DE69210487T2 - Leistungswandlervorrichtung mit Inverterschaltkreis zum Antrieb eines Drehstrommotors variabler Geschwindigkeit - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Leistungswandlervorrichtungen und insbesondere auf einen elektrischen Leistungswandler zum Antreiben und Steuern einer Last, wie beispielsweise eines Motores variabler Geschwindigkeit bzw. Drehzahl, mittels einer Pulsbreitenmodulations-(PWM-)Ansteuertechnik.
• In der jüngsten Vergangenheit wurden Leistungswandlervorrichtungen für einen Motorantrieb mit variabler Geschwindigkeit mehr verbreitet bei der Herstellung einer Vielzahl elektrischer Ausrüstungen eingesetzt. Ein Leistungswandler umfaßt insbesondere eine Inverterschaltung, die in eine integrierte Schaltungs(IC-)Vorrichtung mit einem Chip gepackt ist, um der Forderung nach einer Verringerung in der Abmessung nachzukommen. Der Inverter umfaßt in seiner Ausgangsstufe eine Vielzahl von Paaren von Leistungstransistoren zum Ansteuern eines Mehrphasenmotores variabler Geschwindigkeit, insbesondere eines bürstenlosen Gleichstrom-(DC-)Motores, gemäß einer Impulsbreitenmodulations-(PWM-)Ansteuertechnik.
• Beispielsweise sind in dem Fall eines bürstenlosen Dreiphasen-Gleichstrommotores drei Paare von Ausgangstransistoren zum elektrischen Ansteuern einer Vielzahl von Wicklungsspulen angeordnet, um einen kegelförmigen Rotor des Gleichstrommotores zu drehen. Gewöhnlich sind jeweils Dioden mit den Ausgangstransistoren verbunden. Die drei Paare von Ausgangstransistoren sind parallel miteinander zwischen einer Leistungsversorgungsspannungsleitung und einer Massepotentialleitung verbunden. In letzter Zeit werden Bipolartransistoren mit isoliertem Gate (IGBTs) als die Ausgangstransistoren verwendet. Ein Transistor von jedem Paar, das heißt ein IGBT, der mit der Leistungsversorgungsleitung gekoppelt ist, wird als der "oberstufige Transistor" bezeichnet; der andere hiervon wird als der "unterstufige Transistor" in den Fachkreisen bezeichnet, zu denen die Erfindung gehört. In einigen Fällen werden diese oberstufigen und unterstufigen Transistoren auch als der "oberseitige Transistor" bzw. als der "bodenseitige Transistor" bezeichnet.
• Die drei parallelen IGBT-Paare sind mit Ansteuerschaltungen versehen, die jeweils mit den Gateelektroden hiervon verbunden sind. Diese Ansteuerschaltungen werden elektrisch durch eine gemeinsame Gleichstromleistungsversorgungseinheit gespeist. Insbesondere ist jede der drei Ansteuerschaltungen für den oberstufigen Transistor mit einer Diode und einem hiermit gekoppelten Kondensator versehen. Die Diode und der Kondensator arbeiten, um eine entsprechende Ansteuerschaltung mit elektrischer Leistung zu speisen. Während der Motorrotor angetrieben wird, um sich zu drehen, wenn der niederstufige Transistor des einen Ausgangstransistorpaares einschaltet, fließt ein Strom durch die Diode und den Kondensator der entsprechenden Ansteuerschaltung, um so den Kondensator zu laden. Die Ansteuerschaltung wird so durch den geladenen Kondensator aktiviert. Die Aktivierung der Ansteuerschaltung bewirkt, daß der oberstufige Transistor des hiermit gekoppelten Ausgangstransistorpaares einschaltet (vergleiche Electrical Design News, Band 32 (1987), Nr. 18, Seiten 227 bis 234; D. Artusi u. a.: Solidstate devices ease task of designing brushless dc motors, insbesondere Figur 4).
• Ein Controller ist vorgesehen, um auf die Ausgangssignale von drei Rotorstellungsdetektoren anzusprechen, die in dem Dreiphasen-Gleichstrommotor angeordnet sind. Der Controller hat Steuerausgänge, die über Pegelschiebeschaltungen mit den Ansteuerschaltungen für die oberstufigen Ausgangstransistoren verbunden sind. Der Controller hat andere Steuerausgänge, die direkt mit den verbleibenden drei Ansteuerschaltungen für die niederstufigen Ausgangstransistoren verbunden sind. Der Controller ist mit einer Schaltung versehen, um ein Drehzahl- oder Geschwindigkeitsspezifiziersignal zu liefern, das in der Impulsbreite moduliert oder impulsbreitenmoduliert ist, um eine gewünschte Rotordrehzahl oder -geschwindigkeit des Gleichstrommotores darzustellen.
