DE69403776T2 - Cmos-operationsverstärker mit verbesserter leistung über den gesamten speisespannungsbereich - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Operationsverstärker. Spezieller betrifft die vorliegende Erfindung einen CMOS-Operationsverstärker mit verbesserten Leistungswerten von Verbindungsbus-zu-Verbindungsbus, einer praktisch konstanten Schleifenverstärkung, die von der Gleichtakt-Eingangsspannung unabhängig ist, und einer besonders vergrößerten Anstiegsgeschwindigkeit.
• Operationsverstärker (Op-Amps) sind hoch verstärkende Spannungsverstärker. Gewöhnlich nehmen die beiden Eingänge an einem Op-Amp ungeerdete Werte auf, und der Op-Amp wirkt als Differenzverstärker, der die Spannungsdifferenz zwischen den beiden Eingängen verstärkt. Op Amps werden gewöhnlich in einer Rückkopplungsschaltung verwendet, in der die Eigenschaften der Schaltung durch die Parameter der Komponenten der Rückkopplungsschaltung und nicht durch die inneren Eigenschaften des Op-Amps gesteuert werden. Folglich sind Op-Amps vielseitige Mehrzweckbausteine, die in weitem Umfang in integrierten Schaltungsanordnungen eingesetzt werden.
• Um die Leistungswerte eines Op-Amp zu beschreiben, wird eine Anzahl von Parameter verwendet. Der "Gleichtakt-Bereich" ist zum Beispiel der maximale oder minimale Bereich der Eingangsspannung gleicher Polarität, die gleichzeitig an beide Eingänge eines Op-Amp angelegt werden kann, ohne innerhalb der Verstärkungsstufen des Verstärkers eine Sättigung zu erzeugen. Die "Anstiegsgeschwindigkeit" ist die maximale Geschwindigkeit der Änderung der Ausgangsspannung für eine Schritteingangsspannung. Häufig wird auf den Spannungsbereich von "Verbindungsbus-zu-Verbindungsbus" des Op- Amp Bezug genommen. Der Bereich von "Verbindungsbus-zu-Verbindungsbus" des Op-Amp betrifft den Spannungsbereich zwischen den niedrigen und hohen Versorgungsspannungen des Verstärkers.
• Op-Amps mit Leistungswerten von Verbindungsbus-zu-Verbindungsbus sind sehr erwünscht, weil sie als eingebettete Eingangssignalpuffer für viele integrierte Schaltungen verwendet werden können, indem sie die Notwendigkeit eines externen Eingangspuffers für diese integrierten Schaltungen beseitigen. Op-Amps wurden jedoch generell, wegen einiger Mängel, die mit den Op-Amps nach dem Stand der Technik verbunden sind, nicht in integrierte MOS und CMOS Schaltungen eingebettet. Als erstes sind echte Leistungswerte von Verbindungsbus-zu-Verbindungsbus mit Anordnungen nach dem Stand der Technik nicht leicht zu erreichen, weil es die Schwellen der Spannungsabfälle der Transistoren und die Drainelektroden-Sourceleketroden-Sättigungsspannungen (vsat) in normalen Schaltungskonfigurationen schwer machen, den Op-Amp in der Nähe der oberen und unteren Enden des Spannungsbereiches im Arbeitsbereich der hohen Verstärkung der Eingangsspannungen zu halten. Ein weiteres Problem der Op-Amp nach dem Stand der Technik besteht darin, daß die Verstärkung unzuverlässig ist, weil sie sich mit der Gleichtakt-Eingangsspannung ändert. Das führt zu einer schlechten Linearität der Verstärkung, wenn sich die Gleichtakt-Eingangsspannung ändert.
• Ein weiterer Mangel, der mit den Op-Amps nach dem Stand der Technik verbunden ist, besteht darin, daß sie eine begrenzte Anstiegsgeschwindigkeit besitzen und in Reaktion auf die Änderung schneller Übergangsvorgänge der Eingangssignale in eine "Begrenzung der Anstiegsgeschwindigkeit" laufen. Das heißt, starke Änderungen in der Größe des Eingangssignals sättigen die inneren Stufen des Op-Amps. Wenn diese Erscheinung auftritt, fällt die Verstärkung des Op- Amps zeitweilig auf "Null" ab. Die externe Rückkopplungsschaltungsanordnung wird demzufolge zweitweilig ausgeschaltet, wodurch die Erholungszeit auf nicht akzeptierbare Verzögerungszeiten verlängert wird.
