DE69518942T2

DE69518942T2 - Verfahren und Einrichtung zur Rückgewinnung der Phase des Symboltaktes

Info

Publication number: DE69518942T2
Application number: DE69518942T
Authority: DE
Inventors: Douglas R. Wagner
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: Agilent Technologies Inc
Priority date: 1994-05-13
Filing date: 1995-04-18
Publication date: 2001-02-01
Anticipated expiration: 2015-04-19
Also published as: JP3586493B2; EP0682433A1; EP0682433B1; JPH07321867A; DE69518942D1; US5598439A

Description

1. Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Kommunikationssysteme, die digitale Modulationstechniken, beispielsweise QAM, QPSK und OQPSK, verwenden, und spezieller auf Gerätschaften zum Messen und zur Fehlersuche von Modulations-Problemen und -Fehlern.

2. Beschreibung der verwandten Technik

Gegenwärtig existiert eine Verschiebung bei modernen Kommunikationsystemen von analogen Modulationsverfahren zu digitalen Modulationsverfahren. Dies ist durch den stets zunehmenden Bedarf danach, mehr Informationen durch schmälere Kanäle des HF-Spektrums zu treiben, und für Computer, untereinander zu kommunizieren, bedingt. Obwohl der Entwurf jedes Kommunikationssystems durch seine eigenen speziellen Bedürfnisse bedingt ist, wurde ein allgemeiner Satz von digitalen Modulationsschemata entwickelt, einschließlich M-fach-PSK- Modulationsschemata und M-fach-Quadraturamplitudenmodulations-Schemata (QAM-Schemata). Derartige Verfahren umfassen unter anderem QPSK (QPSK = quadrature phase shift keying = Quadraturphasenumtastung) und OQPSK (OQPSK = offset quadrature phase shift keying = Versatzquadraturphasenumtastung).
Die Bandbreiteneffizienz dieser Systeme kann unter Verwendung einer Gruppe von Theoremen, die von Nyquist entwickelt wurden, maximiert werden, einschließlich des "Nyquist-Minimum-Bandwidth"-Theorem und des "Nyquist-Intersymbol-Interference-and-Jitter-Free-Transmission"-Theorem. Die Theoreme beschreiben ein Verfahren zum Verteilen der Energie eines Symbols über der Zeitdauer, die verwendet wird, um mehrere Symbole zu übertragen, ohne eine Zwischensymbolstörung (Intersymbol Interference) zu erzeugen. Diese Theoreme können unter Verwendung eines Systems von Filtern implementiert werden, die allgemein als Nyquist-Filter bezeichnet werden. Nyquist-Filter erzeugen eine beträchtliche Verzerrung außer in den Regionen in der unmittelbaren Nachbarschaft der "Abtastmomente" oder "Nullpunkte", die durch einen Symboltakt bestimmt sind. Wenn der Symboltakt bekannt ist, einschließlich sowohl seines Betrags als auch seiner Phase, kann der Symboltakt verwendet werden, um das binäre Signal wiederzugewinnen und eine Anzeige zu treiben, um Augendiagramme und Konstellationsdiagramme zu erzeugen. Die Größe des Auges in dem Augendiagramm und die Stabilität des Konstellationsdiagramms sind nützliche Maße der Betriebsränder des Kommunikationssystems. Instabile Augenmuster und Konstellationsdiagramme können verwendet werden, um Modulations- oder andere System-Probleme, beispielsweise instabile Träger, zu diagnostizieren.
Digitale Demodulatoren für M-fach PSK modulierte Signale müssen eine kohärente Erfassung verwenden. Kohärente Detektoren erfordern eine exakte Nachbildung des Trägers, sowohl frequenzmäßig als auch phasenmäßig. Jeder Fehler bezüglich dieser Trägernachbildung, entweder frequenzmäßig oder phasenmäßig, kann signifikante Fehler in den nachfolgenden Stufen des Empfängers bewirken. Die kohärente Erfassung von digital modulierten Signalen unterliegt einer gut bekannten Träger-Phasen-Zweideutigkeit. Dies kann am einfachsten durch eine Betrachtung der Konstellation für ein spezielles Modulationsschema gezeigt werden. Wenn die Konstellation durch Phasenfehler zwischen dem tatsächlichen Träger und dem nachgebildeten Träger gedreht ist, existiert für bestimmte Drehwinkel keine Möglichkeit, daß der Demodulator in dem Empfänger ohne eine bestimmte Kenntnis der Daten die gedrehte Konstellation von einer gültigen Konstellation unterscheiden kann. Diese Zweideutigkeiten können durch zusätzliche Informationen aus den Daten selbst, beispielsweise einen kurzen Anfangsblock (Präambel), oder durch eine Differenzcodierung überwunden werden. Bestimmte Modulationsschemata besitzen eine inhärente Symbol-Phasen-Zweideutigkeit, beispielsweise OQPSK. Für OQPSK existieren zwei Taktübergänge, ein I-Übergang und ein Q-Übergang, was eine Symbol-Phasen-Unsicherheit bewirkt. Symbol-Phasen-Zweideutigkeiten addieren sich zu den Trägerphasenzweideutigkeiten, was die Demodulation verkompliziert. Wenn kohärente Demodulatoren verwendet werden, um diese Signale zu demodulieren, müssen zusätzliche Informationen von Daten selbst oder eine Differenzcodierung verwendet werden, um die Zweideutigkeit zu beseitigen.
Da bei den meisten Systemen die Empfängerzeitgebung unabhängig von der Senderzeitgebung ist, müssen die Träger-Frequenz und die -Phase von dem übertragenen Signal abgeleitet werden. Im allgemeinen wird der Nachbildungsträger unter Verwendung einer schmalbandigen Phasenregelschleife erzeugt. Zwei allgemeine Lösungsansätze existieren, um eine Phasenreferenz zu liefern, um diese Schleife "zu verriegeln", konventionelle Lösungsansätze und auf Daten gerichtete Lösungsansätze. Konventionelle Lösungsansätze, beispielsweise eine Frequenzverdopplung, eine Frequenzvervierfachung und Costas-Schleifen, multiplizieren das übertragene Signal, um eine kohärente Phasenreferenz zu erzeugen. Auf Daten gerichtete Demodulatoren leiten Symbol-Zeitgebungsinformationen von dem Signal ab und verwenden diese Informationen, um eine kohärente Phasenreferenz zu erzeugen. Konventionelle Lösungsansätze erfordern eine lange Datenübertragung, um die kohärente Phasenreferenz zu erzeugen. Bei modernen digitalen Kommunikationssystemen werden zunehmend kurze Datenblöcke (Bursts) verwendet. Diese Bursts sind häufig zu kurz für konventionelle Lösungsansätze, um zu "verriegeln". Die auf Daten gerichteten Lösungsansätze können die erforderlichen Phaseninformationen schneller erhalten und werden daher schneller "verriegeln". Daher sind auf Daten gerichtete Lösungsansätze für Testgerätschaften besser geeignet.
Existierende auf Daten gerichtete Lösungsansätze stützen sich auf die Existenz einer Spektralkomponente oder von "spektralen Linien" in dem modulierten Signal oder auf ein einzigartiges Segment oder einen "Anfangsblock" in dem modulierten Signal, um die benötigten Symbolzeitgebungsinformationen zu erfassen. Jedoch sind Modulationsschemata und bestimmte Systemsituationen mit diesen Lösungsansätzen nicht kompatibel. Gestaffelte M-fach-PSK modulierte Signale besitzen keine brauchbare Spektrallinienkomponente, da dieselbe sehr schwach ist. Viele modulierte Signale besitzen keine langen Anfangsblöcke. Schließlich können Verzerrungen und Rauschen in dem Übertragungssystem manchmal Probleme bei der Erfassung der spektralen Informationen verursachen. Daher existiert ein Bedarf nach einer robusteren Technik zum Erfassen der erforderlichen Symbolzeitgebungsinformationen für auf Daten gerichtete Demodulatoren.
Das US-Patent 5,073,904 offenbart ein Demodulationsverfahren und eine Demodulationsschaltung vom digitalen Signalverarbeitungstyp, bei denen ein moduliertes Empfangswellensignal synchron zu einer Abtastfrequenz in ein digitales Signal umgewandelt wird, wobei nachfolgend eine Trägerregeneration/Erfassung auf dem digitalen Signal durchgeführt wird, um dadurch ein Erfassungssignal auszugeben. Die Erfassung wird dann einer Interpolation unterworfen und erneut abgetastet, um eine Zeitgebungskomponente synchron zu der Taktfrequenz zu erhalten und somit Empfangsdaten auszugeben.

