DE60211847T2

DE60211847T2 - Berechnung von weichen Entscheidungswerten für Mehrstufensignale

Info

Publication number: DE60211847T2
Application number: DE60211847T
Authority: DE
Inventors: Leif Wilhelmsson; Peter Malm
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 2002-03-07
Filing date: 2002-03-07
Publication date: 2007-06-06
Anticipated expiration: 2022-03-08
Also published as: DE60211847D1; ATE328430T1; EP1343285B1; EP1343285A1

Description

Diese Erfindung betrifft digitale Kommunikationssysteme und im Besonderen die Erzeugung weicher Zuverlässigkeitswerte für Mehrpegelsignale.
Auf dem Gebiet der Digitalkommunikation wird eine Mehrpegelmodulation verwendet, um eine Anzahl von Bitfolgen auf ein Signalalphabet abzubilden, welches eine Anzahl von Signalsymbolen enthält, d. h. eine Anzahl von Punkten im Signalraum. Beispielsweise kann eine Bitfolge auf einen Punkt in einem komplexen Signalraum abgebildet werden. Ein Signalalphabet der Größe M erlaubt es, log₂(M) Bits auf jedes Symbol abzubilden. Wenn jedoch Symbole am Empfänger empfangen werden, können sie durch Rauschen beeinträchtigt sein, wodurch das Dekodieren der Signale beeinträchtigt wird, wenn man die übertragene Bitfolge wiederherstellt. Falls Mehrpegelmodulation zusammen mit Kanalkodierung verwendet wird, benötigen viele Kanaldekodierer, wie beispielsweise auf dem BCJR-Algorithmus basierende, iterative Decoder, sogenannte Softbit-Werte als Eingabe. Ein Softbit-Wert entspricht einem Zuverlässigkeitswert eines einzelnen Bits, der 0 oder 1 ist.
Beispiele von Mehrpegelmodulation umfassen eine Mehramplitudenpegelmodulation bei einer Pulsamplitudenmodulation (PAM), eine Mehrphasenpegelmodulation bei einer Phasenmodulation bzw. -umtastung ("Phase Shift Keying"; PSK) und eine Mehrsignalpunktmodulation bei einer Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM).
Beispielsweise ist eine kommende Technologie für Breitbanddigitalfunk-Kommunikationen von Internet, Multimedia, Video und anderen kapazitäts-fordernden Anwendungen zusammen mit der dritten Generation von Mobiltelefonsystemen das sich entwickelnde WCDMA ("Wideband Code Division Multiple Access"; Breitband-Codemultiplex), welches als Teil der 3GPP-Standardisierungsorganisation spezifiziert ist. Innerhalb dieser Technologie wird ein Hochgeschwindigkeits-Abwärtsstrecken-Paketzugang ("High Speed Downlink Packet Access"; HSDPA) bereitgestellt, einschließlich eines Hochgeschwindigkeits-Abwärtsstrecken-Mehrbenutzerkanals ("High Speed Downlink Shared Channel"; HS-DSCH), welcher 16QAM verwendet. Bei 16QAM beispielsweise beträgt M = 16, d. h. jedes Symbol im Signalalphabet entspricht 4 Bits. Zukünftige Versionen können sogar noch größere Konstellationsgrößen umfassen, wie beispielsweise 64 QAM.
Es ist bekannt, wie man Signalsymbole in Softbitwerte durch Berechnen aller Abstände im Signalraum zwischen dem empfangenen Symbol und allen Signalpunkten des Signalalphabets umwandelt. Insbesondere wird zum Erzielen einer optimalen Leistung ein Wahrscheinlichkeitsverhältnis in Abhängigkeit von zugehörigen Summen von Wahrscheinlichkeiten berechnet, wobei die Wahrscheinlichkeiten Funktionen der berechneten Abstände sind. Es ist weiterhin bekannt, dass bei der Berechnung eines Wahrscheinlichkeitsverhältnisses die Summe der Wahrscheinlichkeiten durch die dominanten Beiträge der Summen von Wahrscheinlichkeiten im Wahrscheinlichkeitsverhältnis angenähert werden kann (A.J. Viterbi, "An intuitive justification and a simplified implementation of the MAP decoder for conventional codes", IEEE Journal on selected areas in communications", 16(2), Februar 1998).
Obwohl diese Annäherung den Berechnungsaufwand erheblich verringert, während sie nur einen vernachlässigbaren Leistungsverlust bewirkt, ist es ein Problem dieses Verfahrens des Standes der Technik, dass man immer noch eine Berechnung aller Abstände zu allen Signalpunkten benötigt, um zu bestimmen, welche zwei tatsächlich für die Berechnung des Wahrscheinlichkeitsverhältnisses benötigt werden. Beispielsweise müssen bei einer 16QAM-Modulation 16 Abstände für jedes empfangene Symbol berechnet werden. Insbesondere wenn eine hohe Symbolrate dekodiert werden muss, z. B. mehrere 100 Symbole pro ms, ist das obige Problem besonders schwerwiegend.
Der Artikel "Coded Modulation with Feedback Decoding Trellis Codes" von G. Hellstern, Proc. of the IEEE International Conference on Communications (ICC), Genf, 23.-26. Mai 1993 offenbart Trellis-Codes großer Einschränkungs- bzw. Constraint-Länge auf der Grundlage eines Rückkopplungs-Dekodierungsschemas.
Der Artikel "Low complexity space-frequency MLSE for multi-user COFDM" von M. Speth et al., IEEE Global Telecommunications Conference, CLOBECOM'99, Brasilien, 1999 beschreibt ein Mehrfachnutzer-Detektionsverfahren auf der Grundlage eines orthogonalen Frequenzmultiplexens ("orthogonal frequency division multiplexing"; OFDM), kombiniert mit einer bitverschachtelten kodierten Modulation.
Die US 5,657,354 beschreibt ein Verfahren zum Berechnen von logarithmischen Wahrscheinlichkeitsverhältnissen für ein optimales Dekodieren von Komponentencodes bei der blockkodierten Modulation. Insbesondere offenbart dieses Dokument des Standes der Technik die Verwendung einer planaren Abschätzung für das logarithmische Wahrscheinlichkeitsverhältnis, um eine explizite Auswertung eines logarithmischen Wahrscheinlichkeitsverhältnisses in Echtzeit und große Nachschlagetabellen zu vermeiden.
Die DE 199 12 825 beschreibt ein Verfahren zum Empfangen eines Datensymbols. Gemäß diesem Verfahren des Standes der Technik wird für ein empfangenes Datensymbol der nächste Konstellationspunkt einer zugehörigen 8-PSK-Mehrsymbolkonstellation identifiziert. Danach wird für jede Bitposition das Symbol mit einem unterschiedlichen Wert an dieser Position und das zu dem identifizierten Konstellationspunkt das nächste ist in einer Nachschlagetabelle nachgeschaut. Ein weicher Wert wird als Differenz der Abstände von dem empfangenen Symbol zu den zwei identifizierten Konstellationspunkten berechnet. Daher benötigt dieses Verfahren des Standes der Technik zwei Abstandsberechnungen.
Folglich ist es eine Aufgabe der Erfindung, das Problem einer weiteren Herabsetzung des Berechnungsaufwands der Berechnung eines weichen Werts zu lösen.
Das oben genannte und andere Probleme werden mittels eines Verfahrens nach Anspruch 1 gelöst.
