DE69205437T2

DE69205437T2 - Oberflächenwellenfilter mit einem gefalteten akustischen pfad.

Info

Publication number: DE69205437T2
Application number: DE69205437T
Authority: DE
Inventors: Jean F-92045 Paris-La Defense Cedex 67 Desbois; Jean-Michel F-92045 Paris-La Defense Cedex 67 Hode; Marc F-92045 Paris-La Defense Cedex 67 Solal
Original assignee: Thomson CSF SA
Current assignee: TDK Electronics AG
Priority date: 1991-10-18
Filing date: 1992-08-28
Publication date: 1996-03-21
Anticipated expiration: 2012-08-29
Also published as: EP0608249A1; DE69205437T3; EP0608249B1; CA2121477C; DE69205437D1; EP0608249B2; FR2682833B1; FR2682833A1; WO1993008641A1; US5475348A; CA2121477A1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Filter für akustische Oberflächenwellen, bei dem die akustische Strecke gefaltet ist.
Ein derartiges Filter enthält im allgemeinen auf einem gemeinsamen Substrat mindestens einen Eingangstransduktor, mindestens einen Ausgangstransduktor, die beide in beiden Richtungen wirksam sind und auf dem Substrat so angebracht sind, daß sich für die akustischen Oberflächenwellen ein direkter Längsverlauf zwischen diesen Transduktoren ergibt, wobei weiter zumindest zwei reflektierende Netze oder Reflektoren auf dem Substrat zu beiden Seiten dieses Transduktorpaars und auf der Längsachse der Ausbreitung der akustischen Oberflächenwellen vorgesehen sind, derart, daß die Zentren der Transduktoren sich in Schwingungsbäuchen des Resonanzhohlraums befinden.
Ein solches Filter ist beispielsweise aus dem Aufsatz "Differentially detected channelized resonator filter" von H.P. Fredricksen et al bekannt, der in IEEE Ultrasonics Symposium Proceedings, Denver, Colorado, 14.-16. Oktober 1987, Vol. 1, Seiten 123 bis 125 veröffentlicht wurde.
Insbesondere ist ein Filter mit zwei Polen und mit in Längsrichtung gekoppelten Resonanzhohlräumen gemäß dem Stand der Technik schematisch in der beiliegenden Figur 1 dargestellt.
Dieses Filter enthält auf einem gemeinsamen Substrat 1 und in Flucht gemäß einer Längsachse Y der Ausbreitung der akustischen Oberflächenwellen folgende Elemente symmetrisch bezüglich der Mittellinie (L) zwischen den Transduktoren:
- einen Eingangstransduktor 2, der das zwischen die elektrischen Eingangsklemmen 3 des Filters angelegte Mikrowellensignal empfängt und dieses Signal in akustische Oberflächenwellen gleicher Frequenz umwandelt, die sich in beiden Richtungen auf dem Substrat 1 in dessen Längsrichtung Y ausbreiten,
- einen Ausgangstransduktor 4, der dem Eingangstransduktor 2 gleicht und umgekehrt die akustischen Oberflächenwellen in elektrische Signale umwandeln kann, die an den elektrischen Ausgangsklemmen 5 des Filters entnommen werden,
- zwei äußere reflektierende Netze 6 und 7, die einander gleichen und symmetrisch zu beiden Seiten der beiden Transduktoren 2 und 4 auf der Längsachse Y liegen, auf der sich die akustischen Oberflächenwellen ausbreiten. Diese Netze werden wie üblich von einem periodischen oder quasi-periodischen Netz von Elementarreflektoren gebildet, wobei die Periode zwischen den reflektierenden Elementen ein ganzzahliges Vielfaches der halben Wellenlänge bei der zentralen Betriebsfrequenz des Filters ist;
- ein zentrales reflektierendes Netz 8, das zwischen den beiden Transduktoren 2 und 4 auf der Achse Y und in der Mitte des Zwischenraums zwischen diesen beiden Transduktoren liegt, wobei die Abstände X zwischen jedem dieser Transduktoren und dem nächstliegenden Rand dieses zentralen Reflektors 8 gleich sind. Dieses Netz 8 hat die gleiche Periodizität wie die äußeren Netze 6 und 7. Dagegen besitzt es einen nicht vernachlässigbaren Durchlaßkoeffizienten im Gegensatz zu den äußeren Netzen, die praktisch nur reflektierend wirken. Diese reflektierenden Netze (die äußeren und das zentrale) können ggf. gewichtet sein, um ihre Kennlinie außerhalb des Betriebsbandes zu verbessern (erhöhte Unterdrückung).
Außerhalb des Sperrbands des Filters (d.h. des Frequenzbands, in dem die Netze reflektieren) verhält sich die Vorrichtung wie eine einfache Verzögerungsleitung, wobei nur die unmittelbare Strecke zwischen dem Eingangstransduktor 2 und dem Ausgangstransduktor 4 in Betracht zu ziehen ist.
Im Sperrband existiert diese direkte Strecke immer noch, aber die Vorrichtung arbeitet zudem gemäß zwei in Längsrichtung gekoppelten Resonanzhohlräumen, nämlich:
- einem ersten Resonanzhohlraum, der durch die beiden Reflektoren 6 und 8 definiert ist,
- einem zweiten Resonanzhohlraum, der durch die beiden Reflektoren 7 und 8 definiert ist.
Die elektromechanische Kopplung mit diesen Resonanzhohlräumen ergibt sich durch die Eingangs- und Ausgangstransduktoren 2, 4. Abhängig vom Wert dieser Kopplung ist die Überspannung dieser Hohlräume mehr oder weniger groß und demgemäß ist das relative Band der Vorrichtung mehr oder weniger eng. Außerdem muß die Kopplung zwischen den beiden Hohlräumen (d.h. der Durchlaßkoeffizient des zentralen Netzes) an das zu realisierende relative Frequenzband angepaßt werden.
