DE69622390T2

DE69622390T2 - Radar-erfassungssystem

Info

Publication number: DE69622390T2
Application number: DE69622390T
Authority: DE
Inventors: Eric Loew; Alfred Randall
Original assignee: University Corp for Atmospheric Research UCAR
Current assignee: University Corp for Atmospheric Research UCAR
Priority date: 1995-04-21
Filing date: 1996-04-12
Publication date: 2003-03-06
Anticipated expiration: 2016-04-13
Also published as: EP0821795B1; WO1996033422A1; DE69622390D1; EP0821795A1; US5589833A

Description

Erfindungsfeld

Die Erfindung betrifft Radarerfassungssysteme und insbesondere ein integriertes Radarerfassungssystem, das auf einem einzelnen Elektronikschaltungsmodul für die Verwendung in einem Personalcomputer implementiert ist.

Problemstellung

Gegenwärtige Radarerfassungssysteme umfassen eine Vielzahl von Komponenten, die über eine Vielzahl von unabhängigen Geräten verteilt sind, von denen die meisten Rack-montierte elektronische Elemente und Schaltungsmodule sind. In gegenwärtigen Radarerfassungssystemen umfasst die Vielzahl der verteilten Komponenten: einen Radarempfänger, Analog- Digital-Signalwandler, Zeitgeber, Ausgabeanzeige und Aufzeichnungsprozessoren, Anzeigemodule und einen analogen Zwischenfrequenz-(IF)-Verarbeitungskomplex, der einen Oszillator, einen analogen Basisband-Abwärtswandler und Zweikanalfilter umfasst.
Die gegenwärtigen Radarerfassungssysteme mit verteilten Komponenten erfüllen zwar ihre Funktion, weisen jedoch eine mangelhafte Transportfähigkeit und Zuverlässigkeit auf, wobei manchmal keine hochqualitative Ausgabe vorgesehen werden kann und Inkompatibilitäten zwischen verschiedenen Radarimplementierungen gegeben sind. Die mangelhafte Transportfähigkeit ist auf die vielfachen Komponenten zurückzuführen, die auf die Vielzahl von unabhängigen, Rack-montierten elektronischen Elemente und Schaltungsmodule des Radarerfassungssystems verteilt sind. Die mangelnde Zuverlässigkeit ist auf die mehrfachen Hardware-Fehlerquellen zurückzuführen, die in einem verteilten System vorhanden sind, weil jede Komponente auf ihrer eigenen Systemunterstützung beruht, die unter anderem Stromversorgungen, Speicher, mehrfache Draht-Koaxialkabelverbindungen, ein Kommunikationsprotokoll, Schnittstellen und Kühlsysteme umfasst. Das Nichtvorsehen einer hochqualitativen Ausgabe ist häufig durch einen fehlerhaften Datenstrom aufgrund von Rauschen und/oder anderen Störungen bedingt, die durch die Drähte und/oder Koaxialkabel zurückzuführen sind, welche die hauptsächlich analogen Komponenten des Radarerfassungssystem verbinden. Die Inkompatibilität zwischen verschiedenen Radarinstallationen ist auf die individuelle Anpassung zurückzuführen, die bei jedem Radarerfassungssystem für verschiedene Radarinstallationen erforderlich ist, auch wenn ähnliche Radarerfassungssystem-Komponenten in jeder Installation verwendet werden.
Obwohl die oben erläuterten Komponenten des Erfassungssystems im einzelnen nicht komplex oder verantwortlich für die oben genannten Probleme sind, resultiert ein voll funktionsfähiges Radarerfassungssystem mit einer Vielzahl von unabhängig verteilten Komponenten in einem komplexen Netz aus Drähten und Einrichtungen in nichtstadardmäßigen Konfigurationen, die schwierig zu warten sind. Deshalb stellt auch die Wartung eines Radarerfassungssystems eine Problem dar, weil es unüblich ist, dass eine Radarinstallation über einen Techniker verfügt, der mit allen Komponenten eines Radarerfassungssystems in einer bestimmten Installation sowie mit der Verbindung der Komponenten und/oder der Interaktion mit benachbarten Komponenten vertraut ist, wenn das Radarerfassungssystem oder eine seiner Komponenten repariert, ersetzt oder neu konfiguriert werden muss. Der langfristige Bedarf für ein einfacheres, kostengünstigeres und zuverlässiges digitales Hochleistungs-Radarerfassungssystem wurde bisher noch nicht erfüllt.
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Radarerfassungssystem mit einer Einrichtung zum Empfangen einer Funkwelle und einer Einrichtung zum Umwandeln der Funkwelle in ein Zwischenfrequenz-Signal angegeben, wobei das System gekennzeichnet ist durch: eine Einrichtung, die ein Einzel-Leiterplatten-Elektronikschaltungs-Modul funktionell mit einem Personalcomputer verbindet, wobei das Einzel-Leiterplatten-Elektronikschaltungs-Modul eine Vielzahl von Signalverarbeitungs-Bauteilen darauf enthält; eine Einrichtung, die den Personalcomputer und den Elektronikschaltungs-Modul zusammenwirkend initialisiert; eine erste Einrichtung, die über wenigstens eines der Vielzahl von Signalverarbeitungs-Bauteilen auf dem Elektronikschaltungs-Modul aus dem analogen Zwischenfrequenz-Signal ein Hochfrequenz-Antialiasing-Zwischenfrequenz-Signal erzeugt, wobei das Hochfrequenz-Antialiasing-Zwischenfrequenz-Signal frei von Niederfrequenz- Signalinterferenz ist; eine zweite Einrichtung, die über wenigstens eines der Vielzahl von Signalverarbeitungs-Bauteilen auf dem Elektronikschaltungs-Modul aus dem Hochfrequenz- Antialiasing-Zwischenfrequenz-Signal gleichphasige und gegenphasige Signalkomponenten erzeugt; und eine Einrichtung, die auf den Empfang der gleichphasigen und der gegenphasigen Signalkomponenten von der zweiten Einrichtung anspricht und verarbeitete der gleichphasigen und gegenphasigen Signalkomponenten zur Wiedergabe erzeugt.
Gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung ist ein Verfahren zum Verarbeiten einer Funkwelle in einem Radarerfassungssystem, das einen Personalcomputer und ein Einzel- Leiterplatten-Elektronikschaltungs-Modul enthält, das funktionell damit verbunden ist, wobei das Radarerfassungssystem die Funkwelle empfängt und in ein Zwischenfrequenzsignal umwandelt, wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch: Initialisieren des Radarerfassungssystems; Erzeugen eines Hochfrequenz-Antialiasing-Zwischenfrequenzsignals aus dem analogen Zwischenfrequenzsignal durch wenigstens eines aus einer Vielzahl von Signalverarbeitungs-Bauteilen, das in dem Einzel-Leiterplatten-Elektronikschaltungs-Modul enthalten ist, wobei das Hochfrequenz-Antialiasing-Zwischenfrequenzsignal frei von einer Niederfrequenz-Signalinterferenz ist; Erzeugen von gleichphasigen und gegenphasigen Signalkomponenten aus dem Hochfrequenz-Antialiasing-Zwischenfrequenzsignal über wenigstens eines aus der Vielzahl von Signalverarbeitungs-Bauteilen; Wiedergeben verarbeiteter der gleichphasigen und gegenphasigen Signalkomponenten in Reaktion auf den Empfang der gleichphasigen und gegenphasigen Signalkomponenten; und Speichern verarbeiteter der digitalen gleichphasigen und gegenphasigen Komponenten in einem Speicher.
Die weiter oben beschriebenen Probleme werden durch das Radarerfassungssystem und das Verfahren der vorliegenden Erfindung gelöst, wobei weiterhin ein technischer Fortschritt auf diesem Gebiet erreicht wird. Das Radarerfassungssystem kann umfassen: eine Antenne zum Empfangen von Funkwellen, einen Analog-Funkwellen-Umwandlungs-Empfänger und ein einzelnes Elektronikschaltungsmodul, das eine Standard-Zwischenfrequenz-(IF)-Radareingabe annimmt und eine Standard-Radaranzeigeausgabe erzeugt. Außerdem umfasst das System einen Personalcomputer oder ein anderes elektronisches System, das synergetisch mit dem Elektronikschaltungsmodul zusammenarbeitet und benutzerspezifische Anwendungsprozesse durch Verarbeitungseinrichtungen, Speicher, Anzeigeeinrichtungen und Datenaufzeichnungseinrichtungen unterstützt. Alle anderen zusammen mit dem Elektronikschaltungsmodul verwendeten elektronischen Systeme weisen einen Prozessor, einen Speicher und gewöhnlich eine Anzeige auf, wobei das elektronische System mit dem Elektronikschaltungsmodul kommunizieren und/oder dieses hosten kann. Durch die Integration der Funktionen zur Primärradarerfassung oder Signalverarbeitung der oben genannten mehrfach verteilten Komponenten in ein einziges Elektronikschaltungsmodul mit einem Standard-Personalcomputer-"add-on"-Format ist ein effizientes programmierbares Desktop- Radarerfassungssystem über ein Standard-Personalcomputer-Hostsystem verfügbar.
Die Primärkomponenten, die in das Elektronikschaltungsmodul des Personalcomputerintegrierten Radarerfassungssystems PIRAQ (Personal Computer Integrated Radar AcQuisition) integriert sind, umfassen unter anderem digitale Komponenten wie einen programmierbaren Zeitgeber, einen digitalen IF-Prozessor und einen digitalen Signalprozessor. Der digitale IF-Prozessor umfasst weiterhin einen IF-Vorprozessor, ein programmierbares, digital abgestimmtes Filter und einen digitalen Basisband-Abwärtswandler mit breitem Dynamikbereich, um niederfrequente Störungen, einen Gleichstromdrift und Phasen- Amplituden-Fehlanpassungen zu beseitigen.
Ausschlaggebend für das Vorsehen einer Ausgabe mit höherer Qualität als bei bestehenden Radarerfassungssystemen ist die Tatsache, dass das PIRAQ-System die eingehenden IF- Radarsignale digital verarbeitet, bevor Rauschen und/oder andere Störungen ein untrennbarer Teil des Signals werden. Die Integration der Komponenten des PIRAQ- Systems in einen Elektronikschaltungsmodul-Formatstandard zwischen Personalcomputer- "add-on"-Leiterplatten bietet ein tragbares, zuverlässiges, kostengünstiges System mit hoher Auflösung und hoher Leistung in einem standardisierten und einfach zu wartenden Format. Außerdem erleichtert die Integration der PIRAQ-Systemkomponenten als digitale Komponenten in einem einzigen Elektronikschaltungsmodul die Hochgeschwindigkeits-Signalübertragung über kurze Signalpfade, um die "Antennen"-Wirkung von externen Drähten und/oder Kabeln zu beseitigen, die Signalstörungen verursacht. Weiterhin bieten die Programmierbarkeit und die Anzeigeausgaben des PIRAQ-Systems einen breiten Kompatibilitätsbereich, der vorteilhaft ist, um das PIRAQ-System in vielen verschiedenen Radarinstallationen verwenden zu können.
Obwohl digitale Abwärtswandlungstechniken aus dem Stand der Technik bekannt sind und grundlegende Prinzipien für die digitale Abwärtswandlung in der vorliegenden Erfindung zur Anwendung kommen, stellen das vorliegende programmierbare PIRAQ-System und die Integration der digitalen Abwärtswandlungskomponenten in eine einzige integrierte Leiterplatte einen bedeutenden Fortschritt auf dem Gebiet zuverlässiger Radarerfassungssysteme dar. Eine bekannte digitale Abwärtswandlungstechnik ist in "Digital Down-Conversion" von M. J. Darcy, GEC Journal of Research, Volume 10, No. 1, 1992 auf den Seiten 29-35 beschrieben. Die digitale Abwärtswandlungstechnik wandelt eine letzte Zwischenfrequenz in einem Radarempfänger abwärts um. Das Zwischenfrequenzsignal wird direkt digitalisiert, und die gleichphasigen und gegenphasigen Basisbandkanäle werden digital erzeugt, um eine Amplitudenanpassung und eine Phasenorthogonalität vorzusehen.
Schließlich ist das PIRAQ-System sehr zuverlässig, weil alle Teile bis auf die Radarantenne und den Empfänger in einer einzigen elektronischen Leiterplatte integriert sind, die standardisierte und einfach verfügbare Personalcomputer-Host-System-Hardware verwendet. Dadurch bietet das Radarerfassungssystem eine größere Einsatzflexibilität, Ausgabequalität und Benutzerfreundlichkeit als die gegenwärtig verfügbaren Systeme, ohne dass verschiedene Hardwarekomponenten zusammengestellt oder umfangreiche Tests zur Bildung eines Radarerfassungssystems durchgeführt werden müssen.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 zeigt die Konfiguration eines bestehenden Radarerfassungssystems.
Fig. 2 zeigt die Konfiguration des PIRAQ-Systems.
Fig. 3 zeigt das Layout des Elektronikschaltungsmoduls des PIRAQ-Systems in der Form eines Blockdiagramms.
Fig. 4 zeigt die PIRAQ-Systemkomponenten in der Form eines Blockdiagramms, und
Fig. 5 und 6 stellen die Betriebsschritte des Personalcomputer-Hosts und des Elektronikschaltungsmoduls in dem PIRAQ-System jeweils in der Form eines Flussdiagramms dar, und
Fig. 7 bis 9 stellen den IF-Frequenzfehler für Frequenzversatzverhältnisse in der Form von Kurvendiagrammen dar.

