eine 1 Mikroampere (uA)-Veränderung bei IG ein ΔVBE von 1 Millivolt (mV) erzeugt und infolgedessen eine Veränderung von exp (1/26) oder etwa 0.333 dB in der Verstärkung des Verstärkers 12 erzeugt. Eine 75 pA-Veränderung über den vollen Maßstab bei IG (z. B. 2 uA-77 uA) hat somit eine Verstärkungsveränderung von 75·0.333 dB oder 25 dB zur Folge.
Der Transistor Q3 ist teilweise vorgesehen, um die Veränderung bei IG am Anschluss 30 (z. B. 2 uA-77 uA) zu absorbieren. Der Transistor Q3 führt eine Nicht-Linearität in Folge der Variation bei seinem Basisstrom ein, der von der Veränderung bei IG abhängig ist. Der Basisstrom variiert als eine Funktion von IG, weil dieser Strom von dem Strom bei R2 subtrahiert ist, welcher eine Funktion von der Basis-Emitterspannung (VBE) von Q2 ist, so dass er in Reihe auch, wie oben beschrieben, von IG abhängig ist. Für ein nominales Beta (β) von 110 würde die Varianz bei Deine Basisstromvariation von etwa 0.7 uA bei Q3 schaffen. Der variable Basisstrom bei Q3 variiert entsprechend dem Betrag des primärseitigen Vorspannungs-Stroms IP, der in den Kollektor von Q1 gespeist wird und schafft dadurch eine Verstärkungs-Nichtlinearität. Diese Nichtlinearität wird ein Problem für kleine Beta-Werte (z. B. 1/3 - nominales-Beta), wenn eine Basisstromveränderung von 2 uA eine Nichtlinearität von ungefähr 2% oder 0.17 dB repräsentieren würde.
Die Fig. 2 ist die Verstärkungsregelungsschaltung 22 von Fig. 1 mit einer zusätzlichen Kompensationsschaltung 39 zum Reduzieren der nicht-linearen Effekte, die durch endliche Beta (β)-Werte verursacht sind. Die Kompensationsschaltung 39 weist einen Transistor Q6 auf, der an seinem Emitter-Anschluss mit dem Kollektor von Q3 verbunden ist. Die Basis des Transistors 96 ist mit der Basis von Q3 durch einen Stromspiegel 40 verbunden.
Der Basisstrom des Transistor Q6 bildet nahezu den Basisstrom von Q3 nach, weil der gleiche Strom durch Q6 und Q3 fließt. Der Stromspiegel 40 erzeugt einen Strom IX, welcher der "Spiegel" des Basisstroms von Q6 ist und dadurch den Strom IX in die Basis von Q3 speist, so dass nichts von dem Strom IP an der Basis von Q3 verloren wird. Der Kollektorstrom von Q1 ist somit nicht länger über den vollen Spannungsbereich von IG und von Beta-Variationen abhängig.
Die Fig. 3 ist ein schematischer Schaltplan eines Mehrfachstufenverstärkersystems 43 mit einer automatischen Verstärkungsregelung (AGC), welches die in Fig. 2 gezeigte linear-in-Dezibel- Verstärkungsregelungsschaltung 22 verwendet. Das Verstärkersystem 43 weist drei Abschnitte auf. Eine erste Verstärkerstufe ist in dem Abschnitt 45 angeordnet und zweite und dritte Verstärkerstufen sind in dem Abschnitt 47 angeordnet. Die drei Verstärkerstufen sind in Serie zusammengeschaltet und jede hat eine variable Verstärkungsspanne von 25 dBs. Die Stufen sind durchgehend mit Gleichstrom verbunden und verwenden deshalb einen insgesamt negativen- Rückkopp-lungspfad, um den ersten Stufenoffset auf null zu setzen und den Arbeitspunkt zu stabilisieren. Eine Endverstärkungsstufe ist im Abschnitt 49 angeordnet und schafft eine feste Verstärkung von 20 dB und eine Differential-zur-einzelseitigen Konvertierung an einem letzten Zwischenfrequenz (IF) -Ausgang IFOP beim Anschluss 37. Die Gesamtverstärkung des System 43 variiert von 7.5 dB bis zu 82.5 dB, beziehungsweise eine Verstärkungsregelungsspannung VG beim Anschluss 51 von 2 V bis 0 V variiert. Die Endstufe weist einen AGC-Detektor auf, der entworfen ist, um den IF-Ausgang zu stabilisieren, wenn er nicht durch eine manuelle Verstärkungsregelungsspannung VG an einem Verstärkungseingang GAIN übersteuert wird.