Ist diese Kopplung schwach, dann ist die Anzahl der Hin- und Rückwege zwischen den Netzen groß und die Energie bleibt lange in den Hohlräumen eingeschlossen. Die Impulsantwort ist lang und das Frequenzband relativ eng. Dies entspricht einem Betrieb eines Resonators mit hohem Überspannungskoeffizienten.
Wenn die Kopplung dagegen stark ist, wird ein erheblicher Teil der Energie von den Transduktoren bei jedem Durchgang der akustischen Oberflächenwelle absorbiert. Die Impulsantwort ist dann kurz und das Band relativ breit. Es handelt sich also um einen Resonator mit niedrigem Überspannungskoeffizienten.
Es sei bemerkt, daß ohne den zentralen Reflektor 8 der Betrieb dem eines Filters mit nur einem Resonanzhohlraum gleicht, der durch die beiden äußeren Reflektoren 6, 7 definiert ist. Dann ergibt sich ein Filter mit einem "Pol", wogegen die Vorrichtung gemäß Figur 1 ein Filter mit "zwei Polen" und steileren Flanken ist.
Bei einem derartigen Filter für Oberflächenwellen und mit mindestens einem Resonanzhohlraum ergeben sich aufgrund der direkten Strecke Sekundärkeulen mit umso größerem Energieinhalt, als das relative Durchlaßband des Filters breit werden soll. Diese Sekundärkeulen machen ein solches Filter praktisch unbrauchbar für große relative Bandbreiten.
Um diesen Nachteil zu beheben, schlägt die Erfindung ein Mikrowellenfilter mit akustischen Oberflächenwellen und Resonanzhohlräumen in Längsrichtung vor, wobei das Filter N parallele Filterkanäle besitzt und N eine ganze Zahl mindestens gleich 2 ist, und wobei jeder Kanal einen bidirektionalen Eingangstransduktor und einen Ausgangstransduktor, die zwischen sich eine direkte Strecke definieren, und mindestens zwei reflektierende Netze enthält, die für diesen Kanal mindestens einen Resonanzhohlraum in Längsrichtung definieren, wobei die Durchlaßamplituden zumindest für diese direkten Strecken praktisch die gleichen für diese Kanäle sind. Dieses Filter ist im wesentlichen dadurch gekennzeichnet, daß der Unterschied in der Ausbreitungslänge auf der direkten Strecke für zwei aufeinanderfolgende Kanäle im wesentlichen, abgesehen von einem ganzzahligen Vielfachen der Wellenlänge bei der zentralen Filterfrequenz, dem N-ten Teil dieser Wellenlänge gleicht, so daß für diese zentrale Frequenz die Vektorresultierende der Signale dieser N Kanäle, die den direkten Strecken entsprechen, praktisch Null ist und somit praktisch die Transferfunktion als Verzögerungsleitung außerhalb des Sperrbands des Filters zu Null wird.
Die Erfindung, ihre Vorteile und weiteren Merkmale werden nun anhand einiger nicht beschränkend zu verstehender Ausführungsbeispiele und der beiliegenden schematischen Zeichnungen näher erläutert.
Figur 2 zeigt von oben eine erste Ausführungsform dieses Filters.
Figur 3 zeigt einen vereinfachten Schnitt gemäß der Linie III-III in Figur 2.
Figur 4 zeigt ähnlich wie Figur 3 eine Herstellungsvariante des Filters gemäß Figur 2.
Die Figuren 5 und 6 zeigen schematisch zwei von mehreren möglichen Varianten für den elektrischen Anschluß dieses Filters.
Figur 7 zeigt ganz allgemein eine Struktur eines solchen Filters mit N Kanälen anstatt bloß zwei Kanälen.
Figur 8 zeigt eine verbesserte Variante des Filters gemäß Figur 2.
Die Figuren 9 bis 12 stellen Übersichten über mögliche Schaltungen einer solchen verbesserten Variante dar.
Figur 13 zeigt eine Variante mit Gewichtung der Reflektorzellen.
Figur 14 zeigt eine erfindungsgemäße Variante, bei der die Transduktoren und die äußeren Reflektoren in Form von DART zusammengefaßt sind.
Die Figuren 15 bis 18 zeigen Varianten der Elementarzellen der DART aus Figur 14.
Bei dem Filter gemäß den Figuren 2 und 3 handelt es sich um ein akustisches Oberflächenfilter der gleichen Art wie gemäß Figur 1, das aber zwei parallele Kanäle zwischen den Eingangs- und Ausgangsklemmen 3 und 5 besitzt: ein erster Kanal V1 bildet für sich allein ein ähnliches Filter wie das gemäß Figur 1 und enthält hierzu einen zentralen Reflektor 8&sub1;, der sich in gleichen Abständen X vom Eingangstransduktor 2&sub1; und vom Ausgangstransduktor 4&sub1; befindet, sowie zwei äußere Reflektoren 6&sub1; und 7&sub1;, die symmetrisch zu beiden Seiten dieser beiden Transduktoren angeordnet sind.
Ein zweiter Kanal V2 gleicht mit seinen Eingangs- und Ausgangstransduktoren 2&sub2; und 4&sub2;, seinem zentralen Reflektor 8&sub2; und seinen äußeren Reflektoren 6&sub1;, 7&sub1; praktisch völlig den Kanal Vl mit dem entscheidenden Unterschied jedoch, daß erfindungsgemäß die Abstände zwischen den Transduktoren 2&sub2; und 4&sub2; und dem nächstliegenden Rand des zentralen Reflektors 8&sub2; nicht den Wert X, sondern den Wert X+λ/4 besitzen, wobei λ die Wellenlänge entsprechend der zentralen Frequenz des elektrischen Signals ist.