• Abhängig von den Rotorstellungserfassungssignalen erzeugt der Controller eine Vielzahl von Steuersignalen für den Impulsbreitenmodulations-(PWM-)Antrieb der drei niederstufigen Ausgangstransistoren. Gewöhnlich werden die PWM-Steuersignale zu den Ansteuerschaltungen für die niederstufigen Transistoren während wechselseitig verschiedenen Zeitperioden gespeist, die durch den elektrischen Winkel von 120º verschoben und in der Länge gleich zueinander sind (für jede 120º). Demgemäß wiederholt jeder niederstufige Ausgangstransistor die Einschalt- und Ausschaltoperationen synchron mit der Impulsbreite des Rotordrehzahl-Spezifizier-PWM-Signales während einer hierzu zugeordneten elektrischen Wickelperiode von 120º.
• Während in jedem Transistorpaar dessen niederstufiger Transistor PWM-angesteuert ist, um Ein/Aus- Schaltoperationen zu wiederholen, wird ein entsprechender hiermit gekoppelter oberstufiger Transistor zwangsweise ausgeschaltet. Wenn der oberstufige Transistor in einem bestimmten Paar konstant während einer spezlfischen elektrischen Winkelperiode von 120º einschaltet, wird der unterstufige Transistor hiervon angesteuert, um auszuschalten. Zu dieser Zeit wird einer dieser unterstufigen Transistoren der verbleibenden zwei Paare PWM-angesteuert, um die Schaltoperationen während der ersten Hälfte der obigen elektrischen Winkelperiode von 120º zu wiederholen; der andere unterstufige Transistor der verbleibenden zwei Paare wird in ähnlicher Weise während der zweiten Hälfte der elektrischen Winkelperiode von 120º PWM-angesteuert. Durch Verändern des Impulsbreitenmodulationsfaktors bei diesen unterstufigen Transistoren kann die Stromversorgung für den Motor bei einem gewünschten Mittelwert des Stromflusses erfolgen, um den Motor so zu steuern, daß sein Rotor mit einer gewünschten Rate bzw. Frequenz umläuft.
• Das signifikante Problem des herkömmlichen Inverters liegt darin, daß ein Kondensator großer Kapazität, der eine hohe Ladungsspeicherfähigkeit aufweist, für jeden der Kondensatoren erforderlich sein sollte, der mit den Ansteuerschaltungen für die niederstufigen Ausgangstransistoren gekoppelt ist. Der große Kondensator ist ein ernstes Hindernis für die Miniaturisierung und Kostenreduktion des Inverter-IC.
• Ein derartiges Problem tritt aufgrund der folgenden Ursachen auf. Wenn eines der drei Ausgangstransistorpaare lediglich für Erläuterungszwecke herausgegriffen wird, so kann sich ein Leistungszufuhrkondensator für eine gewisse Ansteuerschaltung, die mit dem einen Transistorpaar gekoppelt ist, lediglich während sehr verkürzter Einschaltperioden des niederstufigen Transistors aufladen, der wiederholt synchron mit dem PWM-Signal ein- und ausschaltet. Wenn der niederstufige Transistor einschaltet, ist die Spannung an seiner Drainelektrode iln wesentlichen auf Massepotential. Strom bricht herein, um von der Gleichstromleistungsversorgungseinheit über die Diode und den Kondensator, der der Ansteuerschaltung zugeordnet ist, zu fließen. Dieser Kondensator wird dann aufgeladen. Die Kondensatorspannung steigt im Potential an. Die Kondensatorspannung wird verwendet, um Leistung zu der Ansteuerschaltung zu speisen. Die Kondensatorspannung ist nicht an diese Ansteuerschaltung für eine gewisse elektrische Winkelperiode (beispielsweise 60-Grad-Periode) gegeben&sub1; bevor der oberstufige Transistor wieder einschaltet. Die Periode wird so lang wie einige hundert Mikrosekunden, wenn die Drehzahl des Gleichstrommotores niedriger gehalten ist. Um die geladene Kondensatorspannung für eine so lange Zeitdauer zu halten, muß der Kondensator eine gesteigerte Ladungsspeicherfähigkeit haben, die groß genug ist, um die inhärente natürliche Entladung zu minimieren. Offenbar ist ein derartiger Kondensator ein massives Element, das in seinem physikalischen Volumen größer ist.
• Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine neue und verbesserte elektrische Leistungsumsetzervorrichtung zu schaffen.
• Es ist eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine neue und verbesserte Leistungsumsetzervorrichtung zu schaffen, die die Verwendung eines miniaturisierten Kondensators für ihre interne Leistungsversorgungsschaltung erlauben kann.
• Gemäß den obigen Aufgaben sieht die vorliegende Erfindung eine elektrische Leistungsumsetzungsvorrichtung vor, wie diese in Patentanspruch 1 angegeben ist, welche eine externe Last mit einem kontinuierlich variablen Strom versorgt.
• Die vorstehenden und andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der Erfindung werden offenbar aus der anschließenden Detailbeschreibung von bevorzugten Ausführungsbeispielen der Erfindung, wie diese in den begleitenden Zeichnungen veranschaulicht sind, in welchen:
• Figur 1 ein Diagramm ist, das schematisch die Gesamtanordnung einer Dreiphasen- Inverterschaltung für einen drehzahlvariablen Gleichstrommotor gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt.