Die an dem System 43 angelegten Eingangssignale sind wie folgt definiert: Eingänge IFHI und IFLO an den Anschlüssen 16 sind differentiale Zwischensignale; VP am Anschluss 34 ist eine Speisespannung; IP1 und IP2 an den Anschlüssen 32 beziehungsweise 33 sind separat regelbare primärseitige Vorspannungs-Ströme; IG1, und IG2 an den Anschlüssen 28 beziehungsweise 30 sind separat regelbare Verstärkungsregelströme; IEF bei Anschluss 41 ist ein Vorspannungs-Strom; IFCM am Anschluss 38 ist eine gemeinsame Referenzspannung (Erde); VMID am Anschluss 42 ist eine Zwischenreferenzspannung, nominell an dem Mittelpunkt zwischen den Speiseschienen; und V0 ist ein Ausgang von einer AGC-Detektorstufe, welche verwendet werden kann, um die Ströme IG1 und IG2 zu regeln.
Ein Vorspannungs-Rücklauf-Widerstand R11 ist zwischen dem Anschluss 42, welcher die untere Schienen-Spannung VMID aufnimmt, und dem IFHI-Eingangsanschluss 16 geschaltet. Der IFLO- Eingangsanschluss 16 ist mit dem Endausgangsanschluss 37 des IF-Streifens über einen zweiten Widerstand R12 verbunden, welcher einen Gleichstrom-Stabilisierungsrückkopplungspfad in Verbindung mit C2 schafft, um sicherzustellen, dass der Endausgang IFOP mittig über den vollen Verstärkungsbereich eingestellt bleibt. Die Widerstände R11 und R12 erzeugen kompensierte Spannungsabfälle von typischerweise 47 mV bei VG = 0 V und 2,5 mV bei VG = 2 V (für nominale Betas).
Fig. 4 ist ein detaillierter Schaltplan der ersten Verstärkerstufe, die in Abschnitt 45 in Fig. 3 angeordnet ist. Die Verstärkerstufe 45 weist die vorher in Fig. 2 gezeigte Verstärkungsregelungsschaltung 22 und ein "Vielfach-tanh-Tripel" 55 auf, welcher mit der Verstärkungsregelungsschaltung 22 verbunden ist, um drei Vorspannungs-Ströme (IC1-IC3) davon aufzunehmen. Der Vielfach-tanh Tripel wird anstelle einer einzelnen Steilheits (gm)-Stufe wegen seiner verbesserten Linearität verwendet. Die Arbeitsweise des Vielfach-tanh Tripel ist im Detail in EP 0,714,163 A beschrieben. Die relativen Emitter-Verhältnisse sind neben den entsprechenden Transistoren gezeigt. Im Allgemeinen kann jede Anzahl von Differentialpaaren zusammengeschlossen werden, um einen "n-fachen Vielfach-tanh" zu bilden. Der n-fache Vielfach-tanh, zum Beispiel der sogenannte "doppelte" mit N = 2, kann anstelle einer einzelnen Steilheits (gm)-Stufe für eine weiter verbesserte Linearität in der Verstärkerstufe verwendet werden.
Der Vielfach-tanh Tripel mit Transistoren Q7 bis Q12 hat ein äußeres Emitterbereichsverhältnis von 6.5 : 1 zwischen Q7, Q8 und Q12, Q11. Ein äußeres-zu-inneres Stromverhältnis von 2 : 1 wird durch die Stromquellentransistoren Q2, Q13 und Q14, das heißt 8 : 4, gesetzt. Die Bereichsverhältnisse dieser Transistoren schaffen eine im wesentlichen flache Differentialverstärkung von +/- 0.1 dB für unmittelbare DC-Eingänge von +/-40 mV und einen -1 dB Differenzialverstärkungsfehler bei +/- 56 mV. Diese Zahlen sind typisch für eine optimale Auslegung.
Verstärkerstufe 45 schafft eine Verstärkungsspanne von 25 dB (+20 dB bis -5 dB), ein relativ niedriges Rauschen, und die Leistungsfähigkeit von handhabbaren Eingängen ohne signifikante Verzerrung so groß wie +/- 56 mV. Das variable Verstärkungsschema wird durch den Strom IG1, von 2 bis 77 uA geregelt, der an dem Anschluss 28 angelegt ist. Der primärseitige Vorspannungs- Strom IP1 von 50 uA ist an dem Anschluss 32 angelegt. Die Verstärkung der Verstärkerstufe 45 ist linear proportional zu IP.
Wie oben in Fig. 1 und 2 beschrieben, erzeugt eine Veränderung im Strom IG1 von 2 bis 77 uA am Anschluss 28 eine ΔVBE -Variation von 75 mV in Q2, Q13 und Q14, wenn R1 = 1 KΩ. Dies erniedrigt die Vorspannungs-Ströme in dem Vielfach-tanh-Tripel in einer exponentiellen Weise durch ein Verhältnis von 17.9 (d. h. exp. (75/26)) oder 25 dB. Die Transistoren Q4 bis Q6 schaffen eine Beta-Kompensation für die in Fig. 2 vorher beschriebene Verstärkungsregelungsschaltung 22.
Genauso wie in dem variablen Verstärkungssystem beteiligt, schafft auch der Widerstand R1 eine Beta (β)-Kompensation für die Gesamtschaltung. Der Basisstrom in Q1 verursacht, dass die Spannung an der Basis von den Stromquellentransistoren Q2, Q13 und Q14 aufgrund eines Betrages in Abhängigkeit von Beta (β) ein bisschen höher ist, als an der Basis von Q1. Ein Emitter- Widerstand für Q1 bei 50 uA liegt bei nahezu 500 Ω, so dass die inkrementale Wirkung eines 1 KΩ-Basiswiderstands R1 einen "zwei-Beta-Wert"-Anstieg in die Kollektorströme von Q2, Q13 und Q14 einführt. Diese kompensieren die Wirkung der finiten Betas (β) in den gm-Abschnitten der Vielfach-tanh-Tripel und die Last durch diese erste Verstärkerstufe aufgrund der Betaabhängigen Last der zweiten Verstärkerstufe 47 (Fig. 3) aus.
