DE69615910T2

DE69615910T2 - Schalter-Kondensator-Schnittstellenschaltung

Info

Publication number: DE69615910T2
Application number: DE69615910T
Authority: DE
Inventors: Michael Alfred Kultgen
Original assignee: Ford Werke GmbH; Ford France SA; Ford Motor Co Ltd; Ford Motor Co
Current assignee: Ford Werke GmbH; Ford France SA; Ford Motor Co Ltd; Ford Motor Co
Priority date: 1995-05-01
Filing date: 1996-05-01
Publication date: 2002-05-29
Anticipated expiration: 2016-05-02
Also published as: US5541531A; EP0741350A3; DE69615910D1; JPH08307212A; EP0741350A2; EP0741350B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein eine Schnittstellenschaltung, die zwischen einem Verarbeitungsbauteil und einem Sensor geschaltet ist. Spezieller betrifft die Erfindung eine Schnittstellenschaltung, die Sensorspannungen außerhalb des Spannungsbereichs der Netzgeräte-Spannung des Verarbeitungsbauteils in Spannungen innerhalb des Bereichs der Netzgeräte-Spannung des Verarbeitungsbauteils umwandelt.
Sensoren erzeugen - speziell in Kraftfahrzeuganwendungen - variierende Ausgabespannungen, die speziellen, abgetasteten Merkmalen entsprechen. Die Ausgabe eines Sensors erfordert gewöhnlich eine Signalverarbeitung, wie zum Beispiel eine Rauschfilterung und eine Analog-Digital-Umsetzung. Sinalverarbeitungs- Schaltungen verwenden im allgemeinen CMOS-Bauteile, die eine Spannungsversorgung von null bis fünf Volt besitzen. Für Sensoren ist es üblich daß sie eine den Bereich der Spannungsversorgung der CMOS-Schaltung übersteigende Ausgabespannung erzeugen. Die Netzgeräte-Spannung überschreitende Spannungen resultieren in einer ungenauen Messung. Folglich ist eine Schnittstellenschaltung notwendig, um die Sensorspannung innerhalb des Bereichs des Netzgerätes umzusetzen.
Frühere Spannungsumsetzer-Schaltungen verwenden einen Transistor vom MOS-Typ, um entsprechend einem Taktsignal eine Umschaltung der Sensor-Spannungsausgabe über ein Paar von Kondensatoren zu auszuführen. Diese Art von Schaltung ist als Kondensator-Wählschaltung bekannt. Diese Spannungs-Umsetzschaltung zieht jedoch hohe Spannungen nicht in Betracht, welche an dem Schalter entwickelt werden können. Transistoren vom MOS-Typ besitzen einen Steueranschluß, der durch eine Gatter-Oxidschicht von einem Drain-Anschluß, einem Source-Anschluß und einem Substratanschluß isoliert ist. Die Gatter-Oxidschicht muß dick genug sein um übermäßigen, während des Schaltens des Transistors erzeugten Spannungspotentialen standzuhalten. Ein plötzliches Versagen des Transistors aufgrund von äußerst übermäßigen Spannungen ist eine Möglichkeit, die bei der Konstruktion in Betracht gezogen werden muß. Ein zeitabhängiges Durchschlagen (TDDB, Time Dependent Dielectric Breakdown; zeitabhängiges Durchschlagen) ist eine andere Versagensart, die auftritt wenn der Transistor vom MOS-Typ - aufgrund der Beanspruchung durch übermäßige Spannungen über die Gatter-Oxidschicht hinweg - mit der Zeit versagt. Die Gatter-Oxidschicht früherer Konstruktionen wird stark genug gebildet (z. B. mindestens 250 Angström stark), um den während des Schaltens entwickelten, relativ hohen Spannungspotentialen standzuhalten.
US-A-4 716 319 beschreibt eine MOS-geschaltete, integrierte Schaltungskonfiguration zum Gebrauch in Anwendungen mit Niederspannungs-Versorgungen. Die Schaltungskonfiguration besitzt einen Bezugs-Speiseknoten; und einen Operationsverstärker, der einen invertierenden Eingabeanschluß, einen an den Bezugsknoten angeschlossenen, nicht invertierenden Eingabeanschluß; und einen Ausgabeanschluß, der an den Ausgabeknoten der integrierten Schaltung angeschlossen ist. Ein Kondensator besitzt erste und zweite Platten, die an den invertierenden Eingabeanschluß des Operationsverstärkers angeschlossen sind. Ein N-Kanal-MOS-Transistor, der ein erstes Steuersignal empfängt, setzt einen ersten, zwischen dem Eingangsknoten der integrierten Schaltung und der ersten Kondensatorplatte angeschlossenen Schalter ein. Ein N-Kanal-MOS-Transistor, der ein zweites Steuersignal empfängt, setzt einen zweiten Schalter zwischen der ersten Kondensatorplatte und dem Bezugsknoten ein; und ein N-Kanal-MOS-Transistor, der ein drittes Steuersignal empfängt, setzt einen dritten, am Eingabeanschluß des Operationsverstärkers angeschlossenen Schalter ein. Taktsignale stellen die Steuersignale zu jedem der Schalter bereit. Die ersten und zweiten Steuersignale werden bezüglich des dritten Steuersignals verzögert, wodurch widrige Schaltcharakteristika der ersten und zweiten Schalter die Ladungsinjektion am invertierenden Eingabeanschluß des Operationsverstärkers nicht beeinträchtigen.
US-A-5 210 501 beschreibt eine Schaltkreis-Anordnung zur Verarbeitung der Ausgabe von einem Sensor, wie etwa einem Widerstandssensor. Der Verarbeitungsschaltkreis wandelt die Sensorsignale in ein Ausgabesignal gewünschter Form um, die vorzugsweise mit einem Bezugssignal zusammenhängt. Der Verarbeitungsschaltkreis schließt einen Puffer und eine integrierende Schaltung ein. Der Puffer schließt einen ersten Operationsverstärker, einen ersten Speicherkondensator und zwei Schalter ein. Wenn der erste Schalter geschlossen wird, dann schließt er den Ausgang des ersten Verstärkers an einem invertierenden Eingang davon an. Wenn der zweite Schalter geschlossen wird, dann schließt er den Ausgang des ersten Verstärkers an der einen Elektrode des ersten Speicherkondensators an, dessen andere an dem invertierenden Eingang des ersten Operationsverstärkers angeschlossen ist, so daß der erste Speicherkondensator im Rückkopplungsweg des ersten Operationsverstärkers liegt. Der Integrator schließt einen zweiten Operationsverstärker ein; einen im Rückkopplungsweg dieses zweiten Operationsverstärkers liegenden Integrationskondensator; und einen Schalter, der zum Schließen einer Verbindung zwischen dem invertierenden Eingang des zweiten Operationsverstärkers und dem zweiten Speicherkondensator zu betätigen ist. Das analoge Ausgabesignal ist proportional dem Meßergebnis des Sensors.