Ausführliche Beschreibung

Bestehendes Radarerfassungssystem - Fig. 1

Fig. 1 stellt ein typisches meteorologisches Radarsystem 100 aus dem Stand der Technik in der Form eines Blockdiagramms dar. Das Radarsystem 100 kann beispielsweise ein Doppler-Radar, ein Radar mit je einer örtlich getrennten Sende- und Empfangsantenne oder ein anderer Typ von Radarinstallation sein. Das Radarsystem 100 umfasst: eine Radarantenne 105, die durch eine Antennensteuereinrichtung 110 gesteuert wird, sowie einen Sender 115 und einen Empfänger 120, die über einen Senden/Empfangen-Schalter 108 operativ mit der Radarantenne 105 verbunden sind. Andere wichtige Systemkomponenten sind ein Radardatenerfassungs-/verarbeitungssystem 180, Anzeige- und Aufzeichnungseinrichtungen 156 und 150 und ein Hostprozessor 160, der die oben identifizierten Komponenten und deren Prozesse koordiniert.
Ein Problem bei dieser typischen Radarkonfiguration 100 besteht darin, dass das Radarerfassungssystem 180 und seine einzelnen Komponenten über mehrere Rackgehäuse 190-192 verteilt sind, die jeweils Rack-montierte Komponenten oder einzelne in Kartenkäfigen gehaltene Leiterplatten umfassen. Wegen der Verteilung auf die verschiedenen Rackgehäuse 190-192 ist das Radarerfassungssystem 180 nicht nur nicht transportabel, sondern die mehreren verteilten und hauptsächlich analogen Komponenten erzeugen ein Problem hinsichtlich der Zuverlässigkeit und Wartungsfähigkeit. Weiterhin sind die Draht- und/oder Kabelverbindungen zwischen den Komponenten des Systems eine Quelle für Rauschen und andere Störungen, die das verarbeitete Radarsignal beeinträchtigen. Insbesondere wirken externe Kabel und Anschlüsse wie Antennen, die ein das Signal beeinträchtigendes Störrauschen verursachen.
Die gegenwärtigen Implementierungen des Radarerfassungssystems 180 sind gewöhnlich in jeder Radarinstallation spezifisch, weil die darin enthaltenen verteilten Systemkomponenten in einer Vielzahl von Konfigurationen konfiguriert werden können und jeweils in Übereinstimmung mit spezifischen Implementierungsanforderungen eingestellt werden können. In der Darstellung von Fig. 1 umfasst das Radarerfassungssystem 180 zahlreiche Komponenten einschließlich von einem analogen IF-Prozessor 124, der eine analoge IF-Eingabe von dem Radarempfänger 120 über eine Schnittstellenkarte 125 empfängt. Der IF-Prozessor 124 und die Schnittstellenkarte 125 sind Rack-montierte Komponenten, die durch eine Stromversorgung 123 mit Strom versorgt werden. Ein Problem des typischen analogen IF-Prozessors besteht darin, dass er das eingehende Radar-IF-Signal verstärkt, ohne zuerst das Signalrauschen herauszufiltern, so dass das Nutzsignal nicht vom Rauschen getrennt werden kann. Dies hat eine schlechte Qualität und ein ungenaues Signal für die weitere Verarbeitung oder Anzeige zur Folge. Außerdem kann keiner der Filter des IF- Prozessors 124 programmiert werden, so dass ein manuell betätigter Auswahlschalter erforderlich ist, um mehrere vorgegebene und nicht programmierbare Filter mit jeweils einer eigenen Filteroption verfügbar zu machen.
Der analoge IF-Prozessor 124 gibt das Radarsignal über eine Schnittstellenkarte 125 und eine Schnittstellenkarte 129 zu einem analogen Filter 128. Der analoge Filter 128 und die Schnittstellenkarte 129 sind Rack-montierte Komponenten innerhalb des Rackgehäuses 192, die durch die Stromversorgung 127 mit Strom versorgt werden. Der analoge Filter 128 gibt das Radarsignal von der Schnittstellenkarte 129 über eine weitere Schnittstellenkarte 131 zu einem analogen Basisband-Abwärtswandler 130. Der analoge Basisband-Abwärtswandler 130, seine Schnittstellenkarte 131 und der Analog-Digital-Signalwandler 135 sind Rackmontierte Komponenten innerhalb der Rackgehäuses 191, die gemeinsam oder je nach den Anforderungen der Komponenten einzeln durch die Stromversorgung 132 mit Strom versorgt werden.
Ein Problem der bestehenden analogen Basisband-Abwärtswandler besteht in dem auf einen Gleichstromdrift zurückführbaren begrenzten Dynamikbereich sowie darin, dass niederfrequente Störungen die Signalfrequenzen beeinflussen können. Zu den weiteren Problemen gehören die Nichtlinearität sowie die schlechte Phasenverriegelung und Amplitudenabstimmung der gleichphasigen und gegenphasigen (I und Q) Datenausgabe zu der durch den Benutzer gewünschten 12-Bit-Stufe. Weitere Probleme haben zur Folge, dass separate Analog-Digital-Wandler für die einzelnen I- und Q-Daten erforderlich sind, so dass jede Ausgabe in ihrer Amplitude angepasst und gleichstromversetzt wird, um den Gleichstromdrift zu berücksichtigen. Außerdem wird das durch den Analog-Digital-Wandler 135 eingeführte Rauschen direkt zusammen mit anderen Daten in den Radarprozessor 140 eingegeben.
Der Analog-Digital-Wandler 135 gibt das digitalisierte Radarsignal für eine Datenverarbeitung an den Radarprozessor 140, um unter anderem eine Störfilterung und Spektralmomentberechnungen durchzuführen. Der Radarprozessor 140, der System-Zeitgeber 144 und der Hostprozessor 160 sind unabhängige Leiterplattenkomponenten, die in einem Kartenkäfig innerhalb des Geräte-Rackgehäuses 190 montiert sind. Der Hostprozessor 160 steuert allgemein das Radarerfassungssystem 180 zusätzlich zu der spezifischen Steuerung der Antennensteuereinrichtung 110, des Radarsenders 115, der Anzeigebildschirms 156 und der Aufzeichnungseinrichtung 150. Die Aufzeichnungseinrichtung 150 kann ein Rack-montiertes Standard-Platten/Band-System sein. Der Zeitgeber 144 gibt Bezugssignale aus, die im System erforderlich sind.
Das Radarerfassungssystem 180 aus dem Stand der Technik erfüllt nach der Implementierung zwar seine Hauptaufgabe, weist jedoch aufgrund seiner analogen Signalverarbeitungskomponenten und seiner fehlerträchtigen Unterstützungskomponenten wie unter anderem den verteilten und mehrfachen Stromversorgungen 123, 127, 132 und 145, den Schnittstellenkarten 125, 129 und 131 sowie den Kühlsystemen (nicht gezeigt) eine beschränkte Leistung auf. Weiterhin ist das Radarerfassungssystem 180 nicht kompakt, weil die mehrfachen, verteilten Komponenten über verschiedene Rackgehäuse 190-192 verteilt sind. Die Ausgabe schlechter Qualität resultiert häufig aus einem das Signal beeinträchtigenden Rauschen auf den mehrfachen Kabeln zwischen den Komponenten und den Gleichstromdriftproblemen in den Verstärkern und/oder Abwärtswandlern 130 und dem I- und Q-Analog-Digital-Wandler 135.

