DE69213261T2 - Schaltung zur Korrektur von Rasterverzerrungen - Google Patents

Description

• Die Erfindung bezieht sich auf eine Ablenkschaltung eines Video-Anzeigegerätes.
• Eine Horizontal-Ablenkschaltung erfordert Ublicherweise, daß sie mit einem Videosignal, das eine Bildinformation enthält, genau in der Phase abgeglichen oder synchronisiert ist, um eine fehlerfreie Rasteranzeige zu erhalten. In der Praxis ist es Ublich, daß ein Rücklaufimpuls, der in einem Zeilenendtransformator der Ablenkschaltung erzeugt wird, dazu verwendet wird, einen Rückkopplungsimpuls in einer phasengesteuerten Schleife zu erzeugen, um diese Synchronisation zu erzielen. Wenn jedoch eine Endanodenversorgung durch den Zeilenendtransformator gespeist wird, können Änderungen des Strahlstroms die Form und die Breite des von dem Transformator erzeugten Rücklaufimpulses modulieren. Von Nachteil ist dabei, daß die Phase des Horizontal-Ablenkstroms in einer Horizontal-Ablenkwicklung relativ zu der des vom Zeilenendtransformator erzeugten Rücklaufimpulses versetzt oder in der Phase verschoben sein kann. Das Ergebnis kann eine ungenaue Synchronisation sein, die eine sichtbare, vom Strahlstrom abhängige horizontale Bildverschiebung oder eine Rasterbiegung in einer horizontalen Richtunq verursacht. Diese unerwünschte Wirkung kann weiter verschlimmert werden, wenn eine Ost-West-(E- W)-Rasterverzerrungs-Korrektur verwendet wird.
• Es kann erwünscht sein, zum Phasenabgleich der Ablenkschaltung mit dem Videosignal anstatt des vom Transformator erzeugten Rücklaufimpulses einen Rücklaufimpuls zu verwenden, der in der Horizontal-Ablenkwicklung erzeugt wird. Insoweit kann es erwiinscht sein, während des Rücklaufs einen Endanschluß der Horizontal-Ablenkwicklung an einem gemeinsamen Leiter oder Massepotential zu haben.
• In EP-A-0 158 492 und EP-A-0 332 091 ist eine Fernseh-Ablenkschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 offenbart.
• Bei einer einen Aspekt der Erfindung verkörpernden Horizontal-Ablenkschaltung ist ein Endanschluß der Horizontal-Ablenkwicklung mit Massepotential verbunden. Eine lose Kopplung ist zwischen dem Zeilenendtransformator und einer Rücklauf-Resonanzschaltung vorgesehen, die die Ablenkwicklung enthält. Der an Masse liegende Anschluß der Ablenkwicklung erlaubt einen genaueren Phasenabgleich des Horizontal-Ablenkwicklungs-Rücklaufimpulses mit dem Videosignal. Die lose Kopplung vermindert eine vom Strahlstrom abhängige Phasenmodulation des Horizontal-Ablenkstroms und vermindert auch die Erzeugung einer sogenannten "Mäusezahn"-Rasterverzerrung. Die Mäusezahn-Verzerrung ist in Einzelheiten beispielsweise in US-A-4,634,937 mit dem Titel EAST- WEST CORRECTION CIRCUIT im Namen von Haferl offenbart.
• Eine Fernseh-Ablenkschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung umfaßt die im Anspruch 1 definierten Merkmale.
• Fig. 1 veranschaulicht eine einen Aspekt der Erfindung verkörpernde Ablenkschaltung, die eine äußere Kissenverzerrungs-Korrekturanordnung enthält;
• Fig. 2a - 29 veranschaulichen Wellenformen, die zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung von Fig. 1 nützlich sind; und
• Fig. 3 veranschaulicht eine einen anderen Aspekt der Erfindung verkörpernde Ablenkschaltung, die eine äußere und eine innere Kissenverzerrungs-Korrekturanordnung enthält.
• Eine einen Aspekt der Erfindung verkörpernde Horizontal-Ablenkschaltung 250 in Fig. 1 sieht eine Horizontal-Ablenkung in beispielsweise einer Farbfernseh-Kathodenstrahlröhre (CRT) vom Typ A66EAS00X01 vor. Die Schaltung 250 enthält einen Schalttransistor Q2, der mit einer Horizöntalfreguenz FH arbeitet, die bei der NTSC-Norm etwa 15,7 kHz ist, und eine antiparallele Zeilendiode DQ2, wobei beide Komponenten in einer gemeinsamen integrierten Schaltung enthalten sind. Eine Reihenanordnung von Rücklaufkondensatoren C2 und C3 liegt parallel zum Transistor Q2 und zur Diode DQ2. Eine Ablenkwicklung LH ist in Reihe mit einem S-formenden Hinlauf-Kondensator CS und mit einer Linearitäts-Induktivität LLIN verbunden, wodurch ein Schaltungszweig gebildet wird, der parallel zum Transistor Q2 und der Diode DQ2 und in Reihe mit den Rücklauf-Kondensatoren C2 und C3 geschaltet ist, um während des Horizontal-Rücklaufs eine Rücklauf-Resonanzschaltung 100 zu bilden.
