DE68926095T2

DE68926095T2 - Vorwärtsgekoppelter linearer Verstärker

Info

Publication number: DE68926095T2
Application number: DE68926095T
Authority: DE
Inventors: Robert E Myer
Original assignee: AT&T Corp
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1988-10-31
Filing date: 1989-10-20
Publication date: 1996-08-22
Anticipated expiration: 2009-10-21
Also published as: JPH03136406A; JPH0773167B2; US4885551A; EP0367457B1; DE68926095D1; EP0367457A3; CA1295379C; EP0367457A2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft vorwärts gekoppelte Schaltungen und wird in linearen Hochleistungsverstirkern angewandt
In linearen HF-Verstärkern werden Vorrichtungen benutzt, die bei höheren Leistungepegeln nichtlineare Eigenschaften aufweisen, wodurch Signalverzerrung eingeführt wird. Wenn an einem linearen Verstärker mehr als ein Signal angelegt wird, verursachen seine nichtlinearen Eigenschaften eine unerwünschte multiplikative Wechselwirkung zwischen den verstärkten Signalen und das Verstärkerausgangssignal enthält Intermodulationsprodukte. Diese Intermodulationsprodukte verursachen Störungen und Nebensprechen über den Verstärkerfrequenzbetriebsbereich, wobei die Störung feststehende Übertragunganormen überschreiten kann.
Wie gut bekannt ist, kann Intermodulationsverzerrung durch Gegenkopplung der Verzerrungskomponenten, Vorverzerrung des zu verstärkenden Signals zum Aufheben der vom Verstärker erzeugten Verzerrung oder durch Abtrennen der Verzerrungskomponente des Verstärkerausgangssignals und Vorwärtskoppeln der Verzerrungskomponente zum Aufheben der Verzerrung im Verstärkerausgangssignal verringert werden. Von diesen Verfahren bietet der Vorwärtskopplungsansatz die meiste Verbesserung. Vorwärtskopplung ist jedoch am schwierigsten anzuwenden, da sie eine andauernde Veränderung der Amplitude und Phase der abgetrennten Verzerrungskomponente in Anpassung an die Verstärkung und Phasenverschiebung des Verstärkers erfordert.
In US-Patent 3 886 470 ist ein vorwärtsgekoppeltes Verstärkersystem offenbart, in dem ein verstärktes Signal von einem Hauptverstärker mit einem zeitverzögerten nichtverstärkten Signal verglichen wird, um die von dem Hauptverstärker erzeugten Rausch- und Verzerrungskomponenten zu isolieren. Die isolierten Verzerrungs- und Rauschkomponenten werden dann in einem Hilfsverstärker verstärkt und mit dem im Hauptverstärker verstärkten Sional kombiniert, um den von der Hauptverstärkerverzerrung verursachten Fahler aufzuheben. In einem solchen System ist es notwendig, die Verzögerung und Amplitude des nichtverstärkten Signals zu verstellen, um vollständige Isolierung der Verzerrungs- und Rauschkomponenten vom Hauptverstärker zu erhalten und um die Phase und Verstärkung des Hilfsverstärkers zu steuern, um ausreichende Fehleraufhebung zu erreichen. Die automatische Durchführung solcher Verstellungen ist schwierig.
In US-Patent 4 580 105 ist eine Anordnung für die automatische Verringerung von Intermodulationsprodukten in linearen Hochleistungsverstärkern offenbart, wobei ein eine Verzerrung simulierendes Pilotsignal mit einer voreingestellten Frequenz am Eingang eines Verstärkers eingekoppelt wird, in dem Vorwärtsverzerrungskorrektur benutzt wird. Die Höhe des Pilotsignals im Verstärkerausgangssignal wird zur Steuerung einer Steuerung mit abnehmender Schrittgröße benutzt, um die Verstärkung und die Phase des Vorwärtsverzerrungssignals zu verstellen. Auf diese Weise werden sowohl das Pilotsignal als auch die vom Verstärker eingeführte Verzerrung entfernt. Das eingekoppelte Pilotsignal erlaubt ein hohes Maß an automatischer Steuerung. Es bleibt das Problem, ein Pilotsignal zu haben, das einen Teil des Verstärkerbandes einnimmt, der sonst dazu benutzt werden würde, ein informationstragendes Signal zu führen. Der Frequenznutzungswirkungsgrad ist infolgedessen wesentlich verringert.
In US-Patent 4 560 945 ist ein adaptives Vorwärtslöschungssystem offenbart, in dem Modulatoren zur Steuerung der Phase und Amplitude von Löschungssignalen eingesetzt werden, die für die Verringerung von Verzerrungs- und Intermodulationsproduktsignalen einer Reihe von Leistungsverstärkern benutzt werden. Um das Durchkoppeln dieser Signale durch die Modulatoren zum Ausgang des Verstärkers zu vermeiden, sind die Modulatoren an die Eingänge der Reihe von Leistungsverstärkern angeschaltet.
In US-Patent 4 394 624 ist ein Verstärkungssystem für die Verarbeitung von mehreren Kanälen über einen weiten Frequenzbereich offenbart. Vorwärtskopplungsverfahren werden zur Verringerung von Verzerrungsprodukten im Verstärkerausgangssignal benutzt. Verzerrungsverringerung wird dadurch verbessert, daß die Kanäle von einzelnen Frequenzteilbändern des kompensierten Mehrkanalsignals behandelt werden.
Nach der vorliegenden Erfindung ist eine vorwärtsgekoppelte Schaltung nach Anspruch 1 vorgesehen.
In einer Ausführungsform wird das Frequenzspektrum des Verstärkerausgangssignals abgetastet, um eine Frequenz zu erkennen, auf der ein bestehender Träger vorliegt. Die Höhe des demodulierten Trägers wird zur Steuerung der Einstellung der Höhe und Phase des Hauptverstärkerwegsignals benutzt, wodurch die Verstärkung des Hauptverstärkerweges stabilisiert wird.
In einer weiteren Ausführungsform wird das Frequenzspektrum des Verstärkerausgangssignals abgetastet, um eine Frequenz zu erkennen, auf der kein Signal vorliegt, und ein Pilotsignal mit der demodulierten Frequenz wird an die ersten und zweiten Schaltungswege angekoppelt. Die Pilotsignalkomponente der kombinierten Ausgänge der ersten und zweiten Schaltungswege wird zur Steuerung der Höhe und Phaseneinstellung benutzt.

Kurze Beschreibung der Zeichnung

FIG. 1 zeigt ein allgemeines Blockschaltbild eines Verstärkers, in dem ein Trägersignal für Vorwärtsverzerrungskorrektur benutzt wird, das für die Erfindung beispielhaft ist;
FIG. 2 zeigt ein allgemeines Blockschaltbild eines weiteren Verstärkers, in dem ein Pilotsignal für Vorwärtsverzerrungskorrektur benutzt wird, das für die Erfindung beispielhaft ist;
FIG. 3 zeigt ein ausführlicheres Schaltbild der in der Schaltung der FIG. 1 benutzten Steuerung;
FIGUREN 4, 5 und 6 sind Flußdiagramme, die die Funktionsweise der Steuerung für den Verstärker der FIG. 1 darstellen;
FIG. 7 zeigt Wellenformen, die die Funktionsweise der Schaltung der FIG. 1 im Verstärkerfrequenzspektrum darstellen;
FIG. 8 ist ein Flußdiagramm, das die Funktionsweise der Steuerung für den Verstärker der FIG. 2 darstellt;
FIG. 9 zeigt ein allgemeines Blockschaltbild eines weiteren Verstärkers, in dem ein Pilotsignal für Intermodulationsverzerrungskorrektur benutzt wird, das für die Erfindung beispielhaft ist;
FIGUREN 10 und 11 sind Flußdiagramme, die die Funktionsweise der Steuerung für den Verstärker der FIG. 9 darstellen.