Es wurden CMOS-Verfrahren entwickelt die dünnere Auflagen an Gatteroxid verwenden (z. B. 150 Angström oder weniger). Bauteile die eine verringerte Stärke des Oxidgatters verwenden sind billiger herzustellen, besitzen schnellere Schaltzeiten und weisen geringere Montageabmessungen auf, was in Konstruktionen von integrierten Schaltungen alles erwünscht ist. Frühere Spannungsumsetzer Schaltungen erzeugen hohe Gatteroxid-Spannungen, welche ein TDDB verursachen würden wenn dünnere CMOS-Gatteroxide verwendet würden.
Es wäre daher wünschenswert MOSFETs mit dünnerer Oxidschicht in eine Spannungsumsetzer Schaltung einzuschließen, ohne die Verlässlichkeit der Schaltung zu beeinträchtigen.
Ein Vorteil der Schaltung ist es daß genaue Spannungsumsetzungen erreicht wurden, während die Arbeitsspannungen der innerhalb der Schaltung verwendeten MOS- Transistoren gesteuert wurden.
Die vorliegende Erfindung ist eine Schnittstellenschaltung, die einen Sensor mit einer Kondensator-Wählschaltung verbindet. Die Kondensator Wählschaltung ist mit einem Verarbeitungsbauteil verbunden, das einen Stromversorgungs-Spannungsbereich aufweist Der Sensor besitzt einen Ausgabespannungsbereich außerhalb des Spannungsbereichs der Stromversorgung.
Die Schnittstellenschaltung schließt einen zwischen dem Sensor und der Kondensator- Wählschaltung angeschlossenen MOSFET-Schalter ein, um die Ausgabespannung an die Kondensator-Wählschaltung anzuschließen. Der MOSFET-Schalter weist eine Gatter-Oxidschicht, einen Widerstand des Schalters im leitenden Zustand, eine Gatterspannung und eine Substratspannung auf. Eine Steuerschaltung ist an Die Ausgabe des Sensors und an den MOSFET-Schalter angeschlossen und paßt die Gatterspannung und die Substratspannung ständig bezüglich der Ausgabespannung an; um eine Spannung über die Gatter Oxidschicht hinweg daran zu hindern einen vorherbestimmten Wert zu überschreiten, der einem zeitabhängigen Durchschlag entspricht.
Die Erfindung wird nun, anhand eines Beispiels, unter Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben werden, in denen:
Abb. 1 ein Blockdiagramm der vorliegenden Erfindung ist, wie sie in einem Kraftfahrzeugsystem verwendet wird;
Abb. 2 eine Prinzipskizze einer Schnittstellenschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung ist;
Abb. 3 eine Signal-Zeittafel der Schnittstellenschaltung von Abb. 2 ist;
Abb. 4 eine Prinzipskizze ist, welche die Ladungspumpe von Abb. 2 genauer zeigt;
Abb. 5 eine Prinzipskizze ist, welche den Eingabepuffer von Abb. 2 genauer zeigt;
Abb. 6 eine Prinzipskizze einer alternativen Ausführungsform einer Schnittstellenschaltung ist, die in der Lage ist einen weiteren Bereich von Eingabespannungen zu verarbeiten als die Schaltung von Abb. 2;
Abb. 7 eine Signal-Zeittafel einer Schnittstellenschaltung gemäß Abb. 6 ist; und
Abb. 8 eine Prinzipskizze der Ladungspumpe X10 von Abb. 6 ist.
Unter Bezug auf Abb. 1 besitzen Automobile Bauteile wie einen Motor 10, die es erfordern daß abgetastete Betriebsparameter zu einer Verarbeitungsschaltung 14 - wie einem Motor-Steuermodul - hin eingegeben werden. Die Verarbeitungsschaltung 14 paßt die Betriebsparameter von Motor 10 entsprechend an. Ein mit irgendeinem Abschnitt des Motors 10 verbundener Sensor 12 wandelt eine überwachte Betriebsbedingung, wie etwa den Luft-Massenstrom, in ein entsprechendes elektrisches Signal um. Verarbeitungsschaltung 14 wird typischerweise von einer Stromversorgung 16 betrieben, die einen Spannungsversorgungsbereich zwischen null und fünf Volt aufweist.
Zur richtigen Verarbeitung der Ausgabesignale von Sensor 12 muß die Eingabe zu Verarbeitungsschaltung 14 innerhalb des Spannungsbereichs von Stromversorgung 16 liegen. Viele Sensoren weisen jedoch Ausgabe-Spannungsbereiche unterhalb von null Volt und oberhalb von fünf Volt auf. Eine Schnittstellenschaltung 18 wandelt die Ausgabe von Sensor 12 in ein durch die Verarbeitungsschaltung 14 zu verarbeitendes Signal um.
Schnittstellenschaltung 18 wird vorzugsweise auf einem einzigen, integrierten Schaltungs-Chip gebildet. Schnittstellenschaltung 18 umfaßt eine Kondensator- Wählschaltung 20 und eine Steuerschaltung 22, welche den Betrieb der Kondensator- Wählschaltung 20 steuert.
Ein Taktgenerator 19 erzeugt Taktsignale, die zur Steuerung der Schaltungssynchronisierung verwendet werden. Die Signale werden unter Bezugnahme auf Abb. 9 unten gezeigt.
Unter Bezug auf Abb. 2 wird nun eine detailliertere Schnittstellenschaltung 18 gezeigt. Für erläuternde Zwecke wird eine integrierte Schaltung mit N-Quellen-CMOS beschrieben, obgleich die beschriebenen Prinzipien gleichermaßen auf andere CMOS- und andere MOSFET-Technologien anwendbar sind. Die Schnittstellenschaltung von Abb. 2 besitzt - von der Ausgabe des Sensors 12 - eine Eingabespannung Vin zwischen -1,5 Volt und 5,0 Volt. Schnittstellenschaltung 18 arbeitet zwischen VDD, welche fünf Volt beträgt, und VSS, welche null Volt beträgt, d. h. das Massepotential. Schnittstellenschaltung 18 verwendet vorzugsweise einen Operationsverstärker mit Kondensator-Wählschaltung; es könnten jedoch auch andere Schaltungen verwendet werden, wie etwa eine Komparatorschaltung. Operationsverstärker 24 besitzt einen invertierenden Anschluß 26, einen nicht invertierenden Anschluß 28 und einen Ausgabeanschluß 30. Ein Rückkopplungs-Kondensator C2 ist zwischen dem invertierenden Anschluß 26 und Ausgabeanschluß 30 angeschlossen. Ein NMOS- Schalter N1 ist ebenfalls zwischen dem invertierenden Anschluß 26 und Ausgabeanschluß 30 angeschlossen. NMOS-Schalter N1 besitzt ein an Taktsignal clk5 - das unten weiter beschrieben ist - angeschlossenes Gatter N1g. Der invertierende Anschluß 26 ist durch einen Kondensator C1 mit Steuerschaltung 22 verbunden. Am nicht invertierenden Anschluß 28 ist eine Bezugsspannung VAG angeschlossen.
