DE68926296T2

DE68926296T2 - Rückmelde-übertragevorrichtung mit ausgeglichener last

Info

Publication number: DE68926296T2
Application number: DE68926296T
Authority: DE
Inventors: Roger Frick; Kelly Orth; Randy Paschke; John Schulte; Brian Westfield
Original assignee: Rosemount Inc
Current assignee: Rosemount Inc
Priority date: 1988-06-10
Filing date: 1989-06-08
Publication date: 1996-11-21
Anticipated expiration: 2009-06-09
Also published as: EP0419562B1; DE68926296D1; EP0419562A4; US4878012A; EP0419562A1; WO1989012235A1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Meßschaltungen und insbesondere auf verbesserte Schaltkreise zur Messung eines Parameters unter Verwendung einer Schaltkreistechnik, die Ladungspakete erzeugt.
Die WO-A-8706711 und die WO-A-8800709 beschreiben Meßschaltungen mit ausgeglichener Ladung, die Ladungspakete mit einer Ladungsmenge erzeugen, die eine Funktion eines erfaßten Parameters ist. Die Ladungspakete werden einer Integriervorrichtung zugeführt, die die empfangene Ladung integriert. Das Ausgangssignal der Integriervorrichtung wird einer Vergleichsvorrichtung zugeführt, die ein Ausgangssignal der Vergleichsvorrichtung erzeugt, das zur Steuerung der Anzahl an Ladungspaketen verwendet wird, so daß die Menge an durch die Integriervorrichtung über die Zeit empfangener Ladung zu einem Ladungsausgleich neigt. Ein Ausgangssignal, das den erfaßten Parameter wiedergibt, wird als eine Funktion der Anzahlen an Ladungspaketen mit jeder Polarität, die gebildet werden, erzeugt.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Verbesserungen des Schaltkreises mit ausgeglichener Ladung der Rückkopplungsart, die die Auswirkungen verschiedener Rauschquellen auf die Genauigkeit des Ausgangssignals der Integriervorrichtung, und deshalb auf die Genauigkeit des Ausgangssignals des Schaltkreises verringern.
Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist eine Widerstandsvorrichtung in einem Stromweg mit der Reaktanzvorrichtung und dem Eingang der Integriervorrichtung verbunden. Die Widerstandsvorrichtung verringert die Auswirkungen von Rauschen, das durch die mit der Reaktanzvorrichtung verbundene Streukapazität zum Schaltkreis geleitet wird, und die Auswirkungen von Schalt-Einschwingungen, die mit der Erzeugung und der Übertragung der Ladungspakete auf den Eingang der Integriervorrichtung verbunden sind.
Eine weitere Verbesserung des Schaltkreises bringt eine gemultiplexte Steuerung von Signalen mit sich, die dem Eingang der Vergleichsvorrichtung zugeführt werden. Eine Schaltvorrichtung, die mit dem Eingang der Vergleichsvorrichtung verbunden ist, führt dem Ausgang der Integriervorrichtung zu ausgewählten Zeiten eine erste Spannung oder dem Eingang der Vergleichsvorrichtung eine zweite Spannung zu. Durch Zuführung der ersten und zweiten Spannungen zum Eingang der Vergleichsvorrichtung wird das Ausgangssignal der Vergleichsvorrichtung in einem bekannten Zustand stabilisiert, und der Schwellenpegel der Vergleichsvorrichtung wird vor dem Empfangen des Signais aus dem Ausgang der Integriervorrichtung ausgewählt. Die zeitliche Steuerung der Verbindung des Ausgangs der Integriervorrichtung mit dem Eingang der Vergleichsvorrichtung wird so gesteuert, daß sich das Ausgangssignal der Integriervorrichtung nach dem Empfangen von Ladungspaketen stabilisiert hat, um zu integrieren, bevor das Ausgangssignal der Integriervorrichtung dem Eingang der Vergleichsvorrichtung zugeführt wird. Dies gewährleistet eine stabile Reaktion durch die Vergleichsvorrichtung, was eine Oszillation vermeidet, die ein Rauschen verursachen und die Genauigkeit des Ausgangssignals der Integriervorrichtung stören könnte.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Es zeigen:

Fig. 1 ein Diagramm einer bevorzugten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Meßschaltung;
Fig. 2 ein Schaltdiagramm, das den Rückkopplungsschaltkreis der Meßschaltung aus Fig. 1 zeigt;
Fig. 3A und 3B Zeitdiagramme für den Rückkopplungsschaltkreis aus Fig. 2; und
Fig. 4 ein Schaltdiagramm eines 2-Draht-Meßwertgebers, der die erfindungsgemäße Meßschaltung aufweist.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Fig. 1 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Meßschaltung 10, die der Rückkopplungsart mit ausgeglichener Ladung entspricht, die in den beiden oben erwähnten parallel anhängigen Patentanmeldungen beschrieben ist. Die Meßschaltung 10 weist einen Ladungspaket-Erzeugungsschaltkreis 12, einen Integrier- und Vergleichsschaltkreis 14, einen Rückkopplungsschaltkreis 16, einen Ausgangs-Schaltkreis 18 und einen Auslese-Schaltkreis 20 auf.
Der Ladungspaket-Erzeugungsschaltkreis 12 weist einen kapazitiven Drucksensor 22 auf, der ein Paar veränderliche Kapazitäten C1 und C2 ausbildet, die sich als eine Funktion eines erfaßten Parameters (z.B. Druck) ändern. Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist der S&nsor 22 der kapazitive Drucksensor der Art, die im US-Patent Nr. 4,370,890 von Roger L. Frick gezeigt ist, bei dem der kapazitive Sensor mit einem elektrisch leitfähigen, geerdeten Fluid-Isolieraufbau verwendet wird, der Teil eines Meßwertgebergehäuses ist, das den Sensor umfaßt. Es können ebenso andere Sensoren verwendet werden. Auf die Beschreibung des im US-Patent Nr. 4,370,890 dargestellten Sensors wird vollinhaltlich Bezug genommen.
Der Ladungspaket-Erzeugungsschaltkreis 12 weist auch Lineantätskorrektur-Kondensatoren CL1 und CL2, Rauschunterdrückungs-Widerstände R1 und R2 und Schalter Sl, S2, S3 und S4 auf. Die Kondensatoren CL1 und CL2 sind in Reihe miteinander und parallel mit dem kapazitiven Sensor 22 verbunden. Komplementäre Antriebssignale &sub0; und &sub0; werden den Knoten 24 bzw. 26 zugeführt. Der Knoten 24 ist mit der mittleren Kondensatorplatte 28 des Sensors 22 verbunden, während der Knoten 26 mit der Verbindungsstelle der Kondensatoren CL1 und CL2 verbunden ist.
Der Widerstand R1 ist an einem Ende mit den Kondensatoren C1 und CL1 und an seinem gegenüberliegenden Ende mit den Schaltern S1 und S4 verbunden. Ähnlich ist der Widerstand R2 an einem Ende mit den Kondensatoren C2 und CL2 und an seinem gegenüberliegenden Ende mit den Schaltern S2 und S3 verbunden. Antriebssignale &sub1;, &sub2;, &sub3; und &sub4; steuern die Leitzustände der Schalter S1, S2, S3 bzw. S4.
Die Schalter S1 und S2 sind zusammen mit dem invertierenden (-)-Eingang eines Integrierverstärkers 30 verbunden. Die Schalter S3 und S4 sind mit einem Bezugspotential VREF und mit dem nicht-invertierenden (+)-Eingang des Integrierverstärkers 30 verbunden. Bei einer bevorzugten Ausführungsform liegt die Bezugssspannung VREF in der Mitte zwischen Versorgungsspannungen VDD und VSS.