Da alle aktiven und passiven Elemente der Kanäle V1 und V2 gleich sind, sind die Übertragungsamplituden dieser beiden Kanäle die gleichen. Daraus folgt, daß die Vektorkombination der an den Ausgangstransduktoren 4&sub1; und 4&sub2; abgenommenen Signale entsprechend der direkten Strecke unter Berücksichtigung der Differenz zwischen den direkten Strecken 2&sub1;-4&sub1; und 2&sub2;-4&sub2; der beiden Kanäle V1 und V2, die den Wert λ/2 besitzt, Null ist. In der Kennlinie dieses Filters ergibt sich daher praktisch eine Annulierung der Transferfunktion als Verzögerungsleitung außerhalb des Sperrbands des Filters, wobei dieses Ergebnis natürlich strenggenommen nur für die zentrale Frequenz des Filters gilt, wie nachfolgend noch erläutert wird.
Dagegen befinden sich die Strecken mit Mehrfachreflexionen, für die zwischen den beiden Kanälen V1 und V2 Differenzen gleich einem geradzahligen Vielfachen der halben Wellenlänge existieren, am Ausgang alle in Phase und bilden Strecken geradzahliger Ordnung. Sie werden also durch die Verschiebung zwischen Kanälen nicht betroffen.
Wenn die Elemente des Filters alle einfach auf einem gemeinsamen Substrat wie dem gemäß Figur 1 lägen, dann ergäben sich Störkopplungen zwischen den Kanälen aufgrund der nicht streng in Längsrichtung verlaufenden Oberflächenwellen, die daher von einem zum anderen Kanal übergehen.
Gemäß einem vorteilhaften Aspekt der Erfindung wird dieser Nachteil vermieden, ohne daß ein eigenes Substrat für jeden Kanal V1 und V2 vorgesehen werden müßte, indem eine Längsnut 9 in Längsrichtung in das gemeinsame Substrat eingeschnitten wird, so daß physikalisch und an der Oberfläche die Kanäle V1 und V2 getrennt werden. Die Oberflächenwellen breiten sich also praktisch nicht von einem zum anderen Kanal aus, wogegen die elektrischen Anschlüsse zwischen den Kanälen beispielsweise ohne Schwierigkeiten durch Drahtanschlüsse über diese Rinne hinweg erfolgen können.
Wie Figur 4 zeigt, ist es im Rahmen einer Variante möglich, anstelle der Nut 9 eine Längsschicht 10 aus einem die akustischen Oberflächenwellen absorbierenden Material aufzubringen, wobei solche Materialien im Handel ohne weiteres verfügbar sind.
Um die akustische Kopplung zwischen diesen Kanälen V1 und V2 zu vermeiden, kann man auch diese Kanäle in Längsrichtung gegeneinander verschieben, indem man diese Verschiebung so wählt, daß die beiden Überkreuzstrecken "V1 nach V2" und "V2 nach V1" in Gegenphase liegen. Diese Verschiebung hängt von der akustischen Öffnung der Kanäle sowie von ihrer Trennung ab.
In diesem Beispiel sind die Eingangstransduktoren 2&sub1; und 2&sub2; einerseits und die Ausgangstransduktoren 4&sub1; und 4&sub2; andererseits elektrisch parallelgeschaltet. Ihre komplexen Leitwerte addieren sich, wodurch die Ausgangsimpedanz sich verringert. Eine solche Konfiguration ist gut geeignet für Ausgänge mit niedriger Impedanz.
Selbstverständlich ist diese Anschlußweise nur eine Möglichkeit, und anderer Konfigurationen können aus elektrischer Sicht in Betracht gezogen werden, ohne das Ergebnis aufgrund der Erfindung zu ändern: Serien-Serien-Konfiguration (Eingänge bzw. Ausgänge), Parallel-Serien-Konfiguration, Serien-Parallel-Konfiguration, Differentialschaltungen, deren Mittelpunkt an Masse liegt oder nicht, usw.
Figur 5 zeigt beispielsweise für das Filter gemäß Figur 2 eine Serienkonfiguration der Eingangstransduktoren 2&sub1;, 2&sub2;. Wenn die gleiche Konfiguration für die nicht dargestellten Ausgangstransduktoren verwendet wird, addieren sich in diesem Fall die Impedanzen und erhöhen damit die Ausgangsimpedanz des Filters. Diese Konfiguration ist geeignet für Ausgänge mit hoher Impedanz.
Ein anderes Anschlußbeispiel ist in Figur 6 gezeigt, bei der es sich um eine Differentialschaltung handelt. Eine solche Schaltung ist auf eine Elektronik abgestimmt, deren Schaltungen symmetrisch bezüglich Masse gespeist werden, usw.
Selbstverständlich stellt die Struktur mit zwei Kanälen gemäß Figur 2 nur eine bevorzugte dar und kann verändert werden, ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen. So kann die Differenz der direkten Strecken gleich λ/2+ p λ sein, wobei p eine ganze Zahl ist. Hierdurch ändert sich selbstverständlich nichts hinsichtlich der Annulierung der Transferfunktion als Verzögerungsleitung, d.h. auf der direkten Strecke außerhalb des Sperrbands. Die Symmetrie jedes Kanals bezüglich des zentralen Reflektors wird bevorzugt, ist aber nicht unbedingt erforderlich. Die Reflektoren können für jeden der beiden Kanäle unterschiedlich sein, sofern die Bedingung der Identität der Übertragungsamplituden respektiert bleibt. In manchen Fällen kann man ganz auf die zentralen Reflektoren verzichten, usw.