Bezugsspannung VAG ist als VDD/2 definiert, was in diesem Fall 2,5 Volt ist. VAG wird bevorzugt auf halben Abstand zwischen VDD und VSS gesetzt, um den dynamischen Bereich der Verarbeitungsschaltung 14 zu maximieren. Die Ausgabespannung von Operationsverstärker 24 ist Vout, welche mit VAG in Beziehung gesetzt wird. Das Verstärkungsverhältnis der Operationsverstärker-Schaltung ist -C1/C2. Die Genauigkeit der Schaltung wird in erster Linie durch das Verstärkungsverhältnis gesteuert, welches leicht zu steuern ist wenn ausreichend große Kondensatoren - wie etwa 1 Picofarad für C1 und 2 Picofarad für C2 - verwendet werden.
Die Eingabespannung Vin ist durch PMOS-Schalter P1 am Kondensator C1 angeschlossen. PMOS-Schalter P1 besitzt einen Substratanschluß P1b, einen Drain- Anschluß P1d, einen Gatteranschluß P1g und einen Source-Anschluß P1s. Schalter P1 weist eine Gatter Oxidschicht 31 auf, die durch den Raum zwischen Substratanschluß P1s, Drain-Anschluß P1d und Gatteranschluß P1g dargestellt wird. Drain-Anschluß P1d ist mit Kondensator C1 direkt elektrisch verbunden. Source- Anschluß P1s ist mit der Eingabespannung Vin verbunden. Gatteranschluß P1g ist an einer Ladungspumpe X9 angeschlossen.
Ein Spannungspuffer 32 besitzt einen an Substratanschluß P1b angeschlossenen Ausgang Out2. Spannungspuffer 32 weist einen zusätzlichen Ausgang Out1 und einen Eingang 34 auf. Eingang 34 ist an Eingbespannung Vin angeschlossen. Eine bevorzugte Ausführung von Spannungspuffer 32 wird unten in Abb. 5 beschrieben.
Ladungspumpe X9 besitzt zwei Eingänge Vref_hi1 und Vref_lo1. Vref_hi1 ist an Ausgang Out1 von Spannungspuffer 32 angeschlossen. Vref_lo1 ist an Ausgang Out2 von Spannungspuffer 32 angeschlossen.
Ladungspumpe X9 weist außerdem einen Takteingang 36 auf, welcher mit Taktsignalen clk1, clk2 und clk3 verbunden ist Ausgabesignal Out9 ist an Gatteranschluß P1g angeschlossen. Die Wirkungsweise von Ladungspumpe X9 wird, unter Bezug auf Abb. 4 weiter beschrieben werden.
Kondensator C1 ist, weiterhin unter Bezug auf Abb. 2, mit den PMOS-Schaltern P2 und P3 verbunden. PMOS-Schalter P2 besitzt einen Drain-Anschluß P2d, einen Substratanschluß P2b, einen Gatteranschluß P2g und einen Source-Anschluß P2s. Drain-Anschluß P2d, ist an VSS angeschlossen. Source-Anschluß P2s ist an Kondensator C1 angeschlossen. Gatteranschluß P1g ist an einer Ladungspumpe X8 angeschlossen.
PMOS-Schalter P3 besitzt einen Drain-Anschluß P3d, einen Substratanschluß P3b, einen Gatteranschluß P3g und einen Source-Anschluß P3s. Drain-Anschlußt P3d ist an Substratanschluß P2b von Schalter P2 angeschlossen. Source-Anschluß P3s ist an Kondensator C1 angeschlossen. Substratanschluß P2b ist an Ausgang Out2 von Spannungspuffer 32 angeschlossen. Gatteranschluß P1g ist an ein Taktsignal clk5 angeschlossen.
Ein NMOS-Schalter N2 verbindet Drain-Anschluß P3d und Substratanschluß P2b mit VSS. Schalter N2 besitzt einen Gatteranschluß N2g, welcher an ein Taktsignal clk5 angeschlossen ist. Ein Substratanschluß N2b ist an VSS angeschlossen.
Ladungspumpe X8 besitzt zwei Eingänge Vref_hi2 und Vref_lo2. Vref_hi2 ist an Ausgang Out1 von Spannungspuffer 32 angeschlossen. Vref_lo2 ist an VSS angeschlossen.
Ladungspumpe X8 weist außerdem einen Takteingang 38 auf, welcher mit Taktsignalen clk4, clk5 und clk6 verbunden ist. Ausgabesignal Out8 ist an Gatteranschluß P2g angeschlossen. Ladungspumpe X8 arbeitet ähnlich wie Ladungspumpe X9, die in Abb. 4 weiter beschrieben ist.
Allgemein arbeitet die Kondensator Wählschaltung 20 wie folgt. Anfänglich leiten Schalter P2 und Schalter N1, während Schalter P1 nichtleitend ist. Kondensator C2 ist entladen, und die Spannung VAG ist über Kondensator C1 angelegt. Als nächstes sind die Schalter P2 und N1 nichtleitend, während Schalter P1 leitet. Die Spannung an Drain-Anschluß P1d, welche sich bei null Volt befand, steigt auf die Eingabespannung Vin an. Kapazitive Kopplung über C1 bewirkt daß der invertierende Anschluß 26 von Operationsverstärker 24 eine Spannung gleich VAG + Vin erhält. Rückkopplungskondensator C2 stellt einen Weg bereit, um den invertierenden Anschluß 26 zur Spannung VAG zu steuern. Damit der invertierende Anschluß 26 von VAG + Vin auf VAG wechselt, muß sich die Spannung des Ausgabeanschlusses 30 von VAG auf VAG - (C1/C2)*Vin ändern. Weit die Ausgabespannung Vout von Operationsverstärker 24 relativ zu VAG definiert ist, wird die Übertragungsfunktion als -C1/C2 geschrieben, was die gewählte Verstärkung ausführt. So resultiert die Eingabespannung Vin von -1,5 Volt < Vin < 6,5 Volt zum Beispiel in -1,75 Volt < Vout < 1,75 Volt relativ zu VAG oder relativ zur Stromquellen-Spannung von 0,75 bis 4,25 Volt.
Die obige, allgemeine Erörterung der Kondensator-Wählschaltung behandelte P1 und P2 als ideale Schalter. Im Betrieb von Steuerschaltung 22 werden mehrere physikalische Eigenschaften von PMOS-Schaltern betrachtet, um das Ziel einer genauen Spannungsumsetzung ohne Verschlechterung der Zuverlässigkeit zu erreichen. Spezieller muß die Gatterspannung eines PMOS-Schalters mehrere Volt unterhalb des Source- oder Drain-Potentials liegen, um in den Zustand "EIN" einzutreten. Je größer das Potential Source-zu-Gatter ist, desto niedriger ist der "EIN"- Widerstand des Schalters. Der "EIN"-Widerstand muß niedrig genug sein um den Kondensatoren C1 und C2 eine vollständige Ladung und Entladung zu erlauben. Damit PMOS-Schalter in den Zustand "AUS" eintreten kann, muß die Gatterspannung höher oder gleich mit den beiden Source- und Drain-Spannungen sein. Die Spannung über die Gatter-Oxidschicht, d. h. die Gatter-zu-Substrat-, Gatter-zu-Source- und Gatter-zu- Drain-Spannungen, müssen minimiert werden um TDDB zu minimieren. In dem vorliegenden Beispiel wird eine Gatteroxid-Stärke von 15 Nanometern verwendet. Die Schaltung kann außerdem mühelos für weitere Minderungen in der Oxidschicht-Stärke abgeändert werden, indem die Potentiale über die Gatter-Oxidschicht hinweg durch erhöhen der Bauteil-Anzahl weiter gesenkt werden. Der Betrieb einer derartigen Schaltung würde in der selben, allgemeinen Art und Weise wirken wie die unten beschriebene Schaltung.