Personalcomputer-integriertes Radarerfassungssystem (PIRAQ) - Fig. 2

Fig. 2 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform des PIRAQ-Systems 200 der vorliegenden Erfindung, das in seiner Gesamtfunktion dem Radarsystem 100 ähnlich ist, sich jedoch hinsichtlich Implementierung und Leistung deutlich unterscheidet. Das PIRAQ-System 200 kann beispielsweise mit einem Doppler-Radar oder einem Radar mit je einer örtlich getrennten Sende- und Empfangsantenne verwendet werden, wobei es jedoch nicht auf einen bestimmten Typ bzw. eine bestimmte Klasse von Radar beschränkt ist. Es werden verschiedenen Typen oder Klassen von Radar durch die vorliegende Erfindung unterstützt.
Das PIRAQ-System 200 umfasst eine Antenne 105 als Einrichtung zum Empfangen einer Funkwelle 204, wobei die Antenne 105 durch eine Antennensteuereinrichtung 110 gesteuert wird. Ein Sender 115 erzeugt die Funkwelle 204, die die Antenne 105 empfängt, nachdem die Funkweile 204 von einem Ziel reflektiert und zurück zur Antenne 105 gegangen ist. Ein Empfänger 120 verstärkt die von der Antenne 105 empfangene Funkwelle 204 und wandelt die Funkwelle 204 zu einem analogen Signal in IF-Form um. Der Sender 115 und der Empfänger 120 sind operativ mit der Antenne 105 über einen Senden/Empfangen-Schalter 108 verbunden, der zwischen dem Sender 115 und dem Empfänger 120 schaltet, so dass die Antenne 105 von beiden gemeinsam verwendet werden kann.
Die IF-Ausgabe aus dem Empfänger 120 wird direkt mit einem Elektronikschaltungsmodul 245 verbunden, das die Komponenten des PIRAQ-Systems 200 enthält. Das Elektronikschaltungsmodul 245 weist ein Standard-"add-on"-Format für die Verwendung in einem Standard-Personalcomputergehäuse 250 auf. Das Standard-Personalcomputergehäuse 250 umfasst einen Standard-Personalcomputer-(PC)-Hostprozessor 239, eine Stromversorgung 248, eine Platte 245 bzw. ein anderes Speichersystem und/oder einen anderen Datenträgertyp. Der PC-Hostprozessor 239 wird gemeinsam mit dem PIRAQ-System 200 betrieben, um Radardaten zu verarbeiten und zusätzlich den Sender 115, die Antennensteuereinrichtung 110 und den Anzeigebildschirm 232 zu steuern.
Wichtiger Bestandteil des PIRAQ-Systems 200 ist das Radarerfassungssystem auf dem Elektronikschaltungsmodul 245 sowie dessen Kompatibilität mit vielen verschiedenen Radarinstallationen, die auf dessen Programmierbarkeit und Tragbarkeit sowie darauf beruht, dass es Standard-IF-Eingabe annehmen und eine hochqualitative Standardradar- Anzeigeausgabe erzeugen kann. Das PIRAQ-System integriert grundlegende Komponenteneigenschaften des Radarerfassungssystems 180 von Fig. 1 in einer hauptsächlich digitalen Form auf dem Elektronikschaltungsmodul 245 und erreicht dadurch eine Tragbarkeit, Kompatibilität und Zuverlässigkeit. Die verbesserte Leistung wird auch dadurch erreicht, dass digitale integrierte Schaltungskomponenten verwendet werden. Indem weiterhin die 60 MHz IF-Daten in der bevorzugten Ausführungsform in 16 MHz-Proben verarbeitet werden, bietet das PIRAQ-System 200 eine Überabtastungsfähigkeit und macht eine zusätzliche Bandbreite verfügbar, die nützlich ist, um eine folgende Signalfilterung in einer Weise durchzuführen, die in nicht-integrierten bzw. verteilten Analogsystemen aus dem Stand der Technik schwer zu realisieren ist. Es ist schwer, analoge Signale mit hoher Geschwindigkeit zwischen analogen Erfassungskomponenten zu übertragen, ohne dass die Signalqualität aufgrund von Störungen und Rauschen beeinträchtigt wird, die durch die gewöhnlich bei externen Kabeln und Anschlüssen gegebene Antennenwirkung verursacht werden.
Ein anderes wichtiges Merkmal des PIRAQ-Systems 200 ist die Durchführung einer Analog- Digital-Wandlung auf dem Radarsignal in der IF-Eingabestufe anstatt in der I- und Q- Ausgabestufe. Weiterhin werden aufgrund der Durchführung einer digitalen Basisbandwandlung am IF-Eingang innerhalb des digitalen IF-Prozessors Signalstörungen und Phasen/Amplituden-Ungleichgewichtsprobleme vermieden, die bei analogen Signalprozessoren aus dem Stand der Technik auftreten. Der digitale IF-Prozessor 304 umfasst digitale gegenphasige Abwärtswandler 422423 und 426427 sowie programmierbare digital angepasste Filter 424 und 428 für die einzelnen I- und Q-Signalkomponenten. Insbesondere können die digital angepassten Filter 424 und 428 programmiert werden, um die durch den Sender 115 über die Antenne 105 übertragenen verfügbaren Radarimpulsbreiten optimal anzupassen. Weil die Analog-Digital-IF-Signalwandlung vor der Filterung durch die angepassten Filter 424 und 428 innerhalb der digitalen IF-Prozessors 304 vorgenommen wird, wird auch das durch den Analog-Digital-Wandler 425 erzeugte Rauschen reduziert. Durch das Filtern des Signals vor der Verarbeitung des Signals wird das Rauschen von dem Nutzsignal getrennt, bevor die beiden durch die Verarbeitung untrennbar miteinander verbunden werden, so dass die Qualität des Signals für die folgende Verarbeitung oder Anzeige beträchtlich verbessert wird. Bei beispielsweise einer Impulsbreite von 1 us kann das Analog-Digital-Wandlungsrauschen durch das Filtern des Signals mit angepassten Filtern 424 und 428 um ungefähr 10dB reduziert werden.