Zusammenfassung der Erfindung

Ein wichtiger Vorteil der vorliegenden Erfindung ist die Fähigkeit, digital modulierte Signale in Kommunikationssystemen, die in kurzen Bursts kommunizieren, zu demodulieren.
Ein weiterer wichtiger Vorteil der vorliegenden Erfindung ist die Fähigkeit, digital modulierte Signale in Kommunikationssystemen zu demodulieren, deren Modulationsschemata keine Anfangsblöcke verwenden. In gleicher Weise ist ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung die Fähigkeit, in Kommunikationssystemen, deren Modulationsschemata Anfangsblöcke verwenden, modulierte Signale ohne Bezugnahme auf lange Anfangsblöcke zu demodulieren.
Ein weiterer wichtiger Vorteil der vorliegenden Erfindung ist die Fähigkeit, digital modulierte Signale zu demodulieren, die nicht ohne weiteres identifizierbare spektrale Komponenten, die eine Funktion der Symbolrate sind, aufweisen.
Noch ein anderer weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist ihre Toleranz bezüglich einer Zwischensymbolstörung und insbesondere einer Verzerrung.
Ein Verfahren zum Bestimmen der Symboltaktphase eines modulierten Signals, das eine vorbestimmte Symbolperiode aufweist, ist offenbart. Dieses Verfahren beginnt mit dem Abtasten des modulierten Signals unter Verwendung eines Abtasters mit fester Rate. Im nächsten Schritt wird das abgetastete Signal wiederholt neu abgetastet, beginnend an einer Mehrzahl von vorbestimmten Anfangszeitpunkten und mit einer vorbestimmten Neuabtastperiode. Der Schritt des wiederholten Neuabtastens erzeugt eine Mehrzahl von Neuabtast-Zeitaufzeichnungen. Jede Neuabtast-Zeitaufzeichnung besitzt ihren jeweiligen Startzeitpunkt. In dem nächsten Schritt wird eine statistische Operation bezüglich jeder neu abgetasteten Zeitaufzeichnung der Mehrzahl von Neuabtast-Zeitaufzeichnungen durchgeführt, um statistische Informationen über jede neu abgetastete Zeitaufzeichnung zu erzeugen. Diese Informationen bilden zusammen mit dem jeweiligen Startzeitpunkt der neu abgetasteten Zeitaufzeichnung, bezüglich der die statistische Operation durchgeführt wurde, eine Mehrzahl von Statistikeigenschaftsaufzeichnungen. Der abschließende Schritt bei dem Verfahren ist das Auswerten dieser Statistikeigenschaftsaufzeichnungen, um die Aufzeichnung auszuwählen, deren statistische Informationen am besten mit einem theoretischen Satz von statistischen Eigenschaften übereinstimmen. Der Startzeitpunkt dieser ausgewählten Betragszeitaufzeichnung besitzt bezüglich des Symboltakts eine Phase von näherungsweise 0º.

Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm einer typischen Testeinstellung für ein Kommunikationssystem unter Verwendung eines Testgeräts gemäß der vorliegenden Erfindung.
Fig. 2 ist ein konzeptionelles Blockdiagramm eines Testgeräts gemäß der vorliegenden Erfindung.
Fig. 3 ist ein konzeptionelles Blockdiagramm eines digitalen Signalprozessors von Fig. 2 gemäß der vorliegenden Erfindung.
Fig. 4 ist ein konzeptionelles Blockdiagramm des Symbolsynchronisators von Fig. 3 gemäß der vorliegenden Erfindung.
Fig. 5 ist ein Flußdiagramm des Verfahrens, das bei dem ersten Ausführungsbeispiel der Neuabtasteinrichtung von Fig. 4 gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
Fig. 6 ist ein Flußdiagramm des Verfahrens, das bei dem zweiten Ausführungsbeispiel der Neuabtasteinrichtung von Fig. 4 gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
Fig. 7 ist ein Flußdiagramm des Verfahrens, das bei der statistischen Analysator von Fig. 4 gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
Fig. 8A und 8B sind Darstellungen des Histogramms von typischen Schmal-Bandbreite-Nyquist-gefilterten OQPSK- Betragszeitaufzeichnungen.
Fig. 9A und 9B sind Darstellungen des Histogramms von partiell ISI-gefilterten Betragszeitaufzeichnungen von einem Kommunikationssystem des CDMA-Typs.
Fig. 10A und 10B sind Darstellungen des Histogramms von typischen 16-QAM-Betragszeitaufzeichnungen.
Fig. 11 ist ein konzeptionelles Blockdiagramm eines alternativen Ausführungsbeispiels der Neuabtasteinrichtung 400 von Fig. 4 gemäß der vorliegenden Erfindung.

Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels

1. Struktur des bevorzugten Ausführungsbeispiels

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm einer typischen Testeinstellung für ein Kommunikationssystem unter Verwendung eines Testgeräts, das die vorliegende Erfindung verwendet. Digitale Daten 14 mit einer seriellen Bitrate, fN, werden von einer digitalen Datenquelle 10 in einen Modulator 11 geleitet. Der Modulator 11 kann ein beliebiges digitales Modulationsschema verwenden, einschließlich eines M-fachen PSK-Modulationsschemas oder eines M-fachen QAM-Modulationsschemas. Überdies kann der Modulator eine Differenzcodierung durchführen. Das Modulationsschema wird allgemein die digitalen Daten in M beabstandete Frequenzen (oder Phasen/Amplituden-Zustände) für jede Symbolperiode, T, codieren. Die Symbolrate fs, wobei fs = 1/T, ist durch folgende Gleichung gegeben:
fs = fN/M
Für jedes analysierte Kommunikationssystem werden zu einem speziellen Zeitpunkt das Modulationsschema und die Datenrate festgelegt, weshalb die Symbolrate, fs, und die Symbolperiode, T, ebenfalls festgelegt werden.
Nachdem die Daten moduliert wurden, wird das modulierte Signal 15 einem Sender 12 zugeführt. Der Sender 12 setzt das modulierte Signal 15 auf die geeignete Frequenz um, im allgemeinen durch Mischen desselben mit einem Träger. Jedoch sind das Verfahren und die Vorrichtung der vorliegenden Erfindung in gleicher Weise auf Streuspektrentypen von Kommunikationssystemen anwendbar.
In Fig. 1 wird das Signal 16 von dem Sender dem Testgerät 13 zugeführt. Das Testgerät 13 ist in gleicher Weise in der Lage, das modulierte Signal 15 zu analysieren. Die Tests, die durch das Testgerät 13 durchgeführt werden, umfassen, sind jedoch nicht auf dieselben begrenzt, Fehlermessungen, Augendiagramme, Modulationskonstellationsdiagramme und Verhaltensmaße. Fehlermessungen umfassen das Erfassen und Messen von Fehlern, die durch den Modulator 11 bewirkt werden, typischerweise Phasen- und Amplituden-Fehler, und von Fehlern, die durch den Sender 12 bewirkt werden, typischerweise Fehler bezüglich der Trägerfrequenz und der Phase.
Fig. 2 ist ein konzeptionelles Blockdiagramm des Testgeräts gemäß der vorliegenden Erfindung. Das Testgerät kann eine oder mehrere Frequenzumsetzungsstufen aufweisen, bevor das HF-Signal 200 erzeugt wird. Das HF-Signal 200 wird einem herkömmlichen Mischer 220 zugeführt. Der Mischer 220 setzt, getrieben durch einen Lokaloszillator 210, das Signal 200 auf eine Frequenz um, die für einen Analog/Digital-Wandler 240 geeignet ist. Das Testgerät gemäß der Erfindung kann ferner Basisbandsignale von den ZF-Abschnitten von sowohl Sendern als auch Empfängern annehmen, die direkt dem Antialiasing-Filter 235 zugeführt werden. Das umgesetzte Signal wird zuerst durch das Antialiasing-Filter 235 geleitet, das basierend auf der Abtastrate des Wandlers 240 geeignet ausgewählt wurde. Dann wird das gefilterte Signal 230 mit einer Abtastrate fD abgetastet und durch den Wandler 240 quantisiert. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung besitzt der Wandler eine Abtastrate fD gleich 25.6 MHz mit einer 16-Bit-Linearität. Jeder Abtastwert wird durch eine Gleitkommazahl dargestellt.
Nachdem das Signal digitalisiert wurde, wird das digitalisierte Signal 250 einem digitalen Signalprozessor 250 für eine Demodulation und Analyse zugeführt. Die Ergebnisse der Demodulation und der Analyse werden auf einem oder mehreren eines Druckers und einer Anzeige 270 angezeigt. Die Ergebnisse können auch durch eine Netzwerkverbindung 280 verfügbar gemacht werden.
Eine Steuerung 100 steuert den Betrieb des Testgeräts. Die Steuerung 100 kann das Testgerät für verschiedene Modulationsschemata und verschiedene Symbol- und Träger-Frequenzen einstellen. Die Steuerung 100 empfängt Benutzereingaben von einer Tastatur 101.
Allgemein kann ein Gerät gemäß der vorliegenden Erfindung in einem Blockmodus oder einem kontinuierlichen Modus arbeiten. In jedem Modus wird das digitalisierte Signal in einem Array gespeichert. Diese Arrays werden üblicherweise als zeitaufzeichnungen 290 bezeichnet. Im Blockmodus wird das digitalisierte Signal in der Zeitaufzeichnung gespeichert und dann entsprechend durch das Testgerät analysiert. Nachdem das Signal analysiert wurde, wird die Zeitaufzeichnung wiederum mit dem digitalisierten Signal gefüllt und das Verfahren wird wiederholt. Bei einem kontinuierlichen Modus wird das digitalisierte Signal ebenfalls in eine Zeitaufzeichnung geladen. Während jedoch die Daten in einer Zeitaufzeichnung analysiert werden, werden zusätzliche Daten in eine weitere Zeitaufzeichnung geladen. Das bevorzugte Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung arbeitet in dem Blockmodus und mit einer Zeitaufzeichnung 290 von bis zu 4096 Abtastwerten. Andere Abtastraten, Wandlergenauigkeiten und Zeitaufzeichnungsgrößen können basierend auf den Kosten des Geräts und der Genauigkeit der Messungen, die durchgeführt werden sollen, gewählt werden.
Fig. 3 ist ein konzeptionelles Blockdiagramm des Betriebs des digitalen Signalprozessors 350, der als ein Demodulator gemäß der vorliegenden Erfindung wirksam ist. Die Zeitaufzeichnung 290 wird einer Umwandlungseinrichtung 300 zugeführt, der das digitalisierte Signal in seine Real- und Imaginär-Teile trennt. Umwandlungseinrichtungen sind in der Technik gut bekannt. Der Realteil der Zeitaufzeichnung 290 wird in die I-Zeitaufzeichnung 410 geladen, während der Imaginärteil in die Q-Zeitaufzeichnung 420 geladen wird.
Wie oben dargelegt wurde, ist die Bandbreite des modulierten Signals durch das Nyquist-Filter signifikant bandbegrenzt. Bei bestimmten Modulationsschemata findet die Nyquist-Filterung vor der Übertragung statt. Bei anderen Modulationsschematas wird ein bestimmtes Filter vor der Übertragung durchgeführt und der Rest nach der Übertragung. Bei solchen Systemen, bei denen der Rest nach der Übertragung durchgeführt wird, müssen der Empfänger, oder hier das Testgerät, den Rest der Filterung durchführen. Wenn eine Filterung erforderlich ist, kann dieselbe bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung durchgeführt werden, indem die I-Zeitaufzeichnung 410 und die Q-Zeitaufzeichung 420 durch die geeigneten optionalen Nyquist-Filter 350 und 360 geleitet werden.
