DE69408759T2

DE69408759T2 - Verfahren und Gerät zur Frequenzmodulation eines Halbleiterlasers und darauf beruhendes optisches Kommunikationssystem

Info

Publication number: DE69408759T2
Application number: DE69408759T
Authority: DE
Inventors: Masao Majima; Toshihiko Ouchi
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 1993-09-17
Filing date: 1994-09-15
Publication date: 1998-07-09
Anticipated expiration: 2014-09-16
Also published as: EP0644635B1; EP0644635A1; CA2132043C; CA2132043A1; US6055251A; DE69408759D1

Description

BEZEICHNUNG DER ERFINDUNG

Verfahren und Gerät zur Frequenzmodulation eines Halbleiterlasers und darauf beruhendes optisches Kommunikationssystem.

ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK

Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und ein Gerät zur Ansteuerung eines Halbleiterlasers und ein optisches Kommunikationsverfahren und System, das das Verfahren und das Gerät zur Ansteuerung verwendet. Die vorliegende Erfindung betrifft auch ein Modulationsverfahren für einen Haibleiterlaser, der als Lichtquelle zur optischen Kommunikation verwendet wird, wobei ein Modulationssignal zur Ansteuerung des Lasers veranlaßt wird, mit einem vom Laser über ein breites Modulationsfrequenzband abgestrahlten lichtmodulierten Signal phasengleich zu sein. Die vorliegende Erfindung bezieht sich auch auf ein Ansteuerverfahren für einen Halbleiterlaser zur Stabilisierung und Einengung der Spektrallinienbreite einer Schwingungswellenlänge des Lasers, selbst wenn die Frequenz der Fluktuation des Spektrums der Schwingungswellenlänge oder der Lichtfrequenz gering ist. Innerhalb der Spektrallinienbreite fluktuiert die Schwingungswellenlänge des Lasers mit der Zeit.

Stand der Technik

Herkömmlicherweise ist ein verzweigter Rückkopplungslaser (DFB- Laser) beispielsweise als Lichtquelle zur optischen Kommunikation entwickelt worden.
In einem System zur direkten Lichtintensitäts- oder Amplitudenmodulation, das gegenwärtig unter Verwendung des obigen Lasers (nachstehend auch als LD bezeichnet) benutzt wird, muß die Amplitude der für die Ansteuerung der LD erforderlichen Amplitude eines Modulationsstroms auf etwa mehrere 10 rna gebracht werden. Zusätzlich muß der Vorspann- Strompunkt vom LD nahe an seinem Schwellwert liegen. Im Ergebnis ist die Resonanzfrequenz aufgrund der Kippfrequenz gering, und von daher ist ein derartiger LD zum Zwecke der Hochfrequenzmodulation von über mehreren Gbps ungeeignet. Das Phänomen der Resonanz wird bei der Hochfrequenzmodulation der LD beobachtet. Des weiteren ist die Fluktuation der Schwingungswellenlänge während der Modulation der LD groß, was zu dem Problem der Wellenlängenstreuung von Signalen während der Übertragung über lange Strecken durch eine Lichtleitfaser führt, und zum Problem des Übersprechens zwischen Kanälen bei Wellenlängen-Multiplexkommunikation (WDM).
Andererseits ist in einem System direkter Frequenzmodulation, das Modulationsstromeinspeisung in den LD verwendet, die Amplitude des Modulationsstroms gering, das heißt, etwa mehrere mA und der Vorstrompunkt des LD liegt über seinem Schwellwert. Somit wird derld durchgehend während der Schwingung moduliert. Folglich ist ein die Frequenz direkt modulierendes Modulationssystem in der Lage, mit großer Bandbreite zu modulieren, und die Fluktuation der Schwingungswellenlänge ist gering. Somit ist das direkte Frequenzmodulationssystem vielversprechend zur Verwendung bei Langstreckenübertragungen und bei Wellenlängen- Multiplexübertragungen.
Wenn kohärente Lichtkommunikation für das direkte Frequenzmodulationssystem auf Übertragungsstrecken extremer Länge oder auf hoch verdichtete Lichtfrequenz- Multiplexsysteme angewandt wird, sollte die Spektrallinienbreite einer Lichtquelle eingeengt sein und die Schwingungswellenlänge der Lichtquelle sollte hochstabil sein. Das Einengen und Stabilisieren kann durch eine negative elektrische Rückkopplungssteuerung erzielt werden. Auch in diesem Falle wird die direkte Frequenzmodulationskennlinie vom LD benutzt. Derartige Techniken zur Stabilisierung können ebenfalls auf optische Messungen angewandt werden.
Die direkten Frequenzmodulationskennlinien der Laser sind jedoch im Niederfrequenzbereich unter mehreren MHz verschlechtert. Dies ist ein bedeutsames Problem. Wenn beispielsweise ein Einzelelektroden- DFB- Laser, wie er in Fig. 1 gezeigt ist, mit einem sinusformigen Strom moduliert wird, variiert die Beziehung zwischen Modulationsfrequenz und Modulationseffizienz (der Betrag der Lichtfrequenzverschiebung aufgrund einer Änderung des Stromes von 1 mA) mit ansteigender Modulationseffizienz, da die Modulationsfrequenz den Niederfrequenzbereich betritt, wie in Fig. 2. Die Beziehung zwischen Modulationsfrequenz und Phasendifferenz (eine Phasendifferenz zwischen dem in die LD eingespeisten Modulationsstrom und das von der LD emittierte Modulationslichtsignal) variiert ebenfalls, wobei die Phasendifferenz auf etwa 1800 ansteigt, wenn die Modulationsfrequenz auf den Niederfrequenzbereich abfällt, wie in Fig. 3 gezeigt. Es ist ersichtlich, daß die Modulationseffizienz in einem Frequenzbandbereich fluktuiert, der geringer als mehrere MHz ist, und die Phasendifferenz fluktuiert ebenfalls und stellt eine Umkehr oder ein gegenphasiges Ansprechen (eine Phasenverschiebung um etwa 180º) heraus, wenn sich die Modulationsfrequenz von etwa 10 MHz nach unten ändert und gegen Null geht. Dies liegt daran, daß die direkten Frequenzmodulationskennlinien des Lasers aus der Überlagerung von konkurrierenden physikalischen Vorgängen resultiert; einer gegenphasigen Variation des Brechungsindex aufgrund von Wärme (eine Änderung im Brechungsindex aufgrund der Warmeanderung im LD verschiebt die Phasenbeziehung gegenüber der Wärmeänderung um 180º), wobei eine Grenzfrequenz von mehreren MHz besteht, und die Wirkung einer mitphasigen Brechungsindexvariation aufgrund der Ladungsträgerdichte (keine Phasenverschiebung einer Änderung des Brechungsindex aufgrund einer Änderung der Ladungsträgerdichte im LD, die bezüglich der Phase der Änderung der Ladungsträgerdichte auftritt), die flach und ungeändert bis zur Resonanzfrequenz besteht. Da die Wirkung der Wärme im Niederfrequenz- Bandbereich dominant ist, wird der flache Verlauf der Modulationskennlinie in der zuvor beschriebenen Weise gestört.
Verschiedene Probleme kommen auf, wenn jene widrigen Eigenschaften auftreten. Zuallererst wird im Falle der Frequenzumtastung (FSK), bei der digitale Signale frequenzmoduliert gesendet werden, eine lichtmodulierte Wellenform phasenverschoben, wodurch ein Übertragungsfehler aufkommt, wenn eine Modulationsfrequenz unter mehrere MHz fällt. Figuren 4A und 4B zeigen ein derartiges Beispiel. Wie in Fig. 4A veranschaulicht, wird die lichtmodulierte Impulsbreite ausgedünnt, wenn die Modulationsimpulsbreite bei 1 MHz liegt, wie in Fig. 4B gezeigt, die Lichtwellenform wird invertiert oder verläuft gegenphasig zum Nodulationssignal, wenn die Modulationsfrequenz etwa 100 kHz beträgt. Folglich gibt es dort eine Grenze für die Modulationsfrequenz in einem niedrigen Frequenzbandbereich, und folglich ist die Freiheit der Codierung eingeschränkt.
Wenn des weiteren die Spektrallinienbreite von LD durch Anwenden einer negativen elektrischen Rückkopplung eingeengt wird, verschiebt sich die Phase einer Änderung im gesamten Brechungsindex vom gewünschten, wenn die Fluktuation der Schwingungswellenlänge eine Frequenz unter mehreren MHz hat. Von daher ist die negative Rückkopplungssteuerung vom LD schwierig zu erreichen.
Verschiedene Verfahren zur Verbesserung des Halbleiterlasergerätes sind vorgeschlagen worden, um diese Probleme zu lösen. Beispielsweise wird eine Dreielektrodenstruktur aufgebaut, wie in Fig. 5 gezeigt, und ein Strom, der durch Endelektroden oder eine Mittenelektrode 1045 eingespeist wird, wird moduliert, um die Wirkung der zuvor erwähnten Wärme zu unterdrücken (siehe Juzo Joshikuni, et al., IEEE J. Lightwave Technology, Band LT- 5, Nr. 4, 516, April 1987). In diesem Falle jedoch variiert das Verhalten abhängig vom Betrag des Vorstromes, der durch jede Elektrode eingespeist wird, und es bestehen Variationen unter den Einrichtungen. Somit ist es schwierig, eine derartige Struktur in der Praxis anzuwenden. In Fig. 5 bedeutet Bezugszeichen 1041 ein Substrat, Bezugszeichen 1042 bedeutet eine aktive Schicht, Bezugszeichen 1043 bedeutet eine Deckschicht und Bezugszeichen 1044 bedeutet ein Gitter.
Andere herkömmliche Einrichtungen haben ein λ/4- verschobenes Streugitter 1052, mit der Tiefe des Streugitters 1052 im mittleren Abschnitt 1056, der größer als die peripheren Abschnitte sind, wie in Fig. 6 gezeigt. In dieser Einrichtung wird durch eine Mittenelektrode 1055 Strom eingespeist, der moduliert ist, der die Wirkungen der vorher erwähnten Ladungsträgerdichte bedingt, um ein gegenphasiges Ansprechen zu entfalten, um so mit den Wirkungen der Wärme gleichphasig zu sein. Im Ergebnis wird die Phasenverschiebung der Änderung des Gesamtbrechungsindex von dem angestrebten beseitigt, und des 9 weiteren kann die Wirkung der Wärme reduziert werden. Somit ist die Eigenschaft in einem niedrigen Frequenzbandbereich der Modulation verbessert (siehe H. Shoji, et al., Informal Paper of 1992 Vernal Conference of Japan Applied Physics Society, 30a- SF- 8). Diese Einrichtung hat jedoch das Problem, daß die Herstellung kompliziert ist, was zu dürftigen Ergebnissen und hohen Herstellkosten führt. In Fig. 6 bedeutet Bezugszeichen 1051 ein Substrat, Bezugszeichen 1053 bedeutet eine Lichtleitschicht, und Bezugszeichen 1054 bedeutet eine aktive Schicht.
Weiterer Stand der Technik ist aus der Veröffentlichung uvector Modulation of Split Contact DFB- Lasers" in IEE Proceedings J. Optoelectronics, Band 138, Nr. 2, April 1991, von W. B. Hale et al. und aus dem Dokument EP-A-0 477 987 bekannt.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die obigen Probleme durch ein relativ einfaches Ansteuerverfahren zu lösen, und ein Ansteuergerät eines Halbleiterlasers und ein Verfahren zur Lichtkommunikation und ein System unter Verwendung des Ansteuerverfahrens und Gerätes zu schaffen.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung wird gelöst durch das nachstehende Ansteuerverfahren für einen Halbleiterlaser, wie es im Patentanspruch 1 angegeben ist, ein Ansteuergerät zur Ansteuerung eines Halbleiterlasers, wie es im Patentanspruch 15 angegeben ist, und ein optisches Kommunikationsverfahren, wie es im Patentanspruch 48 angegeben ist, und ein optisches Kommunikationsverfahren, wie es im Patentanspruch 50 angegeben ist, sowie ein optisches Kommunikationsverfahren der Wellenlängen- Multiplexart, wie es in den Patentansprüchen 51 bzw. 52 angegeben ist, sowie ein optisches Kabelfersehsystem, wie es im Patentanspruch 53 angegeben ist.
Weitere bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind in jeweiligen abhängigen Ansprüchen angegeben.
Die Vorteile der vorliegenden Erfindung werden in Verbindung mit der nachstehenden detaillierten Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele in Verbindung mit der Zeichnung deutlich.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG

Fig. 1 ist eine perspektivische Querschnittsansicht, die einen Einzelelektrodenlaser mit verzweigter Rückkopplung zeigt.
Fig. 2 ist ein Graph, der eine Frequenzmodulationskennlinie nach dem Stand der Technik veranschaulicht.
Fig. 3 ist ein Graph, der die Phasenkennlinie nach dem Stand der Technik veranschaulicht.
Figuren 4A beziehungsweise 4B sind Ansichten, die FSK- Ansprechkennlinien nach dem Stand der Technik veranschaulichen.
Fig. 5 ist eine Querschnittsansicht, die einen Dreielektrodenlaser mit verzweigter Rückkopplung nach dem Stand der Technik veranschaulicht.
Fig. 6 ist eine Querschnittsansicht eines Lasers mit verzweigter Rückkopplung nach dem Stand der Technik, der ein Gitter mit ungleicher Tiefe besitzt.
Fig. 7 ist eine perspektivische Querschnittsansicht, die einen Halbleiterlaser mit verzweigter Rückkopplung zeigt, der in einem Ansteuerverfahren nach der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
Fig. 8 ist ein Graph, der eine Modulationskennlinie veranschaulicht, wobei frequenzmodulierter Strom nur durch eine der beiden Elektroden eingespeist wird.
Fig. 9 ist ein schematisches Blockschaltbild, das eine Ansteuerschaltung nach einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
Fig. 10 ist ein Graph, der eine Modulationskennlinie veranschaulicht, wobei Frequenzmodulation gemäß einem Ansteuerverfahren nach der vorliegenden Erfindung ausgeführt wird.
Fig. 11 ist ein schematisches Blockschaltbild, das eine Ansteuerschaltung nach einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
Fig. 12 ist ein schematisches Blockschaltbild, das eine Ansteuerschaltung zur Einengung der Spektrallinienbreite nach einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
Fig. 13 ist ein schematisches Blockschaltbild, das eine Ansteuerschaltung nach einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
Fig. 14 ist eine Ansicht, die das Prinzip eines Ansteuerverfahrens des vierten Ausführungsbeispiels nach der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
Fig. 15 ist ein schematisches Blockschaltbildf das eine Ansteuerschaltung nach einem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
Fig. 16 ist ein schematisches Blockschaltbild, das eine Ansteuerschaltung zur Einengung der Spektrallinienbreite nach einem sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
Fig. 17 ist ein Blockschaltbild, das ein Übertragungssystem zur Ausführung kohärenter Lichtkommunikation nach der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
Fig. 18 ist ein Graph, der eine Kennlinie der Wellenlängenänderung eines Halbleiterlasers mit verzweigter Rückkopplung veranschaulicht.
Fig. 19 ist ein Blockschaltbild, das ein Übertragungssystem zur Ausführung der Multiplexübertragung nach einem achten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
Fig. 20 ist ein Übertragungsspektrum, das Wellenlängen- Multiplexsignale nach der vorliegenden Erfindung veranschaulicht
Fig. 21 ist eine Ansicht eines neunten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung, die einen optischen Knoten zeigt.
Fig. 22 ist ein Blockschaltbild eines optischen Lokalnetzes (LAN) nach der vorliegenden Erfindung.
Fig. 23 ist ein Blockschaltbild eines optischen Kabelfernsehsystems (CATV) nach der vorliegenden Erfindung.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

Erstes Ausführungsbeispiel

Ein erstes Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung wird nun anhand der Figuren 7 bis 10 beschrieben. Fig. 7 zeigt einen Zweieleküroden-DFB-Laser, der zur Ausführung eines Ansteuerverfahrens nach der vorliegenden Erfindung verwendet wird. Fig. 9 zeigt ein Ansteuersystem des ersten Ausführungsbeispiels.
In Fig. 7 bedeutet Bezugszeichen 101 ein n- dotiertes GaAs- Substrat, Bezugszeichen 102 eine n- dotierte Alx Ga1-x As- Deckschicht (x = 0,45), Bezugszeichen 103 bedeutet eine aktive Mehrfach-Quantenquellschicht mit fünf i- (eigenleitenden) - GaAs-Quellschichten (Stärke: 6nm) und sechs i-AlxGa1-xAs- Sperrschichten (x = 0,22, Stärke: 10 nm), die abwechselnd geschichtet sind, Bezugszeichen 104 bedeutet eine p- dotierte AlxGa1-xAs-Lichtleitschicht (x = 0,15), Bezugszeichen 105 bedeutet eine p- dotierte AlxGa1-xAs- Deckschicht (x = 0,45), Bezugszeichen 106 ist eine p- dotierte AlxGa1-xAs- Kontaktschicht (x = 0,05), Bezugszeichen 107 ist eine p- dotierte AlxGa1-xAs- Einbettungsschicht (x = 0,4), Bezugszeichen 101 bedeutet eine n- dotierte AlxGa1-xAs Einbettungsschicht (x = 0,4), Bezugszeichen 109 bedeutet eine p- dotierte Elektrode und Bezugszeichen 110 eine n- dotierte Elektrode, wobei ein Gitter g mit einem Rasterabstand von 245 nm und einer Tiefe von 100 nm auf der Lichtleitschicht 104 gebildet ist, und eine Antireflexbeschichtung 111 ist auf einem der Lichtaustrittsflächen vorgesehen. Die p- dotierte Elektrode 109 und die Kontaktschicht 106 sind durch einen Zwischenraum in zwei Abschnitte eingeteilt, der in der Mitte der Einrichtung vorgesehen ist, wie in Fig. 7 gezeigt.
Ein Vorstrom I&sub1; wird veranlaßt, durch die Elektrode 109 auf die Seite zu fließen, die der Antireflexbeschichtung 111 am nächsten ist, und ein Vorstrom 12 wird veranlaßt, durch die Elektrode 109 auf die andere Seite zu fließen. Die Schwingung in einer DFB- Mode wird verursacht durch einen Schwellwert von etwa I&sub1; + I&sub2; = 30 mA (I&sub1;, I&sub2; < 10 mA). Im Schwingungszustand wird ein hochfrequenter Modulationsstrom Δl&sub1; nur mit dem Vorstrom I&sub1; durch ein Vorspann- T überlagert das ein Mittel zur Stromänderungskopplung (AC) ist, um die Frequenzmodulation aufzuführen. Die hiesige Modulationskennlinie ist in Fig. 8 abgebildet. Die Modulationseffizienz verbleibt flach oder konstant bei etwa 0,6 GHZ/mA über einen Bereich der Modulationsfrequenz von mehreren MHz bis mehreren GHZ. Aus Fig. 8 ist ersichtlich, daß die Modulationseffizienz ansteigt, wenn die Modulationsfrequenz in einem Bereich von weniger als mehreren MHz ist. Dies resultiert aus der Tatsache, daß die Wirkung der Wärme in einem niederen Modulationsfrequenzbereich groß und dominant ist, wie schon beschrieben. Die Phasendifferenzkennlinie ist gleich der einer herkömmlichen, in Fig. 3 gezeigten Einrichtung.
Folglich wird der Kompensationsstrom Al&sub2; mit dem Vorstrom 12 unter Verwendung einer in Fig. 9 gezeigten Struktur überlagert. In dieser Struktur von Fig. 9 wird ein Modulationssignal aus einer elektrischen Modulationsquelle 409 in zwei Teilstromausgänge mit einem 1 : 1- Verhältnis durch einen Stromverzweiger 408 eingeteilt. Ein Ausgangssignal ist für einen invertierenden Breitbandvideoverstärker 406 vorgesehen, dessen Verstärkung und Grenzfrequenz bei etwa 10 MHz bzw. 10 GHz liegen. Dann wird der verstärkte Strom ΔI&sub1; mit einem Gleichstrom I&sub1; überlagert, wodurch eine Gleichstromquelle 403 mittels einem Vorspann- T 402, das aus einer Spule und einem Kondensator besteht, mit Komponentenwerten, die für eine niedrige Grenzfrequenz von 1 kHz ausgewählt sind. Der Kondensator gestattet des weiteren der DC Komponente, wie beispielsweise Offsets, vom verstärkten Strom Δl&sub1; befreit zu sein. Der solchermaßen überlagerte Strom (I&sub1; + ΔI&sub1;) steuert einen Haibleiterlaser 401 an. Der Laser 401 ist unter Verwendung eines Diodenpaares dargestellt. Der andere Stromausgang des Leistungsverzweigers 408 wird in einen nichtinvertierenden Operationsverstärker 407 eingegeben, dessen Verstärkung und Grenzfrequenz jeweils bei 3 und 10 MHz liegen. In gleicher Weise wird der verstärkte Strom Al&sub2; mit Gleichstrom I&sub2; aus einer Gleichstromquelle 405 über ein Vorspann- T 404 überlagert, und ein anderer überlagerter Strom (I&sub2; + ΔI&sub2;) steuert auch den Laser 401 an. In diesem Falle ist das Ausgangssignal der elektrischen Modulationsquelle 409 variabel, und ein Modulationsindex wird durch Variieren des Ausgangssignals der Modulationsquelle 409 eingestellt. Der Modulationsindex ist ein Verhältnis zwischen maximalem und minimalem Strom des überlagerten Modulationsstroms.
Im ersten Ausführungsbeispiel ist die effektive Unterdrückung der Phasendifferenz aufgrund der Wärmewirkung in einem niedrigen Frequenzbandbereich der Modulation und zur Beibehaltung des Betriebsoptimums der Modulation die Verstärkung des invertierenden Breitbandvideoverstärkers 406 auf einen Wert von etwa 10 festgelegt, und die Verstärkung des nichtinvertierenden Operationsverstärkers 407 wird variiert, bis die gewünschten Kennlinien erreicht sind. Im Ergebnis ist die Verstärkung des nichtinvertierenden Operationsverstärkers 407 vorzugsweise etwa 3. Die Verstärkungswerte ändern sich abhängig von der Einrichtungsstruktur, vom Material, von der Packungskonfiguration und dergleichen, und folglich müssen diese auf optimale Werte für jede Anwendung eingestellt werden.
Wenn Frequenzmodulation im obigen Ausführungsbeispiel ausgeführt wird, ist die Modulationskennlinie des Niederfrequenzbandes weitestgehend verbessert, wie in Fig. 10 dargestellt. Somit wird eine flache Modulationskennlinie über einen Bereich bis herunter zu mehreren kHz erzielt. Gleichzeitig zeigt die Phasendifferenzkennlinie ein phasengerechtes Ansprechen in einem Bereich von mehreren kHz bis etwa 1 GHz. Selbst ein einfach strukturierter DFB- Laser kann folglich eine Frequenzmodulation mit einem rechteckförmigen Signal erzielen, dessen Frequenz von mehreren kHz bis mehreren GHZ reicht, oder FSK-Übertragung.
Des weiteren ist der Breitbandvideoverstärker 406 in diesem Ausführungsbeispiel vorzugsweise vom invertierenden Typ, und der Operationsverstärker 407 ist vorzugsweise vom nichtinvertierenden Typ. Dies geschieht nur, weil ein Breitbandverstärker des invertierenden Typs generell einen überlegenen Störabstand und bessere Offset- Eigenschaften hat als andere Typen. Jedoch kann ein nichtinvertierenden Breitbandvideoverstärker und ein invertierender Operationsverstärker alternativ verwendet werden, ohne vom Umfang der Erfindung abzuweichen.
Wie schon beschrieben, kann das zuvor abgehandelte Problem gelöst werden, ohne daß die Struktur der Einrichtung komplizierter wird.
Das Arbeitsprinzip wird kurz unter Verwendung eines konkreten Beispiels zusammengefaßt. Ein DFB- Laser, mit zwei Elektroden, wie er in Fig. 7 gezeigt ist, wird vorbereitet.
Wenn Strom nur durch eine Elektrode eingespeist wird, ist die Modulationskennlinie, die in Fig. 8 gezeigte. In diesem Falle wird die Wirkung von Wärme im niederfrequenten Bandbereich reduziert, verglichen mit dem in Fig. 1 gezeigten Laser, aber noch erstreckt sich der gewünschte flache Bereich nur herab bis zu wenigen MHz Folglich wird ein phasenverschobenes gegenphasiges Signal mit dem Modulationssignal synchronisiert, wird durch eine weitere Elektrode eingespeist, wenn die Modulationsfrequenz im niederfrequenten Bereich liegt (weniger als 10 MHz). Die Größe des phasenverschobenen Stroms variiert abhängig vom Material, vom Aufbau, von der Packungskonfiguration der Einrichtungen. Diese Größe wird auf einen optimalen Wert durch Einstellen der Verstärkungen der jeweiligen Verstärker 406 und 407 gebracht, so daß die Phasendifferenz zwischen dem Modulationsstrom, der durch die erste Elektrode eingespeist wird, und einem Lichtausgangssignal aus dem Laser ia auf Null über einen niederfrequenten Bandbereich beibehalten. Dann kann die niederfrequente Kennlinie bis zu mehreren kHz ausgedehnt werden, wie in Fig. 10 dargestellt.
Derartige Mittel zur Erzeugung eines gegenphasigen Signals können auf verschiedene Weise aufgebaut sein. Derartige Mittel können leicht realisiert werden, da nur ein niederfrequenter Bandbereich, der sich vom Gleichstrom hin bis zu 10 bis 20 MHz erstreckt, müssen in Betracht gezogen werden. Ein Beispiel ist in Fig. 9 gezeigt.