Die Fig. 5 und 6 sind detaillierte Schaltpläne der zweiten und dritten Verstärkerstufen im Abschnitt 47. Diese Stufen folgen ähnlichen Auslegungsprinzipien der ersten Stufe, aber arbeiten bei niedrigeren Vorspannungs-Strömen. Wie in der ersten Stufe verwenden die zweite Stufe 60 und die dritte Stufe 62 beide Vielfach-tanh-Tripels anstelle von einfachen Differential-gm-Paaren, um die Linearität der Gesamtsteilheit zu verbessern, wie es in EP 0,714,163 A beschrieben ist. Die Vielfach-tanh-Tripels der zweiten und dritten Stufen jedoch verwenden proportional zur-Absolut- Temperatur (PTAT) ΔVBEs, um die wirksamen Emitterbereichsverhältnisse elektronisch zu generieren. Der Vielfach-tanh-Tripel der zweiten Stufe 60 weist die Transistoren Q17 bis Q22 (Fig. 5) auf und der Vielfach-tanh-Tripel der dritten Stufe weist die Transistoren Q25 bis Q30 (Fig. 6) auf. Jedes Paar ist mit einem entsprechenden Stromquellentransistor (z. B. Q37 bis Q39) verbunden, welches einen entsprechenden Vorspannungs-Strom dazu einspeist. Zusätzlich werden Emitterfolger Q15 und Q16 in jeder Verstärkerschaltung verwendet. Andernfalls arbeitet die Verstärkerverschaltung identisch zu der in Fig. 4 beschriebenen Schaltung.
Der zweite Abschnitt 47 weist wie in dem ersten Abschnitt eine Verstärkungsregelungsschaltung 64 auf, welche ein Teil sowohl der zweiten als auch der dritten Verstärkerstufe ist. Die Verstärkungsregelungsschaltung 64 mit Transistoren Q61, Q64 bis Q66 und Stromquellentransistoren Q37 bis Q42 arbeitet in ähnlicher Weise wie die in Fig. 2 gezeigte Schaltung und wird deshalb nicht im Detail beschrieben. Eine separate Verstärkungsregelungsschaltung wird für die zweite und dritte Stufe verwendet, um die Verbindung von einem gemeinsamen Betriebsrauschen zwischen den zwei Abschnitten über einer gemeinsamen Regelungslinie zu vermeiden. Alternativ kann eine einzelne Verstärkungsregelungsschaltung für alle Stufen verwendet werden, wenn dies ein Problem darstellt.
Das differentiale IF-Signal (IFP und IFM) am Anschluss 18 ist das differentiale Ausgangssignal der ersten Verstärkerstufe (Fig. 4). Das IF-Signal ist an ein Paar von Emitter-Folgern Q15, Q16 angelegt. Die Emitterfolger Q15 und Q16 arbeiten in Verbindung mit Stromspiegeln Q31 bis Q36, welche von einem am Anschluss 84 aufgenommenen Vorspannungs-Strom IEF betrieben werden.
Alle Transistoren Q15 bis Q22 in dem zweiten Verstärkerabschnitt 47 haben den gleichen Emitterbereich und sind kleiner als die Transistoren in dem ersten Verstärkerabschnitt 45 (Fig. 4). Kleinere Transistoren (die einen höheren Basiswiderstand haben) können verwendet werden, da Rauschen weniger wichtig in späteren Verstärkerstufen ist.
Die von Q15 und Q16 erzeugten Spannungen erzeugen die Spannungsabfälle in R3 und R4 und begründen effektiv eine Offset-Spannung, die äquivalent einem Bereichsverhältnis zwischen den äußeren Tripel-Transistoren (Q17, Q19, Q21, Q22) ist. Der Tripelspeisestrom ist wieder in dem Verhältnis 2 : 1 : 2 entsprechend der Emitterbereiche von Q37 bis Q39 festgesetzt. Somit haben die zweite 60 und die dritte 62 Verstärkerstufe, wie die erste Verstärkerstufe 55 in Fig. 4, nahezu den gleichen 1 dB-Kompressionspunkt von -10 dB. Ein 1 dB Kompressionspunkt ist notwendig, weil die Minimumverstärkung von diesen Stufen so niedrig sein kann, wie eine 0 dB Verstärkung.