• Der bisher vorhandene Stand der Technik wird von IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, vol. 8107, no. 5, Mai 1992, Seite 821 -830 (D1) dargestellt, wo in Fig. 6 ein Gegenleitwertverstärker, bestehend aus einem Paar von Differentialeingangstransistoren (M1, M2), deren Basen mit V1- und V-Eingangsknoten verbunden sind, und einer Stromquelle (M3, M4), die dem Paar der Transistoren einen regelbaren Strom zuführt, offenbart wird. Der Strom der Stromquellen wird durch eine konstante Vorspannung (vcm) geregelt.
• Eine allgemeine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen verbesserten CMOS-Operationsverstärker bereitzustellen.
• Eine speziellere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Operationsverstärker mit verbesserten Leistungswerten von Verbindungsbus-zu-Verbindungsbus bereitzustellen.
• Eine andere Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen Operationsverstärker mit einer praktisch konstanten Leerlaufverstärkung bereitzustellen, die von der Gleichtakt-Eingangsspannung unabhängig ist.
• Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen Operationsverstärker mit verbesserten Leistungswerten der Anstiegsgeschwindigkeit bereitzustellen.
• Diese und weitere Aufgaben werden durch einen Operationsverstärker mit konstanter Verstärkung entsprechend der Erfindung erreicht. Die Eingangsstufe des Operationsverstärkers enthält eine N-Kanal-Differenzeingangsschaltung und eine P-Kanal-Differenzeingansgschaltung, wobei jede sowohl ihre eigene Stromquelle als auch eine N-Kanal-Kompensationsschaltung und eine P-Kanal-Kompensationsschaltung besitzt. Jede Kompensationsschaltung enthält eine Gleichtakt- Spannungsnachführschaltung, die der Gleichtakt-Spannung dynamisch nachläuft. Die Stromquelle in jeder Differenzeingangsschaltung wird bei Vorhandensein einer hohen oder niedrigen Gleichtakt-Spannung dynamisch so kompensiert, daß die Transistoren der Eingangsstufe der Differenzschaltung in ihrem Sättigungsarbeitsbereich hoher Verstärkung bleibt. Der Operationsverstärker enthält ebenfalls ein Summierglied mit automatisch erzeugter Vorspannung und eine Verstärkerstufe, die bei Vorhandensein der Eingangssignalspitzen die Erzeugung der Vorspannung des Summierglied justiert, die andernfalls die Leistungsfähigkeit des Operationsverstärkers überschreiten würden, um dem Eingangssignal in einer solchen Weise nachzulaufen, daß das Summierglied in der normalen Betriebsart seiner hohen Verstärkung gehalten wird.
• FIGUR 1 ist eine vereinfachte Darstellung des Op-Amps entsprechend der vorliegenden Erfindung.
• FIGUR 2 ist eine schematische Darstellung der N-Kanal-Eingangsschaltung entsprechend der Erfindung.
• FIGUR 3 ist eine schematische Darstellung der P-Kanal-Eingangsschaltung entsprechend der Erfindung.
• FIGUR 4 ist eine schematische Darstellung der Verstärkerstufe mit automatisch erzeugter Vorspannung entsprechend der Erfindung.
• FIGUR 5 ist eine Vorspannungsschaltung, welche entsprechend der Erfindung verwendet werden kann.
• Figur 1 stellt die Hauptkomponenten eines Operationsverstärkers (Op-Amp) entsprechend der vorliegenden Erfindung dar. Der Op-Amp 20 enthält eine N-Kanal-Eingangsschaltung 22 und eine P-Kanal-Eingangsschaltung 24. Jede Schaltung 22, 24 besitzt zwei Verbindungen mit dem V+-Eingangsknoten 25 und zwei Verbindungen mit dem V--Eingangsknoten 26. Der Ausgang jeder Schaltung ist mit einem Summierglied mit automatisch erzeugter Vorspannung und einer Verstärkerstufe 27 verbunden. Eine Vorspannungsschaltung 28 liefert einen Vorspannungsgleichstrom für die N-Kanaleingangsschaltung 22, die P-Kanal-Eingangsschaltung 24, das Summierglied mit automatisch erzeugter Vorspannung und die Verstärkerstufe 27.