Demgemäss wird der zum Berechnen des Wahrscheinlichkeitsverhältnisses benötigte nächste Signalpunkt zuerst bestimmt, so dass nur die zugehörigen Abstände zu den identifizierten Signalpunkten bestimmt zu werden brauchen. Auf diese Art wird der Berechnungsaufwand erheblich verringert, da nicht mehr als zwei Abstände bestimmt zu werden brauchen, um das Wahrscheinlichkeitsverhältnis für jedes Bit zu bestimmen. Daher ist das obige Verfahren besonders gut geeignet für Implementierungen mit niedrigem Aufwand in mobilen Empfängern, da es die benötigten Berechnungsressourcen verringert.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung umfasst die gespeicherte Information eine Identifizierung des zweiten Signalsymbols, und der Schritt des Abschätzens des Zuverlässigkeitswerts umfasst weiterhin die Schritte des:

– Bestimmens eines ersten Abstands zwischen dem empfangenen Signal und dem ersten Signalsymbol; und
– Bestimmens einer Abschätzung eines zweiten Abstands zwischen dem empfangenen Signal und dem zweiten Signalsymbol.

Daher kann für eine gegebene Signalkonstellation diese Information gespeichert werden, da für jedes Signalsymbol und für jede Bitposition bekannt ist, welches der anderen Signalsymbole mit einem entgegengesetzten Wert an dieser Bitposition zu diesem Signalsymbol am nächsten ist. Daher kann durch ein einfaches Nachschlagen das nächste Signalsymbol identifiziert und der Abstand zwischen dem empfangenen Signal und dem nächsten Signalsymbol berechnet werden.
Erfindungsgemäß umfasst die gespeicherte Information einen zweiten Abstand zwischen dem ersten Signalsymbol und dem zweiten Signalsymbol, und der Schritt des Abschätzens des Zuverlässigkeitswerts umfasst weiterhin den Schritt des Bestimmens eines ersten Abstands zwischen dem empfangenen Signal und dem ersten Signalsymbol. Daher kann, alternativ oder zusätzlich zum Abspeichern einer Identifikation bzw. Kennung des Signalsymbols mit entgegengesetztem Bitwert an einer gegebenen Bitposition, welches dem ersten Signalsymbol am nächsten ist, der tatsächliche Abstand zwischen dem ersten und dem zweiten Symbol vorberechnet und abgespeichert werden. Sobald das erste Signalsymbol identifiziert ist, kann dieser Abstand nachgeschlagen werden und als eine Abschätzung für den Abstand zwischen dem empfangenen Signal und dem zweiten Signalsymbol verwendet werden. Folglich wird eine weitere Verringerung des Berechnungsaufwands erreicht, da nur ein Abstand berechnet werden muss.
Wenn der Schritt des Abschätzens des Zuverlässigkeitswerts den Schritt des Bestimmens einer Polynomfunktion des ersten Abstands und des zweiten Abstands umfasst, multipliziert mit einer vorbestimmten Konstante, wird der Berechnungsaufwand weiter verringert, da kein Logarithmus berechnet zu werden braucht. Bei einer Ausführungsform ist die Polynomfunktion eine Differenz der ins Quadrat erhobenen Abstände.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform umfasst die gespeicherte Information für jedes Signalsymbol und jede Bitposition eine Näherung des zugehörigen Zuverlässigkeitswerts. Daher kann gemäß dieser Ausführungsform eine Näherung des Zuverlässigkeitswerts direkt nachgeschlagen werden, sobald das am nächsten liegende Signalsymbol identifiziert worden ist, wodurch ein berechnungstechnisch sehr effizientes Verfahren bereitgestellt wird, welches die Notwendigkeit für Online-Abstandsberechnungen eliminiert.
Vorzugsweise wird die gespeicherte Information in einer Nachschlagetabelle gespeichert, welche durch die Anzahl der Signalsymbole und die Bitpositionen der Anzahl der Bitfolgen indiziert ist, wodurch ein schneller Zugriff auf die Information bereitgestellt wird.
Bei einer weiteren Ausführungsform der Erfindung umfasst das Verfahren weiterhin den Schritt des Bereitstellens des Zuverlässigkeitswerts als eine Eingabe für einen Dekodierer, zum Beispiel einen iterativen Dekodierer, welcher den BCJR-Algorithmus verwendet, oder jeden anderen Dekodierer, welcher weiche Werte als eine Eingabe verwendet. Es ist ein Vorteil der Erfindung, dass sie eine genaue und Ressourcenschonende Näherung von weichen Werten als eine Eingabe für solche Dekodierer bereitstellt.
Das erste Signalsymbol kann durch Vergleichen der Signalkomponenten mit vorbestimmten Schwellwerten oder Entscheidungsgrenzen identifiziert werden, beispielsweise mittels einer Abkappschaltung, d. h. einer Schaltung, welche ein Signal mit vorbestimmten Schwellwerten vergleicht. Daher wird ein schnelles und berechnungstechnisch unaufwändiges Verfahren zum Identifizieren des am nächsten liegenden Signalsymbols bereitgestellt, und zwar ohne die Notwendigkeit, alle Abstände zwischen dem empfangenen Wert und allen Signalsymbolen zu berechnen.
Es ist ein weiterer Vorteil der Erfindung, dass kostengünstige standardisierte Komponenten beim Umsetzen eines erfindungsgemäßen Verfahrens verwendet werden können.
Falls die Wahrscheinlichkeitsinformation ein logarithmisches Wahrscheinlichkeitsverhältnis umfasst, wird eine hohe Leistungsqualität erreicht, da die Verwendung einer logarithmischen Wahrscheinlichkeit einer theoretisch optimalen Art des Berechnens von weichen Zuverlässigkeitswerten entspricht. Jedoch können andere Verfahren zum Berechnen einer Wahrscheinlichkeitsinformation verwendet werden, wie beispielsweise eine logarithmische Wahrscheinlichkeit der Signalleistung.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung umfasst der Schritt des Identifizierens des ersten Signalsymbols als dem empfangenen Mehrpegelsignal am nächsten den Schritt des Identifizierens des ersten Signalsymbols als dem empfangenen Mehrpegelsignal am nächsten in Bezug auf ein euklidisches Abstandsmaß in einem Signalraum, da der euklidische Abstand direkt mit den Wahrscheinlichkeiten einer Wahrscheinlichkeitsberechnung verbunden ist. Alternativ hierzu können andere geeignete Maße statt euklidischer Abstände verwendet werden.
Der Signalraum kann ein reeller oder ein komplexer Signalraum sein. Beispielsweise werden bei der QAM-Modulation zwei amplitudenmodulierte Signale auf einem einzelnen Träger übertragen, aber phasenverschoben um 90°. Daher können die sich ergebenden Signalpunkte in der komplexen Ebene aufgetragen werden, wobei sie die sogenannten In-Phase(I)- und Quadratur (Q)-Komponenten des QAM-Signals darstellen.
Wenn die Anzahl der Signalsymbole, die der Anzahl der Bitfolgen zugeordnet sind, dergestalt ist, dass die Bitfolgen, die allen nächsten Nachbarn jedes Signalsymbols zugeordnet sind, sich von der Bitfolge dieses Signalsymbols nur an einer Bitposition unterscheiden, wird die Fehlerrate des Übertragungssystems verringert. Diese Art des Abbildens wird als Gray-Abbildung bezeichnet.
Die Erfindung betrifft weiterhin eine Vorrichtung zum Erzeugen eines Zuverlässigkeitswerts nach Anspruch 11.
Die Anordnung kann mittels jeder Verarbeitungseinheit implementiert werden, z. B. mittels eines programmierbaren Mikroprozessors, einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung oder einer anderen integrierten Schaltung, einer Smart-Card oder dergleichen. Der Ausdruck Verarbeitungsmittel umfasst programmierbare Mikroprozessoren für allgemeine oder besondere Zwecke, digitale Signalprozessoren (DSP), anwendungsspezifizische integrierte Schaltungen ("Application Specific Integrated Circuits"; ASIC), programmierbare Logik-Arrays bzw. -anordnungen ("Programmable Logic Arrays"; PLA), feldprogrammierbare Gate-Arrays bzw. Gatteranordnungen ("Field Programmable Gate Arrays; FPGA) usw., oder eine Kombination hiervon. Das Verarbeitungsmittel kann eine CPU ("Central Processing Unit"; zentrale Verarbeitungseinheit) eines Computers sein, ein Mikroprozessor, eine Smart-Card, eine SIM-Karte oder dergleichen. Die ersten und zweiten Verarbeitungsmittel können unterschiedliche Verarbeitungsmittel sein, beispielsweise unterschiedliche Schaltungen, oder sie können in einem Verarbeitungsmittel kombiniert sein, z. B. durchgeführt von geeigneten Anweisungen, die von einem programmierbaren Mikroprozessor ausgeführt werden.