• Eine Phasensteuerstufe 101, die einen Horizontal-Oszillator und einen Phasendetektor enthält, was in Fig. 1 in Einzelheiten nicht dargestellt ist, spricht auf ein Horizontal-Synchronsignal HS an. Das Signal HS wird beispielsweise von einem Videodetektor eines in den Figuren nicht dargestellten Fernsehempfängers abgeleitet und ist auf einen gemeinsamen Leiter oder Massepotential bezogen. Die Kondensatoren C2 und C3 bilden einen Spannungsteiler, um eine Abtast-Rücklaufamplitude V4a mit kleiner Amplitude zu erhalten, die auf den gemeinsamen Leiter oder Masse bezogen ist. Die Spannung V4a wird über ein Kopplungs-Netzwerk 101b einem zweiten Eingang 101a der Stufe 101 zugeführt, um die Rücklauf-Impulsspannung V4 mit dem Synchronsignal HS zu synchronisieren. Die Stufe 1 führt über eine übliche Treiberstufe 102 eine Schaltspannung V1 dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q2 zu, um einen Basis-Ansteuerstrom mit der Horizontalfrequenz fH zu erzeugen. Die Spannung V1 ist ebenfalls auf den gemeinsamen Leiter oder Massepotential bezogen.
• Eine geschaltete Rasterverzerrungs-Korrekturschaltung 200, die ein Merkmal der Erfindung verkörpert, enthält eine E-W-Steuerchaltung 300, die das Schalten eines bipolaren Schalttransistors Q1 einer Rücklauf Schaltung 251 zeitlich steuert. Eine Primärwicklung W1 eines Zeilenendtransformators T1 der Schaltung 251 liegt zwischen einer Quelle für eine B+ Spannung und dem Kollektor des Schalttransistors Q1. Ein Rücklaufkondensator C1 ist mit einem Verbindungsanschluß W1a zwischen dem Transistor Q1 und der Wicklung W1 verbunden, um mit der Wicklung W1 eine Rücklauf-Resonanzschaltung 99 der Schaltung 251 zu bilden.
• In Ausführung eines erfindungsgemäßen Merkmals ist eine Sekundärwicklung W2 des Transformators T1 über einen Anschluß W2a mit einer Treiberstufe 201 des Transistors Q1 verbunden, um der Stufe 201 Strom zuzuführen. Der Emitter des Transistors Q1 ist über einen Strombegrenzungs-Widerstand R1 mit dem Kollektor des Transistors Q2 der Schaltung 250 verbunden. Eine antiparallele Zeilendiode DQ1 liegt zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors Q1. Die Anode einer Diode D1 liegt zwischen dem Anschluß W1a der Wicklung W2 und dem Kollektor des Transistors Q1, und die Kathode ist wie die Wicklung W2 mit dem Anschluß W2a verbunden, wodurch ein Weg für einen Einschalt-Stromstoß und ein Überspannungsschutz für den E-W-Schalttransistor Q1 vorgesehen wird.
• Die Resonanzschaltungen 99 und 100 sind durch den Transistor Q1 während eines steuerbaren Teils des Rücklaufintervalls parallel geschaltet, um der Ablenkschaltung 250 Energie zuzuführen. Die Resonanzschaltungen 99 und 100 haben dieselbe Resonanzfreguenz, 44 kHz. Daher können die Resonanzschaltungen 99 und 100 parallel geschaltet werden, ohne die resultierende-Resonanzfrequenz der Schaltung 100 zu ändern.
• Fig. 2a - 2g veranschaulichen wellenformen, die zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung von Fig. 1 nützlich sind. Gleiche Symbole und Ziffern in Fig. 1 und 2a - 2g geben gleiche Gegenstände oder Funktionen an. Die Transistoren Q1 und 02 von Fig. 2 sind während des Hinlauf-Intervalls t6 - t1' in der Sättigung, was durch die Wellenformen von Fig. 2a und 2d veranschaulicht wird, die Ansteuerspannungen V1 bzw. V3 zeigen. Ein ansteigender Hinlaufteil eines Stroms i1 in Fig. 2c fließt durch die in Reihe geschalteten Transistoren Q1 und Q2 in Fig. 1 zur Masse. Der Ablenkstrom i3 in Fig. 2g fließt durch den Transistor Q2 in Fig. 1 zur Masse. Negative Teile der Ströme i1 und i3 fließen durch die entsprechenden integrierten Dioden DQ1 und DQ2 der Transistoren Q1 und Q2.