Die von dem Vorspannungs-Strom IEF am Anschluss 84 erzeugten Spannungen bilden Spannungsabfälle an R3 und R4, welche sich entsprechend dem Bereichsverhältnis in den äußeren Tripel-Transistoren einstellen. Somit können verschiedene Bereichsverhältnisse durch Verwendung gleichdimensionierter Transistoren angeordnet werden, zum Beispiel das Produkt aus IR3·R3 = kT/q (In A). Das Bereichsverhältnis "A" ist dann gleich A = exp (I3·R3/Vt). In der bevorzugten Ausführungsform ist I3·R3 = 50 mV. Deshalb ist das Bereichsverhältnis A = 6.5. Durch Veränderung des Bereichsverhältnisses mit solchen Offset-Spannungen können kleinere gleichdimensionierte Transistoren für jede Verstärkerschaltung verwendet werden, die dadurch die Leistung der Hochfrequenzschaltung verbessern.
Die zweite Verstärkerstufe 60 wird von den Widerständen R5 und R6 belastet. Um den verfügbaren Vorspannungs-Kollektorstrom zu maximieren, werden die Widerstände R5 und R6 direkt an einer Referenzspannung am Anschluss 44 angeschlossen. Der Ausgang der zweiten Verstärkerstufe ist wieder durch Emitterfolger Q23 und Q24 (Fig. 6) in der dritten Stufe gepuffert und pegelverschoben.
Bei hohen Frequenzen wird ein kleiner Betrag von positiver Rückkopplung über das von R7, C1, R8 und C2 ausgebildete Netzwerk angelegt. Das ausgebildete Rückkopplungs-Netzwerk dient dazu, bei hohen Verstärkungen die Hochfrequenzantworten auszudehnen und hat eine kleinere Wirkung bei niedrigeren Verstärkungen.
Wie oben beschrieben, weist der dritte und letzte Verstärkerabschnitt 49 eine letzte Verstärkerstufe auf, welche eine feste Verstärkung von 20 dB schafft und das differentiale Eingangssignal bei 82 in ein einseitiges Ausgangssignal IFOP am Ausgangsanschluss 37 konvertiert. Für einen Durchschnittsfachmann ist es klar, dass diese letzte Stufe unnötig ist, um den Zweck der vorliegenden Erfindung zu erreichen und dass sie deshalb optional ist. Diese letzte Stufe ist vorhanden, um zu zeigen, wie die lineare-in-dB-Regelungsschaltung in einer breiten Vielfalt von Verstärkerschaltungen, die Vielfach-Stufen haben, eingebunden werden kann. Die Erfindung ist nicht auf solche Schaltungen begrenzt.
Die letzte Verstärkerstufe verwendet eine aktive Rückkopplung, um eine lineare Amplitudenantwort zu erreichen. Der Ausgang der vorangehenden Stufe ist an den Ausgängen IF01 und IF02 an das Differentialpaar Q50 und Q51 angelegt. Dieses Paar ist durch Q54 mit Vorspannung beaufschlagt. Ein Bruchteil des Ausgangssignals IFOP ist an einer aus Q52, Q53 bestehenden identischen gm-Stufe angelegt und der Strom wird von Q55 über die feststehende Verstärkungsdämpfung R50 bis R52 eingespeist. Die für diesen Dämpfer gewählten Widerstandswerte führen zur Rückkopplungs-Spannung, die die gleiche Quellenimpedanz (etwa 2 KΩ) wie die Eingangsspannung von der vorhergehenden Verstärkungsstufe hat.
Die Beaufschlagung mit Vorspannung für diesen Abschnitt wird durch den Vorspannungs-Strom IBAM, der vom Anschluss 39 gespeist wird, geschaffen und von Q63 unterstützt, der von Q64 assistiert wird. Die Kapazität C50 schafft eine Hochfrequenz (HF)-Stabilisation für die Schleife um Q63-Q64 mit einem Pol, in der bevorzugten Ausführungsform, bei etwa 45 MHZ.
Der Ausgang der gm-Stufen ist an einer gefalteten Kaskade Q57 und Q60 angelegt, die von den Strömen Q56 bzw. Q59 mit Vorspannung beaufschlagt ist. Diese Ströme sind wiederum von dem Strom in Q65 bis Q66 und R63 erzeugt. Der Spannungsabfall an R66 (nominell 300 mV PTAT) stellt die differential summierenden Knoten bei den Emittern der Kaskadentransistoren bei etwa 460 mV unter der Speisespannung VP ein und schafft eine minimale Kollektorvorspannung für Q56 und Q59.
Die Kaskadenausgänge sind an dem Stromspiegel Q58 und Q61 angelegt, welcher um Q62, der über R59 vorgespannt ist, den Emitter-Degenerationswiderständen R58 bis R59 und der HF- Bypass-Kapazität C51 vergrößert ist. Die resultierende Spannung bei dem gemeinsamen Kollektorknoten von Q60 und Q61 ist durch komplementäre Emitterfolger Q68 und Q69 gepuffert, die bei einem von Q67 bzw. Q70 festgesetzten vorherbestimmten Vorspannungs-Strom arbeiten. Ein zweites Paar von komplementären Emitterfolgern Q72, Q73 schafft eine zusätzliche Stufe der Pufferung. Der Transistor Q73 weist vorzugsweise zwei Emitter auf, damit die Kollektorwiderstände von Q72 und Q73 nahezu fast gleich sind und zu einer mehr symmetrischen Ausgangsleistungsfähigkeit führen.