Die Arbeitsspannungen der PMOS-Schalter werden am besten veranschaulicht, indem die Bereichsgrenzen der Eingabespannung Vin verglichen werden. Wenn Vin -1,5 Volt beträgt muß die Gatterspannung von P1 weniger als -3,5 Volt betragen, um einen ausreichenden "EIN" Widerstand zu ergeben. Wenn die Eingabespannung Vin fünf Volt beträgt muß die Substratspannung mindestens fünf Volt betragen, um den parasitären PNP innerhalb von Schalter P1 am umschalten auf "EIN" zu hindern. Eine Gesamtspannung von 8,5 Volt über die Gatter-Oxidschicht hinweg bewirkt ein zeitabhängiges Durchschlagen. Um das Durchschlagen zu vermeiden paßt die Schnittstellenschaltung 18 die Gatterspannung und die Substratspannung ständig in Beziehung zu dieser Ausgabespannung von Sensor 12 an, um eine Spannung über die Gatter Oxidschicht hinweg daran zu hindern einen vorherbestimmten Wert zu überschreiten, der einem zeitabhängigen Durchschlag entspricht. Dies wird in der Schaltung unter Verwendung einer Ladungspumpe X8 und X9 und eines Ausgabepuffers 32 erreicht.
Unter Bezug auf Abb. 5 liefert ein Spannungspuffer 32 nun eine Substratspannung zu Schalter P1. Spannungspuffer 32 ist vorzugsweise als Source- Nachführung konfiguriert. Spannungspuffer 32 besteht aus vier PMOS-Transistoren P8, P9, P10 und P11. PMOS-Transistor P8 besitzt einen Drain-Anschluß P8d, einen Substratanschluß P8b, einen Gatteranschluß P8g und einen Source-Anschluß P8s. PMOS-Transistor P9 besitzt einen Drain-Anschluß P9d, einen Substratanschluß P9b, einen Gatteranschluß P9g und einen Source-Anschluß P9s. PMOS-Transistor P10 besitzt einen Drain-Anschluß P10d, einen Substratanschluß P10b, einen Gatteranschluß P10g und einen Source-Anschluß P10s. PMOS-Transistor P11 besitzt einen Drain Anschluß P11d, einen Substratanschluß P11b, einen Gatteranschluß P11g und einen Source-Anschluß P11s.
Source-Anschluß P8s ist an Substratanschluß P8b angeschlossen, und beide empfangen die Spannung VDD. Drain-Anschluß P8d ist an Gatteranschluß P8g angeschlossen, und beide empfangen durch einen Widerstand R1 und Gatteranschluß P9g die Spannung VSS.
Source-Anschluß P9s ist an Substratanschluß P9b angeschlossen, und beide empfangen die Spannung VDD. Drain-Anschluß P9d ist an Source-Anschluß P10s angeschlossen, wobei dieser Knotenpunkt die Ausgabespannung Out1 von Eingabepuffer 32 bildet.
Gatteranschluß P10g ist an VSS angeschlossen. Substratanschluß P10b ist an VDD angeschlossen. Drain-Anschluß P10d ist an Source-Anschluß P11s angeschlossen, wobei dieser Knotenpunkt die Ausgabespannung Out2 von Eingabepuffer 32 bildet. Substratanschluß P11b ist direkt an Source-Anschluß P11s angeschlossen. Drain- Anschluß P10d ist direkt an VSS angeschlossen.
Die Spannungen der obigen Schaltung hängen von der Eingabe 34 ab, welche an Gatteranschluß P11g gekoppelt ist. Mit Absicht ist Spannung Out2 immer höher als Eingabe 34, um sicherzustellen daß die Substrat-Drain- und Substrat-Source- Knotenpunkte von Schalter P1 nicht in Vorwärtsrichtung arbeiten. Außerdem fällt Spannung Out2 nie unter das Massepotential, um sicherzustellen daß der Knotenpunkt P-Substrat - N-Quelle von P1 nicht in Vorwärtsrichtung arbeitet.
Unter Bezug auf Abb. 4 wird nun nur Ladungspumpe X9 genauer gezeigt, weil die Ladungspumpen X9 und X8 eine identische Schaltung verwenden. Ladungspumpe X9 weist drei parallele PMOS/NMOS-Kombinationen auf, von denen jede - mit den unten erwähnten Ausnahmen - identisch ist. Die Schalter P4 und N3 besitzen entsprechend Drain Anschlüsse P4d und N4d, Substratanschlüsse P4b und N4b, Gatteranschlüsse P4g und N4g und Source-Anschlüsse P4s und N4s. Drain-Anschluß P4d ist an Source- Anschluß N4s angeschlossen. Drain-Anschluß N4d ist an Source-Anschluß P4s angeschlossen. Gatteranschluß P4g ist an das invertierte Taktsignal clk1 angeschlossen. Substratanschluß P4b ist an VDD angeschlossen. Gatteranschluß N4g ist an Taktsignal clk1 angeschlossen. Substratanschluß N4b ist an VSS angeschlossen.
Die Kombination aus Schalter PS und Schalter N5 und die Kombination aus Schalter P6 und Schalter N6 sind - mit Ausnahme des folgenden - in gleicher Weise angeschlossen. Gatteranschluß P5g ist an das invertierte Taktsignal clk3 angeschlossen. Gatteranschluß N5g ist an Taktsignal clk3 angeschlossen. Gatteranschluß P6g ist an das invertierte Taktsignal clk5 angeschlossen. Gatteranschluß N6g ist an Taktsignal clk5 angeschlossen.
Source-Anschluß P4s und Drain-Anschluß N4d sind an Vref_low1 angeschlossen. Source-Anschluß P5s und Drain Anschluß N5d sind an Vref_hi1 angeschlossen. Source-Anschluß P6s und Drain-Anschluß N6d sind an Vref_low1 angeschlossen.
Die drei NMOS/PMOS-Kombinationen sind an zwei NMOS-Schalter N7 und N8 und an einen PMOS-Schalter P7 angeschlossen. Die Schalter P7, N7 und N8 besitzen jeder entsprechend einen Drain-Anschluß P7d, N7d und N8d, einen Substratanschluß P7b, N7b und N8b, einen Gatteranschluß P7g, N7g und N8g, und einen Source Anschluß P7s, N7s und N8s.
Source-Anschluß N4s, Drain-Anschluß P4d, Source-Anschluß N5s, und Drain-Anschluß P5d sind an Source-Anschluß P7s und Substratanschluß P7b angeschlossen. Source- Anschluß N6s und Drain-Anschluß P6d sind an Gatteranschluß P7g, Drain-Anschluß N7d und an Drain-Anschluß N8d angeschlossen. Source-Anschluß N7s und Source- Anschluß N8s sind an VSS angeschlossen. Gatteranschluß N7g ist an Taktsignal clk1 angeschlossen. Gatteranschluß N8g ist an Taktsignal clk3 angeschlossen. Die Substratanschlüsse von N4 bis N8 sind an VSS angeschlossen.
Taktsignal clk2 wird in einem Wechselrichter 40 invertiert und ist durch einen Kondensator 42, welcher an Drain Anschluß P7d und Ausgabesignal Out9 angeschlossen ist, kapazitiv gekoppelt. Ausgabesignal Out9 für Ladungspumpe X9 ist an Gatteranschluß P1g angeschlossen. Ausgabesignal Out8 für Ladungspumpe X8 ist an Gatteranschluß P2g angeschlossen.