Detaillierte Beschreibung

In FIG. 1 ist ein für die Erfindung beispielhafter vorwärtsgekoppelter Verstärker dargestellt, der zur Verstärkung von Signalen über ein vorgeschriebenes Frequenzband betrieben wird. Bezugnehmend auf FIG. 1 wird ein zusammengesetztes Eingangssignal, das eine Mehrzahl von Signalen über das vorgeschriebene Band umfassen kann, vom Zweirichtungskoppler 101 in zwei Teile s&sub1; und s&sub2; geteilt. Die Amplitude und Phase des Signals s&sub1; wird im Amplituden- und Phaseneinsteller 105 verändert, im Hauptverstärker 110 verstärkt und über den Richtkoppler 113, das Verzögerungsglied 119, die Richtkoppler 127 und 130 zum Ausgang 132 gelenkt. Wie schon erwähnt, können vom Leistungsverstärker 110 Verzerrungs- und Intermodulationsproduktkomponenten hinzugefügt werden, welche Verzerrung aus dem am Ausgang 132 erscheinenden Signal entfernt werden muß.
Das Signal s&sub2; wird im Verzögerungskreis 103 verzögert und an einen Eingang des Löschkreises 115 angelegt, ohne daß Verzerrung eingeführt wird. Der Richtkoppler 113 trennt das Signal vom Leistungsverstärker 110 ab und liefert einen Teil des Leistungsverstärkerausgangssignals zum anderen Eingang des Löschkreises 115. Das Signal vom Richtkoppler 113 weist eine Verzerrungsund Intermodulationsproduktkomponente auf, aber das Signal vom Verzögerungsglied 103 ist sauber, d.h. im wesentlichen frei von jeglicher Verzerrung. Das saubere Signal von dem Verzögerungsglied 103 wird im Löschkreis 115 von dem verzerrten Verstärkerausgangssignal abgezogen. Wenn die Amplitude und Phase des Leistungsverstärkereingangssignals richtig eingestellt ist, wird das verstärkte Signal vom Richtkoppler 113 durch das saubere Signal vom Verzögerungsglied 103 aufgehoben. Infolgedessen erscheint nur die Verzerrungs- und Intermodulationskomponente D am Ausgang des Löschkreises.
Ein Teil der Verzerrungskomponente D vom Löschkreis 115 wird durch den Signaltrenner 117, den Amplituden- und Phaseneinsteller 122 und den Korrekturverstärker 124 zum Richtkoppler 127 weitergegeben, wo es von dem über Richtkoppler 113 und Verzögerungsglied 119 angelegten Ausgangssignal des Leistungsverstärkers abgezogen wird. Die Zeitverzögerung des Verzögerungsgliedes 119 ist so eingestellt, daß sie die Signalverzögerung über den Weg mit Signaltrenner 117, Amplituden- und Phaseneinsteller 122 und Hilfsverstärker 124 kompensiert. Aus dem Ausgangssignal vom Richtkoppler 127 wird daher die gesamte oder ein wesentlicher Teil der Verzerrung vom Leistungsverstärker entfernt.
Um maximale Verzerrungsentfernung sicherzustellen, muß das Verzerrungssignal gemessen und müssen Amplituden- und Phaseneinsteller gesteuert werden, um die Verzerrung zu verringern. In FIG. 7 ist das Frequenzband der Schaltung der FIG. 1 dargestellt. In Wellenformen 701, 703 und 705 gezeigte Trägersignale weisen höhere Amplituden als -30db auf und ein Intermodulationsverzerrungsproduktsignal 707 weist eine Amplitude zwischen -30 und -60db auf. Mit der Steuerung 140 wird das Ausgangssignal 132 von einem Ende aus, zum Beispiel fL, des vorgeschriebenen Frequenzbandes der Schaltung der FIG. 1 abgetastet, um das Trägersignal Sc (Wellenform 701) zu lokalisieren. Nach Lokalisierung des Trägersignals wird die Höhe des Trägersignals vom Löschkreis 115 über den Schmalbandempfänger 150 der Steuerung zugeführt und die Amplituden- und Phasenparameter des Amplituden- und Phasenkorrekturkreises 105 werden iterativ von der Steuerung verändert, um die Trägersignalkomponente des Ausgangssignals des Löschkreises auf einen Mindestwert zu treiben. Mit dieser Amplituden- und Phaseneinstellung wird sichergestellt, daß das Ausgangssignal des Löschkreises die maximale Trägersignalverringerung aufweist. Auch ist es notwendig, die Intermodulationsproduktkomponente des Leistungsverstärkerausgangssignals zu minimieren.
Das vorgeschriebene Frequenzband wird wiederum vom Ende fL aus in der FIG. 7 abgetastet, um das Intermodulationsproduktsignal der Wellenform 707 zu erfassen. Sobald das Intermodulationsproduktsignal gefunden ist, werden die Parameter des Amplituden- und Phaseneinstellers 122 iterativ von der Steuerung 140 abgeändert, um das auf der Leitung 134 vom Richtkoppler 130 erscheinende Intermodulationsproduktsignal auf ein Minimum zu reduzieren. Es ist vorteilhafterweise nicht notwendig, einen Teil des vorgeschriebenen Frequenzbandes außer Dienst zu nehmen, um ein Pilotsignal für Verzerrungsverringerung einzufügen.
Die Steuerung 140 ist ausführlicher in FIG. 3 dargestellt. Die Schaltung der FIG. 3 umfaßt eine Signalprozessoranordnung wie beispielsweise den Mikroprozessor D87C51 von Intel und enthält Steuerprogrammspeicher 305, Steuerprozessor 310, Träger- und Intermodulationssignalspeicher 315, Eingangsschnittstelle 303, Ausgangsschnittstelle 335 und Bus 318. Der Analog-Digitalwandler 301 empfängt die Höhe von Signalen darstellende Signale vom Empfänger 150 und wandelt das Analogsignal in eine Reihe von Digitalwerten um. Der nach im Steuerprogrammspeicher 305 gespeicherten Anweisungen arbeitende Steuerprozessor 310 veranlaßt, daß diese Digitalwerte über die Eingangsschnittstelle 303 und den Bus 318 zum Speicher 315 gesandt werden. Der Prozessor liefert auch Digitalsignale zu den Digital-Analogwandlern 320, 325, 330, 340 und 345 über den Bus 318 und die Ausgangsschnittstelle 335. Die Analogausgabe des Wandlers 320 wird dem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 142 zugeführt, um Abtastoperationen zu leiten. Die Ausgangssignale der Wandler 325 und 330 werden über Leitungen 153 und 155 zu der Amplitudeneinstellungssteuerung und der Phaseneinstellungssteuerung des Amplituden- und Phaseneinstellers 105 gesandt, um die Amplituden- bzw. Phaseneigenschaften des Einstellers zu verändern. Die Ausgangssiguale der Wandler 340 und 345 werden über Leitungen 157 und 159 zum Amplituden- und Phaseneinsteller 122 gesandt, um seine Amplituden- und Phasenparameter zu verändern. Die Schnittstelle 335 ist auch mit der Steuerleitung des HF- Schalters 137 verbunden, um seine Stellung während der Steueroperationen zu bestimmen.
Vor Beginn der Funktion der Schaltung der FIG. 1 werden Amplituden- und Phaseneinsteller 105 und 122 von Hand auf optimale Einstellungen getrimmt. Mit der Steuerung 140 wird unter sich verändernden Bedingungen eine optimale Funktion im Zeitablauf aufrechterhalten. Der Amplituden- und Phaseneinsteller 105 verändert die Amplituden- und Phaseneigenschaften des den Leistungsverstärker 110 enthaltenden Schaltungswegs, so daß das Verstärkerausgangssignal vom unverzerrten Eingangssignal von dem Verzögerungsglied 103 gelöscht wird. Die Steuerung 140 wird vom HF-Schalter 137 zuerst mit dem Richtkoppler 130 verbunden und leitet die Abtastung des Frequenzspektrums des Signals von diesem durch VCO 142, Mischer 145 und Schmalbandempfänger 150 in der FIG. 1, um einen Träger zu demodulieren. Danach wird sie mit dem Trennkreis 117 am Ausgang des Löschkreises 115 verbunden und die Amplituden- und Phasenparameter des Einstellers 105 werden zur Minimierung der Höhe des auf Leitung 165 erscheinenden Trägers eingestellt. Nach Minimierung der Trägerkomponente bzw. Durchführung einer voreingestellten Anzahl von Einstellungen wird mit der Steuerung das vorgeschriebene Frequenzband vom Ende fL aus auf der Leitung 134 abgetastet, um ein Intermodulationssignal zu erkennen, und eine Abfolge von Einstellungen der Amplituden- und Phasenparameter des Einstellers 122 durchgeführt, um das Intermodulationssignal auf der Leitung 134 unter einem vorgeschriebenen Schwellwert zu reduzieren. Die Steuerung durchläuft laufend zyklisch die Parametereinstellung von Amplituden- und Phaseneinstellern 105 und 122.