Der Ausdruck Speichermittel umfasst Magnetbänder, optische Scheiben, DVDs ("digital video disk"), CDs ("compact disc") oder CD-ROMs, Mini-Disks, Festplatten, Disketten, ferroelektrische Speicher, elektrisch löschbare programmierbaren Festwertspeicher (EEPROM), Flash-Speicher, EPROM, Festwertspeicher (ROM), statische Schreib/Lese-Speicher ("static random access memory"; SRAM), dynamische Schreib/Lese-Speicher ("dynamic random access memory"; DRAM), synchrone dynamische Schreib/Lese-Speicher ("synchronous dynamic random access emory"; SDRAM), ferromagnetische Speicher, optische Speicher, ladungsgekoppelte Speicher ("charge coupled device"; CCD), Smart-Cards usw.
Darüber hinaus können die oben beschriebenen erfindungsgemäßen Merkmale und Schritte des Verfahrens in die obige erfindungsgemäße Anordnung aufgenommen sein.
Die Erfindung betrifft weiterhin eine Vorrichtung zum Empfangen von Mehrpegelsignalen, welche eine Anordnung wie oben und im Folgenden beschrieben umfasst.
Die Vorrichtung kann jegliche elektronische Ausrüstung oder Teil einer solchen elektronischen Ausrüstung sein, wobei der Ausdruck "elektronische Ausrüstung" Computer umfasst, wie beispielsweise nicht-tragbare und tragbare PCs und tragbare und nicht-tragbare Funkkommunikationsausrüstung. Der Ausdruck "tragbare Funkkommunikationsausrüstung" umfasst mobile Funkendgeräte, wie beispielsweise Mobiltelefone, Pager und Kommunikatoren, z. B. elektronische Organisatoren, Smart Phones, PDAs oder dergleichen.
Die Erfindung wird unten in Verbindung mit bevorzugten Ausführungsformen und mit Bezug auf die Zeichnungen genauer beschrieben, in denen:
1a-b schematisch einen Empfänger gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zeigen;
2 ein Beispiel einer Signalkonstellation mit 16 Signalsymbolen zeigt;
3 ein Flussdiagramm eines Verfahrens gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
4 ein Beispiel einer Nachschlagetabelle gemäß der Ausführungsform nach 3 zeigt;
5 ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
6 ein Beispiel einer Nachschlagetabelle gemäß der Ausführungsform nach 5 zeigt;
7 ein weiteres Beispiel einer Signalkonstellation mit 16 Signalsymbolen zeigt;
8 ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens gemäß einer dritten Ausführungsform der Erfindung zeigt; und
9 ein Beispiel einer Nachschlagetabelle gemäß der Ausführungsform nach 8 zeigt.
1a zeigt schematisch einen Empfänger gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, welcher ein Funksignal von einem Sender über einen Kommunikationskanal empfängt. Der Sender bzw. Übertrager 101 ist daran angepasst, ein Signal s über einen rauschbehafteten Kanal 102 zum Empfänger 103 zu senden. Das Signal s stellt einen Satz von M Signalpunkten S₁ ... S_M in einem Signalraum dar, wo jeder Signalpunkt mit einer entsprechenden Bitfolge von log₂(M) Bits in Verbindung steht. In der Anwesenheit von Rauschen im Übertragungskanal 102 empfängt der Empfänger 103 ein Signal r', welches vom übertragenen Signal s abweicht. Bei einer Ausführungsform ist das Signal ein CDMA-("Code Division Multiple Access")-Signal, welches eine Spreizspektrumtechnik verwendet. Der Empfänger 103 umfasst eine Empfangsschaltung 107 zum Umwandeln des empfangenen Spreizspektrumsignals in das Signalsymbol r. Der Empfänger umfasst weiterhin einen Kanaldekodierer 106 zum Dekodieren des empfangenen Signalsymbols r, beispielsweise einen BCJR- oder Viterbi-Dekodierer. Der Dekodierer 106 benötigt Softbit-Werte als eine Eingabe. Daher umfasst der Empfänger 103 weiterhin eine Schaltung 104, welche daran angepasst ist, weiche Werte für die log₂(M) Bits des empfangenen Signalsymbols r zu berechnen und die berechneten weichen Werte dem Dekodierer 106 zur Verfügung zu stellen. Erfindungsgemäß umfasst der Empfänger 103 weiterhin einen Speicher 105, wie beispielsweise einen auf einem Chip untergebrachten Speicher, EPROM, Flash-Speicher oder dergleichen, in welchem eine Nachschlagetabelle gespeichert ist zur Verwendung bei einer effizienten Berechnung der weichen Werte mittels der Schaltung 104, vorzugsweise wie in Verbindung mit den 3-9 beschrieben.
1b zeigt schematisch ein genaueres Blockdiagramm der Empfängerschaltung 103 aus 1a. Die Schaltung 107 umfasst einen RAKE-Empfänger 110, der dazu geeignet ist, CDMA-Signale zu empfangen, d. h. einen Empfänger, welcher verschiedene Basisbandkorrelatoren verwendet, um mehrere Signalmehrpfadkomponenten individuell zu verarbeiten. Die Korrelatorausgaben werden kombiniert, um eine verbesserte Kommunikationszuverlässigkeit und -leistung zu erreichen (siehe z. B. "Digital Communications", 4. Auflage, von John G. Proakis, McGraw-Hill, 2000). Das abgetas tete empfangene Funksignal r' wird in den RAKE-Empfänger 110 eingespeist, welcher das zu dekodierende Signalsymbol r erzeugt. Die Schaltung 107 umfasst weiterhin einen Kanalabschätzer 111 und einen Rauschabschätzer 112, z. B. durch Implementieren jeder geeigneten Kanalabschätzungs- und Rauschabschätzungstechnik nach dem Stand der Technik. Der Kanalabschätzer empfängt das empfangene Funksignal r', identifiziert bis zu N unterschiedliche Funkpfade oder Kanalanzapfungen und schätzt zugehörige Verzögerungen Δ_k, k = 1, ..., N und komplexe Kanalabschätzungen h_r = (h_r1, ..., h_rN) dieser Pfade ab. Der Kanalabschätzer 111 stellt weiterhin einen Satz komplexer Kombinator- bzw. Übersetzergewichte w = [w₁ w₂ ... w_N]^T bereit zur Verwendung durch den RAKE-Empfänger. Hier bezeichnet []^T einen transponierten Vektor. Beispielsweise können die Gewichte gemäß einem Optimierungskriterium bestimmt werden, wie beispielsweise dem Maximieren der empfangenen Signalenergie.
Die berechneten Verzögerungen Δ_k und die Übersetzergewichte werden dem RAKE-Empfänger 110 bereitgestellt. Der RAKE-Empfänger 110 umfasst Verzögerungsschaltungen 115, welche das eingehende Signal entsprechend der N Kanalabzapfungen verzögern. Weiterhin umfasst der Empfänger 110 eine Schaltung 116 zum Multiplizieren der N verzögerten Versionen des empfangenen Signals mit einem Spreizcode c zum Entspreizen des Spreizspektrum-Signals und eine Schaltung 117 zum Aufaddieren der Signale, um ein Funksymbol zu bilden. Ferner umfasst der RAKE-Empfänger 110 eine Multiplikationsschaltung 118 zum Multiplizieren jedes der N Funksymbole mit den Übersetzungsgewichten (w_k)* mit k = 1, ..., N, wobei ()* das komplex Konjugierte bezeichnet. Als Letztes umfasst der RAKE-Empfänger 110 eine Additionsschaltung 119, welche die gewichteten Symbole kombiniert, um die Abschätzung r für das empfangene Symbol zu bilden, welches zur Berechnungsschaltung 104 für den weichen Wert geführt wird.