Der Betrieb der Ladungspumpe wird am besten unter Bezug auf Abb. 2, Abb. 4 und die zeitliche Abstimmung von Signalen erklärt, wie sie in Abb. 3 gezeigt ist. Die Taktsignale clk1 bis clk5 sind so gezeigt wie sie durch einen Taktgenerator 19 erzeugt werden. Die Gruppen von Taktsignalen sind vorzugsweise nicht überlappende Wellenformen (d. h. sie befinden sich nicht gleichzeitig bei hohem Pegel). Die nicht überlappenden Takt-Wellenformen haben nicht überlappende Wellenformen bei P2g zur Folge, sodaß Schalter P1 und Schalter P2 nicht gleichzeitig leiten.
Wechselt das Taktsignal clk1 zu hohem Pegel (d. h. ein Schritt vordem Laden), so wird das Ausgabesignal von Ladungspumpe X9 zur Spannung Vb1 getrieben, aber nur wenn Vb1 größer ist als der Absolutwert der Schwellenspannung von P7 (Abb. 4). Vb1 ist als die Eingabespannung Vin plus dem Absolutwert der Schwellenspannung von P11 (Abb. 5) definiert. Wenn Vb1 niedriger ist als der Absolutwert des Schwellenwerts von P7, dann wird Ausgabesignal Out9 niedriger sein als Vb1 + Vbe. Vbe ist die Spannung Basis-Emitter eines parasitären PNP-Transistors, der durch Source-Anschluß P7s (d. h. den Emitter des PNP), Substratanschluß P4b (d. h. die Basis des PNP) und das darunter liegende Substrat (d. h. den Kollektor des PNP) gebildet wird.
Wechselt das Taktsignal clk2 zu hohem Pegel (d. h. der Schritt "EIN"), so wird Schalter P7 ausgeschaltet, was dem Ausgabesignal Out9 erlaubt zu floaten. Die Ausgabe des Wechselrichters 40 wechselt von fünf Volt auf null Volt. Während der Phase "EIN" beträgt das Ausgabesignal Out9 Vb1 - VDD (oder Vb1 + Vbe - VDD, wenn Vb1 niedriger ist als der Absolutwert der Schwellenspannung von P7). Liegen die Eingabespannungen Vin zwischen der negativen Schwellenspannung von P11 und VDD, so liegt die Spannung Gatter-Source von P1 zwischen Vin+ (dem Absolutwert des Schwellenwerts von P11) -VDD und Vin+ (dem Schwellenwert von P11) + Vbe - VDD. Liegt Vin unterhalb des Absolutwertes des Schwellenwerts von P11, so folgt die "EIN"-Spannung nicht Vin, weil VSS der untere Grenzwert von Vb1 ist. Somit besitzt die Gatterspannung von P1 einen unteren Grenzwert von Vbe-VDD. Die Spannung Gatter Source wird schließlich zu niedrig sein um Schalter P1 einzuschalten. Beträgt als Beispiel der Absolutwert der Schwellenspannung von P11 ein Volt und Vbe beträgt ein Volt, so liegt die "EIN"-Spannung Gatter-Source für einen Wert von Vin von -1,5 Volt bis 5 Volt stets zwischen -2,5 Volt und vier Volt, und die Spannung Gatter Substrat liegt um -5 Volt. Somit wird TDDB minimiert.
Schalter P1 schaltet ab. Während des hohen Pegels von Taktsignal clk2 wird Ladung von Kondensator C1 zu Kondensator C2 übertragen. Wenn clk2 zu niedrigem Pegel wechselt, ist der Übergang von null auf fünf Volt kapazitiv an Ausgabesignal Out9 gekoppelt.
Wenn Taktsignal clk3 zu hohem Pegel wechselt (d. h. im Schritt "AUS"), wird Schalter P1 in ausgeschaltetem Zustand gehalten, Schalter P7 ist eingeschaltet und Out9 wird auf Vref_hi9 getrieben.
Wenn sich die Taktsignale clk4, clk5 und clk6 bei hohem Pegel befinden, werden die Kondensatoren C1 und C2 entladen. Ladungspumpe X8 arbeitet in ähnlicher Art und Weise wie Ladungspumpe X9. Der einzige Unterschied ist daß die Eingabe Vref_lo2 an VSS angeschlossen ist, weil der Drain-Anschluß von P2 stets an VSS angeschlossen ist. Die "EIN"-Spannung des Gatters von P2 beträgt Vbe - VDD.
Ist P2 "AUS" (d. h. während sich das Taktsignal clk6 bei hohem Pegel befindet), sollte es dem Substratanschluß von P2 nicht erlaubt werden in Vorwärtsrichtung zu arbeiten, obwohl der parasitäre PNP-Transistor von P2 einen Spannungsabfall über Schalter P1 schafft. Dieser Spannungsabfall ist eine Fehlerquelle, weil für eine Genauigkeit die Eingabespannung Vin an Drain-Anschluß P1d benötigt wird. Wenn sich clk5 bei hohem Pegel befindet, ist Substratanschluß P1b durch N2 an VSS kurzgeschlossen. Dies bewirkt daß der Knotenpunkt. Substrat-Source von Schalter P2 in Vorwärtsrichtung arbeitet, was den parasitären PNP absichtlich einschaltet um Kondensator C1 zu entladen. Schalter N2 wird benötigt um eine momentane, hohe Spannung über das Gatteroxid von P2 zu verhindern, welche sich sonst direkt nach dem Schalten von Gatteranschluß P2g ergeben würde, aber bevor Kondensator C1 sich entlädt. Kondensator C2 wird auch entladen wenn sich Taktsignal clk5 bei hohem Pegel befindet.
Unter Bezug auf Abb. 6 bis 8 wurde die Schaltung von Abb. 1 nun für eine Ausführungsform abgeändert, in welcher die maximale Vin fünf Volt übersteigt. (Das vorherige Beispiel nimmt eine maximale Vin von fünf Volt an) Das folgende Beispiel nimmt eine maximale Vin von 6,5 Volt an. Die den Bauteilen in Abb. 1 entsprechenden Bezugsnummern wurden mit Strichindex versehen.
Schalter N20 wurde zu Drain-Anschluß P2d' hinzugefügt, um einen Stromfluß durch P2' hindurch zu verhindern wenn Vin höher ist als fünf Volt. Das Ausgabesignal Out8 von Ladungspumpe X8' weist einen Maximalwert von fünf Volt auf. Wenn sich der Drain-Anschluß P1d' bei 6,5 Volt befindet, wird der Schalter P2' Strom leiten. N20 wird nichtleitend, um P2' am Leiten zu hindern. Schalter P2 hindert N20 daran in Vorwärtsrichtung zu arbeiten, wenn Vin geringer ist als VSS.
Schalter P1 sollte ebenfalls nicht ausschalten, wenn sich Vin oberhalb fünf Volt befindet. PMOS-Schalter P20 wird verwendet um Schalter P1 abzuschalten, wenn Vin sich oberhalb von fünf Volt befindet. Schalter P20 wird durch Ladungspumpe X10 betätigt, welche in Verbindung mit Abb. 8 weiter beschrieben ist. Ladungspumpe X10 ist in der Lage Spannungen über fünf Volt zu erzeugen.
Um sicherzustellen daß die maximale Substratspannung der Schalter P21 und P1 größer oder gleich den Source- oder Drain-Spannungen sind, werden zwei Schalter N21 und P21 und ein Komparator 50 bereitgestellt. Schalter P21 und N21 besitzen jeder einen Drain-Anschluß P21d und N21d, einen Substratanschluß P21b und N21b, einen Gatteranschluß P21g und N21g, und einen Source-Anschluß P21s und N21s. Komparator 50 besitzt einen invertierenden Anschluß 52, einen nicht invertierenden Anschluß 54 und einen Ausgabeanschluß 56.