• Der Op-Amp entsprechend der vorliegenden Erfindung führt die folgenden einheitlichen Funktionen aus. Mit der vorliegenden Erfindung werden durch die Verwendung einer Kompensationsschaltung für jede Differenzeingangsschaltung, um die Stromquellen für die entsprechende Differenzeingangsschaltung in Übereinstimmung mit der Gleichtakt-Eingangsspannung zu modulieren, eine praktisch konstante Schleifenverstärkung und folglich verbesserte Leistungswerte von Verbindungsbus- zu-Verbindungsbus erhalten. Die Kompensationsschaltung für jede Eingangsschaltung erzeugt eine Stromquellensteuerspannung, die der Gleichtakt-Eingangsspannung im Op-Amp nachläuft. Die Gleichtakt-Eingangsspannung ist die niedrigere der beiden Eingangsspannungen an der N-Kanal-Eingangsschaltung und die höhere der beiden Eingangsspannungen an der P-Kanal-Eingangsschaltung. Die Größe des Stromes, der jeder Differenzeingangsschaltung zugeführt wird, wird in Übereinstimmung mit der nachzulaufenden Gleichtakt-Spannung moduliert, so daß die Verstärkung der Differenzeingangsschaltung, ungeachtet der Gleichtakt-Spannung, praktisch konstant bleibt. Außerdem wird der Quellenstrom so moduliert, daß, wenn eines der Differenzpaare infolge der Gleichtakt-Eingangsspannung, die einen der Spannungsversorgungsverbindungsbusse erreicht, ausgeschaltet wird, das andere stärker eingeschaltet wird, um den Verlust an Übertragungsleitwert des anderen Paares zu kompensieren. Weil sich der Vorspannungsstrom entsprechend der Gleichtakt-Eingangsspannung ändert, bleibt das Paar der Differenztransistoren im Vergleich zu den konventionellen Differenzeingangsschaltungen fur eine ausgedehnte Zeitperiode in seinem Arbeitsbereich der Sättigung.
• Der jedem Differenzpaar zugeführte Strom verändert sich mit dem Quadrat der sich ändernden Gleichtakt-Eingangsspanung. Folglich steigt die Verstärkung (d.h. der Gegenleitwert) des Differenzpaares linear mit den Änderungen der Gleichtakt-Eingangsspannung. Nach den Schaltungen steigt die Verstärkung mit der Quadratwurzel der Eingangsspannung.
• Ein Paar in Kaskade geschaltete Transistoren dient als Stromquelle für jede der Differenzeingangsschaltungen. In dem Fall der N-Kanal-Eingangsschaltung 22 entsprechend dem bevorzugten Ausführungsbeispiels legt die Gleichtakt-Spannungs-Nachführschaltung eine erste Nachführspannung, die im wesentlichen gleich der Gleichtakt-Spannung ist, an die Gateelektrode des in Kaskade geschalteten N-Kanal-Transistors an, der der Masse der Schaltung am nächsten liegt. Eine Kompensationsschaltung erzeugt eine zweite im Pegel verschobene Nachführspannung, die etwa 0,3 Volt größer als die erste Nachführspannung ist, und die zweite Nachführspannung wird an die Gateelektrode des anderen in Kaskade geschalteten N-Kanal-Transistors der Stromuelle angelegt.
• Demzufolge werden die Gatespannungen, die an die Stromquellen-Transistoren der N-Kanal-Differenzeingangsschaltung angelegt werden, reduziert, wenn eine niedrige Gleichtakt- Spannung angelegt wird, wodurch der Betrag des Quellenstromes, der in die Differenzeingangsschaltung eingespeist wird, verringert wird. Als Folge davon bleiben die Differenzeingangstransistoren im Vergleich mit der Differenzeingangsstufe einer Stromquelle mit festeingestellter Vorspannung bei einer niedrigeren angelegten Gleichtakt-Spannung im Arbeitsbereich der Sättigung.
• In ähnlicher Weise senkt eine Kompensationsschaltung für die P-Kanal-Differenzeingangsschaltung 24 den Strom, der von ihrer Stromquelle eingespeist wird, wenn an den Operationsverstärker eine hohe Gleichtakt-Spannung angelegt wird, so daß die P-Kanal-Differenzeingangstransitoren mit einer optimalen Verstärkung in der Betriebsart ihrer Sättigung bleiben.