Wenn eine Mehrpegelkonstellation der Signalpunkte S₁ ... S_M verwendet wird, sollte die Amplitudeninformation beibehalten werden, um eine erfolgreiche Demodulation im Empfänger sicherzustellen. Folgerichtig sollten die Bezugspunkte S₁ ... S_M richtig skaliert werden. Im Folgenden wird angenommen, dass der Kanalabschätzer 111 die Kanalverstärkung auf der Grundlage eines Bezugskanals h_r abschätzt, welcher eine Kanalverstärkung hat, die verschieden von der tatsächlichen Verstärkung des Verkehrskanals sein kann, z. B. ein HS-DSCH. Der Verstärkungsunterschied zwischen dem Bezugskanal und dem Verkehrskanal kann mit g bezeichnet werden. Daher kann das empfangene Symbol r nach dem RAKE-Empfänger 110 ausgedrückt werden als r = g wH hr s + n, wobei w^H das hermitsch Konjugierte von w ist, w^H h_r ein Skalarprodukt bezeichnet, s das gesendete Symbol ist und n ein Rauschterm ist, der beispielsweise das additive Gaußsche weiße Rauschen ("additive white Gaussian noise"; AWGN) darstellt. Der Verstärkungsparameter g wird dem Empfänger signalisiert, w wird durch die Kombinationseinheit im Empfänger ausgewählt und h_r sind die Kanalabschätzungen. Daher können am Empfänger die Bezugssignalsymbole S₁ ... S_M geeignet skaliert werden nach Ŝj = g wH hr Sj, j = 1, ..., M (0)
In 1b umfasst die Empfängerschaltung 107 eine Schaltung 113, die daran angepasst ist, den obigen Skalierungsfaktor g w^H h_r zu berechnen, und eine Multiplikationsschaltung 114 zum Multiplizieren der Bezugssymbole mit dem Skalierungsfaktor, was richtig skalierte Signalsymbole Ŝ₁, ... Ŝ_M ergibt, welche der Berechnungsschaltung 104 für den weichen Wert zugeführt werden.
Schlussendlich stellt der Rauschabschätzer 112 eine Abschätzung des Signalrauschpegels σ bereit, welche der Berechnungsschaltung 104 für den weichen Wert zugeführt wird.
Erfindungsgemäß lokalisiert die Berechnungsschaltung für den weichen Wert das Signalsymbol, welches dem empfangenen Signal r am nächsten ist, und berechnet zugehörige weiche Werte L_m für Bit m, m = 1, ... log₂(M), z. B. gemäß einer der in Verbindung mit den 3-9 diskutierten Ausführungsformen.
Es ist anzumerken, dass die Empfängerschaltung, die im Zusammenhang mit den 1a-b beschrieben worden ist, lediglich als ein Beispiel dient.
2 zeigt eine Signalkonstellation mit 16 Signalsymbolen. Die Signalkonstellation umfasst M = 16 Signalpunkte S₁ bis S₁₆ in einem zweidimensionalen Signalraum, z. B. die I/Q-Komponenten in einer 16QAM-Signalkonstellation. Vorzugsweise sind die Signalpunkte regelmäßig verteilt, so dass der Abstand zu den nächsten Nachbarn jedes Signalpunkts der gleiche ist. Die Bezugspunkte können Werte annehmen, welche zu der betreffenden Implementierung passen. Jedoch können alternativ hierzu andere Signalkonstellationen ausgewählt werden. In 2 werden 16 unterschiedliche Bitfolgen 0000 bis 1111, von denen jede aus log₂(M) = 4 Bits besteht, auf die Signalpunkte S₁-S₁₆ abgebildet. Vorzugsweise wird das Abbilden der Bitfolgen auf die Signalpunkte so gewählt, dass die Bitfolge jedes Signalpunkts von denen der nächsten Nachbarn lediglich um 1 Bit abweicht, wodurch die Dekodierungsleistung optimiert wird. Beispielsweise hat in 2 der Signalpunkt S₈ drei nächste Nachbarn, S₄, S₇ und S₁₂. Die Bitfolge von S₄, d. h. 1111, unterscheidet sich von der Folge 1110 von S₈ nur an Bitposition 4, usw. Alternativ hierzu können andere Abbildungen verwendet werden.
Für jede auf einen Signalpunkt abgebildete Bitposition m können die Signalpunkte in der Konstellation in zwei Sätze unterteilt werden, wobei die Signalpunkte in jedem Satz einen Bitwert von 0 bzw. 1 an dieser Position aufweisen. Im Folgenden wird der Satz von Signalpunkten mit einer 0 an der m-ten Position mit A_0,m bezeichnet, und der entsprechende Satz mit einer 1 an der m-ten Position wird mit A_1,m bezeichnet. Beispielsweise im Beispiel aus 2 und für m = 1 sind A_1,1 = {S₃, S₄, S₇, S₈, S₁₁, S₁₂, S₁₅, S₁₆} und A_0,1 = {S₁, S₂, S₅, S₆, S₉, S₁₀, S₁₃, S₁₄}. Die Sätze sind von gleicher Größe mit jeweils M/2 Elementen.
Wenn eines der Signale S₁, ... S₁₆ über einen rauschbehafteten Kanal übertragen wird, wird das empfangene Signal von dem übertragenen Signal gemäß einer entsprechenden Verteilung abweichen. Die tatsächliche Form und Breite der Verteilung des empfangenen Signals hängt von der Eigenschaft des Rauschens ab. In 2 stellt das Kreuz 201 ein Beispiel eines empfangenen Signals r dar.
Vor dem Bereitstellen des empfangenen 16QAM-Funksymbols an einen Dekodierer, z. B. einem Turbodekodierer, werden sie in weiche Werte umgewandelt. Daher wird ein weicher Wert für jedes Bit jedes 16QAM-Symbols berechnet. Ein weicher Wert des m-ten Bits in der Folge, die auf r abgebildet wird, kann definiert werden als:
wobei s_m das m-te Bit in der Bitfolge ist, welche durch das übertragene Signal dargestellt wird, und P(s_m = i|r), i = 0,1 die a-posteriori-Wahrscheinlichkeiten des Bits s_m sind, wobei r das empfangene Signal ist. Es ist anzumerken, dass die zweite Gleichung annimmt, dass s_m = 1 und s_m = 0 in dem ausgewählten Alphabet gleich wahrscheinlich sind. Anderenfalls sollte das Gesamtverhältnis der Wahrscheinlichkeiten im Folgenden berücksichtigt werden. Jedoch würde dies nur zu einem konstanten Faktor führen. Daher entspricht L_m einem logarithmischen Wahrscheinlichkeitsverhältnis von Wahrscheinlichkeiten. Die Wahrscheinlichkeiten P(r|s_m = i) in Gleichung (1) können geschrieben werden als
Daher umfasst die Berechnung der obigen Wahrscheinlichkeit eine Summation über M/2 Terme, von denen jeder eine verbundene Wahrscheinlichkeit P(r, s) umfasst. Dies ist eine berechnungstechnisch aufwändige Aufgabe, insbesondere, falls M groß ist, z.B. M = 64.