Eingebaut in die letzte Stufe 49 ist ein einfacher AGC-Detektor, der ausgelegt ist, um den 1F- Ausgang bei 0 dB zu stabilisieren, wenn er nicht von der Anwendung einer manuellen Verstärkungsregelungsspannung VG am Anschluss 51 überlagert wird. Somit kann die Verstärkung entweder manuell durch eine Ausgabe einer DAC, die unter einer Firmware-Regelung oder alternativ ohne externe Regelung arbeitet, abgeglichen werden. Der AGC-Detektor schafft diese letzte Leistungsfähigkeit.
Der AGC-Detektor weist 5 Transistoren Q71, Q74 bis Q77 und drei Widerstände R74 bis R76 auf. In der bevorzugten Ausführungsform ist das Emitterbereichsverhältnis von Q74 zu Q75, wie in Fig. 7 gezeigt, 2 : 1. Transistor Q71 schafft einen vorherbestimmten Betrag von PTAT-Strom (76 uA) an den Transistoren Q74 und Q75. Unter Null-Signalbedingungen fließt dieser Strom fast vollständig wegen der an der Basis von Q75 angelegten Spannung nach Q74, welche um einige 316 mV über der Mittelpunktsspannung VMID (nominell 1.5 V) ist, bei welcher der Ausgang des Verstärkers zentriert ist. Der Strom in Q75 ist somit im Wesentlichen Null. Beim Ansteigen der Amplitude des IFOP-Signals, werden sehr kleine Veränderungen in diesen Strömen bis zu einer Schwelle erreicht. Der Strom fließt dann in Q75, während der Zeit, in welcher die augenblickliche Spannung von IFOP niedrig ist; wenn diese Spannung hoch ist, ist Q75 stark abgeschaltet. Der Kollektorstrom von diesem Transistor hat deshalb die Form eines kurzen Impulses, dessen Durchschnittsstrom rapide ansteigt, wenn die Amplitude des IFOP-Signals diese Schwelle überschreitet.
Ein zweiter DC-Strom wird von Q77 geschaffen, welcher von Q76 mit Vorspannung beaufschlagt ist, dessen VBE bei nahezu 53 mV PTAT (d. h., 53 uA · 1 KΩ) an R76 abfällt. Das Emitterbereichsverhältnis von 3 : 5 in diesen zwei Transistoren bestimmt schließlich den Kollektorstrom von Q77. Dieser Strom wird infolge der Tätigkeit von der AGC-Schleife gegen den Durchschnitts(impuls)strom von Q75 bei einer bestimmten Amplitude von IFOP ausgeglichen. Die Transistoren Q76 bis Q77 und der Widerstand R76 bilden eine gut bekannte Niedrigwertstromquelle.
Im Betrieb ist der Strom am Anschluß 51 durch einen mit Erde verbundenen Kondensator integriert. Dies integriert die Stromimpulse, erhöht die Verstärkungsregelungsspannung VG und erniedrigt dadurch die Verstärkung bis ein Stromausgleich erreicht wird. Dies kommt bei der bevorzugten Ausführungsform (durch die Wahl der Offset-Spannung an der Basis von Q75) vor, um bei einer IFOP-Amplitude von 316 mV (0 dBm) aufzutreten, wenn VP = 3 V ist. Die IFOP- Amplitude ist proportional zu VP. Die AGC-Spannung VG kann verwendet werden, um eine Signalstärke aufgrund leichter Belastung des Anschlusses 51 mit einem Widerstand zur Erde anzuzeigen.
Das oben Beschriebene ist eine einfache, jedoch genaue Verstärkungsregelungsschaltung, die, wenn sie in Kombination mit einer gm-Stufe oder ihrem Äquivalent verwendet wird, eine lineare- in-Dezibelverstärkung in dem Verstärker erzeugen kann, als Antwort auf eine lineare Veränderung in einem an der Verstärkungsregelungsschaltung angelegten Verstärkungsregelungsstrom. Diese Schaltung hat viele Anwendungen, eine ist ein automatischer Verstärkungsregelungsverstärker, so wie er oben beschrieben ist. Für ein anderes Beispiel vergleiche US-5,589,791, welche die Verstärkungsregelungsschaltung 22 in einer Mixeranwendung verwendet.
Wir haben die Prinzipien der Erfindung anhand einer bevorzugten Ausführungsform beschrieben und veranschaulicht, und es sollte offensichtlich sein, dass die Erfindung in ihrer Anordnung und im Detail modifiziert werden kann, ohne von derartigen Prinzipien abzuweichen. Ich beanspruche alle Abwandlungen und Variationen, die innerhalb des Schutzbereichs der folgenden Ansprüche vorkommen.