Die Funktion der Steuerung der FIG. 3 wird durch permanent im Steuerprogrammspeicher 305 gespeicherte Anweisungen geleitet. FIG. 4 ist ein Flußdiagramm, das die Funktionsweise der Steuerung 140 entsprechend den darin gespeicherten Anweisungen darstellt. Bezugnehmend auf FIGUREN 3 und 4 werden vom Steuerprozessor 310 anfangs die Digital-Analogwandler 320, 325, 330, 340 und 345 nach Programmschritt 401 rückgesetzt. Danach werden in Schritten 402 und 403 Trägereinstellungssteuersignale und die Intermodulationseinstellungssteuersignale initialisiert und der HF-Schalter 137 wird auf Empfang des Signals auf Leitung 134 gestellt (Schritt 404). Zu diesem Zeitpunkt wird die VCO-Schaltung 142 vom Digital- Analogwandler 320 auf das fL-Ende des vorgeschriebenen Frequenzbereichs des Verstärkers gesetzt. Der HF-Schalter 137 wird so eingestellt, daß er die Leitung 134 an einen Eingang des Mischers 145 ankoppelt, und VCO 142 wird an den anderen Eingang des Mischers 145 angekoppelt. In der Schleife vom Schritt 405 zum Schritt 407 wird das vorgeschriebene Frequenzband abgetastet (Schritt 405), bis auf der Leitung 134 ein Trägersignal erkannt wird (Schritt 407). Am Schmalbandempfänger 150 während der Abtastung erhaltene Signale werden an den Analog-Digitalwandler 301 der FIG. 3 angelegt und vom Steuerprozessor im Datenspeicher 315 gespeichert. Bei Erkennung eines Trägersignals durch den Steuerprozessor werden die Trägersignalamplitude und -frequenz gespeichert und die Abtastfrequenz des VCO 142 wird aufrechterhalten (Schritt 410).
Der Prozessor 310 sendet ein Signal zum HF- Schalter 137, um seine Stellung zu verändern, um das Verzerrungssignal vom Trennkreis 117 an den Mischer 145 anzukoppeln (Schritt 412). Zu diesem Zeitpunkt wird das dem erkannten Träger entsprechende Signal auf der Leitung 165 vom Empfänger 150 an den Analog-Digitalwandler 301 angelegt. Ein Signal N, das die Anzahl von Trägersignaleinstellungen zählt, wird dann auf Eins gesetzt (Schritt 415) und die Trägersignaleinstellungsschleife von Schritt 417 bis 430 begonnen. Während der iterativen Einstellung des erkannten Trägersignal. werden die Parameter des Amplituden- und Phaseneinstellers 105 so verändert, daß das vom Steuerprozessor beobachtete Tragersignal minimiert wird. Die Schleife wird so lange wiederholt, bis das Trägersignal unter einen vorbestimmten Schwellwert abfällt oder bis eine voreingestellte Anzahl von Einstellungen durchgeführt worden ist.
In der Trägereinstellungsschleife wird das Trägersignal am Trennkreis 117 über HF-Schalter 137, Mischer 145 und Empfänger 150 an den Analog-Digitalwandler 301 angelegt. Die Trägergrößendaten werden ausgewertet und an den Amplituden- und Phasenparametern des Einstellers 105 Einstellungen durchgeführt (Schritt 417). Die Größe des Trägersignals M(Sc) wird im Entscheidungsschritt 420 vom Prozessor 310 mit dem vorbestimmten Schwellwert verglichen. Die Schleife wird wiederholt durchlaufen, bis die Trägergröße unter dem Schwellwert TH liegt. Bei jeder Iteration wird die Größe des Trägersignals von Trennkreis 117 mit einem Schwellwert verglichen (Schritt 420). Wenn die Größe des Trägersignals am Trennkreis 117 unter dem Schwellwert, z.B. -30db, liegt, wird die Trägerkomponente im Ausgangssignal des Löschkreises 115 in der FIG. 1 als annehmbar bestimmt, die Steuerung wird dem Schritt 433 übergeben und die Intermodulationssignalverringerung begonnen. Wenn die Größe größer gleich dem Schwellwert TH ist, wird die Trägereinstellungszählung erhöht (Schritt 427) und mit einer vorbestimmten Zahl N* verglichen (Schritt 430). Wenn N* überschritten wird, werden die Iterationen abgeschlossen und im Schritt 433 mit der Intermodulationsproduktsignalverringerung begonnen. Die Operationen des Datenanalyseschrittes 417 sind ausführlicher im Flußdiagramm der FIG. 5 dargestellt.
Bezugnehmend auf FIG. 5 gehört zu der Analyse die getrennte Einstellung der Amplituden- und Phasenparameter des Einstellers 105. Der Entscheidungsschritt 501 wird von Schritt 415 oder Schritt 430 aus begonnen, um festzustellen, ob die Amplitude oder der Phasenparameter in der gegenwärtigen Iteration einzustellen sind. Dies geschieht durch Teilen des Einstellungszählungssignals N durch 10. Wenn das Ergebnis geradzahlig ist, werden die Steuersignale DR, CN und SS im Schritt 505 auf die Amplituden einstellungswerte DRA, CNA und SSA eingestellt. Ansonsten werden die Einstellungssteuersignale DR, CN und SS im Schritt 510 auf DRP, CNP und SSP für die Phaseneinstellung eingestellt. Für Darstellungszwecke nehme man an, daß Amplitudeneinstellung gewählt wird. Das Änderungsrichtungssteuersignal DR wird anfangs auf den in der letzten Iteration erhaltenen Wert, d.h. I (höher) oder D (niedriger) gesetzt. Das Zustandssteuersignal wird je nach dem Korrekturwert der letzten Iteration auf entweder B (besser) oder W (schlechter) gesetzt und die Korrekturschrittgröße SS wird entsprechend der letzten Iteration auf einen großen Wert, Mittelwert oder kleinen Wert gesetzt.
Danach wird der Entscheidungsschritt 515 begonnen, in dem die Steuerparameter bewertet werden. Wenn CN=B und DR=I oder CN=W und DR=D, was eine Verbesserung bei höher oder eine Verschlechterung bei niedriger während der letzten Iteration anzeigt, wird das Steuersignal DR auf I gesetzt und die Steuerspannung am Amplitudeneinstellungs-Digital-Analogwandler 325 wird um einen Betrag erhöht, der der Einstellung des Schrittgrößensignals SS entspricht (Schritt 525). Sollte die Bedingung CN=B und DR=I oder CN=W und DR=D nicht erfüllt sein, wird die Richtungssteuerung DR auf D gesetzt und die Steuerspannung am Amplitudeneinstellungswandler wird um den Betrag verringert, der der letzten Iterationsschrittgröße SB entspricht (Schritt 520). In der ersten Iteration wird die Schrittgröße auf Null voreingestellt.
Nach der Einstellung des Schrittes 520 bzw. des Schrittes 525 wird die erkannte Trägersignalamplitude M(Sc) vom Empfänger 150 der FIG. 1 eingegeben (Schritt 530) und mit der Amplitude M(Sc)* der vorangegangenen Iteration verglichen (Schritt 533). Wenn M(Sc) ≥ M(Sc)*, dann ist der Einstellungszustand schlechter und das Zustandssignal CN wird auf W gesetzt (Schritt 538). Wenn M(Sc) kleiner als M(Sc)* ist, dann ist der Einstellungszustand besser und CN wird auf B gesetzt (Schritt 535). M(Sc)* wird im Schritt 540 als Vorbereitung auf die nächste Iteration auf den aktuellen Größenwert M(Sc) gesetzt.