• Der Ablenktransistor Q2 ist zur Zeit t1 in Fig. 2a abgeschaltet, um ein Rücklaufintervall t1 - t6 einzuleiten. Der Strom i3 in Fig. 1 fließt dann durch die Kondensatoren C2 und C3, um die Rücklaufspannung V4 zu erzeugen, was in Fig. 2f dargestellt ist. Ein Rückkopplungsweg, der durch einen Widerstand R14 in Fig. 1 gebildet wird, führt die Spannung V4a im Kondensator C3 der E-W-Steuerschaltung 300 zu. Eine Diode D2, die über dem Kondensator C3 liegt, klemmt den Hinlaufteil der Spannung V4a über dem Kondensator C3 auf Massepotential. Die E-W-Steuerschaltung 300 in Fig. 1 erzeugt eine Ansteuerspannung V3 an der Basis des Transistors Q1, um den Transistor Q1 in einem steuerbaren Augenblick abzuschalten, der während eines Teils des Rück laufintervalls, dem Intervall t2 - t3 in Fig. 2d, auftritt, was später erläutert wird. Die Amplitude der Rücklaufspannung V2 in Fig. 2b wird geregelt oder stabilisiert durch die Versorgungsspannung B+ und ist unabhängig von Änderungen im Zustand der Leitfähigkeit des Transistors Q1. Von der Zeit t1 in Fig. 2e bis der Transistor Q1 abschaltet, füllt der Strom i2 im Transistor Q1 Energieverluste in der Resonanzschaltung 100 auf.
• Der Rücklaufstrom i1 wird in einen ersten Teil aufgespalten, den Strom i2 in Fig. 2e, der eine kleine Amplitude hat und durch den Transistor Q1 und die Kondensatoren C2 und C3 fließt. Der restliche Teil des Stroms i1 fließt durch den Kondensator C1. Der Strom i2 wird durch den Betrieb des Transistors Q1 moduliert, um eine Amplitudenmodulation der vertikalfrequenten, parabelförmigen Umhüllenden der Rücklaufspannung V4 und des Ablenkstroms i3 zu erhalten, was zur Korrektur der E-W-Rasterverzerrung notwendig ist, was in den Wellenformen von Fig. 2f und 2g auf der rechten Seite dargestellt ist.
• Von oben zur Mitte des Rasters wird der Abschaltaugenblick des Transistors Q1 in Fig. 1 zunehmend von der Zeit t2 bis zur Zeit t3 in Fig.2d verzögert. Dies bewirkt, daß eine zunehmende Menge des Stroms i2 in die Ablenkschaltung 250 fließt, um zunehmende Amplituden der Rücklaufspannung V4 und des Ablenkstroms i3 in Fig. 2f bzw. 2g zu erzeugen. Von der Mitte des Rasters nach unten wird der Abschaltaugenblick des Transistors Q1 zunehmend von der Zeit t3 bis zur Zeit t2 in Fig. 2d vorgeschoben. Im Ergebnis fließen abnehmende Mengen des Stroms i2 in Fig. 2e in die Ablenkschaltung 250 von Fig. 11 was abnehmende Amplituden der Spannung V4 und des Stromes i3 zur Folge hat. Auf diese Weise wird die Strahlpositionierung oder der Kissenverzerrungsfehler korrigiert.
• Während des Intervalls t4 bis t5 in Fig. 2e fließt der negative Strom i2 von der Ablenkschaltung 250 zur Rücklaufschaltung 251. Der negative Strom i2 ist proportional zum positiven Strom i2. Energieverluste in der Schaltung 250 werden in Übereinstimmung mit der Summe der positiven und negativen Teile des Stroms i2 aufgefüllt. Der negative Teil des Stroms i2 wird durch den negativen Strom i1 erzeugt. Der negative Strom ii führt Rücklaufenergie, die zirkuliert, in die Wicklung W1 und ist wichtig für den richtigen Betrieb der Ablenkschaltung 250 und für die Erzeugung der hohen oder Endanodenspannung, die über eine tertiäre Wicklung W3 des Transformators T1 erzeugt wird.
• Die Steuerschaltung 300 enthält einen Treibertransistor Q3, der auf einen E-W-Modulationsstrom iD6 anspricht, der über eine Diode D6 von einem Differentialverstärker zugeführt wird, der durch Transistoren Q4 und Q5 gebildet wird. Eine Hinlaufspannung an der Wicklung W2 wird über die Diode DQ1 des Transistors Q1 gleichgerichtet, der in Reihe mit der Diode D1 liegt, um eine Versorgungsspannung an einem Kondensator C9 von etwa 40 Volt zu erzeugen, die für den Betrieb der Transistoren Q3 und Q1 der Schaltung 300 erforderlich ist.