Der Integrier- und Vergleichsschaltkreis 14 weist den Integrierverstärker 30, einen Integrierkondensator CI, Schalter S5, S6, S7, eine Vergleichsvorrichtung 32 und Widerstände R3 und R4 auf. Der Integrierverstärker 30 erzeugt an seinem Ausgang eine Integrierspannung VI, die das Integral der an seinem invertierenden (-)-Eingang empfangenen Ladungspakete wiedergibt. Die Schalter S5, S6 und S7, die durch Signale I, VDD bzw. VSS gesteuert werden, bilden einen Multiplexer, um dem invertierenden (-)-Eingang der Vergleichsvorrichtung 32 die Integrierspannung VI, die Versorgungsspannung VDD oder die Versorgungsspannung VSS zuzuführen. Der Widerstand R3 ist zwischen dem Ausgang der Vergleichsvorrichtung 32 und ihrem nicht-invertierenden (+)-Eingang verbunden, und der Widerstand R4 ist zwischen dem nicht-invertierenden (+)-Eingang der Vergleichsvorrichtung 32 und VREF verbunden, um eine Hysterese zu erzeugen. Folglich sind, abhängig vom Zustand der Ausgangsspannung VC der Vergleichsvorrichtung 32, an ihrem +-Eingang zwei unterschiedliche Schwellenpegel möglich.
Die Ausgangsspannung VC aus der Vergleichsvorrichtung 32 wird als ein Eingangssignal dem Rückkopplungsschaltkreis 16 zugeführt. Basierend auf dem Zustand des Signals VC leitet der Rückkopplungsschaltkreis zehn Signale von einem Basis-Taktsignal ab. Diese Signale sind &sub0;, &sub0;, VDD, VSS, I, &sub1;, &sub2;, &sub3;, &sub4; und UD.
Der Rückkopplungsschaltkreis 16 steuert die Ladungspakete, die der Integriervorrichtung 30 aus dem Ladungspaket-Erzeugungsschaltkreis 12 zugeführt werden, um über die Zeit einen Ladungsausgleich zu erreichen. Ein oder mehrere Ladungspakete mit einer ersten Polarität werden zugeführt, wenn das &sub1;- Signal den Schalter S1 schließt und somit den Kondensatoren C1 und CL1 über den Widerstand R1 mit dem (-)-Eingang der Integriervorrichtung 30 verbindet. Ladungspakete mit entgegengesetzer Polarität werden der Integriervorrichtung 30 zugeführt, wenn das &sub2;-Signal bewirkt, daß der Schalter S2 geschlossen wird.
Der Ausgangssignal-Schaltkreis 18 empfängt die &sub1;- und &sub2;-Signale zusammen mit dem UD-Signal aus dem Rückkopplungsschaltkreis 16. Das UD-Signal gibt an, ob, sich die Integriervorrichtung nach oben oder unten ändert. Der Ausgangssignal- Schaltkreis 18 akkumuliert Zählungen von Paketen mit entgegengesetzter Polarität, abhängig vom UD-Signal, entweder durch Vorwärts- oder Rückwärtszählen. Basierend auf den Zählwerten liefert der Ausgangssignal-Schaltkreis 18 dem Auslese- Schaltkreis 20 ein Ausgangssignal, das den erfaßten Parameter wiedergibt, der (wie er durch die Linearitätskondensatoren CL1 und CL2 korrigiert ist) durch den Kondensator-Sensor 22 erfaßt wird.
Fig. 2, 3A und 3B zeigen eine bevorzugte Ausführungsform des Rückkopplungsschaltkreises 16. Fig. 2 ist ein schematisches Diagramm, das die Logik-Schaltkreistechnik des Rückkopplungsschaltkreises 16 zeigt, während Fig. 3A und 3B Zeitdiagramme sind, die Signale zeigen, die durch den Rückkopplungsschaltkreis 16 aus Fig. 2 erzeugt werden.
Wie es in Fig. 2 gezeigt ist, weist der Rückkopplungsschaltkreis 16 flankengetriggerte Flip-Flops 34, 36, 38, 40, 42, 44, 46, 48, 50 und 52; AND-Gatter 54, 56, 58, 60, 62, 64, 66 und 68; NAND-Gatter 70, 72 und 74; und NOR-Gatter 76, 78, 80 und 82 auf. In Fig. 2 sind interne Signale innerhalb des Rückkopplungsschaltkreises 16 sowie der Eingang und die Signale bezeichnet. Diese Signale sind in den in Fig. 3A und 3B dargestellten Zeitdiagrammen gezeigt.