Geht man davon aus, daß die zentralen reflektierenden Netze 8&sub1;, 8&sub2; symmetrisch und verlustfrei sind, dann haben der Reflexionskoeffizient r und der Durchlaßkoeffizient t folgende Form:
r = j sin Δ e-jφ
t = cos Δ e-jφ
Wenn R der Reflexionskoeffizient der äußeren Netze ist, entspricht die Transferfunktion des Filters der folgenden Form: R sin2Δ.
Um die Verluste klein zu halten, wählt man vorzugsweise einen Winkel Δ gleich π/4. In diesem Fall sind die Absolutwerte von r und t bei der zentralen Frequenz gleich und haben den Wert 1/ 2. Außerdem passen die Anpassungsschaltungen bei dieser Frequenz die Impedanzen der Quelle und der Last an die Impedanz an, die die Paare von Transduktoren mit ihren zugeordneten äußeren Netzen besitzen würden.
Es sei aber bemerkt, daß es auch möglich wäre, eine Verschlechterung hinsichtlich der Einfügungsverluste zu tolerieren, um die Bandbreite zu beeinflussen.
Der Reflexionskoeffizient des zentralen Reflektors müßte in der Nähe von -3dB liegen, was einem gleich großen Wert der reflektierten und der durchgelassenen Energie entsprechen würde. Um außerdem die Unterdrückung (Energieniveau außerhalb des Bandes) zu verbessern, kann man den zentralen Reflektor gewichten. In bekannter Weise ergibt sich diese Gewichtung beispielsweise durch Wegfall von Quellen (die Quellen sind die Reflektoren), und die Anzahl der Reflektoren wird so festgelegt, daß sich ein Reflexionskoeffizient nahe -3dB ergibt. Je nach der Anzahl der weggefallenen Quellen ist das Netz mehr oder weniger "untertastet", d.h. daß es freie Plätze zwischen den Reflektoren gibt.
Um einen konstanten Metallisierungsgrad beizubehalten, der wegen der sogenannten Turnover-Temperaturveränderungen aufgrund der Metallisierung sinnvoll ist, füllt man diese freien Plätze mit nicht-reflektierenden Zellen, die beispielsweise zwei Elektroden mit einer Periode λ/4 oder auch drei Elektroden mit einer Periode λ/3 umfassen.
Gemäß einer Variante kann die Gewichtung auch durch Bildung von Gruppen von Reflektoren erzielt werden, die geringfügig verschoben werden, um den jeder Gruppe eigenen Reflexionskoeffizienten zu gewichten, wie dies in Figur 13 für eine Gruppe i mit einer Verschiebung e&sub1; und eine Gruppe i+1 mit einer Verschiebung e&sub2; dargestellt ist.
Das soeben beschrieben Ausführungsbeispiel ist auf ein Filter mit zwei parallelen Kanälen V1 und V2 anwendbar.
Die Erfindung ist jedoch auch auf eine größere Anzahl (N > 2) von Kanälen anwendbar, wie dies (für eine einzige Seite) in Figur 7 schematisch angedeutet ist.
Der Unterschied der direkten Strecke zwischen den beiden aufeinanderfolgenden Kanälen ist dann in einem solchen Fall gleich λ/N, natürlich bis auf eine ganze Zahl von Wellenlängen λ, so daß die Vektorresultierende aller direkten Strecken der Kanäle V1 bis VN Null ist.
Mit der symmetrischen Anordnung ähnlich Figur 2 und insbesondere Figur 5, wie sie für Figur 7 angenommen ist, ergeben sich folgende Abstände zwischen dem Eingangstransduktor 2 und dem zentralen Reflektor 8:
X für den Kanal V1
X + λ/2N für den Kanal V2
X + λ/N für den Kanal V3
X + (N-2) λ/2N für den Kanal VN-1
und X + (N-1) λ/2N für den Kanal VN.
Die Transferfunktion des Filters ist gleich der Summe aller dieser Beiträge. Im Fall von N symmetrischen Kanälen (die von 1 bis N gezählt werden) und um den Wert [X + (2n-(N+1)/2N](kN+1) verschoben sind, ergibt sich folgende Transferfunktion: geradzahlig Tea ungeradzahlig
Hierbei ist R der Reflexionskoeffizient der Netze, φ die Phase entsprechend dem mittleren Abstand zwischen Transduktoren und Tea&sub1; und Tea&sub2; bilden die elektro-akustischen Transferfunktionen der aus den Eingangs- und Ausgangstransduktoren sowie den hinteren reflektierenden Netzen gebildeten Einheit. Durch die verschiedenen Phasenunterschiede zwischen Kanälen sind die Filterfunktionen Fn alle Null bei der zentralen Frequenz, mit Ausnahme von FN. Man sieht so, wie sämtliche Reflektoren unmittelbar an der Transferfunktion teilhaben.
In der Nähe der zentralen Frequenz des Filters hat die Transferfunktion des Filters die folgende Form:
- für geradzahliges N: RN-1 sin (NΔ)
- für ungeradzahliges N: RN-1 cos (NΔ)
Für die Unterdrückung außerhalb des Bandes ist es günstig, ein geradzahliges N zu wählen, um eine erhöhte Unterdrückung aufgrund der Antwort des zentralen Reflektors auszunutzen, da Δ außerhalb des Durchlaßbandes nach Null tendiert.
Der optimale Wert des Reflexionskoeffizienten des zentralen Reflektors bei der Frequenz des Durchlaßbands beträgt r = sin (π/2N) für geradzahliges N. Wenn N ungeradzahlig ist, stellt Δ = 0 eine erste Lösung dar. Diese Lösung entspricht einem nicht vorhandenen zentralen Reflektor. Die andere optimale Lösung ist r = sin (π/2N).
