DE60320210T2

DE60320210T2 - Verbesserte VCSEL analoge optische Verbindung

Info

Publication number: DE60320210T2
Application number: DE60320210T
Authority: DE
Inventors: Carlo Buoli; Claudio Esposito; Giovanni Mora
Original assignee: Siemens SpA
Current assignee: Siemens SpA
Priority date: 2003-01-29
Filing date: 2003-01-29
Publication date: 2009-05-20
Anticipated expiration: 2023-01-30
Also published as: EP1443687A1; ATE392057T1; EP1443687B1; DE60320210D1

Description

ERFINDUNGSGEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der analogen Multimodenlichtleitfaserkommunikationen und genauer eine verbesserte analoge optische VCSEL-Verbindung.
STAND DER TECHNIK
In der Vergangenheit haben Leuchtdioden (LED – Light Emitting Diodes) die beliebtesten Leuchtvorrichtungen bei der Datenübertragung durch Lichtleitfasern dargestellt; heutzutage werden LED in beinahe allen Lichtleitfaserkommunikationen durch Festkörperlaser ersetzt. Während des Herstellungsverfahrens der Lichtleitfasern können verschiedene Werkstoffe mit dem Silizium vermischt werden, um bestimmte Wellenlängenfenster minimaler Ausbreitungsverluste für das Licht zu erhalten. Gut ausgenutzte Fenster sind: das erste (um 850 nm), das zweite (um 1 300 nm) und das dritte (um 1 550 nm). Diese optischen Fenster gehören alle zum Infrarot-Spektralbereich. Laser sind zur Abgabe eines kohärenten Lichts in diesen optischen Fenstern ausgelegt. Lichtleitfasern können Einzelmoden oder Multimoden sein, wobei die Einzelmodenfasern niedrigere Kern/Mantel-Verhältnisse aufweisen, typischerweise 9–10/125 μm gegenüber 50–65/125 μm der Multimodenfaser. Einzelmodenfasern sind teuerer als Multimodenfasern und weisen den Vorteil auf, geringe Dämpfung des Lichtes und kleine Intermodenstreuung aufzuweisen, so daß sie für die längeren Entfernungen bevorzugt sind. Aufgrund der Kopplung zwischen der Trägerdichte und der Photonendichte durch das Material weisen Festkörperlaser eigene Nichtlinearitäten auf. Durch diese Nichtlinearitäten wird ungewollte Intermodulationsverzerrung (IMD – Intermodulation Distortion) erzeugt, die in die Erkennungsbandbreite fallen kann, wie beispielsweise die der dritten Ordnung (IMD3). Ein Maß, mit dem die Wirkung der Nichtlinearität des Lasers quantifiziert wird, ist der ungewollte freie Dynamikbereich (SFDR – Spurious Free Dynamic Range), der als der Ausgangsleistungsbereich definiert wird, über den das Modulationssignal über dem Grundrauschen erkannt werden kann, während ungewollte IMD3 unter dem Grundrauschen bleibt. Der SFDR-Wert wird mit dem standardmäßigen Zweitonverfahren gemessen und herkömmlicherweise in 1 Hz Bandbreite normiert. Die SFDR-Einheit sind dB.Hz^2/3, da Multiplizieren der Bandbreite mit x die Verschlechterung von SFDR gerade 2/3·X(dB) beträgt. Die Aufmerksamkeit wird auf den flächenemittierenden Laser mit Vertikalresonator (VCSEL – Vertical Cavity Surface Emitting Laser) gerichtet sein, der nach Fabry Perot (FP) und der verteilten Rückkopplung (DFB – Distributed Feedback) der zuletzt entwickelte ist. Der typische SFDR-Bereich der DFB-Laser beträgt 90–110 dB.Hz^2/3. FP- wie auch VCSEL-Laser weisen niedrigere SFDR als DFB auf, was hauptsächlich auf dem Multimodenverhalten beruht. Vor der Besprechung des Standes der Technik wird zur Einführung des technischen Problems eine kurze Einführung in die beliebtesten Festkörperlasertechniken und einige entsprechende Anwendungen gegeben.
FP-Laser sind Vorrichtungen mit Kantenstrahlung; das heißt, das abgegebene Lichtbündel tritt parallel zum Substrat an einer Seite eines in die Mitte einer Waferstruktur plazierten aktiven Resonators aus. Obere und untere Schichten des Wafers bestehen aus zwei Platten von Halbleitermaterial, die besonders dafür ausgelegt sind, sich als zweiflächige Spiegel zu verhalten, die das Licht im Festkörperresonator hin- und herreflektieren. Elektrischer Strom durchfließt die Vorrichtung von der oberen Platte zur unteren zum Anreizen der Abstrahlung von Licht innerhalb der aktiven Schicht. Das abgestrahlte Licht ist räumlich und zeitlich kohärent, aber nicht vollständig monochromatisch, da weitere Wellenlängen innerhalb eines schmalen Fensters um eine zentrale Wellenlänge herum abgestrahlt werden. Man spricht von dieser Eigenschaft des abgestrahlten Lichts als „Multimoden". FP-Laser am zweiten optischen Fenster, angekoppelt an entweder Monomoden- oder Multimoden-Lichtleitfasern, werden gewöhnlich in Digitalkommunikationen wie beispielsweise Ortsnetzen (LAN – Local Area Networks) benutzt. Die FP-Laser weisen aufgrund ihrer Multimodeneigenschaft einige Begrenzungen auf, insbesondere:

• aufgrund der Kopplung zwischen abgestrahltem Multimodenlicht und streuenden Lichtleitfasern wird die Form des übertragenen Signals bei seinem Durchlaufen der Faser verzerrt; infolgedessen wird die Höchstlänge der Faserstrecke im Vergleich zur Monomodenfaser verringert;
• Wellenlängenmultiplex (WDM – Wavelength Division Multiplexing) innerhalb der einzelnen Lichtleitfaser wird verhindert, da eine äußerste chromatische Reinheit des Lichts benötigt wird. Für WDM geeignete Multimodenfasern sind dotiert, um benachbarte optische Fenster minimaler Verluste zu erhalten.
1. Die Gelegenheit zum Verwenden von FP-Lasern zum Übertragen von analogen Bandpaß-Lichtsignalen ist in dem in IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, BAND 45, NR. 8, AUGUST 1997 veröffentlichten Artikel „Dynamic Range Requirements for Microcellular Personal Communication Systems Using Analog Fiber-Optic Links" offenbart (Dynamikbereicherfordernisse für mikrozellulare persönliche Kommunikationssysteme mit analogen faseroptischen Verbindungen), Autoren: J. C. Fan, C. L. Lu und L. G. Kazovsky. Dieser IEEE-Artikel hat das Ziel, die Güteerfordernisse des in einer zentralen Lichtleitfaserinfrastruktur für ein drahtloses persönliches Kommunikationssystem (PCS – Personal Communication System) zu benutzenden Lasers zu untersuchen. PCS ist ein modernes Zellulartelefoniesystem, das durch Zellen verringerter Abmessungen, d. h. 100–500 m Radius gekennzeichnet ist, wie durch WACS/PACS-Bellcore-Standard TR-INS-001313, 1994 angezeigt. Für dieses Ziel wird ein umfassendes drahtloses/optisches Modell zur Durchführung von Computersimulationen bereitgestellt. In dem hypothetischen simulierten Szenario ist eine zentrale Basisstation vorgesehen, die optisch mit vielen entfernten Antennen verbunden ist, die die gleiche Anzahl von Mikrozellen versorgen. Die Fasern werden von Analogsignalen im PCS-Band um 2 GHz (Empfang 1850–1910 MHz; Übertragung 1930–1990 MHz) durchlaufen. Es ist nur die Aufwärtsverbindung untersucht worden, da diese Verbindung die benachteiligtere ist (BTS-Antenne sammelt mehr Störungen als die Mobilantenne). Es wird ein Kanalband von 270 kHz und QPSK-Modulation angenommen. Der Aufwärtskanal enthält eine AVR, die die Modulationstiefe des Lasers konstant am Optimalwert hält. In dem Modell ist eine schnelle Leistungsregelung eingeführt, mit der der Rayleigh-Schwund und die logarithmisch normale Dämpfung nachgebildet werden kann. Typische Nachteile des drahtlosen Systems wie beispielsweise Rayleigh-Schwund, Gleichkanalstörungen, Nachbarkanalstörungen usw. zusammen mit Lasernachteilen wie beispielsweise Rauschen und Intermodulation werden in Betracht gezogen. Zum Berechnen des gesamten PCS+Laser-SIR (Signal to Interference Ratio – Störabstand) ist ein mathematischer Ausdruck (5) einschließlich des IMD3-Produkts (Koeffizient b₃) entwickelt worden. Der Koeffizient b₃ wird getrennt durch SFDR aufgelöst und das Ergebnis zum Auswerten der Einwirkung des SFDR auf das gesamte SIR in den Ursprungsausdruck (5) eingeführt. Es werden graphische Darstellungen über die PCS-Verfügbarkeit als Funktion des SFDR-Parameters des Lasers gegeben. Die Schlußfolgerung ist, daß (aufgrund der statistischen Ungewißheit der Funkverluste und Störungen) ein SFDR-Wert im Bereich 72–83 dB.Hz^2/3 annehmbar ist und entweder Einzelmoden-DFB oder Multimoden-FP-Halbleiterlaser benutzt werden können. Es wird nichts über die Verwendung von VCSEL gesagt. Bei der theoretischen Beschaffenheit des Artikels wird daneben die Eignung von FP-Lasern aus einer Schrift mit dem Titel „Interrelationship of Wireless Services with Optical Networks" (Wechselbeziehung drahtloser Dienste mit optischen Netzen) dargeboten durch K. Emura bei der LEOS'95-Konferenz, San Francisco, CA, Oktober 1995, entnommen.