In vielen Anwendungen können die obigen weichen Werte L_m angenähert werden durch
wobei Ŝ_i,m, i = 0,1 die Signalpunkte sind, welche zum größten Beitrag zu den Summen in Gleichung (2) führen. Daher werden bei der Berechnung der Wahrscheinlichkeiten die Summen über die M/2 Terme durch ihre entsprechenden dominanten Terme angenähert, und zwar gemäß
Die obige Näherung wird oft als die "max log MAP"-Annäherung bezeichnet, welche eine gute Näherung in Fällen ergibt, in denen die obigen Summen von einem Term dominiert werden, wie beispielsweise im Fall des Gaußschen Rauschens, wenn das Signal/Rausch-Verhältnis ("signal to noise ratio"; SNR) groß ist. Die obigen Wahrscheinlichkeiten hängen von den Abständen zwischen dem empfangenen Signal r und den entsprechenden Signalpunkten ab. Beispielsweise im Fall des additiven, im Mittel Null ergebenden Gaußschen Rauschens mit Varianz σ² kann das logarithmische Wahrscheinlichkeitsverhältnis aus Gleichung (3) ausgeschrieben werden als
Es ist anzumerken, dass angenommen wird, dass die Ŝ_i,m entsprechend dem empfangenen Signal gemäß der obigen Gleichung (0) skaliert werden. Im Folgenden definieren wir d_i,m = |r – Ŝ_i,m|, für i = 0,1, als die jeweiligen Abstände zwischen dem empfangenen Signal r und den nächsten Signalpunkten in den Sätzen A_i,m. Beispielsweise entspricht in 2 für m = 1 d_0,1 dem Abstand δ₂ zwischen r und dem nächsten Signalpunkt in A_0,1, d. h. S₆, während d_1,1 dem Abstand δ₁ zwischen r und dem nächsten Signalpunkt in A_1,1, d. h. S₈, entspricht. Erfindungsgemäß erhält man das Wahrscheinlichkeitsverhältnis in Gleichung (S) durch zuerst dem Identifizieren des am nächsten liegenden Signalpunkts S₈ und dem nachfolgenden Bestimmen der Abstände δ₁ und δ₂, wie es detaillierter in Verbindung mit den 3-4 beschrieben wird. Daher wird erfindungsgemäß eine berechnungstechnisch aufwändige Berechnung aller Abstände zwischen r und allen Signalpunkten S₁ ... S₁₆, um die kürzesten Abstände δ₁ und δ₂ zu identifizieren, vermieden. Alternativ zum Identifizieren von S₆ mittels einer Nachschlagetabelle und dem nachfolgenden Berechnen von δ₂ kann der Abstand δ₃ zwischen S₆ und S₈ nachgeschlagen und als eine Näherung anstelle von δ₂ verwendet werden, wodurch zusätzliche Berechnungsressourcen gespart werden. Dies wird genauer in Verbindung mit den 5-6 beschrieben werden. Eine weitere Ausführungsform der Erfindung wird in Verbindung mit den 8-9 beschrieben.
Es ist anzumerken, dass vorzugsweise in der obigen Abschätzung der Zuverlässigkeitswerte ein richtiges Skalieren der Signalpunkte in der QAM-Konstellation berücksichtigt wird. Falls diese Skalierung berücksichtigt wird, kann das obige logarithmische Wahrscheinlichkeitsverhältnis geschrieben werden als
Wie in Verbindung mit 1b beschrieben, sollte, wenn man eine Mehrpegelkonstellation wie in dem Beispiel aus 2 verwendet, die Amplitudeninformation beibehalten werden, um eine erfolgreiche Demodulation im Empfänger sicherzustellen. Folglich sollten die Bezugspunkte S_j, j = 1, ..., 16 geeignet skaliert werden.
Falls dieses Skalieren berücksichtigt wird, kann das obige logarithmische Wahrscheinlichkeitsverhältnis geschrieben werden als Lm = K·(|r ~ – s ~0,m|2 – |r ~ – s ~1,m|2), (7)d. h. mit den richtig skalierten Signalen
und wobei K = (gwHhr)2/σ2 (9)eine Konstante ist, welche von dem Signal/Rausch-Verhältnis abhängig ist.
3 zeigt ein Flussdiagramm eines Verfahrens gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung. Gemäß dieser Ausführungsform werden die weichen Werte L_m unter Verwendung der Näherung in Gleichung (7) berechnet. Anfänglich wird in Schritt 301 ein Signal r empfangen und in Schritt 302 wird der Signalpunkt š aus dem Satz von Signalpunkten S₁ ... S_M identifiziert, welcher gemäß einem euklidischen Maß r am nächsten ist. Beispielsweise ist eine effiziente Art des Identifizierens von š diejenige mittels einer Abkappschaltung. In Schritt 303 wird der Abstand δ₁ zwischen r uns š berechnet. Nachfolgend werden für Bitpositionen m = 1, ..., log₂(M) die folgenden Schritte durchgeführt: In Schritt 304 wird der Signalpunkt ŝ, welcher š am nächsten ist, in einer Nachschlagetabelle 308 nachgeschlagen. Dieser Signalpunkt entspricht dem Signalpunkt, welcher r am nächsten ist und zu š den umgekehrten Bitwert an Position m hat. In Schritt 305 wird der Abstand δ₂ zwischen r und ŝ berechnet. Auf der Grundlage der Abstände δ₁ und δ₂ wird nun der weiche Wert L_m gemäß Gleichung (7) angenähert: falls der Bitwert ŝ_m von ŝ an Position m gleich 0 ist, wird der weiche Wert durch L_m = K·((δ₂)² – (δ₁)²) angenähert (Schritt 306). Andernfalls wird der weiche Wert durch L_m = K·((δ₁)² – (δ₂)²) angenähert (Schritt 307). Hier ist K eine Konstante, welche von der Rauschverteilung wie oben beschrieben ab hängt. Bezugnehmend auf das in 2 dargestellte Beispiel ist der am nächsten liegende Signalpunkt des empfangenen Signals r (durch das Kreuz 201 markiert) š = S₈. Wenn ein weicher Wert L₁ für die erste Bitposition m = 1 unter Verwendung des Verfahrens aus 3 berechnet wird, wird das erste Bit in S₈ als š₁ = 1 identifiziert. Aus einer vorberechneten Nachschlagetabelle, wie beispielsweise in 4 gezeigt, ergibt sich, dass der nächste Signalpunkt mit einem "0" in der ersten Position ŝ = S₆ ist. Daher können die Abstände δ₁ und δ₂ jeweils berechnet werden als δ₁ = |r – S₈| und δ₂ = |r – S₆|, wobei |.| den euklidischen Abstand bezeichnet. Daher wird der weiche Wert L₁ durch L1 = K·((δ2)2 – (δ1 2) angenähert.
Folglich benötigt das Verfahren gemäß dieser Ausführungsform maximal 1 + log₂(M) Abstandsberechnungen, da der am nächsten liegende Abstand δ₁ einmal für ein empfangenes Signal berechnet werden muss (Schritt 303) und für jede Bitposition m der Abstand δ₂ in Schritt 305 berechnet werden muss. Dies muss mit M Abstandsberechnungen verglichen werden, wenn alle Abstände zu allen Signalpunkten berechnet werden. Daher wächst der Berechnungsaufwand dieses Verfahrens nur logarithmisch mit der Größe des Symbolalphabets anstatt proportional zur Alphabetgröße. Dies ist eine erhebliche Verminderung des Berechnungsaufwandes, insbesondere für große Alphabetgrößen.