Claims

1. Verstärkungsregelungsschaltung (22) mit:

einem Eingangsanschluss (30) zur Aufnahme eines Verstärkungsregelstroms (IG) und einen Ausgangsanschluss zum Bereitstellen eines voreingestellten Verstärkerstroms (IC) an eine Verstärkerschaltung (12), wobei der voreingestellte Verstärkerstrom exponentiell in Abhängigkeit von linearen Veränderungen in dem Verstärkungsregelungsstrom variiert und dadurch eine lineare-in-Dezibel-Beziehung zwischen dem Verstärkungsregelstrom und der Verstärkung der Verstärkerschaltung erzeugt;

dadurch gekennzeichnet,

dass die Verstärkungsregelungsschaltung (22) aufweist:

einen ersten Transistor (Q1), der einen Eingangsanschluss zur Aufnahme des Verstärkungsregelstroms (IG) hat und an einem Arbeitspunkt mit Vorspannung beaufschlagt wird;

einen zweiten Transistor (Q2), der einen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss zum Abgebendes voreingestellten Verstärkerstroms (IC) an die Verstärkerschaltung hat; und

einen ersten Widerstand (R1), der zwischen den Eingangsanschlüssen des ersten und zweiten Transistors (Q1, Q2) geschaltet ist, so dass der Verstärkungsregelstrom (IG) durch den Widerstand fließt,

die Spannung am ersten Widerstand (R1) infolge einer linearen Veränderung des Verstärkerregelstroms (IG), die eine exponentielle Veränderung des Stroms erzeugt, der durch den zweiten Transistor (Q2) erzeugt wird.