Zweites Ausführungsbeispiel

Ein zweites Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung wird anhand Fig. 11 beschrieben. Eine in diesem Ausführungsbeispiel verwendete Lasereinrichtung ist im wesentlichen dieselbe wie der im ersten Ausführungsbeispiel verwendete DFB- Laser mit zwei Elektroden.
In diesem Ausführungsbeispiel werden keine Vorspann- T mit einer niederfrequenten Grenzfrequenz verwendet, und anstelle der herkömmlichen integrierten Laseransteurschaltung (IC) wird vorzugsweise ein Spannung- Strom- Wandler verwendet, der eine Kopplungseinrichtung ist, die moduliert werden kann, um die Größe des gesamten Ansteuersystems zu verringern. Der Spannung- Strom- Wandler liefert Ansteuerstrom unter Verwendung eines Spannungssignals. In den Treiber- IC 503 bzw. 504 sind stromguellen Ib1 bzw. Ib2 und Modualtionsstromquellen Ip1 und Ip2 parallelgeschaltet, und Modulationsstrsme ΔI1 und ΔI2 mit Gleichstrom Offset- Strömen I&sub1; und I&sub2; können daraus jeweils durch Eingabe in ein Modulationssignal aus einer Modulationssignalquelle 505 geliefert werden. Der Modulationsindex und der Vorstrombetrag kann jeweils auf der IC- Seite gesteuert werden, wie zuvor beschrieben.
Als nächstes wird ein spezielles Ansteuerverfahren beschrieben. Das Ausgangssignal einer Modulationsstromquelle 505 wird an die Treiber ICs503 und 504 geliefert. Wenn das Signal aus der elektrischen Modulationsquelle 505 in zwei Teile geteilt wird, ist kein Stromaufteiler erforderlich, wenn die Teilung unmittelbar vor den beiden Treiber- IC 503 und 504 erfolgt. Der Treiber IC 503 liefert ein mitphasiges Ausgangssignal, welches mit dem eingegebenen Modulationssignal in Phase ist, an einen Laser 501 als Treiberstrom I&sub1; + ΔI&sub1;. Der Treiber- IC 504 liefert ein gegenphasiges Ausgangssginal, das mit dem eingegebenen Modulationssignal gegenphasig ist. Dies kann ausgeführt werden durch einen einzigen Treiber IC, der mitphasige und gegenphasige Ausgangssignale liefern kann. Das gegenphasige Ausgangssignal wird in ein Tiefpaßfilter 502 eingegeben, das eine Grezizfrequenz von etwa 10 MHz besitzt, und das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 502 wird an einen Laser 501 als Treiberstrom mit 12 + ΔI&sub2; geliefert. Das stromgrößenverhältnis zwischen ΔI&sub1; und ΔI&sub2; wird bei etwa 10 : 3 optimiert, ähnlich wie im ersten Ausführungsbeispiel Der Treiber- IC ist vorzugsweise in der in Fig. 11 gezeigten Weise ausgelegt, wobei der Laser 501 auf seiner oberen Seite mit Masse verbunden ist, um dort Strom zu ziehen, so daß ein Hochgeschwindigkeitsbetrieb der Modulation erzielt werden kann. Folglich ist in diesem Ausführungsbeispiel der Leitungstyp des Lasers 501 dem in Fig. 7 gezeigten entgegengesetzt. Das heißt, ein p- dotiertes Substrat wird verwendet, und die Elektrode ist in zwei Abschnitte auf der Seite einer n- dotierten Elektrode eingeteilt.
Wenn das Ansteuersystem so aufgebaut ist, kann das gesamte System in seiner Größe sehr kompakt sein und kann in einen Einzelkasten als Modul eingesetzt werden. Während die Untergrenze des niederfrequenten Modulationsbereichs durch die Grenzfrequenz des T- Vorspanners im ersten Ausführungsbeispiel begrenzt ist, gibt es keine Untergrenze betreffs einem niederfrequenten Modulationsbereich im zweiten Ausführungsbeispiel Im Ergebnis kann die Frequenzgang der Modulation weiter verbessert werden, und die Frequenzgang der Modulation kann über einen Modulationsfrequenzbereich zwischen 100 Hz und mehreren GHz flach verlaufen. Wenn FSK- Übertragung ausgeführt wird, kann die Information somit unter Verwendung eines Signals (NRZ) ohne Rückkehr nach Null codiert werden, dessen Frequenz und Stetigkeit beispielsweise jeweils 3 Gbps und mehr als 220 - 1 sind. Folglich kann eine Übertragung mit sehr hoher Geschwindigkeit erzielt werden.

Drittes Ausführungsbeispiel

In einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird die Ansteuerschaltung des ersten Ausführungsbeispiels zur Verbesserung der Modulationskennlinie des niederfrequenten Bereichs des Lasers verwendet, der durch eine elektrische Rückkopplung Mittel zur Einengung der Spektrallinienbreite der Schwingungswellenlange eines Lasers enthält. Wenn eine Periode der Fluktuation der Schwingungswellenlängen größer als ein vorbestimmter Wert ist, kann ein allgemeines Rückkopplungsverfahren zur Einengung der Spektrallinienbreite nicht angewandt werden, weil die oben beschriebenen Phasenverschiebung aufgrund der Wärmewirkung auftritt. Dieses Ausführungsbeispiel kann mit diesem Problem zu Rande kommen. Ein Ansteuersystem ist in Fig. 12 gezeigt.
Ein Lichtstrahl aus einem DFB- Halbleiterlaser 601 wird in einen optischen Frequenzdiskriminator 610 eingegeben, um die Fluktuation der wellenlänge des ausgestrahlten Lichtstrahls in Fluktuation einer Lichtintensität umzuwandeln, und die Fluktuation der Lichtintensität wird in ein elektrisches Signal vom Photodetektor 609 umgewandelt. In diesem Ausführungsbeispiel wird vorzugsweise eine Fabry- Perot- Etalon als optischer Frequenzdiskriminator 610 verwendet, dessen freier Spektralbereich und Feinheit 5 GHZ bzw. 50 betragen. Das so bereitgestellte elektrische Signal wird einem Injektionsstrom in den Laser 610 überlagert. Das Ausgangssignal des Photodetektors 609 wird bereitgestellt als ein Eingangssignal für einen Leistungsaufteiler 608, in gleicher Weise wie die Modulationssignalquelle 409 des ersten Ausführungsbeispiels, und die Rückkopplungssteuerung wird ausgeführt. Das Rückkopplungsverhältnis kann durch Variieren der Verstärkungen der Verstärker 606 und 607 und der den Photodetektor 609 beaufschlagenden Lichtleistung eingestellt werden. In diesem Falle werden die Verstärkungen der Verstärker 606 und 607 auf etwa 100 bzw. 30 eingestellt, und eine optimale Rückkopplungseinstellung wird mit einer Lichtleistung im Bereich von etwa von 10 µW bzw. etwa 100 µW erzielt. Des weiteren kann eine lange Lichtwegstrecke des Rückkopplungssystems die Obergrenze des hochmodulierten Frequenzbandes begrenzen, so daß die Weglänge auf etwa 10 cm beschränkt ist, wobei die Frequenz, bei der Resonanz auftritt, die eine Verzögerungszeit des Rückkopplungssignals besitzt, auf 3 GHz verschoben wird.
Während die Spektrallinienbreite ohne der Rückkopplungs Steuerbedingung bei 15 MHz liegt, kann die Spektrallinienbreite letztlich auf etwa 200 kHz eingeengt werden, d.h., etwa ein Hundertstel von 15 MHz in diesem Ausführungsbeispiel Dieser Pegel ist ein praktischer Pegel, den Laser als Lichtquelle kohärenter optischer Kommunikationen zu verwenden.
Wenn darüber hinaus der Modulationsstrom weiter überlagert wird, können FSK- übertragungen unter Verwendung des Ansteuersystems und Verfahrens des ersten oder zweiten Ausführungsbeispiels verwendet werden.