Man hat herausgefunden, daß die Auflösung von Rückkopplungsschaltkreisen mit Ladungsausgleich der allgemeinen Art, die in Fig. 1 gezeigt sind, durch mehrere Rauschprobleme begrenzt ist. Um diese Probleme anzugehen, wurden die Widerstände R1 und R2 zum Ladungspaket-Erzeugungsschaltkreis 12 hinzugefügt; und die Schalter S5, S6 und S7 wurdenzurn Integrier- und Vergleichsschaltkreis 14 hinzugefügt.
Die Widerstände R1 und R2 gehen zwei unterschiedliche Rauschprobleme an. Das erste Rauschproblem kann am besten durch Betrachtung einer Ausführungsform der Meßschaltung 10 als ein 2- Draht-Meßwertgeber, wie er in Fig. 4 gezeigt ist, verstanden werden. Bei dieser Ausführungsform sind der Integrier-/Vergleichsschaltkreis 14 (Fig. 1), der Rückkopplungsschaltkreis 16, der Ausgangssignal-Schaltkreis 18 und die Schalter S1 - S4 des Erzeugungsschaltkreises 12 in einen in Fig. 4 gezeigten Kapazitätsidigital- oder C/D-Schaltkreis 100 eingebaut sind. Das Ausgangssignal des C/D-Schaltkreises 100 ist ein digitales Signal, das dem Ausleseschaltkreis 20 zugeführt wird. Bei der in Fig. 4 gezeigten Ausführungsform weist der Ausleseschaltkreis 20 einen Microcomputer 102 (der Bereichsabgleich- und Korrekturfunktionen ausführt), eine Steuerung 104, eine Stromquelle 106, einen Rückkopplungswiderstand RF, einen Spannungsregler 108, Anschlüsse 110 und 112, Kondensatoren CPI und CP2 und Widerstände RP1 und RP2 auf.
Die Anschlüsse 110 und 112 sind mit einer herkömmlichen (nicht gezeigten) 2-Draht-Stromschleife für eine industrielle Prozeßsteuerung verbunden. Der Schleifenstrom IL wird durch die Meßschaltung 10 als eine Funktion des erfaßten Parameters (in diesem Fall ein Differenzdruck, der durch den kapazitiven Drucksensor 22 erfaßt wird) gesteuert. Das digitale Signal wird, wie es durch den Microprozessor 102 korrigiert ist, der Steuerung 104 zugeführt. Der Betrieb der Stromquelle 106 wird durch die Steuerung 104 als eine Funktion des Signais aus dem Microprozessor 102 und eines Rückkopplungssignals, das den durch einen Rückkopplungswiderstand RF fließenden Strom wiedergibt, gesteuert.
Die Versorgungsspannungen VDD und VSS werden durch eine Spannungsregler 108 aus dem Signal (IL) auf der 2-Draht- Schleife abgeleitet. VDD und VSS werden zum Antreiben der gesamten Schaltkreistechnik der Meßschaltung 10, einschließlich der Steuerung 104, des Microprozessors 102 und des C/D- Schaltkreises 100, verwendet.
Die Meßschaltung 10 ist in einem Meßwertgebergehäuse 114 enthalten, das typischerweise geerdet ist. CP1 und RP1 schaffen zwischen dem Anschluß 112 und dem Meßwertgebergehäuse 114 einen Schutzschaltkreis mit niedriger Impedanz. Ähnlich bilden der Kondensator CP2 und der Widerstand RP2 zwischen VDD und dem Gehäuse 114 einen Schutzschaltkreis mit niedriger Impedanz. Typischerweise wird zwischen dem Anschluß 112 und Masse eine Erdung hergestellt. Diese Erdung kann an jeder Stelle vom Meßwertgeber zurück bis zum Steuerungsraum-Ende der 2-Draht- Stromschleife hergestellt werden.
Bei dieser bestimmten Ausführungsform ist der Sensor 22 ein kapazitiver Drucksensor mit einem elektrisch leitfähigen, (mit dem Gehäuse 114) geerdeten Fluid-Isolieraufbau, der ein Teil des Meßwertgebergehäuses 114 ist, das den Sensor 22 umgibt. Folglich wird zwischen dem Gehäuse 114 und jeder der Platten des kapazitiven Drucksensors 22 eine Streukapazitätskopplung eingebracht, wie sie durch die Streukapazitätswerte CS1, CS2 und CS3 wiedergegeben ist.