Nach jeglicher erforderlicher Nyquist-Filterung werden sowohl die I-Zeitaufzeichnung 410 als auch die Q-Zeitaufzeichnung 420 dem Symbol-Synchronisator 320 zugeführt. Der Symbol-Synchronisator 320 bestimmt unter Verwendung einer Symbolrate 490 die Symbolphase 480. Die I-Zeitaufzeichnung 410, die Q-Zeitaufzeichnung 420, die Symbolrate 490 und die Symbolphase 480 werden dem Träger-Synchronisator 330 zugeführt. Der Trägersynchronisator 330 extrahiert die Trägerfrequenz und die Trägerphase, die für eine kohärente Erfassung erforderlich sind. Die I-Zeitaufzeichnung 410, die Q- Zeitaufzeichnung 420, die Symbolrate 490, die Symbolphase 480, die Träger-Frequenz und die -Phase werden dem Meßanalysator 340 zugeführt. Der Meßanalysator 340 analysiert un ter Verwendung gut bekannter Techniken das Signal auf Modulationsfehler und Senderfehler. Die Nyquistfilter 360 und 370, der Symbolsynchronisator 320, der Trägersynchronisator 330 und der Meßanalysator 340 stehen alle unter der Steuerung der Steuerung 100.
Der Meßanalysator 340 kann eine Analyse des digitalisierten Signals unter Verwendung beispielsweise einer FFT, um den Oberwellengehalt zu messen, durchführen. Der Meßanalysator 340 kann ferner die Modulationsgenauigkeit messen, wie in dem US-Patent 5,187,719 mit dem Titel METHOD AND APPARATUS FOR MEASURING MODULATION ACCURACY beschrieben ist. Der Meßanalysator und die Steuerung können ferner Augendiagramme und Konstellationsdiagramme auf der Anzeige 270 anzeigen.
Fig. 4 ist ein konzeptionelles Blockdiagramm des Symbolsynchronisators 320 gemäß der vorliegenden Erfindung. Der Symbolsynchronisator umfaßt einen I-Neuabtaster 430 und einen Q-Neuabtaster 440, einen Betragsgenerator 450, einen statistischen Analysator 460 und eine Auswertungseinrichtung 470. Jede dieser Komponenten steht unter der Steuerung der Steuerung 100.
Die Neuabtaster 430 und 440 werden verwendet, um das Signal 230 zu vorbestimmten Zeitpunkten wiederholt neu abzutasten. Diese Neuabtastzeitpunkte beziehen sich allgemein nicht auf die ursprünglichen Abtastzeitpunkte. Die Neuabtast-Zeitpunkte sind eine Funktion eines Anfangsabtastzeitpunkts und einer Neuabtastrate. Das Ausgangssignal des Neuabtasters 430 ist ein Satz von neu abgetasteten I-Zeitaufzeichnungen 431. Das Ausgangssignal des Neuabtasters 440 ist ein Satz von neu abgetasteten Q-Zeitaufzeichnungen 441. Jede Zeitaufzeichnung in dem Satz besitzt einen unterschiedlichen Anfangsabtaststartzeitpunkt, wobei jedoch jedes Paar von neu abgetasteten I- und Q-Zeitaufzeichnungen den gleichen Anfangsabtaststartzeitpunkt besitzt. Die Anfangsabtaststartzeitpunkte und Neuabtastraten werden nachfolgend weiter beschrieben.
Die Sätze von neu abgetasteten I- und Q-Zeitaufzeichnungen werden dem Betragsgenerator 450 zugeführt. Der Betragsgenerator kann auch als ein "Magger" bekannt sein. Der Betragsgenerator 450 berechnet den j-ten Betrag der Betragszeitaufzeichnung (M) von dem j-ten Paar von neu abgetasteten I- und Q-Zeitaufzeichnungen unter Verwendung der Gleichung:
Mj = sqrt(Ij² + Qj²)
Das Verfahren wird für jeden Abtastwert in der Zeitaufzeichnung und jede Zeitaufzeichnung in dem Satz von neu abgetasteten Zeitaufzeichungen wiederholt. Das Ausgangssignal des Betragsgenerators 450 ist ein Satz von Betragszeitaufzeichnungen 451. Darüberhinaus kann der Betragsgenerator die Beträge in jeder Zeitaufzeichnung auf einen vorbestimmten Bereich von Werten normieren. Eine solche Normierung kann auf dem Spitzenbetrag in der Betragszeitaufzeichnung basieren, oder kann auf einer anderen statistischen Eigenschaft basieren, beispielsweise einem Mittelwert der Betragszeitaufzeichnung.
Da die Betragszeitaufzeichnung äquivalent zu der Amplitudenzeitaufzeichnung des Signals zu dem neuen Neuabtastzeitpunkt ist, kann die Funktion der Umwandlungseinrichtung 300, der Neuabtaster 430 und 440 und des Betragsgenerators 450 bei einem alternativen Ausführungsbeispiel als Neuabtaster 400 betrachtet werden, ein Neuabtaster, der die Zeitaufzeichnung 290 abtastet, um einen Satz von Betragszeitaufzeichnungen 451 zu erzeugen.
Der Satz von Betragszeitaufzeichnungen 451 wird dem statistischen Analysator 460 zugeführt, der eine oder mehrere statistische Operationen auf jeder Betragszeitaufzeichnung 451 in dem Satz durchführt. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung berechnet der statistische Analysator das Histogramm (eine Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion) und bestimmt dann die Spitzenwerte und Varianten dieses Histogramms für jede Betragszeitaufzeichnung in dem Satz von Betragszeitaufzeichnungen 451. Das Ausgangssignal des statistischen Analysators 460 ist ein Satz von Statistikeigenschaftsaufzeichnungen 461.
Ein Histogramm oder eine Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion kann für jedes modulierte Signal unter Verwendung der oben beschriebenen Schemata erzeugt werden. Nachdem das modulierte Signal bandbegrenzt wurde, wie es in dem Nyquist-Theorem dargelegt ist, wird seine Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion stark verzerrt sein. Wenn das Signal in Phase mit dem Symboltakt abgetastet wird, und nicht das Signal kontinuierlich abgetastet oder das Signal zufallsmäßig abgetastet wird, sollte sich die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktior, dem theoretischen Wert annähern. Obwohl jegliche Zwischensymbolstörung, jegliche Kanalverzerrung und jegliches Rauschen dazu beitragen, die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion aufzuspreizen, kann die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verwendet werden, um die Phase des Symboltakts zu bestimmen. Beispielsweise wird sich das Histogramm für ein nichtgestaffeltes M-fach-PSK-moduliertes Signal einem Impuls bei dem Betrag 1 und 0 sonst annähern, und wird sich für ein 16-QAM-Signal 3 Impulsen mit Beträgen 1, 0,85 und 0,33 annähern (für Beträge, die auf 1 normiert sind). Das Histogramm für jedes Modulationsschema kann einfach simuliert werden.
Die Auswertungseinrichtung 470 empfängt den Satz von Statistikeigenschaftsaufzeichnungen 461 von dem statistischen Analysator 460 und wählt aus diesem Satz die Statistikeiganschaftsaufzeichnung aus, die am besten mit den theoretischen Histogramm (der Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion) übereinstimmt. Der Anfangsabtaststartzeitpunkt, der dieser Statistikeigenschaftsaufzeichnung zugeordnet ist, ist die beste Abschätzung der Phase des Symboltakts. Das bevorzugte Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist in der Lage, die Phase des Symboltakts innerhalb nur 20 Symbolen zu verriegeln. Dieses Verfahren kann wiederholt werden, wenn es notwendig ist, bis eine Phasenabschätzung oder eine geeigne te Genauigkeit und Auflösung erhalten sind.