Viertes Ausführungsbeispiel

Ein viertes Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung wird anhand der Figuren 13 und 14 beschrieben. Das vierte Ausführungsbeispiel unterscheidet sich vom ersten Ausführungsbeispiel im folgenden Punkt. In Fig. 13 bedeuten dieselben Bezugszeichen wie jene in Fig. 9 dieselben Glieder oder Einrichtungen.
Die Verstärkung des Verstärkers 407 wird variabel gemacht und automatisch eingestellt, um die warmewirkung in einem niedrigen Frequenzbandbereich der Modulation zu unterdrücken.
Ein Sinuswellenoszillator 410 gibt zwei Signale von etwa 5 kHz ab. Ein sinusförmiges Wellensignal wird in eine elektrische Modulationsquelle 409 eingegeben und mit einem Modulationssignal überlagert, das von der elektrischen Modulationsquelle 409 kommt, und das andere Signal wird mit einem Brückenmodulator 411 mit einem Signal gemischt, das folgendermaßen erzeugt wird: ein Abschnitt des Ausgangssignals von einem Laser 401 wird durch einen Strahlauf spalter 414 ausgesondert. Dieses ausgesonderte Licht wird durch einen Frequenzdiskriminator 415 gesendet, wie beispielsweise ein Fabry-Perot-Etalon, und umgewandelt in ein elektrisches Ausgangssignal durch einen Photodetektor 413. Eine Signalkomponente von etwa 5 kHz wird aus dem Ausgangssginal des Photodetektors durch ein Bandpaßfilter 412 ausgelesen. Das andere Oszillatorsignal wird vom Brückenmodulator 411 mit dem Signal von etwa 5 kHz aus dem Bandpaßfilter 412 gemischt.
Eine Gleichstromkomponente des gemischten Ausgangssignals aus dem Brückenmodulator 411 wird durch ein Tiefpaßfilter 416 ausgewählt und als Steuersignal für Verstärker 407 bereitgestellt, der durch dieses Gleichstromsignal automatisch geregelt wird. Dieses Prinzip wird anhand Fig. 14 beschrieben.
Wenn der Laser 401 in Intervallen von 5 kHz moduliert wird, tritt die Frequenzmodulation im wesentlichen nur aufgrund der Wärmewirkung auf. Drei Fälle existieren abhängig von einer Abweichung der Größe der Wärmewirkung an den beiden Elektroden 109 des Lasers 401. Im Falle, daß eine Fluktuation Δf&sub2; der Schwingungsfrequenz, verursacht durch die Warmewirkung aufgrund eines eingespeisten Stromes ΔI&sub2;, kleiner ist als eine Fluktuation der Schwingungsfrequenz Δf&sub1; aufgrund der wärmewirkung durch einen eingespeisten Strom ΔI&sub1;, wie in einem Abschnitt (a) von Fig. 14 gezeigt, ist die Frequenzfluktuation des ausgegebenen Lichts in Phase mit Δf&sub1; oder in Gegenphase mit ΔI&sub1;. Im dazu entgegengesetzten Falle, bei dem Δf&sub1; kleiner als Δf&sub2; ist, wie im Abschnitt (c) von Fig. 14 gezeigt, wird die Frequenzfluktuation des abgegebenen Lichts mitphasig mit ΔI&sub1; oder gegenphasig mit Δf&sub1; sein. Wenn des weiteren die Fluktuation Δf&sub2; der Schwingungsfrequenz im wesentlichen gleich der Frequenzfluktuation Δf&sub1; ist, wie im Abschnitt (b) von Fig. 14 gezeigt, existiert keine Fluktuation der Schwingungsfrequenz am Ausgang aufgrund wechselseitigen Aufhebens. Wenn die Frequenzfluktuation durch eine positive Steigung des Frequenzdiskriminatorsignal festgestellt und dessen Ausgangssignal mit dem sinusförmigen Wellensignal gemischt wird, gewinnt man ein positives Gleichspannungsausgangssignal aus dem Brückenmodulator 411, wenn das Ausgangssignal des Photodetektors in Phase mit dem sinusförmigen Wellensignal oder in Gegenphase mit ΔI&sub1; ist, das vom invertierenden Verstärker 406 geliefert wird, wie im Abschnitt (a) von Fig. 14 gezeigt. Wenn umgekehrt das Ausgangssignal des Photodetektors in einer Gegenphase mit den sinusförmigen Wellensignal ist; wie im Abschnitt (c) von Fig. 14 gezeigt, wird ein negatives Gleichspannungsausgangssignal aus dem Brückenmodulator 411 gewonnen. Wenn keine Frequenzfluktuation besteht, wie im Abschnitt (b) von Fig. 14 gezeigt, ist das Mischausgangssignal gleich Null. Der Fall, daß das Ausgangssignal 0 ist, wie im Abschnitt (b) von Fig. 14 gezeigt, ist ein optimaler Punkt, wo die Wärmewirkung an zwei Elektrodenabschnitten einander aufheben. Die Einteilung auf jeder Seite von diesem optimalen Punkt wird im vierten Ausführungsbeispiel festgestellt, so daß eine Verstärkungsregelung des Verstärkers 407 möglich wird. Folglich kann das Amplitudenverhältnis zwischen Al&sub1; und Al&sub2; immer automatisch auf ein Optimum geregelt werden.
Beim Ausführen der übertragung wird die zur oben beschriebenen verstärkungsregelung verwendete sinusförmige Wellenkomponente von 5 kHz auf der Signalempfangsseite beseitigt. In diesem Ausführungsbeispiel ist die Frequenz der sinusförmigen Welle vorzugsweise 5 kHz, die gewählt worden ist, weil dieser Frequenzwert niedrig genug ist, um die Frequenzmodulation lediglich aufgrund der Wärmewirkung zu veranlassen, und groß genug ist, um die Sendung durch einen Vorspann- T ohne Abschwächung aufgrund einer niedrigen Grenzfrequenz zu ermöglichen.
Das Prinzip dieses Ausführungsbeispiels wird nun zusammengefaßt. In diesem Ausführungsbeispiel ist ein für die Wärmewirkung dominantes niederfrequentes Signal jedem in den Laser eingespeisten Strom überlagert. Somit wird eine Rückkopplungssteuerung aufgeführt. Die Elektroden werden jeweils durch niederfrequente Signale mit jenen Signalen moduliert, die dieselbe Amplitude haben und untereinander gegenphasig sind, wie beispielsweise sinusförmige Wellensignale von etwa 100 Hz, für die die Warmewirkung dominant ist; ein Abschnitt des Ausgangssignals aus dem Laser wird abgegriffen, nur eine Komponente von 100 Hz wird durch ein Bandpaßfilter ausgewählt, und die ausgewählte Komponente wird mit dem sinusförmigen Wellensignal 100 Hz zusammengesetzt, womit der Laser moduliert wird. Wenn dessen Gleichstromkomponente durch ein Tiefpaßfilter abgegriffen wird, kann eine positive, keine oder eine negative Ausgangsgleichspannung abhängig von der Größe des Modulationsfaktors aufgrund der Warmewirkung in Bereichen der beiden Elektroden gewonnen werden. Die Rückkopplungssteuerung wird auf der Grundlage dieses Gleichspannungsausgangssignals ausgeführt, und die an einer der beiden Elektroden bereitgestellte Modulationsstromamplitude wird von einem abhängig vom Gleichstromsignal arbeitenden geregelten Verstärker oder Dämpfungsglied eingestellt.

Fünftes Ausführungsbeispiel

Ein fünftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird nun anhand Fig. 15 beschrieben. Das fünfte Ausführungsbeispiel unterscheidet sich vom zweiten Ausführungsbeispiel in folgendem Punkte.
Das Stromverhältnis zwischen ΔI&sub1; und ΔI&sub2; wird durch Einstellen der Modulationsstromamplitude des Treiber- IC 504 in gleicher Weise wie im vierten Ausführungsbeispiel variabel gemacht. Insbesondere wird die Modulationsstromamplitude Ip des Treiber- IC 504 automatisch durch ein gemischtes Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 511 gesteuert, das durch Überlagerung eines sinusförmigen Wellensignals von 100 Hz aus einen Sinuswellenoszillator 506 erzeugt wird, mit einem Ausgangssignal aus einem Bandpaßfilter 508, das von einem Laser 501 in gleicher Weise wie im vierten Ausführungsbeispiel abgeleitet wird. Die Frequenz des Sinuswellensignals ist vorzugsweise so niedrig wie möglich, um die Kontinuität des NRZ- Signals zu erhöhen. In diesem Ausführungsbeispiel wird die Frequenz auf etwa 100 Hz eingestellt, weil es dann kein niederfrequentes Abschneiden aufgrund des Vorspann- T gibt, wie anhand des vierten Ausführungsbeispiels beschrieben. In Fig. 15 bedeutet Bezugszeichen 507 einen Brückenmodulator, Bezugszeichen 509 bedeutet einen Photodetektor, und Bezugszeichen 510 bedeutet einen optischen Frequenzdiskriminator. Die Arbeitsweise dieses Ausführungsbeispiels ist im wesentlichen dieselbe wie beim vierten Ausführungsbeispiel.

Sechstes Ausführungsbeispiel

Ein sechstes Ausführungsbeispiel nach der Erfindung wird anhand von Fig. 16 beschrieben. Das sechste Ausführungsbeispiel unterscheidet sich vom dritten Ausführungsbeispiel in folgendem Punkte.
Ein vom Photodetektor 609 festgestelltes elektrisches Signal wird in eine Bandsperre oder Sperrkreis 612 eingegeben, dessen Ausgangssignal mit einem Einspeisestrom in den Laser 601 in gleicher Weise wie im vierten Ausführungsbeispiel überlagert wird, um eine Rückkopplungssteuerung zu schaffen. Die Verstärkung des Verstärkers 607 ist variabel.
In diesem Steuersystem wird die verstärkung des Verstärkers 607 durch eine Regelung in gleicher Weise wie im vierten Ausführungsbeispiel auf einem Optimum gehalten. Ein 5- kHz- Signal aus einem Sinuswellenoszillator 611 wird einem jeden der Verstärker 606 und 607 eingegeben. Das Ausgangssignal des Photodetektors 609 wird des weiteren in ein Bandpaßfilter 613 eingegeben, dessen Ausgangssignal in einen Brückenmodulator 614 mit der Sinuswelle gemischt wird. Das durch ein Tiefpaßfilter 615 geleitete und als Verstärkungsregelsignal bereitgestellte Mischsignal, das in automatischer Weise den Verstärker 607 regelt, dient dem Beseitigen der zuvor beschriebenen Wärmewirkung. Es ist erforderlich, das Auftreten von Schwingungen zu vermeiden, die durch ein Signal aufkommen würden, das aus der Fluktuation der Schwingungswellenlänge erzeugt wird, die durch das Sinuswellensignal auf kommt und ungeändert rückgekoppelt wird. Die Bandsperre 612 dient der Beseitigung dieser Frequenzkomponente (der sinusförmigen Schwingungswellenfrequenz), die die Schwingung verursacht.