Ausführung des Elektronikschaltungsmodul - Fig. 3

Fig. 3 stellt die Komponenten des PIRAQ-Systems 200 zusätzlich zu den durch das Elektronikschaltungsmodul 245 angenommenen und durch dasselbe erzeugten Ausgaben dar. Der Digitalsignalprozessor (DSP) 328 ist der Hauptprozessor auf dem Elektronikschaltungsmodul 245, das zwei Hauptaufgaben hat. Die zwei Hauptaufgaben umfassen unter anderem das Steuern und/oder Koordinieren der allgemeinen Funktionen auf der Kartenebene und der Interaktion mit dem PC-Hostprozessor 239 sowie die Verarbeitung einer analogen IF-Eingabe mit Hochgeschwindigkeit, um eine rohe I- und Q-Radardatenausgabe zu erzeugen. Die rohen I- und Q-Daten werden über den Ausgang 316 der PC- Bussschnittstelle 315 an den PC-Hostprozessor 239 gegeben, der eine folgende Formatierung, Anzeige und/oder Aufzeichnung der verarbeiteten Daten in benutzerspezifischer Weise durchführen kann. Die Hochgeschwindigkeits-Verarbeitung durch den DSP 328 kann benutzerspezifisch programmiert werden. Gewöhnlich führt der DSP 328 als Hochgeschwindigkeits-Signalverarbeitung Gleitkomma-intensive Berechnungen wie unter anderem Spektralmomentberechnungen für Geschwindigkeit, Reflexionsvermögen, Geschwindigkeitsspektralbreite, Durchschnitte und andere Datenreduktionsberechnungen durch.
Der DSP 328 unterstützt auch drei externe Kommunikationsanschlüsse COM1 340, COM2 341 und JTAG (Joint Test Action Group) 342. Es können auch weitere externe Anschlüsse unterstützt werden. Die Kommunikationsanschlüsse COM1 340 und COM2 341 werden verwendet, um je nach den Anforderungen der Radarinstallation mehrere Elektronikschaltungsmodule 245 innerhalb desselben PCs 250 oder zwischen zwei oder mehr unabhängigen Computern mit ähnlichen Funktionen wie der PC 250 hintereinander zu reihen.
Die LED-Bank 335 unterstützt sechs adressierbare und benutzerdefinierbare LEDs sowie vier vordefinierte System-LEDs, die jeweils durch den DSP 328 unterstützt werden. Es können auch weitere LEDs unterstützt werden. Die adressierbare, benutzerdefinierbaren LEDs in der LED-Bank 335 können für die Fehlermeldung verwendet werden, um etwa eine fehlende Rahmenendeangabe zu melden, wenn beispielsweise der DSP 328 rohe I- und Q- Radardaten aus dem FIFO-Speicher 320 liest. Andere Fehlerangaben können durch den Benutzer implementiert werden. Zu den vordefinierten LEDs gehören Teil- und Vollschwellwertindikatoren für den FIFO 320. Eine dritte vordefinierte LED ist das Überwachungssteuersignal für die Überwachungstimerschaltung 318, die angibt, ob die Überwachungstimerschaltung 318 aktiviert ist oder nicht. Über die Aktivierung der Überwachungstimerschaltung 318 kann festgestellt werden, ob das Elektronikschaltungsmodul 245 korrekt betrieben wird. Ohne dass die Überwachungsschaltung 318 kontinuierlich geschaltet wird, kann die Überwachungsschaltung 318 den PC-Hostprozessor 239 bei Bedarf zurücksetzen und auf diese Weise verbinden. Eine vierte vordefinierte LED ist ein Phasenverriegelungsindikator, der angibt, dass der IF-Vorprozessor 302 mit der Bezugsradareingabe 345 phasenverriegelt ist.
Der SRAM-Speicher 338 (SRAM = Static RAM) bedient den DSP 328 über einen lokalen DSP-Bus 336 als Nullwartezustand-Arbeitsbereich. Der SRAM 338 kann je nach Bedarf eingesetzt werden. Der FIFO 320 reiht die aus dem digitalen IF-Prozessor 304 ausgegebenen rohen I- und Q-Radardaten in eine Warteschlange ein. Der DSP 328 liest die rohen I- und Q-Daten aus dem FIFO 320, wenn der FIFO 320 dem DSP 328 über den FIFO- Steuerkanal 321 mitteilt, dass die Daten verfügbar sind. Zu den vom DSP 328 für den FIFO 320 durchgeführten Operationen gehören Operationen zum Lesen und Löschen von Daten. Der FIFO 320 verwendet auch den FIFO-Steuerkanal 321, um Viertel-voll-, Hälfte-voll- oder drei-Viertel-voll-Interrupts an den DSP 328 zu kommunizieren, um so dem DSP 328 die im FIFO 320 erreichten Kapazitätsschwellwerthöhen mitzuteilen, wenn der FIFO 320 aus dem digitalen IF-Prozessor 304 ausgegebene rohe I- und Q-Daten annimmt. Der DSP 328 kann die Eingaben des Kontrollkanals 321 abfragen, um die Schwellwertkapazitätsindikatoren des FIFOs 320 zu bestimmen oder auf Interrupts des FIFOs 320 zu reagieren.
Der globale Bus 322 verbindet den FIFO 320 und den DPRAM (Dual Port Random Access Memory) 325 mit dem DSP 328. Der globale Bus 322 wird in einer Nullwartezustand- Konfiguration eingerichtet, um die schnelle Übertragung zwischen entweder dem FIFO- Speicher 320 und dem DPRAM 325 oder zwischen einer der Speichereinrichtungen und dem DSP 328 zu unterstützen.
Der Überwachungstimer 318 kontrolliert eine Schnittstelle zu der Personalcomputer- Busschnittstelle (PC-Bus) 315 und bleibt deaktiviert, während das Elektronikschaltungsmodul 245 richtig funktioniert. Wenn die Überwachung 318 für eine spezifizierte Zeitdauer nicht adressiert wird, setzt das Elektronikschaltungsmodul 245 den PC-Hostprozessor 239 zurück. Sechs E/A-adressierbare Wörter werden verwendet, um das Elektronikschaltungsmodul 245 zu steuern. Die Wörter umfassen vier Bytes, die durch den Zeitgeber 308 verwendet werden: ein 1-Byte-Steuerwort zum Steuern der Allgemein-PIRAQ-Parameter wie der DSP-Rücksetzung, der Timer-Generator-Rücksetzung, des Timer-Generator-Modus, der Überwachungsaktivierung, der PC-Interrupt-Aktivierung und des PC-Interrupt-Status. Ein letztes Byte wird verwendet, um die Basisadresse des DPRAM 325 zu setzen.
Die DSP-Steuerung 329 verbindet den PC-Bus 315 mit dem DSP 328. Eine Leitung der DSP-Steuerung 329 ist ein PC-Interrupt für die Kommunikation zwischen dem Schaltungsmodul 245 und dem Statuswort für den PC-Hostprozessor 239. Eine zweite Leitung der DSP-Steuerung 329 ist ein DSPREADY-Indikator, der niedrig ist, wenn der DSP 328 zurückgesetzt ist, und der aktiviert wird, wenn der DSP 328 wieder aus der Zurücksetzung freigegeben wird. Eine dritte Leitung der DSP-Steuerung 329 wird verwendet, um ein DSPRESET-Signal zu kommunizieren, das den DSP 328 in die Zurücksetzung versetzt.
Das Steuerwort in der PC-Busschnittstelle 315 steuert den Zeitgeber 308 durch mehrere verfügbare Moduseinstellungen. Zum Beispiel kann eine Timer-Rücksetzleitung den Zeitgeber 308 zu einem bekannten Zustand zurücksetzen. Außerdem erlauben es Auslösemodi dem Zeitgeber 208, auf die externe Auslöseeingabe 352 zu reagieren, um eine vorbestimmte Bereichsgatterzählung und/oder ein Verzögerungsprogramm auszuführen, auf eine externe Auslöseeingabe 352 in einem vorbestimmten Nur-Zählen-Modus reagieren oder auf eine externe Auslöseeingabe 352 in einem GPS (Global Positioning System)- Synchronmodus zu reagieren.