• Figur 2 eine Darstellung eines Zeitdiagrammes ist, das die Impulssequenzen für den Betrieb des in Figur 1 dargestellten Ausführungsbeispiels zeigt.
• Figur 3 eine Darstellung eines Zeitdiagrammes ist, das die modifizierten Impulssequenzen des Ausführungsbeispiels von Figur 1 zeigt.
• In der Figur 3 ist eine elektrische Leistungsumsetzervorrichtung gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung allgemein mit der Ziffer 10 versehen. Der Leistungsumsetzer 10 hat insbesondere eine Impulsbreitenmodulations-(PWM-)Inverterschaltungskonfiguration zum Ansteuern eines bürstenlosen Dreiphasen-Gleichstrom-(DC-)Motores 12 variabler Drehzahl. Der Gleichstrommotor 12 umfaßt einen bekannten Rotor (nicht gezeigt), eine Vielzahl von Wicklungen (Induktivitätsspulen) zum elektromagnetischen Drehen des Rotors und drei Rotorpositionsdetektoren 14a, 14b, 14c, die an spezifischen Positionen entsprechend jeweils den Spulen angeordnet sind.
• Wie in Figur 1 gezeigt ist, umfaßt der Leistungsumsetzer 10 eine Hauptgleichstromleistungsversorgungseinheit 16, die gestaltet ist, um mit einer Netzwechselspannungsquelle (nicht gezeigt) verbunden zu werden und die eine Gleichstromleistungsversorgungsspannung bei einem vorgewählten Potentialpegel erzeugt. Der Leistungsumsetzer 10 umfaßt auch einen Ausgangsstufenabschnitt 18, der elektrisch durch die Gleichstromleistungsversorgung 16 gespeist ist, um den Gleichstrommotor 12 anzutreiben und zu steuern. Der Ausgangsabschnitt 18 ist eine Brückenschaltung, die drei Paare von Ausgangsleistungsvorrichtungen Q1 bis Q6 umfaßt, die mit den Wicklungsspulen des Motors 12 jeweils bei deren gemeinsamen Zwischenknoten gekoppelt sind. Leistungsvorrichtungen Q sind durch Ladungsübertragung betätigbare Vorrichtungen, die jeweils eine Steuerelektrode und erste und zweite Stromführelektroden haben. Diese Vorrichtungen können Bipolartransistoren mit isoliertem Gate (IGBTs) sein. Es sei darauf hingewiesen, daß die ersten und zweiten Stromführelektroden von jedem IGBT als die "Source- und Drain"-Elektroden bezeichnet sind.
• Die IGBT-Paare sind parallel miteinander zwischen den Schaltungsknoten N1 und N2 verbunden, die an eine Leistungsversorgungsspannungsleitung 20 bzw. eine Massepotentialleitung 22 angeschlossen sind. Ein Widerstandselement R für eine Stromerfassung ist zwischen dem Knoten N2 und der Masseleitung 22 angeordnet. Von den IGBTs werden spezifische IGBTs Q1, Q3, Q5, deren Drainelektroden mit der Leistungsversorgungsleitung 20 gekoppelt sind, als "oberstufige Transistoren" bezeichnet; die verbleibenden drei IGBTs, die Sourceelektroden haben, die mit der Masseleitung 22 verbunden sind, werden als die "unterstufigen Transistoren" bezeichnet. Diese IGBTs Q1 bis Q6 sind jeweils mit Dioden D1 bis D6 versehen. Jede Diode Di (i = 1, 2, ..., 6) ist mit der Source und Drain eines entsprechenden IGBT Qi verbunden, wie dies in Figur 1 gezeigt ist, um eine Stromvorwärtsrichtung zu definieren.
• Ansteuerschaltungen 24-1 bis 24-6 sind mit den Gateelektroden der jeweils sechs IGBTs Q1 bis Q6 verbunden. Diese Ansteuerschaltungen 24 steuern die Schaltoperationen der IGBTs Q in einer Vielzahl von Moden. Diejenigen Ansteuerschaltungen 24-1, 24-3, 24-5 der Ansteuerschaltungen, die den oberstufigen Transistoren Q1, Q3, Q5 zugeordnet sind, werden als die "oberstufigen Ansteuerschaltungen" bezeichnet, und die verbleibenden Ansteuerschaltungen 24-2, 24-4, 24-6, die mit den unterstufigen Transistoren Q2, Q4, Q6 verbunden sind, werden danach als die "unterstufigen Ansteuerschaltungen" bezeichnet. Es sei darauf hingewiesen, daß die oberstufigen Ansteuerschaltungen 24-1, 24-3, 24-5 mit Dioden D7, D8, D9 und Kondensatoren C1, C2, C3 verbunden sind. Die Dioden D7 bis D9 haben Eingänge, die mit einer zweiten Gleichstromleistungsversorgungsspannungsleitung 26 gekoppelt sind, und Ausgänge, die jeweils an die Ansteuerschaltungen 24-1, 24-3, 24-5 angeschlossen sind. Die zweite Gleichstromleistungsversorgungsleitung 26 ist durch eine Gleichstromleistungsversorgungseinheit 28 mit einer konstanten Spannung Vcc eines vorbestimmten Potentials versorgt. Die Einheit 28 wird als "Inverterleistungsversorgung" in dem Rest der Beschreibung bezeichnet. Die niederstufigen Ansteuerschaltungen 24-2, 24-4, 24-6 haben keine Dioden/Kondensatorschaltung und sind direkt mit der zweiten Leistungsversorgungsleitung 26 verbunden.
