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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf elektronische Schaltungen
und insbesondere auf elektronische Schaltungen, die in einer Hochspannungsversorgung
für eine
Elektrolumineszenzanzeige eingesetzt werden können.
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Elektrolumineszenzanzeigen
bestehen im Allgemeinen aus einer zwischen zwei Elektroden eingeschlossenen
Schicht eines phosphoreszierenden Stoffes (Leuchtstoff), zum Beispiel
dotiertem Zinksulfidpulver. Es ist üblich, dass zumindest eine
Elektrode aus einem transparenten Material zusammengesetzt ist,
zum Beispiel Indium-Zinnoxid (ITO), das auf ein transparentes Substrat,
zum Beispiel auf eine Polyesterfolie oder eine Polyäthylenterephthalatfolie (PETP-Folie)
aufgebracht ist. Die Elektrolumineszenzanzeige kann hergestellt
werden, indem Elektrodenschichten und phosphoreszierende Schichten
auf das Substrat aufgebracht werden, zum Beispiel mittels Siebdruck,
in diesem Fall können
undurchsichtige Elektroden aus leitfähigen, zum Beispiel silberhaltigen
Tinten gebildet werden. Beispiele elektrolumineszenter Einrichtungen
sind in WO 00/72638 und WO 99/55121 beschrieben.
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Eine
Elektrolumineszenzanzeige des oben beschriebenen allgemeinen Typs
wird zum Leuchten gebracht, indem eine Wechselspannung geeigneter Frequenz
an die Elektroden der Elektrolumineszenzanzeige gelegt wird, um
die Leuchtschicht anzuregen. Üblicherweise
erfordern die in Elektrolumineszenzanzeigen eingesetzten Leuchtstoffe
eine Spannung von einigen hundert Volt. Typisch weisen derartige
Elektrolumineszenzanzeigen eine Kapazität im Bereich von 100 pF bis
1 μF auf.
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Die
Erfinder sind an der Entwicklung von Elektrolumineszenzanzeigen
beteiligt, zu denen Elektrolumineszenzanzeigen gehören, die
selektiv zum Leuchten gebrachte Regionen für die Anzeige von Informationen
aufweisen. Derartige Anzeigen weisen den Vorteil auf, dass sie groß, flexibel
und relativ billig sein können.
Im Zusammenhang mit derartigen Elektrolumineszenzanzeigen bestand
das Ziel der Erfinder darin, eine einfache Stromversorgung für eine Elektrolumineszenzleuchte
oder Elektrolumineszenzanzeige bereitzustellen.
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Ein
bekannter Typ einer Schaltung zur Erzeugung einer höheren Ausgangsspannung
aus einer Niederspannungs-Gleichstromversorgung
ist ein Sperrwandler. Eine derartige Schaltung besteht aus einem
induktiven Bauelement und einem in Reihe dazu angeordneten, periodisch
arbeitendem Schalter. Parallel zum periodisch arbeitenden Schalter
ist eine Reihenschaltung aus einer Diode und einem Kondensator angeordnet.
Der Schalter wechselt ständig
zwischen einem geöffneten
Zustand und einem geschlossenen Zustand hin und her. Im geschlossenen
Zustand fließt
ein Strom aus der Gleichspannungsversorgung über die Induktivität und den Schalter.
Wenn der Schalter öffnet,
wird der Stromweg unterbrochen, das mit der Induktivität verknüpfte Magnetfeld
sorgt jedoch dafür,
dass der Strom weiter fließt.
Die Induktivität
bewirkt somit, dass der Strom weiterhin über die Diode fließt und den
Kondensator auflädt.
Die Diode verhindert eine Entladung des Kondensators während der
Schalter geschlossen ist. Der Kondensator kann aus diesem Grunde
auf eine Spannung aufgeladen werden, die größer als die Versorgungsgleichspannung
ist, und bei dieser Spannung kann Strom aus dem Kondensator entnommen werden.
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Um
eine Last aus einem Sperrwandler mit Wechselstrom zu versorgen,
ist es möglich,
parallel zum Kondensator eine H-Brückenschaltung (Vollbrücke) vorzusehen.
Im Allgemeinen besteht eine Vollbrücke aus zwei parallelen Zweigen,
jeder Zweig weist einen ersten Schalter auf, der in Reihe mit einem
zweiten Schalter liegt. In jedem Zweig befindet sich zwischen den
ersten und den zweiten Schaltern ein Schaltungsknoten, und die Last
ist zwischen den entsprechenden Schaltungsknoten der Schaltungszweige
angeschlossen. Strom kann durch die Last in einer Richtung über den
ersten Schalter eines Schaltungszweiges und den zweiten Schalter
des anderen Schaltungszweiges fließen, und in der anderen Richtung über die
anderen beiden Schalter. Die Schalter der Vollbrücke werden so angesteuert,
dass der Strom zuerst in der einen Richtung und dann in der anderen
Richtung durch die Last fließt.
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Wenn
eine Vollbrücke
verwendet wird, um eine kapazitive Last CL aus
einer Versorgungsspannung V zu speisen, liegt während der ersten Hälfte des
Arbeitszyklusses die Last CL an der Spannung +V.
Wenn die Vollbrücke
umschaltet und die Last umpolt, besteht eine Potentialdifferenz
von –2V
zwischen der Versorgungsspannung und der Last. In die Last wird
sehr schnell ein Strom aus der Versorgung solange eingespeist, bis
keine Potentialdifferenz mehr vorhanden ist, die dafür erforderliche
Energie ist gleich 2CLV2.