4 zeigt ein Beispiel einer Nachschlagetabelle gemäß der Ausführungsform von 3. Die Nachschlagetabelle 308 identifiziert die vorberechneten am nächsten liegenden Signalpunkte und ist durch die Bitnummern m und die Signalpunkte S₁ ... S_M indiziert. Jede Zeile entspricht einem der Signalpunkte S₁ ... S_M. Beispielsweise entspricht Zeile 402 dem Signalpunkt S₂, so dass jedes Element in Zeile 402 einen Signalpunkt identifiziert, welcher S₂ unter allen Signalpunkten mit einem Bitwert am nächsten ist, der S₂ an Bitposition m entgegengesetzt ist. Jeder Eintrag in Tabelle 308 verbraucht log₂(M) Bits zum Identifizieren eines der M Signalpunkte. Darüber hinaus umfasst die Tabelle M Zeilen und log₂(M) Spalten. Folglich benötigt die Tabelle M·[log₂(M)]² Bits. Beispielsweise beträgt für M = 8 der Speicherbedarf 72 Bits, und für M = 16 beträgt der Speicherbedarf 256 Bits. Daher ist es ein weiterer Vorteil dieser Ausführungsform, dass sie nur geringen Speicherplatz zum Speichern der Nachschlagetabelle benötigt. Es ist ein weiterer Vorteil dieser Ausführungsform, dass er eine gute Näherung der weichen Werte ergibt, wodurch eine gute Dekodierleistung bereitgestellt wird.
5 zeigt ein Flussdiagramm eines Verfahrens gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung. Wiederum verwendet diese Ausführungsform eine Näherung von Gleichung (7) zur Berechnung der weichen Werte L_m. Wie bei der Ausführungsform aus 3 wird in einem Anfangsschritt 501 ein Signal r empfangen und in Schritt 502 wird der Signalpunkt š aus dem Satz von Signalpunkten S₁ ... S_M, welcher r am nächsten ist, identifiziert, beispielsweise mittels einer Abkappschaltung. In Schritt 503 wird der Abstand δ₁ zwischen r und š berechnet. Anschließend werden für die Bitpositionen m = 1, ..., log₂(M) die folgenden Schritte durchgeführt: In Schritt 504 wird der Abstand δ₃ zwischen š und dem Signalpunkt ŝ, welcher š am nächsten ist und den umgekehrten Bitwert an Position m aufweist, in einer Nachschlagetabelle 508 nachgesehen. Daraufhin wird dieser Abstand δ₃ als eine Näherung für den Abstand δ₂ zwischen r und ŝ verwendet, wenn der weiche Wert L_m gemäß obiger Gleichung (7) angenähert wird. Falls daher der Bitwert ŝ_m von ŝ an Position m gleich 0 ist, wird der weiche Wert durch L_m = K·((δ₃)² – (δ₁)²) angenähert (Schritt 506). Andernfalls wird der weiche Wert durch L_m = K·((δ₁)² – (δ₃)²) angenähert (Schritt 507). Wiederum ist K eine Konstante, welche von der Rauschverteilung abhängt. Wiederum in Bezug auf das in 2 dargestellte Beispiel ist der nächste Signalpunkt zum empfangenen Signal r š = S₈. Beim Berechnen eines weichen Wertes L₁ für die erste Bitposition m = 1 unter Verwendung des Verfahrens von 5 wird das erste Bit in S₈ als š₁ = 1 identifiziert. Aus einer vorberechneten Nachschlagetabelle, beispielsweise wie in 6 dargestellt, ergibt sich, dass der Abstand zum am nächsten liegenden Signalpunkt mit einer "0" an der ersten Bitposition d_1,8 = δ₃ ist. Daher wird der Abstand δ₁ als δ₁ = |r – S₈| berechnet, und δ₂ wird mit δ₃ angenähert. Daher wird der weiche Wert L₁ durch L₁ = K·(δ₃)² – (δ₁)²) angenähert.
Folglich benötigt, da der vorberechnete Abstand δ₃ als einer Näherung für δ₂ verwendet wird, das Verfahren gemäß dieser Ausführungsform nur eine Abstandsberechnung, d. h. die Berechnung von δ₁ (Schritt 503). Wiederum ist dies mit M Abstandsberechnungen zu vergleichen, wenn alle Abstände zu allen Signalpunkten berechnet werden.
Es ist daher ein Vorteil dieser Ausführungsform, dass der Berechnungsaufwand nicht mit der Größe des Symbolalphabets anwächst, wodurch man ein berechnungstechnisch effizientes Verfahren zum Annähern von weichen Werten erhält.
6 zeigt ein Beispiel einer Nachschlagetabelle gemäß der Ausführungsform von 5. Die Nachschlagetabelle 508 umfasst die vorberechneten Abstände zwischen den Signalpunkten in einer Konstellation der Größe M. Ein Abstand d_m,k in Tabel le 508 bezeichnet den euklidischen Abstand zwischen Signalpunkt S_k und dem nächsten Signalpunkt mit einem entgegengesetzten Bitwert an Position m. Unter der Annahme, dass jeder Abstand mit einer Auflösung gespeichert wird, welche η Bits benötigt, benötigt jeder Eintrag in der Tabelle 508 η Bits. Ferner umfasst die Tabelle M Zeilen und log₂(M) Spalten. Folglich benötigt die Tabelle η·M·log₂(M) Bits. Beispielsweise beträgt für M = 8 der Speicherverbrauch 24η Bits und für M = 16 beträgt der Speicherverbrauch 64η Bits. Daher ist es ein weiterer Vorteil dieser Ausführungsform, dass sie nur wenig Speicherkapazität benötigt. Bei einer Ausführungsform, bei der die Auflösung der vorberechneten Abstände größer ist als log₂(M) Bits, d. h. η > log₂(M), wird die Verarbeitungszeit im Vergleich zu den Ausführungsformen der 3-4 gegen Speicherplatz eingetauscht.
Es ist anzumerken, dass zusätzlicher Speicherplatz dadurch eingespart werden kann, dass man jeden Abstand nur einmal speichert, d. h. dass für den Fall, dass der gleiche Abstand in zwei oder mehr Einträgen der Tabelle auftaucht, stattdessen ein Bezug zu diesem Abstand in einem der Einträge eingespeichert werden kann.
Alternativ hierzu können andere Ausführungsformen einer Nachschlagetabelle verwendet werden. Beispielsweise kann bei einer Ausführungsform die Nachschlagetabelle alle M(M – 1)/2 gemeinsamen Abstände zwischen den Signalpunkten S_k umfassen, wodurch ηM(M – 1)/2 Bits an Speicher benötigt werden. Jedoch benötigt diese Ausführungsform für M > 4 eine höhere Speicherkapazität als die Ausführungsform aus 6.
7 zeigt ein anderes Beispiel einer Signalkonstellation mit 16 Signalsymbolen. Wie in 2 umfasst die Signalkonstellation M = 16 Signalpunkte S₁ bis S₁₆ in einem zweidimensionalen Signalraum, z. B. die I/Q-Komponenten in einer 16QAM-Signalkonstellation. Die Signalpunkte sind gleichmäßig verteilt, so dass der Abstand zu den nächsten Nachbarn jedes Signalpunkts der gleiche ist. In dem Beispiel aus 7 wird angenommen, dass sie so ausgesucht werden, dass Sk = xk + j·yk, wobei xk, yk ∊ [–3d, –d, d, 3d], k = 1, ..., M,wobei d eine beliebige Konstante ist und wobei j² = –1. Beispielsweise kann d als d = 1 gewählt werden. Jedoch können alternativ hierzu andere Signalkonstellationen ausgesucht werden.
In 7 werden 16 unterschiedliche Bitfolgen 0000 bis 1111, die jeweils aus log₂(16) = 4 Bits bestehen, auf die Signalpunkte S₁, ..., S₁₆ abgebildet. Vorzugsweise wird das Umsetzen der Bitfolgen auf die Signalpunkte als eine Gray-Umsetzung gewählt, d. h. so, dass sich die Bitfolge jedes Signalpunkts von denen der nächsten Nachbarn um 1 Bit unterscheidet, wodurch die Dekodierleistung optimiert wird.
Wie oben können für jede auf einen Signalpunkt abgebildete Bitposition m die Signalpunkte in der Konstellation in zwei Sätze A_0,m und A_1,m unterteilt werden, wobei die Signalpunkte in jedem Satz den Bitwert 0 bzw. 1 an dieser Position haben.