Siebtes Ausführungsbeispiel

Fig. 17 zeigt einen Aufbau, bei dem ein optisches Übertragungssystem errichtet ist, das eine Lichtquelle enthält, die nach dem zuvor beschriebenen Ansteuerverfahren des ersten Ausführungsbeispiels angesteuert wird, der Kombination des ersten und dritten Ausführungsbeispiels, des vierten Ausführungsbeispiels, der Kombination des vierten und sechsten Ausführungsbeispiels und dergleichen zusammengesetzt ist. Ein aus der Lichtquelle 701 emittierter Lichtstrahl wird in eine Einmoden- Lichtleitfaser 702 eingekoppelt, um durch diese übertragen zu werden. Auf der Empfangsseite steht ein Laser 703 als Überlagerungsoszillator bereit, der eine Lichtstrahlschwingung mit derselben Wellenlänge wie die Lichtquelle 701 emittiert, und ein optisches Überlagerungssignal wird unter Verwendung der Lichtstrahlen aus den beiden Lasern 701 und 703 erzeugt. Das Überlagerungssignal wird von einem Photodetektor 705 festgestellt unter Anwendung eines Verfahrens verzögerter Feststellung. Die Schwingungswellenlänge des Lasers 703 ist durch eine herkömmliche Phasenregelschleife (PLL) 706 unter Verwendung eines Signals stabilisiert, das aus dem vom Photodetektor 705 als Steuerquelle festgestellten Überlagerungssignal erzeugt wird.

Achtes Ausführungsbeispiel

In einem achten Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung wird die abstimmbare Kennlinie einer Wellenlängenänderungskennlinie eines Lasers verwendet, um Wellenlängen- oder Frequenzmultiplexübertragungen auszuführen. Im anhand des ersten Ausführungsbeispiel beschriebenen DFB- Laser mit zwei Elektroden kann die Schwingungswellenlänge durch Steuerung der Größe des eingespeisten Stromes durch die jeweiligen Elektroden geändert werden. Die abstimmbare Kennlinie ist in Fig. 18 dargestellt. Wenn die Beträge des Vorstroms, der durch die jeweiligen Elektroden eingespeist wird, als für beide gleich aufrechterhalten wird, d.h., I&sub1; = I&sub2;, und der Strom I&sub1; sich von 20 mA auf 60 mA ändert, kann die Schwingungswellenlänge sich um eine Bandbreite von etwa 1 nm von 835 nm auf 836 nm ändern. In diesem Ausführungsbeispiel wird diese Eigenschaft verwendet, und eine Mitte des Schwingungswellenspektrums wird durch Steuerung des Vorstroms festgelegt. Frequenzmodulation wird ausgeführt, wie im ersten Ausführungsbeispiel o. a. beschrieben. Die spektrale Schwingungslinienbreite wird auch eingeengt wie im dritten Ausführungsbeispiel, bei der Kombination von erstem und drittem Ausführungsbeispiel, beim sechsten oder wie bei der Kombination vom vierten und sechsten Ausführungsbeispiel.
In Fig. 19 ist ein Verfahren zur Ausführung einer Wellenlängen- Multiplexkommunikation unter Anwendung des Ansteuerverfahrens dieses Ausführungsbeispiels dargestellt. In Fig. 19 bedeutet Bezugszeichen 901 eine Lichtquelle zur optischen Kommunikation, die durch eine FSK- System unter Anwendung der vorliegenden Erfindung moduliert wird. In der Lichtquelle kann die Schwingungswellenlänge in einem Bereich mit einer Breite von 1 nm geändert werden, wie schon beschrieben. In diesem Ausführungsbeispiel kann ein Frequenzabweichungsbetrag von 5 GHz des FSK- System durch Einstellen der Modulationsstromamplitude auf etwa 8,3 mA gewonnen werden. Wenn Kanäle zu Intervallen von etwa 10 GHz oder 0,02 nm eingerichtet werden, um das Wellenlängenmultiplexen auszuführen, kann folglich das Übersprechen zwischen benachbarten Kanälen beseitigt werden. Wenn das Lichtquellengerät verwendet wird, wird somit der Wellenlängen- oder Frequenzmultiplexbetrieb mit etwa 1/0,02 = 50 Kanälen möglich.
Ein von der Lichtquelle 901 emittierter Lichtstrahl wird auf eine Einmoden- Lichtleitfaser 902 eingekoppelt, um durch diese übertragen zu werden. Das durch die Lichtleitfaser 902 gesendete Lichtsignal wird von einem Empfangsgerät empfangen. Licht einer gewünschten Längenwellenlänge wird dort in selektiver Weise durch ein optisches Filter 903 dem Demultiplexverfahren unterzogen, und das Signal wird von einem Photodetektor 904 festgestellt. In diesem Ausführungssignal wird ein Laser mit derselben Struktur wie die des DFB-Lasers im ersten Ausführungsbeispiel als optisches Filter 903 verwendet, und ein Vorstrom mit einer Größe unter dem Schwellwert Wird eingespeist. Durch Änderung des Stromverhältnisses an den beiden Elektroden des optischen Filters 903 kann die Übertragungswellenlänge um 1 nm geändert werden, während die übertragungsverstärkung mit 20 dE beibehalten wird. Die Ubertragungsbreite des Filters 903 bei 10 dB Abfall beträgt ungefähr 10 GHz oder 0,02 nm, und somit hat dieses Filter 903 eine hinreichende Bandbreiteneigenschaft, um das Wellenlängenmultiplexen mit einem Intervall von 0,02 nm zu erzielen, wie schon beschrieben.
Zur Feststellung eines FSK- Signals wird die Übertragungskennlinie des Filters 903 benutzt. Wenn die Spitzenübertragungswellenlänge des in Fig. 20 gezeigten Filters 903 auf eine Markenf requenz (entsprechend einer "1" eines FSK- Signals) eines gewünschten Kanals abgestimmt ist, beispielsweise CH2 bei Wellenlängenmultiplexsignalen, kann "1" und "0" mit einem Auslöschverhältnis von 10 dB nach Übertragung durch das Filter 903 festgestellt werden, da eine Zwischenfrequenz (entsprechend einer "0" eines FSK- Signals) von der Markenfrequenz durch einen Frequenzteilbetrag von 5 GHz ferngesteuert werden kann, wie schon beschrieben.
Als Alternative zum optischen Filter 903 können andere Filter, wie beispielsweise das Filter des Mach- Zehnder- Typs und ein Filter des Fabry- Perot- Typs verwendet werden. Des weiteren wird in diesem Ausführungsbeispiel eine einzelne Lichtquelle und ein einzelnes Empfangsgerät bevorzugt, aber eine Vielzahl von Lichtquellen und eine Vielzahl von Empfangsgeräten, die jeweils mit einem Optokoppler oder dergleichen verbunden sind, können für die optische Kommunikation verwendet werden.
In alternativer Weise kann abweichend vom hiesigen Ausführungsbeispiel ein Empfänger für Wellenlängenmultiplexsignale ein kohärentes System sein, wie im siebten Ausführungsbeispiel beschrieben.
Im vorstehenden ist ein Laser der GaAs- Serie beschrieben worden, aber es können auch äquivalente Materialien, wie InP verwendet werden.

Neuntes Ausführungsbeispiel

Fig. 21 zeigt eine opto- elektrische Wandlereinheit (Knoten), die mit jedem Endgerät verbunden ist, während ein Ansteuerverfahren der Lichtquelle zur optischen Kommunikation nach der vorliegenden Erfindung und ein optisches Kommunikationssystem unter Verwendung dieses Ansteuerverfahrens auf ein optisches LAN-System mit Wellenlängen- oder Frequenzmultiplex angewandt werden. Fig. 22 zeigt ein Beispiel des optischen LAN-System, bei dem der Knoten verwendet wird.
Ein optisches Signal wird durch eine Lichtleitfaser 1001 in den extern mit dieser verbundenen Knoten aufgenommen, und ein Abschnitt des Signals wird veranlaßt, eine Empfangseinrichtung 1003 mit einem abstimmbaren Filter, wie beispielsweise einem zuvor beschriebenen Filter 903 von Fig. 19, durch eine Verzweigungseinrichtung 1002 zu betreten. In diesem Gerät wird nur ein Lichtsignal einer gewünschten Wellenlänge nach dem obigen Verfahren ausgewählt, und das ausgewählte Signal wird festgestellt. Ein alternatives Empfangsverfahren kann ein kohärentes System verwenden, wie anhand Fig. 17 zuvor beschrieben, und in diesem Falle ist ein Überlagerungs- Laseroszillator anstelle des Lichtfilters vorgesehen.
Wenn andererseits ein Lichtsignal vom Knoten gesendet wird, wird Licht aus einem angesteuerten und gemäß dem FSK- System modulierten abstimmbaren DFB- Laser 1004 nach der Erfindung veranlaßt, in die Lichtübertragungsleitung 1001 durch einen Entkoppler 1005 und eine Verzweigungseinrichtung 1006 einzutreten.
Des weiteren können eine Vielzahl abstimmbarer DFB- Laser und einer Vielzahl abstimmbarer Lichtfilter jeweils so eingerichtet sein, daß der änderbare Wellenlängenbereich aufgeweitet werden kann.
Das in Fig. 22 gezeigte optische LAN- System ist ein Netz des Bustyps, und Knoten 1011, 1012, 1013 sind entlang A- und B- Richtungen verbunden, so daß Mehrfachendgeräte 1021, 1022, 1023 und Zentralen, die ein Netzwerk bilden, bereitgestellt sind. Wenn Mehrfachknoten verbunden werden, ist es erforderlich, einen Lichtverstärker in die Übertragungsleitung 1001 einzufügen, um die Dämpfung des übertragenen Lichts zu kompensieren. Des weiteren können zwei Knoten mit jedem Endgerät angekoppelt sein, um zwei übertragungsleitungen aufzubauen, so daß eine bidirektionale Übertragung durch ein DQDB- System oder dergleichen möglich wird.
In einem derartigen optischen Netzwerksystem kann unter Verwendung des Ansteuerverfahrens der vorliegenden Erfindung ein hochdichtes Wellenlängen- oder Frequenzmultiplex- Übertragungsnetz aufgebaut werden, das ein Wellenlängenvielfach von 50 besitzt, wie zuvor beschrieben.
Des weiteren kann ein Netzwerk des Schleifentyps durch Verbinden von A und B in Fig. 22 aufgebaut werden, und ein Netzwerk des Sterntyps und ein Netzwerk des Verbundkonfigurierten Typs eingerichtet werden.

