DE69026916T2

DE69026916T2 - Verschachtelung in kodierte Modulation für den mobilen Funk

Info

Publication number: DE69026916T2
Application number: DE69026916T
Authority: DE
Inventors: Lee-Fang Wei
Original assignee: AT&T Corp
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1989-12-27
Filing date: 1990-12-11
Publication date: 1996-10-10
Anticipated expiration: 2010-12-12
Also published as: EP0435507A2; CA2030097C; EP0435507A3; DE69026916D1; HK178996A; JPH04841A; CA2030097A1; US5056112A; EP0435507B1; JP2644382B2; ES2087135T3

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung und Verfahren zur Verwendung in einem Kommunikationssystem und eine Vorrichtung und Verfahren zur Verschachtelung von durch Codierung von Eingangsdaten erzeugten gegenseitig abhangigen Signalpunkten.
Bei einigen Kommunikationskanälen hat sich herausgestellt, daß Verfahren codierter Modulation (im Vergleich mit Verfahren sogenannter "uncodierter" Modulation) einen "Codiergewinn" in der Signalleistung ergeben, mit der Folge einer Verbesserung des Fehlerverhaltens des Systems ohne zusätzliche Bandbreite zu erfordern. Beispielsweise hat sich erwiesen, daß trelliscodierte Modulation ein praktisches leistungseffizientes und bandbreiteneffizientes Modulationsverfahren für Kanäle mit "statistischen Fehlern" ist, die durch additives weißes Gaußsches Rauschen (AWGN - additive white Gaussian noise) gekennzeichnet sind. Dieses Verfahren wird heute häufig in handelsüblichen Fernsprechleitungsmodems benutzt und hat eine Steigerung der Leitungsbitraten dieser Modems auf bis zu 19,2 kBit/s ergeben.
Die Fachleute untersuchen heute die Anwendbarkeit von trelliscodierten Modulationsverfahren auf Kanäle mit "Bündelfehlern" wie beispielsweise "schwundbehaftete" Kanäle, d.h. Kanäle, bei denen die Signalamplitude so schwach werden kann, daß eine genaue Wiedergewinnung der übertragenen Informationen schwierig ist. Diese schwundbehafteten Kanäle kommen beispielsweise in der digitalen Zellular-Mobilfunkumgebung vor (die hiernach einfacher als "Mobilfunk" bezeichnet wird). Bei der Anwendung eines Verfahrens mit trelliscodierter Modulation auf Mobilfunk ist es wünschenswert, daß der Code eine "Zeitdiversity" genannte Eigenschaft aufweist, um das Fehlerverhalten des Kommunikationssystems zu verbessern. Diese Zeitdiversity tritt durch eine gegenseitige Abhängigkeit zwischen den durch das Verfahren codierter Modulation erzeugten Signalpunkten in Erscheinung. Man betrachte beispielsweise den Fall, wo über einen Zeitraum zwei Signalpunkte erzeugt werden und zwischen diesen Signalpunkten eine zeitlich diverse gegenseitige Abhängigkeit besteht. Als Ergebnis dieser gegenseitigen Abhängigkeit können die durch die zwei Signalpunkte dargestellten Eingangsdaten unter Umständen genau wiedergewonnen werden, selbst wenn einer der übertragenen Signalpunkte verloren geht. In der Mobilfunkumgebung ist jedoch die Verbesserung des Fehlerverhaltens aufgrund dieser zeitlich diversen gegenseitigen Abhängigkeit begrenzt, da sich typischerweise ein Bündelfehler über eine Anzahl zeitlich benachbarter Signalpunkte erstreckt. Um bei dem obigen Beispiel zu bleiben, können, wenn beide zeitlich diversen übertragenen Signalpunkte aufgrund eines Bündelfehlers verloren gingen, die Eingangsdaten unter Umständen nicht genau wiedergewonnen werden. Man kann sich nicht allein auf die gegenseitige Abhängigkeit an sich von Signalpunkten stützen, um eine genaue Wiedergewinnung des Ausgangssignals zu ermöglichen. Stattdessen wird in solchen Umgebungen häufig ein Verschachteler zur Auseinandertrennung der gegenseitig abhängigen (zeitlich diversen) Punkte benutzt, um die Wirkungen des schwundbehafteten Kanals zu verringern und die Fehlerfestigkeit des Systems weiter zu verbessern.
Nach bekannter Verschachtelerkonstruktion werden die zu übertragenden Signalpunkte von einem Verschachteler in einer Matrix gesammelt bzw. zu einem Rahmen zusammengefaßt, wobei die Matrix nacheinander zeilenweise angefüllt wird. Nachdem eine vordefinierte Anzahl von Signalpunkten in Rahmen zusammengefaßt worden ist, wird der Verschachteler durch sequentielles Auslesen der Spalten der Matrix zur Übertragung entleert. Infolgedessen sind Signalpunkte in derselben Zeile der Matrix, die sich im ursprünglichen Signalpunktfluß in der Nähe voneinander befanden, um eine Anzahl von Signalpunkten beabstandet, die der Anzahl von Zeilen in der Matrix gleich ist. Im Idealfall würde bei der Konstruktion des Verschachtelers die Anzahl von Spalten und Zeilen so ausgewählt werden, daß gegenseitig abhängige Signalpunkte nach der übertragung um mehr als die erwartete Länge des Fehlerbündels für den Kanal beabstandet sein würden. Dies ist jedoch nicht immer sinnvoll, denn mit steigender Anzahl von Spalten und Zeilen steigt auch die Signallaufzeit aufgrund der Rahmenbildung der Signalpunkte. Daraus ergibt sich eine Systembeschränkung der Größe des Verschachtelers, um die Signallaufzeit innerhalb annehmbarer Grenzen zu halten. Andererseits wird durch Beschränken der Größe des Verschachtelers der Abstand zwischen diesen zeitlich diversen gegenseitig abhängigen Signalpunkten und als Folge davon die Verbesserung des Fehlerverhaltens aufgrund des Verschachtelers begrenzt.
In FR-A-2 592 258 wird ein Verschachtelungsansatz beschrieben, bei dem Verschachtelung mit dem folgenden Algorithmus erreicht wird:
xk = x&sub0; + kp modulo B n,
wobei x&sub0; die Beginnzeile, B die Anzahl von Codeworten, 12 die Anzahl von Zeichen bzw. Größe jedes Codewortes, p eine Primzahl von B n ist und k die Werte von 0 bis B n-1 annimmt.
In IEEE International Conference on Communications, 22-25 Juni 1986, Toronto, CA, IEEE New York, Band 3 von 3, Seiten 1607-1611, WAI-HUNG NG, 'Mitigating Ionospheric Scintillation Effects by Integrating Coding and Interleaving' (Lindern von ionosphärischen Szintillationswirkungen durch Integration von Codierung und Verschachtelung) wird ein Verschachtelungsansatz für Faltungscodes offenbart, bei dem a) der codierte Zeichenstrom umgruppiert wird, wobei die Anzahl von Gruppen der Größe des Codewortes gleich ist, und dann b) jede Gruppe einzeln verschachtelt wird.
Nach einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Vorrichtung nach Anspruch 1 vorgesehen.
Nach einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Vorrichtung nach Anspruch 4 vorgesehen.
Nach einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren nach Anspruch 10 vorgesehen.
Nach einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren nach Anspruch 13 vorgesehen.
Wie oben bemerkt, ist bei der Anwendung von Zeitdiversity aufweisenden codierten Modulationsverfahren auf Kommunikationskanäle, die Bündelfehlereigenschaften aufweisen, wie beispielsweise Mobilfunk, im Stand der Technik erkannt worden, daß Anwendung eines Verschachtlers das Fehlerverhalten des Systems verbessert. Zur gleichen Zeit ist von mir jedoch erkannt worden, daß sich das Fehlerverhalten durch Anpassen der X-fachen Zeitdiversity des besonderen benutzten Codes an die besondere Umordnungsfolge des Verschachtelers noch weiter verbessern läßt.
Insbesondere sind der Code und Verschachtler in bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung aneinander angepaßt, wenn für ein beliebiges Paar einer Menge von gegenseitig abhängigen Signalpunkten im verschachtelten Signalpunktstrom diejenigen gegenseitig abhängigen Signalpunkte, die zur X-fachen Zeitdiversity des Codes beitragen, minimal um D&sub2; > D&sub1; beabstandet sind, wobei D&sub1; der Mindestabstand zwischen solchen gegenseitig abhängigen Signalpunkten ist. Damit wird die Fehlerfestigkeit des Systems weiter erhöht und dabei die erforderliche Größe der Verschachtelermatrix nicht gesteigert. So werden die Vorteile der Verschachtelermatrix ohne Einführung zusätzlicher Laufzeit erreicht.
Ein Weg, den Verschachteler an einen bestimmten gegebenen Code anpaßbar zu machen, besteht darin, eine transformierte Matrix aus den Gliedern der Verschachtelermatrix zu bilden und dann benachbarte Spalten der transformierten Matrix auszulesen. Bei diesem Ansatz kann die Entfernung zwischen bestimmten gegenseitig abhängigen Signalpunkten, die zur X-fachen Diversity des Codes beitragen, gegenüber der, die in Verfolgung des bekannten Verschachteleransatzes bereitgestellt würde, vergrößert werden.
Darüberhinaus können Situationen vorkommen, wenn gegenseitig abhängige Signalpunkte nicht auf eine bestimmte Zeile beschränkt, sondern über benachbarte Zeilen ausgebreitet sind. Als Ergebnis werden durch eine Umordnung der Spalten des Verschachtelers gegenseitig abhängige Signalpunkte in derselben Spalte nicht beeinflußt und auch nicht beabstandet werden. Diese gegenseitig abhängigen Signalpunkte werden nunmehr für Bündelfehler und vom Demodulator eingeführtes Rauschen empfindlich sein können. (In bevorzugten Ausführungsformen wird eine Signalkonstellation mit konstanter Amplitude benutzt, um die schnellen Veränderungen der Signalamplitude, die kennzeichnend für Mobilfunk und einige andere schwundbehaf teten Kanäle sind, zu berücksichtigen. Darüberhinaus wird aufgrund der in solchen Kanälen auftretenden schnellen Veränderung der Trägerphase die Verwendung eines nichtkohärenten Differenzerkennungverfahrens bevorzugt. Diese beiden Kriterien werden vorteilhafterweise durch die Verwendung von M-Punkt-Differenzphasenumtastung bzw. M-DPSK erfüllt. Durch den M-DPSK-Demodulationsvorgang werden jedoch korrelierte Rauschabtastwerte zwischen empfangenen benachbarten Signalpunkten eingeführt.)
Diese Belange können durch zusätzliche Umordnung der gegenseitig abhängigen Signalpunkte innerhalb einer Spalte angesprochen werden. Als Ergebnis tritt die Beabstandung von Signalpunkten auf solche Weise auf, daß die Korrelation zwischen durch den M-DPSK-Demodulationsvorgang eingeführten Rauschabtastwerten vorteilhafterweise eliminiert wird und weiterer Schutz gegen Bündelfehler geboten wird.
Zusätzlich ist bei bekannten Verschachtelerkonstruktionsansätzen kein Versuch gemacht worden, gegenseitig abhängige Signalpunkte auseinanderzutrennen, die über benachbarte Rahmen ausgebreitet sind. Es ist erkannt worden, daß das bestimmte Umordnungsverfahren für jeden sequentiellen Rahmen geändert werden kann, so daß über benachbarte Rahmen ausgebreitete gegenseitig abhängige Signalpunkte vorteilhafterweise beabstandet werden.
Abschließend kann, neben der Anpassung des Verschachtelers an einen Code mit X-facher Diversity der Code an einen bestimmten gegebenen Verschachteler, z.B. den einfachen Verschachteler des Standes der Technik, angepaßt werden. Ein Code mit X-facher Zeitdiversity läßt sich daher an den bekannten Verschachteler anpassen, indem eine Folge gegenseitig abhängiger Signalpunkte erzeugt wird, bei der jedes Paar gegenseitig abhängiger Signalpunkte, die X-fache Zeitdiversity aufweisen, im Gegensatz zu den Zeitdiversity aufweisenden Codes im Stand der Technik nicht benachbart sind.