• Eine Steuerschaltung 30 liegt zwischen der zweiten Leistungsversorgungsleitung 26 und der Masseleitung 22. Der Controller kann eine Mikroprozessoreinheit sein, die zusammen mit den Komponenten für die Inverterschaltungsanordnung integriert und in einen Ein-Chip-IC gepackt ist. Der Controller 30 hat Eingänge zum Empfangen elektrischer Detektionssignale Sd1, Sd2, Sd3, die durch die Rotorpositionsdetektoren 14a, 14b, 14c des Dreiphasen-Gleichstrommotores 12 erzeugt sind. Der Controller 30 ist mit einem anderen Eingang an eine Drehzahlsignalerzeugungsschaltung 32 angeschlossen. Diese Schaltung hat einen Eingangsanschluß 34, zu dem ein Drehzahlsteuersignal Sc extern eingespeist ist. Abhängig von diesem Drehzahlsteuersignal Sc speist die Schaltung 32 zu dem Controller 30 ein konstantes Pulsbreitensignal Sp, das impulsbreiten-moduliert ist, um eine gewünschte Motordrehzahl darzustellen. Insbesondere liegt die Pulsfrequenz des Signales Sp zwischen einigen Kilohertz bis einigen zehn Kilohertz. Die Schaltung 32 wird als ein "PWM-Generator" bezeichnet. Der PWM-Generator 32 ist mit der zweiten Leistungsversorgungsleitung 26 verbunden.
• Der Controller 30 ist an den anderen Eingängen hiervon mit drei Typen von Schutzschaltungen verbunden, die eine Überspannungs-Schutzschaltung 36, eine Überwärme-Schutzschaltung 38 und eine Überstrom-Schutzschaltung 40 sind. Die Überspannungs-Schutzschaltung 36 hat einen Eingang, der an eine Spannungsdetektorschaltung 42 angeschlossen ist, die das tatsächliche Potential der ersten (Haupt-)Leistungsversorgungsleitung 20 erfaßt. Die Überwärme-Schutzschaltung 38 hat einen Eingangsanschluß 44 zum Empfangen eines Wärmeüberwachungssignales Sh, das eine gemessene Wärme der Ausgangstransistoren Q1 bis Q6 anzeigt. Wenn die Ausgangstransistoren Q in den Überwärmezustand fallen, versorgt die Schutzschaltung 38 den Controller 30 mit einem entsprechenden Signal, das einen derartigen Zustand anzeigt. Die Überstrom-Schutzschaltung 40 ist an ihrem Eingang mit einem gemeinsamen Sourceknoten N2 der niederstufigen Transistoren Q2, Q4, Q6 und des Widerstandselementes R verbunden. Das Widerstandselement R erzeugt ein Stromdetektionssignal Si, das zu der Überstrom-Schutzschaltung 40 gespeist ist.
• Der Controller 30 hat Ausgänge, die mit Eingängen der höherstufigen Ansteuerschaltungen 24-1, 24-3, 24-5 über drei Pegelschiebeschaltungen 46 verbunden sind. Der Controller 30 ist direkt an den anderen Ausgängen hiervon mit den niederstufigen Ansteuerschaltungen 24-2, 24-4, 24-6 verbunden. Die Ansteuerschaltungen 24-1 bis 24-6 speisen jeweils Schaltsteuersignale Ss1 bis Ss6 zu den IGBTs Q1 bis Q6 unter der Steuerung des Controllers 30.
• Der Betrieb der Dreiphasen-Inverter-Leistungsumsetzervorrichtung 10 wird anhand der Impulsfolge erläutert, die in dem Zeitwellendiagramm von Figur 2 veranschaulicht ist, wobei eine Drehung des Dreiphasen- Gleichstrommotores 12 in der Skala einer elektrischen Winkelperiode wiedergegeben ist, die von Null bis 360º reicht. Die Hauptfunktionen des Controllers 30 sind die folgenden. Der Controller 30 steuert die höherstufigen Ansteuerschaltungen 24-1, 24-3, 24-5, die mit den IGBTs Q1, Q3, Q5 gekoppelt sind, derart, daß diese IGBTs verschiedene Schaltoperationen synchron mit dem gleichen PWM-Impulssignal Sp während drei elektrischer Winkelperioden T1, T2, T3 durchführen, die jeweils um 120º verschoben sind, wie dies in Figur 2 gezeigt ist. Während der ersten Hälfte einer gewissen elektrischen 120º-Winkelperiode für die PWM-Einschalt/Ausschalt- Ansteuerung eines höherstufigen IGBT in einem gewissen Transistorpaar schaltet der niederstufige Transistor (Q4) des einen Paares der anderen Transistorpaare abhängig von einer Einschaltspannung eines konstanten Potentials ein, die durch eine hiermit zugeordnete entsprechende Ansteuerschaltung eingespeist ist. Während der folgenden zweiten Hälfte der gewissen 120-Grad- Periode schaltet der niederstufige Transistor (Q6) des verbleibenden Transistorpaares konstant ein.