8 zeigt ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens gemäß einer dritten Ausführungsform der Erfindung. Wiederum verwendet diese Ausführungsform die Näherung aus Gleichung (7) für die Berechnung der weichen Werte L_m. Wie bei der Ausführungsform aus 3 wird in dem anfänglichen Schritt 801 ein Signal r empfangen. Das empfangene Signal kann als r = Re(r) + j Im(r) geschrieben werden, und im Folgenden wird der Betrag der I- und Q-Komponenten von r als a = |Re(r)| bzw. b = |IM(r)| bezeichnet. Nachdem das empfangene Symbol in dem Kombinator in Schritt 802 kombiniert worden ist, wird der Signalpunkt š aus dem Satz von Signalpunkten S₁... S_M identifiziert, welcher r am nächsten ist. Bei dieser Ausführungsform wird angenommen, dass die Konstellation der Signalpunkte der Konstellation aus 7 entspricht. In 7 entspricht jeder Signalpunkt einem Entscheidungsbereich, wobei die Entscheidungsbereiche durch einen Satz von Entscheidungsgrenzen 701 bis 706 getrennt sind. Daher kann der nächste Signalpunkt š mittels Durchführens zweier Vergleiche der Inphase-Komponente bzw. der Quadratur-Komponente aufgefunden werden. Falls beispielsweise Re(r) < 0 (Entscheidungsgrenze 705) und Re(r) < –2d (Entscheidungsgrenze 706) ist und falls Im(r) > 0 (Entscheidungsgrenze 702) und Im(r) > 2d (Entscheidungsgrenze 701) ist, liegt das empfangene Signal im Entscheidungsbereich, der zu S₁ gehört, d. h. š = S₁ ist der am nächsten liegende Signalpunkt. Anschließend kann für jede der Bitpositionen m = 1, ..., log₂(16) = 1, ..., 4 der weiche Wert L_m unter Verwendung der Näherung aus Gleichung (7) berechnet werden, und zwar unter der Annahme einer richtigen Skalierung. Folglich beträgt beispielsweise der weiche Wert L₁ für das erste Bit L1(S1) = K(|–a + j·b – (d + 3j·d)|2 – |–a + j·b – (–3d + 3j·d)|2) = K (8ad – 8d2),
Daher kann in der obigen Gleichung, anstatt zwei ins Quadrat erhobene Abstände zu berechnen, von denen jeder eine Berechnung des Typs |x + jy|² enthält, der weiche Wert durch Skalieren der Inphasen-Amplitude a des empfangenen Symbols mit 8dK berechnet werden und anschließend durch Hinzufügen einer Konstante –8Kd². Es ist weiter anzumerken, dass die Konstante d als jede geeignete positive reelle Zahl gewählt werden kann.
Die verbleibenden drei weichen Werte für ein empfangenes Signal in dem Entscheidungsbereich, der S₁ zugehörig ist, sind entsprechend L2(S1) = K(|–a + j·b – (–3d + 3j·d)|2 – |–a + j·b – (–3d – j·d)|2) = K (–8bd + 8d2) L3(S1) = K(|–a + j·b – (–d + 3j·d)|2 – |–a + j·b – (–3d + 3j·d)|2) = K (4ad – 8d2) L4(S1) = K(|–a + j·b – (–3d + 3j·d)|2 – |–a + j·b – (–3d + j·d)|2) = K(4bd – 8d2),wobei wie in der Konstellation aus 7 die am nächsten liegenden Symbole mit entgegengesetztem zweiten, dritten und vierten Bit im Vergleich zu S₁ S₉ = –3d – jd, S₂ = –d + 3jd bzw. S₅ = –3d + jd sind.
Die Tabelle 808 aus 9 veranschaulicht die berechneten weichen Werte für alle Entscheidungsbereiche, die den Symbolen S₁, ..., S₁₆ entsprechen, und für alle Bits m = 1, ..., 4. Wie aus Tabelle 808 ersichtlich, können alle weichen Werte durch Skalieren entweder der Inphase-Komponente a oder der Quadratur-Komponente b des empfangenen Signals r und anschließendes Hinzufügen einer Konstante berechnet werden. Daher können unter Verwendung der vorberechneten Gleichungen von Tabelle 808 die weichen Werte auf eine sehr effiziente Art berechnet werden. Bei einer bestimmten Implementierung kann jeder Eintrag in der Nachschlagetabelle 808 den Skalierungsfaktor, die hinzuzufügende Konstante und ein Bit enthalten, welches anzeigt, ob es die Inphase-Komponente a oder die Quadratur-Komponente b des empfangenen Signals r ist, welche für einen gegebenen weichen Wert zu skalieren ist. Vorzugsweise wird die Tabelle durch den Entscheidungsbereich und die Bitwerte indiziert. Es ist jedoch anzumerken, dass viele der Einträge von Tabelle 808 identisch sind. Folglich wird es für einen Fachmann klar sein, dass Tabelle 808 in einer speicherplatzsparenden Art gespeichert werden kann, z. B. durch Speichern einer Liste der unterschiedlichen Einträge und, in Tabelle 808, dem Verweisen auf die zugehörigen Listenelemente. Allgemein ist anzumerken, dass bei Konstellationen, welche Gray-kodiert sind oder eine andere Gleichmäßigkeit zeigen, die Redundanz der Ein träge in Tabelle 808 verwendet werden kann, um den Speicherverbrauch von Tabelle 808 zu verringern.
Nun wieder in Bezug auf 8 werden in den Schritten 804-805 die weichen Werte für den identifizierten Entscheidungsbereich und für alle Bits berechnet. In Schritt 804 wird die zu berechnende Beziehung, d. h. der Skalierungsfaktor und die hinzuzufügende Konstante, aus einer in einem Speicher gespeicherten Tabelle 808 ausgelesen, z. B. aus einer Nachschlagetabelle wie in 9 gezeigt. Die ausgelesene Beziehung wird in Schritt 805 berechnet, was den weichen Wert für die zugehörige Bitzahl ergibt.
Es ist anzumerken, dass die Verarbeitungslast im Empfänger weiter verringert werden kann durch Vorberechnen der Beziehungen von Tabelle 808 und durch Abspeichern der vorberechneten weichen Werte: Unter der Annahme, dass die Inphase- und die Quadratur-Komponente des empfangenen Signals jeweils in n Bits quantisiert sind, können die weichen Werte von Tabelle 808 vorberechnet und für jeden unterschiedlichen Inphase- und Quadratur-Wert tabelliert werden, wodurch die benötigten Berechnungen weiter verringert werden, da das Skalieren und Addieren von Schritt 805 bei dieser Ausführungsform nicht notwendig ist. Jedoch erhöht solch eine Tabelle vorberechneter weicher Werte den Speicherverbrauch. Oben wurden a = |Re(r)| und b = |Im(r)| als die Absolutwerte der reellen bzw. imaginären Anteile von r definiert, d. h. ohne Vorzeicheninformation. Daher werden a und b jeweils durch n-1 Bits dargestellt. Falls jeder der vorberechneten weichen Werte durch m Bits dargestellt werden soll, beträgt der gesamte Speicherverbrauch einer vollen Tabelle m·2^n-1·4·16 Bits (für jeden der 16 Entscheidungsbereiche und jedes der 4 Bits werden 2^n-1 unterschiedliche weiche Werte gespeichert, jeder mit einer Genauigkeit von m Bits). Beispielsweise beträgt für n = 4 der Gesamtspeicher 512m Bits. Es ist jedoch anzumerken, dass bei dieser Ausführungsform die vorausberechnete Tabelle immer noch mit dem Faktor K multipliziert werden muss.
Es ist anzumerken, dass der obige Speicherverbrauch weiter verringert werden kann durch Verwendung der Tatsache, dass viele der Einträge von Tabelle 808 identisch sind, und durch Verwenden der Symmetrie der Konstellation von 7.