Die Gatteranschlüsse P21g und N21g sind an Ausgabeanschluß 56 angeschlossen. Die Ausgabespannung Out2 vom Spannungspuffer ist an Drain-Anschluß N21d angeschlossen. Die Source-Anschlüsse N21s und P21s und Substratanschluß P21b sind an den Substratanschlüssen P20b und P1b' angeschlossen. Drain-Anschluß P21d ist an Source-Anschluß P20s angeschlossen. Der nicht invertierende Anschluß 54 ist an die Spannung VAG angeschlossen. Der invertierende Anschluß 52 ist an Eingabespannung Min angeschlossen. Das Schalterpaar N21 und P21 wirkt um die Substratanschlüsse P20b und P1b' und P3b' durch Komparator 50 an Eingabespannung Vin anzuschließen, wenn Vin größer als VAG ist (d. h. P21 ist EIN und N21 ist AUS). Ist Vin niedriger als VAG, so schaltet Komparator 50 P21 aus und schaltet N21 an, was Spannungspuffer 32' erlaubt die Substratanschlüsse P20b, P3b' und P1b' zu steuern. Beide Schalter N21 und P21 werden benötigt um ein unerwünschtes Arbeiten in Vorwärtsrichtung der beiden Schalter zu vermeiden.
Ladungspumpe X10 besitzt entsprechend an den Ausgängen Out1 und Out2 von Spannungspuffer 32' angeschlossene Eingaben Vref_hi3 und Vref_lo3. Die Ausgabe Out10 von Ladungspumpe X10 ist an Gatteranschluß P20g und einem Kollektor PNP1c von Transistor PNP1 angeschlossen. Basisanschluß PNP1b ist an Substratanschluß P3b', P1b', P20b, P21b, P21s und N21s angeschlossen. Emitter- Anschluß PNP1e ist an Masse angeschlossen.
Unter Bezug auf Abb. 8 arbeitet Ladungspumpe X10 ähnlich der Ladungspumpe von Abb. 4. Der Abschnitt von Taktsignal clk3 bei hohem Pegel wird jedoch in zwei Signale clk3a und clk3b aufgeteilt. Taktsignal clk3a ist eine anderer Schritt vor dem Laden. Während Takt clk3a wird Ausgabe Out10 gegen die Spannung Out1 von Puffer 32 getrieben. Während der Taktphase clk3b wird Ausgabe Out10 gegen die Spannung Out1 von Puffer 32 plus VDD getrieben.
Ladungspumpe X10 schließt mehrere MOSFET-Schalter ein, die jeder wie gezeigt angeschlossene Gatter-, Source- und Drain-Anschlüsse besitzen. Drain-Anschluß N22d ist an die Eingabe Vref_lo3 von Ladungspumpe X10 angeschlossen. Source- Anschluß N22s ist an Drain-Anschluß N23d angeschlossen. Drain-Anschluß N24d ist an die Eingabe Vref_hi3 von Ladungspumpe X10 angeschlossen. Source-Anschluß N24s ist an Drain-Anschluß N23d und an Drain-Anschluß N25d angeschlossen. Source-Anschluß N25s ist an VSS angeschlossen. Gatteranschluß N22g ist an Taktsignal clk1 angeschlossen. Gatteranschluß N24g ist an Taktsigna clk3a angeschlossen. Gatteranschluß N25g ist an Taktsignal clk2 angeschlossen. Die Substratanschlüsse N24b und N25b sind an VSS angeschlossen. Gatteranschluß N23g ist an VDD angeschlossen. Source-Anschluß N23s und Substratanschluß P23b sind an die Source-Anschlüsse P22s und P23s und an Substratanschluß P22b angeschlossen. Gatteranschluß P23g ist an das invertierte Taktsignal clk3b angeschlossen. Gatteranschluß P22g und Drain-Anschluß P23d sind an Drain- Anschluß N26d angeschlossen. Gatteranschluß N26g ist an VDD angeschlossen. Source Anschluß N26s ist an die Drain-Anschlüsse N27d, N28d und N29d angeschlossen. Die Source-Anschlüsse N27s, N28s und N29s sind an VSS angeschlossen. Die Gatteranschlüsse N27g, N28g und N29g sind entsprechend an die Taktsignale clk3a, clk1 und clk2 angeschlossen. Drain-Anschluß P22d ist an Ausgabeanschluß Out10 angeschlossen. Source-Anschluß P25s ist an Substratanschluß P25b und an VDD angeschlossen. Gatteranschluß P25g ist an das invertierte Taktsignal clk3b angeschlossen. Drain-Anschluß P25d ist an ein Ende von Widerstand 58 angeschlossen.
Source Anschluß N30s ist an VSS angeschlossen. Gatteranschluß N30g ist an Taktsignal clk2 angeschlossen. Source-Anschluß N31s ist an. VSS angeschlossen. Gatteranschluß N31g ist an Taktsignal clk3a angeschlossen. Die Drain-Anschlüsse N30d und N31d und ein Ende von Widerstand 58 sind an einer Elektrode von Kondensator 60 angeschlossen. Die gegenüberliegende Elektrode von Kondensator 60 ist an den Ausgabeanschluß Qut10 angeschlossen.
Die Schalter N23 und N26 werden benutzt um N22, N24, N25, N27, N28 und N29 vor übermäßigen Gatteroxid-Spannungen zu schützen. Die Spannungen an P23d und P23s können - wegen der Ladungsinjektion, wenn die Spannung an Schalter P23g von null auf fünf Volt übergeht - zeitweilig 6,5 Volt übersteigen. Die Schalter N23 und N26 bilden einen Spannungsteiler, so daß die maximale Gatteroxid-Spannung über jeglichen Schalter fünf Volt beträgt.
Unter Bezug auf Abb. 6-8 ist Gatteranschluß P22g während Taktsignal clk3b nun durch Schalter P23 an Source-Anschluß P22s kurzgeschlossen. P22 ist dann AUS, und das Signal von Ausgabeanschluß Out10 von Ladungspumpe X10 floatet. Zur gleichen Zeit bewirkt Schalter N25 über Kondensator 60 einen Fünf-Volt-Übergang in Out10. Wenn die Spannung von Ausgabesignal Out10 ansteigt arbeitet der Knotenpunkt Drain-zu-Substrat von P22 in Vorwärtsrichtung. Die Substratspannung von P22 und P23 wird dem Ausgabesignal Out10 folgen. Transistor PNP1 klammert Ausgabesignal Out10 an Vb1 + Vbe, welches - wenn Vin > vag - das Ausgabesignal Out10 mit Vin + Vbe gleichsetzt. Dies schaltet P20 aus wenn Vin 6,5 Volt beträgt. Somit beträgt die maximale Gatterspannung von P20 - wenn durch Ladungspumpe X10 betrieben - gleich Vin + Vbe, was höher ist als diejenige die Ladungspumpe X9 bereitstellen würde. Daher wird Ladungspumpe X10 zur Steuerung von P1 verwendet, wenn Vin die Spannung der Stromversorgung übersteigt.
Wie einem Fachmann ersichtlich sein wird können mehrere Abänderungen der Erfindung vorgenommen werden, während man weiterhin im Bereich der angefügten, Patentansprüche verbleibt. Wenn man zum Beispiel den Typ der MOSFET-Schalter ändert, so wird die mit dem neuen Schaltertyp in Zusammenhang stehende Schaltung abgeändert sein, um die Merkmale der Schalter anzupassen.