• Das heißt, wenn die Rotorstellungsdetektionssignale Sd1, Sd2, Sd3 zu dem Controller 30 von den Rotorstellungsdetektoren 14 des Motores 12 gespeist sind, dann aktiviert der Controller 30 eine höherstufige Ansteuerschaltung, die mit dem höherstufigen Transistor eines spezifischen Paares entsprechend einer gerade erfaßten Rotorstellung gekoppelt ist. Das Aktivieren der Ansteuerschaltung erlaubt es dem spezifischen höherstufigen Transistor PWM angesteuert zu sein, um eine Anzahl von Einschalt- und Ausschaltoperationen zu wiederholen, so daß ein Strom durch eine entsprechende Spule der Wicklungsspulen des Motores 12 zu fließen veranlaßt wird. Eine Zunahme oder Abnahme der Drehzahl des Motores 12 kann durch Ändern oder Modifizieren der Impulsbreite des Impulssignales Sp, das durch den in Figur 1 gezeigten PWM-Generator 32 erzeugt ist, erreicht werden, um so den Mittelwert der Integration eines pulsierenden Stromes zu steuern, der durch die Motorwicklungsspule fließt.
• Für Erläuterungszwecke sei angenommen, daß ein Strom zu einer mit dem ersten Paar der IGBTs Q1, Q2 gekoppelten Wicklungsspule gespeist ist. Die Wellenformen der in diesem Fall von dem Motor 12 erhaltenen Rotorstellungsdetektionssignale Sd1 bis Sd3 sind in der Oberseite der Darstellung von Figur 2 zusammen mit der Wellenform des Ausgangsimpulssignales Sp des PWM-Generators 32 gezeigt.
• Wie in Figur 2 gezeigt ist, wird während der ersten elektrischen 120-Grad-Winkelperiode T1 der erste höherstufige IGBT Q1 durch die Ansteuerschaltung 24-1 mit einem Impulsschaltansteuersignal Ss1 synchron mit dem PWM-Impulssignal Sp an der Gateelektrode hiervon unter der Steuerung des Controllers 30 versorgt. Dieser IGBT wiederholt eine Anzahl von Einschalt/Ausschalt-Schaltoperationen. Unter einem derartigen Zustand liegt während der ersten Hälfte (60-Grad- Periode) der Periode T1 ein Gleichstromspannungssignal Ss4 eines hohen Potentials durch die Ansteuerschaltung 24-4 an der Gateelektrode des zweiten niederstufigen IGBT Q4, was den IGBT Q4 veranlaßt, kontinuierlich einzuschalten. Strom fließt so in die entsprechende Wicklungsspule des Motors 12 über die IGBTs Q1, Q4, was den Rotor veranlaßt, mit einer bestimmten Drehzahl entsprechend dem Impulsbreiten-Modulationsfaktor umzulaufen. Wenn der Modulationsfaktor des Signales Ss1 anwächst, steigt der Mittelwert des Stromflusses bei der Wicklung an, was die Drehzahl anwachsen läßt. Wenn der Modulationsfaktor abnimmt, reduziert sich der mittlere Strom, um die Rotordrehzahl sich vermindern zu lassen.
• Während der zweiten Hälfte (der folgenden elektrischen 60º-Winkelperiode) der Periode T1 fällt das Signal Ss4 auf einen niedrigen Potentialpegel ab, was den zweiten niederstufigen IGBT Q4 ausschalten läßt. Alternativ wird ein hochpegeliges Gleichstromspannungssignal Ss6 durch die Ansteuerschaltung 24-6 der Gateelektrode des dritten niederstufigen IGBT Q6 vermittelt, um so den IGBT Q6 einschalten zu lassen. Strom beginnt in die gleiche Motorwicklung über die IGBTs Q1 und Q6 zu fließen, was den Rotor zwingt, weiter mit der Drehzahl entsprechend dem Impulsbreiten- Modulationsfaktor des Signales Ss1 umzulaufen.