DFBs sind kantenemittierende Monomodenlaser mit höherer Wellenlängenauflösung als die vorherigen FP zum Überwinden der hervorgehobenen Multimodenbegrenzungen. Ein DFB-Laser wird im wesentlichen durch Einfügen einer Gitterschicht in den aktiven Hohlraumresonator aus der FP-Struktur erhalten. Die Gitterschicht wirkt so auf die Lichtreflexion ein, daß die Endwirkung die Auswahl einer einzelnen Wellenlänge in den aktiven Resonator ist, was bedeutet, daß das emittierte Licht einmodig ist. Aufgrund der ihnen eigenen Herstellungskomplexität sind DFB-Laser viel teuerer als FP, sogar bis zu 1000 mal, aber die erhöhten Kosten könnten durch die Eignung für ihren Einsatz bei größerer WDM-Spektralzuteilung absorbiert werden. Im dritten optischen Fenster emittierende, an Einmodenlichtleitfasern angekoppelte DFB-Laser werden in optischen Weitverkehrsringen benutzt.
Von Thomson-CSF und Miteq ist gemeinsam eine analoge DFB-Einmoden-Mikrowellenlichtleitverbindung entwickelt worden. In der Verbindung werden Hochgeschwindigkeitsfotodioden und das optische Verbindersystem E-2000^TM von Diamond benutzt. Das dementsprechende Heft trägt den Titel: „MDD Microwave Optical Link" (MDD – Mikrowellen-Lichtleitverbindung). Es sind viele Anwendungen vorgesehen, z. B. Fernsteuerung, Zeitgabe und Bezugssignalverteilung, Telemetrie, Messung usw. Verschiedene mögliche Modulationen sind von den bestimmten Anwendungen abhängig. Für Analoganwendungen stehen 12 GHz Bandbreite und geringes Rauschen zur Verfügung. Die vorgeschlagene optische Verbindung ist sehr kostspielig aufgrund der hohen Kosten des DFB-Lasers und strenger mechanischer Toleranzen des Diamond-Verbinders, so daß Anwendungen im großen Maßstab nicht angeregt werden. Neben den Herstellungskosten müssen auch die Installationskosten in Betracht gezogen werden; in der Tat müssen vom Betreiber schwierige Einrichtungen und Überprüfungen vor Ort durchgeführt werden.
Anders als die vorhergehenden FP- und DFB-Laser sind Multimoden-VCSEL-Laser vertikal emittierende Bauelemente, da das Lichtbündel senkrecht zum Substrat durch die halbdurchlässige Oberplattenelektrode der Waferstruktur emittiert wird. Obere und untere Elektroden, die den aktiven Hohlraumresonator begrenzen, sind aus einem Stapel abwechselnder Spiegel hergestellte DBR-Strukturen (Distributed Bragg Reflector). Das Lichtbündel ist schmaler und kreisförmiger als die vorhergehenden FP und DFB und das Ankoppeln an die Lichtleitfasern wird dadurch erleichtert. VCSEL-Laser sind rund ein Drittel kostengünstiger als FP, da sie aufgrund der Abstrahlung durch das Substrat vor dem Schneiden direkt auf dem Herstellungssubstrat geprüft werden können. Multimoden-VCSEL-Bauelemente emittieren vorzugsweise im ersten optischen Fenster (850 nm). Da sie die Ausführungsform der vorliegenden Erfindung auf Grundlage von VCSEL darstellen, werden die Vorteile diese Technik im folgenden aufgelistet:

• Kreissymmetrisches Fernfeld mit einem kleinen Streuungswinkel, so daß der emittierte Strahl sehr einfach und wirkungsvoll in Lichtleitfasern eingekoppelt werden kann.
• Potentiell geringe Kosten, da die für VCSEL benutzten Technologien die gleichen wie die für die Herstellung von integrierten Elektronikschaltungen benutzten sind.
• Ströme mit niedrigem Schwellwert und Wirkungsgrade von über 50%.
• Dank dem DBR-Ausgangskoppler (Distributed Bragg Reflector) tritt kein zum Laser zurückreflektiertes Licht wieder in den Resonator ein. Infolgedessen zeigen sie einen typischen RIN-Wert (Relative Intensity Noise-Relatives Intensitätsrauschen) von –125 dB/Hz, was geringer als die typischen Kantenstrahlerwerte ist.
• MTBF (Mean Time Before Failure – mittlere ausfallfreie Betriebzeit) überschreitet zehn Millionen Stunden bei Zimmertemperatur und mäßigen Strömen.