Betrieb des bevorzugten Ausführungsbeispiels

Fig. 4 arbeitet gemäß den folgenden Verfahren. Zuerst muß die Symbolrate bestimmt werden. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gibt ein Bediener die Symbolrate in die Tastatur 110 ein. Die Symbolrate ist allgemein für ein Kommunikationssystem festgelegt und wird üblicherweise durch eine Quarzuhr gesteuert, so daß die Informationen einfach und genau erhalten werden. Die Symbolrate könnte nach Wunsch durch die Beobachtung anderer Eigenschaften des modulierten Signals bestimmt werden.
Als nächstes wird ein Satz von Betragszeitaufzeichnungen des gefilterten Signals 230 erzeugt. Jede Betragszeitaufzeichnung in dem Satz besitzt die gleiche Abtastrate, jedoch einen unterschiedlichen Anfangsabtaststartzeitpunkt Dt. In den meisten Fällen wird dieser Satz von Betragszeitaufzeichnungen am einfachsten durch das einmalige Abtasten des gefilterten Signals 230, um eine Originalzeitaufzeichnung zu erzeugen, und das Neuabtasten dieser Originalzeitaufzeichnung für jede erforderliche Betragszeitaufzeichnung erzeugt. Da bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung das digitalisierte Signal bereits in der Farm von I- und Q-Zeitaufzeichnungen verfügbar ist, werden die I- und Q-Zeitaufzeichnungen wiederholt abgetastet und dann einem Betragsgenerator zugeführt, um den Satz von Betragszeitaufzeichnungen zu erzeugen.
Jede Betragszeitaufzeichnung wird mit der gleichen Neuabtastrate abgetastet. Diese Neuabtastrate ist bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung eine Funktion des Modulationsschemas. Für nicht-gestaffelte M- fache PSK modulierte Signale ist die Neuabtastrate die Symbolrate fs. Für gestaffelte M-fach PSK modulierte Signale ist die Neuabtastrate zweimal die Symbolrate 2fs. Für QAM- modulierte Signale ist die Neuabtastrate ebenfalls die Symbolrate fs.
Jede Betragszeitaufzeichnung in dem Satz besitzt einen unterschiedlichen Anfangsabtaststartzeitpunkt. Für Signale, bei denen keine Abschätzung der Phase des Symboltakts verfügbar ist, wird ein erstes Ausführungsbeispiel der Neuabtaster 430 und 440 verwendet. Für Signale, bei denen eine Abschätzung der Phase des Symboltakts verfügbar ist, wird ein zweites Ausführungsbeispiel des Neuabtasters 430 und 440 verwendet.
Fig. 5 ist ein Flußdiagramm des Verfahrens, das bei dem ersten Ausführungsbeispiel des Neuabtasters gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet wird. Da die Phase nicht bekannt ist, besteht die bei dem ersten Ausführungsbeispiel verwendete Strategie darin, über eine Periode, 2π, des Symboltakts nach der 0º-Phase zu suchen, indem die Anfangsabtaststartzeitpunkte gleichmäßig über diese Periode verteilt werden. Für Modulationsschemata, bei denen eine inhärente Symbolphasenzweideutigkeit existiert, beispielsweise OQPSK, wird die Suche über eine Periode durchgeführt, die gleich dieser Zweideutigkeit ist, da eine Suche über diese Zweideutigkeit hinaus ineffizient ist. Für OQPSK findet diese Suche über π statt, und nicht über 2π, wobei die resultierende Zweideutigkeit später unter Verwendung von Informationen von den Daten selbst aufgelöst wird. In einem Schritt 500 werden die Werte für T und dt bestimmt. Die Neuabtastperiode, T, ist als T = 1/fs definiert, wobei fs die bekannte Symbolrate ist. Die erforderliche Auflösung für die Phasenmessung wird verwendet um die Variable dt zu bestimmen. Allgemein ist für eine gegebene Auflösung R (in rad) die Anzahl von neu abgetasteten Zeitaufzeichnungen, k, für eine nicht-gestaffelte M-fache PSK und QAM durch die Gleichung k = 2π/R gegeben und für eine gestaffelte M-fache PSK durch die Gleichung k = π/R. Dann ist dt durch die Gleichung dt = T/k für eine nicht-gestaffelte M-fache PSK und QAM und durch die Gleichung dt = T/2k für gestaffelte M-fache PSK gegeben.
Das erste Ausführungsbeispiel des Neuabtasters erzeugt einen Satz von k Neuabtastaufzeichnungen 431 (oder 432) für jede Zeitaufzeichnung 410 (oder 420). Jede Neuabtastzeitaufzeichnung 431 (oder 432) besitzt einen Abtastwert pro Symbol in der Zeitaufzeichnung 410 (oder 420). Für digitale Kommunikationssystems vom Burst-Typ ist die Zeitaufzeichnung 410 bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung in der Lage, zwischen 60 und 100 Symbole zu sammeln. Für digitale Kommunikationssysteme vom kontinuierlichen Typ ist die Anzahl von Symbolabtastwerten, j, in jeder Neuabtastaufzeichnung eine Funktion der Abtastrate das Wandlers 240 und der Größe der Zeitaufzeichnung.
In einem Schritt 510 wird die Variable Dt auf Null initialisiert. Der erste Abtastwert in entweder der I- oder der Q-Zeitaufzeichnung 410 oder 420 ist definiert, um bei einer Zeit gleich Null vorzuliegen. Die Variable Dt ist der Anfangsabtaststartzeitpunkt, der für jede Neuabtastzeitaufzeichnung, die in dem Satz erzeugt wird, eindeutig berechnet wird. Dieselbe wird ferner verwendet, um zu bestimmen, wann die Neuabtastung abgeschlossen wurde. Die Variabel St ist die Neuabtastzeit für jeden Abtastwert. In einem Schritt S20 wird dieselbe dann auf Dt initialisiert, den ersten Neuabtastzeitpunkt für diese Zeitaufzeichnung.
In einem Schritt 530 wird die I-Zeitaufzeichnung zu Zeiten gleich St interpoliert. Die Interpolation kann unter Verwendung jeder einer Anzahl unterschiedlicher Techniken durchgeführt werden, einschließlich einer linearen Interpolation und einer Frequenzganginterpolation. Eine Frequenzganginterpolation ist in dem US-Patent 5,235,534 mit dem Titel METHOD AND APPARATUS FOR INTERPOLATING BETWEEN DATA SAMPLES beschrieben. Das bevorzugte Ausführungsbeispiel des ersten Ausführungsbeispiels verwendet eine lineare Interpolation. Unter Verwendung der linearen Interpolation werden die zwei Abtastzeitpunkte, die nächstliegend zu dem gewünschten Neuabtastzeitpunkt sind, lokalisiert und unter Verwendung der folgenden Gleichung interpoliert, wobei Ij der neu abgetastete Wert ist, An und An+1 die nächstliegenden Abtastwerte in der Zeitaufzeichnung sind, und Tx der Zeitpunkt des Abtastwerts x ist:
Ij = An + (((An+1 - An)/(TAn+1 - TAn)) · (St - TAn))
In einem Schritt 540 wird das Interpolationsverfahren zu dem gleichen Zeitpunkt St für die Q-Zeitaufzeichnung 441 wiederholt, was die neu abgetastete Q-Zeitaufzeichnung 441 erzeugt.
Das Verfahren wird nun für den nächsten Zeitpunkt St wiederholt. Der nächste Neuabtastzeitpunkt ist eine Funktion des Modulationsschemas. Für eine nicht-gestaffelte M-fache PSK und QAM ist der nächste Zeitpunkt St durch folgenden Gleichung gegeben:
St = St + T
Für mittels einer gestaffelten M-fachen PSK modulierte Signale ist der nächste Zeitpunkt St durch folgende Gleichung gegeben:
St = St + (T/2)
In einem Schritt 560 wird dieses Interpolationsverfahren wiederholt, bis das Ende der Zeitaufzeichnung 410 (oder 420) erreicht ist. In einem Schritt 570 wird der Anfangsabtaststartzeitpunkt für den nächsten Neuabtastdurchlauf unter Verwendung von Dt = Dt + dt berechnet. In einem Schritt 580 setzt sich die Neuabtastung fort, bis k Neuabtastzeitaufzeichnungen 431 und 441 erzeugt wurden. Jede neu abgetastete Aufzeichnung 431 oder 441 wird zusammen mit ihrem Anfangsabtaststartzeitpunkt Dt zu dem Betragsgenerator 450 geleitet.