Ebenso ist, wenn die Vollbrücke
umgeschaltet wird, um am Ende des Arbeitszyklusses an der Last die
ursprüngliche
Polarität
wiederherzustellen, ein weiterer Energiebetrag von 2CLV2 erforderlich, um die Last auf +V zurückzuführen.
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Daraus
ist ersichtlich, dass jeder Arbeitszyklus der Vollbrücke eine
Energie von 4CLV2 erfordert. Der
Energiebedarf ist unter der Voraussetzung eines Wirkungsgrades von
100% gleich 4CLV2f,
dabei ist f die Taktfrequenz der Vollbrücke. Dies stellt einen beträchtlichen
Energiebedarf dar, wenn die Frequenz und die Spannung hoch sind.
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Es
ist üblich,
parallel zur Vollbrücke
einen großen
Glättungskondensator
vorzusehen (in der Art wie der Kondensator des oben beschriebenen
Sperrwandlers), um ausreichend Strom für die schnelle Ladung und Entladung
der kapazitiven Last bereitzustellen. Der Glättungskondensator schützt die
Stromversorgung vor den hohen Strömen, die durch das Umschalten
der Polarität
der Vollbrücke
bedingt sind und stellt sicher, dass die Versorgungsspannung nicht
wesentlich abfällt.
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Wenn
die Polarität
der Vollbrücke
umgeschaltet wird, wird die Energie für das erneute Laden der kapazitiven
Last verbraucht. Die Erfinder haben danach gestrebt, diesen Energieverbrauch
zu senken.
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In
US 5 770 923 und
EP 0 971 565 sind elektronische
Schaltungen für
den Betrieb einer elektrolumineszenten Vorrichtung dargestellt,
bei denen Energie durch die Entladung des Elektrolumineszenzanzeigepaneels
in eine Batterie zurückgewonnen
wird.
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Die
vorliegende Erfindung stellt eine elektronische Schaltung gemäß Anspruch
1 bereit. Auf diese Art kann erfindungsgemäß Energie, die in der geladenen
Elektrolumineszenzanzeige gespeichert ist, zurückgewonnen und im Speicherkondensator
gespeichert werden, so dass der Gesamtenergieverbrauch der Schaltung
im Vergleich zu dem bekannter Sperrwandlerschaltungen reduziert
ist.
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Der
Speicherkondensator kann jeden geeigneten Kapazitätswert aufweisen:
Vorzugsweise hat der Speicherkondensator jedoch eine Kapazität, die größer als die
Kapazität
der Elektrolumineszenzanzeige ist. Dies hat den Vorteil, dass die
Energie, die in der Elektrolumineszenzanzeige gespeichert ist, bei einer
viel geringeren Spannung in den Speicherkondensator übertragen
und dort gespeichert wird, wodurch der Energieverlust beim Laden
des Speicherkondensators reduziert wird. Der Speicherkondensator
kann mindestens die 10fache oder vorzugsweise mindestens die 100fache
Kapazität
der Elektrolumineszenzanzeige haben.
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Das
induktive Element kann jedes geeignete Bauelement sein, das in der
Lage ist, in der geforderten Weise zu arbeiten. Typischerweise kann
das induktive Element eine Induktivität im Bereich von 50 μH bis 50
mH, zum Beispiel 470 μH
aufweisen.
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In
einem einfachen Ausführungsbeispiel kann
das induktive Element eine Induktivität oder eine Spule sein. In
einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
besteht das induktive Element jedoch aus einem Transformator. Der
Einsatz eines Transformators hat den Vorteil, dass die Energieübertragung zwischen
dem Teil der Schaltung, der den Speicherkondensator enthält, und
dem Teil der Schaltung, der die Elektrolumineszenzanzeige enthält, durch
das Zusammenwirken der Magnetfelder der beiden Seiten des Transformators
bewirkt werden kann. Auf diese Art und Weise kann aus der Elektrolumineszenzanzeige
in den Speicherkondensator und umgekehrt kein Gleichstrom fließen, dies
bedeutet, dass die Schaltung ohne eine Schalteinrichtung zur Steuerung
eines derartigen Stromflusses implementiert werden kann.
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Der
Transformator kann im wesentlichen identische Primär- und Sekundärwicklungen
haben. Es ist jedoch von Vorteil, wenn die elektrisch mit der Elektrolumineszenzanzeige
verbundene Sekundärwicklung
eine größere Windungszahl
als die Primärwicklung
aufweist. So setzt der Transformator die Spannung, die vom Speicherkondensator
zur Elektrolumineszenzanzeige übertragen
wird herauf und die Spannung, die von der Elektrolumineszenzanzeige
zum Speicherkondensator übertragen
wird, setzt er herab. Das Verhältnis
der Windungszahlen der Primärwicklung
zur Sekundärwicklung
kann im Bereich von 1 bis 100 liegen und ist im Allgemeinen größer als
10.
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Das
Ausgangsschaltelement kann in Reihe mit der einen Wicklung des Transformators
und das Speicherschaltelement kann in Reihe mit der anderen Wicklung
des Transformators angeordnet werden.
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Als
Ausgangsdiode kann jedes geeignete Bauelement eingesetzt werden,
das im Arbeitsspannungsbereich der Schaltung einen Stromfluß nur in einer
Richtung zuläßt, und
die Bezeichnung „Diode" wird hier demgemäß verwendet.
Die Funktion der Ausgangsdiode besteht darin, auf der Elektrolumineszenzanzeige
die Speicherung einer Spannung zu ermöglichen, die höher als
die Versorgungsgleichspannung ist, ohne dass Strom aus der Elektrolumineszenzanzeige
zurück
zum induktiven Element fließt.