• Während des Rücklaufs wird eine an der Wicklung W2 liegende Rücklauf-Spannung durch Kondensatoren W7 und C8 geteilt, um eine Rücklaufspannung V5 im Kondensator C8 von etwa 35 Volt Spitzezu-Spitze zu erhalten. Ein ansteigender Teil der Spannung V5, der an der linken Seite in Fig. 1 dargestellt ist, dient zur Phasenmodulation einer Vorderflanke der Spannung V3 während des Intervalls t2 - t3, was links in Fig. 1 dargestellt ist. Eine Diode D5 und ein Widerstand R5 führen die Spannung V5 im Kondensator C8 zur Basis des Transistors Q3, um einen Basis-Ansteuerstrom zu erzeugen und teilweise durch Spitzen-Volt-Gleichrichtung einen mittleren Wert der Gleichspannung V5 zu bestimmen.
• Aus Gründen der Erläuterung sei eine Situation angenommen, in der durch die Diode D6 kein Strom fließt. Daraus folgt, daß die Diode D5 die Kondensatoren C7 und C8 entlädt, bis die Spannung V5 kleiner ist als eine minimale Schwellwertspannung REF, die erforderlich ist, um den Transistor Q3 einzuschalten, was in den Wellenformen in Fig. 1 dargestellt ist. Im Ergebnis bleibt der Transistor Q3 während des ganzen Rücklaufs abgeschaltet, die Spannung V3 bleibt positiv, was bewirkt, daß der Transistor Q1 während des ganzen Rücklaufs leitend ist.
• Ein zunehmender Ladestrom iD6, der durch eine Diode D6 fließt, der in einer später erläuterten Weise erzeugt wird, verschiebt den Pegel der gesamten Wellenform der Spannung V5 näher zur Schwellwertspannung REF. Der Rücklaufteil der Spannung V5, der die Schwellwertspannung REF überschreitet oder kreuzt, erzeugt einen Strom, der durch die Diode D5 und den Widerstand R5 fließt. Als Folge wird der Transistor Q3 in die Sättigung geschaltet und erzeugt die Vorderflanke der Spannung V3, die den Transistor in einem Augenblick abschaltet, der durch die Größe des Stroms iD6 gesteuert wird.
• Ein Kondensator C6 hat einen ersten Anschluß, der zwischen der Diode 5 und dem Widerstand R5 liegt und einen zweiten Anschluß, der mit einem Kollektoranschluß 250a des Transistors Q2 verbunden ist. Während des Rücklaufs lädt sich der Kondensator C6 etwa auf die Spitzenspannung der Spannung V5 auf, um den Transistor Q3 mit einem Basis-Ansteuerstrom zu versorgen, der den Transistor Q3 bis zum Ende des Rücklaufs gesattigt hält, was in der Wellenform der Spannung V6 in Fig. 1 dargestellt ist. Am Ende des Rücklaufs entlädt sich der Kondensator C6 zur Zeit t6 über eine Reihenanordnung bestehend aus dem Widerstand R5, einer Diode D4, einem Kondensator C16, einem Widerstand R17 und der Wicklung-W2, wodurch die hintere Flanke der Spannung V3 erzeugt wird, um den Transistor Q3 abzuschalten.
• Während des Rücklaufs wird der Kondensator C16 über eine Diode D9 und einen Widerstand R17 auf eine negative Spannung aufgeladen. Während des Hinlaufs wird der über eine Diode D3, einen Widerstand R4, eine Diode D4 und den Widerstand 17 entladen, um die Vorspannung am Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q3 umzukehren. Der Basisstrom des Transistors Q1 wird über in Reihe geschaltete Widerstände R2 und R3 zugeführt, um den Transistor Q1 während des Hinlauf-Intervalls in der Sättigung zu halten. Somit wird der Abschaltaugenblick des Transistors Q1 durch die Menge des Ladestroms iD6 moduliert, der durch die Diode D6 fließt. Ein höherer Ladestrom iD6 verschiebt den Pegel der Spannung V5 in eine positive Richtung und bewirkt, daß der Transistor Q1 zur früheren Zeit t2 abschaltet. Ein kleinerer Ladestrom iD6 verzögert zunehmend den Abschaltaugenblick zur späteren Zeit t3 hin.
• Der Differentialverstärker, der die Transistoren Q4 und Q5 enthält, erzeugt den Strom iD6, um den Kondensator C8 zu laden. Im Verstärker wird der Basis des Transistors Q4 eine vertikalfrequente parabelförmige E-W-Ansteuerspannung VP zugeführt, die durch eine Vertikal-Ablenkschaltung 210 in üblicher Weise erzeugt wird. Ein Rückkopplungsteil der Spannung VQ5, erzeugt in einem integrierenden Kondensator C13 an der Basis des Transistors Q5, wird über einen Widerstand R14 und einen integrierenden Kondensator 13 von der Spannung V4a im Kondensator C3 zugeführt und ist ein Maß für die Größe des Ablenkstroms i3. Ein zweiter Teil der Spannung VQ5 wird über einen Widerstand R15 von der Schaltung 210 erzeugt, um eine Trapezkorrektur vorzusehen. Der Ladestrom iD6, der sich mit einer vertikalen Rate ändert, wird über den Kollektor des Transistors Q4 und über die Diode D6 nur während des Hinlauf-Intervalls zugeführt, wenn der Transistors Q2 gesättigt und die Spannung V4 Null ist.