Es ist anzumerken, dass die Erfindung in Verbindung mit weichen Werten beschrieben worden ist, die als ein logarithmisches Wahrscheinlichkeitsverhältnis definiert sind, welches einen Zuverlässigkeitswert für die Bitwerte einer empfangenen Folge anzeigt. Jedoch können auch Definitionen von weichen Werten verwendet werden, die vom Abstand des empfangenen Signals zu den Signalpunkten abhängen.
Es ist weiterhin anzumerken, dass die Signalkonstellationen der 2 und 7 lediglich als Beispiele verwendet werden. Die Berechnung der weichen Werte gemäß der Erfindung ist nicht auf diese Signalkonstellationen beschränkt.
Anschließend ist anzumerken, dass die in Verbindung mit den 3-6 beschriebenen Ausführungsformen besonders gut für große Signalkonstellationen geeignet sind, da sie Speicher sparen, wohingegen die Ausführungsform der 8-9 besonders für eine Implementierung einer mittelgroßen Signalkonstellation geeignet ist, z. B. 16QAM, da sie Rechenressourcen spart.

Claims

Verfahren zum Erzeugen eines weichen Werts (L_k,m) aus einem empfangenen Mehrpegelsignal (r) in Bezug auf eine Anzahl vorbestimmter Signalsymbole (S₁, ..., S_M), von denen jedes einer zugehörigen Bitfolge einschließlich einer ersten Bitposition (m) zugeordnet ist, wobei der weiche Wert auf einen Zuverlässigkeitswert für die erste Bitposition hinweist; wobei das Verfahren umfasst: – Identifizieren (502) eines ersten Signalsymbols (š_k) aus der Anzahl von Signalsymbolen als dem dem empfangenen Mehrpegelsignal nächsten; und – Abschätzen (506, 507) des weichen Werts als eine Funktion eines ersten Abstands (δ₁) zwischen dem empfangenen Signal und dem ersten Signalsymbol und einer Abschätzung eines zweiten Abstands (δ₂) zwischen dem empfangenen Signal und einem zweiten Signalsymbol (ŝ_k) aus der Anzahl von Signalsymbolen, welches dem ersten Signalsymbol am nächsten ist und an der ersten Bitposition der entsprechenden zugeordneten Bitfolge einem anderen Binärwert entspricht als das erste Signalsymbol, dadurch gekennzeichnet, dass das Abschätzen des weichen Werts ein Abschätzen des zweiten Abstands mittels eines abgespeicherten dritten Abstands (δ₃) zwischen dem ersten Signalsymbol und dem zweiten Signalsymbol umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Abschätzens des weichen Werts den Schritt des Bestimmens (506, 507) einer Polynomfunktion des ersten Abstands und des zweiten Abstands umfasst, wobei die Polynomfunktion mit einer vorbestimmten Konstante (K) multipliziert ist.
Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die vorbestimmte Konstante abhängig von der Rauschverteilung des empfangenen Mehrpegelsignals ausgewählt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der dritte Abstand in einer Nachschlagetabelle (508) gespeichert ist, die mittels der Zahl der Signalsymbole und der Bitpositionen indiziert wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren ferner den Schritt des Bereitstellens des weichen Werts als eine Eingabe für einen Dekodierer (106) umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Identifizieren des ersten Signalsymbols ein Vergleichen der Signalbestandteile des empfangenen Mehrpegelsignals mit vorbestimmten Schwellwerten umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass der weiche Wert als logarithmisches Wahrscheinlichkeitsverhältnis berechnet wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Identifizierens des ersten Signalsymbols als dem dem empfangenen Mehrpegelsignal nächsten den Schritt eines Identifizierens des ersten Signalsymbols als dem dem empfangenen Mehrpegelsignal nächsten in Bezug auf ein Euklidisches Abstandmaß in einem Signalraum umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalraum sich auf die komplexe Ebene bei einer Quadraturamplitudenmodulation bezieht.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl der Signalsymbole der Anzahl der Bitfolgen dergestalt zugeordnet ist, dass die allen nächsten Nachbarn jedes Signalsymbols zugeordneten Bitfolgen sich von der Bitfolge dieses Signalsymbols nur an einer Bitposition unterscheiden.
Vorrichtung zum Erzeugen eines weichen Werts (L_k,m) aus einem empfangenen Mehrpegelsignal (r) in Bezug auf eine Anzahl vorbestimmter Signalsymbole (S₁, ..., S_M), von denen jedes einer zugehörigen Bitfolge einschließlich einer ersten Bitposition (m) zugeordnet ist, wobei der weiche Wert auf einen Zuverlässigkeitswert für die erste Bitposition hinweist; wobei die Vorrichtung ein Verarbeitungsmittel (104) umfasst, das daran angepasst ist: – ein erstes Signalsymbol aus einer Anzahl von Signalsymbolen als das dem empfangenen Mehrpegelsignal nächste zu identifizieren; und – den weichen Wert als eine Funktion eines ersten Abstands (δ₁) zwischen dem empfangenen Signal und dem ersten Signalsymbol sowie einer Abschätzung eines zweiten Abstands (δ₂) zwischen dem empfangenen Signal und einem zweiten Signalsymbol (ŝ_k) aus der Anzahl von Signalsymbolen, welches dem ersten Signalsymbol am nächsten ist und an der ersten Bitposition der entsprechenden zugeordneten Bitfolge einem anderen Binärwert entspricht als das erste Signalsymbol, abzuschätzen, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung weiterhin ein Speichermittel (105; 508) umfasst, das daran angepasst ist, einen dritten Abstand (δ₃) zwischen dem ersten Signalsymbol und dem zweiten Signalsymbol zu speichern, und dadurch, dass das Verarbeitungsmittel (104) ferner daran angepasst ist, den zweiten Abstand mittels des gespeicherten dritten Abstands abzuschätzen.
Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass das Verarbeitungsmittel (104) ferner daran angepasst ist, eine Polynomfunktion des ersten Abstands und des zweiten Abstands zu bestimmen, wobei die Polynomfunktion mit einer vorbestimmten Konstante (K) multipliziert ist.
Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die vorbestimmte Konstante eine Funktion der Rauschverteilung des empfangenen Mehrpegelsignals ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass das Speichermittel (105) daran angepasst ist, den dritten Abstand (δ₃) in einer Nachschlagetabelle (508) zu speichern, die mittels der Anzahl der Signalsymbole und der Bitpositionen indiziert ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass das Verarbeitungsmittel (104) daran angepasst ist, das erste Signalsymbol durch Vergleichen der Signalbestandteile des empfangenen Mehrpegelsignals mit vorbestimmten Schwellwerten zu identifizieren.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass das Verarbeitungsmittel (104) daran angepasst ist, den weichen Wert als ein logarithmisches Wahrscheinlichkeitsverhältnis zu berechnen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass das Verarbeitungsmittel (104) ferner daran angepasst ist, das erste Signalsymbol als das dem empfangenen Mehrpegelsignal nächste in Bezug auf ein Euklidisches Abstandmaß in einem Signalraum zu identifizieren.
Verfahren nach einem der Ansprüche 17, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalraum sich auf die komplexe Ebene bei einer Quadraturamplitudenmodulation bezieht.
Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl der Signalsymbole der Anzahl der Bitfolgen dergestalt zugeordnet ist, dass die allen nächsten Nachbarn jedes Signalsymbols zugeordneten Bitfolgen sich von der Bitfolge dieses Signalsymbols nur an einer Bitposition unterscheiden.
Vorrichtung (103) zum Empfangen von Mehrpegelsignalen, umfassend eine Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 19.
Vorrichtung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung ferner einen Dekodierer (106) umfasst, der daran angepasst ist, ein Eingabesignal von der Anordnung zu empfangen, das auf den bestimmtem weichen Wert hinweist.
Vorrichtung nach Anspruch 20 oder 21, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung ein tragbares Endgerät ist.