Das Hauptanwendungsgebiet von VCSEL niedriger Leistung ist das Nahverkehrs-Gigabit-Ethernet in Basisband-Digitalkommunikation durch Multimodenfasern. Auf diesem Gebiet decken sie beinahe 95% der Anwendungen ab. Die geringen Kosten und niedrigen Stromversorgungserfordernisse von VCSEL machen sie zu attraktiven Kandidaten für diese Anwendungen wie beispielsweise Antennenfernbetrieb, die viele optische Verbindungen erfordern. Digitale optische VCSEL-Verbindungen werden gegenwärtig für Antennenfernbetrieb benutzt, ein Gebiet, auf dem die Anmelderin SIEMENS aktiv ist. Das Hauptziel von Antennenfernbetrieb ist die Verringerung von HF-Sendeleistungsverlusten aufgrund der Länge des den Innensender mit der Turmantenne verbindenden Koaxialkabels. Aufgrund der optischen Digitalverbindung werden die Basisbandprozessoren am Fuß des Turms behalten, während die übrigen Sende- und Empfangsteile direkt hinter die Antenne plaziert werden. Die gleiche Digitalimplementierung wird in komplizierten intelligenten Antennensystemen benutzt, die eine gewisse Anzahl von SWR-Ketten (Software Radio-Sofwarefunk) (typischerweise 4 oder 8) vorsehen, die jeweils mit einem entsprechenden Antennenelement einer Richtantennengruppe verbunden sind.
Die Eignung von analogen optischen VCSEL-Verbindungen für Antennenfernbetrieb (begrenzt auf das PCS-System) wird in dem Artikel mit dem Titel „Multimode VCSEL Links for RF Communikation" (Multimoden-VCSEL-Verbindungen für HF-Kommunikation) besprochen, Autoren: Harry Lee und Rajeev J. Ram, gefördert durch US Navy – Office of Naval Research; veröffentlicht in RLE Progress Report Nr. 141, Seiten 160–161. Dank der analogen optischen Verbindung können die Außeneinrichtungen weiter vereinfacht werden. Insbesondere können folgende Elemente nach innen verlegt werden: sowohl D/A- als auch Aufwärtsfrequenzwandler für die Abwärtsstrecke; sowohl A/D- als auch Abwärtsfrequenzwandler für die Aufwärtsstrecke. In dem Harry-Lee-Artikel sind zwei Zahlen zur Darstellung von Konturen konstanter, am Ende von zwei optischen Verbindungen mit einer Länge von 27 m und 150 m gemessener SFDR-Werte als Funktion von sowohl Vorspannungsstrom als auch Frequenz gegeben. Die kürzeste Verbindung zeigt eine SFDR-Spitze von 96 dB.Hz^2/3 (1 Hz BW) beinahe konstant in einem um 3,8 GHz zentrierten Band von 200–300 MHz für einen optimalen Vorspannungsstrom von 20 mA. Die längere 150-m-Verbindung zeigt einen maximalen SFDR von 91 dB.Hz^2/3 beinahe konstant in einem um 2 GHz zentrierten Band von 100–200 MHz für einen Vorspannungsstrom größer als 20 mA.
Der in Amsterdam am 30. September 2001 von Ingham J. D. et al. veröffentlichte Artikel mit dem Titel „1.25 Gb s^–1 Bidirectional Multimode-Fibre Data Link Using a Dual-Purpose Vertikal-Cavity Laser & Detector" (1,25-Gb s^–1-bidirektionale Multimoden-Faserdatenverbindung mit einem Doppelzweck-Vertikalresonatorlaser u. Detektor), Seiten 462–463 offenbart ebenfalls einen experimentellen Aufbau einer Multimoden-Faserdatenverbindung mit VCSEL und Photodetektor und optoelektronischer Schnittstelle zum Ankoppeln an die Multimodenfaser.
LÖSUNGSANSATZ FÜR DAS TECHNISCHE PROBLEM
Ein solides technisches Problem betreffs analoger optischer VCSEL-Verbindungen besteht in der Erweiterung des Antennenfernbetriebs auf die beliebtesten Zellularsysteme, die weitere Entfernungen als die für PCS typischen überspannen. Dahingehend müssen die SFDR-Parameter der gesamten Verbindung untersucht werden. In dem aufgeführten Artikel von Harry Lee und Rajeev J. Ram wird eine teilweise Lehre in dieser Richtung erteilt. Der höchste SFDR-Wert von 91 dB.Hz^2/3, gemessen mit einer 150-m-Verbindung gegen den benötigten PCS-Bereich von 72–83 dB.Hz^2/3 macht ihn für PCS geeignet. Trotzdem sollte diese Eignung zum Aufbauen der Faserinfrastruktur des PCS mit der maximalen Länge überprüft werden. Die kürzeste maximale Länge einer optischen PCS-Faserverbindung beträgt mindestens 500 m und tritt bei einer zentralen Basisstation (wie in 1 gezeigt) ein. Durch eine einfache Extrapolation der durch Harry Lee gemessenen Differenz [SFDR₂₇ _m – SFDR_{150 m}] zu der Differenz [SFDR_150
m – SFDR_{500 m}] sollte sich der SEDR-Endwert der analogen optischen VCSEL-Verbindung auf 71,6 dB.Hz^2/3 verringern (was etwas unter dem PCS-Mindestwert von 72 dB.Hz^2/3 liegt).
Zum Implementieren einer zentralen Faserinfrastruktur innerhalb von GSM- oder UMTS-Zellenbündeln sind längere optische Verbindungen als PCS erforderlich. In GSM sind Stadtzellen mit größerem Radius als 1 km gebräuchlich und das Gleiche sollte für UMTS gelten. In der Regel besitzen Landzellen einen größeren Radius als Stadtzellen. Simulationen zum Einstellen geeigneter SFDR-Bereiche für GSM und UMTS sind gegenwärtig unbekannt, trotzdem sind SFDR-Werte von 72–83 dB.Hz^2/3 größtenteils unzureichend in Software-Funkanwendungen, wo programmierbare Breitbandsender/-empfänger mit hoher Linearität benötigt werden. Beim Versuchen, die Länge der analogen optischen VCSEL-Verbindung zu erhöhen, wird leider ihr SFDR viel mehr als beim Monomode verringert, und die Kanalbandbreite wird ebenfalls verringert. Die erteilte Erläuterung ist, daß für längere Multimodenverbindungen die Modendispersion die Streckenleistung dominiert und der Dynamikbereich dem Frequenzgang der Lichtleitfaser folgt, was davon abhängig ist, wie die Modengruppen in der Faser erregt werden, was wiederum davon abhängig ist, daß der Vorspannungsstrom des VCSEL die Verstärkung für eine gegebene Faserlänge geeignet einstellt. Durch diese komplexe Abhängigkeit werden große SFDR-Variationen mit der Länge der Faser eingeführt und auch scharfe Nullstellen für gewisse Frequenzen, wie durch den Vergleich der zwei im Artikel von Harry Lee et al. berichteten Figuren dargestellt, wo die große Variation der Formen von konstanten, eine Verbindung von 27 bis 150 m durchlaufenden SFDR-Konturen in den Vordergrund gestellt wird. Das komplizierte Gesetz, das vom SFDR-Parameter befolgt wird, macht eine Anpassung der erforderlichen Güte der analogen optischen VCSEL-Verbindung schwierig, wenn die Faserlängen in den praktischen Fällen betroffen sind, wie beispielsweise PCS, GSM und UMTS. Durch diesen Nachteil wird die nützliche Länge der analogen VCSEL-Verbindungen stark begrenzt. Auf alle Fälle liegt der maximale gemessene SFDR von 96 dB entsprechend der optischen 27-m-Verbindung leicht unter der für Kabelfernsehen (CATV – Cable Television) erforderlichen Grenze von 97 dB.
Bekannte analoge optische Multimodenverbindungen sollen eine Mindestanzahl von für die optische Übertragung unabdingbaren Elementen enthalten, d. h. einen möglichst linearen HF-Vorverstärker, die Laserdiode, ein Anpassungsnetzwerk zwischen beiden, eine Multimoden-Lichtleitfaser, eine PIN-Diode gefolgt von einem HF-Verstärker und ein weiteres Anpassungsnetzwerk zwischen den beiden. Die bekannten Konstruktionen für den optischen Empfänger, die die PIN-Diode und den HF-Verstärker einschließen, sind im wesentlichen zwei: die erste trägt die Bezeichnung hochohmiges oder integrierendes Eingangsteil, das zweite die Bezeichnung Transimpedanzverstärker. Der hochohmige Ansatz bietet die Mittel zum Erreichen minimalen Schaltkreisrauschens. Dieser Ansatz ergibt jedoch gewöhnlich einen verringerten Dynamikbereich und die möglichen Erfordernisse eines einzeln entzerrten Verstärkers. Der Transimpedanzverstärker-Ansatz wird weitgehend gebraucht, da er: a) breiter Bandbreiten fähig ist, b) größeren Dynamikbereich bereitstellt und c) eine Rauschleistung aufweist, die sich der des ersten Ansatzes nähern kann. Ausführliche Besprechungen dieser zwei Ansätze finden sich in der Literatur.
Was VCSEL anbetrifft, werden von vielen Honeywell Application Sheets (Honeywell-Anwendungsblättern) ausschöpfende Erläuterungen über das Eigenrauschen und die Verzerrungen erteilt. Ein relevanter Parameter von VCSEL ist die elektro-optische Umwandlungsgewinnfunktion P(I), wobei P die abgestrahlte Lichtleistung und I der Vorwärtserregerstrom durch den VCSEL ist. Oberhalb eines Schwellenstroms I_TH ist diese Funktion ziemlich linear. Der Steigungswirkungsgrad η = ΔP/ΔI ist stark von der Temperatur abhängig. Es ist klar, daß die lineare Tendenz der Steigung nicht unbegrenzt aufrechterhalten werden kann und früher oder später Sättigung eintritt, in welchem Fall Verzerrungen wie Amplitudenmodulations-Amplitudenmodulationswandlung (AM/AM) eintritt. Durch Variationen des Vorspannungsstroms des VCSEL wird die natürliche Intermodendispersion in der Lichtleitfaser beeinflußt (siehe Harry Lee et al.), wodurch die Kanaleigenschaften zum Abweichen vom Idealfall veranlaßt werden. In diesem Fall tritt AM/PM-Verzerrung ein. Abweichungen vom Idealfall treten am erkannten Signal auch durch Wirkung der Verstärkungskompression der verschiedenen HF-Verstärker bei den höchsten Leistungspegeln ein. In einem solchen Fall sind sowohl AM/AM- als auch AM/PM-Wandlung (Amplitudenmodulation-Phasenmodulation) möglich. Diese Verzerrungen sind besonders relevant bei Verwendung eines HF-Leistungsendverstärkers stromabwärts des optischen Empfängers zum Speisen einer Sendeantenne. In diesem Fall wird durch die AM/PM-Verzerrung des HF-Leistungsendverstärkers ein zusätzlicher Beitrag zu der AM/PM-Verzerrung aufgrund der Intermodendispersion in der Lichtleitfaser geleistet. Wo diesen Abweichungen von der Linearität nicht ausreichend entgegengewirkt wird, ist das Signal am Ende der optischen Verbindung nicht länger eine treue Kopie der Eingabe, und die Gesamtgüte der Verbindung ist verschlechtert. Weiterhin wird durch Rauschen die Wiedergabetreue der optischen Verbindung negativ beeinflußt und sollte so niedrig wie nötig gehalten werden. Durch die von einigen eigentlichen Standards geforderten hohen SFDR-Werte werden die Konstrukteure zum Minimieren des geduldeten Rauschens gezwungen; das heißt eine solide Konstruktion sollte für die Verringerung von Verzerrungen zusammen mit Rauschen sorgen. Ein weiterer, bei einer soliden Konstruktion in Betracht zu ziehender Parameter ist das mögliche Spitze-Mittelwert-Leistungsverhältnis des Eingangssignals, da bei den hohen Spitzen alle aktiven Vorrichtungen infolge dessen gesättigt werden und Verzerrungen einführen könnten. Es könnte vorkommen, daß bei den Spitzen der Eingangsvorverstärker nicht mehr linear ist, wie auch der VCSEL und der HF-Leistungsverstärker, und die Verluste der Lichtleitfaser aufgrund eines Seitenwechsels der Intermodendispersion zunehmen. Es sind einige Gegenmaßnahmen im Verhindern dieser Nebenwirkungen bekannt, d. h. die Impedanzanpassung zwischen VCSEL und seinem Antriebsverstärker; die Impedanzanpassung zwischen der PIN-Diode und ihrem stromabwärtigen Verstärker; die Regelung des VCSEL-Vorspannungsstroms; die Verstärkungs- und Phasenlinearisierung des HF-Leistungsendverstärkers.
AUFGABEN DER ERFINDUNG
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die Nachteile des Standes der Technik zu überwinden und eine analoge optische VCSEL-Verbindung aufzuzeigen, die bei zunehmender Länge der Faser zu den beteiligten Diensten kompatible annehmbare SFDR-Werte zeigt.
Eine erste vorzugsweise Länge ist mindestens 150 m, um typischen Längen der am CATV-Dienst beteiligten gebäudeinternen Verbindungen zu entsprechen. Auch überschreitet diese Länge die zur Verbindung von Inneneinrichtungen mit einer Turmantenne geeigneten typischen Längen, insbesondere einer Antenne einer Sichtlinien-Lichtfunkverbindung, entweder der Punkt-Punkt- oder Punkt-Mehrpunkt-Art, oder einer zur Richtstrahlbildung geeigneten Antennengruppe.
Eine zweite vorzugsweise Länge ist mindestens 500 m, um einer zum Verbinden einer zentralen Basisstation eines Piko-/Mikrozellularsystems mit einer Gruppe von eine gleiche Anzahl von Zellen versorgenden abgesetzten Antennen geeigneten kleinen Faserinfrastruktur zu entsprechen.