Danach wird in Entscheidungsschritten 542, 544 und 546 der Bereich des gegenwärtigen Grßensignals M(Sc) bestimmt, so daß die Schrittgröße der nächsten Iteration eingestellt werden kann. Wenn die Größe von M(Sc) relativ zur Spitze des erkannten Trägers größer als -10dB ist, wird die Schrittgröße im Schritt SS0 auf einen großen Wert gesetzt, so daß die nächste Einstellung eine große Korrektur liefert. Durch eine Größe von M(Sc) zwischen -10 und -20db wird die Schrittgröße im Schritt SS2 auf einen Mittelwert gesetzt und eine Schrittgröße zwischen -20 und -30dB erzeugt im Schritt SS4 eine kleine Schrittgröße. Wenn die Größe von M(Sc) weniger als -30dB beträgt, wird die Schrittgröße im Schritt 548 auf Null gesetzt. Da N/10 für die Amplitudeneinstellung geradzahlig ist, wird der Schritt 564 über den Entscheidungsschritt 560 begonnen, und die aktualisierten Parameter DR, CN und SS werden als Signale DRA, CBA und SSA gespeichert. Wenn N/10 ungeradzahlig ist, werden die Steuerparameter DR, CN und SS im Schritt 562 als Signale DRP, CNP und SSP gespeichert. Danach wird die Prozessorsteuerung dem Schritt 420 in der FIG. 4 übergeben.
Wenn das Signal N/10 ungeradzahlig ist, ist die Funktionsweise des Steuerprozessors dieselbe wie schon hinsichtlich der FIG. 5 beschrieben, nur werden das Zustandssteuersignal CNP, das Richtungssteuersignal DRP und das Schrittgrößensignal SSP wie im Schritt 510 angezeigt erhalten und als Steuersignale SN, DR und SS benutzt. Das maximale Einstellungszählungssignal N* kann auf einen hohen Wert, z.B. 10, gesetzt sein, so daß der Steuerprozessor einen der Amplituden- und Phasenparameter des Einstellers 105 zehnmal einstellt und dann den anderen der Amplituden- und Phasenparameter 10 Mal, oder bis die Größe des Trägesignals M(Sc) den Schwellwert TH unterschreitet, einstellt.
Wenn die Trägerverarbeitungsschleife der FIG. 4 über den Entscheidungsschritt 420 oder 430 verlassen wird, bewirkt der Prozessor 310, daß der HF-Schalter 137 umgelegt wird, so daß die Leitung 134 vom Richtkoppler 130 mit einem Eingang des Mischers 145 verbunden wird und der Ausgang des Empfängers 150 dem Ausgangssignal auf der Leitung 134 entspricht (Schritt 433). Danach wird die Steuerung so eingerichtet, daß er den Frequenzbereich des Verstärkers von demselben Ende aus abtastet, das als die Startfrequenz des Trägersignals benutzt wird, um nach einem Intermodulationsproduktsignal, z. B. einem Signal zwischen -30dB und -60dB zu suchen (Schritt 435). Wenn im Schritt 440 ein solches Intermodulationsproduktsignal erkannt wird, wird das Intermodulationszählungssignal M auf Eins gesetzt (Schritt 443) und die Intermodulationseinstellungsschleife von Schritt 445 bis 455 begonnen. Wenn nicht, dann kehrt der Prozessor zum Schritt 404 zurück, so daß der Trägerabtastungsvorgang von Schritten 405 und 407 neu begonnen wird.
In der Intermodulationsverringerungsschleife wird vom Prozessor 310 die Intermodulationssignalgröße IM analysiert und die Amplitude und Phase des Einstellers 122 als Reaktion darauf eingestellt (Schritt 445). Nachdem am Einsteller 122 eine Einstellung durchgeführt worden ist, wird im Entscheidungsschritt 448 das Intermodulationssignal IM geprüft. Wenn die Größe IM nicht zwischen -30 und -60dB liegt, wird die Prozessorsteuerung dem Schritt 404 übergeben und die Trägersignalsuchschleife neu begonnen. Wenn das IM-Signal zwischen -30 und -60dB liegt, wird eine weitere Iteration der Intermodulationsverringerungsschleife benötigt und das Intermodulationszählungssignal M wird erhöht (Schritt 452). Der erhöhte Wert wird mit dem maximalen Zählungssignal M* verglichen (Schritt 455) und die Schleife wird bei Schritt 445 neu begonnen. Wenn die Größe IM größer als -30dB ist, ist das erkannte Signal unter Umständen kein Intermodulationssignal und die Steuerung wird dem Schritt 404 zurückgegeben. Wenn IM unter -60dB liegt, ist der Wert annehmbar und der Schritt 404 wird neu begonnen. Die Intermodulationsverringerungsschleife kann aus einem der Entscheidungsschritte 448 oder 455 verlassen werden.
Der Intermodulationssignalanalyse- und -einstellungsschritt 445 ist ausführlicher in der FIG. 6 dargestellt. Bezugnehmend auf die FIG. 6 gehört zu der Analyse die getrennte Einstellung der Amplituden- und Phasenparameter des Einstellers 122. Der Entscheidungsschritt 601 wird von Schritt 443 oder 455 aus in der FIG. 4 begonnen, um festzustellen, ob in der aktuellen Iteration die Amplitude oder der Phasenparameter einzustellen ist. Dies wird durch Teilen des Einstellungszählungssignals M durch 10 durchgeführt. Wenn das Ergebnis geradzahlig ist, werden die Steuersignale für die Einstellungen DR, CN und 55 im Schritt 605 auf die vorherigen Intermodulationswerte DRIA, CNIA und SSIA eingestellt. Wenn nicht, dann werden die Einstellungssteuersignale DR, CN und SS im Schritt 610 auf die vorherigen Intermodulationswerte DRIP, CNIP und SSIP eingestellt. Für Darstellungszwecke nehme man an, daß Amplitudeneinstellung gewählt wird. Das Änderungsrichtungssteuersignal DR wird anfangs auf den in der letzten Iteration erhaltenen Wert, d.h. I (höher) oder D (niedriger) eingestellt. Das Zustandsteuersignal wird je nach dem Korrekturwert der letzten Iteration auf entweder B (besser) oder W (schlechter) eingestellt und die Korrekturschrittgröße SS wird entsprechend der letzten Iteration auf einen großen Wert, Mittelwert oder kleinen Wert eingestellt.
Danach wird der Entscheidungsschritt 615 begonnen, in dem die Steuerparameter bewertet werden. Wenn CN=B und DR=I oder CN=W und DR=D, was eine Verbesserung bei höher oder eine Verschlechterung bei niedriger während der letzten Iteration anzeigt, wird das Steuersignal DR auf I eingestellt und die Steuerspannung am Amplitudeneinstellungs-Digital-Analogwandler 340 wird um einen Betrag erhöht, der der Einstellung des Schrittgrößensignals SS entspricht (Schritt 625). Sollte die Bedingung CN=B und DR=I oder CN=W und DR=D nicht erfüllt sein, wird die Richtungsteuerung DR auf D eingestellt und die Steuerspannung am Amplitudeneinstellungswandler wird um den der Schrittgröße SS der letzten Iteration entsprechenden Betrag verringert (Schritt 620). In der ersten Iteration wird die Schrittgröße auf Null voreingestellt.
Nach der Einstellung des Schrittes 620 bzw. Schrittes 625 wird die Intermodulationssignalamplitude IM vom Empfänger 150 der FIG. 1 eingegeben (Schritt 630) und mit der Amplitude IM* der vorangegangenen Iteration verglichen (Schritt 633). Wenn IM ≥ IM*, dann ist der Einstellungszustand schlechter und das Zustandssignal CN wird auf W eingestellt (Schritt 638). Wenn IM kleiner als IM* ist, dann ist der Einstellungszustand besser und CN wird auf B eingestellt (Schritt 635). IM* wird dann im Schritt 640 als Vorbereitung auf die nächste Iteration auf den aktuellen Größenwert IM eingestellt.
Danach wird in Entscheidungsschritten 642, 644 und 646 der Bereich des gegenwärtigen Größensignals IM bestimmt, so daß die Schrittgröße der nächsten Iteration eingestellt werden kann. Wenn die Größe von IM relativ zur Spitze des demodulierten Trägers größer als -40dB ist, dann wird die Schrittgröße im Schritt 650 auf einen großen Wert eingestellt und die nächste Einstellung liefert einen großen Korrekturwert. Durch eine Größe von IM zwischen -40 und -50dB wird die Schrittgröße im Schritt 652 auf einen Mittelwert eingestellt und eine Schrittgröße zwischen -50 und -60dB erzeugt im Schritt 654 eine kleine Schrittgröße. Wenn die Größe von IM unter -60dB liegt, wird die Schrittgröße im Schritt 648 auf Null gesetzt. Da M/10 für die Amplitudeneinstellung geradzahlig ist, wird der Schritt 664 über den Entscheidungsschritt 660 begonnen, und die aktualisierten Parameter DR, CN und SS als Signale DRIA, CNIA und SSIA gespeichert. Wenn M/10 ungeradzahlig ist, werden die Steuerparameter DR, CN und SS im Schritt 662 als Signale DRIP, CNIP und SSIP gespeichert. Danach wird die Prozessorsteuerung dem Schritt 448 in der FIG. 4 übergeben.