Zehntes Ausführungsbeispiel

Ein in Fig. 23 gezeigtes optisches CATV kann unter Verwendung des Gerätes und des optischen Kommunikationssystems nach der vorliegenden Erfindung aufgebaut werden. In einer CATV- Zentrale 1031 oder Nebenzentrale 1032 wird ein abstimmbarer Laser gemäß der zuvor beschrieben Erfindung moduliert, und eine Wellenlängen- Multiplexlichtquelle ist ebenfalls erfindungsgemäß aufgebaut. Auf einer Seite eines Teilnehmers 1033, der ein Empfänger ist, wird ein Empfangsgerät mit einem abstimmbaren Filter verwendet, wie es in Zusammenhang mit Fig. 19 beschrieben worden ist.
Aufgrund der Einflüsse dynamischer Fluktuationen der Schwingungswellenlänge ist es herkömmlicherweise schwierig, ein DFB- Filter in einem derartigen System zu verwenden, aber mit dieser vorliegenden Erfindung wird es möglich.
Des weiteren ist ein bidirektionales CATV auf folgende Weise möglich. Der Teilnehmer 1033 hat einen externen Modulator (ein Beispiel eines einfachen bidirektionalen optischen CATV, siehe beispielsweise Ishikawa und Furuta "LiNbO&sub3; Optical Wavelength Modulator for Bi- directional Transmission in Optical CATV- Subscriver Systems", OCS 91-82, 1991), und ein Signal vom Teilnehmer 1033 wird als reflektiertes Licht (reflektiertes Licht eines an den Teilnehmer 1033 gesandten Signallichts) für dessen externen Modulator empfangen. Somit wird ein Netzwerk des Sterntyps aufgebaut, wie es in Fig. 23 gezeigt ist, und stark verbesserte Funktionen und Dienste können erzielt werden.
Nach der vorliegenden Erfindung kann ein Bereich des Modulationsfrequenzbandes auf der niederfrequenten Seite weitestgehend ausgedehnt werden, wenn ein Halbleiterlaser frequenzmoduliert wird und von daher eine Hochgeschwindigkeitsübertragung ermöglicht. In besonderen Fällen kann dies unabhängig von Änderungen der Packungskonfiguration des Lasers der Umgebung und dergleichen erzielt werden.
Des weiteren kann ein Dandbereich aufgeweitet werden, wenn eine spektrale Schwingungslinienbreite durch ein elektrisches Rückkopplungsverfahren eingeengt wird, so daß eine Spektrallinienbreite leicht erzielbar ist, die enger als diejenige einer herkömmlichen ist. Somit kann eine Lichtquelle bereitgestellt werden, die beispielsweise zur kohärenten optischen Kommunikation geeignet ist.
Mit Ausnahme des hier andersartig Offenbarten werden die verschiedenen Komponenten, die als Skizze oder in Blockform in den Figuren dargestellt sind, im allgemeinen individuell in der optischen Halbleitereinrichtung bekannt sein, deren Ansteuerverfahren und optische Übertragungsarten und ihr interner Aufbau und Arbeitsweise sind weder kritisch im Gebrauchmachen von dieser Erfindung oder bei der Beschreibung der besten Betriebsart der Erfindung.
Während die vorliegende Erfindung in Hinsicht auf das beschrieben wurde, was derzeitig als bevorzugte Ausführungsbeispiele anzusehen sind, versteht es sich, daß die Erfindung nicht auf die offenbarten Ausführungsbeispiele beschränkt ist. Die vorliegende Erfindung beabsichtigt, verschiedene Abwandlungen und äquivalente Anordnungen abzudecken, die vom Schutzumfang der anliegenden Patentansprüche erfaßt sind.
Ein Ansteuerverfahren nach der vorliegenden Erfindung steuert einen Halblaser an, der mit wenigstens einer ersten und zweiten Elektrode vorgesehen ist, durch die Strom in den Halbleiterlaser eingespeist wird. Veränderlicher Strom wird durch die erste Elektrode eingespeist, wenn die Frequenz des variierenden Stromes in einem Hochfrequenzband liegt. Veränderlicher Strom wird durch die erste Elektrode eingespeist, während der Phasenverschobener Strom, dessen Phase bezüglich des veränderliches Stromes verschoben ist, durch die zweite Elektrode eingespeist wird, wenn die Frequenz des sich ändernden Stromes im Niederfrequenzband liegt, das unter der Frequenz des Hochfrequenzbandes liegt. Rückkopplungssteuerung kann zur Steuerung eines Verhältnisses zwischen den Amplituden des Modulationsstroms und des phasenverschobenen Stroms auf der Grundlage eines Lichtausgangssignal aus dem Halbleiterlaser ausgeführt werden. Der sich ändernde Strom enthält wenigstens einen Modulationsstrom, der gemäß einem vorbestimmten Signal moduliert ist, oder negativen Rückkopplungsstrom, der durch ein elektrisches Signal erzeugt wird, das durch Feststellung der Fluktuation der Schwingungswellenlänge eines Lichtausgangssignals aus dem Halbleiterlaser gewonnen wird. Somit kann ein vom Laser abgestrahltes Lichtsignal in gewünschter Weise über einen weiten Frequenzbandbereich stabilisiert werden.

Claims

1. Ansteuerverfahren zur Ansteuerung eines Halbleiterlasers, der mit wenigstens einer ersten und einer zweiten Elektrode versehen ist, durch die Strom in den Haibleiterlaser eingespeist wird&sub1; mit den Verfahrensschritten:

Einspeisen eines ersten Stromes varuerender Frequenz durch die erste Elektrode, wenn die Frequenz des ersten Stromes in einem ersten Frequenzband liegt; und

Einspeisen des ersten Stromes durch die erste Elektrode, während gegenüber dem ersten Strom phasenverschobener Strom durch die zweite Elektrode eingespeist wird, wenn die Frequenz des ersten Stromes in einem zweiten Frequenzband unter dem ersten liegt;

wobei der phasenverschobene Strom nicht durch die zweite Elektrode eingespeist wird, wenn die Frequenz des ersten Stromes im ersten Frequenzband liegt.

2. Ansteuerverfahren nach Anspruch 1, bei dem der phasenverschobene Strom ein gegenphasiger Strom ist.

3. Ansteuerverfahren nach Anspruch 1, bei dem das zweite Frequenzband Frequenzen unter etwa 10 MHz umfaßt.

4. Ansteuerverfahren nach Anspruch 1, bei dem der erste Strom wenigstens einen gemäß einem vorbestimmten Signal modulierten Modulationsstrom enthält.

5. Ansteuerverfahren nach Anspruch 4, bei dem die Modulationsamplitude des phasenverschobenen Stromes, der durch die zweite Elektrode eingespeist wird, so eingestellt ist, daß keine Phasendifferenz zwischen dem durch die erste Elektrode eingespeisten Modulationsstrom und einem vom Halbleiterlaser emittierten Lichtfrequenz- Modulationssignal entsteht.

6. Ansteuerverfahren nach Anspruch 41 mit dem weiteren Verfahrensschritt der Rückkopplungssteuerung eines Verhältnisses zwischen Amplituden des Modulationsstroms und dem phasenverschobenen Strom auf der Grundlage eines Lichtausgangssignals aus dem Halbleiterlaser.

7. Ansteuerverfahren nach Anspruch 6, bei dem die Rückkopplungssteuerung so ausgeführt wird, daß eine Phasendifferenz zwischen dem durch die erste Elektrode eingespeisten Modulationsstrom und einem vom Haibleiterlaser emittierten Lichtfrequenz-Modulationssignal auf einer über ein breites Modulationsband im wesentlichen konstanten Größe beibehalten wird.

8. Ansteuerverfahren nach Anspruch 6, bei dem die Rückkopplungssteuerung ausgeführt wird durch: überlagern eines Sinuswellensignals, dessen Frequenz niedriger als die Modulationsfrequenz ist, mit sowohl dem Modulationsstrom als auch dem phasenverschobenen Strom, Umsetzten von Fluktuationen eines vom Haibleiterlaser emittierten Lichtfrequenz- Modulationssignals, der durch das Sinuswellensignal zur Fluktuation der Lichtintensität veranlaßt wird, Feststellen der Fluktuation der Lichtintensität, Multiplizieren der festgestellten Fluktuation der Lichtintensität durch das Sinuswellensignal, um ein Produktsignal zu liefern, Auswahl einer Niederfrequenzkomponente aus dem Produktsignal, deren Frequenz niedriger als die Frequenz des sinuswellensignals ist, und Steuern der Amplitude wenigstens eines der Ströme, die den Modulationsstrom und den phasenverschobenen Strom umfassen, auf der Grundlage der ausgewählten Niederfrequenzkomponente.

9. Ansteuerverfahren nach Anspruch 1, bei dem der erste Strom wenigstens einen negativen Rückkopplungsstrorn durch ein elektrisches Signal enthält, das durch Feststellung der Fluktuation der Schwingungswellenlänge eines Lichtausgangssignals aus dem Halbleiterlaser gewonnen wird.

10. Ansteuerverfahren nach Anspruch 91 bei dem die Amplitude des durch die zweite Elektrode eingespeisten phasenverschobenen Stroms so eingestellt wird, daß keine Phasendifferenz zwischen dem durch die erste Elektrode eingespeisten negativen Rückkopplungsstrom und der Fluktuation der Schwingungswellenlänge des Lichtausgangssignals vom Halbleiterlaser verursacht wird, wobei die Fluktuation durch den in den Halbleiterlaser eingespeisten negativen Rückkopplungsstrom und den phasenverschobenen Strom verursacht wird.

11. Ansteuerverfahren nach Anspruch 9, mit dem weiteren Verfahrens schritt einer Rückkopplungs steuerung eines Verhältnisses zwischen Amplituden des negativen Rückkopplungsstromes und dem phasenverschobenen Strom auf der Grundlage des Lichtausgangssignals vom Halbleiterlaser.

12. Ansteuerverfahren nach Anspruch 11, bei dem die Rückkopplungssteuerung so ausgeführt wird, daß eine Phasendifferenz zwischen dem durch die erste Elektrode eingespeisten negativen Rückkopplungsstrom und der Fluktuation der Lichtfrequenz des vom Haibleiterlaser emittierten Lichtausgangssignals auf einer im wesentlichen konstanten Größe über ein breites Band beibehalten wird, wobei die Fluktuation durch den negativen Rückkopplungsstrom und den in den Halbleiterlaser eingespeisten phasenverschobenen Strom verursacht wird.

13. Ansteuerverfahren nach Anspruch 11, bei dem die Rückkopplungssteuerung ausgeführt wird durch: überlagern eines Sinuswellensignals, dessen Frequenz niedriger als die Frequenz des negativen Rückkopplungsstromes ist, mit sowohl dem negativen Rückkopplungsstrom als auch dem phasenverschobenen Strom, Umsetzen der durch das Sinuswellensignal verursachten Fluktuation der Lichtfrequenz des vom Halbleiterlaser emittierten abgegebenen Lichts in die Fluktuation der Lichtintensität, Feststellen der Fluktuation der Lichtintensität, Multiplizieren der festgestellten Fluktuation der Lichtintensität mit dem Sinuswellensignal, um ein Produktsignal zu liefern, Auswahl einer Niederfrequenzkomponente aus dem Produktsignal, deren Frequenz niedriger als die Frequenz des Sinuswellensignals ist, und Steuern eines Verhältnisses zwischen Amplituden des negativen Rückkopplungsstroms und des phasenverschobenen Stroms auf der Grundlage der ausgewählten niederfrequenten Komponente.

14. Ansteuerverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 13, bei dem der Halbleiterlaser aktive Bereiche in einem Bereich enthält, in den der Strom durch die erste Elektrode eingespeist wird, und einen Bereich, in den der Strom durch die zweite Elektrode eingespeist wird.

15. Ansteuergerät zur Ansteuerung eines Halbleiterlasers, der mit wenigstens einer ersten und einer zweiten Elektrode versehen ist, durch die in den Halbleiterlaser ein Strom veränderbarer Frequenz eingespeist wird, mit:

einer Steuerung (402, 403, 404, 405,406, 407; 502, 503, 504; 602, 603, 604, 605, 606, 607) zum Steuern der Einspeisung eines Stromes in eine erste und eine zweite Elektrode, dessen Frequenz verändert wird, wobei die Steuerung den eingespeisten Strom in die erste und zweite Elektrode gemäß dem Umstand steuert, ob die Frequenz des Stromes in einem ersten Frequenzband oder in einem zweiten Frequenzband liegt, das tiefer als das erste Frequenzband ist, in der Weise, daß ein erster Strom durch die erste Elektrode eingespeist wird, wenn die Frequenz des Stromes im zweiten Frequenzband liegt, und phasenverschobener Strom, dessen Phase bezüglich des ersten Stromes verschoben ist, durch die zweite Elektrode eingespeist wird, und wenn die Frequenz des Stromes im ersten Frequenzband liegt, wird der erste Strom durch die erste Elektrode eingespeist, und der phasenverschobene Strom wird nicht durch die zweite Elektrode eingespeist.

16. Ansteuergerät nach Anspruch 15, bei dem der phasenverschobene Strom gegenphasig zum ersten Strom ist.

17. Ansteuergerät nach Anspruch 15, dessen zweites Frequenzband Frequenzen unter etwa 10 MHz enthält.

18. Ansteuergerät nach Anspruch 15, bei dem der Strom wenigstens einen gemäß einem vorbestimmten Signal modulierten Modulationsstrom enthält.

19. Ansteuergerät nach Anspruch 18, das des weiteren ausgestattet ist mit einem Signalgenerator (408, 409; 501; 608) zur Erzeugung zweier Signale, die jeweils wenigstens den Modulationsstrom enthalten, und wobei die Steuerung ein erstes und ein zweites Einspeisemittel enthält, wobei das erste Einspeisemittel sowohl einen ersten Verstärker (406; 606) mit einer Grenzfrequenz oberhalb mehrerer GHz enthält, der eines der beiden Signale empfängt, um ein erstes Ausgangssignal zu liefern, als auch erste Einkoppelmittel (402; 602) zum Abschneiden einer Gleichstromkomponente des ersten Ausgangssignals und zum überlagern des solchermaßen abgeschnittenen ersten Ausgangssignals mit einem ersten Vorstrom und zur Einspeisung des überlagerten Stromes durch die erste Elektrode in den Halbleiterlaser enthält, und wobei das zweite Einspeisemittel sowohl einen zweiten Verstärker (407; 607) enthält, dessen Grenzfrequenz unter der des ersten Verstärkers liegt, wobei der zweite Verstärker das andere der beiden Signale empfängt, um ein zweites, zum ersten gegenphasiges Ausgangssignal zu liefern, als auch zweite Einkoppelmittel (404; 604) zum Abschneiden einer Gleichstromkomponente des zweiten Ausgangssignals und zur Überlagerung des solchermaßen abgeschnittenen zweiten Ausgangssignals mit einem zweiten Vorstrom und zur Einspeisung des überlagerten Stroms durch die zweite Elektrode in den Halbleiterlaser.

20. Ansteuergerät nach Anspruch 19, bei dem die Grenzfrequenz des zweiten Verstärkers (404; 604) etwa 10 MHz beträgt.

21. Ansteuergerät nach Anspruch 19, dessen einer der ersten und zweiten Verstärker ein invertierender Verstärker und dessen anderer ein nichtinvertierenden Verstärker ist.

22. Ansteuergerät nach Anspruch 19, dessen Signalerzeuger über eine elektrische Modulationsquelle (409) zur Lieferung eines Modulationsstroms und über einen Teiler (408) zur Aufteilung des Modulationsstroms in zwei Signale verfügt.

23. Ansteuergerät nach Anspruch 22, bei dem ein Verhältnis zwischen Amplituden wenigstens der Modulationssignale des ersten und zweiten Ausgangssignals durch Ändern eines Verhältnisses zwischen den Verstärkungen des ersten und zweiten Verstärkers einstellbar ist.

24. Ansteuergerät nach Anspruch 19, dessen signalerzeuger über Mittel (408, 409, 410) zur Erzeugung zweier Signale verfügt, von denen jedes über ein Modulationsstrom- und ein Sinuswellensignal verfügt, das dem Modulationsstrom überlagert ist, und dessen Frequenz niedriger als die Frequenz des Modulationsstroms ist

25. Ansteuergerät nach Anspruch 24, das des weiteren ausgestattet ist mit:

einem Aufspalter (414) zum Abzweigen eines Teils eines Lichtausgangssignals vorn Halbleiterlaser;

einem Lichtfrequenzdiskriminator (415) zur Umwandlung der Fluktuation der Lichtfrequenz des Lichtausgangssignals vom Halbleiterlaser in Lichtintensitätsfluktuation zur Lieferung eines Fluktuationsausgangssignals;

einem Photodetektor (413) zur Feststellung des Fluktuationsausgangssignal aus dem Lichtfrequenzdiskriminator zur Lieferung eines elektrischen Signals;

einem Bandpaßfilter (412) zur Auswahl einer Frequenzkomponente aus dem elektrischen Signal vom Photodetektor, deren Frequenz im wesentlichen dieselbe wie die Frequenz des Sinuswellensignals ist; einem Multiplizierer (411) zur Multiplikation des Sinuswellensignals mit der Komponente des vom Bandpaßfilter ausgewählten elektrischen Signais, um ein elektrisches Produktsignal zu liefern;

einem Tiefpaßfilter (416) zum Auslesen einer Komponente aus dem elektrischen Produktsignal, deren Frequenz niedriger als die Frequenz des Sinuswellensignals ist; und mit

Justiermitteln zur Einstellung eines Verhältnisses zwischen Verstärkungen des ersten und des zweiten Verstärkers auf der Grundlage der von dem Tiefpaßfilter aufgenommenen Komponente.

26. Ansteuergerät nach Anspruch 18, das des weiteren ausgestattet ist mit Signalerzeugern (501) zur Erzeugung zweier Signale, von denen jedes wenigstens den Modulationsstrom enthält, und wobei das Steuermittel ein erstes und ein zweites Einspeisemittel enthält, wobei das erste Einspeisemittel einen ersten Spannung- Strom- Wandler (504) enthält, der ein gegenphasiges Ausgangssignal liefert, wobei der erste Spannung- Strom- Wandler eines der beiden Signale zusammen mit einem ersten Vorstrom durch die erste Elektrode in den Halbleiterlaser als gegenphasiges Ausgangssignal einspeist, wobei das zweite Einspeisemittel einen zweiten Spannung-Strom- Wandler (503) enthält, um ein mitphasiges Ausgangssignal zu liefern, wobei der zweite Spannung- Strom- Wandler das andere der beiden Signale zusammen mit einem zweiten Vorstrom in den Halbleiterlaser durch die zweite Elektrode als mitphasiges Ausgangssignal einspeist, und wobei entweder das erste oder das zweite Einspeisemittel des weiteren ein erstes Tiefpaßfilter (502) enthält, das zwischen dem ersten oder zweiten Spannung- Strom- Wandler und dem Halbleiterlaser angeordnet ist.

27. Ansteuergerät nach Anspruch 26, wobei die Grenzfrequenz des ersten Tiefpaßfilters (502) in etwa 10 MHz beträgt.

28. Ansteuergerät nach Anspruch 26, dessen Signalerzeuger über eine elektrische Modulationsquelle (505) verfügt, die einen Modulationsstrom liefert, und über Teilmittel zur Aufteilung des Modulationsstrom in zwei Signale.

29. Ansteuergerät nach Anspruch 28, bei dem ein Verhältnis zwischen Modulationsamplituden der gegenphasigen und mitphasigen Ausgangssignale durch Änderung eines Verhältnisses zwischen den Verstärkungen des ersten und zweiten Spannung- Strom- Wandlers einstellbar ist.

30. Ansteuergerät nach Anspruch 26, dessen Signalerzeuger über Mittel (505, 506) zur Erzeugung zweier Signale verfügt, von denen jedes ein Modulationsstrom- und ein Sinuswellensignal enthält, das dem Modulationsstrom überlagert ist, und dessen Frequenz niedriger als die Frequenz des Modulationsstroms ist.

31. Ansteuergerät nach Anspruch 30, das des weiteren ausgestattet mit:

einem Abzweiger zum Abzweigen eines Teils eines Lichtausgangssignals vorn Halbleiterlaser;

einem Lichtfrequenzdiskriminator (510) zur Umwandlung der Fluktuation der Lichtfrequenz des Lichtausgangssignals vom Halbleiterlaser in Lichtintensitätsfluktuation zur Lieferung eines Fluktuationsausgangssignals;

einem Photodetektor (509) zur Feststellung des Fluktuationsausgangssignals aus dem Frequenzdiskriminator zur Lieferung eines elektrischen Signals;

einem Bandpaßfilter (508) zur Auswahl einer Komponente aus dem elektrischen Signal vom Photodetektor, deren Frequenz im wesentlichen dieselbe wie die Frequenz des Sinuswellensignals ist;

einem Multiplizierer (507) zur Multiplikation des Sinuswellensignals mit der Komponente des vom Bandpaßfilter ausgewählten elektrischen Signals, um ein elektrisches Produktsignal zu liefern;

einem zweiten Tiefpaßfilter (511) zum Auslesen einer Komponente aus dem elektrischen Produktsignal, deren Frequenz niedriger als die Frequenz des Sinuswellensignals ist; und mit

einem Justiermittel zur Einstellung eines Verhältnisses zwischen der Verstärkung des ersten und des zweiten Spannung- Strom- Wandlers auf der Grundlage der vom zweiten Tiefpaßfilter ausgelesenen Komponente.

32. Ansteuergerät nach Anspruch 15, das des weiteren ausgestattet ist mit einem Signalerzeuger zur Erzeugung zweier Signale, dessen Steuermittel über ein erstes und ein zweites Einspeisemittel verfügt, wobei das erste Einspeisernittel sowohl einen ersten Verstärker (606) mit einer Grenzfrequenz oberhalb mehrerer GHz enthält, der eines der beiden Signale empfängt, um ein erstes Ausgangssignal zu liefern, als auch erste Einkoppelmittel (602) zum Abschneiden einer Gleichstromkomponente des ersten Ausgangssignals und zum Überlagern des solchermaßen abgeschnittenen Ausgangssignals mit einem ersten Vorstrom und zur Einspeisung des überlagerten Stromes durch die erste Elektrode in den Halbleiterlaser enthält, und wobei das zweite Einspeisemittel sowohl einen zweiten Verstärker (607) enthält, dessen Grenzfrequenz unter der des ersten Verstärkers liegt, wobei der zweite Verstärker das andere der beiden Signale empfängt, um ein zweites zum ersten Ausgangssignal gegenphasiges Ausgangssignal zu liefern, als auch zweite Einkoppelmittel (602) zum Abschneiden einer Gleichstromkomponente des zweiten Ausgangssignals und zur Überlagerung des solchermaßen abgeschnittenen Ausgangssignals mit einem zweiten Vorstrom und zur Einspeisung des Überlagerten Stroms in den Halbleiterlaser durch die zweite Elektrode enthält.