Da der in Fig. 4 gezeigte Schaltkreis 10 als ein Meßwertgeber in einer typischen industriellen Umgebung verwendet wird, wird er unerwünschtem Rauschen ausgesetzt, das zwischen der Erdung (und deshalb dem Gehäuse 114) und der Masse, an der der Anschluß 112 angebracht ist, auftritt. In einer typischen industriellen Umgebung kann es zum Beispiel von Stelle zu Stelle Erdungspotentialgefälle geben. Darüberhinaus fließen Rauschoder Störsignalströme typischerweise durch Erdungsschleifen innerhalb einer industriellen Anordnung. Diese Rauschströme können zum Beispiel die Folge des Betriebs von Elektromotoren und der durch den Betrieb von Relais verursachten Spannungsspitzen sein. In Fig. 4 ist die Auswirkung dieses Rauschens durch einen Rauschgenerator EN dargestellt, der zwischen dem Gehäuse 114 und V&sub5;&sub5; verbunden und gestrichelt dargestellt ist. Das sich ergebende Rauschen kann durch die Streukapazitätswerte CS1, CS2 und CS3 zum Kondensatorsensor 22 und zum C/D- Schaltkreis 100 geleitet werden. Dies kann wiederum zu Strömen führen, die die Genauigkeit und Auflösung der Meßschaltung 10 beeinträchtigen.
Eine wichtige Funktion der Widerstände R1 und R2 ist es deshalb, einen Rauschstrom, der ansonsten die Genauigkeit des Ausgangssignals des C/D-Schaltkreises 100 beeinträchtigen würde, zu unterdrücken. Die Widerstände R1 und R2 sind so ausgewählt, daß sie hoch genug sind, um für die induzierten Rauschströme eine wirksame Strornbegrenzung zu schaffen, aber niedrig genug sind, so daß die Ubertragung von Ladungspaketen von den Kondensatoren C1 und C2 und den Linearitätskondensatoren CL1 und CL2 innerhalb der Zeitabschnitte des Schließens der Schalter S1 - S4 vervollständigt werden können.
Die Widerstände R1 und R2 gehen auch das zweite Rauschproblem an. Wir haben herausgefunden, daß aufgrund der Rechteckwellenart der &sub0; und &sub0;-Signale, die zum Antrieb der Kondensatoren verwendet werden, eher hohe Spannungsspitzen erzeugt werden. Bei bevorzugten Ausführungsformen ist der C/D-Schaltkreis 100 ein integrierter Schaltkreis, der zwischen seinem Eingang oder Bondanschlußfeldern und den Versorgungsspannungen V und V parasitäre Dioden aufweist. Wenn dem C/D-Schaltkreis 100 eine Spannungsspitze zugeführt wird, die VDD übersteigt oder unter VSS fällt, leitet eine der parasitären Dioden Ladung. Im wesentlichen wirken die parasitären Dioden als Schutz für die restliche Schaltkreistechnik des C/D-Schaltkreises 100. In diesem Fall ist die Leitung der Diode jedoch eine Folge der vorübergehenden Spannungsspitze, die erzeugt wird, wenn die &sub0;- oder &sub0;-Signalschalter Ladung dazu bringen, zum oder aus dem invertierenden (-)-Eingang der Integriervorrichtung 30 zu fließen. Dieser Ladungsfluß stellt einen Fehler dar, der die Genauigkeit der durch die Meßschaltung 10 gelieferten Messung beeinträchtigt