Digitalfrequenzunterscheidung - Fig. 7-9

Der DSP 328 kann auch verwendet werden, um eine digitale Frequenzunterscheidung für analoge Frequenzkalibrierungsunterscheidungen durchzuführen. Die Einstellungen sind erforderlich, wenn die Radarimplementierung einen Magnetron oder einen anderen inkohärenten Radarsender verwendet. Unter Verwendung von nur wenig zusätzlicher Verarbeitungsleistung zum digitalen Nachverarbeiten der rohen I- und Q-Radardaten aus dem digitalen IF-Prozessor 304, bietet der DSP 328 eine kostengünstige und sehr effiziente Alternative zu der Implementierung eines gepulsten Hochfrequenz-Doppler-Radars mit vollständig kohärentem Senden und Empfangen, ohne dass zusätzliche Hardware wie etwa ein kostspieliger Klystron oder ein TWT-Verstärker in dem Radarsender 115 erforderlich ist. Insbesondere ist aufgrund der digitalen Verarbeitung der bereits für den DSP 328 verfügbaren rohen I- und Q-Daten keine zusätzliche Hardware für die Frequenzunterscheidung oder die Kalibrierung erforderlich, die gewöhnlich benötigt wird, um Kalibrierungseinstellungen an der Frequenz vorzunehmen. Durch das digitale Implementieren der Frequenzunterscheidungslösung im DSP 328 wird die Genauigkeit, Effizienz und Reaktion auf Fehlanpassungen, die zwischen inkohärenten Radarsendefrequenzen und idealen oder gewünschten Frequenzen festgestellt wird, gegenüber herkömmlichen analogen oder digitalen Techniken zur Unterscheidung und/oder Kalibrierung verbessert.
Die Durchführung einer digitalen Frequenzunterscheidung mittels des DSP 328 wird bewerkstelligt, indem ein spezieller Gatter-Null-Modus (G0) verwendet wird. In dem G0- Modus wird die erste Radarsignalabtastung aus einem Satz von Radarsignalabtastungen in einer bestimmten Radarimpulsbreite anders verarbeitet als die folgenden Radarsignalabtastungen innerhalb derselben Radarimpulsbreite. In dem G0-Modus werden Zwischenradarsignal-Komponentenwerte, die durch Multiplizierer/Akkumulatoren 420 und 421 zum Berechnen von I und Q für die erste gefilterte Radarsignalabtastung verwendet werden, in den FIFO 320 geschrieben. Ein derartiger Zwischensignalkomponentenwert besteht für jede Signalabtastung, die durch den Analog-Digital-Wandler 425 genommen wird. Die Zwischensignalkomponentenwerte treten bei einer konstanten Rate von 16 MHz auf. Indem einfache Berechnungen auf den bereits für den DSP 328 verfügbaren Zwischensignalkomponentenwerten durchgeführt werden, können die ursprünglichen IF-Eingabedaten erhalten werden, ohne dass das rohe I- und Q-Datenergebnis für die erste gefilterte Radarsignalabtastung betroffen wird.
Der G0-Modus kann für einen beliebigen anderen Modus neben der digitalen Frequenzunterscheidung verwendet werden. Die Verwendung des G0-Modus für die digitale Frequenzunterscheidung und -kompensation wird jedoch einfach bewerkstelligt, indem die Radarsende-Auslösezeit mit der Radarsende-Impulsbreite koordiniert wird, so dass beide mit der Gatter-Null-Abtastung zusammenfallen. Außerdem kann der Radarempfänger 120 derart ausgebildet sein, dass während des Radarsendeimpulses die IF-Amplitude nicht die IF- Eingabe 345 in das Elektronikschaltungsmodul 245 sättigt. Aufgrund dieser Tatsache kann ein exaktes Frequenzfehlersignal für die Verwendung bei der Kompensation einer Frequenz- Fehlanpassung für jeden in folgenden Impulsbereiten verfügbaren Abtastungssatz erhalten werden, indem die folgende Formel (1) verwendet wird:
wobei A, B, C und D vier aufeinander folgende Signalabtastungen des Sendeimpulses sind. Fig. 7 stellt die lineare Beziehung 605 zwischen dem IF-Frequenzfehler 610 und dem Frequenzversatz 615 für Übertragungsfrequenzen in dem Bereich von oder von ungefähr 56 MHz bis 64 MHz dar. Je nachdem, wohin ein IF-Frequenzfehler entlang des Kontinuums des Frequenzversatzes 615 von einer idealen Null-Fehlerfrequenz fällt, kann die Sendefrequenzkompensation eine Anpassung für den Fehler vornehmen.
Eine rechnerisch effizientere Annäherung kann anhand derselben vier aufeinander folgenden Signalabtastungen unter Verwendung der folgenden Formel (2) erhalten werden:
Die Annäherungsformel (2) ist jedoch nicht-linear und erhält ein monoton zunehmendes Ergebnis als Funktion des Frequenzfehlers. Fig. 8 stellt die nicht-lineare Beziehung 620 zwischen dem IF-Frequenzfehler 610 und dem Frequenzversatz 615 für Sendefrequenzen in dem Bereich von oder ungefähr von 65 MHz bis 64 MHz dar. Wie in Fig. 7 kann in Abhängigkeit davon, wohin ein IF-Frequenzfehler entlang des Kontinuums des Frequenzversatzes 615 von einer idealen Null-Fehlerfrequenz fällt, die Sendefrequenzkompensation eine Anpassung für den Fehler vornehmen.
Eine rechnerisch noch effizientere Annäherung kann anhand derselben vier aufeinander folgenden Signalabtastungen unter Verwendung der folgenden Formel (3) erhalten werden:
ERR = AD - BC (3)
Die Annäherungsformel (3) erzeugt auch eine nicht-lineare Beziehung 625 zwischen dem IF- Frequenzfehler 610 und dem Frequenzversatz 615, die sich nicht direkt als eine Funktion des IF-Frequenzfehlers erhöht. Die Funktion ist jedoch wie in Fig. 9 gezeigt in der Nähe des Nullfehlerpunktes 630 zwischen dem Frequenzbereich 631 bis 632 linear. Dabei ist zu beachten, dass die Beziehung 625 immer positiv 640 für einen positiven IF-Frequenzfehler und immer negativ 650 für einen negativen IF-Frequenzfehler ist, was eine Mindestanforderung an die Stabilität in einer Frequenzkompensationsschleife ist. Wie in Fig. 7 und 8 kann in Abhängigkeit davon, wohin ein IF-Frequenzfehler entlang des Kontinuums des Frequenzversatzes 615 von einer idealen Null-Fehlerfrequenz fällt, die Sendefrequenzkompensation eine Anpassung für den Fehler vornehmen. Nachdem der IF-Frequenzfehler unter Verwendung von einer der oben beschriebenen Techniken minimiert wurde, kann ein Doppler-Signal mittels Standardtechniken erhalten werden, welche die gemessene Phase des aus Gatter Null erhaltenen Sendeimpulses verwenden.

Details zu den PIRAQ-Komponenten - Fiq. 4

Fig. 4 stellt Details des Zeitgebers 308, des IF-Prozessors 304, des IF-Vorprozessors 302 und des Phasenregelkreises (PLL) 310 dar. Der IF-Vorprozessor 302 nimmt eine analoge IF- Eingabe 345 an und dient dazu, die rohe IF-Eingabe 345 vorzukonditionieren und zu filtern, um eine zuverlässigere und effizientere Digitalverarbeitung vorzusehen, die ansonsten nicht möglich ist, wenn versucht wird, die volle IF-Eingabebandbreite direkt in einem ersten Verarbeitungsschritt zu digitalisieren, der gewöhnlich in Erfassungssystemen aus dem Stand der Technik durchgeführt wird. Die IF-Eingabe 345 ist in der bevorzugten Ausführungsform ein 64 MHz-Signal, wobei jedoch auch andere bekannte Frequenzen in Abhängigkeit von der spezifischen Radarinstallation oder den Anforderungen des spezifischen Radartyps eingegeben werden können.
Der Frequenzmischer 430 weist zwei Eingaben und eine Ausgabe sowie Funktionen zum Abwärtsmischen der IF-Eingabe zu einer zentralen Frequenz für eine zuverlässigere und effizientere digitale Umwandlung auf. Die bevorzugte zentrale Frequenz liegt bei oder bei ungefähr 4 MHz und weist eine Bandbreite von oder von ungefähr 8 MHz auf. Die erste Eingabe in den Frequenzmischer 430 ist eine bekannte Funkfrequenzeingabe. In der vorliegenden Ausführungsform wird die bekannte Funkfrequenzeingabe durch die IF- Eingabe 345 gebildet. Die zweite Eingabe in den Frequenzmischer 430 stammt aus dem lokalen Oszillator 434, der mittels der Steuerspannungseingabe 433 vom PLL 310 betrieben wird. Die einzige Ausgabe aus dem Frequenzmischer 430 ist ein IF-Signal, das aus einer Reihe von Summen und Differenzen des IF-Eingabesignals und der Frequenzen des lokalen Oszillators gebildet wird.
Die Eingabe in ein Antialiasing-Tiefpassfilter 432 ist die Ausgabe aus dem Frequenzmischer 430. Die Aufgabe des Antialiasing-Tiefpassfilters 432 besteht darin, die Summen aus der zuvor gemischten IF-Eingabe und Frequenzen aus dem lokalen Oszillator zu entfernen, um das Signal von unerwünschten niederfrequenten Störungen zu befreien, bevor das Signal digitalisiert wird. Aufgrund der Filterung durch den Tiefpassfilter 432 wird ein Frequenzsignal hoher Qualität für die folgende digitale Verarbeitung aufrechterhalten.
Ein Rechtecksignalgeber 437 erzeugt ein Rechteckwellensignal aus der Ausgabefrequenz des lokalen Oszillators 434. Das Rechteckwellensignal wird daraufhin durch den Frequenzteiler 438 geteilt, um eine 32 MHz-Zeitsignalreferenz für den Zeitgeber 308 vorzusehen. Nicht alle Komponenten erfordern eine 32 MHz-Zeitgebung, wobei der Zeitgeber 308 jedoch Zeitsignale in geraden Unterteilungen von 32 MHz erzeugt, so dass nur ein Zeitgeber erforderlich ist, um alle Zeitgebungsanforderungen der Komponenten auf dem Elektronikschaltungsmodul 245 zu erfüllen.
Ein digitaler IF-Prozessor 304 nimmt ein analoges Antialiasing-IF-Signal als Eingabe von dem IF-Vorprozessor 302 an. Die Ausgabe aus dem digitalen IF-Prozessor 304 sind rohe I- und Q-Radardaten für die Eingabe in die FIFO Warteschlange 320 und die folgende Hochgeschwindigkeitsverarbeitung durch den DSP 328. Ein Analog-Digital-Wandler 425 digitalisiert die analoge IF-Signaleingabe aus dem IF-Vorprozessor 302 in Übereinstimmung mit einem 16 MHz-Zeitsteuersignal aus dem Zeitgeber 308. Die digitalisierte Ausgabe wird an Multiplizierungsakkumulatoren 420 und 421 angelegt, die dafür ausgebildet sind, das digitalisierte IF-Signal mittels digitaler Gegenphasen-Abwärtswandler 422-423 und 426-427 sowie programmierbarer, digitaler und angepasster Filter 424 und 428 auf seine I- und Q- Signalkomponenten digital zu reduzieren.
Die digitalen Mischer 422 und 426 mischen eine Bereichsgatter-unabhängige Frequenzeingabe eines lokales Oszillators aus dem Zeitgeber 308 mit entweder einer Sinus- (x) 425 oder Kosinuseingabe (x) 429 aus dem digitalisierten IF-Eingabesignal. Die digitalen Mischer 422 und 426 erzeugen eine Summen- und eine Differenzfrequenzausgabe für jeweils die I- und Q-Signalkomponenten. Je nach den Radarsignalimpulsbreiten und weil die digitalen Mischer 422 und 426 aufgrund der entsprechenden Sinus- (x) 425 und Kosinus- Oszillatoreingaben (x) 429 eine 90º-Phasendifferenz aufweisen, werden ungerade Radarsignalabtastungen innerhalb des digitalisierten IF-Signals verwendet, um die gleichphasigen Signalkomponenten zu berechnen. Sogar Radarsignalabtastungen innerhalb des digitalisierten IF-Signals werden verwendet, um gegenphasige Signalkomponenten zu berechnen.
Die Abtastungsfrequenz aus dem Zeitgeber 308 kann in Abhängigkeit von den Bereichsgatterbreiten variieren. Außerdem setzt der Zeitgeber 308 die anfängliche Summierung auf null, um den Beginn jeder Gattermultiplizierung oder Akkumulationssequenz jeweils innerhalb der Multiplizierungsakkumulatoren 420 und 421 anzugeben. Die Tiefpassfilter 422 und 426 entfernen die jeweils durch die digitalen Mischer 422 und 425 erzeugten Summenfrequenzen, so dass nur das gewünschte Basisbandsignal aus den gleich- und gegenphasigen Signalkomponenten erzeugt wird.
Die digital angepassten Filter 424 und 428 optimieren das Signal-Rauschen-Verhältnis innerhalb der I- und Q-Signalkomponenten. Die Programmierfähigkeit der digital angepassten Filter 424 und 428 vereinfacht die benutzerspezifische Anpassung, die auf der Anzahl von Gatterbereichen, Impulsbreiten und Steuerfrequenzen beruht.
Ein digitaler IF-Prozessor 304 bietet wesentliche Vorteile gegenüber den analogen IF- Prozessoren aus dem Stand der Technik, weil der digitale IF-Prozessor 304 ein vorkonditioniertes und vorgefiltertes IF-Signal digitalisiert, wodurch verhindert wird, dass Rauschen und Störungen Teil des Signals werden. Außerdem ist der digitale IF-Prozessor 304 immun gegenüber einem Gleichstromdrift und weist bessere Fähigkeiten auf, ein Analog-Digital-Umwandlungsrauschen, eine durch Frequenzmischer erzeugte niederfrequente Störung oder eine andere Nichtlinearität mittels der Tiefpassfilter 423 und 427 sowie der digital angepassten Filter 424 und 428 zu reduzieren oder zu beseitigen.
Ein Dreifachzeitgeber 440 umfasst drei Zeitgeber. Ein Zeitgeber erzeugt einen durch "n" geteilten Wert, der zur Bestimmung der Bereichsgatterlängen verwendet wird. Ein zweiter Zeitgeber ist ein Verzögerungszeitgeber, der eine Pause einfügt, so dass der Dreifachzeitgeber 940 für eine vorbestimmte Zeitdauer angehalten wird. Ein dritter Zeitgeber in dem Dreifachzeitgeber 440 ist ein Bereichsgatterzähler, der die Anzahl der Bereichsgatter zählt, die passiert werden, bevor die Verarbeitung durch den zweiten weiter oben genannten Zeitgeber verzögert wird. Die Leitung 441 aus dem Dreifachzeitgeber 440 zu dem PC-Bus 315 wird verwendet, um den Dreifachzeitgeber 440 in gewünschter Weise je nach Bedarf bzw. benutzerspezifisch zu programmieren. Die Auslöseeingabe 352 in den Zeitgeber 308 steuert und/oder wählt die drei Zeitgebermodi des Dreifachzeitgebers 440. Die Auslöseeingabe 354 aus dem Zeitgeber 308 ist für Analyse- oder Debuggingzwecke nützlich; sie kann auch verwendet werden, um ein Zeitsignal von dem Zeitgeber 308 für andere verbundene PIRAQ-Systeme vorzusehen.
Der PLL 310 nimmt ein über einen Jumper programmierbares Zeitsignal von 2 oder 4 MHz aus dem Zeitgeber 308 an. Insbesondere ist die Frequenzreferenzeingabe 350 eine durch den Benutzer wählbare Frequenz, die auf vom Benutzer in Abhängigkeit von den Anforderungen für eine bestimmte Radarinstallation gewählten Dip-Switches beruht. Die Eingabefrequenzreferenz 350 ist instrumental für das Steuerspannungssignal 433 in den lokalen Oszillator 434. Die synchrone Referenzausgabe 355 bietet ein Referenzsignal für andere PIRAQ-Systeme, wenn synchrone Netzwerkverbindungen zwischen den PIRAQ- Systemen gewünscht werden. Die Frequenz der synchronen Referenzausgabe 355 kann durch den Benutzer nach Wunsch über einen Jumper gewählt werden.