Als Speicherdiode kann jedes geeignete Bauelement eingesetzt werden,
das im Arbeitsspannungsbereich der Schaltung einen Stromfluß in nur
einer Richtung zuläßt. Die
Funktion der Speicherdiode besteht darin, auf dem Speicherkondensator
die Speicherung einer Spannung zu ermöglichen, die höher als
die Versorgungsgleichspannung ist, ohne dass Strom aus dem Speicherkondensator
zurück
zum induktiven Element fließt.
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Die
Ausgangs- und Speicherschaltelemente können beliebige geeignete Schaltbauelemente
sein, und im Allgemeinen sind dies Transistoren. Im bevorzugten
Ausführungsbeispiel
sind die Schaltelemente Feldeffekttransistoren (FET). In einem besonders
bevorzugten Ausführungsbeispiel
sind die Ausgangs- und Speicherschaltelemente n-Kanal-Feldeffekttransistoren.
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In
einem besonders bevorzugten Ausführungsbeispiel
kann die Ausgangsdiode parallel zum Speicherschaltelement angeordnet
sein. Insbesondere ist es möglich,
dass die Ausgangsdiode und das Speicherschaltelement in Form eines
einzigen Feldeffekttransistors vorliegen. In diesem Falle wird die Ausgangsdiode
von der parasitären
Diode gebildet, die der Konstruktion eines Feldeffekttransistors
inhärent
ist.
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Ebenso
kann die Speicherdiode parallel zum Ausgangsschaltelement angeordnet
sein. Insbesondere ist es möglich,
dass die Speicherdiode und das Ausgangsschaltelement in Form eines
einzigen Feldeffekttransistors vorliegen. In diesem Falle wird die Speicherdiode
von der parasitären
Diode gebildet, die der Konstruktion eines Feldeffekttransistors
inhärent
ist.
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Es
ist von Vorteil, dass das Ausgangsschaltelement und/oder das Speicherschaltelement
direkt mit dem Erdpotential verbunden werden können. In dieser Anordnung ist
es nicht erforderlich, dass die Schaltelemente bei hohen Spannungen
schalten können,
was den Schaltungsentwurf vereinfacht.
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Der
Betrieb der Ausgangsschaltelemente und/oder der Speicherschaltelemente
kann mit Hilfe beliebiger geeigneter Mittel gesteuert werden. In
einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
wird dem entsprechenden Schaltelement eine Steuerspannung zugeführt, zum
Beispiel dem Gate-Anschluß des FET.
Die Steuerspannung kann ein pulsbreitenmoduliertes Signal sein.
Typischerweise liegt die Frequenz der Steuerspannung im Bereich
von 10 bis 100 kHz. Die Schaltung kann weiterhin einen Oszillator
enthalten, der die Steuerspannung erzeugt.
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In
einem bevorzugten Ausführungsbeispiel enthalten
die Mittel zur Bereitstellung eines Wechselstromes eine Vollbrücke.
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So
kann die Schaltung aus einer Vollbrücke bestehen, die zwei parallele
Zweige hat, jeder Zweig weist ein erstes Schaltelement auf, das
in Reihe zu einem zweiten Schaltelement liegt, und einen Schaltungsknoten
zwischen den ersten und den zweiten Schaltelementen, wobei die Elektrolumineszenzanzeige
betriebsmäßig zwischen
den entsprechenden Schaltungsknoten der Schaltungszweige angeschlossen
ist. Die Schaltelemente der Vollbrücke können abwechselnd so gesteuert
werden, dass unter einer ersten Bedingung die ersten Schaltelemente des
einen Schaltungszweiges und die zweiten Schaltelemente des anderen
Schaltungszweiges leiten, um Strom vom Ausgang zur Elektrolumineszenzanzeige
in einer Richtung zu leiten, und dass unter einer zweiten Bedingung
die anderen beiden Schaltelemente der Schaltungszweige leiten, um
in der entgegengesetzten Richtung Strom vom Ausgang zur Elektrolumineszenzanzeige
zu leiten.
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Ein
Glättungskondensator
kann parallel zur Vollbrücke
vorgesehen werden, um die unvollkommenen Schaltvorgänge der
Schaltelemente der Vollbrücke
zu kompensieren. Die Kapazität
des Schaltkondensators wird jedoch absichtlich klein gehalten, zum
Beispiel unter 50% der Kapazität
der Elektrolumineszenzanzeige, vorzugsweise zwischen 10% und 20%
der Kapazität
der Elektrolumineszenzanzeige.
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Die
Schaltelemente der Vollbrücke
können beliebige
geeignete Schaltbauelemente sein, und im Allgemeinen sind dies Transistoren.
Im bevorzugten Ausführungsbeispiel
sind die Schaltelemente Feldeffekttransistoren (FET). In einem besonders
bevorzugten Ausführungsbeispiel
sind die ersten Schaltelemente p-Kanal-Feldeffekttransistoren und
die zweiten Schaltelemente sind n-Kanal-Feldeffekttransistoren.
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Der
Betrieb der Schaltelemente der Vollbrücke kann mit Hilfe beliebiger
geeigneter Mittel gesteuert werden. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
wird den Schaltelementen eine Polaritätsumschaltspannung (Steuerspannung)
zugeführt,
zum Beispiel den Gate-Anschlüssen der
Feldeffekttransistoren. Die Polaritätsumschaltspannung kann ein pulsbreitenmoduliertes
Signal sein. So kann die Schaltung weiterhin einen Oszillator enthalten,
der die Polaritätsumschaltspannung
erzeugt. In einem besonders bevorzugten Ausführungsbeispiel kann das Oszillatorsignal
auch benutzt werden, um die Polaritätsumschaltspannung für das Speicherschaltelement
und/oder das Ausgangsschaltelement zu erzeugen, um den synchronisierten
Betrieb des Konverters mit der Vollbrücke zu ermöglichen, wahlweise mit Hilfe
eines Teilers. Typischerweise liegt die Frequenz der Polaritätsumschaltspannung
im Bereich von 50 bis 10 kHz.