Wenn das Signal M/10 ungeradzahlig ist, ist die Funktionsweise des Steuerprozessors wie schon hinsichtlich der FIG. 6 beschrieben dieselbe, nur werden das Zustandssteuersignal CNIP, das Richtungssteuersignal DRIP und das Schrittgrößensignal SSIP wie im Schritt 610 angezeigt erhalten und als Steuersignale CN, DR und SS benutzt. Das maximale Einstellungszählungssignal M* kann auf einen Wert wie beispielsweise 10 eingestellt werden, so daß vom Steuerprozessor einer der Amplituden- und Phasenparameter des Einstellers 105 zehnmal eingestellt wird und dann der andere der Amplituden- und Phasenparameter 10 Mal oder bis zur Erfüllung der Bedingungen des Schritts 448 eingestellt wird.
Wenn die Datenanalyse und der Vergleich der Schritte 445 und 448 abgeschlossen sind, wird die Intermodulationszählung M erhöht (Schritt 452), und die Zählung wird im Entscheidungsschritt 455 mit der maximal zulässigen Zählung M(Sc)* verglichen. Wenn M > M*, wird wieder bei Schritt 404 begonnen, um die Trägersignalsuchoperationen zu beginnen. Wenn im Schritt 455 M ≤ M*, wird dann die nächste Iteration im Schritt 445 begonnen. Die Iterationen werden beendet, wenn das Intermodulationsproduktsignal außerhalb des im Entscheidungsschritt 448 eingestellten Bereichs -30 bis -60dB liegt oder die Iterationen im Schritt 445 die Zeitgrenze überschreiten, da das Zählungssignal M > M*. Als Ergebnis der Intermodulationsverringerungsschleifenoperation wird die Intermodulationsverzerrung durch Verstellen der Parameter des Amplituden- und Phaseneinstellers 122 verringert, bis ein annehmbarer Pegel von Intermodulationsverzerrung erhalten wird.
FIG. 2 zeigt ein Blockschaltbild einer weiteren die Erfindung darstellenden Ausführungsform, in der der vorgeschriebene Frequenzbereich der Verstärkerschaltung vom Ende fL aus abgetastet wird, um eine Frequenz zu lokalisieren, auf der es außer Rauschen keinen Träger oder kein anderes Signal gibt. Bei Erkennung einer Stelle im Frequenzbereich, wo nur Rauschen erkannt wird, wird ein Pilotsignal mit der erkannten Frequenz in den Eingang des Leistungsverstärkers eingeführt. Das Pilotsignal funktioniert auf dieselbe Weise wie das hinsichtlich der FIG. 1 beschriebene demodulierte Trägersignal, so daß die Parameter des Hauptverstärker-Amplituden- und -Phaseneinstellers abgeändert werden können, um das Pilotsignal zu minimieren, und die Parameter des Hauptverstärker- Amplituden- und -Phaseneinstellers nach dem Löschkreis abgeändert werden können, um das Intermodulationsproduktesignal zu minimieren.
Bezugnehmend auf FIG. 2 enthält der Leistungsverstärkerschaltungsweg den Richtkoppler 201, Verstärkungsund Phaseneinsteller 205, Leistungsverstärker 210 und Richtkoppler 213, die wie hinsichtlich der FIG. 1 beschrieben funktionieren. Zusätzlich wird vor dem Richtkoppler 201 der Richtkoppler 276 eingefügt, so daß ein Pilotsignal eingeführt werden kann. Der Eingangssignalverzögerungsweg umfaßt das Verzögerungsglied 203. Im Löschkreis 215 wird die Signalkomponente vom Leistungsverstärkerweg durch das verzögerte Eingangssignal vom Verzögerungsweg aufgehoben, so daß am Eingang des Trennkreises 217 die Verzerrungskomponente erscheint. Der Amplituden- und Phaseneinsteller 222 verändert die Verzerrungskomponente vom Löschkreis und legt die veränderte Verzerrungskomponente über den Hilfsverstärker 224 an den Richtkoppler 227 an. Das Verstärkerausgangssignal wird über den Richtkoppler 230 auf der Leitung 232 erhalten. In der FIG. 2 wird das Pilotsignal sowohl in den Leistungsverstärkerweg als auch in den Verzögerungsweg eingeführt und die Größe des Pilotsignals am Ausgang des Löschkreises wird dazu benutzt, die Amplituden- und Phasenparameter des Einstellers 205 einzustellen, um die Pilotsignalgröße am Löschkreisausgang auf ihrem Mindestwert zu halten.
Die Steuerung 240 ist im wesentlichen dieselbe wie die Steuerung 140 der FIG. 1, nur sind die Anweisungen im Steuerprogrammspeicher 305 so geändert, daß das vorgeschriebene Frequenzband vom Ende fL aus abgetastet wird, um eine Frequenz zu lokalisieren, auf der kein Signal vorkommt, und um auf dieser Frequenz ein Pilotsignal in den Richtkoppler 276 einzufügen. Um ein Pilotsignal zu erzeugen, treibt der VCO 242 den Frequenzschieber 272, so daß er ein Signal auf der erkannten Frequenz erzeugt. Das eingefügte Pilotsignal wirkt dann wie hinsichtlich der Flußdiagramme der FIGUREN 4 und 5 beschrieben als Träger. Die Operationen der FIG. 4 und der FIG. 6 hinsichtlich der Intermodulationsproduktsignalverringerung sind unverändert. So werden anstatt der Abtastung nach einem Trägersignal wie in Schritten 405 und 407 die in der FIG. 8 dargestellten Abtastungsschritte durchgeführt.
Bezugnehmend auf FIG. 8 werden anfangs Digital- Analogwandler 325, 330, 340 und 345 im Schritt 801 rückgesetzt, und in Schritten 802 und 803 werden die Pilotsignaleinstellungs- und Intermodulationseinstellungs-Steuersignale initialisiert. Danach wird der HF-Schalter 237 so eingestellt, daß er das Signal auf der Leitung 234 in den Mischer 245 einkoppelt (Schritt 804) und die Steuerung 240 wird zur Abtastung von einem Ende des vorgeschriebenen Frequenzbandes aus nach einer Frequenz, auf der es kein Signal gibt, angeleitet (Schritt 805). Wenn im Schritt 807 die Abwesenheit eines Signals erkannt wird, wird die erkannte Frequenz im Datenspeicher 315 der FIG. 3 gespeichert (Schritt 810). Der HF-Schalter 237 wird dann so eingestellt, daß er den Trennkreis 217 an den Mischer 245 anschaltet (Schritt 812), und das Pilotsignaleinstellungszählungssignal N wird im Steuerungsprozessor auf Null rückgesetzt (Schritt 814). Im VCO 242 wird ein Pilotsignal erzeugt und im Frequenzschieber 272 auf die erkannte Frequenz umgesetzt. Das Pilotsignal mit der erkannten Frequenz wird dann an den Richtkoppler 276 angelegt (Schritt 815). Die übrigen Operationen der FIG. 8 entsprechen den in FIG. 4 gezeigten Operationen hinsichtlich der FIG. 1, nur wird in Schritt 817 der FIG. 8 die Größe des Pilotsignals analysiert und das Pilotsignal abgeschaltet (Schritt 823 der FIG. 8). Die Intermodulationssignalverringerung in Schritten 833 bis 845 ist dieselbe wie in den entsprechenden Schritten der FIG. 4 und FIG. 6, wenn das Intermodulationssignal das erste derartige Signal ist, das in den Abtastoperationen der Schritte 835 und 840 erkannt wird. Vorteilhafterweise wird das Pilotsignal in einem beliebigen unbenutzten Teil des Verstärkerfrequenzbandes eingefügt und für die Übertragung kann außer der unbenutzten Pilotsignalfrequenz das gesamte Frequenzband benutzt werden.