• Ein weiteres Merkmal, das mit einem Op-Amp entsprechend der Erfindung verbunden ist, ist die Verstärkerstufenschaltung 27 mit automatisch erzeugter Vorspannung, welche die Leistungswerte der Anstiegsgeschwindigkeit verbessert. Wie unten unter Bezugnahme auf Figur 4 ausführlicher erläutert werden soll, liefert die Verstärkerstufenschaltung 27 mit automatisch erzeugter Vorspannung in Reaktion auf die Ausgangssignale, die von den Differenzeingangsschaltungen erzeugt werden, eine dynamische Vorspannung ihres gefalteten in Kaskade geschalteten Summiergliedes. Insbesondere enthält das gefaltete in Kaskade geschaltete Summierglied eine Vorspannungskompensationsschaltung, die reagiert, um durch schnelle Verringerung der Verstärkung des Teiles des in Kaskade geschalteten Summiergliedes, das durch die mit der Masse der Schaltung verbundenen Transistoren gebildet wird, abfallende Übergangsvorgänge der Ausgangssignale von einer oder beiden Differenzialeingangsschaltungen fest zu halten. Diese Vorpannungskompensationsschaltung hindert die Spannungen an den Summierverzweigung daran, auf eine so niedrige Spannung zu gehen, daß die in Kaskade geschalteten Transistoren in ihren linearen Arbeitsbereich gehen, welche das Summierglied aus dem Gleichgewicht bringen und eine normale Wirkungsweise der Verstärkerschaltung 27 verhindern würde bis die beiden Summierverzweigung in ihre normalen Spannungsbereiche zurückkehren.
• Die beschriebenen funktionellen Eigenschaften der Schaltung entsprechend der Erfindung soll jetzt insbesondere im Verhältnis zu den Figuren beschrieben werden. In Figur 2 ist eine N-Kanal-Eingangsschaltung 22 dargestellt. Die N-Kanal- Schaltung 22 enthält eine Differenzeingangsschaltung 30, die N-Kanal-MOS-Transistoren 32 und 34 enthält, welche die Spannungen der V- und V+-Eingangssignale vergleichen. Die Stromquelle 40 für die Differenzeingangsschaltung 30 wird von zwei in Kaskade geschaltete N-Kanal-Transistoren 42 und 44 gebildet. Die Verstärkung der N-Kanal-Eingangsschaltung 30 wird durch die Arbeitspunkte der Eingangstransistoren 32 und 34 bestimmt; wobei die Wahl der Arbeitspunkte durch die Größe des Stromes bestimmt wird, der von der Kaskade-Stromquelle 40 zugeführt wird.
• Wenn die Gleichtakt-Spannung sehr niedrig wird, beginnen die Transistoren 32 und 34 in der N-Kanal-Differenzeingangsstufe 30 abzuschalten. Wenn die Stromquelle 40 an die Differenzeingangsschaltung weiter einen großen Strom liefern würde, würden die Transistoren 42 und 44 in ihren linearen Arbeitsbereich fallen, was zu einem Verstärkungsverlust führen würde. In Übereinstimmung mit der Erfindung wird der Strom, der von der Kaskade-Stromversorgung 40 zugeführt wird, durch eine Kompensationsschaltung 45 moduliert, um die Eingangsstufentransistoren 32 und 34 in ihrem Sättigungsarbeitsbereich der hohen Verstärkung zu halten. Insbesondere wird eine Gleichtakt-Nachführschaltung 46, die von einem "Differenz"-Paar von P-Kanal-Transistor 48 und 50 gebildet wird, verwendet, um der Gleichtakt-Eingangsspannung nachzulaufen. Die Nachführschaltung 46 erzeugt an der Verzweigung 51 eine Spannung, das heißt eine Schwellenspannung (z.B. 0,8 Volt) über der Gleichtakt-Eingangsspannung.
• Mit anderen Worten, die Spannung an der Verzweigung 51 ist etwa VT größer als die niedrigere der V- und V+ Eingangsspannungen, wobei VT die Schwellenspannung der Transistoren 48 und 50 darstellt.
• Die Verzweigung 51 ist mit dem N-Kanal-Transistor 52 gekoppelt und demzufolge steuert die Spannung an der Verzweigung 51 den Strom durch den Transistor 52. Dieser Strom fließt durch eine Diode, die mit dem N-Kanal-Transistor 53 verbunden ist, welcher eine Steuerspannung an der Verzweigung 54 erzeugt, die etwa VT unter der Spannung an der Verzweigung 51 liegt. Das heißt, die Stromquellensteuerspannung an der Verzweigung 54 ist gleich der Gleichtakt-Spannung.
• Wenn die Gleichtakt-Spannung sehr niedrig wird, wird das P- Kanal-Differenzpaar 46 eingeschaltet, wodurch die Verzweigung 51 nach unten gezogen wird. Das reduziert dann den Ansteuerstrom für den Transistor 52 und den resultierenden Strom seiner Sourceelektrode. Deshalb wird der Strom an der Verzweigung 54 verringert und der Gatestrom für den Transistor 44 reduziert, wodurch der Pull-Down-Effekt der Stromquelle 40 vermindert wird.