Beschreibung des Systembetriebs - Fig. 5 und 6

Fig. 5 und 6 stellen die Betriebsdetails des PIRAQ-Systems 200 in der Form eines Flussdiagramms dar. Der PC-Hostprozessor 239 wird hochgefahren oder in anderer Weise in Schritt SO&sub2; zurückgesetzt. Die Verarbeitungsschritte des PC-Hostprozessors 239 erfolgen wie im Folgenden beschrieben. Der DPRAM 325 und seine assoziierten Zeiger und Register auf dem Elektronikschaltungsmodul 245 werden in Schritt SO&sub4; initialisiert. Der DSP 328 wird durch den PC-Hostprozessor in Schritt 507 zurückgesetzt gehalten, während ein Zeitgeber 308 initialisiert wird und ein DSP 328-Programmiercode jeweils in den Schritten 510 und 515 in den DPRAM 325 heruntergeladen wird. Beim Zurücksetzen sucht der DSP 325 in dem DPRAM 325 nach ausführbaren Befehlen, die über die PC-Busschnittstelle 315 in dem DPRAM 325 platziert werden. Der PC-Hostprozessor 239 gibt den DSP 328 in Schritt 520 aus der Zurücksetzung frei, so dass der PC-Hostprozessor 239 und das Elektronikschaltungsmodul 245 voneinander unabhängig, aber aufeinander abgestimmt funktionieren. Das heißt, dass der DSP 328 seine Verarbeitung in Schritt 550 beginnt, während der PC- Hostprozessor 239 darauf wartet, die verarbeiteten Radardaten in Schritt 525 zu empfangen.
Insbesondere wartet der PC-Hostprozessor 239 in Schritt 525 auf einen DSPREADY- Interrupt, mit dem der DSP 328 dem PC-Hostprozessor 239 signalisiert, dass der DSP 328 bereit (READY) ist und die Verarbeitung durchführt. Die folgenden Verarbeitungsschritte des PC-Hostprozessors 239 in Fig. 5 werden im Folgenden erläutert, um die dazwischenliegenden Verarbeitungsschritte in Fig. 6 zu beschreiben, die von wesentlicher Bedeutung für die Vorbereitung der Interaktion zwischen dem PC-Hostprozessor 239 und dem Elektronikschaltungsmodul 245 sind.
Fig. 6 stellt die Verarbeitungsschritte des Radarerfassungssystems dar, nachdem der DSP 328 in Schritt 520 aus der Zurücksetzung genommen wurde. Der FIFO 320 wird in Schritt 550 gelöscht und initialisiert und dann in Schritt 551 gestartet. In Schritt 553 beginnen der relevante IF-Vorprozessor 302 und der digitale IF-Prozessor 304 wie weiter oben erläutert die Umwandlung der analogen IF-Eingabe zu rohen I- und Q-Komponentendaten. Die eingehenden I- und Q-Daten werden in Schritt 554 in die Warteschlange des FIFOs 520 eingereiht, bis einer der vorbestimmten Warteschlangenbesetzungsschwellwerte erreicht wird. Wenn der FIFO 320 einen der vorbestimmten Warteschlangenbesetzungsschwellwerte in dem Entscheidungsblock 555 erreicht, wird der Interrupt in Schritt 558 an den DSP 328 gesendet, um dem DSP 328 mitzuteilen, dass I- und Q-Daten für die Verarbeitung verfügbar sind. Nachdem der Interrupt an den DSP 328 gesendet wurde, kehrt der FIFO 320 zurück, um in Schritt 554 weitere rohe I- und Q-Daten in die Warteschlange einzureihen.
Währenddessen sendet der DSP 328 in Schritt 559 ein DSPREADY-Signal an den PC- Hostprozessor 239, und der DSP 328 wartet in Schritt 560 wie zuvor erläutert auf den FIFO- Interrupt. Sobald der Interrupt des FIFOs 320 durch den DSP 328 empfangen wird, beginnt der DSP in Schritt 562 mit dem Lesen aus dem FIFO 320. Der Zeitpunkt des Interrupts des FIFOs 320 kann in Übereinstimmung mit den Anforderungen der spezifischen Radarinstallation eingestellt werden, so dass der FIFO 320 fortfahren kann, die eingehenden Radardaten in Schritt 554 in eine Warteschlange einzureihen, ohne dass die volle Kapazität erreicht wird, bevor der DSP 328 das Lesen aus der Warteschlange des FIFOs 320 beginnt.
Der DSP 328 liest Daten aus dem FIFO 320, bis ein EOF-Indikator (EOF: End Of Frame = Rahmenende) im Entscheidungsblock 564 erreicht wird. Wenn kein EOF angetroffen wird, besteht eine Fehlerbedingung, die in Schritt 566 durch eine Fehlerhandhabungsroutine gehandhabt wird. Der Typ von Fehlerhandhabung für eine bestimmte Installation kann in Übereinstimmung mit den Anforderungen für die Radarinstallation gewählt werden und kann beispielsweise das weiter oben erläuterte Leuchtenlassen von bestimmten LEDs in der LED- Bank 335 umfassen. Wen ein EOF im Entscheidungsblock 564 angetroffen wird, bestimmt der Entscheidungsblock 567, ob die Daten optional in Schritt 569 durch eine Magnetron- Kohäsionseinrichtung und/oder in Schritt 570 durch einen Störungsfilter geführt werden. Die Kohäsionsbildung in Schritt 569 ist optional, weil sie für eine Radarinstallation mit kohärenten Sendern nicht erforderlich ist. Die Störungsfilterung in Schritt 570 kann optional zum Entfernen von Störungen verwendet werden.
Unabhängig davon, ob die optionalen Schritte 569 und/oder 570 durchgeführt werden, werden die Daten in Schritt 573 durch den DSP 328 digital verarbeitet, und die Ergebnisse werden in Schritt 575 in dem DPRAM 325 gespeichert. In Schritt 579 wird der Adresszeiger für den DPRAM 325 mit Koordinaten zum Lesen und Schreiben im DPRAM 325 zwischen dem DSP 328 und dem PC-Hostprozessor 239 aktualisiert. Die Verarbeitung durch den DSP 328 wird dann in Schritt 560 fortgesetzt, wobei der DSP 328 auf einen FIFO-Interrupt wartet. Dabei ist zu beachten, dass ein Interrupt von dem FIFO 320 zu dem DSP 328 jederzeit während der Verarbeitung durch den DSP 328 auftreten kann, so dass eine Einstellung des Systems erforderlich ist, um das Überschreiben von Daten in dem FIFO 320 zu vermeiden.
Zu diesem Zeitpunkt empfängt der PC-Hostprozessor 239 in Schritt 525 von Fig. 5 das DSPREADY-Signal, worauf der PC-Hostprozessor 239 in Schritt 527 den PIRAQ-Zeitgeber 308 startet und darauf wartet, dass der DPRAM-Adresszeiger wie zuvor erläutert in Schritt 528 geändert wird. Wenn sich der DPRAM-Zeiger ändert, schreitet der PC-Hostprozessor 239 in Schritt 535 fort, verarbeitete Daten aus dem DPRAM 325 zu lesen und die Daten dauerhaft in der Aufzeichnungseinrichtung 250 für die spätere Verwendung zu aufzuzeichnen. Die Daten werden auch in Schritt 538 auf eine Weise angezeigt, die durch die Implementierung auf einer Anzeigeeinrichtung bzw. auf mehreren Anzeigeeinrichtungen 232 definiert wird. Wenn kein vom Benutzer eingegebener Abbruchbefehl durch den PC- Hostprozessor 239 empfangen wurde, fährt die Verarbeitung in Schritt 528 fort, wobei der PC-Hostprozessor 239 in Schritt 528 darauf wartet, dass sich der DPRAM-Adresszeiger ändert. Währenddessen fahren der FIFO 320 und der DSP 328 fort, gemeinsam wie zuvor beschrieben und dargestellt Radardaten zu verarbeiten.
Wenn in Schritt 540 ein vom Benutzer eingegebener Abbruchbefehl empfangen wurde, fährt der PC-Hostprozessor 239 das PIRAQ-System 200 in Schritt 545 herunter. Es können auch andere vom Benutzer eingegebene Befehle im Entscheidungsblock 540 festgestellt und in Schritt 545 ausgeführt werden.