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Die
erfindungsgemäße Schaltung
ist besonders nützlich,
wenn sie in Verbindung mit einer Vollbrückenschaltung H verwendet wird,
weil die Polarität
der Vollbrücke
umgeschaltet werden kann, während
Energie von der Elektrolumineszenzanzeige im Speicherkondensator gespeichert
wird. Auf diese Art kann die Vollbrücke umgeschaltet werden, während eine
geringe oder überhaupt
keine Spannung an der Elektrolumineszenzanzeige anliegt, dies reduziert die
Energieverluste und vereinfacht den Schaltungsentwurf wesentlich.
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Die
Schaltung kann so ausgelegt werden, dass sie in Übereinstimmung mit den folgenden Schritten
arbeitet:
- a) Die Vollbrücke wird in den ersten Zustand
geschaltet;
- b) Energie aus dem Speicherkondensator wird zur Elektrolumineszenzanzeige übertragen,
mit Hilfe des induktiven Elementes und des Ausgangsschaltelementes;
- c) Energie aus der Elektrolumineszenzanzeige wird zum Speicherkondensator übertragen,
mit Hilfe des induktiven Elementes und des Speicherschaltelementes;
- d) Die Vollbrücke
wird in den zweiten Zustand geschaltet;
- e) Energie aus dem Speicherkondensator wird zur Elektrolumineszenzanzeige übertragen,
mit Hilfe des induktiven Elementes und des Ausgangsschaltelementes;
- f) Energie aus der Elektrolumineszenzanzeige wird zum Speicherkondensator übertragen,
mit Hilfe des induktiven Elementes und des Speicherschaltelementes.
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Die
Schritte a) bis f) können
wiederholt werden, um die Elektrolumineszenzanzeige mit einer Wechselspannung
anzusteuern.
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Der
Strom zum Speicherkondensator und/oder zur Elektrolumineszenzanzeige
wird von einer Gleichstromversorgung geliefert, um Energieverluste
in der Schaltung zu kompensieren. Insbesondere kann die Elektrolumineszenzanzeige
anfangs aus der Gleichstromversorgung mit Hilfe des induktiven Elementes
und des Ausgangsschaltelementes geladen werden.
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Die
Spannung der Gleichstromversorgung liegt üblicherweise unter 100 V, zum
Beispiel im Bereich von 2 bis 24 V. Die Elektrolumineszenzanzeige kann
auf eine Spitzenspannung geladen werden, die dem 5fachen bis 500fachen
der Versorgungsspannung entspricht. Typischerweise liegt die Spitzenspannung
im Bereich zwischen dem 10-100fachen der Versorgungsspannung.
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Das
Ausgangsschaltelement kann so ausgelegt sein, dass es zwischen dem
ersten und zweiten Zustand mit der selben Frequenz wechselt wie
das Speicherschaltelement. Das Ausgangsschaltelement kann jedoch
auch so ausgelegt sein, dass es zwischen dem ersten und zweiten
Zustand mit einer Frequenz wechselt, die von der Frequenz verschieden ist,
mit der das Speicherschaltelement zwischen dem ersten und dem zweiten
Zustand wechselt. Das Ausgangsschaltelement kann so ausgelegt sein,
dass es zwischen dem ersten und zweiten Zustand mit einer Frequenz
wechselt, die ein Vielfaches der Frequenz beträgt, mit der die Vollbrücke zwischen
dem ersten Zustand und dem zweiten Zustand wechselt. Auf diese Art
und Weise kann das Schaltsignal für die Schaltelemente des Wandlers
und der Vollbrücke
von dem selben Oszillator erzeugt werden, zum Beispiel unter Verwendung
eines Teilers.
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Es
wird nun lediglich beispielhaft ein Ausführungsbeispiel der Erfindung
anhand der angehängten
Zeichnungen beschrieben, auf denen folgendes dargestellt ist:
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1a und 1b stellen
den Betrieb einer Vollbrücke
zur Verwendung in der Erfindung dar;
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2a und 2b stellen
den Betrieb eines Sperrwandlers anschaulich dar;
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3a bis 3c stellen
einen verbesserten Sperrwandler dar, der in der Erfindung eingesetzt werden
kann;
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4 veranschaulicht
die Schaltung einer alternativen Form des Wandlers von 3;
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5a bis 5c veranschaulichen
den Betrieb einer weiteren Schaltung, die Teil der Erfindung sein
kann; und
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6 veranschaulicht
den Betrieb eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung.
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In
den beschriebenen Ausführungsbeispielen
werden gleiche Bezugszeichen verwendet, um gleiche Bauelemente zu
kennzeichnen.
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Es
wird nun auf 1a Bezug genommen, wo eine elektronische
Schaltung mit einer Vollbrücke dargestellt
ist. Die Schaltung enthält
eine Stromquelle in Reihe mit einer Diode D und einer Vollbrückenschaltung
H. Ein Glättungskondensator
CS ist parallel zur Vollbrückenschaltung
H geschaltet und mit dem Erdpotential verbunden.