33. Ansteuergerät nach Anspruch 32, bei dem Grenzfrequenz des zweiten Verstärkers (607) etwa 10 MHz beträgt.

34. Ansteuergerät nach Anspruch 32, bei dem der erste Verstärker und der zweite Verstärker ein invertierender Verstärker ist, und bei dem der andere ein nichtinvertierender Verstärker ist.

35. Ansteuergerät nach Anspruch 32, dessen signalerzeuger ausgestattet ist mit: einem Aufspalter zur Abzweigen eines Teils eines Lichtausgangssignals aus dem Halbleiterlaser, einem Frequenzdiskriminator (610) zur Feststellung der Fluktuation der Schwingungswellenlänge des Lichtausgangssignals vom Halbleiterlaser, einem Photodetektor (609) zur Feststellung des durch den Frequenzdiskriminator übertragenen Lichts zur Lieferung eines Signals und Aufteilmittel (608) zum Aufteilen des vom Photodetektor gelieferten Signals in zwei Signale.

36. Ansteuergerat nach Anspruch 35, bei dem ein Verhältnis zwischen Modulationsamplituden des ersten und zweiten Ausgangssignals durch Änderung des Verhältnisses der Verstärkungen des ersten zum zweiten Verstärker einstellbar ist.

37. Ansteuergerät nach Anspruch 32, dessen signalerzeuger über Mittel 611 verfügt, die zwei zueinander gleichphasige Sinuswellensignale erzeugen.

38. Ansteuergerät nach Anspruch 37, das des weiteren ausgestattet ist mit:

einem Aufspalter zur Abzweigen eines Teils eines Lichtausgangssignals vom Halbleiterlaser;

einem Frequenzdiskriminator (610) zur Feststellung der Fluktuation der Schwingungswellenlängen des Lichtausgangssignals vorn Halbleiterlaser;

einem Photodetektor (609) zur Feststellung des durch den Frequenzdiskriminator übertragenen Lichts zur Lieferung eines Signals;

einem Überlagerungsmittel (608) zur überlagerung von durch Beseitigung einer Frequenzkomponente des Sinuswellensignals aus dem Signal vom Photodetektor erzeugten Signalen mit den jeweiligen Sinuswellensignalen, um jeweilige überlagerte Signale in den ersten bzw. zweiten Verstärker zu liefern;

einem Bandpaßfilter (613) zur Auswahl einer Komponente aus dem Signal vom Photodetektor, deren Frequenz nahe an der Frequenz des Sinuswellensignais liegt;

einem Multiplizierer (614) zur Multiplikation des Sinuswellensignals mit einer Komponente des vom Bandpaßfilter ausgewählten Signals, um ein elektrische Produktsignal zu liefern;

einem Tiefpaßfilter (615) zum Auslesen einer Komponente aus dem elektrischen Produktsignal, deren Frequenz niedriger als die des Sinuswellensignals ist; und mit

Justiermitteln zur Einstellung eines Verhältnisses zwischen Verstärkungen des ersten und zweiten Vestärkers auf der Grundlage der vom Tiefpaßfilter ausgelesenen Signalkomponente.

39. Ansteuergerät nach Anspruch 15, das des weiteren ausgestattet ist mit einem Signalgenerator zur Erzeugung zweier Signale, wobei das Steuermittel über ein erstes und ein zweites Einspeisemittel verfügt, wobei das erste Einspeisemittel einen ersten Spannung- Strom- Wandler zur Lieferung eines gegenphasigen Ausgangssignals enthält, wobei der erste Spannung- Strom- Wandler eines der beiden Signale kombiniert mit einem ersten Vorstrorn in den Halbleiterlaser durch die erste Elektrode als gegenphasiges Ausgangssignal einspeist, wobei das zweite Einspeisemittel einen zweiten Spannung-Strom- Wandler zur Lieferung eines mitphasigen Ausgangssignals enthält, wobei der zweite Spannung- Strom- Wandler das andere der beiden Signale kombiniert mit einem zweiten Vorstrom in den Halbleiterlaser durch die zweite Elektrode als mitphasiges Ausgangssignal einspeist, und wobei das erste oder zweite Einspeisemittel des weiteren über ein erstes Tiefpaßfilter verfügt, das zwischen dem ersten und zweiten Spannung-Strom- Wandler des Halbleiterlasers geschaltet ist.

40. Ansteuergerät nach Anspruch 39, bei dem die Grenzfrequenz des ersten Tiefpaßfilters etwa 10 MHz beträgt.

41. Ansteuergerät nach Anspruch 39, dessen Signalerzeuger ausgestattet ist mit: einem Aufspalter zum Abzweigen eines Teils eines Lichtausgangssignals aus dem Halbleiterlaser, einem Frequenzdiskriminator zur Feststellung der Fluktuation der Schwingungswellenlänge des Lichtausgangssignals aus dem Halbleiterlaser, einem Photodetektor zur Feststellung des durch den Frequenzdiskriminator übertragenen Lichtsignals zur Lieferung eines Signals und mit Aufteilmitteln zum Aufteilen des vom Photodetektor gelieferten Signals in zwei Signale.

42. Ansteuergerät nach Anspruch 41, bei dem ein Verhältnis zwischen Modulationsamplituden des gegenphasigen und mitphasigen Ausgangssignals durch Änderung eines Verhältnisses zwischen der Verstärkung des ersten und zweiten Spannung- Strom- Wandlers einstellbar ist.

43. Ansteuergerät nach Anspruch 39, dessen Signalerzeuger über Mittel zur Erzeugung zweier Sinuswellensignale verfügt, die miteinander in Phase sind.

44. Ansteuergerät nach Anspruch 43, das des weiteren ausgestattet ist mit:

einem Aufspalter zum Abzweigen eines Teils eines Lichtausgangssignals aus dem Halbleiterlaser;

einem Frequenzdiskriminator zur Feststellung der Fluktuation der Schwingungswellenlänge des Lichtausgangssignals aus dem Halbleiterlaser;

einem Photodetektor zur Feststellung des durch den Frequenzdiskriminator übertragenen Lichts zur Lieferung eines Signals;

Überlagerungsmitteln zur Überlagerung von Signalen, die durch Beseitigung einer Frequenzkomponente des Sinuswellensignals aus dem Signal vom Photodetektor jeweils bezüglich der beiden Sinuswellensignale erzeugt werden, um jeweilige überlagerte Signale in den ersten und zweiten Spannung- Strom- Wandler zu liefern;

einem Bandpaßfilter zur Auswahl einer Komponente aus dem Signal vom Photodetektor, deren Frequenz nahe an der Frequenz des Sinuswellensignais liegt;

einem Multiplizierer zum Multiplizieren des Sinuswellensignals mit einer Komponente des vom Bandpaßfilter ausgewählten Signals zur Lieferung eines elektrischen Produktsignals;

einem zweiten Tiefpaßfilter zur Auswahl einer Komponente aus dem elektrischen Produktsignal, deren Frequenz niedriger als die Frequenz des Sinuswellensignals ist; und mit

Justiermitteln zum Einstellen eines Verhältnisses zwischen der Verstärkung des ersten und zweiten Spannung-Strom- Wandlers auf der Grundlage der vorn zweiten Tiefpaßfilter herausgetrennten Komponente.

45. Ansteuergerät nach einem der Ansprüche 14 bis 441 dessen Halbleiterlaser aktive Zonen in einer Zone enthält, in die Strom von der ersten Elektrode eingespeist wird, und eine Zone, in die Strom von der zweiten Elektrode eingespeist wird.

46. Ansteuerverfahren nach Anspruch 9 oder 11, bei dem der erste Strom und der phasenverschobenen Strom des weiteren einen gegenphasigen Modulationsstrorn und eine Modulationsamplitude enthalten, von denen wenigstens eine eingestellbar ist, um den Halbleiterlaser in seiner Frequenz zu modulieren.

47. Ansteuerverfahren nach Anspruch 46, bei dem die Frequenzmodulation eine Frequenzurntastung ist, bei der Digitalsignale die Frequenzmodulation ausführen.

48. Kohärentes optisches Kommunikationsverfahren, bei dem gemäß einem Ansteuerverfahren nach Anspruch 47 moduliertes Übertragungslicht durch eine Lichtleitfaser (702) übertragen und eine Überlagerungsfeststellung unter Verwendung eines Überlagerungsoszillators auf einer Empfängerseite erfolgt.

49. Ansteuerverfahren nach Anspruch 4 oder 6, bei dem die durch den Modulationsstrom bewirkte Frequenzmodulation eine Frequenzumtastung ist, bei der digitale Signale die Frequenzmodulat ion ausführen.

50. Optisches Übertragungsverfahren, bei dem moduliertes Übertragungslicht gemäß einem Ansteuerverfahren nach Anspruch 47 oder 49 durch eine Lichtleitfaser (902) übertragen und unter Verwendung eines Wellenlängenfilters eine direkte Feststellung auf einer Empfangsseite durchgeführt wird.

51. Wellenlängen- Multiplexübertragung eines optischen Übertragungsverfahrens, bei dem eine Vielzahl von Übertragungslichtquellen mit einer einzigen Lichtleitfaser verbunden sind, bei dem modulierte Signale mit einer Vielzahl von Wellenlängen aus Lichtübertragungsquellen durch die Lichtleitfaser übertragen werden, bei dem das modulierte Signal einer gewünschten Wellenlänge auf einer Empfangsseite ausgewählt wird, und bei dem die Lichtübertragung pro Wellenlänge gemäß einem optischen übertragungsverfahren nach Anspruch 48 oder 50 ausgeführt wird.

52. Wellenlängen- Multiplexübertragung eines optischen Übertragungssysterns, bei dem eine Vielzahl von Knoten mit einer einzigen Lichtleitfaser verbunden sind, wobei modulierte Signale einer Vielzahl von Wellenlängen durch die Lichtleitfaser übertragen werden, wobei jeder Knoten ein optoelektrisches Wandlergerät enthält, das über einen Sender- und einen Empfängerabschnitt verfügt, und wobei die Lichtübertragung gemäß einem optischen Kommunikationsverfahren nach Anspruch 51 durchgeführt wird.

53. Lichtleit-Kabelfersehsystern zur Kommunikation über eine Lichtleitfaser, die Lichtsignale aus einer zentralen Rundfunkstation zur Teilnehmerseite überträgt, bei der die Sendezentrale einen Halbleiterlaser durch ein Ansteuerverfahren nach Anspruch 4, 6 oder 46 ansteuert, um das Signallicht zu übertragen, und wobei die Teilnehmerseite das Signallicht unter Verwendung eines überlagerungsoszillators empfängt, um eine Überlagerungsfeststellung auszuführen, oder durch Ausführung einer direkten Feststellung durch ein Wellenlängenfilter.