Kurze Beschreibung der Zeichnung

In der Zeichnung zeigt:
Figur 1 ein Diagramm mit N über N Signalisierungsperioden erzeugten Signalpunkten, wobei jeder Signalpunkt aus einer beispielhaften zweidimensionalen M- Phasenumtastungskonstellation genommen ist;
Figur 2 einen Codierer, der zur Realisierung eines beispielhaften zweidimensionalen 8-PSK-Trelliscodes mit 8 Zuständen benutzt wird;
Figur 3 eine 8-PSK-Konstellation, die die Grundlage eines ersten hier offenbarten beispielhaften Trelliscodes bildet;
Figur 4 die Zustandsübergangsmatrix für den Trelliscodierer der Figur 2;
Figur 5 zweifache Zeitdiversity für den vom Trelliscodierer der Figur 2 erzeugten beispielhaften zweidimensionalen 8-DPSK-Code mit 8 Zuständen;
Figur 6 zwei zulässige Signalpunktfolgen mit einer Länge von 5 Signalpunkten für den beispielhaften Trelliscode vom Trelliscodierer der Figur 2;
Figur 7 ein Blockschaltbild eines Datenkommunikationssystems mit einem erfindungsgemäßen Verschachteler;
Figur 8 ein Blockschaltbild des Verschachtelers der Figur 7;
Figur 9 die Funktionsweise des in Figur 8 dargestellten Verschachtelers hinsichtlich eines zweidimensionalen Trelliscodes mit zweifacher Zeitdiversity und einer Decodiertiefe von acht;
Figur 10 die Funktionsweise des die Grundsätze der Erfindung verkörpernden Verschachtelers hinsichtlich eines zweidimensionalen Trelliscodes mit zweifacher Zeitdiversity und einer Decodiertiefe von acht;
Figur 11 einen TDMA-Rahmen mit drei Benutzern;
Figur 12 die Funktionsweise eines erfindungsgemäßen Zweispalten-Verschachtelers unter Verwendung des TDMA-Rahmens der Figur 11;
Figur 13 die Funktionsweise eines erfindungsgemäßen Vierspalten-Verschachtelers unter Verwendung des TDMA-Rahmens der Figur 11.