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Die
Vollbrückenschaltung
H auf 1a enthält vier Schaltelemente SA bis S0, die der
Einfachheit halber als einfache Schalter dargestellt sind. In einer praktischen
Schaltung werden die Schalter SA bis So von Feldeffekttransistoren
(FET) gebildet. Die Vollbrücke
besteht aus zwei parallelen Zweigen, die jeweils zwei Schalter SA, SD und SC, SB aufweisen,
die in Reihe geschaltet sind. Eine kapazitive Last CL in Form
einer Elektrolumineszenzanzeige ist zwischen den Zweigen der Vollbrücke mit
den Schaltungsknoten eines jeden Zweiges verbunden, die zwischen den
Schaltern des Zweiges liegen. Die Vollbrücke ist an einem Ende mit Erdpotential
verbunden.
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Die
Lagen der Schalter SA bis SD werden
von einer Polaritätsumschaltspannung
VP gesteuert, deren zeitliche Veränderung
auf den 1a und 1b dargestellt
ist. Wenn VP auf L-Potential liegt, sind
die Schalter SA und SB offen
und leiten nicht, und die Schalter SC und
SD sind geschlossen und leiten. Diese Situation
ist auf 1a dargestellt. Wenn VP auf H-Potential liegt, sind die Schalter
SA und SB geschlossen
und leiten, wogegen die Schalter SC und SD offen sind und nicht leiten. Diese Situation
ist auf 1b dargestellt.
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Es
wird nun die Arbeitsweise der auf den 1a und 1b dargestellten
Schaltung beschrieben. Ein Wandler, zum Beispiel ein Sperrwandler
oder ein Durchflußwandler,
hier durch eine Stromquelle repräsentiert,
speist einen Strom über
die Diode D in den Glättungskondensator
CS und die kapazitive Last CL ein.
Die Richtung, in der die kapazitive Last CL geladen
wird, ist von der Stellung der Schalter SA bis
SD abhängig.
Die Kondensatoren CS und CL werden
weiter geladen, bis die Stromquelle I keinen Strom mehr liefert.
Die Spannung an den Kondensatoren CS und
CL steigt dementsprechend an. Der Stromfluß in Gegenrichtung,
von den Kondensatoren weg, wird durch die Diode D verhindert.
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Damit
ist, wenn die kapazitive Last CL vollständig bis
auf die Lastspannung VL geladen ist, die darauf
befindliche Ladung gleich CLVL,
und die Ladung auf dem Glättungskondensator
ist gleich CSVL. Wenn
die Polaritätsumschaltspannung
VP zum H-Potential wechselt, wie dies auf 1b dargestellt
ist, wird die Polarität
der geladenen kapazitiven Last CL, bezogen
auf den Glättungskondensator
CS und die Stromquelle, umgekehrt. Somit
ist Punkt Y auf 1b auf einem Potential –VL, bezogen auf das Erdpotential, wogegen
das Potential am Punkt X gleich +VL ist,
bezogen auf das Erdpotential. Diese Potentialdifferenz hat einen
Stromfluß zur
Folge, bis sich die Punkte X und Y auf dem selben Potential befinden.
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Die 2a und 2b zeigen
eine Sperrwandlerschaltung, mit der eine kapazitive Last auf eine
hohe Spannung aufgeladen werden kann. Der Sperrwandler, wie er auf 2 dargestellt ist, kann zusammen mit der
auf 1 dargestellten Vollbrückenschaltung
H verwendet werden, obwohl der besseren Klarheit wegen die kapazitive
Last CL auf 2 ohne
Vollbrücke
dargestellt ist.
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Wie
dies auf 2a dargestellt ist, enthält der Sperrwandler
eine Gleichspannungsversorgung in Reihe mit einer Induktivität L und
einem Schalter S. Der Schalter S ist zwischen die Induktivität und Erdpotential
geschaltet. In einer praktischen Schaltung wird der Schalter S von
einem Feldeffekttransistor gebildet. Der größeren Klarheit wegen ist der
Schalter S auf den 2a und 2b jedoch
als einfacher Schalter dargestellt.
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Parallel
zum Schalter S ist eine Diode D in Reihe mit der kapazitiven Last
cL angeordnet. Die kapazitive Last CL ist zwischen Diode und Erdpotential angeordnet.
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Der
Schalter S wird durch eine Schaltspannung VS gesteuert,
deren zeitliche Änderung
dem auf 2a dargestellten Verlauf entspricht.
Wenn die Schaltspannung VS auf H-Potential
liegt, ist der Schalter S geschlossen und leitet. Dieser Zustand
ist auf 2a dargestellt. Wenn die Schaltspannung
VS auf L-Potential liegt, ist der Schalter
S offen und leitet nicht. Dieser Zustand ist auf 2b dargestellt.
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Die
auf den 2a und 2b gezeigte Schaltung
arbeitet wie folgt. Während
die Schaltspannung VS auf H-Potential liegt,
wie dies auf 2a dargestellt ist, fließt der Strom
I aus der Gleichspannungsversorgung durch die Induktivität L und
den geschlossenen Schalter S zum Erdpotential. Unter der Voraussetzung,
dass die Spannung an der kapazitiven Last CL höher als
die Versorgungsgleichspannung ist, fließt kein Strom durch die Diode
D.
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Wenn
die Schaltspannung VS auf L-Potential wechselt,
wie dies auf 2b dargestellt ist, wird der Stromweg
durch die Induktivität
L und den Schalter S durch den offenen Schalter S unterbrochen.