Man kann jedoch von diesen Lösungen abweichen, wenn man die Form und die Breite des Durchlaßbandes ändern will.
In der Nähe der zentralen Frequenz fo des Filters besitzt die Transferfunktion des Filters die folgende Form für geradzahliges N: RN-1 sin(ND) Der einzige Beitrag ungleich Null bei der zentralen Frequenz wird vom letzten Begriff gebildet, der die N-te Strecke betrifft (dies ist das Prinzip der Struktur). Die Filterfunktionen Fn geben eine Parallelschaltung der N Kanäle wieder. Mit Ausnahme von FN sind sie alle Null bei der zentralen Frequenz, besitzen aber ein begrenztes Band, das umso schmaler ist, je größer der Wert von kN+1 ist. Der günstigste Fall ergibt sich also für k = 0. Da die Transferfunktion außerhalb des Durchlaßbandes nach Null tendiert, sind die störenden Beiträge über diesen Effekt diejenigen der ungeradzahligen Strecken (die Cosinus-Funktionen ergeben) und insbesondere die direkte Strecke, die nicht durch rückwärtige Reflektoren gefiltert wird.
Um konkreter zu werden, ist die Unterdrückung im direkten Betrieb für den besonderen Fall von N = 2 (2 Kanäle) und im günstigsten Fall von k = 0 wie folgt:
- total für f = f0
- 36dB für f = (1 ± 0,01)f0
- 22dB für f = (1 ± 0,05)f0
- 10dB für f = (1 ± 0,2)f0
Um diesen Nachteil zu beheben und somit die Unterdrückung auf der direkten Strecke zu verbessern, besteht eine Variante der vorliegenden Erfindung darin, zwei Strukturen mit mehreren Strecken gemäß Figur 2 oder allgemeiner gemäß Figur 7 parallel zu verwenden, wobei diese Strukturen vom gleichen Typ sind, aber Verschiebungen der direkten Strecken aufweisen, die in umgekehrter Richtung von einer Struktur zur anderen bezüglich der Längssymmetrieachse Y der Einheit verlaufen, je weiter man sich von der Symmetrieachse entfernt, wenngleich die relativen Verschiebungen zwischen Kanälen absolut gesehen für jede dieser beiden Strukturen gleich sind.
Mit anderen Worten ergibt diese Variante ein Filter unter Verwendung von zwei der obigen Strukturen, jede mit N Kanälen, so daß eine zusätzliche Unterdrückung auf allen Strecken ungeradzahliger Ordnung zusätzlich erreicht wird, ohne daß die anderen Strecken betroffen wären. Hierzu ist es notwendig, daß die Abstände zwischen den Transduktoren der N Kanäle der beiden Strukturen die nachfolgenden arithmetischen Progressionen beachten, durch die eine Phasenverschiebung zwischen Strukturen gleich einem geradzahligen Vielfachen der Wellenlänge X für die Strecken geradzahliger Ordnung und gleich einem ungeradzahligen Vielfachen der Wellenlänge λ für die Strecken ungeradzahliger Ordnung, zu denen die direkte Strecke gehört, erzielt wird: für die erste Struktur für die zweite Struktur
Die neue Form der Transferfunktion ist dann angenähert wie folgt: geradzahlig cos sin ungeradzahlig
Man erkennt aus dieser Funktion tatsächlich die zusätzliche Filterung auf den Strecken ungeradzahliger Ordnung aufgrund des letzten Cosinus-Terms.
Betrachtet man den vorhergehenden Fall (N = 2 und k = 0), dann sieht man deutlich, daß die Unterdrückung auf der direkten Strecke in dB verdoppelt ist:
- total für f = f0
- 72dB für f = (1 ± 0,01)f0
- 44dB für f = (1 ± 0,05)f0
- 20dB für f = (1 ± 0,2)f0
Ein einfaches Ausführungsbeispiel, das diesen letzteren Fall anwendet, ist in Figur 8 gezeigt. Es handelt sich hier um ein Filter, das zwei Strukturen S1 und S2 parallel verwendet, die beide der Struktur gemäß Figur 2 ähneln, aber deren Abstände zwischen den Transduktoren wie folgt gewählt sind:
X - λ/2 und X für die Struktur S1
X und X + λ/2 für die Struktur S2, was eine Differenz von λ/2 für alle direkten Strecken gleichen Rangs ergibt.
Ebenso wie für die Kanäle selbst ist auch klar, daß alle Arten von elektrischen Verbindungen zwischen den beiden Strukturen S1 und S2 in Betracht gezogen werden können. Hierzu zeigen die Figuren 9 bis 12 vier mögliche Arten von Verbindungen: Serie-Serie, Parallel-Parallel, Parallel-Serie und Differentialschaltung (in dieser letzteren Variante ist die Erdung des Mittelpunkts nicht unbedingt notwendig).
Die obigen Strukturen eignen sich gut, wenn man geringe Einfügungsverluste erzielen will, da sie in "Resonanz" betrieben werden. Diese Verluste liegen typisch in der Größenordnung von -3db, und hierzu müssen möglichst viele Reflektorlinien in den äußeren Netzen vorgesehen werden.
Die Empfindlichkeit eines Transduktors bezüglich der Elemente, die den elektrischen Abgleich ermöglichen, ist umso größer, je größer der Gütewert ist. Es sei daran erinnert, daß der Gütewert das Verhältnis des Blindleitwerts des Transduktors zu seinem reellen Leitwert ist. Dieser Koeffizient beträgt k²/M, wobei k² der piezoelektrische Kopplungskoeffizient des Materials und M die Anzahl von aktiven Elektroden des Transduktors bedeutet. Da man diese Empfindlichkeit verringern möchte, muß man für ein gegebenes Material den Wert M vergrößern.