• Die in Reihe geschalteten Dioden D7 und D8 begrenzen die Spannung an dem Kondensator C12, der parallel zu einem Kollektor-Lastwiderstand R12 des Transistors Q4 liegt. Daher begrenzen die Dioden D7 und D8 auch die Spannung V5 am Kondensator C8, um zu verhindern, daß der Transistor Q3 vor der Zeit t1 eingeschaltet wird, wenn die Vorderflanke der Spannung V2 auftritt. Die Diode D6 ist während des Rücklaufs nicht leitend, um den Niederspannungs-Differentialverstärker, der durch die Transistoren Q4 und Q5 gebildet wird, vom Rücklauf-Impuls V4 zu isolieren, dem die Spannung V5 überlagert wird. Somit wird der Kondensator C8 während des Hinlaufs geladen, um den Abschaltaugenblick des Transistors Q1 während des Rücklaufs zu errichten.
• Die Transistoren Q1 und Q2 sind gegen übermäßige Ströme durch den Widerstand R1 und durch eine Serienanordnung der Diode D3 mit dem Widerstand R4 geschützt, die zwischen der Basis des Transistors Q3 und einem Verbindungsanschluß zwischen dem Widerstand R1 und dem Transistor Q1 liegt. Wenn eine Spannung an dem stromabtastenden Widerstand R1, der in Reihe mit den Transistoren Q1 und Q2 geschaltet ist, die Summe der Vorwärtsspannungen der Diode D3 und des Basis-Emitter-Übergangs des Transistors Q3 übersteigt, schaltet der Transistor Q3 ein und vermindert den Stromfluß in den Transistoren Q1 und Q2. Die Ablenk-Linearität wird vorteilhafterweise nicht durch den Widerstand R1 verschlechtert, weil der Widerstand R1 sich außerhalb der Ablenkschaltung 250 befindet.
• Der Transistor Q1 arbeitet während des Einschalt-Stromstoßes in Basisschaltung. Wenn die B+ Spannung zunächst der Schaltung zugeführt wird, ist der Transistor Q3 abgeschaltet. Demzufolge wird die Basis des Transistors Q1 über die Widerstände R3 und R2, die Wicklung W2, die Diode D1 und die Wicklung W1 mit der B+ Spannung verbunden. Wenn der Transistor Q2 den Schaltvorgang beginnt, leitet der Transistors Q1 in Basisschaltung, bis eine gleichgerichtete Hinlaufspannung, die an dem Kondensator C9 entwickelt wird, einen ausreichenden Basisstrom über die Widerstände R2 und R3 zuführt, um den Transistor Q1 in Sättigung zu halten.
• Die Schaltung, die die Diode D1, die Wicklung W2 und den Kondensator C9 enthält, liegt zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors Q1. Wenn eine Rücklauf spannung am Transistor Q1 eine Summe der Spannungen am Kondensator C9 und an der Wicklung W2, die 350 Volt beträgt, überschreitet, fließt ein Rücklaufstrom durch die Diode D1, die Wicklung W2 und den Kondensator C9 in die Ablenkschaltung 250. Dies bewirkt eine Zunahme der Spannung V4 und anschließend eine Begrenzung der Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors Q1 auf 350 Volt. Dieser E-W-Steuerbereich ist durch eine solche Überspannungs-Schutzschaltung begrenzt. Vorteilhafterweise erlaubt der Überspannungsschutz für den Transistor Q1 die Verwendung eines Transistors mit einem niedrigen Spannungs-Nennwert als die des Transistors Q2.
• Die Gesamt-Rücklaufkapazität des Zeilendendtransformators T1 enthält den Kondensator C1 und den Kondensator C7. Ein Kondensator C5, der zwischen den gestrichelten Anschlüssen der Wicklungen W1 und W2 und dem Anschluß W1a liegt, trägt nicht zur Rück lauf zeit bei, weil die Rücklaufspannung am Kondensator C5 niedrig ist. Es wurde jedoch gefunden, daß der Kondensator C5 vorteilhafterweise eine Ausgangsipedanz einer Endanoden-Spannungsversorgung 220, die durch die Wicklung W3 bei einem hohen Strahlstrom iBEAM gespeist wird, vermindert.
• Fig. 3 veranschaulicht eine Ablenkschaltung, die einen anderen Aspekt der Erfindung verkörpert, der ähnlich dem in Fig. 1 mit den nachfolgend beschriebenen Unterschieden ist. Gleiche Symbole und Ziffern in Fig. 1, 2a - 29 und 3 geben gleiche Gegenstände oder Funktionen an.