Die in dem zur Induktivität
L gehörenden
Magnetfeld gespeicherte Energie, hält den Stromfluß I jedoch zwangsweise
aufrecht, und die Induktivität
L erzeugt eine ausreichend hohe Spannung, so dass der Strom I über die
Diode D fließt
und die kapazitive Last CL auflädt. Auf
diese Art und Weise wird mit jedem Übergang der Schaltspannung
VS vom H-Potential auf das L-Potential die
Spannung VL an der kapazitiven Last CL erhöht,
wie dies auf 2b dargestellt ist. Die Diode
D verhindert, dass der Strom von der kapazitiven Last CL zurück zum Erdpotential
oder zur Gleichspannungsversorgung abfließt, wenn der Schalter S geschlossen
wird.
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Daraus
ist zu erkennen, dass die kapazitive Last CL auf
jede gewünschte
Spannung aufgeladen werden kann, indem eine alternierende Schaltspannung
VS an den Schalter S angelegt wird.
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Die 3a bis 3c zeigen
einen verbesserten Sperrwandler für den Einsatz in der Erfindung. Auch
diese Schaltung kann wieder mit der auf 1 dargestellten
Vollbrücke
verwendet werden, der Einfachheit halber ist die Schaltung direkt
mit der kapazitiven Last CL verbunden dargestellt.
Diese Schaltung ähnelt
der auf 2 dargestellten Schaltung
darin, dass diese Schaltung eine Gleichspannungsversorgung in Reihe
mit einer Induktivität
L enthält.
Die Induktivität
L ist weiterhin in Reihe mit einem Schalter S1 angeordnet,
der zwischen Induktivität
L und Erdpotential angeschlossen ist, was dem Schalter S auf 2 entspricht. Parallel zum Schalter S1 liegt eine Ausgangsdiode D1,
die der Diode D auf 2 entspricht,
und die kapazitive Last CL. Die kapazitive Last
CL ist an einer Seite mit Erdpotential verbunden.
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Zusätzlich zu
den Bauelementen, die denen in der auf 2 dargestellten
Schaltung entsprechen, enthält
die Anordnung auf 3 einen Ausgangsdiodenüberbrückungsschalter
S2, der im geschlossenen Zustand die Ausgangsdiode
D1 überbrückt, um
den Stromfluß von
der kapazitiven Last CL zur Induktivität L zu ermöglichen.
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Zwischen
der Gleichspannungsversorgung und der Induktivität L ist eine Anordnung von
Bauelementen vorgesehen, die im wesentlichen die Anordnung spiegelt,
die aus kapazitiver Last CL, Ausgangsdiode
D1, Ausgangsdiodenüberbrückungsschalter S2 und
Ausgangsschalter S1 besteht. So ist ein
Speicherschalter S3 zwischen Induktivität L und
Erdpotential vorgesehen. Parallel zum Speicherschalter S3 befindet sich ein Speicherkondensator CR, der an einer Seite ebenfalls mit Masse
verbunden ist. Zwischen der Gleichspannungsversorgung und der Induktivität L ist
eine Speicherdiode D2 geschaltet, um den Stromfluß vom Speicherkondensator
CR durch die Induktivität L zu verhindern. Ein Speicherdiodenüberbrückungsschalter
S4 ist parallel zur Speicherdiode D2 angeordnet, um die selektive Entladung
des Speicherkondensators CR durch die Induktivität L zu ermöglichen.
Ein Stromversorgungsschalter S5 ist in Reihe
mit der Gleichspannungsversorgung vorgesehen, um selektiv die Einspeisung
von Strom in die Schaltung zu ermöglichen oder zu verhindern.
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Die
auf den 3a bis 3c dargestellte Schaltung
ist in der Lage, die Last CL auf eine Spannung
aufzuladen, die höher
als die der Gleichspannungsversorgung ist, und anschließend die
kapazitive Last CL so zu entladen, dass
deren Energie im Speicherkondensator CR gespeichert
wird. Die kapazitive Last CL kann dann aus
dem Speicherkondensator CR wieder aufgeladen
werden. Auf diese Art und Weise kann die kapazitive Last CL ohne wesentlichen Energieverlust geladen
und entladen werden.
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Die
auf den 3a bis 3c dargestellte Schaltung
arbeitet wie folgt. Wie dies auf den 3a bis 3c dargestellt
ist, werden der Stromversorgungsschalter S5 und
der Speicherdiodenüberbrückungsschalter
S4 geschlossen, um einen Strompfad von der
Gleichspannungsversorgung über
die Induktivität
L zu schaffen. Der Speicherschalter S3 und
der Ausgangsdiodenüberbrückungsschalter
S2 sind offen. Daraus ist zu erkennen, dass
die Schaltung unter dieser Bedingung im wesentlichen mit der auf
den 2a und 2b gezeigten
Schaltung elektrisch äquivalent
ist. Auf diese Art und Weise wird der Ausgangsschalter S1 zwischen einer geöffneten und einer geschlossenen
Stellung pulsartig umgeschaltet, um die kapazitive Last CL auf eine gewünschte Spannung aufzuladen,
auf eine Weise, die der im Zusammenhang mit den 2a und 2b beschriebenen entspricht.
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Um
die kapazitive Last CL zu entladen, werden
der Stromversorgungsschalter S5 und der
Speicherdiodenüberbrückungsschalter
S4 im offenen Zustand gehalten. Der Ausgangsschalter
S1 wird im offenen Zustand gehalten und
der Speicherdiodenüberbrückungsschalter
S2 wird geschlossen, so dass ein Strompfad
von der kapazitiven Last CL über die Induktivität L existiert.
Der Speicherschalter S3 wird im Pulsbetrieb
angesteuert, um den Speicherkondensator CR so
aufzuladen, wie dies im Zusammenhang mit 2 beschrieben
wurde, während
Strom aus der kapazitiven Last CL entnommen
wird.