Fig. 6 ist ein Flußdiagramm des Verfahrens, das bei dem zweiten Ausführungsbeispiel des Neuabtasters gemäß der vor liegenden Erfindung verwendet wird. Da eine Abschätzung der Phase bekannt ist, besteht die bei dem zweiten Ausführungsbeispiel verwendete Strategie darin, nach der 0º-Phase in der Nähe der abgeschätzten Phase zu suchen, indem die Anfangsabtaststartzeitpunkte in nächster Nöhe zu der abgeschätzten Phase plaziert werden. In einem Schritt 600 werden die Werte für T und dt bestimmt. Die Neuabtastperiode T ist als T = 1/fs definiert, wobei fs die bekannte Symbolrate ist. Die erforderliche Auflösung für die Taktphase und die Nachbarschaft, in der gesucht werden soll, werden verwendet, um die Variable dt zu bestimmen. Allgemein ist für eine gewünschte Auflösung R (in rad) und eine Suchnachbarschaft G (in rad) die Anzahl von neu abgetasteten Zeitaufzeichnungen k durch die Gleichung k = G/R gegeben. Dann ist dt durch die Gleichung dt = GT/2πk gegeben. G muß kleiner als die Symbolphasenzweideutigkeit für das Modulationsschema sein.
Das zweite Ausführungsbeispiel des Neuabtasters erzeugt k Neuabtastaufzeichnungen 431 (oder 432) für jede Zeitaufzeichnung 410 (oder 420). Jede Neuabtastaufzeichnung 431 (oder 432) besitzt einen Abtastwert pro Symbol in der Zeitaufzeichnung (410 oder 420).
In einem Schritt 610 wird die Variable Dt auf Et-(k/2)dt initialisiert, wobei Et die Abschätzung der 0º-Phase des Symboltakts ist, und k die Anzahl von Neuabtastaufzeichnungen 431 und 441, die erzeugt werden sollen, ist. Die Variable Dt ist der Anfangsabtaststartzeitpunkt, der für jede Neuabtastzeitaufzeichnung, die in dem Satz erzeugt wird, eindeutig berechnet wird. Dieselbe wird ferner verwendet, um zu bestimmen, wenn die Neuabtastung abgeschlossen wurde. Die Variable St ist der Neuabtastzeitpunkt für jeden Abtastwert. In einem Schritt 620 wird dieselbe dann auf Dt initialisiert, den ersten Neuabtastzeitpunkt für diese Zeitaufzeichnung.
In einem Schritt 630 wird die I-Zeitaufzeichnung an dem Zeitpunkt St interpoliert. Die gleichen Interpolationstechniken, die oben in den Schritten 530 und 540 verwendet sind, können verwendet werden. In einem Schritt 640 wird das Interpolationsverfahren an dem gleichen Zeitpunkt St für die Q-Zeitaufzeichnung 441 wiederholt, was die neu abgetastete Q-Zeitaufzeichnung 441 erzeugt.
Das Verfahren wird nun an dem nächsten Zeitpunkt St wiederholt. Der nächste Zeitpunkt ist eine Funktion des Modulationsschemas. Für eine nicht-gestaffelte M-fache PSK und QAM ist der nächste Zeitpunkt St durch folgende Gleichung gegeben:
St = St + T
Für mittels einer gestaffelten M-fachen PSK modulierte Signale ist der nächste Zeitpunkt St durch folgende Gleichung gegeben:
St = St + (T/2)
In einem Schritt 660 wird dieses Interpolationsverfahren wiederholt, bis das Ende der Zeitaufzeichnung 410 (oder 420) erreicht ist. In einem Schritt 670 wird der Anfangsabtaststartzeitpunkt für den nächsten Neuabtastdurchlauf unter Verwendung von Dt = Dt + dt berechnet. In einem Schritt 680 setzt sich das Neuabtasten fort, bis k Neuabtastzeitaufzeichnungen 431 und 441 erzeugt wurden. Jede neu abgetastet Aufzeichnung 431 oder 441 wird zusammen mit ihrem Anfangsabtaststartzeitpunkt Dt zu dem Betragsgenerator 450 geleitet.
Als nächstes wird jede der neu abgetasteten Zeitaufzeichnungen 431 und 441 durch den Betragsgenerator 45C geleitet. Der Betragsgenerator 450 erzeugt eine Betragszeitaufzeichnung 451 aus jedem Satz von neu abgetasteter I-Zeitaufzeichnung 431 und neu abgetasteter Q-Zeitaufzeichnung 441. Jede Betragszeitaufzeichnung 451 wird zusammen mit ihrem Dt zu dem statistischen Analysator 460 geleitet.
Fig. 7 ist ein Flußdiagramm des Verfahrens, das bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel des statistischen Analysators 460 verwendet wird. Das Verfahren, das in Fig. 7 gezeigt ist, wird für jede der k Betragszeitaufzeichnungen wiederholt, um k Statistikeigenschaftsaufzeichnungen 461 zu erzeugen. Zuerst wird ein Histogramm für jede Betragszeitaufzeichnung in dem Satz erzeugt. Danach wird das Histogramm jeder Betragszeitaufzeichnung nach bestimmten statistischen Merkmalen analysiert. Das Histogramm und die Eigenschaften für jede Betragszeitaufzeichnung, die als Statistikeigenschaftsaufzeichnungen bezeichnet werden, werden als ein Satz zu der Auswertungseinrichtung 470 geliefert.
In einem Schritt 710 wird die Anzahl i und die Größe von Betragsbereichen (bins) zur Verwendung bei der Analyse bestimmt. Die Anzahl von Betragsbereichen, die verwendet wird, um das Histogramm bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zu erzeugen, ist eine Funktion des Modulationsschemas. Für ein gestaffeltes M-fach-PSK-Modulationsschema werden 60 Betragsbereiche verwendet. Für nicht-gestaffelte M-fach-PSK-Modulations- und M-fach-QAM-Modulationsschemata werden 100 Betragsbereiche verwendet. Sobald die Anzahl von Betragsbereichen gegeben ist, wird als nächstes die Größe jedes Betragsbereichs bestimmt. Da bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel die Abtastwerte im allgemeinen auf einen maximalen Betrag von 1, 2 normiert sind, werden Betragsbereiche einer gleichmäßigen Größe für Beträge von 0,1 bis 1,2 erzeugt. Beträge von weniger als 0,1 können nach Wunsch verworfen werden. Wenn beispielsweise 100 Betragsbereiche verwendet werden, wird der Betragsbereich 1 verwendet, um Abtastwerte mit Beträgen von 0,1 bis 0,112 zu zählen. Ein Schritt 720 initialisiert den Zähler für m für die äußere Schleife. Die statistische Operation wird bezüglich jeder der k Betragszeitaufzeichnungen durchgeführt. Ein Schritt 730 initialisiert die Variable j auf Null, wobei j verwendet wird, um die Anzahl von Beträgen in jeder der Betragszeitaufzeichnungen, die analysiert wurden, zu zählen. Ein Schritt 740 wählt den geeigneten Betragsbereich aus der Anzahl i von Betragsbereichen für den j-ten Abtastwert in der m-ten Zeitaufzeichnung aus. Der Betrag jedes Abtastwerts wird verwendet, um unter Verwendung des minimalen und des maximalen Werts des Betragsbereichs, die oben bestimmt wurden, zu bestimmen, in welchen Betragsbereich dar Abtastwert gezählt werden soll. Ein Schritt 750 wiederholt das Klassifikationsverfahren für den nächsten Abtastwert, bis der letzte Abtastwert in der Zeitaufzeichnung verarbeitet wurde. Ein Schritt 760 inkrementiert den Zähler j, der verwendet wird, am die Anzahl von klassifizierten Abtastwerten zu verfolgen. Wenn der letzte Abtastwert in der m-ten Betragszeitaufzeichnung verarbeitet wurde, wird der Zähler m in einem Schritt 770 inkrementiert, wobei, wenn die k-te Betragszeitaufzeichnung nicht verarbeitet wurde, das Verfahren für die neue m-te Zeitaufzeichnung beginnend beim Schritt 730 wiederholt wird.