Die Funktionsweise des Verstärkers der FIG. 1 bei der Verringerung von Intermodulationsprodukten ist von der Stabilität des zur Steuerung des Amplituden- und Phaseneinstellers 122 benutzten Intermodulationssignals abhängig. Wie in der Technik gut bekannt ist, kann das von einem Leistungsverstärker erzeugte Intermodulationssignal beträchtlich schwanken. Die Verzerrungsbeseitigung kann weiter verbessert werden, indem anstatt des erkannten Intermodulationssignals ein gut definiertes Pilotsignal zur Verringerung von Verzerrung benutzt wird. Eine veränderte Anordnung zur Nutzung eines solchen gut definierten Pilotsignals ist in der Schaltung der FIG. 9 dargestellt, in der die Trägersignalerkennung und Trägersignalminimierung wie in der FIG. 1 durchgeführt wird. Die Abtastung nach einem Intermodulationssignal wird jedoch durch eine Abtastung nach einer Frequenz, auf der kein Signal vorkommt, ersetzt. Wenn die Abwesenheit eines Signals erkannt wird, wird auf dieser Frequenz ein Pilotsignal in den Leistungsverstärkerweg eingekoppelt, vorzugsweise vor dem Leistungsverstärker 910. Da das Pilotsignal nicht in den Verzögerungsweg eingeführt wird, wird es im Löschkreis 915 nicht gelöscht und steht als Teil der Verzerrungskomponente von diesem zur Verfügung. Die Größe des Pilotsignals auf Leitung 934 vom Richtkoppler 930 wird an die Steuerung 940 angelegt, die Einstellungssignale zum Verstärkungs- und Phaseneinsteller 922 sendet. Wenn dieses Pilotsignal auf einen annehmbaren Pegel reduziert ist, ist es praktisch vom Ausgangssignal eliminiert und stört nicht die vollständige Verwendung des vorgeschriebenen Frequenzbandes des Verstärkers.
Bezugnehmend auf FIG. 9 enthält der Leistungsverstärkerschaltungsweg den Richtkoppler 901, Verstärkungsund Phaseneinsteller 905, Leistungsverstärker 910 und Richtkoppler 913, die wie hinsichtlich der FIG. 1 beschrieben funktionieren. Zusätzlich wird zwischen den Richtkoppler 901 und den Verstärkungs- und Phaseneinsteller 905 der Richtkoppler 976 eingeschaltet, mit dem ein Pilotsignal in den Leistungsverstärkerweg eingeführt werden kann. Der Eingangssignalverzögerungsweg umfaßt das Verzögerungsglied 903. Im Löschkreis 915 wird die Signalkomponente vom Leistungsverstärkerweg durch das verzögerte Eingangssignal vom Verzögerungsweg aufgehoben, so daß am Eingang des Trennkreises 917 die Verzerrungskomponente erscheint. Vom Amplituden- und Phaseneinsteiler 922 wird die Verzerrungskomponente vom Löschkreis verändert und die veränderte Verzerrungskomponente über den Hilfsverstärker 924 an den Richtkoppler 927 angelegt. Das Verstärkerausgangssignal wird über den Richtkoppler 930 auf der Leitung 932 erhalten. Wie schon erwähnt, erscheint das Pilotsignal, wenn es am Richtkoppler 976 eingeführt wird, am Ausgang des Löschkreises 915 als nicht durch die Einstellung des Verstärkungs- und Phaseneinstellers 905 beeinflußter Teil der Verzerrungskomponente.
Die Steuerung 940 ist im wesentlichen dieselbe wie die Steuerung 140 der FIG. 1, nur werden die Anweisungen im Steuerprogrammspeicher 305 nach Trägersignalerkennung und -einstellung abgeändert, um das vorgeschriebene Frequenzband vom Ende fL aus in FIG. 7 abzutasten, um eine Frequenz zu lokalisieren, auf der kein Signal vorkommt, und um auf dieser Frequenz ein Pilotsignal in den Richtkoppler 976 einzukoppeln. Die Funktionen der Steuerung 940 sind in den Flußdiagrammen der FIGUREN 10 und 11 dargestellt. Um ein Pilotsignal zu erzeugen, treibt der VCO 942 den Frequenzschieber 972 an, der wie in der Technik gut bekannt ein Signal auf der erkannten Frequenz erzeugt. Das eingekoppelte Pilotsignal wirkt dann anstelle des hinsichtlich der Flußdiagramme der FIGUREN 4 und 6 beschriebenen Intermodulationssignals. Die Funktionen der FIG. 10 hinsichtlich der Trägersignalverringerung durch Veränderung der Parameter des Verstärkungs- und Phaseneinstellers 905 sind im wesentlichen dieselben wie in FIGUREN 4 und 5. Die auf die Abtastung nach einer unbenutzten Frequenz und Einstellung der Parameter des Verstärkungs und Phaseneinstellers 922 bezogenen Funktionen der FIGUREN 10 und 11 unterscheiden sich jedoch von der Abtastung nach einem Intermodulationssignal und der Einstellung des Verzerrungssignals in FIGUREN 4 und 6.
Bezugnehmend auf FIGUREN 3, 9 und 10 werden anfangs Digital-Analogwandler 325, 330, 340 und 345 im Schritt 1001 rückgesetzt und in Schritten 1002 und 1003 werden die Trägereinstellungssignale DRA, CNA, SSA, DRP, CNP und SSP und Pilotsignaleinstellungssteuersignale DRPA, CNPA, SSPA, DRPA, CNPP und SSPP initialisiert. Der HF-Schalter 937 wird dann so eingestellt, daß er das Signal auf der Leitung 934 in dem Mischer 942 einkoppelt (Schritt 1004). In der Schleife vom Schritt 1005 zum Schritt 1007 wird das vorgeschriebene Frequenzband abgetastet (Schritt 1005), bis auf Leitung 934 ein Trägersignal erkannt wird (Schritt 1007). Am Schmalbandempfänger 950 während der Abtastung erhaltene Signale werden an den Analog-Digitalwandler 301 der FIG. 3 angelegt und vom Steuerprozessor im Datenspeicher 315 gespeichert. Bei Erkennung eines Trägersignals durch den Steuerprozessor werden die Trägersignalamplitude und - frequenz in der Steuerung gespeichert und die Abtastfrequenz des VCO 942 wird aufrechterhalten (Schritt 1010).
Der Prozessor 310 sendet ein Signal zum HF- Schalter 937, um seine Stellung zu verändern und das ungelöschte Signal vom Trennkreis 917 an den Mischer 945 anzukoppeln (Schritt 1012). Zu diesem Zeitpunkt wird das dem erkannten Träger entsprechende Signal vom Empfäger 950 an den Analog-Digitalwandler 301 angelegt. Danach wird ein Signal N, das die Anzahl von Trägersignaleinstellungen zählt, auf Null gesetzt (Schritt 1015) und die Trägersignaleinstellungsschleife von Schritt 1017 zu Schritt 1030 begonnen. Während der iterativen Einstellung des erkannten Trägersignals werden die Parameter des Amplituden- und Phaseneinstellers 905 so verändert, daß das vom Steuerprozessor beobachtete Trägersignal minimiert wird. Die Schleife wird so lange wiederholt, bis das Trägersignal einen vorbestimmten Schwellwert unterschreitet oder bis eine voreingestellte Anzahl von Einstellungen durchgeführt worden ist.
In der Trägereinstellungsschleife wird das Trägersignal am Trennkreis 917 über HF-Schalter 937, Mischer 945 und Schmalbandempfänger 950 an den Analog- Digitalwandler 301 angelegt. Die Trägergrößendaten werden analysiert und an den Amplitiden- und Phasenparametern des Einstellers 905 werden Einstellungen durchgeführt (Schritt 1017). Die Größe des Trägersignals M(Sc) wird vom Prozessor 310 im Entscheidungs(Schritt 1020) mit dem vorbestimmten Schwellwert verglichen. Die Schleife wird wiederholt, bis die Tragergröße den Schwellwert TH unterschreitet. Bei jeder Iteration wird die Größe des Trägersignals vom Trennkreis 917 mit einem Schwellwert verglichen (Schritt 1020). Wenn die Größe des Trägersignals am Trennkreis 917 unter dem Schwellwert liegt, wird die Trägerkomponente im Ausgangssignal des Löschkreises 915 in der FIG. 9 als annehmbar bestimmt, die Steuerung wird zum Schritt 1033 weitergegeben und die Intermodulationsverzerrungsverringerung begonnen. Wenn die Größe größer gleich dem Schwellwert TH ist, wird die Trägereinstellungszählung erhöht (Schritt 1027) und mit einer vorbestimmten Zahl N* verglichen (Schritt 1030). Wenn N* überschritten wird, werden die Iterationen abgeschlossen. Die Einzelheiten der Funktionen des Schrittes 1017 sind dieselben wie in der FIG. 5 hinsichtlich der FIG. 1 aufgeführt.