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Die
kapazitive Last CL wird aus dem Speicherkondensator
CR wieder aufgeladen, wie dies auf 3c dargestellt
ist. In diesem Fall ist die Anordnung der Schalter S1 bis
S5 identisch mit der auf 3a,
wenn die kapazitive Last aus der Gleichspannungsversorgung geladen
wird. In diesem Falle wird der Stromversorgungsschalter S5 jedoch offen gehalten, so dass aus der
Gleichspannungsversorgung kein Strom entnommen wird.
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Aus
diesem Grunde ist klar ersichtlich, dass die auf 3 dargestellte
Schaltung in der Lage ist, eine kapazitive Last zu laden und zu
entladen, ohne Energie aus der Last ungenutzt zu lassen.
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4 zeigt
eine alternative Ausführung
der Schaltung gemäß 3, die keine Verbindung mit dem Erdpotential
erfordert. in Übereinstimmung
mit dieser Ausführung
wird eine Verbindung zwischen der kapazitiven Last und dem Speicherschalter
S3 hergestellt und eine Verbindung zwischen
den Speicherkondensatoren CR und dem Ausgangsschalter S1. Der Betrieb der Schaltung ist dem Betrieb
der auf den 3a bis 3c gezeigten
Schaltung ähnlich, mit
der Ausnahme, dass in dieser Anordnung der Ausgangsschalter S1 und der Speicherschalter S3 so angeordnet
sind, dass sie gegenphasig arbeiten, so dass der eine offen ist,
wenn der andere geschlossen ist und umgekehrt.
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Auf
den 5a bis 5c ist
eine weitere Schaltung dargestellt, die Teil der Erfindung sein kann,
bei der die Induktivität
L durch einen Transformator T ersetzt ist. Diese Anordnung hat den
Vorteil, dass keine galvanische Verbindung zwischen dem Speicherkondensator
CR und der kapazitiven Last CL vorhanden
ist, wodurch die Anzahl der in der Schaltung erforderlichen Schalter
reduziert wird.
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Die
Schaltung besteht aus zwei Hälften,
die über
den Transformator T induktiv gekoppelt sind. Eine Hälfte der
Schaltung umfasst den Speicherkondensator CR,
die Primärwicklung
des Transformators T und den Ausgangsschalter S1 in
Reihenschaltung. Die Speicherdiode D2 ist
parallel zum Ausgangsschalter S1 angeordnet.
Die in Reihe mit dem Stromversorgungsschalter S5 liegende
Gleichspannungsversorgung ist parallel zum Speicherkondensator CR angeordnet.
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Die
andere Schaltungshälfte
besteht aus der kapazitiven Last CL in Reihe
mit der Sekundärwicklung
des Transformators T und dem Speicherschalter S3.
Die Ausgangsdiode D1 ist parallel zum Ausgangsschalter
S3 angeordnet. Die Primär- und Sekundärwicklungen
sind so angeordnet, dass der in der Sekundärwicklung induzierte Strom
zu dem in der Primärwicklung
entgegengesetzt gerichtet ist.
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Die
auf den 5a bis 5c dargestellte Schaltung
arbeitet wie folgt. Wie dies auf 5a dargestellt
ist, wird der Stromversorgungsschalter S5 geschlossen
und der Speicherschalter S3 ist offen, um die
kapazitive Last CL aus der Gleichspannungsversorgung
aufzuladen. Der Ausgangsschalter S1 wird pulsförmig angesteuert,
so dass Energie von der Speicherseite des Transformators durch induktive Kopplung
der Wicklungen des Transformators T auf die kapazitive Last CL übertragen
wird. Auf diese Art wird die kapazitive Last CL auf
eine hohe Spannung aufgeladen.
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Um
die kapazitive Last CL zu entladen, bleibt der
Stromversorgungsschalter S5 geöffnet, der
Ausgangsschalter S1 wird offengehalten,
und der Speicherschalter S3 wird pulsförmig angesteuert,
so dass Energie von der kapazitiven Last CL auf
den Speicherkondensator CR durch induktive
Kopplung im Transformator T übertragen
wird. Dieser Zustand ist auf 5b dargestellt.
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Um
Energie vom Speicherkondensator CR zur kapazitiven
Last CL zu übertragen, bleibt der Stromversorgungsschalter
S5 offen, der Speicherschalter S3 bleibt offen und der Ausgangsschalter S1 wird pulsförmig angesteuert, so dass Energie
durch induktive Kopplung im Transformator T vom Speicherkondensator
CR zur kapazitiven Last CL übertragen
wird.
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Es
ist zu erkennen, dass es die einfache Anordnung in 5 möglich macht,
die kapazitive Last CL auf eine hohe Spannung
aufzuladen und Energie aus der kapazitiven Last CL zurück in den
Speicherkondensator CR zu übertragen,
so dass der Energieverlust auf ein Minimum reduziert wird.
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6 zeigt
eine Schaltung nach einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Die Schaltung kombiniert die Merkmale der Anordnung nach 5 und der Vollbrücke nach 1.
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Die
auf 6 dargestellte Schaltung enthält einen Speicherkondensator
CR, dessen Kapazität etwa 1 μF beträgt, in Reihe mit der Primärwicklung des
Transformators T und einem n-Kanal-FET. Der n-Kanal-FET stellt den
Ausgangsschalter S1 und ebenso die Speicherdiode
D2 bereit, mit Hilfe der parasitären Diode,
die der Konstruktion des FET inhärent
ist. Der Gate-Anschluß des
n-Kanal-FET S1 wird mit einem Durchlaßspannungssignal
VF beaufschlagt.