Nachdem die abschließende Betragsaufzeichnung verarbeitet wurde, wird ein Schritt 790 für jede statistische Analyseaufzeichnung durchgeführt. Bei bevorzugten Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung wird in dem Schritt 790 eine weitere statistische Operation durchgeführt. Die Operation ist ferner eine Funktion des Modulationsschemas. Für nicht-gestaffelte M-fach-PSK-Modulationsschemata bestimmt die Operation den Spitzenwert des Histogramms (die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion). Die Operation für eine gestaffelte M-fache PSK und eine M-fache QAM ist detailliert unten beschrieben. Die statistischen Eigenschaften, die aus den Operationen und Dt von der Betragszeitaufzeichnung resultieren, werden als ein Satz von Statistikeigenschaftsaufzeichnungen 461 zu der Auswertungseinrichtung 470 geleitet.
Bei einem alternativen Ausführungsbeispiel der statistischen Analysators könnte die statistische Operation (statistischen Operationen), die im Schritt 790 durchgeführt werden, direkt bezüglich der Betragszeitaufzeichnungen durchgeführt werden, anstelle des Erzeugens eines Histogramms und des nachfolgen den Berechnens der Statistika desselben, wie es bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel durchgeführt wird.
Die Auswertungseinrichtung 470 empfängt die Statistikeigenschaftsaufzeichnungen 461, die jede der Betragszeitaufzeichnungen 451 darstellen. Die Auswertungseinrichtung 470 vergleicht jede der Statistikanalyseaufzeichnungen und wählt die statistische Zeitaufzeichnung aus, die am besten mit der theoretischen Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion übereinstimmt. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist das Auswahlkriterium, das in der Auswertungseinrichtung verwendet wird, eine Funktion des Modulationsschemas. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wählt die Auswertungseinrichtung die Statistikeigenschaftsaufzeichnung mit der größten statistischen Eigenschaft, die im Schritt 790 berechnet wird, aus. Bei nicht-gestaffelten M-fach-PSK- und QAM-Modulationsschemata ist diese statistische Eigenschaft die Spitze des Histogramms. Für gestaffelte M-fach-PSK-Modulationsschemata ist diese statistische Eigenschaft die Spitze des Histogramms geteilt durch die statistische Varianz des Histogramms. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird Dt der ausgewählten statistischen Eigenschaft zu dem Meßanalysator 340 und dem Trägersynchronisator 330 als die relative Systemzeit für 0º des Systemtakts geliefert.
Bei einem zweiten Ausführungsbeispiel wird die ausgewählte statistische Eigenschaft der ausgewählten Statistikeigenschaftsaufzeichnung (mit dem Anfangsabtastzeitpunkt D) mit der gleichen statistischen Eigenschaft der Statistikeigenschaftsaufzeichnung, die unmittelbar vorhergeht (D - dt) und der Statistikeigenschaft, die unmittelbar folgt (D + dt), verglichen. Wenn die Statistikeigenschaft ausreichend größer als die anderen Aufzeichnungen ist, wird dieser Zeitpunkt als die relative Systemzeit für 0º des Systemtakts zu dem Meßanalysator 340 und dem Trägersynchronisator 330 geleitet. Falls die statistische Eigenschaft nicht größer ist, kann die Auswertungseinrichtung auswählen, den früheren oder spä teren Wert als die relative Systemzeit für 0º des Symboltakts weiterzuleiten, oder kann bewirken, daß das System unter Verwendung beider Werte von Dt oder einem Mittelpunkt zwischen den zwei Werten von Dt als der abgeschätzten Phase ET neu abtastet.
Die Fig. 8A und 8B sind Aufzeichnungen des Histogramms einer typischen Schmal-Bandbreite-Nyquist-gefilterten Betragszeitaufzeichnung einer OQPSK. Fig. 8A stellt das Histogramm des Signals zu einem anderen Zeitpunkt als 0º des Symboltakts dar, während Fig. 8B das Histogramm des Signals bei 0º des Symboltakts darstellt.
Die Fig. 9A und 9B sind Darstellungen des Histogramms einer partiell ISI-gefilterten Betragszeitaufzeichnung einer CQPSK-Modulation von einem CDMA-Typ-Kommunikationssystem. Fig. 9A stellt das Histogramm des Signals zu einem anderen Zeitpunkt als 0º des Symboltakts dar, während Fig. 9B das Histogramm des Signals bei 0º des Symboltakts darstellt.
Für die mit einer gestaffelten M-fachen PSK modulierten Signale ist die statistische Eigenschaft, die durch die Auswertungseinrichtung 470 verwendet wird, der Spitzenwert des Histogramms (die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion) geteilt durch seine Varianz. Diese Eigenschaft liefert eine Identifikation des Histogramms, das in den Fig. 8B und 9B gezeigt ist, die die Histogramme des Signals bei 0º des Symboltakts sind.
Die Fig. 10A und 10B sind Darstellungen der Histogramme einer typischen Nyquist-gefilterten 16-QAM-Betragszeitaufzeichnung. Fig. 10A stellt das Histogramm des Signals zu einem anderen Zeitpunkt als 0º des Symboltakts dar, während Fig. 10B das Histogramm des Signals bei 0º des Symboltakts darstellt.
Für M-fach-QAM-Signale haben die Operationen, die in dem statistischen Analysator 460 verwendet werden, die gleiche Zielrichtung wie die oben beschriebenen Verfahren, wobei die Operationen jedoch komplexer sind, da das Histogramm eine Vielzahl von Impulsen enthält. Beispielsweise existieren bei 16-QAM drei Pulse. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel einer 16-QAM normiert der Betragsgenerator die Daten näherungsweise auf Eins. Dies hat Spitzen bei näherungsweise 1,085 und 0,33 zur Folge. Der statistische Analysator erzeugt dann ein Histogramm von 100 Betragsbereichen über einen normierten Bereich von 0,1 bis 1,2. Der statistische Analysator schneidet dann jedes Histogramm in drei Histogramme mit einem unterschiedlichen Impuls in jedem Histogramm und berechnet den Spitzenwert und die Varianz jedes Histogramms. Diese Werte werden dann gemittelt, um die statistische Eigenschaft, die durch die Auswertungseinrichtung 470 verwendet wird, zu erzeugen. Für die M-fach-QAM-modulierten Signale wird der Spitzenwert des Histogramms eine Identifikation des Histogramms, das in Fig. 10B gezeigt ist, liefern, das die Dichtefunktion bei näherungsweise 0º des Symboltakts ist.
Fig. 11 ist ein konzeptuelles Blockdiagramm eines Neuabtasters 401 eines alternativen Ausführungsbeispiels des Neuabtasters 400 von Fig. 4 gemäß der vorliegenden Erfindung. Der Neuabtaster 401 umfaßt zwei Analog/Digital-Wandler 1180 und 1190, zwei Neuabtaster 1430 und 1440 und einen Betragsgenerator 1200. Die Neuabtaster und der Betragsgenerator stehen unter der Steuerung der Steuerung 1100. Dieses Ausführungsbeispiel des Neuabtasters fängt direkt Basisbanddaten, die irgendwo anders in dem Kommunikationssystem transformiert wurden. Die Wandler 1180 und 1190 sind typischerweise Wandler mit fester Rate. Dieselben erzeugen Zeitaufzeichnungen 1121 und 1111. Die Neuabtaster 143 und 1440 arbeiten wie oben beschrieben, um einen Satz von neu abgetasteten I-Zeitaufzeichnungen bzw. neu abgetasteten Q-Zeitaufzeichnungen zu erzeugen. Diese Zeitaufzeichnungen werden dann durch den Betragsgenerator 1200 geführt, um einen Satz von Betragszeitaufzeichnungen 1451 zu erzeugen. Diese Betragszeitaufzeichnungen können wie oben beschrieben verar beitet werden.