2. Schaltung gemäß Anspruch 1 mit einem zweiten Widerstand (R2) geschaltet zwischen dem ersten Widerstand (R1) und einem Anschluss zur Spannungsversorgung zum Bereitstellen eines Stromspeisepfads.

3. Schaltung gemäß Anspruch 2, wobei die ersten und zweiten Transistoren (Q1, Q2) jeweils eine Basis, einen Kollektor und einen Emitter haben;

der erste Transistor (Q1) an der Basis mit dem Eingangsanschluss, an dem Kollektor mit einem primärseitigen voreingestellten Strom (IP) verbunden ist und an dem Emitter mit einem Referenzstrom (IFCM) verbunden ist, und

der zweite Transistor (Q2) an der Basis mit dem ersten Widerstand (R1) und an dem Kollektor mit der Verstärkerschaltung (12) verbunden ist.

4. Schaltung gemäß Anspruch 3 mit einem dritten Transistor (Q3), der als ein Emitter-Folger arbeitet, welcher mit den ersten und zweiten Transistoren (Q1, Q2) zum Abgeben eines voreingestellten Stroms verbunden ist.

5. Schaltung gemäß Anspruch 4, wobei der dritte Transistor (Q3) eine Basis, die mit dem Kollektor des ersten Transistors (Q1), einen Emitter, der mit der Basis des zweiten Transistors (Q2) und einen Kollektor einschließt, der mit einer Referenzspannung verbunden ist.

6. Schaltung gemäß Anspruch 5 mit einer Kompensationsschaltung (39), die mit der Verstärkungsregelungsschaltung (22) zur Beibehaltung eines konstanten Stroms bei dem Kollektor des ersten Transistors (Q1) unabhängig von Veränderungen in dem Verstärkungsregelstrom (IG) verbunden ist.

7. Schaltung gemäß Anspruch 6, wobei die Kompensationsschaltung (39) einen vierten Transistor (Q6), der einen mit dem Kollektor des dritten Transistors (Q3) verbundenen Emitter hat und eine Basis aufweist, die mit der Basis des dritten Transistors arbeitend verbunden ist;

8. Schaltung gemäß Anspruch 7 mit einem Stromspiegel (40), der zwischen der Basis des vierten Transistors (Q6) und der Basis des dritten Transistors (Q3) geschaltet ist.

9. Automatisches Verstärkungsregelungssystem mit:

einer Verstärkerschaltung, die eine Verstärkung hat, die proportional zu einem voreingestellten Verstärkerstrom ist; und

einer Verstärkungsregelungsschaltung gemäß jedem der vorhergehenden Ansprüche.

10. Schaltung gemäß Anspruch 9, wobei die Verstärkerschaltung einen n-fachen mehrfach-tanh (55) aufweist, der ein gegebenes Emitter-Bereichsverhältnis hat.

11. Schaltung gemäß Anspruch 10 mit Einrichtungen zur elektronischen Generierung verschiedener Emitter-Bereichsverhältnisse für jedes mehrfach-tanh- Transistorpaar, während der Emitter-Bereich für den Transistor konstant bleibt.

12. Verfahren zur Regelung einer Verstärkung in einem Verstärker mit:

Bereitstellen eines Verstärkers (12), der eine Verstärkung hat, die linear mit einem voreingestellten Verstärkerstrom (IC) variiert;

Bereitstellen eines Verstärkungsregelstroms (IG) zum Variieren des voreingestellten Verstärkerstroms (IC); und

Variieren des voreingestellten Verstärkerstroms exponentiell in Abhängigkeit von linearen Veränderungen in dem Verstärkungsregelstrom, so dass die Verstärkung des Verstärkers sich in Abhängigkeit zu dem Verstärkungsregelstrom exponentiell verändert;

dadurch gekennzeichnet,

dass das Verfahren weiter aufweist:

Bereitstellen eines ersten Transistors (Q1), der einen Eingangsanschluss zur Aufnahme des Verstärkungsregelstroms (IG) hat und an einem Arbeitspunkt mit einer Vorspannung beaufschlagt wird;

Bereitstellen eines zweiten Transistors (Q2), der einen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss, zum Abgeben des voreingestellten Verstärkerstroms (IC) an dem Verstärker hat; und

Bereitstellen eines Widerstands (R1), der zwischen den Eingangsanschlüssen der ersten und zweiten Transistoren geschaltet ist, so dass der Verstärkungsregelstrom durch den Widerstand fließt, die Spannung am Widerstand infolge einer linearen Veränderung in dem Verstärkungsregelstrom eine exponentielle Veränderung in dem Strom erzeugt, der durch den zweiten Transistor erzeugt wird.