Eine dritte vorzugsweise Länge beträgt mindestens 1,6 km, um einer zum Verbinden einer zentralen Basisstation mit einem Zellulartelefonsystem zweiter oder dritter Generation (GSM oder UMTS) mit einer Gruppe von eine gleiche Anzahl von Stadt-/Landzellen versorgenden abgesetzten Antennen geeigneten Faserinfrastruktur zu entsprechen.
Es sind alle sonstigen Längen größer als 1,6 km bevorzugt, um weitläufigeren Zellen zu entsprechen, unter der Bedingung, daß die Güte der optischen Verbindung aufrechterhalten wird. Eine Kanalbandbreite von 5 MHz zur Aufnahme von mindestens einem UMTS-Kanal (WCDMA, UTRAN-TDD-HCR) ist bei allen obigen Längen wünschenswert. Zur Aufnahme mindestens eines CATV-Kanals (nach den US-TV-Frequenzstandards) ist eine Kanalbandbreite von 6 MHz wünschenswert, und von 8 MHz in den europäischen Ländern.
ZUSAMMENFASSUNG UND VORTEILE DER ERFINDUNG
Zum Erfüllen dieser Aufgaben ist im Hauptanspruch der vorliegenden Anmeldung eine analoge optische VCSEL-Verbindung offenbart, in bezug auf eine Mindestkonfiguration mit folgenden Elementen: einem ersten, ein analoges HF-Signal empfangenden und einen Strom desselben erzeugenden HF-Verstärker zum Ansteuern eines an eine optische Multimodenfaser gegebener Länge angekoppelten VCSEL-Lasers; einem ersten Anpassungsnetzwerk zwischen dem VCSEL und dem ersten HF-Verstärker; einer PIN-Diode gefolgt von einem zweiten HF-Verstärker und einem zweiten Anpassungsnetzwerk zwischen den beiden; einem ein Steuersignal für einen stromabwärtig des zweiten HF-Verstärkers plazierten variablen Phasenverschieber erzeugenden HF-Signalhüllkurvendetektor zum Kompensieren der durch die Lichtleitfaser eingeführten AM/PM-Verzerrung. Zur weiteren Kennzeichnung der vorgehenden Kombination ist der erste HF-Verstärker ein linearer Vorverstärker, das erste Impedanzanpassungsnetzwerk vom Breitbandtyp; der zweite HF-Verstärker ein rauscharmer (FET-)Transimpedanzverstärker; und das zweite Impedanzanpassungsnetzwerk zum Minimieren der Rauschzahl des Transimpendanzverstärkers ausgelegt.
Die durch die Amplitudenhüllkurve angetriebene Kompensation der optischen Dispersion ist in der Tat aus folgenden Gründen überraschend: a) die Intermodendispersion ist ein ungewollter optischer Effekt und b) das zwischen der Amplitudenhüllkurve und der AM/PM-Verzerrung in einer Lichtleitfaser bestehende komplexe Verhältnis ist noch nicht vollständig aufgeklärt. Weiterhin ist die PIN-Diode und der Transimpedanzverstärker mit den zwischengeschalteten Schaltkreisen ein neuer Ansatz bei der Konstruktion optischer Empfänger mit dem Vorteil minimalen Rauschens des Ansatzes der hohen Impedanz zusammen mit einem größeren Dynamikbereich und breiterer Bandbreite des Ansatzes des Transimpedanzverstärkers.
Die Mindestkonfiguration der optischen Verbindung ist durch niedrige Verstärkungen gekennzeichnet, trotzdem sind die mit kurzen Verbindungen erhaltenen Leistungen mit den Leistungen optischer Verbindungen auf Grundlage sehr kostspieliger Laser und Monomoden-Lichtleitfasern vergleichbar. Als unmittelbare Folge ist die vorgeschlagene analoge optische VCSEL-Verbindung die billigste Lösung für gebäudeinterne Verbindungen bei CATV-Anwendungen. Daneben erlaubt sie bedeutsame Kostenersparnisse in denjenigen Basisstationen, wo ein großer Einsatz optischer Verbindungen benötigt wird, wie denjenigen mit intelligenten Antennen zur Empfangsrichtstrahlbildung.
Eine erste alternative Ausführungsform der Erfindung umfaßt einen unmittelbar vor den variablen Phasenverschieber plazierten dritten HF-Verstärker. Durch die zwei stromabwärtig der PIN-Diode in Kaskade plazierten HF-Verstärker wird zusätzliche Verstärkung zum Ermöglichen weiterer Anwendungen der Erfindung bereitgestellt, wie beispielsweise zum Aufbauen einer Faserinfrastruktur zwischen einer zentralen Basisstation eines Zellulartelefonsystems und einer für Abwärtsübertragungen benutzten Gruppe von abgesetzten Antennen. In diesem Fall ist der dritte HF-Verstärker ein mit einer Sendeantenne verbundener Endleistungsverstärker und der variable Phasenverschieber kompensiert auch die durch den HF-Leistungsverstärker an den Leistungsspitzen eingeführte AM/PM-Verzerrung.
Eine von der ersten abhängige zweite alternative Ausführungsform der Erfindung umfaßt ein Verstärkungslinearisierungsnetzwerk zum Kompensieren der AM/AM-Verzerrung des HF- Endleistungsverstärkers an den Leistungsspitzen von durch hohe Spitze-Mittelwert-Leistungsverhältnisse gekennzeichneten HF-modulierten Signalen.
Eine dritte, von den vorhergehenden zwei unabhängige alternative Ausführungsform der Erfindung umfaßt ein Verstärkungslinearisierungsnetzwerk zum Kompensieren der AM/AM-Verzerrung des ersten HF-Leistungsverstärkers aufgrund der folgenden Kombination: a) der hohen Verstärkung, die zum ausreichenden Ansteuern des VCSEL für die längsten optischen Verbindungen benötigt wird; b) die Gegenwart von durch hohe Spitze-Mittelwert-Leistungsverhältnisse gekennzeichneten HF-modulierten Signalen.
Die kombinierte Lehre der Erfindung und ihrer Alternativen erlaubt eine bemerkenswerte Verbesserung des SFDR der analogen optischen VCSEL-Verbindungen, wodurch infolgedessen eine Verlängerung ihrer Länge weit über die angedeutete Entfernung von 150 m hinaus ermöglicht wird. Weiterhin kann eine große Vielzahl von HF-Analogsignalen über die erfindungsgemäße Verbindung übertragen/empfangen werden, beispielsweise im Bereich von einer reinen Sinuswelle aus bis zu modulierten Signalen mit einem Bandpaßspektrum bis zu 100 MHz Bandbreite, frei zuteilbar in einen weiten Frequenzbereich, der von rund 200 MHz bis zu den höchsten Mikrowellenfrequenzen von VCSEL (einige GHz) reicht. Es gibt keine Begrenzungen der Art von Modulationen, d. h. AM, FM, PM, GMSK, CPM, N-PSK, N-QAM usw. Einzelträger- oder Mehrträger-modulierte Signale sind über die für Punkt-Punkt- oder Punkt-Mehrpunkt-Kommunikationen angeordnete optische Verbindung übertragbar. Es versteht sich, daß im Fall von Mehrträgerübertragungen mit veränderlicher Anzahl von Trägern und/oder QAM-Modulationen mit hohem Index die vorliegende Erfindung in der Gegenwart großer Spitze-Mittelwert-Leistungsverhältnisse funktionieren kann.
Da gute Leistungen aufrechterhalten bleiben, wenn die Faserlänge auf mehr als 1 Kilometer erhöht wird, umfaßt eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung sicher die erste alternative Ausführungsform, könnte aber vorteilhafterweise entweder die zweite oder die dritte alternative Ausführungsform oder beide ohne Begrenzung der Art von Zellularsystem der zweiten (GSM) oder dritten Generation (UMTS) einschließen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die als neuartig erachteten Merkmale der vorliegenden Erfindung sind ausführlich in den beiliegenden Ansprüchen aufgeführt. Die Erfindung zusammen mit weiteren Aufgaben und Vorteilen derselben wird unter Bezugnahme auf die nachfolgende ausführliche Beschreibung einer Ausführungsform derselben in Verbindung mit den aus reinen nichtbegrenzenden erläuternden Zwecken erteilten beiliegenden Zeichnungen verständlich, in denen:
1 eine Zellularsystemarchitektur auf Grundlage einer zentralen Basisstation, verbunden mittels Paaren von Lichtleitfasern (eine Faser für jede Übertragungsrichtung) mit der gleichen Anzahl von in jeweiligen Zellen/Mikrozellen befindlichen abgesetzten Antennen zeigt; wobei die optischen Verbindungen die Lehre der vorliegenden Erfindung einschließen;
2 ein CATV-System zeigt, dessen gebäudeinterne optische Verbindungen die Lehre der vorliegenden Erfindung einschließen.
3 die Sender- und Empfängerteile an beiden Enden eines Paars von Lichtleitfasern der 1 zeigt;
4 die Sender- und Empfängerteile der vorhergehenden Figur implementiert gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
5 einen auf seine Intermodulationsverzerrung dritter Ordnung (IMD3) geprüften generischen Prüfling zeigt;
6 und 7 IMD3-Verzerrung bzw. IP3-Konzept schematisieren;
8 den Prüfling der 5 mit einer optischen VCSEL-Verbindung des Standes der Technik zeigt;
9a und 9b zwei Aufzeichnungen der Verstärkung über Frequenz gemessen für die optische Verbindung des Prüflings der 8 mit 500 m bzw. 1,6 km Faserlänge zeigen;
10 und 11 Schaltungseinzelheiten der zwei zu den optischen Verbindungen der 4 gehörenden LASING- und PHOTINT-Netzwerke zeigen;
12a und 12b eine Aufzeichnung der Verstärkung über Frequenz bezüglich des Prüflings der 8 verbessert mit den zwei LASINT- und PHOTINT-Netzwerken der 10 und 11 mit 500 m Faserlänge zeigen;
13a und 13b den 12a und 12b ähneln, mit 1,6 km Faserlänge;
14 eine Schaltungseinzelheit eines Anpassungsnetzwerks PHC innerhalb der optischen Verbindungen der 4 zeigt;
15a und 15b ein CDMA-Ausgangsspektrum und die entsprechende ACPR-Störung bezüglich des Prüflings der 8 verbessert mit den drei LASING-, PHOTINT- und PHC-Netzwerken der 10, 11 und 14 zeigen, für 500 m Faserlänge; und
16a und 16b den 15a und 15b entsprechen, mit 1,6 km Faserlänge.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG EINER AUSFÜHRUNGSFORM DER ERFINDUNG
Bezug nehmend auf 1 ist in der Mitte eines Zellenbündels mit zu einem Zellulartelefonsystem gehörenden Zellen und/oder Mikrozellen eine Basisstation BS sichtbar. Auf einem in der Mitte jeder Zelle des Zellenbündels plazierten Gebäude ist eine abgesetzte Antenne installiert. Abgesetzte Antennen und die zentrale Basisstation sind mit Paaren von Multimoden-Lichtleitfasern miteinander verbunden, eine Faser für jede Übertragungsrichtung bei FDD-Duplex (nur 1 Faser bei TDD-Halbduplex). Herkömmlicherweise wird die Übertragung von der Basisstation BS zu einer abgesetzten Antenne als Abwärtsstrecke (oder direkte Strecke) bezeichnet, während die entgegengesetzte Richtung als Aufwärtsstrecke (oder Rückstrecke) bezeichnet wird. Mehrere Handys, entweder Mobilstation MS oder Benutzereinrichtung UE (User Equipment) sind über Funk mit der jeweiligen abgesetzten Antenne der versorgenden Zelle verbunden. Die zentrale Basisstation ist mit einer Basisstationssteuerung (BSC – Base Station Controller) verbunden, die letztere ist mit anderen Basisstationen, mit einem öffentlichen Fernsprechwählnetz (PSTN – Public Switch Telephony Network) und mit einem Internet (IP – Internet Provider) verbunden. Das dargestellte Zellenbündel könnte zu einem beliebigen der beliebtesten Zellularsysteme gehören, beispielsweise GSM-GPRS 880–960 MHz; DCS-GPRS 1710–1880 MHz; PCS 1850–1910 MHz; und den in der Nähe von 2 GHz befindlichen folgenden UMTS-Standards: UTRA-FDD 3,8 Mcps; UTRA-TDD-HCR 3,84 Mops; UTRA-TDD-LCR: 1,28 Mops; TD-SCDMA 1,28 Mops; usw.). Bei einer RRC-Filterantwort (Root Raised Cosine) mit einem Abfall α = 0,22 und einer Bandbreite gleich der Chiprate ergibt sich ein Kanalabstand von 5 MHz für eine Chiprate von 3,84 Mops und von 1,6 MHz für 1,28 Mops. In Abhängigkeit von dem in 1 dargestellten System sind Zellen mit einem Radius von 100 m bis zu 1,6 km und mehr möglich. Jede einzelne Lichtleitfaser der in 1 dargestellten Infrastruktur wird durch ein optisches Signal durchquert, das optisch ein entweder von der entsprechenden Antenne zu übertragendes oder zu empfangendes analoges Hochfrequenzsignal wiedergibt. Modulationsart, Code und Burstformat des optischen Signals sind die an der Luftschnittstelle des dargestellten Systems angegeben; beispielsweise der GSM-Um-Schnittstelle, der UMTS-Uu-Schnittstelle usw. Die Schnittstelle zwischen der Basisstation BS und der Basisstationssteuerung BSC ist die durch den entsprechenden Standard angegebene. Die Basisstationssteuerung BSC ist über die A-Schnittstelle mit den PSTN- und IP-Netzen verbunden. Die Konfiguration mit der Basisstation BS in der Mitte des Zellenbündels ist die mit der höchsten Symmetrie und geringsten Länge der maximalen Faserstrecke. Es ist erkennbar, daß die zentrale Architektur eine Menge Basisstationen zusammen mit den jeweiligen Turmantennen einspart. Die Faserinfrastruktur erlaubt jeder Teilnehmerstation MS/UE, mit der zentralen Basisstation BS entweder bei der Einleitung oder dem Abschließen von Verbindungen zu kommunizieren. Von der Basisstationssteuerung BSC werden in einem für eine zentrale Basisstation BS relevanten Zellenbündel eingeleitete Verbindungen entweder zu anderen zentralen Basisstationen BS oder dem PSTN-IP-Netz geleitet, und innerhalb des jeweiligen Zellenbündels abzuschließende Verbindungen zur entsprechenden Basisstation BS.