Nach Verlassen der Trägereinstellungsschleife wird der HF-Schalter 937 so eingestellt, daß die Leitung 934 mit dem Mischer 945 verbunden wird (Schritt 1033) und die Pilotsignaloperationen werden in der Schleife einschließlich der Schritte 1035 und 1040 begonnen. Im Schritt 1035 wird das Frequenzband des Verstärkers über jeweils einen schmalen Teil abgetastet. Wenn die Abwesenheit eines Signals durch Überwachung auf ein niedrigeres Ausgangssignal als jedes erwartete Signal auf der Leitung 934 erkannt wird (Schritt 1040), wird die Frequenz, auf der nur Rauschen erhalten wird, gespeichert (Schritt 1041). Danach wird auf der erkannten Frequenz ein Pilotsignal eingeschaltet und an den Richtkoppler 976 angelegt (Schritt 1043). Der Pilotsignaleinstellungszähler der Steuerung 940 wird auf Null gesetzt (Schritt 1044) und die Pilotsignaleinstellungsschleife vom Schritt 1045 zum Schritt 1055 begonnen. Im Schritt 1045 wird die Größe des Pilotsignals auf Leitung 934 über den HF-Schalter 937, Mischer 945 und Schmalbandempfänger 950 an die Steuerung 940 angelegt und die Amplitude und Phase des Einstellers 922 verändert, um das Signal auf der Leitung 934 zu verringern. Nach jeder Einstellung wird die Größe des Pilotsignals mit dem -60dB-Pegel verglichen (Schritt 1048). Wenn das Pilotsignal -60dB unterschreitet, wird das Pilotsignal ausgeschaltet (Schritt 1060) und die Steuerung 940 beginnt wieder mit Schritt 1004, um die Trägersuchoperationen neu zu beginnen. Wenn nicht, dann wird die Pilotsignaleinstellungszählung erhöht (Schritt 1052) und die Zählung M wird mit der Höchetzählung M* verglichen (Schritt 1055). Die Pilotsignaleinstellungsschleife wird so lange wieder bei Schritt 1045 begonnen, bis die Zählung M* erreicht ist oder die Pilotsignalgröße unter -60dB abfällt.
Der Pilotsignalanalyse- und -einstellungsschritt 1045 wird ausführlicher in der FIG. 11 gezeigt. Bezugnehmend auf FIG. 11 gehört zu der Analyse die getrennte Einstellung der Amplituden- und Phasenparameter des Einstehers 922. Der Entscheidungsschritt 1101 wird von Schritt 1043 oder 1055 in der FIG. 10 aus begonnen, um festzustellen, ob die Amplitude oder der Phasenparameter in der gegenwärtigen Iteration einzustellen sind. Wie schon beschrieben, wird dies durch Teilen des Einstellungszählungssignals M durch 10 durchgeführt. Wenn das Ergebnis geradzahlig ist, werden die Steuersignale für die Einstellungen DR, CN und SS auf die vorherigen Amplitudeneinstellungswerte DRPA, CNPA und SSPA eingestellt. Wenn nicht, dann werden die Einstellungssteuersignale DR, CN und SS im Schritt 1110 auf die vorherigen Phaseneinstellungswerte DRPP, CNPP und SSPP eingestellt. Für Erläuterungszwecke nehme man an, daß Amplitudeneinstellung gewählt wird. Das Anderungsrichtungssteuersignal DR wird anfangs auf den in der letzten Iteration erhaltenen Wert, d.h. I (höher) oder D (niedriger) eingestellt. Das Zustandssteuerungssignal wird je nach dem Korrekturwert der letzten Iteration auf entweder B (besser) oder W (schlechter) eingestellt und die Korrekturschrittgröße SS wird entsprechend der letzten Iteration auf einen großen Wert, einen Mittelwert oder einen kleinen Wert eingestellt.
Danach wird mit dem Entscheidungsschritt 1115 begonnen, in dem die Steuerparameter bewertet werden. Wenn CN=B und DR=I oder CN=W und DR=D, was eine Verbesserung bei höher oder eine Verschlechterung bei niedriger während der letzten Iteration anzeigt, wird das Steuersignal DR auf I eingestellt und die Steuerspannung am Amplitudeneinutellungs-Digital-Analogwandler 340 wird um einen der Einstellung des Schrittgrößensignals SS entsprechenden Betrag erhöht (Schritt 1125). Sollte die Bedingung CN=B und DR=I oder CN=W und DR=D nicht erfüllt sein, wird die Richtungssteuerung DR auf D eingestellt und die Steuerspannung am Amplitideneinstellungswandler wird um den der Schrittgröße SS der letzten Iteration entsprechenden Betrag verringert (Schritt 1120). In der ersten Iteration wird die Schrittgröße auf Null voreingestellt.
Nach der Einstellung des Schrittes 1120 bzw. Schrittes 1125 wird die Pilotsignalamplitude PM vom Empfänger 950 der FIG. 9 aus eingegeben (Schritt 1130) und mit der Amplitude der vorangegangenen Iteration PM* verglichen (Schritt 1133). Wenn PM ≥ PM*, dann ist der Einstellungszustand schlechter und das Zustandssignal CN wird auf W gesetzt (Schritt 1138). Wenn PM kleiner als PM* ist, dann ist der Einstellungszustand besser und CN wird auf B eingestellt (Schritt 1135). Danach wird PM* im Schritt 1140 als Vorbereitung auf die nächste Iteration auf den aktuellen Größenwert PM eingestellt.
Danach wird in Entscheidungsschritten 1142, 1144 und 1146 der Bereich des gegenwärtigen Größensignals PM bestimmt, so daß die Schrittgröße der nächsten Iteration eingestellt werden kann. Wenn die Größe von PM relativ zur Spitze des erkannten Trägers größer als -40dB ist, wird die Schrittgröße im Schritt 1150 auf einen großen Wert gesetzt und die nächste Einstellung liefert einen großen Korrekturwert. Durch eine Größe von PM zwischen -40 und -50dB wird die Schrittgröße im Schritt 1152 auf einen Mittelwert eingestellt und eine Schrittgröße zwischen -50 und -60dB erzeugt im Schritt 1154 eine kleine Schrittgröße. Wenn die Größe von PM weniger als -60dB beträgt, wird die Schrittgröße im Schritt 1148 auf Null gesetzt. Da M/10 für die Amplitudeneinstellung geradzahlig ist, wird über den Entscheidungsschritt 1160 der Schritt 1164 begonnen und die aktualisierten Parameter DR, CN und SS werden als Signale DRPA, CNPA und SSPA gespeichert. Wenn M/10 ungeradzahlig ist, werden die Steuerparameter DR, CN und SS im Schritt 1162 als Signale DRPP, CNPP und SSPP gespeichert. Danach wird die Prozessorsteuerung dem Schritt 1048 in der FIG. 10 übergeben.
Wenn das Signal M/10 ungeradzahlig ist, ist die Funktionsweise des Steuerprozessor. wie schon hinsichtlich der FIG. 11 beschrieben dieselbe, nur werden das Zustandssteuersignal CNPP, Richtungsateuersignal DRPP und Schrittgrößensignal SSPP wie im Schritt 1110 angezeigt erhalten und als Steuersignale CN, DR und SS benutzt. Das Höchsteinstellungszählungssignal M* kann auf 10 gesetzt werden, so daß vom Steuerprozessor einer der Amplituden- und Phasenparameter des Einstellers 922 zehnmal eingestellt wird und dann der andere der Amplituden- und Phasenparameter 10 Mal oder bis zur Erfüllung der Bedingungen des Schrittes 1048 eingestellt wird.
Nach Vollendung der Datenanalyse und des Vergleichs der Schritte 1045 und 1048 wird die Pilotsignalzählung M erhöht (Schritt 1052) und die Zählung wird im Entscheidungsschritt 1055 mit der maximal zulässigen Zählung M* verglichen. Wenn M größer als M* ist, wird das Pilotsignal ausgeschaltet (Schritt 1060) und wieder mit Schritt 1004 begonnen, um die Trägersignalsuchoperationen zu beginnen. Wenn im Schritt 1055 M weniger gleich M* ist, wird dann die nächste Iteration im Schritt 1045 begonnen. Die Iterationen werden beendet, wenn das Pilotsignal unter dem im Entscheidungsschritt 1048 eingestellten -60dB-Pegel liegt oder die Iterationen im Schritt 1055 die Zeitgrenze überschreiten, da das Zählungsignal M größer als M* ist. Als Ergebnis der Pilotsignalverringerungsschleifenoperation wird die Intermodulationsverzerrung durch Verstellen der Parameter des Amplituden- und Phaseneinstellers 922 verringert, bis ein annehmbarer Pegel von Intermodulationsverzerrung erhalten wird.