13. Verfahren gemäß Anspruch 12, wobei der Schritt der Bereitstellung eines Verstärkers den Schritt der Bereitstellung eines Verstärkers (43) einschließt, der mehrfache Stufen hat, wobei jede Stufe eine Verstärkung hat, die linear mit einem korrespondierenden voreingestellten Verstärkerstrom variiert, und wobei der Schritt der Variierens des voreingestellten Verstärkerstroms exponentiell in Abhängigkeit von linearen Veränderungen in den Verstärkungsregelstrom das Variieren jedes voreingestellten Verstärkerstroms exponentiell in Abhängigkeit von linearen Veränderungen in den Verstärkungsregelstrom einschließt.

14. Verfahren gemäß Anspruch 12, wobei der Schritt des Bereitstellens eines Verstärkers das Bereitstellen eines n-fachen mehrfach-tanh (55) einschließt, der ein vorherbestimmtes effektives Bereichsverhältnis hat.

15. Verfahren gemäß Anspruch 14, ferner mit dem elektronischen Generieren des vorherbestimmten effektiven Bereichsverhältnisses.

16. Mehrfachstufen linear-in-Dezibelverstärkersystem (43) mit:

Mehrfachverstärkerstufen (45, 47, 49), die in Serie zusammengeschaltet sind und ein Verstärkersystem definieren, das eine Gesamtverstärkung des Verstärkers hat, wobei das Verstärkersystem ein Eingangssignal aufnimmt und ein verstärktes Ausgangssignal erzeugt, wobei jede Verstärkerstufe eine Verstärkung hat, die entsprechend einem jeweiligen voreingestellten Verstärkerstroms variiert; und

eine Verstärkungsregelungsschaltung (22) gemäß Anspruch 1;

wobei die Verstärkungsregelungsschaltung ferner Mehrfachausgänge aufweist und jeder Ausgang der Verstärkungsregelungsschaltung mit einer korrespondierenden Verstärkerstufe zum Abgeben des voreingestellten Verstärkerstroms verbunden ist.

17. Verstärkersystem gemäß Anspruch 16, wobei der erste Transistor (Q1) einen ersten Emitterbereich hat und der zweite Transistor (Q2) einen zweiten Emitterbereich hat, wobei das Verhältnis des zweiten Bereichs zu dem ersten Bereich gleich A:1 ist.

18. Verstärkersystem gemäß Anspruch 16, wobei die Verstärkungsregelungsschaltung ferner einen Emitter-Folger (Q3) zur Unterstützung beim Voreinstellen des ersten Transistors einschließt.

19. Verstärkersystem gemäß Anspruch 18, wobei die Verstärkungsregelungsschaltung ferner Einrichtungen zum Bereitstellen der Beta-Kompensierung des Emitter-Folgers einschließt.

20. Verstärkersystem gemäß Anspruch 16, wobei die Verstärkungsregelungsschaltung ferner Einrichtungen zum Nebenschluß des Verstärkungsregelstroms einschließt.

21. Verstärkersystem gemäß Anspruch 16, wobei jede Verstärkerstufe einen n-fachen mehrfach- tanh (55) einschließt.

22. Verstärkersystem gemäß Anspruch 16, ferner mit einer zweiten Verstärkungsregelungsschaltung, die mit einer oder mehreren der Verstärkerstufen zum Abgeben jeweiliger Verstärkungsregelströme dazu verbunden ist.

23. Verstärkersystem gemäß Anspruch 16, ferner mit einem Detektor zur automatischen Verstärkungsregelung, der mit dem Verstärkersystem zum Feststellen der Amplitude des Ausgangssignals verbunden ist.

24. Verstärkersystem gemäß Anspruch 16, ferner mit einer festen Verstärkung der Verstärkerstufe, die in Serie mit den Mehrfachverstärkerstufen ist.