• Die Anordnung von Fig. 3 sieht eine Horizontal-Ablenkung in einer Kathodenstrahlröhre Philips 45AX vom Typ A66EAK00X01 vor, die sowohl eine äußere als auch eine innere Kissenverzerrungs- Korrektur erfordert. Eine innere Kissenverzerrungs-Korrekturschaltung 240 enthält eine Spule L1, die für Einstellungszwecke veränderbar sein kann, einen Kondensator C15 und einen Rücklauf- Kondensator C14. Eine Reihenschaltung aus einer Spule L1 und einem Kondensator C15 bildet eine Anordnung, die mit dem Kondensator CS während des Hinlauf-Intervalls über den Transistor Q1 parallel geschaltet ist. Die Spule L1, der Kondensator CS und der Kondensator C15 bilden eine Hinlauf-Resonanzschaltung, die beispielsweise auf 12 - 14 kHz abgestimmt ist, was höher als die Hinlauf-Resonanzfrequenz von etwa 6 kHz der Wicklung LH und des Kondensators CS ist. Somit hat ein Strom i4 in der Spule L1 ein höheres Maß an "S"-Formung als der Ablenkstrom i3, was in der Wellenform des Stroms i4 in Fig. 3 dargestellt ist. Der Strom i4 wird durch eine Spannung V7 erzeugt, die an dem Kondensator CS erzeugt wird. Der Strom i4 wird durch die Rücklaufspannung am Transistor Q1 moduliert. Diese Rücklaufspannung ist die Differenz zwischen den Spannungen V2 und V4 und wird daher durch die äußere Kissenverzerrungs-Korrekturschaltung von Fig. 1 amplitudenmoduliert. Die Rücklaufspannung V4 in Fig. 3 hat die entgegengesetzte Phase wie die Spannung V7, was zu einer Modulation des Stroms i4 und der Spannung V7 führt. Somit erzeugt eine niedrige Rücklaufspannung am Transistor Q1 eine erhöhte Amplitude des Stroms i4 und der Spannung V7 und als Folge eine stärkere "S"-Formung des Ablenkstroms i3. In gleicher Weise wird eine geringere "S"-Formung bei einer höheren Amplitude der Rücklaufspannung am Transistor Q1 erhalten. Der Rücklaufkondensator C14 liefert einen Stromweg für den Strom i4 während des Rücklauf 5, um eine erhöhte Kopplung zwischen dem Zeilenendtransformator T1 und der Ablenkschaltung 250 zu verhindern.
• Die Schaltungen von Fig. 1 und 3 können für den Betrieb mit einer Horizontal-Ablenkfrequenz 2xfH modifiziert werden. In diesem Fall kann ein MOS-Transistor anstelle eines bipolaren Transistors als Transistor Q1 verwendet werden. Vorteilhafterweise werden Mäusezahn-Verzerrungen in den Schaltungen von Fig. 1 und 3 vermindert. Dies hat seinen Grund darin, daß durch die Entkopplungsschaltungen 250 und 251 beispielsweise in Fig. 1 während eines beträchtlichen Rücklaufteils der Transistor Q1 den strahlstromabhängigen Energietransfer von der Ablenkschaltung 250 zurück zur Ablenkschaltung 251 vermindert.
• Gemäß einem anderen erfindungsgemäßen Merkmal liegt der Transistor Q1 zwischen den Resonanzschaltungen -99 und 100, so daß der Kollektor des Transistors Q1 mit der Resonanzschaltung 99 über einen Stromwegabschnitt Q1a verbunden ist, der den Emitter des Transistors Q1 ausschließt; während der Emitter des Transistors Q1 mit der Resonanzschaltung 100 über einen Stromwegabschnitt Q1b verbunden ist, der den Kollektor des Transistors Q1 und den gemeinsamen Leiter ausschließt. Daraus folgt, daß, wenn während des Rücklaufs der Transistor Q1 nicht leitend ist, die Resonanzschaltungen 99 voneinander durch den Transistor Q1 entkoppelt sind. Daher bewirkt vorteilhafterweise, wenn der Transistor Q1 nicht leitend ist, die Resonanzschaltung 99 keine Verzerrung der Wellenform der Impulsspannung V4a im Kondensator C3.
• Die Wellenform der Spannung V4a im Kondensator C3 wird dem Eingangsanschluo 101a der Stufe 101 über ein Netzwerk 101b in einer Weise zugeführt, daß der Transformator T1 umgangen wird. Sowohl der Kondensator C3 als auch die Stufe 101 sind auf den gemeisamen Leiter bezogen. Somit wird durch die Entkopplungsschaltungen 250 und 251 die Wellenform am Anschluß 101a nicht durch die Strahistrombelastung im Transformator T1 und die E-W- Modulation verzerrt, und stellt damit genauer den Zeitverlauf des Ablenkstroms i3 dar, um einen genaueren Phasenabgleich oder Synchronisation in der Stufe 101 vorzusehen.