Claims

1. Eine die Schnittstelle zwischen einem Sensor (12) und einer Kondensator- Wählschaltung (20) und einem Verarbeitungsbauteil (20) bildende Schnittstellenschaltung, wobei dieses Verarbeitungsbauteil (14) einen Netzgeräte- Spannungsbereich aufweist, und wobei dieser Sensor eine Sensorausgabe in einem Spannungsbereich außerhalb des Netzgeräte-Spannungsbereichs aufweist; wobei diese Schnittstellenschaltung umfaßt:

einen zwischen diesem Sensor und dieser Kondensator-Wählschaltung (20) angeschlossenen MOSFET (P1); um diese Sensorausgabe mit dieser Kondensator- Wählschaltung zu verbinden, wobei dieser MOSFET eine Gatter-Oxidschicht (31), einen Schalterwiderstand im leitenden Zustand, eine Gatterspannung und eine Substratspannung aufweist;

dadurch gekennzeichnet daß bereitgestellt wird:

eine an diese Sensorausgabe und diesen MOSFET (P1) gekoppelte Steuerschaltung (22); wobei diese Steuerschaltung (22) diese Gatterspannung und diese Substratspannung fortwährend in Beziehung zu dieser Sensorausgabe anpaßt, um eine Spannung über diese Gatter-Oxidschicht (31) hinweg daran zu hindern einen vorherbestimmten Wert zu übersteigen.