• Desweiteren wird die Modulation der Stromquelle 40 in der Erfindung durch die Wirkungsweise der Pegelverschiebungsschaltung 55 realisiert. Die Gateelektrode des Eingangstransistors 56 der Pegelverschiebungsschaltung 55 nimmt die Spannung der Verzweigung 54 an. Die Pegelverschiebungsschaltung 55 wirkt als Spannungsspiegel, so daß die Spannung an der Gateelektrode des Transistors 56 dieselbe ist, wie die an der Gemeinschafts-Gateelektrode (Verzweigung 65) der Transistoren 64 und 66. Eine entsprechende Dimensionierung der Transistoren 66 und 68 wird an der Gateelektrode des Kaskade-Transistors 42 einen gewünschten Spannungspegel erzeugen. Indem die Kanalbreite des Transistors 68 etwa viermal größer als die des Transistors 66 gemacht wird, nimmt speziell die Verzweigung 69 eine Steuerspannung von etwa 0,3 Volt über der Spannung an der Verzweigung 54 an.
• Folglich läuft das P-Kanal-Differenzpaar 46 der Gleichtakt- Spannung nach. Bei hohen Gleichtakt-Eingangsspannungen wird das Differenzpaar 46 ausgeschaltet, was einen großen Gatestrom der Stromquellentransistoren 42 und 44 ermöglicht. Die Gatespannung an der Verzweigung 54 liegt etwa ein VT unter Vdd, und die Spannung an der Verzweigung 69 liegt etwa 0,3 Volt über der Spannung an der Verzweigung 54. Bei einer niedrigen Gleichtakt-Spannung wird das Differenzpaar 46 eingeschaltet, wodurch sich der Ansteuerstrom zur Stromquelle 40 verringert. Die Verzeigung 54 wird speziell auf die Gleichtakt-Spannung eingestellt, während die Verzeigung 69 durch die Pegelverschiebungsschaltung 55 auf die Gleichtakt-Spannung plus einer geringen Zusatzspannung eingestellt wird. Bei Gleichtakt-Spannungen kleiner als ein VT wird die Stromquelle 40 vollständig abgeschaltet.
• Die Kompensationsschaltung 45 entsprechend der Erfindung verringert demzufolge bei Vorhandensein einer niedrigen Gleichtakt-Spannung die Ableitung des Stromes von der Stromquelle 40. Das erlaubt den Transistoren 32 und 34 in einem gesättigten Zustand zu bleiben, so daß eine hohe Verstärkung eingehalten werden kann. Bei Vorhandensein einer großen Gleichtakt-Spannung steigt der Betrag des durch die Stromquelle 40 erzeugten Stromes mit dem Quadrat der Gleichtakt-Eingangsspannung. Somit steigt der Gegenleitwert an der Eingangsschaltung 22 linear mit dem Anstieg der Gleichtakt-Eingangsspannung.
• Der lineare Anstieg der Verstärkung der ersten Eingangsschaltung mit dem Anstieg der Gleichtakt-Spannung ist an einen symmetrischen linearen Abfall der Verstärkung für die Gleichtakt-Spannungen in der zweiten Eingangsschaltung 24 zwischen Vdd - VT und Vss + VT angepaßt. Für Gleichtakt- Spannungen über diesem Bereich wird die zweite Eingangsschaltung 24 ausgeschaltet, während die Verstärkung der ersten Eingangsschaltung weiter erhöht wird. Dieser kontinuierliche Anstieg der Verstärkung der ersten Eingangsschaltung 22 hilft, den Verlust der Verstärkung in der Ausgangsstufe 27 zu kompensieren (welche die Verstärkung verliert, wenn sie sich den Spannungsversorgungsbussen nähert). In gleicher Weise schaltet bei Gleichtakt-Spannungen unter Vdd - VT die erste Eingangsschaltung 22 ab, während die Verstärkung der zweiten Eingangsschaltung 24 weiter linear ansteigt, wodurch der Verlust der Verstärkung in der Ausgangsschaltung 27 an der unteren Spannungsverbindungsbus kompensiert wird. Demzufolge fördert die Verstärkungskompensationsschaltung in den Eingansgschaltungen 22 und 24 die konstante Leerlaufverstärkung und die verbesserten Leistungswerte von Verbindungsbus-zu-Verbindungsbus.