Die Widerstände R1 und R2 beschränken die vorübergehenden Spannungsspitzen, die erzeugt werden, wenn die &sub0;- und &sub0;- Signale den Zustand ändern. Durch Beschränkung der Spannungsspitzen auf eine Größe, die die parasitären Dioden an den Dioden des C/D-Schaltkreises 100 nicht dazu bringt, durchzubrennen, gibt es keinen Ladungsverlust und daher wird eine Quelle der Ungenauigkeit bei der Messung ausgeschaltet. Alternativ kann dieses zweite Rauschproblern auch durch Einbringen von Widerständen zwischen den &sub0;, &sub0;-Leitungen und C1, C2, CL1, CL2 verbessert werden.
Ein drittes Rausch- oder Störsignalproblem wird durch die Meß schaltung 10 aus Fig. 1 durch die Verwendung von Schaltern S5, S6, S7 zusammen mit einer Doppelpegel-Vergleichsvorrichtung, die durch die Vergleichsvorrichtung 32 und die Widerstände R3 und R4 gebildet ist, angegangen. Die Verwendung der Widerstände R3 und R4 verleiht der Vergleichsvorrichtung 32 eine Hystereseeigenschaft, so daß die Vergleichsvorrichtung 32 für geringes Rauschen an ihrem Eingang weniger empfindlich ist. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Er findung liegt VREF in der Mitte zwischen VDD und VSS, und die Widerstände R3 und R4 errichten einen oberen Schwellenpegel von VREF plus 100 Millivolt und eine untere Schwelle von VREF minus 100 Millivolt. Dies schafft insgesamt eine Hysterese von etwa 200 Millivolt beim Betrieb der Vergleichsvorrichtung 32.
Die Schalter S5, S6 und S7 ermöglichen es, daß der invertierende (-)-Eingang der Vergleichsvorrichtung 32 gemultiplext wird. In Abhängigkeit davon, welcher Schalter geschlossen ist, kann die Vergleichsvorrichtung 32 das Ausgangssignal VI der Integriervorrichtung, die Versorgungsspannung VDD oder die Versorgungsspannung VSS empfangen.
Wenn der Schalter S6 geschlossen ist, wird die Versorgungsspannung VDD an den Minus-Eingang der Vergleichsvorrichtung 32 angelegt. Dies bewirkt, daß das Ausgangssignal der Vergleichsvorrichtung niedrig wird. Aufgrund der Widerstände R3 und R4 stellt dies den Schwellenpegel am (+)-Eingang der Vergleichsvorrichtung 32 aufihren unteren Schwellenpegel ein.
Wenn der Schalter S7 geschlossen ist, wird die Versorgungsspannung VSS dem Minus-Eingang der Vergleichsvorrichtung 32 zugeführt. VSS liegt unterhalb des unteren Schwellenpegels der Vergleichsvorrichtung 32, deshalb wird das Ausgangssignal der Vergleichsvorrichtung 32 hoch. Dies bewirkt, daß der hohe Schwellenpegel am (+)-Eingang der Vergleichsvorrichtung 32 angelegt wird.
Wenn der Schalter S5 geschlossen ist, wird das Ausgangssignal der Integriervorrichtung 30 an den (-)-Eingang der Vergleichsvorrichtung 32 angelegt. Da das Ausgangssignal de? Integriervorrichtung 30 jedes Potential aufweisen könnte, ist es möglich, daß das Ausgangssignal der Integriervorrichtung die Vergleichsvorrichtung 32 in eine untere übersteuerungssituation bringen könnte, in der es zwischen den (-)- und den (+ )-Eingängen mehrere Millivolt oder weniger Potential gibt, und in diesem Fall weist die Vergleichsvorrichtung 32 ein unbestimmtes Ansprechen auf. Schlimmstenfalls könnte die Vergleichsvorrichtung 32 tatsächlich mit einem Eingangssignal oszillieren, das eine sehr niedrige Übersteuerungssituation schafft. Die Oszillation hängt von parasitären Faktoren in Verbindung mit der Vergleichsvorrichtung 32 ab. Auf jeden Fall ist es unerwünscht, die Vergleichsvorrichtung 32 oszillieren zu lassen, da eine Oszillation am Ausgang der Vergleichsvorrichtung 32 eine Rauschquelle darstellt, die durch den Rückkopplungs schaltkreis 16 rückgekoppelt werden kann, um ein Rauschen am Eingang der Integriervorrichtung 30 zu verursachen.