Außerdem ist es immer nützlich, die Länge des Bauteils wegen des Raumbedarfs und der Kosten zu verringern.
Alle diese Betrachtungen führen dazu, die Reflektoren der äußeren Netze mit den Transduktoren zu verschachteln, um Transduktoren zu bilden, die unter dem Namen DART bekannt sind (Distributed Acoustic Reflection Transducer). Auf diese Weise erhält man nämlich für eine gegebene Länge einen Höchstwert an Reflektorlinien einerseits und von aktiven Elektroden andererseits.
Man erhält so die allgemeine Struktur, die in Figur 14 gezeigt ist und zwei zentrale Reflektoren 8&sub1; und 8&sub2; sowie vier Transduktor-Reflektoren vom Typ DART mit den Bezugszeichen 62&sub1;, 62&sub2;, 47&sub1; und 47&sub2; aufweist. Dies ist auf alle Varianten, insbesondere auf die der Figuren 9 bis 12 anwendbar, die nachfolgend beschrieben werden.
Eine DART-Struktur ist aus dem französischen Patent 2 563 632 der Anmelderin vom 20. Oktober 1989 bekannt. Die einfachste Version der Basiszelle dieser Struktur ist in Figur 15 gezeigt. Diese Version enthält eine Sendezelle mit drei Elektroden und eine Reflektorzelle mit zwei Elektroden.
Eine andere DART-Struktur, die unter dem Namen EWC bekannt ist (Electrode Width Control), wird aus Zellen einer Länge von λ gebildet, die je einen Reflektor und eine Quelle enthalten, wie dies in Figur 16 gezeigt ist.
Diese Struktur besitzt im Vergleich zur vorhergehenden Struktur den Vorteil, daß keine Unterharmonischen erzeugt werden und sich ein besserer Kompromiß zwischen Reflexion und Transduktion erzielen läßt.
Figur 16 bildet die Basiszelle, in der die Transduktionszentren T und die Reflexionszentren R im Zentrum der positiven Elektrode bzw. im Zentrum des Reflektors angeordnet sind. Diese Struktur ist nicht optimal, da die positive Elektrode von zwei unterschiedlichen Zwischenelektrodenräumen 161 und 162 umgeben ist und das Transduktionszentrum nicht genau im Zentrum dieser Elektrode liegt. Um diesen Nachteil zu beheben, besteht eine andere Struktur darin, die Quelle (d.h. die beiden Elektroden mit einer Breite von um eine Strecke Δx aus der Lage bei 3λ/8 zu verschieben. So bleiben die Reflexionen an den beiden Elektroden mit der Breite λ/8 in Gegenphase, und eine geeignete Wahl von Δx ermöglicht es, das Transduktionszentrum in den optimalen Punkt (in einem Abstand von 3λ/8 vom Reflektor) anzuordnen. Für den Quarz liegt erfahrungsgemäß der Wert Δx, um dieses Ergebnis zu erzielen, in der Nähe von +λ/48, wie in Figur 17 gezeigt ist. Gemäß einer in Figur 18 gezeigten Variante verwendet man eine Verschiebung Δx von -λ/16, wodurch die beiden Strecken zwischen den Elektroden 181 und 182 gleich groß werden, was die Synthese des Filters erleichtert.
Dann ist zwar der optimale Abstand von 3Δ/8 nicht mehr respektiert, was zu größeren Schwankungen als vorher führt, aber für manche Anwendungen ist dies tolerabel.
Die Struktur der beiden DART ist so, daß die Reflexionskoeffizienten im Kurzschluß gleich sind. Diese Bedingung erfordert jedoch nicht eine vollständige Identität der beiden DARTS. So können die Transduktionen unterschiedlich sein. Wenn man insbesondere eine bessere Unterdrückung durch eine zusätzliche Filterung der direkten Strecke erzielen möchte, kann eines der DARTS (oder beide) durch Unterdrükkung von Quellen (die Quellen sind die aktiven Elektroden) oder durch eine variable Überdeckung der Finger gewichtet werden. Dieses letztgenannte Mittel wird an nur einem DART bevorzugt, wenn man eine gute Unterdrückung im fernen Frequenzbereich wünscht.
Die Erfindung kann auch durch Ersetzen der Einheit aus Transduktor und äußeren Reflektor durch eine andere direktive Vorrichtung (die ganz oder teilweise in einer Richtung wirksam ist) variiert werden, wie z.B. durch einen Dreiphasentransduktor oder einen Gruppentransduktor, einen bidirektionalen Transduktor innerhalb eines gefalteten 3dB-Kopplers mit zahlreichen Linien, usw.
Diese Strukturen ergeben eine stärkere Dämpfung der Störsignale aufgrund der Volumenwellen. Die Volumenwellen, die nämlich wenig durch die Metallbeschichtungen oder Abätzungen an der Oberfläche beeinflußt werden, werden kaum durch den zentralen Reflektor reflektiert. Nur die direkte Strecke spielt also für diese Wellen eine Rolle. Da aber die Struktur diese Strecke zu eliminieren vermag, sind die Volumenwellen stark reduziert. Im Versuch wurde festgestellt, daß es nicht notwendig war, die Rückseite des Substrats (im allgemeinen durch Sandstrahlen) zu behandeln, um Filter mit einer Unterdrückung in der Größenordnung von -60dB zu erzielen. Sehr starke Unterdrückungen können also mit einer solchen Behandlung in Betracht gezogen werden.