Detaillierte Beschreibung

Vor der Beschreibung eines Beispiels eines an die Zeitdiversity eines Trelliscodes angepaßten Verschachtelers wird es nützlich sein, an dieser Stelle einige allgemeine Hintergrundinformationen über Trelliscodes zur Verfügung zu stellen.
Im allgemeinen werden mit codierter Modulation wiederholt Eingangsdaten über N Signalisierungsperioden bearbeitet, um eine Menge von N gegenseitig abhängigen Signalpunkten zu erzeugen, nämlich einen Signalpunkt in jeder Signalisierungsperiode. Die Signalpunkte sind insofern gegenseitig abhängig, als sie zusammen als Funktion der bestimmten Eingangsdatenwerte gewählt sind. Ein solcher Code ist "2N-dimensional", da jeder der N Signalpunkte aus einer zweidimensionalen (2D-)Konstellation entnommen ist. Dies ist in Figur 1 dargestellt, wo jeder Signalpunkt (Pi) (i = 1,2...) während einer entsprechenden Signalisierungsperiode abgeliefert wird und einen Punkt aus der vorbestimmten 2D-Konstellation darstellt, die beispielhafterweise in der Figur 1 als Phasenumtastungs- (PSK-phase shift keying) Konstellation mit acht Signalpunkten dargestellt ist.
In einem Trelliscode ist der Wert eines bestimmten Signalpunkts Pi nicht nur von den aktuellen Eingangsdaten in einer bestimmten Signalisierungsperiode abhän gig, sondern auch von vorhergehenden Eingangsdaten aus vorangegangenen Signalisierungsperioden. Dies ist in Figur 2 im Zusammenhang eines beispielhaften Trelliscodierers dargestellt, wobei die Ausgabe ein bestimmter Signalpunkt aus der Signalkonstellation der Figur 3 auf Grundlage des Wertes des binären 3-Tupels (Y2n Y1n, Y0n) ist und wobei der Wert von Y0n von Daten aus vorhergegangenen Signalisierungsperioden als Ergebnis der Speicherglieder 401, 402 und 403 abhängig ist. Die Ausgaben aus diesen Speichergliedern zu einer Zeit (n) kennzeichnenden Zustand des Trelliscodierers zur-Zeit (n), nämlich der Wert des binären 3-Tupels (W1n W2n W3n) . Im vorliegenden Beispiel werden die Speicherglieder jede Signahsierungsperiode (T) aktualisiert und da die Eingangsdaten I1n und 12n zeitlich variieren, wird der Trelliscodierer verschiedene Zustände durchlaufen. Daraus läßt sich eine Zustandsübergangsmatrix wie in Figur 4 dargestellt aufbauen. Der Trelliscodierer der Figur 2 erzeugt einen zweidimensionalen 8-PSK-Trelliscode mit 8 Zuständen.
In der Zustandsübergangsmatrix der Figur 4 wird für diesen beispielhaften Trelliscodierer der aktuelle Zustand entlang der Spalte aufgeführt, der nächste Zustand wird entlang der Zeile aufgeführt und ein Glied der Matrix ist der mit einem übergang vom aktuellen Zustand zum nächsten Zustand verbundene Signalpunktwert. Die leeren Glieder der Matrix stellen unzulässige Zustandsübergänge dar. Wenn beispielsweise der aktuelle Zustand (0,0,0) ist und der nächste Zustand ebenfalls der Zustand (0,0,0) ist, wird ein Signalpunkt mit dem Wert "0" ausgegeben, oder wenn der aktuelle Zustand (1,0,0) ist und der nächste Zustand (0,1,1) ist, dann ist der Wert der Signalpunktausgabe "2". Zusätzlich weist dieser bestimmte Trelliscode auch die Zeitdiversity-Eigenschaft auf, die nunmehr kurz beschrieben wird.
Angenommen der Anfangszustand Wl, W2, W3 des Trelliscodierers der Figur 2 zur Zeit n = 1 ist null. Aus Figur 4 ist leicht ersichtlich, daß jedes beliebige Paar zulässiger unendlicher Folgen von Signalpunkten (P&sub1;, P&sub2;, P&sub3;,...,P ) mit Ursprung im selben Anfangszustand 0 an mindestens zwei Signalpunktstellen unterschiedlich ist. Zwei derartige Folgen, die sich nur in den ersten und zweiten Signalpunkten unterscheiden, sind in Figur 5 dargestellt. Die obige Angabe ist gültig ungeachtet des Anfangszustandes. Dies zeigt, daß der Trelliscode der Figur 2 zweifache Zeitdiversity aufweist. Aus Figur 4 läßt sich weiterhin nachweisen, daß für jedes Paar zulässiger Folgen von Signalpunkten, die sich nur an zwei Signalpunktstellen unterscheiden, die zwei Signalpunktstellen stets nebeneinander liegen und die quadrierte Euklidische Entfernung zwischen diesen beiden Folgen stets 6 ist, angenommen, daß der Radius der 8-PSK-Konstellation eins ist.
Die Decodiertiefe D eines Trelliscodes wird wie folgt definiert. Der Trellisdecodierer trifft eine Entscheidung über einen empfangenen Signalpunkt Pn (siehe Figur 4) nur nach Empfang des Punktes Pn+D-1 Für einen Trelliscode sind alle Signalpunkte gegenseitig abhängig, aber für praktische Zwecke wird nur die Folge aufeinanderfolgender D Signalpunkte als gegenseitig abhängig bezeichnet, solange wie die Decodiertiefe D die Mindestdecodiertiefe nicht unterschreitet.
Die Mindestdecodiertiefe (MD) des Trelliscodes der Figur 2 wird wie folgt bestimmt. Sie wird so gewählt, daß 1), die zweifache Zeitdiversity des Codes bewahrt wird, indem jedes beliebige Paar zulässiger endlicher Folgen mit einer Länge von MD Signalpunkten, die ihren Ursprung im selben Anfangszustand haben und unterschiedliche erste Signalpunkte aufweisen, sich an mindestens zwei Signalpunktstellen unterscheiden; und 2), die quadrierte Euklidische Entfernung zwischen beliebigen zwei derartigen zulässigen endlichen Folgen von Signalpunkten, die sich nur an zwei Signalpunktstellen unterscheiden, auf sechs verbleibt. Wieder aus der Figur 4 läßt sich die Mindestdecodiertiefe dieses Trelliscodes als sechs bestimmen. Dies ist aus Figur 6 ersichtlich. Die Figur 6 zeigt zwei zulässige endliche Folgen mit einer Länge von fünf Signalpunkten, die ihren Ursprung im selben Anfangszustand 0 haben und unterschiedliche erste Signalpunkte 0 und 4 aufweisen. Die beiden Folgen unterscheiden sich nur an zwei Signalpunktstellen. Die quadrierte Euklidische Entfernung zwischen den beiden Folgen beträgt jedoch nur 4,58, was kleiner als 6 ist. Diese Ziffer zeigt, daß eine Decodiertiefe von fünf für diesen beispielhaften Trelliscode nicht dem Erfordernis der Mindestdecodiertiefe entspricht. Andererseits wird durch eine Decodiertiefe von sechs oder mehr sichergestellt, daß sich jedes beliebige Paar zulässiger Folgen mit einer Länge von sechs oder mehr Signalpunkten, die vom selben Anfangszustand ausgehen und unterschiedliche erste Signalpunkte aufweisen, sich an mindestens zwei Signalpunktstellen unterscheiden und wenn sie sich an genau zwei Signalpunktstellen unterscheiden, die quadrierte Euklidische Entfernung zwischen ihnen bei sechs bleibt. Als Beispiel ist für die zulässige, vom Zustand null ausgehende Folge von nur Nullen (0,0,0,0,0,0) die einzige andere zulässige Folge, die vom selben Zustand ausgeht und unterschiedliche erste Signalpunkte hat und zweifache Zeitdiversität aufweist (4,2,0,0,0,0). Alle anderen, vom selben Zustand ausgehenden und unterschiedliche erste Signalpunkte aufweisenden zulässigen Folgen unterscheiden sich von der Folge mit nur Nullen an mindestens drei Signalpunktstellen.