• Figur 3 zeigt die P-Kanal-Eingangsschaltung 24. Die P-Kanal-Eingangsschaltung 24, die eine Kompensationsschaltung 45A enthält, arbeitet in der selben Weise wie die N-Kanal- Eingangsschaltung 22 und die Kompensationsschaltung 45, mit der Ausnahme, daß die Polaritäten der Spannungen sowie die verwendeten Transistortypen umgekehrt sind. In Figur 3 wurden den Komponenten der Eingangsschaltung 24, die jenen in der Eingangsschaltung 22 entsprechen, dieselben Bezugszahlen gegeben, wobei an jede dieser Bezugszahlen der Buchstabe "A" angehängt wurde. Es sei angemerkt, daß die "Gleichtakt-Eingangsspannung" für die P-Kanal-Eingangsschaltung 24 die höhere von den beiden Eingangsspannungen V+ und V- darstellt, weil die "Gleichtakt-Spannung" besser gegenüber Vdd gemessen wird, als gegenüber der Masse der Schaltung. Durch Bereitstellung einer P-Kanal-Eingangsschaltung 24 werden beide "Verbindungsbusse" der Eingangsspannungsextreme durch den Op-Amp 20 entsprechend der Erfindung verarbeitet.
• In Figur 4 besitzt die Verstärkerschaltung 27 ein gefaltetes Kaskade-Summierglied 78, das die Transistoren 80, 82, 84, 86, 88, 90, 92 und 94 enthält. Die Spannungen, die von den beiden Differenzeingangsschaltungen 22 und 24 an den Verzweigungen 37, 39 und 37A, 39A erzeugt werden, werden durch die gefaltete Kaskade 78 summiert, um an den Verzweigungen 37S und 39s summierte Signale zu erzeugen. Die Transistoren der gefalteten Kaskade sind so vorgespannt, daß die Verzweigungen 37S und 39S unter normalen Betriebsbedingungen zwischen 1,0 und 1,2 Volt vorgespannt sind. Die gefaltete Kaskadeschaltung 78 liefert den größten Anteil (möglicherweise siebzig Prozent) der Signalverstärkung, die durch den Op-Amp erzeugt wird. Wie oben diskutiert wird, wird die Verstärkung der Ausgangsstufe 27 verringert, wenn die Gleichtakt-Eingangsspannung in der Nähe einer der Spannungsversorgungsbusse liegt, und der Verlust der Verstärkung in der Ausgangsstufe 27 wird durch den Anstieg der Verstärkung in der Eingangsschaltung 22 oder 24, die eingeschaltet bleibt, kompensiert.
• Die Vorspannung der Pull-Up-Transistoren 80, 82, 84 und 86 ist konstant, während die Vorspannung der Pull-Down-Transistoren 88, 90, 92 und 94 veränderlich ist. Insbesondere ändert sich die Vorspannung der Pull-Down-Transistoren aus ihrer "normalen" Einstellung nur dann, wenn der Operationsverstärker einen sehr schnellen Eingangssignalspannungsübergang aufnimmt, welcher einen plötzlichen Spannungsabfall auf einer der Leitungen 37S und 39S verursacht. Bei einem großen Spannungsabfall entweder auf 37A oder 39A besteht das Problem darin, daß zwei der Pull-Down-Transistoren 88 und 90 oder 90 und 94 in ihren linearen Arbeitsbereich eintreten können und verhindern würden, daß der Operationsverstärker arbeitet.
• Ein Eingangssignalübergang hoher Geschwindigkeit (auch eine Bedingung einer hohen Anstiegsgeschwindigkeit genannt) wird von einem Differenzkomparator 98 ermittelt, der den Mittelwert der Spannungen auf den Verzweigungen 37S und 39S effektiv überwacht. Transistoren 100 und 102 bilden eine Seite des Differenzkomparators 98 mit einem Transistor 104 als Referenztransistor. Der Komparator 98 besitzt eine Standardstromquelle 105, 105A, die dem Differenzkomparator einen konstanten Strom zuführt. Wenn die Spannung an der Verzweigung 37S niedriger als ihr normaler Vorspannungspunkt wird, leitet der Transistor 102 mehr Strom, als bei normaler Vorspannung. In gleicher Weise leitet der Transistor 100 mehr Strom als bei seinem normalen Vorspannungspegel, wenn die Spannung an der Verzweigung 39S niedriger als an seinem Vorspannungspunkt wird. Weil der gesamte Strom, die durch die Transistoren 100, 102 und 104 geleitet wird, konstant bleiben muß, wird der Strom durch den Transistor 104 verringert, wohingegen ein plötzlicher Eingangssignalübergang den Mittelwert der Spannungspegel an den Verzweigungen 37S und 39S veranlaßt, abzufallen. Der Transistor 104 ist im EIN-Zustand vorgespannt und leitet einen maximalen Strom, wenn die Verzweigungen 37S und 39S beide in der Nähe ihrer normalen Vorspannungspegel liegen. Die Sourceelektrode des Transistors 104 ist mit der Drainelektrode des mit einer Diode verbundenen Transistor 106 gekoppelt.