Eine (der Einfachheit halber nicht gezeigte) Variante des Zellenbündels der 1 ist auf ein intelligentes Antennensystem mit einer der in 1 sichtbaren ähnlichen Faserinfrastruktur bezogen, abgesehen von einer oder mehreren Zellen einschließlich einer Antennengruppe mit M Elementen, die jeweils bei FDD-Duplex 2M analogen optischen HF-Verbindungen mit der Basisstation BS verbunden sind. Wie bekannt ist, erlaubt eine Antennengruppe zusammen mit den verbundenen optischen Empfängern und Sendern die Durchführung von Richtstrahlbildung, entweder 360° oder in drei Sektoren mit dem Ziel der Störungsverringerung und Steigerung des spektralen Wirkungsgrades.
2 zeigt ein CATV-System mit Lichtleitfasern für gebäudeinterne und Außergebäude-Verbindungen. Bezug nehmend auf die Figur enthält eine CATV-Zentrale einen ANALOG MUX (Videoserver), der ein analoges Filmarchiv (Bänder oder Kassetten) mit einer Mehrzahl von optischen Sendern TRX verbindet. Analogsignale an den Ausgängen von Sendern TRX werden auf einem zu einem Gebäude in der Nachbarschaft gerichteten analogen optischen Kabel FB übermittelt. Ein Computer PC ist mit dem Videoserver zum Planen der Gebührenfernseh- und/oder Abonnementdienste verbunden, und mit einem Modem MD zum Einsammeln der Dienstanforderungen von Abonnenten. Weiterhin ist bei dem gleichen Ziel ein standardmäßiges Telefongerät mit einem verdrallten Paar TP verbunden. Das optische Kabel FB erreicht einen Signalverteiler DIST, von dem aus einzelne Multimoden-Lichtleitfasern zu jeweiligen Wohnungen abgehen. In jeder Wohnung wird die ankommende Faser zu einer mit einem Fernsehbildschirm verbundenen analogen Set-Top-Box (STB) geleitet. In einem großen Gebiet gibt es Gebäude, die ziemlich weit von der CATV-Zentrale entfernt sind, was aufgrund der übermäßigen Verluste die Verwendung eines, optischen Multimodenkabels FB verhindert. Ein Monomoden-FB-Kabel wird vorteilhafterweise zur Übertragung eines, viele analoge TV-Kanäle führenden optischen FDM-Signals benutzt. Am anderen Ende des optischen Kabels FB könnte aus vielen Gründen eine Regeneration des optischen Signals in dem Verteiler DIST zu bevorzugen sein. Für diesen Zweck enthält der Signalverteiler DIST einen optischen Empfänger für jede Lichtleitfaser des optischen Kabels FB und so viele analoge optische Sender wie abgehende Fasern zu den Set-Top-Boxen STB in den Wohnungen. Jede Set-Top-Box STB enthält einen analogen optischen Empfänger. Regeneration bedeutet auch optische-elektrische-optische Umwandlung. Nach der optischen-elektrischen Umwandlung werden die verschiedenen HF-Signale verstärkt, und in diesem Fall frequenzumgesetzt und zu den verschiedenen optischen Sendern geleitet. Für die elektrische-optische Umwandlung und gebäudeinterne optische Verteilung sind aufgrund ihrer geringen Kosten und kleinen Entfernungen (weniger als 150 m) VCSEL-Laser und Multimoden-Lichtleitfasern bevorzugt. Optische Sender und Empfänger an beiden Enden jeder lokalen Verbindung sind denen ähnlich, die im folgenden offenbart werden.
Bezug nehmend auf 3 enthält die Basisstation BS folgende Elemente: so viele analoge optische Sender BSOTX wie zu den abgesetzten Antennen abgehende Multimodenfasern DL, so viele optische Empfänger BSORX wie von den abgesetzten Antennen ankommende Multimodenfasern UL, einen Basisbandprozessor und eine Antennensteuerung Remote. Der Basisbandprozessor ist mit allen Sendern BSOTX und den Empfängern BSORX verbunden und auch mit der Antennensteuerung Remote, die in dieser bestimmten Ausführungsform die Stelle der Basisstationssteuerung BSC der 1 einnimmt. Die abgesetzte Antenne enthält: einen optischen Empfänger RAORX, einen optischen Sender RAOTX, ein Duplexerfilter und die Außenantenne. In TDD-Systemen wird der Duplexerfilter durch einen Zirkulator ersetzt.
4 zeigt Einrichtungen BSOTX, BSORX, RAORX, RAOTX mit einer ersten Detailstufe. Die zwei an den zwei Enden der Multimodenfaser DL angeschlossenen Blöcke BSOTX und RAORX umfassen die optische Verbindung nach der vorliegenden Erfindung; die Verbindung wird zum Speisen der Senderantenne mit dem HF-Signal benutzt. In der entgegengesetzten Richtung enthalten die an den beiden Enden der Multimodenfaser UL angeschlossenen Blöcke RAOTX und BSORX die gleiche optische Verbindung, die zum Übertragen des an der Antenne empfangenen Aufwärtssignals zu der Basisstation BS benutzt wird. Während die zwei optischen Verbindungen beinahe die gleichen sind, unterscheiden sich die zwei Sender BSOTX und RAOTX voneinander, wie auch die zwei Empfänger RAORX und BSORX. Der Sender BSOTX enthält folgende in Kaskade geschaltete Elemente: einen zum Basisbandprozessor der 3 gehörenden Basisbandübertragungsprozessor TX PROC, einen Modulator MOD, einen (der Kürze halber nicht gezeigten) D/A-Wandler, einen Aufwärtsfrequenzwandler UPC, einen linearen HF-Verstärker RFA, ein Impedanzanpassungsnetzwerk LASINT und einen Multimoden-VCSEL-Laser. Im Betrieb werden vom Prozessor TX PROC typische Basisbandoperationen am ankommenden geleiteten Signal zur Bereitstellung von I-Q-Digitalsignalen für den Modulator MOD durchgeführt. Das modulierte Signal wird digital-analog- und ZF-gewandelt und zum Aufwärtswandler UPC weitergeleitet, der auch ein Lokaloszillatorsignal Logikpegel empfängt und das analoge HF-Signal im zugewiesenen Kanalband erzeugt. Das HF-Signal wird durch den HF-Verstärker RFA verstärkt und zum Impedanzanpassungsnetzwerk LASINT weitergeleitet, da es einen optimalen Anschluß an den elektrischen Eingang eines Multimoden-VCSEL-Lasers bereitstellt. Vom letzteren wird das modulierte HF-Signal direkt in einen, die Multimodenfaser DL speisenden modulierten Lichtstrahl umgewandelt.
Der Empfänger RAORX enthält folgende in Kaskade geschaltete Elemente: eine PIN-Diode (Photodetektor), ein PHOTINT-Netzwerk, einen HF-Leistungsverstärker PWA und ein Phaseverzerrungskompensationsnetzwerk PHC. Im Betrieb ist die PIN-Diode zum Umwandeln des modulierten optischen Signals in ein elektrisches Signal optisch an die Faser DL angekoppelt. Das umgewandelte Signal ist wiederum das modulierte HF-Signal am Eingang von VCSEL zuzüglich Rauschen und Störungen und der im Laser erzeugten Intermodulationsverzerrung zuzüglich der Gesamtwirkung der Intermodenkopplung entlang der Lichtleitfaser DL. Das sich ergebende HF-Signal wird zum PHOTINT-Netzwerk weitergeleitet, das optimale Erkennung und Vorverstärkung am Ausgang der PIN-Diode bereitstellt. Das HF-Signal am Ausgang von PHOTINT wird zum Eingang des HF-Leistungsverstärkers PWA weitergeleitet. Das verstärkte HF-Signal am Ausgang von PWA wird zum Phasenverzerrungskompensationsnetzwerk PHC weitergeleitet, das vor Ausstrahlung des HF-Signals versucht, die AM/PM-Verzerrung zu löschen. Zusätzliche Verbesserung der Leistungen der optischen Verbindungen können durch Einführung eines Verstärkungslinearisierungsnetzwerks erreicht werden.
Der Sender RAOTX enthält folgende in Kaskade geschaltete Elemente: einen rauscharmen Verstärker LNA, ein Anpassungsnetzwerk LSINT und einen VCSEL-Laser. Diese Blöcke arbeiten wie die entsprechenden, im Sender BSOTX enthaltenen Blöcke RFA, LSINT und VCSEL.
Der Empfänger BSORX enthält folgende in Kaskade geschaltete Elemente: eine Photodetektor-PIN-Diode, ein PHOTINT-Netzwerk, einen HF-Signal-Leistungsverstärker RFA, ein Phasenverzerrungskompensationsnetzwerk PHC, einen Abwärtsfrequenzwandler DWC, einen (der Kürze halber nicht gezeigten) A/D-Wandler, einen Demodulator DEM und einen zum Basisbandprozessor der 3 gehörenden Basisbandempfangsprozessor RX PROC. Im Betrieb arbeiten die ersten vier Blöcke wie die im Empfänger RAORX enthaltenen gleichwertigen Blöcke, abgesehen von der durch RFA in bezug auf PWA durchgeführten geringeren Verstärkung. Der Mischer DWC empfängt sowohl das HF-Signal- als auch das Lokaloszillatorsignal Logikpegel (Logikpegel ist für TDD einmalig) und wandelt das HF-Signal-Signal in ZF um. Das ZF-Signal wird abwärtsgemischt und demoduliert und das Basisbandsignal wird zum Block RX-PROC weitergeleitet. Vom letzteren werden den vom Block TX-PROC durchgeführten entgegengesetzte typische Basisbandoperationen durchgeführt und ein zum Endziel zu leitendes Basisbanddigitalsignal erhalten.
Bei der gegebenen wesentlichen Gleichwertigkeit der zwei für die Aufwärtsstrecke und Abwärtsstrecke benutzten optischen Verbindungen wird eine gleichförmige Benennung der Verstärker benutzt; genau gesagt: RFA und LNA werden A1 benannt, während PWA und RFA A2 benannt werden. Die gleichförmige Benennung erlaubt, die zwei optischen Verbindungen als einen einmaligen Prüfling DUT mit zwei Anschlüssen wie die in 5 und 8 sichtbaren zu untersuchen.
Bezug nehmend auf 5 wird der Prüfling DUT als durch Rauschen und Nichtlinearitäten beeinflußtes generisches Zweitornetzwerk betrachtet. Am Eingang ist immer das thermische Rauschen vorhanden (–174 dBm/Hz bei 290°K). Der DUT ist gekennzeichnet durch Verstärkung G [dB], Phasenversatz ϕ [Rad/Grad] zwischen Eingangs- und Ausgangssignal, Rauschzahl NF [dB] und SFDR [dB.Hz^2/3]. Am Eingang des DUT ist ein Signal x(t) gegenwärtig, das um eine Frequenz fc herum schmalbandig sein soll, so daß es mittels seiner komplexen Basisbandhüllkurve dargestellt werden kann: x(t) = A(t)ejϕ(t) (1)wobei A(t) und ϕ(t) die Amplitude bzw. die Phase des Signals x(t) sind. Am Ausgang des DUT, der bandpaß- und gedächtnislos sein soll, ist ein Signal y(t) gegenwärtig, dessen komplexe Basisband-Hüllkurve folgende ist: y(t) = G(A(t))e∫[ϕ(t)+Φ(A(t))]. (2)
Die zwei Funktionen G(A(t)) und ϕ(A(t)) bezeichnen die Gesamt-AM/AM-Verzerrung der Gewinnfunktion G bzw. die gesamte AM/PM-Verzerrung der Phasenfunktion ϕ. Der Ausdruck (2) zeigt, daß sowohl Gewinn G als auch Phase ϕ von der Amplitude A(t) des Eingangssignals x(t) abhängig sind. Besonders bei durch hohes M gekennzeichneter M-QAM-Modulation und in der Gegenwart von mehrträgermodulierten Signalen mit veränderlicher Anzahl von Trägern ist die Amplitude A(t) hohen Spitzen-Mittelwerten unterworfen; unter diesen Umständen könnten sowohl AM/AM- als auch AM/PM-Verzerrungen beträchtlich sein und die entsprechenden Nebenwirkungen müssen abgebildet werden. Die Funktionen G(A(t)) und ϕ(A(t)) können durch experimentelle Bestimmung ihrer Punkte mittels eines Prüfsignals x(t) angenähert werden. Sobald die zwei Verzerrungskurven angenähert worden sind, werden einige Kompensationsnetzwerke synthetisiert. Zum Erfüllen dieses Ziels wird gemäß der Lehre der Erfindung die Hüllkurve von y(t) durch die entsprechenden, in der optischen Verbindung benutzten Linearisierungs-/Kompensationsnetzwerke detektiert. Eine alternative Weise zum Bestimmen der AM/AM- und AM/PM-Kurven besteht in der Entwicklung von y(t) in eine begrenzte Leistungsreihe und Gleichsetzen von G und ϕ mit den Elementen der Reihe. Der DUT der 5 wird nur zum Messen der entsprechenden Intermodulationsverzerrung dritter Ordnung (IMD3) der klassischen Zweitonprüfung unterworfen. Im vorliegenden Fall ist das Prüfsignal x(t) am Eingang von DUT die Summierung von zwei Sinustönen gleichen Pegels und gleicher Frequenz F1 und F2, die eng zueinander beabstandet sind, deren Frequenzversatz von der Kanalbandbreite des effektiven Signals abhängig ist.
Bezug nehmend auf 6 werden am Ausgang des im nicht perfekt linearen DUT der 5 folgende Elemente gegenwärtig sein:

• zwei Signale mit Frequenz F1 und F2 und gleichem Pegel P1 = P2 entsprechend den zwei Tönen;
• Intermodulationsprodukte dritter Ordnung P3 und P4 gleichen Pegels mit Frequenz F3 = (2F1 – F2) und F4 = (2F2 – F1); Frequenzen F1 und F2 können so ausgewählt werden, daß Frequenzen F3 und F4 in das Kanalband fallen;
• das Rauschen N [dBm/Hz] = –174 + G + NF.

Das in 6 ersichtliche Spektrum deutet an, daß unter allen den durch eine durch ein Bandpaßsignal durchquerte nicht perfekt lineare Vorrichtung erzeugten ungewollten Tönen es einige gibt, die sehr eng von den Ursprungstönen beabstandet sind, die mögliche Nachbarkanal-Störsignale darstellen. Den Konstrukteuren soll ein Maß des Linearitätsgrades der benutzten Elektronikvorrichtungen zum Auswerten des Interferenzspektrums zur Verfügung stehen; weshalb entsprechende Parameter wie beispielsweise SFDR und Schnittpunkt (gewöhnlich dritter Ordnung IP3) eingeführt worden sind. In der 6 beträgt der am Ausgang des DUT ausgewertete SFDR (Spurious Free Dynamic Range – ungewollter freier Dynamikbereich) P [dB] = P1–P3, wonach P3 = N (Rauschen). Mit P3 als Leistungspegel [dBm] während N eine Spektraldichte [dBm/Hz] ist, ist zu verstehen, daß N in einer Bandbreite von 1 Hz gemessen wird.
Das Konzept des in 7 dargestellten Schnittpunkts (IP) wurde vor einigen Jahren eingeführt und ist zu einer nützlichen und beliebten Spezifikation zum Vergleichen der Güte verschiedener nichtlinearer Elektronikbauteile geworden. Der Schnittpunkt ist der theoretische Pegel, auf dem auf einer Aufzeichnung von Ausgangs- über Eingangs-Leistungspegeln die Übertragungskennlinie für Zweitonverzerrungsprodukte die Einton-Übertragungskennlinie schneidet. Schneidung basiert auf einer Extrapolation von Messungen bei niedriger Leistung und nimmt ideale Steigungen für die Ausgangs-Tonpegelabhängigkeiten an. Die idealen Steigungen des Zweitonsignals betragen das Dreifache der Steigung des Einzeltons (3 dB gegenüber einer 1 dB Erhöhung in einer logarithmischen Darstellung). Der folgende Ausdruck gilt für am Eingang des Prüflings DUT ausgewertete Schnittpunkt dritter Ordnung (IP3in): IP3in [dBm] = P1 + P/2 – G. D [dBm] = I23in – NF sei die Dynamikbereichnummer, dann ist folgendes Verhältnis wahr: SFDR = (2/3) × (174 ÷ D). Die zwei Parameter IP3in und SFDR sind in der Abszisse angezeigt.
8 zeig eine vereinfachte Ausführungsform des DUT der 5 für eine analoge optische VCSEL-Verbindung. Diese Verbindung enthält zwei Verstärker A1 und A2 außer dem optischen VCSEL und PIN-Bauelementen und der Multimoden-Lichtleitfaser. Dieser DUT hat das Ziel der Bereitstellung eines zuverlässigen Vergleichs für die Leistungen der Erfindung. Gemäß dieses Ziels sind der VCSEL, die Multimoden-Lichtleitfaser und die PIN-Diode die gleichen, die von der Erfindung benutzt werden. Der benutzte VCSEL und die PIN-Diode sind im Handel erhältliche kostengünstige Bauelemente, d. h.: Honeywell VCSEL HFE419X-521 und Honeywell PIN HFD3180-102. Drei Einfügungspunkte a, b, c sind durch Pfeile entlang der Verbindung entsprechend aufeinanderfolgenden Einfügungen der in 4 angezeigten Netzwerke LASINT, PHOTINT und PHC angezeigt. Jeder Einfügungspunkt stellt eine durch die Einführung eines entsprechenden Netzwerks gemäß der vorliegenden Erfindung erhaltene allmähliche Verbesserung der optischen Verbindung dar. Zur Betrachtung der Mindestkonfiguration der Verbindung sollte die Ausführungsform der 8 weiter vereinfacht werden; in diesem Fall ist der Verstärker A2 der im PHOTINT-Netzwerk enthaltene. Prüftöne P1 und P2 sind 10 MHz um eine zweckdienlicherweise mit 1685 MHz angenommene Mittenfrequenz herum beabstandet. In einem solchen Fall ergibt sich F1 = 1680 MHz, F2 = 1690 MHz, F3 = 1670 MHz und F4 = 1700 MHz. Die Leistung am Punkt b (8) ist beträchtlich geringer als die am Punkt a übertragene Leistung aufgrund der Einfügungsverluste der Multimoden-Lichtleitfaser. Ein Grundparameter der vorliegenden Erfindung ist die Höchstlänge der Lichtleitfaser. Diese Länge wird aus dem Kriterium bestimmt, daß die den Empfänger (PIN zuzüglich von A2 erreichende Signalleistung die Empfängerempfindlichkeit überschreiten muß. Das heißt: PT = L(lmax) ≥ PR (3). wobei:

– P_T die Senderleistung am Ende der Betriebslebensdauer (in dBm) ist, die in die Faser eingekoppelt werden kann;
– P_R die Empfängerempfindlichkeit im schlimmsten Fall (in dBm) einschließlich der mit den Streueigenschaften des Mittels verbundenen Nebenwirkungen (d. h. Zwischensymbolinterferenz (ISI)) ist, und
– L(l) die Einfügungsdämpfung in dB einer Lichtleitfaser von Länge l ist. Was L(l) anbetrifft, sind zwei Verluste zu unterscheiden: ein erster ist die Lichtdämpfung, typischerweise 1 dB/km, die zweite ist die Dämpfung des HF-Signals, das das Licht moduliert. Dieser zweite Verlust ist beträchtlich größer als der erste, obwohl der Grund dafür gegenwärtig nicht gut verstanden wird; im gegenwärtigen Fall beträgt dieser Verlust beinahe 5 dB bei 500 m Faser.

Der Ausdruck (3) ist zum Einstellen eines groben Werts des Nennerregungsstroms von VCSEL unter Berücksichtigung des Schwellwertstroms I_TH und des Spitze-Mittelwert-Leistungsverhältnisses des HF-Signals nützlich. Aufgrund der Ungewißheit des Einfügungsverlustes L(l) ist der grobe Wert experimentell zu korrigieren.
Die nachfolgenden 9a und 9b zeigen zwei Aufzeichnungen des Gewinns G über Frequenz gemessen für die optische VCSEL-Verbindung der 8 mit 500-m- bzw. 1,6-km-Lichtleitfasern. Der Kürze halber wird nur ein begrenzter Frequenzbereich berichtet. Die zwei Aufzeichnungen zeigen eine flachen Gewinn im dargestellten Frequenzbereich; die flache Kennlinie wird bis weit außerhalb des sichtbaren Bereichs beibehalten. Der Meßwert des Eingangs-Dynamikbereichs D mit 500 m Faser beträgt –43,5 dBm entsprechend einem SFDR von 87 dB.Hz^2/3. Bei 1,6 km Faser werden die Werte D = –57 dBm entsprechend einem SFDR von 78 dB.Hz^2/3. Die Mittenfrequenz der zwei Töne wird ohne nennenswerte Veränderungen der angezeigten Werte von 200 MHz auf 2,5 GHz verlegt.
10 zeigt das in die optische Verbindung am Punkt a der 8 einzufügende LASINT-Netzwerk der 4. Das Netzwerk enthält einen seriell mit einer Übertragungsleitung L1 verbundenen diskreten Entkopplungskondensator C1 von 2,2 pF. Die zwei Enden der Serie von C1 und L1 entsprechen dem Eingang und dem Ausgang des LASINT-Netzwerks. Außerhalb von LASINT ist der VCSEL-Laser seriell mit einem Pull-up-Widerstand R1 zur Polarisationsspannung –VL verbunden. Der Widerstand R1 ist zum optimalen Ansteuern des VCSEL dimensioniert. Die Leitung L1 ist ein Mikrostreifen auf dem dielektrischen Substrat FR4 (ε_r = 4,7) mit 0,3 mm Stärke, dimensioniert zum Anpassen zusammen mit dem Kondensator C1 der Eingangsimpedanz von VCSEL an die Ausgangsimpedanz des Verstärkers A1 (8) und zum Vermeiden von Reflexionen. Dimensionen der Leitung L1 sind folgende: Breite W = 0,2 mm, Länge L = 12 mm. Die Dimensionen des Mikrostreifens L1 und der Wert von C1 sind so berechnet, daß sie den Gewinn der optischen Verbindung über ein breiteres Band als das Band des HF-Signals beinahe konstant halten. Daneben sollen die Dimensionen von L1 und der Wert von C1 zum Anpassen an die verschiedene Zuteilung des HF-Kanals innerhalb des Gesamtfrequenzbereichs des VCSEL abgeändert werden. Mit Einführung des Anpassungsnetzwerks LASINT beträgt der Meßwert des Eingangs-Dynamikbereichs D bei 500 m Faser –39 dBm entsprechend einem SFDR von 90 dB.Hz^2/3. Mit 1,6 km Faser werden die Werte D = –54 dBm entsprechend einem SFDR von 80 dB.Hz^2/3.
11 zeigt das in die optische Verbindung am Punkt b der 8 einzufügende PHOTINT-Netzwerk der 4. Dieses Netzwerk enthält einen seriell mit einer Übertragungsleitung L2 verbundenen Entkopplungskondensator C2 von 2,2 pF, die wiederum mit dem Gate eines rauscharmen FET T1, beispielsweise Mitsubishi MGF1908B mit einem flachen Gewinn über 15 GHz verbunden ist. Die Serie von C2 und L2 stellt ein Impedanz anpassungsnetzwerk der Eingangsimpedanz von FET T1 an die Ausgangsimpedanz der PIN-Diode dar. Durch einen Widerstand R3 wird das Drain von T1 mit der Polarisationsspannung +VD verbunden, während die Source geerdet ist. Das Gate von T1 ist negativ durch –V polarisiert. Außerhalb von PHOTINT wird die Anode der PIN-Diode mittels eines seriell mit der PIN-Diode am Eingang des mit dem Kondensator C2 verbundenen Netzwerks verbundenen Widerstands R2 auf die inverse Polarisationsspannung –VP hochgezogen. Der Widerstand R2 ist zum Einstellen des inversen Stroms der PIN-Diode dimensioniert. Durch einen externen Kondensator C3 wird das Signal am Ausgang von T1 an den Eingang des Verstärkers A2 angekoppelt (8). Die Übertragungsleitung L2 ist ein Mikrostreifen auf einem FR4-Substrat mit Stärke 0,3 mm (ε_r = 4,7), dimensioniert zum Anpassen zusammen mit dem Kondensator C2 der Eingangsimpedanz von FET T1 an die Ausgangsimpedanz der PIN-Diode zum Vermeiden von Signalreflexionen und währenddessen Minimieren der Rauschzahl von FET T1. Aufgrund dieser Beschränkung ist der Gewinn G nicht flacher als in der 9a, aber schwach selektiv um die Bandmittenfrequenz (1,685 GHz) herum. Der Mikrostreifen L2 ist 0,2 mm breit und 16 mm lang entsprechend einer Induktivität von 15 nH bei 1,685 GHz. Dimensionen des Mikrostreifens L2 und des Wertes von C2 entsprechen der verschiedenen Zuteilung des HF-Kanals innerhalb des Gesamtfrequenzbereichs des Lasers VCSEL. Der rauscharme FET T1 arbeitet als Transimpedanzverstärker in Source-Schaltung, der im Idealfall eine Ausgangsspannung V_o im Verhältnis zum Signalstrom I_S durch die PIN-Diode unabhängig von dem Source-Widerstand R_S und im externen Lastwiderstand R_L liefert. Der Source-Widerstand R_S ist der Widerstand der PIN-Diode in einer Nortonschen Entsprechung des Eingangskreises von FET T1, während der externe Lastwiderstand R_L der Eingangswiderstand des HF-Signal-Verstärkers A2 (8) in einer Theveninschen Entsprechung des Ausgangskreises von FET T1 ist. Bei Betrachtung der Bedeutung, die die Rauschzahl in der Konstruktion des PHOTINT-Netzwerks annimmt, werden einige nützliche Betrachtungen dieses Arguments im folgenden gegeben.
Eine solide Definition der Rauschzahl n_F kann als Signal-Rausch-Verhältnis-(S/N-)Abwertung, erzeugt durch ein Zweitornetzwerk (das PHOTINT-Netzwerk), erbracht werden. Das heißt das Verhältnis des verfügbaren S/N-Leistungsverhältnisses am Eingang des Zweitornetzwerks zum verfügbaren S/N-Leistungsverhältnis am Ausgang, wenn die Temperatur der Eingangsrauschquelle 290° K beträgt. Dies wird ausgedrückt als:
wobei:
p_si = die verfügbare Signalleistung am Eingang;
p_so = die verfügbare Signalleistung am Ausgang
p_ni = die verfügbare Rauschleistung am Eingang in einem schmalen Band df (1 Hz). Da die Temperatur standardmäßig ist, beträgt p_ni = kT_o df, wobei k die Boltzmann-Konstante ist (1,3805 × 10^–23 Joule/K);
p_no = die verfügbare Rauschleistung am Ausgang in einem Schmalband df (1 Hz).
Mit der Definition g_a(f) = p_so/p_si, wobei g_a(f) der verfügbare Gewinn des Zweitornetzwerks mit unkorrelierter Antriebs-Source-Rauschspannung und internem Rauschen ist, entspricht der Ausdruck (4):
Die durchschnittliche Rauschzahl beträgt:
wobei p_nt die gesamte verfügbare Rauschleistung am Ausgang, g₀ der verfügbare Gewinn in Bandmitte und B_w die Rauschbandbreite einschließlich des HF-Kanalbandes ist. Je kleiner die Rauschzahl, desto besser ist die Empfindlichkeit des Netzwerks, sehr niedrige Eingangssignale von Rauschen zu unterscheiden. Ausdruck (6) zeigt, daß die Rauschzahl effektiv durch Einführung einiger Beschränkungen der Bandbreite B_w und des Gewinns g_o minimiert werden könnte. Durch das rein reaktive Impedanzanpassungsnetzwerk L2, C2 am Eingang von PHOTINT werden keine Rauschglieder in (5) und (6) eingeführt, und es ist daher zum Minimieren der Rauschzahl n_F geeignet. Gemeinsame n_F-Minimierung und Impedanzanpassung kann entweder experimentell oder durch Verwendung bekannter mathematischer Algorithmen durchgeführt werden. Sobald Minimierung vollendet ist, sind sowohl n_F und die Impedanzfunktion Z₂(f, L2, C2) bekannt. In einem solchen Fall kann Z₂(f, L2, C2) bei den gegebenen oben angezeigten Werten von L2 und C2 mit bekannten Verfahren synthetisiert werden.
Die einander folgenden 12a, 12b und 13a, 13b zeigen die gleiche Anzahl von Aufzeichnungen von Gewinn über Frequenz des Prüflings der 8, aktualisiert mit den zwei LASINT- und PHOTINT-Netzwerken für zwei Faserlängen. Es ist erkennbar, daß Gewinn über Frequenz einer langsam abnehmenden Bandpaßfunktion gleicht, die viel weiter als der 8-MHz-Kanalabstand von CATV ist.
12a zeigt den Gewinn über Frequenz gemessen an einer optischen 500-m-Verbindung während 12b den vergrößerten Mittelteil der vorhergehenden Aufzeichnung in einem Band von rund 100 MHz zeigt. Es ist erkennbar, daß der Gewinn innerhalb des 5 MHz-Kanalbandes beinahe flach ist. Der Meßwert des Eingangs-Dynamikbereichs D bei einer 500-m-Faser beträgt –33 dBm, entsprechend einem SFDR von 94 dB.Hz^2/3.
13a zeigt den Gewinn über Frequenz gemessen an einer optischen 1,6-km-Verbindung, während 13b den vergrößerten Mittelteil der vorhergehenden Aufzeichnung in einem Band von rund 100 MHz zeigt. Es ist erkennbar, daß der Gewinn innerhalb des 5 MHz-Kanalbandes beinahe flach ist. Der Meßwert des Eingangs-Dynamikbereichs D bei 1,6 km Faser beträgt –49,5 dBm entsprechend einem SFDR von 83 dB.Hz^2/3.
14 ist eine schematische Darstellung des in die optische Verbindung am Punkt c der 8 einzufügenden Netzwerks PHC der 4. Dieses Netzwerk enthält einen Hüllkurvendetektor ENVDET und einen variablen Phasenverschieber VARAC. Der Hüllkurvendetektor ENVDET enthält einen Halbwellengleichrichter, der die Hüllkurve des am Ausgang des Leistungsverstärkers A2 (8) gegenwärtigen modulierten HF-Signals wiedergibt. Die gleichgerichtete Spannung wird als Steuersignal des variablen Phasenverschiebers VARAC benutzt. In einer nicht begrenzenden Ausführungsform wird eine (invers polarisierte) Varactordiode als spannungsgesteuerter Phasenverschieber benutzt. Für ein gewisses Ausmaß des Steuersignalpegels ist die inverse Kapazität des Varactors eine lineare Funktion des Steuersignals wie auch der in das HF-Ausgangssignal eingeführte Phaseversatz. Da das Vorzeichen der durch das PHC-Netzwerk eingeführten Phasenverschiebung entsprechend der erkannten Hüllkurve der AM/PM-Phasenverzerrung entgegengesetzt ist, werden dadurch alle AM/PM-Verzerrungen entlang der optischen Verbindungen berücksichtigt.
15a zeigt (fette Linie) das Frequenzspektrum eines WCDMA-Signals (zweckdienlicherweise auf 1,680 GHz umgesetzt) am Ende der optischen 500-m-Verbindung der 8, vervollständigt mit LASINT-, PHOTINT- und PHC-Netzwerken. Der Meßwert des Eingangs-Dynamikbereichs D bei einer 500-m-Faser beträgt –27 dBm entsprechend einem SFDR von 98 dB.Hz^2/3. In der gleichen Figur ist das Spektrum ohne Kompensation der Phasenverzerrung (gestrichelte Linie) zum Vergleich dem vorhergehenden Spektrum überlagert. Die durch das Phasenverzerrungskompensationsnetzwerk PHC erreichte Verringerung der Außerbandstörungen ist erkennbar. Die Interferenzleistung innerhalb von Nachbarkanälen ist infolgedessen verringert. 15b ist der 15a ähnlich, ist aber auf den Vergleich der an der RAC-Filterbandbreite (5 MHz) durchgeführten kanonischen ACPR- Messung (Adjacent Channel Power Ratio – Nachbarkanal-Leistungsvehältnis) bezogen.
16a und 16b sind den 15a und 15b ähnlich, aber mit einer 1,6-km-Faser. Der Meßwert des Eingangs-Dynamikbereichs D bei 1,6 km Faser beträgt –45 dBm entsprechend einem SFDR von 86 dB.Hz^2/3.
Zusätzliche Erhöhung des SFDR ist möglich durch Einführung von einem oder zwei Gewinnlinearisierungsnetzwerken an geeigneten Punkten der optischen Verbindungen. Ein geeigneter Linearisierer ist der in dem europäischen Patent EP 0451909-B1 (entsprechend US 5,138,275 ) offenbarte mit dem Titel: „Predistortion Lineariser for Microwave Power Amplifiers" (Vorverzerrungslinearisierer für Mikrowellenleistungsverstärker), Erfinder Carlo Buoli et al., im Namen des gleichen Rechtsnachfolgers (SIEMENS) der vorliegenden Erfindung und durch Bezugnahme hier aufgenommen. Ein unabhängiger Anspruch (US) gibt an: ein Mikrowellen-Leistungsendverstärker mit Kompensation von Gewinnkomprimierung und Phasenverzerrung desselben, mit folgendem:

– einem Transistorverstärker;
– mit einem Eingang des Transistorverstärkers verbundenen Subpolarisierungs-Vorspannungsmitteln zum Bereitstellen von Verstärkungserweiterung bei Leistungszunahme des Signals am Eingang des Transistorverstärkers durch Einstellen eines Subpolarisierungsbetriebspunkts desselben; und
– durch eine kontinuierliche Komponente der an einem Ausgang des Verstärkertransistors gegenwärtigen Spannung gesteuerte Phasenverschiebermittel zum Einführen einer Phasenverzerrung zum Kompensieren der Phasenverzerrung des Endleistungsverstärkers.