Es ist klar, daß, wenn ein bestimmter Signalpunkt aufgrund von Schwund verloren geht, eine bedeutsame Wahrscheinlichkeit besteht, daß ein zeitlich benachbarter Signalpunkt ebenfalls verloren gegangen sein kann. Die durch die eingebaute Zeitdiversity des Trelliscodes gebotene Fehlerfestigkeit kann daher durch zeitliches Trennen der benachbarten Signalpunkte über einen Verschachteler verbessert werden, so daß es weniger wahrscheinlich ist, daß die beiden Punkte gleichzeitig schwinden. Nach bekannter Verschachtelerkonstruktion sammelt oder faßt ein Verschachteler die zu übertragenden Signalpunkte in einer Matrix zusammen, wobei die Matrix zeilenweise nacheinander aufgefüllt wird. Nach Zusammenfassen einer vordefinierten Anzahl von Signalpunkten wird der Verschachteler durch sequentielles Auslesen der Spalten der Matrix zur Übertragung entleert. Als Ergebnis ist jedes beliebige Paar gegenseitig abhängiger Signalpunkte, das sich im ursprünglichen Signalpunktfluß nebeneinander befand, um eine Anzahl von Signalpunkten gleich der Anzahl von Zeilen (J) in der Matrix beabstandet.
Die Größe eines Rahmens wird durch die Dimensionen eines Verschachtelers dargestellt. Das heißt, die Größe der Zeilendimension ist der Anzahl von Zeilen (J) gleich und die Größe der Spaltendimension ist der Anzahl von Spalten (K) gleich. Diese Dimensionen lassen sich für die Parameter (J) und (K) optimieren und im Idealfall würde bei dem Entwurf des Verschachtelers die Anzahl von Zeilen (J) so ausgewählt werden, daß gegenseitig abhängige Signalpunkte nach der übertragung um mehr als die erwartete Länge eines Fehlerbündels für den Kanal beabstandet sein würden. Beispielsweise wird im Mobilfunk die Wirksamkeit eines Verschachtelers maximiert, wenn der Parameter J größer gleich 1/4 der Trägerwellenlänge geteilt durch die interessierende Mindestfahrzeuggeschwindigkeit multipliziert mit der Signalisierungsrate ist. (Diese Formel beruht auf der Annahme, daß es nur einen einzigen Benutzer je Mobilfunkkanal gibt, wie es der Fall ist, wenn ein Frequenzmultiplexzugriffs- (FDMA- frequency-division-multiplexing-access)Ansatz benutzt wird. Der Fall mit mehr als einem Benutzer je Kanal, d.h. der sogenannte Zeitmultiplexzugriff (TDMA - time-division-multiplexing-access) wird ebenfalls unten besprochen). Andererseits ist die Anzahl von Spalten (K) gewöhnlich der Decodiertiefe des Trelliscodes gleich. In besonderen Anwendungen müssen jedoch die Dimensionen des Verschachtelers unter Umständen weniger als optimal sein, um die vom Verschachteler eingeführte übertragungs- (bzw. Rahmenbildungs-) Verzögerung zu begrenzen. Dies kann notwendig sein, um eine gewünschte Höhe von Datendurchsatz sicherzustellen oder um unnatürliche Verzögerungen zu vermeiden, die ansonsten in eine Umsetzung eingeführt werden können. Als Ergebnis gehören zur Beschränkung der Dimensionen des Verschachtelers Kompromisse bei der Systemauslegung, die das Fehlerverhalten beeinflussen können.
Es hat sich herausgestellt, daß die Verschachtelerkonstruktion so an die bestimmte X-fache Zeitdiversity des angewandten Verfahrens trelliscodierter Modulation angepaßt werden kann, daß der Trennungsabstand (D&sub2;) zwischen gegenseitig abhängigen zeitlich diversen Signalpunkten, die zu der X-fachen Diversity beitragen, gegenüber D&sub1;, dem Mindestabstand zwischen einem beliebigen Paar gegenseitig abhängiger Signalpunkte, die nach dem Verschachteleransatz des Standes der-Technik bereitgestellt werden würden, vergrößert wird. Damit wird die Fehlerfestigkeit des Systems weiter erhöht, aber die erforderliche Größe des Verschachtelers oder die mit dem Verschachtelerbetrieb verbundene Signallaufzeit nicht gesteigert. Insbesondere ist erkannt worden, daß durch Umordnen der Reihenfolge, in der die Spalten von Signalpunkten aus dem Verschachteler ausgelesen werden, der Trennungsabstand über die J Signalisierungsperioden des Standes der Technik hinweg vergrößert werden kann.
Ein erf indungsgemäßer Verschachteler ist in Figur 7 im Verhältnis zum Rest eines Kommunikationssystems dargestellt. Eingangsdaten auf der Leitung 11 werden mit einer Rate von m Bit pro T-Sekunden-Signalisierungsperiode an einen Codierer/Umsetzer 13 angelegt. Über N Signalisierungsperioden von Eingangsdaten werden vom Codierer/Umsetzer 13 N Signalpunkte auf der Leitung 16 ausgegeben, wobei ein bestimmter Signalpunkt Pi einer zweidimensionalen (2D-) M-PSK-Konstellation wie die in Figur 3 gezeigte entnommen und entsprechend dem bestimmten angewandten Trelliscode erzeugt wird. Die vom Codierer/Umsetzer 13 auf Leitung 16 ausgegebenen N aufeinanderfolgenden Signalpunkte werden in einer ursprünglichen Reihenfolge an den Verschachteler 21 angelegt, der die Signalpunkte Pi (wie ausführlicher unten beschrieben) umordnet. Diese vom Verschachteler auf Leitung 24 ausgegebenen umgeordneten Signalpunkte Qi werden an den Modulator 25 angelegt, dessen Ausgabe wiederum an den schwundbehafteten Kanal 30 angelegt wird. Im Empfänger führen Demodulator 41 und Entschachteler 44 die umgekehrten Funktionen des Modulators 25 bzw. Verschachtelers 21 aus. Dementsprechend ist die Ausgabe des letzteren auf Leitungen 45 die der auf Leitungen 16 am Ausgang des Codierers/Umsetzers 13 erscheinenden Folge von Signalpunkten entsprechende Folge von Signalpunkten Pi des Empfängers, die aber durch den Kanal verstümmelt ist. Diese werden an den Decodierer 51 angelegt, der die ursprünglich übertragenen Eingangsdaten wiedergewinnt und auf Leitungen 53 bereitstellt. Die Funktionsweise des Decodierers ist allgemein die eines "Maximum-Likelihood- Detectors" und wird für empfangene Signalpunkte eine Entscheidung über den wahrscheinlichsten Wert der übertragenen Signalpunkte treffen.
In Figur 8 ist eine Blockschaltbild des Verschachtelers 21 dargestellt. Jeder nacheinander eingegebene Signalpunkt Pi auf der Leitung 16 wird von der Eingangssteuerung 210 übernommen und im Speicherglied 211 gespeichert. Man kann sich die gespeicherten Signalpunkte als in einer Matrixanordnung liegend vorstellen. Als Ergebnis der Verschachteler-Matrixanordnung wird jeder nacheinander eingegebene Signalpunkt in einer aufeinanderfolgenden Spalte einer bestimmten Zeile bis zur Anzahl von Spalten der Matrix und dann entlang aufeinanderfolgender Zeilen der Matrix bis zur Anzahl von Zeilen der Matrix gespeichert.