• Während, was sehr wichtig ist, der höherstufige IGBT Q1 während der Periode T1 PWM-schalt-angesteuert ist, wird ein entsprechender niederstufiger Transistor (das heißt IGBT Q2) gesteuert, um für eine verkürzte Periode bei dem Beginn der Periode T1 (0-Grad-Zeitpunkt) einzuschalten und dann konstant bis zu einer spezifischen Zeit des elektrischen 180-Grad-Winkels auszuschalten. Um dies durchzuführen, liegt ein spezielles Ansteuersignal Ss2 mit einer Rückwärts-Phasen- Impulskomponente P1 an der Gateelektrode des IGBT Q2. Wie aus der Figur 2 zu ersehen ist, ist die Impulswellenform P1 des Ansteuersignales Ss2 synchron mit dem PWM-Impulssignal Sp und in der Impulsphase umgekehrt zu dem Schaltansteuer-Impulssignal Ss1. Mit anderen Worten, wenn der IGET Q2 für die obige verkürzte Periode ausschaltet, wird der IGBT Q1 zwangsweise ausgeschaltet. Es kann niemals auftreten, daß die zwei IGBTs Q1, Q2, die ein Transistorpaar bilden, gleichzeitig einschalten. Selbst während der verkürzten Periode, während welcher der niederstufige IGBT Q2 einschaltet, kann Strom von der Inverterleistungsversorgung 28 über die Diode D7 und den IGBT Q2 zu dem mit der Ansteuerschaltung 24-1 gekoppelten Kondensator C1 fließen, um so zusätzlich diesen Kondensator C1 auf zuladen.
• Ein derartiges zusätzliches Aufladen kann die natürliche Entladung des Kondensators C1 nahezu vollständig kompensieren, um sicherzustellen, daß eine gewünschte Spannung an der Anschlußelektrode des Kondensators C1 gehalten wird. Das Halten einer derartigen Spannung an dem Kondensatoranschluß ermöglicht es, daß der höherstufige IGBT Q1 mit einer ausreichenden Ansteuerspannung beaufschlagt ist. Der IGBT Q1 schaltet so abhängig von dem PWM-Ansteuersignal Ss1 ein, um einen Strom in einer entsprechenden Wicklungsspule des Motores 12 fließen zu lassen. Dann schaltet der IGBT Q1 aus. Während dieser IGBT ausschaltet, fließt der Wicklungsstrom weiter durch die Diode D2, die an der niedrigeren Stufe des IGBT-Paares Q1, Q2 angeordnet ist, aufgrund der Wiedergewinnung der in der Wicklungsspule gespeicherten Energie. Zu dieser Zeit ist die Kathodenspannung der Diode D2 im wesentlichen auf dem Massepotential, um so wieder den Kondensator C1 aufzuladen.
• Dies bedeutet, daß selbst während der Periode T1 für die PWM-Schaltansteuerung des höherstufigen IGBT Q1 der entsprechende Ansteuerkondensator C1 aufgeladen werden kann, so daß die Ansteuerschaltung 24-1 mit erforderlicher Leistung durch den aufgeladenen Kondensator C1 versorgt ist. Dies kann es erlauben, daß der Kondensator C1 eine verminderte Ladungspeicherkapazität hat, die geringer als die gewöhnlich geforderte Kapazität ist, so daß der Kondensator C1 demgemäß miniaturisiert werden kann. Das gleiche gilt für die verbleibenden Kondensatoren C2, C3, die mit den anderen höherstufigen Ansteuerschaltungen 24-3, 24-5 gekoppelt sind. Diese Kondensatoren C2, C3 können zusätzlich geladen werden, indem ähnliche Impulse P2, P3 an die entsprechenden niederstufigen IGBTs Q4, Q6 während der PWM-Schaltansteuerperioden T2, T3 für jeweils die höherstufigen IGBTs Q3, Q5 gelegt werden.
• Die zusätzlichen Ladungssteuerimpulse P1, P2, P3, die zu den niederstufigen IGBTs Q2, Q4, Q6 gespeist sind, können in ihrer Impulswellenform abgeändert werden, wie dies in Figur 3 gezeigt ist, wobei jeder niederstufige IGBT Q2, Q4 oder Q6 angeordnet ist, um ein Impulsreihensignal mit einer Vielzahl von Umkehrphasen- Impulskomponenten P1, P2 oder P3 zu empfangen, welches Signal durch Phasenumkehren des PWM-Schaltansteuersignales Ss1, Ss3 oder Ss5 erhalten ist, das zu einem entsprechenden höherstufigen IGBT Q1, Q3 oder Q5 gespeist ist. Dies gibt den Kondensator Ci (i = 1, 2, 3) frei, um wiederholt für eine Anzahl von verkürzten Einschaltperioden über dem gesamten Bereich der PWM-Schaltansteuerperiode T1, T2, T3 für jeden höherstufigen IGBT Q1, Q3, Q5 aufgeladen zu werden.
• Bei einer derartigen Anordnung kann der folgende technische Vorteil zusätzlich zu den oben beschriebenen Vorteilen des in Figur 2 gezeigten Ausführungsbeispiels erhalten werden. Eine bedeutende Inverteransteuerung kann selbst auch in einem Fall erzielt werden, wenn die zu steuernde Last eine Widerstandslast anders als die induktive Last, wie der Gleichstrommotor 12 von Figur 1, ist. Die Ursache hierfür wird anhand eines höherstufigen IGBT-Transistors Q1 lediglich für Erläuterungszwecke beschrieben. Das gleiche gilt für die verbleibenden Transistoren.