• Wenn ein plötzlicher Eingangssignalübergang zum Beispiel der Eingangsschaltungen 22 und 24 eine abfallende Spannungsspitze an der Verzweigung 37S oder 39S erzeugt, wird der Nettobetrag des Stromes, der durch die Transistoren 100 und 102 geleitet wird, vergrößert, wodurch der Strom, der durch den Transistor 104 geleitet wird, um den entsprechenden Betrag abfallen kann. Der durch den Transistor 104 abgefallene Strom wird durch den Transistor 106 und die Verzweigung 107 zur gemeinsamen Gateelektrode der Pull-Down- Transistoren 92 und 94 gespiegelt. Als Folge davon fällt die Gatespannung der Transistoren 92 und 94 ab, und diese Transistoren leiten weniger Strom. Diese Technik alleine ist nicht unbedingt ausreichend, um eine Begrenzung der Anstiegsgeschwindigkeit zu verhindern, weil die Transistoren 88 und 90 noch bei extrem schnellen Übergängen in den linearen Arbeitsbereich abfallen können. Die Pegelverschiebungsschaltung 110 behebt das, indem sie an der Verzweigung 111 eine Spannung erzeugt, die der Spannung an der Verzweigung 107 nachläuft.
• Die Verzweigung 107 ist mit dem Eingang der Pegelverschiebungsschaltung 110 gekoppelt, welche im Aufbau und der Funktion der Pegelverschiebungsschaltung 55 identisch ist, die in bezug zur Figur 2 diskutiert wurde. Die Spannung am Ausgang der Pegelverschiebungsschaltung 110 an der Verzweigung 111 ist etwa 0,3 Volt größer als die Spannung an der Verzweigung 107. Folglich läuft die Spannung der gemeinsamen Gateverzweigung 111 für die Transistoren 88 und 90 der Vorspannung an der Verzweigung 107 nach, die die Transistoren 88 und 90 in ihrem Arbeitsbereich der Sättigung halten, auch bei Vorhandensein einer großen abfallenden Spitze an der Verzweigung 37S oder 39S. Der Spannungsabfall an der Verzweigung 111 hindert folglich die Transistoren 88 und 90 daran, in ihren linearen Arbeitsbereich zu fallen, was eine "Begrenzung der Anstiegsgeschwindigkeit" des Op-Amps verhindert. Vorzugsweise wird die Gateverzweigung 107 für die Transistoren 92 und 94 zwischen 1,0 und 1,25 Volt und die Gateverzweigung 111 für die Transistoren 88 und 90 zwischen 1,25 V und 1,5 V vorgespannt.
• Zusammengefaßt verhindert die dynamische Vorspannungsschaltung 95 der Verstärkerschaltung 27, daß die Pull-Down-Transistoren 88, 90, 92 und 94 des Summiergliedes 78 bei Vorhandensein eines sehr schnellen Eingangssignalüberganges in den linearen Arbeitsbereich fallen. Diese Wirkungsweise wird durch die Verwendung eines Differenztransistorpaares 98 erreicht, das die Spannungen an den Verzweigungen 37S und 39S überwacht und wenn erforderlich eine dynamische Vorspannung erzeugt.
• Die dynamische Vorspannung ist nur für die Pull-Down-Transistoren des Summiergliedes erforderlich. Das ist deshalb, weil die Ruhespannung an den Summierverzweigungen 37S und 39S niedrig gehalten wird (z.B. geringer als 1,5 Volt). Die Transistoren 88 und 90 würden deshalb viel schneller in den linearen Arbeitsbereich fallen, als die Transistoren 84 und 86, und folglich werden die Transistoren 88 und 90 der Begrenzungfaktor in bezug auf die Begrenzung der Anstiegsgeschwindigkeit. Die Pull-Up-Anordnungen 80, 82, 84 und 86 besitzen feste Vorspannungen.