Figur 9 stellt die Bearbeitung des beispielhaften Trelliscodes (mit zweifacher Zeitdiversity zwischen aufeinanderfolgenden Signalpunkten) der Figur 2 durch den Verschachteler dar. Um die Merkmale der vorliegenden Erfindung aufzuzeigen, wird angenommen, daß die Decodiertiefe für diesen Code als acht gewählt wird (im allgemeinen wird die Decodiertiefe eines Trelliscodes etwas größer als seine Mindestdecodiertiefe gewählt), und daß die Anzahl von Spalten des Verschachtelers acht beträgt. Zu einem bestimmten Zeitpunkt wird der Verschachteler 21 einen Rahmen von J x 8 Signalpunkten enthalten, wobei die ersten acht Signalpunkte (P&sub1;, P&sub2;, P&sub3;, P&sub4;, P&sub5;, P&sub6;, P&sub7;, P&sub8;) in der ersten Zeile, die zweiten acht Signalpunkte (P&sub9;, P&sub1;&sub0;, P&sub1;&sub1;, P&sub1;&sub2;, P&sub1;&sub3;, P&sub1;&sub4;, P&sub1;&sub5;, P&sub1;&sub6;) in der zweiten Zeile usw. gespeichert sind, so wie es in der mit "Eingangsmatrix" bezeichneten Matrix dargestellt ist. Die Spalten des Verschachtelers werden in der Reihenfolge A,E,B,F,C,G,D,H ausgelesen. Als Ergebnis sind die zeitlich diversen gegenseitig abhängigen Signalpunkte, die zu der zweifachen Diversity beitragen, nunmehr vorteilhafterweise um 2J Signalperioden anstatt der J Signalisierungsperioden wie beim Stand der Technik beabstandet, wie sich aus der in Figur 9 gezeigten Ausgangsfolge ergibt. Zusätzlich ist durch Auslesen der Spalten der Matrix-in der Reihenfolge A,E,B,F,C,G,D,H jede beliebige Folge von acht aufeinanderfolgenden Signalpunkten (die vom Decodierer zur Entscheidungstreffung über den ersten Signalpunkt der Folge benutzt wird) soweit wie möglich paarweise (um mindestens J-2 Signalisierungsperioden nach Figur 9) beabstandet. (Bei der einfachsten Realisierungsart kann die Ausgangssteuerung 212 solange warten, bis alle Signalpunkte im Rahmen eingelesen worden sind. Bei wirkungsvolleren Ausführungsformen kann der Verschachteler möglicherweise mit dem Auslesen von Signalpunkten beginnen, bevor alle Signalpunkte im Rahmen eingelesen worden sind, solange wie genug Signalpunkte eingelesen worden sind, um einen synchronen Fluß von Signalpunkten auf der Ausgangsleitung 24 sicherzustellen.) Es ist daher klar, daß als Ergebnis des obigen Ansatzes der Verschachteler an die zweifache Diversity des Codes angepaßt worden ist.
Das erfindungsgemäße Konzept des Anpassens des Verschachtelers an den Code wie eben beschrieben kann zusätzlich als ein Vorgang gekennzeichnet werden, durch den die Glieder der Eingangsmatrix umgeordnet werden, um eine "transformierte" Matrix zu erstellen, so daß bei seguentieller Übertragung benachbarter Spalten der transformierten Matrix die zeitlich diversen Signalpunkte um mehr beabstandet sind, als sie nach dem Ansatz des Standes der Technik sein würden. Eine solche transformierte Matrix ist in der Figur 9 dargestellt. Durch getrenntes Auslesen von benachbarten Spalten der transformierten Matrix (wie im Stand der Technik) ergibt sich wieder die oben erwähnte Ausgangsfolge.
In diesem Ausführungsbeispiel wurde die Umordnung durch Durchführung einer Folge von elementaren Transformationen der Eingangsmatrix, beispielsweise durch Austauschen von Spalten B und E erreicht. Eine elementare Transformation wird durch Austauschen von entweder zwei Zeilen oder zwei Spalten gebildet. Allgemeiner gesagt kann ein Code durch Durchführen einer beliebigen geeigneten Unordnung der Glieder der Eingangsmatrix, ob nun als eine oder mehrere elementare Transformationen (d.h. Austauschen von Zeilen und/oder Spalten) oder als irgendeine andere Form der Umordnung (z.B. Vermischen von Zeilen und Spalten) an den Verschachteler angepaßt werden.
Obwohl diese alternative Betrachtungsweise des Anpassens des Verschachtelers an den Code hier nicht weiter besprochen werden wird, wird darauf hingewiesen, daß sie für die nachfolgenden Beispiele gilt.
Neben dem Anpassen der Verschachtelerfunktion an einen bestimmten Trelliscode mit X-facher Zeitdiversity kann ein Trelliscode an den bestehenden Verschachteler des Standes der Technik durch Auseinandertrennen dieser benachbarten X-f achen zeitlich diversen Signalpunkte angepaßt werden. Dies ist ersichtlich, wenn man wieder das vorige Beispiel betrachtet, wo die gegenseitig abhängigen Signalpunkte nun so vom Codierer 13 umgeordnet sind, daß die Zeitdiversity zwischen den ersten und dritten Signalpunktstellen oder den zweiten und vierten Signalpunktstellen usw. aufgewiesen wird. Der Verschachteler des Standes der Technik wird (wie zuvor) ein beliebiges Paar gegenseitig abhängiger Signalpunkte minimal um D&sub1; beabstanden und mit der Erfindung diese gegenseitig abhängigen zeitlich diversen Signalpunkte weiter minimal um D&sub2; beabstanden, so daß D&sub2; > D&sub1;.
Zusätzlich zeigt die Figur 10, daß durch weitere Umordnung der Zeilen irgendeine Korrelation von durch den Demodulator eingeführten Rauschen im wesentlichen beseitigt ist. (Im M-DPSK-Demodulationsvorgang werden korrelierte Rauschabtastwerte zwischen empfangenen benachbarten Signalpunkten eingeführt). Im vorliegenden Beispiel wird die Umordnung der Zeilen durch Auslesen der Zeilen in der folgenden Reihenfolge erreicht:
1,J2 + 1,2,J/2 + 2,...,J/2,J. Obwohl mit dem obigen aufeinanderfolgende Signalpunkte um mindestens 2J weiter Signalisierungsperioden für den ersten Rahmen voneinander getrennt werden, besteht immer noch ein Problem bei der Übertragung des nachfolgenden Rahmens, da Signalpunkte P8J und P8J+1 immer noch seguentiell übertragen werden.
Der Verschachteler funktioniert daher auf zustandsabhängige Weise, indem er einen Zustand von "0" für den ersten Rahmen und einen Zustand "1" für den zweiten Rahmen kennzeichnet, wobei die Abfolge von Spalten- und Zeilenübertragung zwischen aufeinanderfolgenden Rahmen geändert wird. In der Figur 10 wird der Zustand "0" mit dem ersten Rahmen gleichgesetzt und die entsprechende Spalten- und Zeilenübertragung ist bereits beschrieben worden. Für den zweiten Rahmen wird jedoch ein Zustand "1" in Verbindung gesetzt und die Spalten- und Zeilenübertragung ändert sich nunmehr, wobei die Spalten in anderer Reihenfolge E,A,F,B,G,C,H,D ausgelesen und die Zeilen in anderer Reihenfolge J,J/2,...,J/2+2,2,J/2+1,1 ausgelesen werden. Der dritte Rahmen kann zu der Reihenfolge des ersten Rahmens (Zustand 0) zurückkehren und der Vorgang wiederholt sich. Auf diese Weise werden aufeinanderfolgende Signalpunkte noch weiter beabstandet und eine Trennung von mindestens 2J Signalisierungsperioden wird zwischen aufeinanderfolgenden Signalpunkten über die Rahmen hinweg aufrechterhalten.