Claims

1. Eine Vorrichtung zum Bestimmen der Phase eines Symboltakts eines modulierten Signals mit einer vorbestimmten Symbolperiode, wobei die Vorrichtung folgende Merkmale aufweist:

einen Abtaster (240) mit einem Eingang, der mit dem modulierten Signal (15) verbunden ist, und einem Ausgang, wobei der Abtaster (240) eine feste vorbestimmte Abtastperiode aufweist;

eine Neuabtasteinrichtung (400) mit einem Eingang, der mit dem Abtaster (240) verbunden ist, und einem Ausgang, zum wiederholten Neuabtasten des Ausgangs des Abtasters (240) beginnend an einer Mehrzahl von vorbestimmten Startzeiten und mit einer vorbestimmten Neuabtastperiode, wodurch eine Mehrzahl von Neuabtastzeitaufzeichnungen erzeugt wird, von denen jede ihre jeweilige Startzeit besitzt;

eine statistische Analyseeinrichtung (460) mit einem Eingang, der mit dem Ausgang der Neuabtasteinrichtung (400) verbunden ist, und einem Ausgang, zum Durchführen einer vorbestimmten statistischen Operation bezüglich jeder der Mehrzahl von Neuabtastzeitaufzeichnungen, wodurch eine Mehrzahl von Statistikeigenschaftsaufzeichnungen erzeugt wird, von denen jede ihre jeweilige Startzeit besitzt;

eine Auswertungseinrichtung (470), die mit dem Ausgang der Statistikanalyseeinrichtung (460) verbunden ist, zum Auswählen einer Statistikeigenschaftsaufzeichnung basierend auf einem vorbestimmten Auswahlkriterium, Wodurch die Startzeit der jeweiligen Statistikeigen schaftsaufzeichnung die Phase des modulierten Signals anzeigt.

2. Eine Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Neuabtasteinrichtung ferner folgende Merkmale aufweist:

eine Umwandlungseinrichtung (300) mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Abtasters (240) verbunden ist, und einem I-Komponentenausgang und einem Q-Komponentenausgang;

eine erste Unterneuabtasteinrichtung (430) mit einem Eingang, der mit dem I-Komponentenausgang verbunden ist, und einem Ausgang, zum wiederholten Neuabtasten des I-Komponentenausgangs beginnend an einer Mehrzahl von vorbestimmten Startzeiten und mit einer vorbestimmten Neuabtastperiode, wodurch eine Mehrzahl von I-Komponenten-Neuabtastzeitaufzeichnungen erzeugt wird, von denen jede ihre jeweilige Startzeit besitzt;

eine zweite Unterneuabtasteinrichtung (440) mit einem Eingang, der mit dem Q-Komponentenausgang verbunden ist, und einem Ausgang zum wiederholten Neuabtasten des Q-Komponentenausgangs beginnend an einer Mehrzahl von vorbestimmten Startzeiten und mit einer vorbestimmten Neuabtastperiode, wodurch eine Mehrzahl von Q-Komponenten-Neuabtastzeitaufzeichnungen erzeugt wird, von denen jede ihre jeweilige Startzeit besitzt; und

einen Betragsgenerator (450), der mit dem Ausgang der ersten Unterneuabtasteinrichtung (430) und der zweiten Unterneuabtasteinrichtung (440) verbunden ist und einen Ausgang aufweist, wodurch eine Mehrzahl von Neuabtastzeitaufzeichnungen erzeugt wird, von denen jede ihre jeweilige Startzeit besitzt.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die statistische Operation, die durch die statistische Analyseeinrich tung (460) durchgeführt wird, eine Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion für jede der Mehrzahl von Neuabtastzeitaufzeichnungen erzeugt.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, bei der die statistische Analyseeinrichtung (460) ferner eine Statistikeigenschafts-Erzeugungseinrichtung (470) zum Bestimmen einer vorbestimmten Eigenschaft der Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion für jede einer Mehrzahl von Neuabtastzeitaufzeichnungen aufweist.

5. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die vorbestimmte Neuabtastperiode die Symbolperiode ist.

6. Eine Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die vorbestimmte Neuabtastperiode die halbe Symbolperiode ist.

7. Ein Verfahren zum Bestimmen der Phase eines Symboltakts für ein moduliertes Signal mit einer vorbestimmten Symbolperiode, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist:

Abtasten des modulierten Signals mit einer festen vorbestimmten Abtastrate;

wiederholtes Neuabtasten des abgetasteten Signals beginnend an einer Mehrzahl von vorbestimmten Startzeiten und mit einer vorbestimmten Neuabtastperiode, wodurch eine Mehrzahl von Neuabtastzeitaufzeichnungen erzeugt wird, von denen jede ihre jeweilige Startzeit besitzt;

Durchführen einer ersten statistischen Operation bezüglich der Mehrzahl von Neuabtastzeitaufzeichnungen, um statistische Informationen über jede Neuabtastzeitaufzeichnung zu erzeugen, wodurch eine Mehrzahl von Statistikeigenschaftsaufzeichnungen erzeugt wird, von denen jede ihre jeweilige Startzeit besitzt;

Auswerten der Mehrzahl von Statistikeigenschaftsaufzeichnungen, um basierend auf einem vorbestimmten Auswahlkriterium eine Statistikeigenschaftsaufzeichnung auszuwählen, wodurch die Startzeit der jeweiligen Statistikeigenschaftsaufzeichnung die Phase des modulierten Signals anzeigt.

8. Ein Verfahren nach Anspruch 7, bei dem der Schritt des wiederholten Neuabtastens ferner folgende Schritte aufweist:

Transformieren des abgetasteten Signals in eine I-Komponente und eine Q-Komponente;

Unterneuabtasten der I-Komponente an einer Mehrzahl von vorbestimmten Startzeiten und mit einer vorbestimmten Neuabtastperiode, wodurch eine Mehrzahl von I-Komponenten-Neuabtastzeitaufzeichnungen (431) erzeugt wird, von denen jede ihre jeweilige Startzeit besitzt;

Unterneuabtasten der Q-Komponente an einer Mehrzahl von vorbestimmten Startzeiten und mit einer vorbestimmten Neuabtastperiode, wodurch eine Mehrzahl von Q-Komponenten-Neuabtastzeitaufzeichnungen (441) erzeugt wird, von denen jede ihre jeweilige Startzeit besitzt; und

Berechnen des Betrags der I-Komponenten-Neuabtastzeitaufzeichnungen (431) und der Q-Komponenten-Zeitaufzeichnungen (441), um eine Mehrzahl von Neuabtastzeitaufzeichnungen (451) zu erzeugen, von denen jede ihre jeweilige Startzeit besitzt.

9. Verfahren nach Anspruch 8, bei dem die statistischer Informationen (461), die durch den Schritt des Durchführens einer ersten statistischen Operation erzeugt werden, eine Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion für jede der Mehrzahl von Neuabtastzeitaufzeichnungen sind.

10. Verfahren nach Anspruch 9, das ferner den Schritt des Durchführens einer zweiten statistischen Operation bezüglich der statistischen Informationen, die durch den Schritt des Durchführens einer ersten statistischen Operation erzeugt werden, aufweist.

11. Ein Verfahren nach Anspruch 7, bei dem die vorbestimmte Neuabtastperiode die Symbolperiode ist.

12. Ein Verfahren nach Anspruch 7, bei dem vorbestimmte Neuabtastperiode die halbe Symbolperiode ist.