Diese bekannte Lösung ist höchst nützlich, da sie einen einmaligen GaAsFET-Transistor in Source-Betrieb polarisiert in der Nähe des Abschnürpunkts dazu benutzt, sowohl als HF- Leistungsendverstärker mit Verstärkungserweiterung zur Wiedergewinnung von Amplitudenverzerrung als auch Befehlssignalgenerator für einen zum Kompensieren der Phasenverzerrung des Leistungsverstärkers benutzten Varactor zu wirken. In dem erwähnten Patent wird auch eine Lösung mit dem stromaufwärtig eines getrennten Leistungsverstärkers plazierten Linearisierer (sowohl FET als auch Varactor) beansprucht. Die Eigentümlichkeit dieses „Vorverzerrungslinearisierers" besteht darin, daß die zwei Arten von Verzerrungen AM/AM und AM/PM zusammen kompensiert werden, so daß ein getrennter variabler Phasenverschieber entsprechend dem PHC-Netzwerk (14) nicht erreichbar ist und die alleinige Kompensation der AM/PM-Verzerrung unmöglich ist. Das Entgegengesetzte stimmt nicht vollständig, und die alleinige AM/AM-Verzerrung kann durch Weglassen der Varactor-Kreise kompensiert werden. Es gibt keine Anzeigen in der Offenbarung des angeführten Patents über eine mögliche Verwendung des „Vorverzerrungslinearisierers" zum Aufbauen einer analogen optischen Verbindung. Dieser als für einen Mikrowellen-Leistungsverstärker geeignet gedachte bekannte Linearisierer muß nunmehr weiterhin die AM/PM-Verzerrung aufgrund der Intermodendispersion in der Lichtleitfaser kompensieren. Bezug nehmend auf 8 sind folgende eine mögliche Verwendung des bekannten „Vorverzerrungslinearisierers":

– eine erste einfachste und kostengünstige Ausführungsform, besonders für geringe Verstärkungen und kurze Faserlängen angezeigt, besteht in der Verwendung des Vorverzerrungslinearisierers anstelle von FET T1 (11) und Nichtverwendung des Verstärkers A2.
– Eine zweite, mit der zweiten Variante zusammenfallende Ausführungsform der Erfindung besteht in der Verwendung des Vorverzerrungslinearisierers anstelle des Verstärkers A2 und des Kompensationsnetzwerks PHC.
– Eine dritte, mit der dritten Variante zusammenfallende Ausführungsform besteht darin, den Verstärker A1 durch den varactorlosen Linearisierer zu ersetzen.

Schlüssel zu den Figuren
1

CELLULAR SYSTEM WITH CENTRALISED BASE STATIONS – ZELLULARSYSTEM MIT ZENTRALEN BASISSTATIONEN
BASE STATION – BASISSTATION
BASE STATION CONTROLLER – BASISSTATIONSSTEUERUNG
other BASE STATIONS – Andere BASISSTATIONEN

2

OPTICAL FIBER CATV – LICHTLEITFASER-CATV
CATV CENTRE – CATV-ZENTRALE
ANALOG MUX – ANALOGER MUX
OPTICAL TRXs – OPTISCHE SENDER
ANALOG SET-TOP BOX (OPTICAL RECEIVER) – ANALOGE SET-TOP-BOX (OPTISCHER EMPFÄNGER)
DIST – VERT

3

TRANSMITTER AND RECEIVER AT BASE STATION AND REMOTE ANTENNA – SENDER UND EMPFÄNGER AN BASISSTATION UND ABGESETZTER ANTENNE
BASE STATION – BASISSTATION
TRANSMITTER BSOTX – SENDER BSOTX
BASEBAND PROC. – BASISBAND-PROZ.
RECEIVER BSORX – EMPFÄNGER BSORX
REMOTE ANTENNA CONTROLLER – ANTENNENFERNSTEUERUNG
DOWNLINK – ABWÄRTSSTRECKE
UPLINK – AUFWÄRTSSTRECKE
other BSs – andere BS
REMOTE ANTENNA – ABGESETZTE ANTENNE
RECEIVER RAORX – EMPFÄNGER RAORX
TRANSMITTER RAOTX – SENDER RAOTX
Duplexer filter – Duplexer-Filter

4

TRANSMITTER AND RECEIVER AT BASE STATION AND REMOTE ANTENNA – SENDER UND EMPFÄNGER AN BASISSTATION UND ABGESETZTER ANTENNE
BASE STATION – BASISSTATION
TRANSMITTER – SENDER
RECEIVER – EMPFÄNGER
REMOTE ANTENNA – ABGESETZTE ANTENNE
Duplexer filter – Duplexer-Filter

5

input – Eingang
TWO PORT DUT – ZWEITOR-PRÜFLING

6

TWO-TONES + IMD3 OUTPUT – ZWEI TÖNE + IMD3-AUSGABE
Poutput – P Ausg.

7

THIRD ORDER INTERCEPT POINT (IP3) – SCHNITTPUNKT DRITTER ORDNUNG (IP3)
Poutput – P Ausg.
Pinput – P Eing.

8

SIMPLIFIED DUT – VEREINFACHTER PRÜFLING
input – Eing.
output – Ausg.

9a

D.U.T. gain vs. freq. with 500 m fibre – Prüfling Gewinn über Frequenz bei 500 m Faser

9b

D.U.T. gain vs. freq. with 1.6 km fibre – Prüfling Gewinn über Frequenz bei 1,6 km Faser

10

MATCHING AND COMPENSATION NETWORKS – ANPASSUNGS- UND KOMPENSATIONSNETZWERKE

12a, b

D.U.T. GAIN vs. FREQUENCY WITH 500 m FIERE + LASINT + PHOTINT – PRÜFLING GEWINN ÜBER FREQUENZ BEI 500 m FASER + LASINT + PHOTINT

13a, b

D.U.T. GAIN vs. FREQUENCY WITH 1.6 km FIERE + LASINT + PHOTINT – PRÜFLING GEWINN ÜBER FREQUENZ BEI 1,6 km FASER + LASINT + PHOTINT

15a

CDMA OUTPUT SPECTRUM WITH 500 m FIERE + LASINT + PHOTINT + PHC – CDMA AUSGANGSSPEKTRUM BEI 500 m FASER + LASINT + PHOTINT + PHC
with AM/PM distortion compensation – mit AM/PM-Verzerrungskompensation
without compensation – ohne Kompensation

15b

ACPR INTERFERENCE – ACPR-INTERFERENZ
with AM/PM distortion compensation – mit AM/PM-Verzerrungskompensation
without compensation – ohne Kompensation

16a

CDMA OUTPUT SEPCTRUM WITH 1.6 km FIERE + LASINT + PHOTINT + PHC – CDMA-AUSGANGSSPEKTRUM MIT 1,6 km FASER + LASINT + PHOTINT + PHC

16b

ACPR INTERFERENCE – ACPR-INTERFERENZ

Claims

Analoge optische Verbindung mit folgenden Elementen: – einem ersten HF-Verstärker (A1) eines analogen Bandpaß-HF-Signals; – einem ersten Impedanzanpassungsnetzwerk (LASINT) zum Anpassen der Eingangsimpedanz eines stromabwärtigen VCSEL-Lasers an die Ausgangsimpedanz des ersten HF-Verstärkers (A1); – wobei dieser VCSEL-Laser an ein Ende einer Multimodenlichtleitfaser gegebener Länge zum Umwandeln des elektrischen Bandpaß-HF-Signals in ein in die Multimodenfaser eingekoppeltes optisches Signal angekoppelt ist; – einer an das andere Ende der Multimodenlichtleitfaser angekoppelten PIN-Diode zum Umwandeln des aus der Faser kommenden optischen Signals in ein elektrisches Signal; – einem zweiten HF-Verstärker (T1) der Transimpedanzart; dadurch gekennzeichnet, daß die analoge optische Verbindung folgendes umfaßt: – ein zweites Impedanzanpassungsnetzwerk (C2, L2) zum Anpassen der Eingangsimpedanz des Transimpedanzverstärkers (T1) an die Ausgangsimpedanz der PIN-Diode, zwischenzeitlich Minimieren der Rauschzahl des Transimpedanzverstärkers (T1) bei einem Frequenzbereich einschließlich des Bandpasses des HF-Signals; – einen stromabwärtig des Transimpedanzverstärkers (T1) plazierten Amplitudenhüllkurvendetektor (ENVDET) zum Erzeugen eines Hüllkurvensteuersignals; – einen durch das Hüllkurvensteuersignal gesteuerten variablen Phasenverschieber (VARAC) zum Einführen eines Phasenversatzes an dem HF-Signal am Ausgang des Transimpedanzverstärkers (T1), der die durch die Lichtleitfaser eingeführte AM/PM-Verzerrung kompensiert.
Analoge optische Verbindung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen zwischen den Transimpedanzverstärker (T1) und den variablen Phasenverschieber (VARAC) plazierten dritten HF-Verstärker (A2) umfaßt.
Analoge optische Verbindung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte HF-Verstärker (A2) ein eine Sendeantenne versorgender Endleistungsverstärker ist und die Verbindung ein Verstärkungslinearisierungsnetzwerk des dritten HF-Leistungsverstärkers zum Kompensieren der an den Leistungsspitzen des HF-Signals eingeführten AM/AM-Verzerrung umfaßt.
Analoge optische Verbindung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte HF-Verstärker (AZ)Subpolarisierungsmittel eines Leistungstransistors umfaßt, der eine Verstärkungserweiterungsstufe darstellt, die als Vorverzerrungslinearisierer wirkt, und weiterhin das Hüllkurvensteuersignal für den variablen Phasenverschieber (VARAC) erzeugt.
Analoge optische Verbindung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sie ein Verstärkungslinearisierungsnetzwerk zum Kompensieren der AM/AM-Verzerrung des ersten HF-Leistungsverstärkers (A1) an den Leistungsspitzen des HF-Signals in Verbindung mit den höchsten Verstärkungen umfaßt, die zum ausreichenden Ansteuern des VCSEL für die längsten optischen Verbindungen benötigt werden.
Analoge optische Verbindung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Multimodenlichtleitfaser bis zu 150 m lang ist, um den typischen Längen der am CATV-Dienst beteiligten gebäudeinternen Verbindungen zu entsprechen oder um Innenvorrichtungen mit einer Turmantenne, insbesondere einer zur Richtstrahlbildung geeigneten Antennengruppe, zu verbinden.
Analoge optische Verbindung nach einem der vorhergehenden Ansprüche außer dem vorhergehenden, dadurch gekennzeichnet, daß die Multimodenlichtleitfaser bis zu 500 m lang ist, um einer Faserinfrastruktur kleiner Größe zu entsprechen, die zum Verbinden einer zentralen Basisstation eines Pico-/Mikrozellularsystems mit einer Gruppe von entfernten Antennen geeignet ist, die die gleiche Anzahl von Zellen versorgen.
Analoge optische Verbindung nach einem der vorhergehenden Ansprüche außer dem vorhergehenden, dadurch gekennzeichnet, daß die Multimodenlichtleitfaser bis zu 1,6 km lang ist, um einer Faserinfrastruktur zu entsprechen, die zum Verbinden einer zentralen Basisstation eines Zellularsystems entweder der zweiten oder dritten Generation mit einer Gruppe von entfernten Antennen geeignet ist.
Analoge optische Verbindung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Impedanzanpassungsnetzwerk (LASINT) einen seriell mit einem Mikrostreifen (L1) verbundenen diskreten Kondensator (C1) umfaßt, wobei der Wert des Kondensators (C1) und die Abmessungen des Mikrostreifens (L1) dafür berechnet sind, um die Verstärkung der optischen Verbindung über ein breiteres Band als das Band des HF-Signals annähernd konstant zu halten.
Analoge optische Verbindung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Impedanzanpassungsnetzwerk (C2, L2) einen seriell mit einem Mikrostreifen (L2) verbundenen diskreten Kondensator (C2) enthält.