Das Konzept der Erfindung wird durch ein weiteres Beispiel in einer TDMA-Umgebung dargestellt. Figur 11 ist eine beispielhafte TDMA-Realisierung mit drei Benutzern, wobei jedem Benutzer einer der drei Zeitschlitze in einem TDMA-Rahmen zugewiesen wird, und es wird angenommen, daß in jedem Zeitschlitz zwei Spalten eines Verschachtelers übertragen werden können. Würde der in Figur 9 dargestellte Verschachteler und Trelliscode des Standes der Technik benutzt werden, wären vier TDMA-Rahmen zur übertragung aller acht Spalten des Verschachtelers nötig und dann würden die zeitlich diversen Signalpunkte um J Signalpunkte in einem TDMA-Rahmen beabstandet sein. Aus Systemerwägungen könnte es jedoch vorteilhaft sein, die Anzahl von Verschachtelerspalten wie in Figur 12 auf zwei zu reduzieren, wobei eine Spalte in jedem Zeitschlitz übertragen wird. Aus Figur 12 ist ersichtlich, daß benachbarte Signalpunkte zwischen Spalten A und B aufgeteilt sind. Diese Spalten sind zusätzlich zeitlich durch das TDMA-Rahmenformat getrennt. Es würde jedoch zusätzlich vorteilhaft sein, beliebige acht aufeinanderfolgende Signalpunkte (da die Decodiertiefe acht ist) weiter voneinander zu trennen und im wesentlichen die Korrelation von vom Demodulator eingeführten Rauschen zu beseitigen. Als Ergebnis werden durch Umordnen der Übertragung der Spalten nach Figur 12 aufeinanderfolgende Signalpunkte weiter beabstandet und die Korrelation von vom Demodulator eingeführten Rauschen beseitigt. Umordnung wird dadurch erreicht, daß man feststellt, daß beliebige acht aufeinanderfolgende Signalpunkte im allgemeinen über vier oder fünf aufeinanderfolgende Zeilen ausgebreitet sind, wodurch die Zeilen in der folgenden Reihenfolge ausgelesen werden: 1,J/2 + 1,5,J/2 + 5,...,J-3,2,J/2 + 2 usw. In diesem bestimmten Fall kann einer oder zwei Verschachtelungszustände benutzt werden. Aufgrund des durch die TDMA-Trennung gebotenen zusätzlichen Abstandes ergibt die Verwendung von zwei Verschachtelungszuständen unter Umständen nur einen geringfügigen Gewinn.
In Figur 13 ist ein abschließendes Beispiel eines erfindungsgemäßen Verschachtelers dargestellt. Unter Verwendung derselben TDMA-Rahmenbildung wie bei Figur 11 wird ein vierspaltiger Verschachteler mit demselben beispielhaften Trelliscode und einer Decodiertiefe von acht benutzt. Die Spalten werden hier wieder zusätzlich durch die TDMA-Rahmen auseinandergetrennt und diese Spalten A,B,C und D werden nacheinander übertragen, wobei die aufeinanderfolgenden Signalpunkte stets in anderen Spalten erscheinen. (Man beachte, daß aufgrund der Zeitdiversity zwischen beliebigen zwei aufeinanderfolgen den Signalpunkten Umordnung der Spalten durchgeführt werden könnte, aber die Wirkung nur geringfügig sein würde. Wenn beispielsweise die Spalten als A,C,B,D umgeordnet würden, wären P&sub1; und P&sub2; zusätzlich beabstandet aber nicht P&sub2; und P&sub3;). Die Zeilen werden wieder in der folgenden Reihenfolge umgeordnet: 1,J/2 + 1,3,J/2 + 3,...,J - 1,2,J/2 + 2,...,J. Als Ergebnis sind beliebige acht aufeinanderfolgende Signalpunkte zusätzlich beabstandet.
Aus den obigen Beispielen ist zu erkennen, daß im allgemeinen Fall verschiedene Umordnungsverfahren entweder in den Zeilen- oder Spaltendimensionen der Verschachtelermatrix - je nach der gegenseitigen Abhängigkeit der Signalpunkte - benutzt werden können, um diese gegenseitig abhängigen Signalpunkte weiter zu beabstanden. Insbesondere sind diejenigen Signalpunkte, die zur X- fachen Diversity des Codes beitragen, um mehr als die Anzahl von Zeilen (J) im Verschachteler weiter beabstandet. Weiterhin müssen nachfolgende Rahmen unter Umständen den Umordnungsalgorithmus für die Zeilen und/oder Spalten ändern, um die Trennung zwischen diesen gegenseitig abhängigen Signalpunkten über aufeinanderfolgende Rahmen aufrechtzuerhalten.
Das obige dient nur zur Darstellung der Erfindung. Obwohl beispielsweise die Erfindung hier im wesentlichen mit dem Auslesen von verschiedenen Zeilen und Spalten einer zweidimensionalen Verschachtelermatrix beschrieben wird, kann dieselbe Umordnung auch auf die Art und Weise, auf die die Daten in die Verschachtelermatrix eingegeben werden oder in einer Verschachtelermatrix mit beliebiger Dimension erreicht werden. Weiterhin kann die Anpassung des Verschachtelers an den Code durch Umordnen auf beliebige Weise der Glieder des Verschachtelers bzw. der Eingangsmatrix in eine transformierte Matrix erreicht werden, so daß bei Übertragung sequentieller Spalten gegenseitig abhängige Signalpunkte vorteilhafterweise weiter auseinandergetrennt sind. Auch kann neben der Anpassung des Verschachtelers an den Code der Code an den Verschachteler des Standes der Technik angepaßt werden, indem die Folge von für den Verschachteler erzeugten gegenseitig abhängigen Signalpunkten auf beliebige Weise so umgeordnet wird, daß diese zeitlich diversen gegenseitig abhängigen Signalpunkte nicht benachbart sind.
Darüberhinaus wird, obwohl die Erfindung hier unter Bezugnahme auf beispielsweise eine Verschachteler-"Matrix" und eine transformierte "Matrix" beschrieben und definiert ist, klar sein, daß dies nur ein zweckdienlicher Weg zur Definition der verschiedenen Signalpunktzusammenhänge ist. So kann die Erfindung ausgeführt werden, indem die hier gelehrte bestimmte Umordnung von Signalpunkten erreicht wird, ohne notwendigerweise diese Signale physikalisch in einer zweidimensionalen "Matrix-"- Struktur zu speichern. Stattdessen sollten Definitionen der Erfindung, die Matrixterminologie enthalten können, bestimmte Speicheradressierungsverfahren oder sonstige Weisen der Umordnung der Signalpunkte, die der Signalverarbeitung des eigentlichen Speicherns der Signalpunkte in und des Auslesens derselben aus verschiedenen Adressen entsprechen, umfassen.
Abschließend kann, obwohl die gegenseitig abhängigen Signalpunkte durch trelliscodierte Modulation mit eingebauter Zeitdiversity erzeugt wurden, derselbe Ansatz für ein beliebiges Codierverfahren (z.B. Blockcodierung) benutzt werden, wo es eine gegenseitige Abhängigkeit von Signalpunkten gibt und ein Verschachteler benutzt wird.