2. Eine Schnittstellenschaltung nach Anspruch 1 in der dieser vorherbestimmte Wert einem zeitabhängigen Durchschlagen entspricht.

3. Eine Schnittstellenschaltung nach Anspruch 1 oder 2, in der diese Steuerschaltung für diesen MOSFET-Schalter einen vorherbestimmten Widerstand im leitenden Zustand aufrechterhält.

4. Eine Schnittstellenschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, in dem dieser MOSFET-Schalter einen PMOS-Schalter umfaßt.

5. Eine Schnittstellenschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, die umfaßt:

einen an diesem ersten MOSFET-Schalter (P1) angeschlossenen, zweiten MOSFET- Schalter (P2), wobei dieser zweite MOSFET-Schalter (P2) einen Knotenpunkt Substrat-Source und einen leitenden Zustand aufweist;

wobei die Steuerschaltung (22) umfaßt:

einen an diesen ersten MOSFET-Schalter (P1) angeschlossenen Spannungspuffer (32), wobei dieser Spannungspuffer (32) eine Spannungspuffer-Ausgabespannung aufweist die höher ist als die Spannung dieser Sensorausgabe;

eine an diesen ersten MOSFET-Schalter (P1) angeschlossene, erste Ladungspumpe (X9), die eine erste Steuerspannung erzeugt; wobei diese erste Ladungspumpe (X9) diese erste Steuerspannung fortwährend in Beziehung zu der Spannung dieser Sensorausgabe anpasst, um ein zeitabhängiges Durchschlagen dieser Gatter- Oxidschicht zu verhindern;

eine an diesen zweiten MOSFET-Schalter (P2) angeschlossene, zweite Ladungspumpe (X8), die eine zweite Steuerspannung erzeugt; wobei diese zweite Ladungspumpe (X8) diese zweite Steuerspannung so anpaßt, daß dieser Knotenpunkt, Substrat-Source dieses MOSFET-Schalters (P2) in Vorwärtsrichtung arbeitet, wenn dieser zweite MOSFET-Schalter (P2) leitet;

und wobei die Kondensator-Wählschaltung (20) elektrisch an diesen ersten MOSFET- Schalter (P1) und diesen zweiten MOSFET-Schalter (P2) gekoppelt ist; um so eine umgesetzte Ausgabe bereitzustellen, die einer vorherbestimmten Umsetzung dieser Sensorausgabe in diesen Netzgeräte-Spannungsbereich dieses Verarbeitungs- Bauteils (14) hinein entspricht.

6. Eine Schnittstellenschaltung nach Anspruch 5, die weiterhin einen an diesen zweiten MOSFET-Schalter (P2') gekoppelten, dritten MOSFET-Schalter (N20) umfaßt; um diesen zweiten MOSFET-Schalter (P2) am Leiten von Strom zu hindern, wenn die Spannung dieser Sensorausgabe höher ist als die Netzgeräte-Spannung.

7. Eine Schnittstellenschaltung nach Anspruch 5 oder 6, in der dieser Spannungspuffer (32) eine Source-Nachführungsschaltung einschließt.

8. Eine Schnittstellenschaltung nach Anspruch 6, die weiterhin eine dritte Ladungspumpe (X10'), einen PNP-Transistor und einen vierten, funktionsfähig an diesem ersten MOSFET-Schalter (P1') angeschlossenen MOSFET-Schalter (P20) umfaßt; wobei diese dritte Ladungspumpe (X10'), dieser PNP-Transistor und dieser vierte MOSFET-Schalter (P20) diesen ersten MOSFET-Schalter (P1') steuern, wenn diese Sensor-Ausgabespannung diese Netzgeräte-Spannung übersteigt.

9. Eine Schnittstellenschaltung nach Anspruch 6, die weiterhin eine vierte MOSFET- Schaltvorrichtung (N21, P21), eine Komparatorschaltung (50) und eine Bezugsspannung (VAG) umfaßt; wobei diese Komparatorschaltung einen Ausgabeanschluß, einen invertierenden Eingabeanschluß und einen nicht invertierenden Eingabeanschluß, diesen an diese vierte MOSFET-Schaltvorrichtung (N21, P21) angeschlossenen Komparator-Ausgabeanschluß, diesen an dieser Sensorausgabe angeschlossenen, invertierende Eingang und diesen an diese Bezugsspannung (VAG) angeschlossenen, nicht invertierende Eingang aufweist; und wobei diese vierte MOSFET-Schaltvorrichtung (N21, P21) diesen Komparator- Ausgabeanschluß an diese MOSFET-Schaltvorrichtung koppelt, wenn diese Sensor- Ausgabespannung größer ist als diese Bezugsspannung.

10. Eine Schnittstellenschaltung nach Anspruch 9, in der diese Bezugsspannung (VAG) die Hälfte der Netzgeräte-Spannung beträgt.

11. Eine Schnittstellenschaltung nach. Anspruch 9, in der diese Kondensator- Wählschaltung (20) umfaßt:

einen Operationsverstärker (24), der einen Ausgabeanschluß, (30) einen invertierenden Eingabeanschluß (26) und einen nicht invertierenden Eingabeanschluß (28) besitzt;

einen ersten, selektiv zwischen diesem invertierenden Eingabeanschluß (26) und diesem Ausgabeanschluß (30) geschalteten Kondensator (C1), und

einen zweiten, an diesem invertierenden Eingabeanschluß (26) dieses Operationsverstärkers angeschlossenen Kondensator (C2);

wobei die Bezugsspannung (VAG) an diesem nicht invertierenden Eingabeanschluß (28) angeschlossen ist; und

wobei dieser zweite Kondensator diese Kondensator-Wählschaltung (20) kapazitiv an diesen ersten MOSFET-Schalter (P1) koppelt.