• Figur 5 stellt eine Vorspannungsgeneratorschaltung 28 dar, die für die Eingangsschaltungen 22 und 24 und die Verstärkerschaltung 27 feste Vorspannungen liefert. Wenn in einem Ausführungsbeispiel entsprechend der Erfindung der CMOS-Op- Amp mit einem Vdd-Wert von etwa 5,0 V und einem Vss-Wert von 0 V vorgesehen ist, erzeugt die Schaltung 28 einen Vorspannungswert 1 von etwa 2,5 V, einen Vorspannungswert 2 von etwa 3,75 V und einen Vorspannungswert 3 von etwa 1,3 V.

Claims (8)

1. Operationsverstärker mit

einem V+ Eingang und einem V- Eingang;

einem Differenz-Eingangskreis (30), der mit dem V+ und V- Eingang gekoppelt ist und zwei Transistoren (32, 34), von denen jeder ein mit einem unterschiedlichen V+ bzw. V- Eingang gekoppeltes Gate aufweist, und eine mit den beiden Transistoren gekoppelte Stromquelle (40) aufweist, die den beiden Transistoren einen steuerbaren Strom zuführt, gekennzeichnet durch eine Spannungsnachführschaltung (46), die mit der Stromquelle und dem V+ und V- Eingang gekoppelt ist und eine Nachführspannung erzeugt, die demjenigen der V+ und V- Signale entspricht, welches die niedrigere Spannung hat, und die den von der Stromquelle zugeführten steuerbaren Strom entsprechend der Nachführspannung so steuert, daß die beiden Transistoren in einem gesättigten Zustand hoher Verstärkung gehalten werden.

2. Operationsverstärker nach Anspruch 1, bei dem die Stromquelle ein Kaskoden-Transistorpaar enthält, welches einen ersten Stromquellentransistor (42), der mit einem zweiten Stromquellentransistor (44) gekoppelt ist, enthält.

3. Operationsverstärker nach Anspruch 2, bei dem die Spannungsnachführschaltung ein zweites Transistorpaar (48, 50) enthält, wobei jeder Transistor des Paares ein mit einem unterschiedlichen V+ bzw. V- Eingang gekoppeltes Gate hat.

4. Operationsverstärker nach Anspruch 3, bei dem die Spannungsnachführschaltung ferner eine Pegelverschiebeschaltung (55) enthält, die eine zweite Nachführspannung erzeugt, die einen vorgegebenen Spannungsversatz gegenüber der Nachführspannung hat, wobei die Nachführspannung an dem ersten Stromquellentransistor (42) und die zweite Nachführspannung an dem zweiten Stromquellentransistor (44) anliegt.

5. Operationsverstärker nach einem vorangehenden Anspruch, der ferner aufweist:

Eine zweite Differenz-Eingangsschaltung, die mit dem V+ und V-Eingang gekoppelt ist, wobei die erste und zweite Differenz- Eingangsschaltung ein erstes und zweites Zwischenausgangssignal erzeugen;

eine Verstärkungsstufenschaltung mit einem Summierglied (78), das das erste und zweite Zwischenausgangssignal kombiniert, wobei das Summierglied Pull-Up-Transistoren (80-86) und damit gekoppelte Pull-Down-Transistoren (88-94) sowie eine Vorspannungskompensationsschaltung (95) enthält zum dynamischen Vorspannen der Pull-Down-Transistoren, um diese in ihrem Sättigungs-Betriebsbereich zu halten, wenn im ersten und zweiten Zwischenausgangssignal schnelle Übergänge auftreten.

6. Operationsverstärker nach Anspruch 5, bei dem die Vorspannungskompensationsschaltung eine Differenzschaltung (98) enthält, die eine Steuerspannung abgibt, die in umgekehrter Beziehung zu der Summe der ersten und zweiten Zwischenausgangsspannung steht und an die Pull-Down-Transistoren angelegt ist.

7. Operationsverstärker nach Anspruch 6, bei dem die Pull- Down-Transistoren (88-94) zwei Paare von in Kaskode geschalteten Transistoren aufweisen, wobei der erste Transistor jedes Paares an die Steuerspannung angeschlossen ist und wobei die Vorspannungskompensationsschaltung eine Steuerspannungs-Verschiebeschaltung (110) enthält, die eine zweite Steuerspannung erzeugt, die einen vorgegebenen Spannungsversatz gegenüber der Steuerspannung hat, wobei der zweite Transistor jedes der in Kaskode geschalteten Transistorpaare an die zweite Steuerspannung angeschlossen ist.

8. Operationsverstärker nach einem vorangehenden Anspruch, bei dem der Verstärker eine CMOS-Schaltung ist.