Claims

1. Vorrichtung zur Verwendung in einem Kommunikationssystem, gekennzeichnet durch:

Mittel zum Kodieren von Eingangsdaten (13) zur Erzeugung einer Folge von gegenseitig abhängigen Signalpunkten, wobei die Signalpunkte eine Ausgangsreihenfolge aufweisen und die Kodiermittel bewirken, daß die Signalpunkte eine X-fache Zeitdiversity aufweisen, wobei X eine Ganzzahl größer eins ist; und

Mittel zum Verschachteln der gegenseitig abhangigen Signalpunkte (21) zum Bilden einer umgeordneten Folge von Signalpunkten, wobei a) die von den Kodiermitteln verursachte X-fache Diversity der Signalpunkte und b) die Umordnungsfolge der Verschachtelungsmittel aneinander angepaßt sind.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die von den Verschachtelungsmitteln erzeugte umgeordnete Folge derart ist, daß jedes Paar gegenseitig abhängiger Signalpunkte minimal um eine Entfernung D&sub1; beabstandet ist und jedes Paar gegenseitig abhängiger Signalpunkte, die die X-fache Zeitdiversity aufweisen, minimal um eine Entfernung D&sub2; beabstandet ist, wobei D&sub2; größer D&sub1; ist.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Kodiermittel eine Folge gegenseitig abhängiger Signalpunkte erzeugen, bei der jedes Paar der gegenseitig abhängigen Signalpunkte, die X-fache Zeitdiversity aufweisen, beabstandet ist.