Claims

1. Filter mit akustischen Oberflächenwellen und Resonanzhohlräumen (6&sub1;, 8&sub1;; 7&sub1;; 6&sub2;, 8&sub2;; 8&sub2;, 7&sub2;), wobei das Filter N parallele Filterkanäle (V1, V2, ...) besitzt und N eine ganze Zahl mindestens gleich 2 ist, und wobei jeder Kanal einen Eingangstransduktor (2&sub1;, 2&sub2;, ...) und einen Ausgangstransduktor (4&sub1;, 4&sub2;, ...) aufweist, die zwischen sich eine direkte Strecke definieren, und mindestens zwei reflektierende Netze (8&sub1;; 8&sub2;) enthält, die für diesen Kanal mindestens einen Resonanzhohlraum in Längsrichtung definieren, wobei die Durchlaßamplituden zumindest für diese direkten Strecken praktisch die gleichen für diese N Kanäle sind, dadurch gekennzeichnet, daß der Unterschied in der Ausbreitungslänge auf der direkten Strecke für zwei aufeinanderfolgende Kanäle (V1, V2) im wesentlichen, abgesehen von einem ganzzahligen Vielfachen der Wellenlänge (λ) bei der zentralen Filterfrequenz (fo), dem N-ten Teil dieser Wellenlänge (λ) gleicht, so daß für diese zentrale Frequenz (fo) die Vektorresultierende der Signale dieser N Kanäle, die den direkten Strecken entsprechen, praktisch Null ist und somit praktisch die Transferfunktion als Verzögerungsleitung außerhalb des Sperrbands des Filters zu Null wird.

2. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jede Gruppe aus einem Transduktor und einem Reflektor eine gemeinsame Vorrichtung vom Typ DART (62&sub1;-47&sub2;) bildet.

3. Filter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Reflexionskoeffizienten der DART-Vorrichtungen (62&sub1;-47&sub2;) im Kurzschluß gleich sind.

4. Filter nach einem beliebigen der Ansprüche 2 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eine der DART-Vorrichtungen (62&sub1;-47&sub2;) durch Unterdrückung von Quellen gewichtet ist.

5. Filter nach einem beliebigen der Ansprüche 2 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eine der DART-Vorrichtungen (62&sub1;-47&sub2;) durch eine variable Überdeckung der Finger gewichtet ist.

6. Filter nach einem beliebigen der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eine der DART-Vorrichtungen (62&sub1;-47&sub2;) vom EWC-Typ mit einer Verschiebung von λ/48 ist.

7. Filter nach einem beliebigen der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eine der DART-Vorrichtungen (62&sub1;-47&sub2;) vom EWC-Typ mit einer Verschiebung von λ/16 ist.

8. Filter nach einem beliebigen der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eine der DART-Vorrichtungen (62&sub1;-47&sub2;) aus einer Gruppe von abwechselnden Sendezellen und Reflektorzellen gebildet wird, wobei jede Sendezelle drei Elektroden einer Breite λ/6 besitzt, die einen Abstand von 3λ/4 über eine Strecke gleich λ mit zwei inaktiven Elektroden gefolgt von einer aktiven Elektrode aufweisen, während jede Reflektorzelle zwei inaktive Elektroden der Breite λ/4 in einem Abstand von 3λ/8 über eine Strecke gleich λ besitzt.

9. Oberflächenwellenfilter nach einem beliebigen der Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß es auf einem gemeinsamen Substrat (1) ausgebildet ist, und daß eine Längsrinne (9) in dieses Substrat zwischen jeweils zwei benachbarte Kanäle (V1, V2, ...) eingeschnitten ist, um sie gegenseitig für die akustischen Oberflächenwellen zu isolieren.

10. Oberflächenwellenfilter nach einem beliebigen der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß es auf einem gemeinsamen Substrat (1) ausgebildet ist und daß eine Längsschicht (10) aus einem die akustischen Oberflächenwellen absorbierenden Material zwischen je zwei Kanäle (V1, V2, ...) aufgebracht ist.

11. Oberflächenwellenfilter nach einem beliebigen der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß jeder dieser Kanäle (V1, V2, ...) bezüglich der Mittellinie (L) des Raums zwischen den Transduktoren symmetrisch ist.

12. Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Kanäle einen zentralen Reflektor (8) und zwei äußere Reflektoren (6, 7) enthält.

13. Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß es eine ungerade Anzahl von Kanälen besitzt und daß jeder dieser Kanäle keinen zentralen Reflektor (8), aber äußere Reflektoren (6, 7) enthält, wobei der Winkel (Δ) des Absolutwerts des Reflexionskoeffizienten (r) des zentralen Reflektors zu Null gewählt wird.

14. Oberflächenwellenfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß für eine zusätzliche Sperrung auf der direkten Strecke für die Frequenzen, die im Sperrband von der zentralen Frequenz (fo) abweichen, das Filter aus der parallelen Anordnung von zwei solchen oben erwähnten Strukturen (51, 52) mit mehreren Kanälen gebildet wird, wobei diese Strukturen vom gleichen Typ sind, aber Verschiebungen der direkten Strecken (X-λ/2, X+λ/2) besitzen, die in umgekehrter Richtung von einer Struktur (S1) zur anderen (S2) bezüglich der Längssymmetrieachse (Y) der Einheit und mit zunehmender Entfernung von dieser Symmetrieachse variieren.

15. Filter nach einem beliebigen der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzahl von Elektroden des zentralen Reflektors (8&sub1;, 8&sub2;) So gewählt ist, daß der Reflexionskoeffizient im wesentlichen den Wert -3dB besitzt.

16. Filter nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der zentrale Reflektor (8&sub1;, 8&sub2;) außerdem durch Unterdrückung von Elektroden gewichtet ist und neutrale Zellen besitzt, die die unterdrückten Elektroden ersetzen, um einen konstanten Metallisierungsgrad beizubehalten.

17. Oberflächenwellenfilter nach einem beliebigen der Ansprüche 1 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß es auf einem gemeinsamen Substrat (1) ausgebildet ist und daß die Kanäle (V1, V2, ...) in Längsrichtung gegeneinander so versetzt sind, daß die Kopplungen zwischen diesen Kanälen durch die Gegenphasigkeit zu Null werden.

18. Filter nach einem beliebigen der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß es keine besondere Maßnahmen des Substrats, auf dem die Organe des Filters ausgebildet sind, gegen die Volumenwellen gibt.