Claims

1. Vorwärts gekoppelte Schaltung mit:

Mitteln zum Empfangen eines oder mehrerer Eingangssignale in einem vorgeschriebenen Frequenzbereich;

einem ersten Schaltungsweg (101, 105, 110, 113) mit einem mit den Empfangsmitteln verbundenen Eingang, einem Ausgang und auf das eine oder die mehreren Eingangssignale reagierenden Leistungsverstärkungsmitteln (110) zum Erzeugen eines Ausgangssignals mit einer Verzerrungskomponente ;

einem zweiten Schaltungsweg (101, 103) mit einem mit den Empfangsmitteln verbundenen Eingang, einem Ausgang und Verzögerungemitteln (103) zum Übertragen des einen oder der mehrerern Eingangssignale ohne Verzerrung;

Mitteln (115) zum Kombinieren des Ausgangssignals der Leistungsverstärkungsmittel vom Ausgang des ersten Schaltungsweges mit dem oder den übertragenen einen oder mehreren Eingangasignalen vom Ausgang des zweiten Schaltungsweges zum Bilden eines die Verzerrungskomponente des ersten Schaltungswegausgangssignals darstellenden Signals;

Mitteln (127) zum Abziehen des Signals von den Kombiniermitteln vom Ausgangssignal des ersten Schaltungsweges zum Reduzieren der Verzerrungskomponente des Ausgangssignals des ersten Weges;

Mitteln (117, 150, 140) zum Demodulieren eines Signals der ersten Art im vorgeschriebenen Frequenzbereich,

einem auf die Höhe des demodulierten Signals der ersten Art von den Kombiniermitteln reagierenden Mittel (105) zum Verändern der Amplitude und Phase eines Signals im ersten Schaltungsweg zum Reduzieren der Höhe des demodulierten Signals der ersten Art von den Kombiniermitteln;

und gekennzeichnet durch

Mittel (310, 420) zum Bestimmen der Höhe des demodulierten Signals der ersten Art von den Kombiniermitteln, und dadurch, daß das Veränderungsmittel auf die bestimmte Höhe des demodulierten Signals der ersten Art von den Kombiniermitteln reagierende Mittel zum aufeinanderfolgenden Verändern der Amplitude von Signalen auf dem ersten Schaltungsweg zum Reduzieren der bestimmten Höhe des Signals der ersten Art von den Kombiniermitteln und Verändern der Phase von Signalen auf dem ersten Schaltungsweg zum Reduzieren der bestimmten Höhe des Signals der ersten Art von den Kombiniermitteln umfaßt.

2. Schaltung nach Anspruch 1, wobei das Demoduliermittel Mittel (137, 140, 142, 145) zum Abtasten des Ausgangs des Subtrahiermittels über den vorgeschriebenen Frequenzbereich zum Erkennen eines einen ersten vorbestimmten Schwellwert überschreitenden Signals umfaßt.

3. Schaltung nach Anspruch 2, wobei das Signal der ersten Art ein Trägersignal ist.

4. Schaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3 mit an den Ausgang des Subtrahiermittels angeschlossenen Mitteln (130, 137, 145, 150, 140) zum Erkennen eines Signals der zweiten Art, das mit der erkannten ersten Art innerhalb des vorgeschriebenen Frequenzbereichs verbunden ist; und

auf die Höhe des erkannten Signals der zweiten Art reagierenden Mitteln (122) zum Verändern der Amplitude und Phase des Signals von den Kombiniermitteln zum Reduzieren der Höhe des erkannten Signals der zweiten Art am Ausgang des Subtrahiermittels.

5. Schaltung nach Anspruch 4, wobei das Mittel zum Verändern der Amplitude und Phase des Signals von den Kombiniermitteln folgendes umfaßt:

Mittel (310, 448) zum Bestimmen der Höhe des erkannten Signals der zweiten Art vom Subtrahiermittel und auf die bestimmte Höhe des erkannten Signals der zweiten Art reagierende Mittel (310, Figur 6) zum aufeinanderfolgenden Ändern der Amplitude des Signals von den Kombiniermitteln zum Reduzieren der bestimmten Höhe des erkannten Signals der zweiten Art vom Subtrahiermittel und Ändern der Phase des Signals von den Kombiniermitteln zum Reduzieren der bestimmten Höhe des Signals der zweiten Art vom Subtrahiermittel.

6. Schaltung nach Anspruch 5, wobei das Mittel zum Erkennen des Signals der zweiten Art Mittel (137, 140, 142, 145, 150) zum Abtasten des Ausgangs des Subtrahiermittels über den vorgeschriebenen Frequenzbereich zum Erkennen eines Signals mit einer Höhe zwischen zweiten und dritten vorbestimmten Schwellwerten umfaßt.

7. Schaltung nach Anspruch 6, wobei das Signal der zweiten Art ein Intermodulationsproduktesignal ist.

8. Schaltung nach Anspruch 1, wobei das Demoduliermittel Mittel (310, 805, 807, 810) zum Erkennen einer Frequenz innerhalb des vorgeschriebenen Frequenzbereichs umfaßt, bei dem kein Signal oberhalb einem vorbestimmten ersten Schwellwertes liegt; und

auf die Erkennung der besagten Frequenz reagierende Mittel (310, 815) zum Einfügen eines Pilotsignals auf der besagten erkannten Frequenz am Eingangssignalempfangsmittel; und

das Änderungsmittel auf die Höhe des eingefügten Pilotsignals am Ausgang der Kombiniermittel reagierende Mittel (310, 817, 820, 827, 830) zum Ändern der Amplitude und Phase des ersten Schaltungsweges zum Reduzieren der Höhe des eingefügten Pilotsignals am Ausgang der Kombiniermittel umfaßt.

9. Schaltung nach Anspruch 1, mit an den Ausgang des Subtrahiermittels angeschalteten Mitteln (930, 937, 945, 950, 940) zum Erkennen einer Frequenz innerhalb des vorgeschriebenen Frequenzbereichs, bei dem kein Signal oberhalb eines vorbestimmten Schwellwertes liegt;

auf die Erkennung der besagten Frequenz reagierenden Mitteln (940, 942, 972) zum Einfügen eines Pilotsignals auf der besagten erkannten Frequenz in den ersten Schaltungsweg; und

auf die Höhe des eingefügten Pilotsignals am Ausgang des Subtrahiermittels reagierenden Mitteln (940, 922) zum Ändern der Amplitude und Phase des Ausgangssignals von den Kombiniermitteln zum Reduzieren der Höhe des eingefügten Pilotsignals am Ausgang des Subtrahiermittels.