• Wenn die Widerstandslast (nicht-induktive Last) verwendet wird, tritt, da eine derartige Last keine Fähigkeit aufweist, Energie darin zu speichern, der oben erwähnte regenerative Stromfluß nicht auf. Wenn daher der IGBT Q1 ausschaltet, schaltet die Diode D2 nicht ein, so daß die Kathodenspannung der Diode D2 auf einem gewissen Zwischenpotential zwischen den Potentialen der Knoten N1, N2 gehalten wird. Der Stromfluß durch den Kondensator C1 verschwindet rasch. Der Kondensator C1 kann nicht mehr irgendwie geladen werden. Dies zeigt die Tatsache, daß die Ladewirksamkeit des Kondensators C1 in dem Fall einer Widerstandslast geringer ist als diejenige in dem Fall einer induktiven Last. Durch Einspeisen der Ladesteuerimpulsfolgen P1 während der gesamten Einschalt/Ausschalt-Ansteuerperiode T1 des höherstufigen IGBT Q1 können die Möglichkeiten des Ladens des Kondensators C1 steigen, um so die Leistungsversorgung für die Ansteuerschaltung 24-1 erfolgreicher zu verbessern.
• Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die oben beschriebenen spezifischen Ausführungsbeispiele begrenzt und kann auf noch andere Weisen ausgeführt werden, ohne von der Erfindung, wie durch die beigefügten Patentansprüche definiert, abzuweichen.

Claims (14)

1. Elektrische Leistungsumsetzungsvorrichtung zum Versorgen einer Last mit einem kontinuierlich variablen Strom, umfassend einen Ausgangsabschnitt einer Brückenschaltungsanordnung, die gestaltet ist, um mit der Last gekoppelt zu werden, wobei der Ausgangsabschnitt eine Reihenschaltung einer ersten Schaltvorrichtung (Q1, D1) und eine zweiten Schaltvorrichtung (Q2, D2) aufweist, eine erste Ansteuereinrichtung (24-1), die mit der ersten Schaltvorrichtung verbunden ist, um elektrisch diese anzusteuern, wobei die erste Ansteuereinrichtung eine Ladungsspeichervorrichtung (C1) hat, die mit der ersten Ansteuereinrichtung gekoppelt ist, um aufgeladen zu werden, wenn die zweite Schaltvorrichtung einschaltet, und eine zweite Ansteuereinrichtung (24-2), die mit der zweiten Schaltvorrichtung gekoppelt ist, um elektrisch die zweite Schaltvorrichtung anzusteuern, eine Steuereinrichtung (30, 32), die mit der ersten und der zweiten Ansteuereinrichtung verbunden ist, um während einer bezeichneten Zeitdauer (T1) die erste Ansteuereinrichtung zu veranlassen, die erste Schaltvorrichtung mit einem Impulssignal (Ss1) zu versorgen, das in der Impulsbreite bei einem gewünschten Index einer Impulsbreitenmodulation moduliert ist, um die erste Schaltvorrichtung (Q1, D1) in einer Impulsbreitenmodulationssteuerart anzusteuern, damit die Last mit einem geeigneten Strom entsprechend dem Index der Impulsbreitenmodulation versorgt ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung die zweite Schaltvorrichtung (Q2, D2) mit wenigstens einem Impuls (P1) versorgt, der von entgegengesetzter Phase zu dem Impuissignal (Ss1) ist, um die zweite Schaltvorrichtung zwangsweise während der bezeichneten Zeitdauer (T1) einzuschalten, damit die Ladungsspeichervorrichtung aufgeladen wird.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung eine Signalerzeugungseinrichtung (32) aufweist, um ein elektrisches Signal (Sc) zu empfangen, das eine gewünschte Größe eines zu der Last zu speisenden Stromes anzeigt, und um ein impulsbreitenmoduliertes Signal (Sp) mit einer Folge von Impulsen, die in der Impulsbreite entsprechend verändert werden, zu erzeugen.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Schaltvorrichtungen Ladungsübertragungs-Betätigungs-Vorrichtungen einschließlich Transistoren (Q1, Q2) und Stromgleichrichtervorrichtungen einschließlich Dioden (D1, D2) umfassen.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren Bipolartransistoren (Q1, Q2) mit isoliertem Gate umfassen.

5. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung einen Mikroprozessor (30) aufweist, der auf die Signalerzeugungseinrichtung (32) anspricht.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Mikroprozessor (30) das Impulssignal (Ss1) veranlaßt, synchron mit dem impulsbreitenmodulierten Signal (Sp) zu sein.

7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Last einen Gleichstrommotor (12) umfaßt.

8. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Last ein Motor (12) variabler Drehzahl ist, bei der der Ausgangsabschnitt eine Vielzahl von Paaren von Ausgangstransistoren (Q1 bis Q6) umfaßt, die mit dem Motor verbunden sind und jeweils erste und zweite Stromführelektroden und eine Steuerelektrode haben, wobei die Paare der Ausgangstransistoren parallel zueinander zwischen einer Leistungsversorgungsspannung (20) und einem Massepotential (22) liegen und mit dem Motor an Zwischenknoten hiervon gekoppelt sind, um höherstufige Transistoren (Q1, Q3, Q5) mit ersten Stromführelektroden, die mit der Leistungsversorgungsspannung verbunden sind, und niederstufige Transistoren (Q2, Q4, Q6) mit zweiten Stromführelektroden, die mit dem Massepotential verbunden sind, zu versorgen, mit Dioden (D1 bis D6), die mit den Ausgangstransistoren (Q1 bis Q6) gekoppelt sind, ersten Ansteuerschaltungen (24-1, 24-3, 24-5), die mit den Steuerelektroden der höherstufigen Transistoren verbunden sind, wobei jede (24-1) der ersten Ansteuerschaltungen ein kapazitives Element (C1) aufweist, das eine Elektrode, die mit der Leistungsversorgungsspannung gekoppelt ist, und eine andere Elektrode, die mit dem Massepotential über einen niederstufigen Transistor (Q2) gekoppelt ist, der in Reihe zu einem hiermit zugeordneten entsprechenden höherstufigen Transistor (Q1) liegt, aufweist, zweiten Ansteuerschaltungen (24-2, 24-4, 24-6), die mit den Steuerelektroden der niederstufigen Transistoren verbunden sind, einem Paar von Transistoren (Q1, Q2) mit jeweiligen Dioden (D1, D2), die die ersten und zweiten Schaltvorrichtungen bilden, wobei die jeweiligen ersten und zweiten Ansteuerschaltungen (24-1, 24-2) die ersten und zweiten Ansteuereinrichtungen bilden und das jeweilige kapazitive Element (C1) die Ladungsspeichervorrichtung bildet, und bei der die Steuereinrichtung eine Signalgeneratoreinrichtung (32) aufweist, um ein Impulsbreitenmodulations- oder PWM-Signal (Sp) mit einer Reihe von Impulsen zu liefern, die in der Impulsbreite modifiziert sind, um eine gewünschte Drehzahl des Motors darzustellen, bei der die Steuereinrichtung (30) mit den ersten Ansteuerschaltungen, den zweiten Ansteuerschaltungen und der Signalgeneratoreinrichtung verbunden ist, um (i) währen einer gewählten Zeitdauer (T1) eine gewählte Ansteuerschaltung (24-1) der ersten Ansteuerschaltungen, die einem gewählten höherstufigen Transistor (Q1) zugeordnet ist, zu veranlassen, den gewählten höherstufigen Transistor (Q1) mit dem Impulsansteuersignal (Ss1) synchron mit dem Impulsbreiten- Modulationssignal (Sp) zu versorgen, so daß der gewählte höherstufige Transistor (Q1) Ein- und Ausschalt- Operationen wiederholt, (ii) während einer verschiedenen Zeitdauer eine gewählte Ansteuerschaltung der zweiten Ansteuerschaltungen, die mit einem gewissen niederstufigen Transistor (Q2) verbunden ist, der ein Paar mit dem gewählten höherstufigen Transistor (Q1) bildet, zu veranlassen, den gewissen niederstufigen Transistor (Q2) mit einer konstanten Einschaltspannung zu versorgen, um so ein spezifisches kapazitives Element (C1) aufzuladen, das mit der gewählten Ansteuerschaltung der ersten Ansteuerschaltungen gekoppelt ist, und (iii) während der gewählten Zeitdauer (T1) den gewissen niederstufigen Transistor (Q2) mit einem Einschaltimpulssignal zu versorgen, das den einen Impuls oder eine Vielzahl von Impulskomponenten (P1, gezeigt in Figuren 1 und 3) hat, die von entgegengesetzter Phase zu dem Impulsansteuersignal (Ss1) sind, um so weiter das spezifische kapazitive Element (C1) aufzuladen.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die höherstufigen Transistoren und die niederstufigen Transistoren Bipolartransistoren mit isoliertem Gate umfassen.

10. Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Controllereinrichtung (30) einen Mikroprozessor umfaßt, der auf einem Chipsubstrat zusammen mit den ersten Ansteuerschaltungen, den zweiten Ansteuerschaltungen und den Bipolartransistoren mit isoliertem Gate integriert ist.

11. Vorrichtung nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch weiterhin eine Pegelschiebeschaltung (46), die zwischen jeder der ersten Ansteuerschaltungen (24-1, 24-3, 24-5) und dem Mikroprozessor (30) angeordnet ist.

12. Vorrichtung nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch weiterhin ein Widerstandselement (R) zu einer Stromerfassung, das zwischen den zweiten Stromführelektroden der niederstufigen Transistoren (Q2, Q4, Q6) und dem Massepotential (22) liegt, wobei der Mikroprozessor (30) auf das Widerstandselement (R) anspricht.

13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalgeneratoreinrichtung (32) einen Eingangsanschluß (34) hat, um extern ein Signal (Sc) zu empfangen, das eine gewünschte Drehzahl des Motors (12) anzeigt.

14. Vorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Motor einen bürstenlosen Mehrphasen- Gleichstrommotor (12) umfaßt.