Zusammenfassung

Das PIRAQ-System sieht ein digitales, programmierbares und integriertes Radarerfassungssystem mit Standardeingaben und -ausgaben vor, das in einem einzigen Standard- Personalcomputer-"add-on"-Elektronikschaltungsmodul für die Verwendung in einem Personalcomputer implementiert ist. Es wurden hier spezifische Ausführungsformen der Erfindung angegeben, wobei der Fachmann alternative Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung entwerfen kann, die in dem durch die folgenden Ansprüche definierten Erfindungsumfang enthalten sind.

Claims

1. Radarerfassungssystem (200) mit einer Einrichtung (105), die eine Funkwelle (204) empfängt, und einer Einrichtung (120), die die Funkwelle (204) in ein Zwischenfrequenz-Signal (345) umwandelt, wobei das System (200) gekennzeichnet ist durch:

eine Einrichtung (315, 316), die einen Einzel-Leiterplatten-Elektronikschaltungs- Modul (245) funktionell mit einem Personalcomputer (239) verbindet, wobei der Einzel-Leiterplatten-Elektronikschaltungs-Modul (245) eine Vielzahl von Signalverarbeitungs-Bauteilen (3xx) darauf enthält;

eine Einrichtung (502-527), die den Personalcomputer (239) und den Elektronikschaltungs-Modul (245) zusammenwirkend initialisiert;

eine erste Einrichtung (302, 550-560), die über wenigstens eines der Vielzahl von Signalverarbeitungs-Bauteilen (3xx) auf dem Elektronikschaltungs-Modul (245) aus dem analogen Zwischenfrequenz-Signal (345) ein Hochfrequenz-Antialiasing- Zwischenfrequenz-Signal erzeugt, wobei das Hochfrequenz-Antialiasing- Zwischenfrequenz-Signal frei von Niederfrequenz-Signalinterferenz ist;

eine zweite Einrichtung (304, 562-573), die über wenigstens eines der Vielzahl von Signalverarbeitungs-Bauteilen (3xx) auf dem Elektronikschaltungs-Modul (245) aus dem Hochfrequenz-Antialiasing-Zwischenfrequenz-Signal gleichphasige und gegenphasige Signalkomponenten erzeugt; und

eine Einrichtung (239, 245, 575-579, 528-538), die auf den Empfang der gleichphasigen und der gegenphasigen Signalkomponenten von der zweiten Einrichtung (304, 562-573) anspricht und verarbeitete der gleichphasigen und gegenphasigen Signalkomponenten zur Wiedergabe erzeugt.

2. System (200) nach Anspruch 1, wobei die Einrichtung (302), die das Hochfrequenz-Antialiasing-Zwischenfrequenz-Signal erzeugt, umfasst:

eine Einrichtung (430), die das analoge Zwischenfrequenz-Signal (345) mit einem Oszillator-Signal (434) mischt, um eine Vielzahl von Mittenfrequenz-Signalen begrenzter Bandbreite herzustellen; und

eine Einrichtung (432), die die Vielzahl von Mittenfrequenz-Signalen begrenzter Bandbreite filtert, um Niederfrequenzrauschen, Frequenzharmonische und Niederfrequenz-Seitenbänder zu unterdrücken.

3. System (200) nach Anspruch 1, wobei die Einrichtung (304), die gleichphasige und gegenphasige Signalkomponenten erzeugt, umfasst:

eine Einrichtung (425), die das analoge Zwischenfrequenz-Signal (345) in ein digitales Zwischenfrequenz-Signal umwandelt;

eine Einrichtung (420), die das digitale Zwischenfrequenz-Signal mit einem Oszillator-Signal (308) mischt, um ein erstes Ausgangssignal zu erzeugen; und

eine Einrichtung (421), die das digitale Zwischenfrequenz-Signal mit einem Oszillator-Signal (308) mischt, um ein zweites Ausgangssignal gleichzeitig mit dem ersten Signal zu erzeugen.

4. System (200) nach Anspruch 3, das umfasst:

eine Einrichtung (422), die das digitale Zwischenfrequenz-Signal mit einem Sinus- Oszillatoreingang (425) mischt, um das digitale Zwischenfrequenz-Signal auf eine Reihe von Summen und Differenzen dazwischen in dem ersten Ausgangssignal zu reduzieren;

eine Einrichtung (423, 424), die das erste Ausgangssignal filtert, um durch die Umwandlungseinrichtung (425) bewirkte Niederfrequenz-Signalinterferenz zu unterdrücken und so ein gleichphasiges Hochfrequenz-Basisband-Signal zu erzeugen;

eine Einrichtung (426), die das digitale Zwischenfrequenz-Signal mit einem Kosinus-Oszillatoreingang (429) mischt, um das digitale Zwischenfrequenz-Signal auf eine Reihe von Summen und Differenzen dazwischen in dem zweiten Ausgangssignal zu reduzieren; und

eine Einrichtung (427, 428), die das zweite Ausgangssignal filtert, um durch die Umwandlungseinrichtung (425) bewirkte Niederfrequenz-Signalinterferenz zu unterdrücken und so ein gegenphasiges Hochfrequenz-Basisband-Signal zu erzeugen.

5. System (200) nach Anspruch 4, das umfasst:

eine Einrichtung (424, 428), die die Reihe von Summen und Differenzen des ersten Ausgangssignals und des zweiten Ausgangssignals als eine Vielzahl von Bereichsfenstern (range gates) innerhalb einer Signal-Impulsbreite des Funksignals (204) akkumuliert, wobei die Akkumuliereinrichtung (424, 428) in Bezug auf die Vielzahl von Bereichsfenstern, die Signal-Impulsbreite und eine Steuerfrequenz programmierbar ist; und

eine Einrichtung (424, 428), die Summen aus dem ersten Ausgangssignal und dem zweiten Ausgangssignal digital ausfiltert, um gleichphasige und gegenphasige Ursprungs-Signalkomponenten herzustellen.

6. System (200) nach Anspruch 1, das umfasst:

eine Einrichtung (434, 437, 438), die eine Vielzahl von Zeitsteuersignalen aus einem einzelnen Zeitsignalgenerator (308) zur Nutzung durch die Vielzahl von Signalverarbeitungs-Bauteilen erzeugt.

7. System (200) nach Anspruch 1, das umfasst:

eine Einrichtung (340, 341), die eine Vielzahl der Elektronikschaltungs-Module (245) vernetzt, wobei eine Eingangsfrequenz für jeden der Elektronikschaltungs- Module (245) vom Benutzer programmiert werden kann und einen Modus-Typ hat, der aus der Gruppe ausgewählt wird, die besteht aus: synchron und asynchron;

eine Einrichtung (342), die für Fehlersuchzwecke eine Schnittstelle zu jedem der Vielzahl von Elektronikschaltungs-Modulen (245) bildet; und

eine Einrichtung (335), die einen Benutzer mittels vordefinierter und vom Benutzer programmierbarer optischer Anzeigen über den Status der Elektronikschaltungs- Module berichtet.