Beim Integrationsverfahren gibt es einen Zeitabschnitt, der die "kritische Zeit" ist. Diese "kritische Zeit" ist der Moment, wenn der Schalter S1 oder S2 geöffnet wird, denn das ist dann, wenn die Meßladung wirksam auf den Integrier-Kondensator C&sub1; abgetastet wird. Alles, was die Integriervorrichtung 30 während der kritischen Zeit stört, verursacht einen Meßfehler Es ist deshalb wünschenswert, daß die gesamte Meßschaltung 10 während der kritischen Zeit sehr "still" ist. Durch geeignete zeitliche Steuerung der Betätigung der Schalter S5, S6 und S7 ist es möglich, zu gewährleisten, daß die Vergleichsvorrichtung 30 während der kritischen Zeit stabil ist.
Die zeitliche Steuerung der unterschiedlichen Signale, die durch den Rückkopplungsschaltkreis 16 erzeugt werden, ist in Fig. 3A und 38 gezeigt. Es ist ersichtlich, daß sich die Signale &sub0;, VDD und VSS nicht zeitlich überlappen (sh. Fig. 3A).
Der bestimmte Schalter S6 oder S7, der zum Einstellen des Ausgangssignals und des Schwellenpegels der Vergleichsvorrichtung 32 verwendet wird, bevor der Schalter S5 geschlossen wird, hängt davon ab, ob die Integration in der Integriervorrichtung 30 von Ladungspaketen ist, die durch den Schalter S1 geliefert werden, oder von Ladungspaketen, die durch den Schalter S2 geliefert werden.
Bei der bevorzugten dargestellten Ausführungsform findet eine negative Integration statt, wenn hoch ist, und eine positive Integration tritt auf, wenn &sub0; niedrig ist. Im Falle einer positiven Integration wird &sub0; die Vergleichsvorrichtung 32 so eingestellt, daß sie ein niedriges Ausgangssignal aufweist, so daß die Vergleichsvorrichtung 32 bestimmt, ob das Ausgangssignal VI der Integriervorrichtung oberhalb des unteren Schwellenpegels stabilisiert wird. Im Falle einer negativen Integration wird das Ausgangssignal der Vergleichsvorrichtung 32 hoch eingestellt, so daß VI mit dem oberen Bezugspegel verglichen wird, um zu bestimmen, ob sich VI unterhalb des oberen Bezugspegeis stabilisiert hat.
Mit der Verwendung der Schalter S5, S6 und S7 (zusammen mit der einstellbaren Hysterese in der Vergleichsvorrichtung 32 durch die Widerstände R3 und R4) gewährleistet die vorliegende Erfindung einen stabileren und deshalb genaueren Betrieb der Meßschaltung 10. Dies geht das dritte Rauschproblern an, das durch unerwünschte Oszillation des Ausgangssignals der Vergleichsvorrichtung während der "kritischen Zeit" der Ladungsübertragung auf die Integrationsvorrichtung 30 verursacht wird.
Obgleich die vorliegende Erfindung unter Bezugnahme auf bevorzugte Ausführungsformen beschrieben worden ist, erkennen Fachleute, daß Form und Details verändert werden können, ohne vom Umfang der Erfindung abzuweichen. Zum Beispiel können, obwohl die vorliegende Erfindung in Zusammenhang mit einem bestimmten Schaltkreis mit Ladungsausgleich der Rückkopplungsart beschrieben worden ist, die durch die vorliegende Erfindung geschaffenen Verbesserungen bei einer Vielfalt unterschiedlicher Schaltkreise, einschließlich anderer Schaltkreise dieser allgemeinen Art, die in den beiden oben erwähnten parallel anhängigen Patentanmeldungen beschrieben ist, eingesetzt werden.