Claims (23)

1.) Fernseh-Ablenkschaltung umfassend:

eine Quelle für ein erstes Eingangssignal (Hs) mit einer Frequenz, die auf eine erste Ablenkfrequenz bezogen ist;

eine Rücklauf-Resonanzschaltung (100) mit einer Ablenkwicklung (LH) und einer ersten Rücklauf-Kapazität (C2);

eine Quelle für eine Eingangs-Versorgungsspannung (+B);

eine Versorgungs-Induktivität (W1), die mit der Quelle für die Eingangs-Versorgungsspannung verbunden ist, um wenigstens einen Teil einer Rücklauf-Impulsspannung (V2) in der Versorgungs-Induktivität zu erzeugen;

erste steuerbare Schaltmittel (Q2), die auf das erste Eingangssignal ansprechen und mit der Rücklauf-Resonanzschaltung und mit der Versorgungs-Induktivität verbunden sind, um in der Ablenkwicklung einen Ablenkstrom (C3) zu erzeugen, und um wenigstens einen Teil einer ersten Rücklauf-Impulsspannung (V4) in der Rücklauf-Resonanzschaltung während eines Rücklauf-Intervalls in einem gegebenen Ablenkzyklus zu erzeugen; und

eine Quelle (LV) für ein zweites Modulations-Eingangssignal (VP);

gekennzeichnet durch:

zweite steuerbare Schaltmittel (Q1), die auf das erste und zweite Eingangssignal ansprechen und zwischen der Versorgungs- Induktivität und der Rücklauf-Resonanzschaltung liegen, um die Versorgungs-Induktivität von der Rücklauf-Resonanzschaltung abzukoppeln und die Rücklauf-Impulsspannung an einem ersten hauptstromführenden Anschluß der zweiten Schaltmittel zu erzeugen, und um die erste Rücklauf-Impulsspannung an einem zweiten hauptstromführenden Anschluß der zweiten Schaltmittel während eines steuerbaren ersten Teils (t3 - t6) der ersten Rücklauf-Impulsspannung zu erzeugen, die auftritt, wenn die Versorgungs-Induktivität und die Rücklauf-Resonanzschaltung abgekoppelt sind, wobei sich der steuerbare erste Teil der ersten Rücklauf-Impulsspannung gemäß dem zweiten Eingangssignal ändert.

2.) Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste haupt-stromführende Anschluß der zweiten Schaltmittel (Q1) mit der Versorgungs-Induktivität (W1) an einem Punkt (W19) verbunden ist, der von der Rücklauf-Resonanzschaltung (100) abgekehrt ist, und daß der zweite haupt-stromführende Anschluß der zweiten Schaltmittel mit der Rücklauf-Resonanzschaltung an einem Punkt (250a) verbunden ist, der-von der Versorgungs-Induktivität abgekehrt ist.

3.) Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Schaltmittel (Q1) während des ersten Teils (t3 - t6) eine hohe Impedanz bilden, die zwischen der Versorgungs-Induktivität (W1) und der Rücklauf-Resonanzschaltung (100) eingefügt ist.

4.) Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Rücklauf-Kapazität (C1), die mit derversorgungs-Induktivität (W1) verbunden ist, um eine Rücklauf-Resonanzschaltung (251) zu bilden, die über die zweiten Schaltmittel (Q1) mit der Ablenkwicklung (LH) während eines zweiten Teils (t1 - t3) der ersten Rücklauf-Impulsspannung (V4) verbunden ist.

5.) Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanzschaltungen (100, 251) jeweils etwa gleiche Resonanzfreguenzen haben.

6.) Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß eine Resonanzfrequenz eine kombinierte Resonanzschaltung, die die Versorgungs-Induktivität (W1), die Ablenkwicklung (LH), die erste Rücklauf-Kapazität (C2) und die Rücklauf-Kapazität (C1) enthält, etwa die gleiche ist wie die der Rücklauf-Resonanzschaltung (100) allein.

7.) Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Versorgungs-Impedanz (W1) eine Primärwicklung eines Zeilenendtransformators (T1) umfaßt, der eine zweite Wicklung (W3) hat, die mit einer Endanodenspannungs-Stromversorgung (220) verbunden ist, die durch eine Hochspannung erregt wird, die in der zweiten Wicklung des Transformators erzeugt wird, wobei die Endanodenspannungs-Stromversorgung eine Last bildet, die sich gemäß einer Änderung des Strahlstroms (iBEAM) ändert.

8.) Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Schaltmittel (Q1) während eines ersten Teils (t3 - t6) der ersten Rücklauf-Impulsspannung (V4) in einem leitenden Zustand und während des ersten Teils (T1 - T3) der ersten Rücklauf-Impulsspannung in einem nicht leitenden Zustand arbeiten.

9.) Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Teil (t1 - t3) dem ersten Teil während eines gegebenen Rücklauf-Intervalls (t1 - t6) vorausgeht.

10.) Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß eine Rücklauf-Resonanzfrequenz der Rücklauf-Resonanzschaltung (100) etwa gleich gehalten wird, wenn die zweiten Schaltmittel (Q1) leitend sind, und wenn die zweiten Schaltmittel nicht leitend sind.

11.) Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Versorgungs-Impedanz (W1) eine Wicklung eines Zeilenendtransformators (T1) umfaßt, die von der Rücklauf-Resonanzschaltung (100) durch die zweiten Schaltmittel (Q1) abgekoppelt ist, wenn die zweiten Schaltmittel nicht leitend sind, und die durch die zweiten Schaltmittel mit der Rücklauf-Resonanzschaltung verbunden ist, wenn die zweiten Schaltmittel leitend sind.