8. System (200) nach Anspruch 1, das umfasst:

eine Einrichtung, die die Vielzahl von Signalverarbeitungs-Bauteilen (3xx) auf dem Elektronikschaltungs-Modul (245) wenigstens auf eine Weise miteinander verbindet, die aus der Gruppe ausgewählt wird, die besteht aus: Oberflächenmontage, gedruckte Schaltung und integrierte Schaltung, wobei die Vielzahl von Signalverarbeitungs-Bauteilen (3xx) ohne jegliche externe Leiterplattenverdrahtung miteinander verbunden sind.

9. System (200) nach Anspruch 1, das umfasst:

eine Einrichtung (310), die digital Frequenzdrift von einer idealen Übertragungsfrequenz weg in einer inkohärenten Übertragung erkennt, die von der Empfangseinrichtung (105) empfangen wird; und

eine Einrichtung (310), die die Frequenzdrift ausgleicht, indem sie die Übertragungsfrequenz zu einer vorgegeben idealen Frequenz hin verändert.

10. Verfahren zum Bearbeiten einer Funkwelle (204) in einem Radar-Erfassungssystem (200), das einen Personalcomputer (239) und einen Einzel-Leiterplatten- Elektronikschaltungs-Modul (245) enthält, der funktionell damit verbunden ist, wobei das Radar-Erfassungssystem (200) die Funkwelle (204) empfängt und die Funkwelle (204) in ein Zwischenfrequenz-Signal (345) umwandelt, wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch:

Initialisieren (502, 504, 507, 510, 515, 520, 525, 527) des Radar-Erfassungssystems (200);

Erzeugen eines Hochfrequenz-Antialiasing-Zwischenfrequenz-Signals aus dem analogen Zwischenfrequenz-Signal (345) durch wenigstens eines einer Vielzahl von Signalverarbeitungs-Bauteilen (3xx), das in dem Einzel-Leiterplatten-Elektronikschaltungs-Modul (245) enthalten ist, wobei das Hochfrequenz-Antialiasing- Zwischenfrequenz-Signal frei von Niederfrequenz-Signalinterferenz ist;

Erzeugen von gleichphasigen und gegenphasigen Signalkomponenten aus dem Hochfrequenz-Antialiasing-Zwischenfrequenz-Signal über wenigstens eines der Vielzahl von Signalverarbeitungs-Bauteilen (3xx);

Wiedergeben verarbeiteter der gleichphasigen und gegenphasigen Signalkomponenten in Reaktion auf den Empfang der gleichphasigen und gegenphasigen Signalkomponenten; und

Speichern (575, 535) verarbeiteter der digitalen gleichphasigen und gegenphasigen Komponenten in einem Speicher.

11. Verfahren nach Anspruch 10, wobei der Einzel-Leiterplatten-Elektronischaltungs- Modul (245) einen Digital-Signalprozessor (328) und einen Dualport-Direktzugriffsspeicher (325) enthält, und der Schritt des Initialisierens umfasst:

Halten (507) des Digital-Signalprozessors (328) in Rücksetzung durch den Hauptprozessor (239); und

Herunterladen (515) von durch Computer ausführbaren Anweisungen aus dem Dualport-Direktzugriffsspeicher (325) in den Digital-Signalprozessor (328) in Reaktion auf den Schritt des Haltens (507).

12. Verfahren nach Anspruch 10, wobei der Einzel-Leiterplatten-Elektronikschaltungs- Modul (245) einen Digital-Signalprozessor (328) enthält und das Verfahren des Weiteren die folgenden Schritte umfasst:

kontinuierliches Anordnen (551) der gleichphasigen und gegenphasigen Ursprungs-Komponenten in einer Warteschlange (320) bis zu einer vorgegebenen Warteschlangen-Schwelle (555);

Erzeugen eines Interrupt in Reaktion auf die vorgegebene Warteschlangen- Schwelle (555), um den Digital-Signalprozessor (328) über verfügbare digitale gleichphasige und gegenphasige Signalkomponenten zu informieren;

kontinuierliches Lesen (562) von Blöcken der digitalen gleichphasigen und gegenphasigen Ursprungs-Signalkomponenten aus der Warteschlange (320) zur Verarbeitung durch den Digital-Signalprozessor (573); und

Anzeigen (538) verarbeiteter der digitalen gleichphasigen und gegenphasigen Signalkomponenten in durch Menschen lesbare Form.

13. Verfahren nach Anspruch 10, wobei der Schritt des Erzeugens des Hochfrequenz- Antialiasing-Zwischenfrequenz-Signals umfasst:

Mischen (430) des analogen Zwischenfrequenz-Signals (345) mit einem Oszillator- Signal (434), um eine Vielzahl von Mittenfrequenz-Signalen begrenzter Bandbreite herzustellen; und

Filtern (432) der Vielzahl von Mittenfrequenz-Signalen begrenzter Bandbreite, um Niederfrequenzrauschen, Frequenzharmonische und Niederfrequenz-Seitenbänder zu unterdrücken.

14. Verfahren nach Anspruch 10, wobei der Schritt des Erzeugens von gleichphasigen und gegenphasigen Signalkomponenten umfasst:

Umwandeln (425) des analogen Zwischenfrequenz-Signals (345) in ein digitales Zwischenfrequenz-Signal;

Mischen (420) des digitalen Zwischenfrequenz-Signals mit einem Oszillator-Signal (308), um ein erstes Ausgangssignal zu erzeugen; und

Mischen (421) des digitalen Zwischenfrequenz-Signals mit einem Oszillator-Signal (308), um ein zweites Ausgangssignal gleichzeitig mit dem ersten Signal zu erzeugen.

15. Verfahren nach Anspruch 14, das des Weiteren die folgenden Schritte umfasst:

Mischen (422) des digitalen Zwischenfrequenz-Signals mit einem Sinus-Oszillatoreingang (425), um das digitale Zwischenfrequenz-Signal auf eine Reihe von Summen und Differenzen dazwischen in dem ersten Ausgangssignal zu reduzieren;

Filtern (423, 424) des ersten Ausgangssignals, um durch den Umwandlungsschritt bewirkte Niederfrequenz-Signalinterferenz zu unterdrücken und so ein gleichphasiges Hochfrequenz-Basisband-Signal zu erzeugen;

Mischen (426) des digitalen Zwischenfrequenz-Signals mit einem Kosinus-Oszillator (429), um das digitale Zwischenfrequenz-Signal auf eine Reihe von Summen und Differenzen dazwischen in dem zweiten Ausgangssignal zu reduzieren; und Filtern (427, 428) des zweiten Ausgangssignals, um durch den Umwandlungsschritt bewirkte Niederfrequenz-Signalinterferenz zu unterdrücken und so ein gegenphasiges Hochfrequenz-Basisband-Signal zu erzeugen.

16. Verfahren nach Anspruch 15, das umfasst:

Akkumulieren der Reihe von Summen und Differenzen des ersten Ausgangssignals und des zweiten Ausgangssignals als eine Vielzahl von Bereichsfenstern innerhalb einer Signal-Impulsbreite des Funksignals (204), wobei der Schritt des Akkumulierens das Programmieren bezüglich der Vielzahl von Bereichsfenstern, der Signal-Impulsbreite und einer Steuerfrequenz einschließt; und

digitales Ausfiltern von Summen aus dem ersten Ausgangssignal und dem zweiten Ausgangssignal, um gleichphasige und gegenphasige Ursprungs-Signalkomponenten herzustellen.

17. Verfahren nach Anspruch 10, das des Weiteren den folgenden Schritt umfasst:

Erzeugen (434, 437, 438) einer Vielzahl von Zeitsteuersignalen aus einem einzigen Zeitsignalgenerator (308) zur Nutzung durch die Vielzahl von Signalverarbeitungs-Bauteilen (3xx).

18. Verfahren nach Anspruch 10, das des Weiteren die folgenden Schritte umfasst:

Vernetzen (340, 341) einer Vielzahl der Elektronikschaltungs-Module (245), wobei eine Eingangsfrequenz für jeden der Elektronikschaltungs-Module (245) vom Benutzer programmiert werden kann und einen Modus-Typ aufweist, der aus der Gruppe ausgewählt wird, die besteht aus: synchron und asynchron;

Bilden einer Schnittstelle (342) mit jedem der Vielzahl der Elektronikschaltungs- Module (245) für Fehlersuchzwecke; und

Informieren (335) eines Benutzers über den Status der Elektronikschaltungs- Module mittels vordefinierter und vom Benutzer programmierbarer optischer Anzeigen.

19. Verfahren nach Anspruch 10, das des Weiteren den folgenden Schritt umfasst:

Verbinden der Vielzahl von Signalverarbeitungs-Bauteilen (3xx) auf dem Elektronikschaltungs-Modul (245) auf wenigstens eine Weise, die aus der Gruppe ausgewählt wird, die besteht aus: Oberflächenmontage, gedruckte Schaltung und integrierte Schaltung, wobei die Vielzahl von Signalverarbeitungs-Bauteilen (3xx) ohne jegliche externe Leiterplattenverdrahtung miteinander verbunden sind.

20. Verfahren nach Anspruch 10, das des Weiteren die folgenden Schritte umfasst:

digitales Erkennen (310) von Frequenzdrift von einer idealen Übertragungsfrequenz weg in einer inkohärenten Übertragung, die von dem Radar- Erfassungssystem (200) empfangen wird; und

Ausgleichen (310) der Frequenzdrift durch Verändern der Übertragungsfrequenz zu einer vorgegebenen idealen Frequenz hin.