4. Vorrichtung zur Verschachtelung von durch die Kodierung von Eingangsdaten erzeugten gegenseitig abhängigen Signalpunkten mit:

Mitteln zum Speichern (211) der besagten Signalpunkte in einer Eingangsmatrix, wobei jeder nacheinander eingegebene Signalpunkt in einer folgenden Spalte einer bestimmten Zeile bis zur Anzahl von Spalten der Matrix und danach entlang aufeinanderfolgender Zeilen der Matrix bis zur Anzahl der Zeilen der Matrix gespeichert wird; und gekennzeichnet durch:

Mittel zum Auslesen (212) der besagten Signalpunkte zum Bilden einer umgeordneten Folge von Signalpunkten, wobei jedes Paar gegenseitig abhängiger Signalpunkte minimal um eine Entfernung D&sub1; beabstandet ist und jedes Paar gegenseitig abhangiger Signalpunkte, die X-fache Zeitdiversity aufweisen, minimal um eine Entfernung D&sub2; beabstandet ist, wobei D&sub2; größer D&sub1; ist und wobei X eine ausgewählte Ganzzahl größer eins ist.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei die Mittel zum Auslesen eine umgeordnete Folge von Signalpunkten bilden, indem sie benachbarte Spalten einer transformierten Matrix von Signalpunkten auslesen, in der Elemente der Eingangsmatrix umgeordnet sind.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, wobei die Mittel zum Auslesen die Elemente der Eingangsmatrix umordnen, indem sie eine elementare Transformation der Eingangsmatrix bilden.

7. Vorrichtung nach Anspruch 5, wobei die durch die Auslesemittel gebildete Umordnung derart ist, daß benachbarte Signalpunkte von einer Spalte der Eingangsmatrix in der umgeordneten Folge beabstandet sind.

8. Vorrichtung nach Anspruch 5, wobei die Auslesemittel auf zustandsabhängige Weise arbeiten und die Umordnungsfolge für jeden Zustand unterschiedlich ist.

9. Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei jeder Eingangssignalpunkt einer zweidimensionalen M-PSK-Konstellation entnommen ist, wobei M eine ausgewählte Ganzzahl ist.

10. Verfahren zur Verwendung in einem Kommunikationssystem, gekennzeichnet durch:

Kodieren von Eingangsdaten zur Erzeugung einer Folge von gegenseitig abhängigen Signalpunkten, wobei die Signalpunkte eine Ausgangsreihenfolge aufweisen und die Kodiermittel bewirken, daß die Signalpunkte eine X-fache Zeitdiversity aufweisen, wobei S eine Ganzzahl größer eins ist; und

Verschachteln von gegenseitig abhängigen Signalpunkten zum Bilden einer umgeordneten Folge von Signalpunkten, wobei a) die von den Kodiermitteln bewirkte X- fache Zeitdiversity der Signalpunkte und b) die Umordnungsfolge der Verschachtelungsmittel aneinander angepaßt sind.

11. Verfahren nach Anspruch 10, wobei der Verschachtelungsschritt weiterhin den Schritt des Umordnens der Eingangssignalpunkte umfaßt, so daß jedes Paar von gegenseitig abhängigen Signalpunkten minimal um eine Entfernung D&sub1; beabstandet ist und jedes Paar von gegenseitig abhängigen Signalpunkten, die X-fache Zeitdiversity aufweisen, minimal um eine Entfernung D&sub2; beabstandet ist, wobei D&sub2; größer D&sub1; ist.

12. Verfahren nach Anspruch 10, wobei der Kodierschritt weiterhin den Schritt des Erzeugens einer Folge gegenseitig abhängiger Signalpunkte umfaßt, wobei jedes Paar der gegenseitig abhängigen Signalpunkte, die X-fache Zeitdiversity aufweisen, beabstandet ist.

13. Verfahren zur Verschachtelung von durch die Kodierung von Eingangsdaten erzeugten gegenseitig abhängigen Signalpunkten mit folgenden Schritten:

Speichern der besagten Signalpunkte in einer Eingangsmatrix, wobei jeder nacheinander eingegebene Signalpunkt in einer folgenden Spalte einer bestimmten Zeile bis zur Anzahl von Spalten der Matrix und danach entlang aufeinanderfolgender Zeilen der Matrix bis zur Anzahl von Zeilen der Matrix gespeichert wird; und gekennzeichnet durch:

Auslesen der besagten Signalpunkte zum Bilden einer umgeordneten Folge von Signalpunkten, wobei jedes Paar gegenseitig abhängiger Signalpunkte minimal um eine Entfernung D&sub1; beabstandet ist und jedes Paar gegenseitig abhängiger Signalpunkte, die X-fache Zeitdiversity aufweisen, minimal um eine Entfernung D&sub2; beabstandet ist, wobei D&sub2; größer D&sub1; ist und wobei X eine ausgewählte Ganzzahl größer eins ist.

14. Verfahren nach Anspruch 13, wobei der Ausleseschritt weiterhin den Schritt des Auslesens benachbarter Spalten einer transformierten Matrix von Signalpunkten umfaßt, in der Elemente der Eingangsmatrix umgeordnet sind.

15. Verfahren nach Anspruch 14, wobei der Ausleseschritt weiterhin den Schritt des Umordnens der Elemente der Eingangsmatrix durch Bilden einer elementaren Transformation der Eingangsmatrix umfaßt.

16. Verfahren nach Anspruch 14, wobei der Ausleseschritt weiterhin den Schritt des Umordnens der Signalpunkte umfaßt, so daß benachbarte Signalpunkte von einer Spalte der Eingangsmatrix in der umgeordneten Folge beabstandet sind.

17. Verfahren nach Anspruch 14, wobei der Ausleseschritt weiterhin den Schritt des zustandsabhängigen Arbeitens umfaßt, wobei die Umordnungsfolge für jeden Zustand unterschiedlich ist.

18. Verfahren nach Anspruch 13, wobei jeder Eingangssignalpunkt einer zweidimensionalen M-PSK-Konstellation entnommen wird, wobei M eine ausgewählte Ganzzahl ist.