12.) Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Phasensteuerstufe (101), die auf das erste Eingangssignal (HS) und auf eine Rückkopplungs-Rücklauf-Impulsspannung (V4a) anspricht, die von der Rücklauf-Resonänzschaltung (100) in einer Weise zugeführt wird, daß die Versorgungs-Induktivität (W1) umgangen wird.

13.) Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Schaltmittel (Q1) während eines Hinlaufteils (t6 - t1') des gegebenen Ablenkzyklus in Reihe mit den ersten Schaltmitteln (Q2) geschaltet sind.

14.) Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Hinlauf-Kapazität (CS), die mit der Aablenkwicklung (LH) verbunden ist, um eine erste Hinlauf-Resonanzschaltung während eines Hinlauf-Intervalls (t6 - t1') des Ablenkzyklus zu bilden, und um eine zweite Hinlauf-Resonanzschaltung (240, Fig. 3) zu bilden, die mit der Hinlauf-Kapazität verbunden ist, um eine innere Kissenverzerrungs-Korrektur vorzusehen.

15.) Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten (Q2) und zweiten (Q1) Schaltmittel mit einer horizontalen Rate arbeiten, und daß die zweiten Schaltmittel innerhalb des Rücklauf-Intervalls in einem Augenblick nicht leitend werden, der sich in einer vertikalfrequenten parabelförmigen Art ändert, die eine Kissenverzerrungs-Korrektur vorsieht.

16.) Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Mittel (Q4, Q5), die auf ein Signal mit einer vertikalen Rate (VP) ansprechen, um ein Steuersignal (V3) an einem Steueranschluß (Basis) der zweiten Schaltmittel (Q1) zu erzeugen, so daß eine Phase des Steuersignais sich gemäß dem vertikalfrequenten Signal ändert.

17.) Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine zweite Rücklauf-Kapazität (C3), die in Reihe mit der ersten Rücklauf- Kapazität (C2) geschaltet ist, um in der zweiten Rücklauf-Kapazität eine zweite Rücklauf-Impulsspannung (V4a) zu erzeugen, und durch eine Phasensteuerstufe (101) mit einem Eingang (101a), der in einer Weise zwischen den Rücklauf-Kapazitäten liegt, daß die Versorgungs-Induktivität (W1) umgangen wird.

18.) Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Steuerschaltung (200), die auf einen Verbindungsanschluß (250a) zwischen den ersten (Q2) und den zweiten (Q1) Schaltmitteln bezogen ist, um ein Steuersignal (V3) an einem Steueranschluß der zeiten Schaltmittel zu erzeugen, wobei während eines Hinlauf-Intervalls (t6 - t1') des Ablenkzyklus der Verbindungsanschluß auf einem konstanten Potential liegt, und wobei während des Rücklauf-Intervalls (t1 - t6) eine Rücklauf-Spannung (V4) an dem Verbindungsanschluß erzeugt wird.

19.) Schaltung nach Anspruch 1, gekennzueichnet durch eine Lastschaltung (220), die mit der Versorgungs-Induktivität (W1) verbunden ist und durch die Rücklauf-Impulsspannung (V2) gespeist wird, wobei die zweiten Schaltmittel (Q1) eine hohe Impedanz bilden, die Mäusezahn-Verzerrungen vermindert, indem der Energietransfer von der Rücklauf-Resonanzschaltung (100) zur Lastschaltung während des Rücklauf-Intervalls (t1 - t6) vermindert wird.

20.) Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Mittel (101), die auf das erste Eingangssignal (HS) und auf die erste Rücklauf-Impulsspannung (V4) ansprechen, um ein Steuersignal (V1) zu erzeugen, das einem Steueranschluß der ersten Schaltmittel (Q2) zugeführt wird, um eine Phasenregelschleife zu bilden, wobei die zweiten Schaltmittel (Q1) die Rücklauf-Impulsspannung (V2) von den das Steuersignal erzeugenden Mitteln abkoppeln.

21.) Schaltung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Rücklauf-Impulsspannung (V4, V4a) auf ein Bezugspotential (Masse) der das Steuersignal erzeugenden Mittel (101) bezogen ist.

22.) Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten (Q2) und zweiten (Q1) Schaitmittel während eines Teils (Mitte des Hinlaufs bis t1') eines Hinlauf-Intervalls des Ablenkzyklus in Reihe geschaltet sind, und daß die Versorgungs-Induktivität (W1), die zweiten Schaltmittel (Q1) und die Rücklauf- Resonanzschaltung (100) während eines zweiten Teils (t1 - t3) der ersten Rücklauf-Impulsspannung (V4) in Reihe geschaltet sind.

23.) Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Schaltmittel (Q1) die erste Rücklauf-Impulsspannung (V4) von der Versorgungs-Induktivität (W1) und die Rücklauf-Impulsspannung (V2) von der Rücklauf-Resonanzschaltung (100) während des steuerbaren ersten Teils (t3 - t6) der Rücklauf-Impulsspannung abkoppeln.