Claims

1. Eine Meßschaltung (10) zur Erzeugung eines Ausgangssignals, das einen erfaßten Parameter wiedergibt, wobei die Meßschaltung folgendes aufweist:

eine Erzeugungsvorrichtung (12) zur Erzeugung eines Generatorsignals, das eine Vielzahl von Ladungspaketen aufweist, von denen mindestens einige eine Ladungsgröße aufweisen, die eine Funktion eines erfaßten Pararneters ist; wobei die Erzeugungsvorrichtung eine Reaktanzvorrichtung (C1, C2) zur Ausbildung der Ladungspakete ansprechend auf elektrische Erregersignale und eine Schaltvorrichtung (S1, S2) zur Leitung der Ladungspakete aufweist;

eine Meßvorrichtung (14), die zur Messung des Generatorsignals als eine Funktion der Reaktanzvorrichtung und zur Erzeugung eines Meßsignals (Vc) als eine Funkton dieser mit der Schaltvorrichtung verbunden ist;

eine Rückkopplungsvorrichtung (16, 18), die mit der Meßvorrichtung verbunden ist, um der Erzeugungsvorrichtung ein Rückkopplungssignal als eine Funktion des Meßsignals zuzuführen und um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das die Menge an Ladungspaketen wiedergibt;

und eine Rausch-Unterdrückungsvorrichtung; dadurch gekennzeichnet, daß

die Rausch-Unterdrückungsvorrichtung eine Widerstandsvorrichtung (R1, R2) aufweist, die mit der Reaktanzvorrichtung (Cl, C2) und der Schaltvorrichtung (S1, S2) zur Unterdrückung von Rauschströmen, die von der Erdung hergeleitet werden, und von Rauschströmen, die durch die elektrischen Erregersignale ( &sub0;, &sub0;)verursacht werden, in Reihe geschaltet ist.

2. Meßschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltvorrichtung (S1, S2) als eine Funktion eines Rückkopplungssignal gesteuert ist, um die Leitung der Ladungspakete von der Reaktanzvorrichtung (Cl, C2) zur Meßvorrichtung (14) zu steuern.

3. Meßschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die durch die Reaktanzvorrichtung (Cl, C2) ausgebildeten Ladungspakete einen ersten Abschnitt der Ladungspakete mit einer ersten Polarität und einen zweiten Abschnitt von Ladungspaketen mit einer der ersten Polarität entgegengesetzten zweiten Polarität aufweisen.

4. Meßschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßvorrichtung (14) folgendes aufweist:

eine Integriervorrichtung (30) zur Akkumulation der in dem Generatorsignal enthaltenen Ladungspakete, um ein Integriersignal (VI) als eine Funktion akkumulierter Ladung zu erzeugen:

eine Vergleichsvorrichtung (32) zum Vergleichen des Integriersignals (VI) mit einem von zwei Schwellenpegeln und Erzeugen des Meßsignals (VI) als eine Funktion des Vergleichens; und

eine Vorrichtung (S6, S7) zur Auswahl des durch die Vergleichsvorrichtung (32) verwendeten Schwellenpegeis.

5. Meßschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßvorrichtung weiterhin folgendes aufweist:

eine Vorrichtung (S5) zur wahlweisen Verbindung des Integriersignals (VI) mit der Vergleichsvorrichtung (32).

6. Meßschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswahlvorrichtung (S6, S7) und die Vorrichtung (55) zur -wahlweisen Verbindung durch die Rückkopplungsvorrichtung (16) gesteuert sind.

7. Meßschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Rückkopplungssignal die Schaltvorrichtung (S1, S2) zur Änderung der Polarität der Ladungspakete steuert.

8. Meßschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandsvorrichtung (R1, R2) zwischen der Reaktanzvorrichtung (C1, C2) und der Schaltvorrichtung verbunden ist.

9. Meßschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Reaktanzvorrichtung (C1, C2) ein kapazitiver Drucksensor (22) mit zwei Platten ist.

10. Meßschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß sie weiterhin ein Gehäuse (114) aufweist und daß die Widerstandsvorrichtung (R1, R2) einen ausreichenden Widerstand aufweist, um Auswirkungen von elektrischem Rauschen, das durch die Streukapazität (CS1, CS2, CS3) zwischen dem Gehäuse (114) und dem Sensor (22) zum kapazitiven Drucksensor (22) mit zwei Platten geleitetet wird, zu unterdrücken.