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Die
Gleichspannungsversorgung ist parallel zum Speicherkondensator CR angeordnet und liefert einen Strom IS.
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Die
auf 6 dargestellte Schaltung enthält einen weiteren, in Reihe
mit der Sekundärwicklung des
Transformators T geschalteten n-Kanal-FET und eine Vollbrücke H. Der
n-Kanal-FET stellt den Speicherschalter S3 und
die Ausgangsdiode D1 bereit, mit Hilfe der
parasitären
Diode des FET. Der Gate-Anschluß des
n-Kanal-FET S3 wird mit einem Sperrspannungssignal VR beaufschlagt.
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Ein
Glättungskondensator
CS ist parallel zur Vollbrücke H angeordnet,
er weist eine Kapazität
von etwa 1 nF auf.
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Die
Vollbrücke
H umfasst zwei parallele Zweige. Der erste Zweig enthält einen
p-Kanal-FET SA in Reihe mit einem n-Kanal-FET
SD. Zwischen den beiden Feldeffekttransistoren
SA und SD gibt es
einen Anschluß für die kapazitive
Last CL, die eine Elektrolumineszenzanzeige
mit einer Kapazität
von etwa 10 nF ist. Die Gate-Anschlüsse der Feldeffekttransistoren
SA und SD werden
mit einer Polaritätsumschaltspannung
VP beaufschlagt. Der andere Zweig der Vollbrücke enthält einen
p-Kanal-FET SC in Reihe mit einem n-Kanal-FET
SB. Die kapazitive Last CL ist
an einem Punkt zwischen den beiden Feldeffekttransistoren SC und SB angeschlossen.
Die Gate-Anschlüsse
der beiden Feldeffekttransistoren SC und
SB werden mit Hilfe eines Inverters INV
mit der zu VP invertierten Spannung angesteuert.
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Wie
dies mit Hilfe der Spannungsverläufe
auf 6 dargestellt ist, umfasst ein Arbeitszyklus der Schaltung
vier klar abgegrenzte Phasen a, b, c und d. In Phase a ist die Polaritätsumschaltspannung
VP auf L-Potential, so dass die Feldeffekttransistoren
SA und SB leiten,
während
die Feldeffekttransistoren SC und SD nicht leiten. Das Sperrspannungssignal
VR ist auf L-Potential, so dass der Speicher-FET
S3 nicht leitet. Das Durchlaßspannungssignal
VF pulsiert, so dass der Ausgangs-FET S1 abwechselnd leitet und nicht leitet. Folglich
induziert der sich ändernde,
durch die Primärwicklung
des Transformators T fließende Strom
einen Strom in der Sekundärwicklung,
so dass der Glättungskondensator
CS und die kapazitive Last CL über den
FET SA aufgeladen werden. Die auf 6 in
Richtung des Pfeils an der kapazitiven Last CL anliegende
Spannung VL steigt auf Grund der vergrößerten Ladung
auf der kapazitiven Last CL an, dies gilt
auch für
die Spannung VHV am Punkt X.
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In
Phase b wird das Durchlaßspannungssignal
VF auf L-Potential gehalten, so dass der
Ausgangs-FET S1 nicht leitet. Die Polaritätsumschaltspannung
VP bleibt auf L-Potential, so dass die Feldeffekttransistoren
SA und SB weiterhin
leiten, wogegen die die Feldeffekttransistoren SC und
SD nicht leiten. Das Sperrspannungssignal
VR pulsiert, so dass, wenn das Sperrspannungssignal
VR auf H-Potential ist, Strom von der kapazitiven
Last CL über
den FET SA durch die Sekundärwicklung
des Transformators T und durch den Speicher-FET S3 zum
Erdpotential fließt.
Wenn das Durchlaßspannungssignal
VF zum L-Potential wechselt, hört der Speicher-FET
S3 auf zu leiten, wodurch die Energie in
der Sekundärwicklung des
Transformators T in der Primärwicklung
einen Stromfluß erzwingt,
der den Speicherkondensator CR auflädt. Folglich
nimmt die Spannung VL über der kapazitiven Last CL ab, dies gilt auch für die Spannung VHV am
Punkt X.
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In
Phase c geht die Polaritätsumschaltspannung
VP auf H-Potential, so dass die Feldeffekttransistoren
SA und SB aufhören, zu
leiten und die Feldeffekttransistoren SC und
SD beginnen, zu leiten. Die Polarität der kapazitiven
Last CL in Bezug auf den Punkt X kehrt sich
aus diesem Grunde um. Dabei ist jedoch anzumerken, dass beim Auftreten
dieses Polaritätswechsels
die Ladung auf der kapazitiven Last CL nur
gering ist. Auf diese Weise ist kein wesentlicher Stromfluß erforderlich,
wenn die Polarität
der Vollbrücke
umgeschaltet wird.
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Während der
Phase c ist das Sperrspannungssignal VR auf
L-Potential, so dass der Speicher-FET S3 nicht
leitet. Das Durchlaßspannungssignal
VF pulsiert, so dass aus dem Speicherkondensator
CR über
die Primärwicklung
des Transformators T intermittierend Strom entnommen wird, der in
der Sekundärwicklung
einen Strom induziert, der die kapazitive Last CL auflädt. Weil
jedoch die Feldeffekttransistoren SC und
SD leiten und nicht die Feldeffekttransistoren
SA und SB, wird
die kapazitive Last CL durch den Strom aufgeladen,
der die entgegengesetzte Richtung zu dem Strom in Phase a hat, so
dass eine negative Spannung, in Bezug auf die Spannung VHV am Punkt X, an der kapazitiven Last CL bereitgestellt wird.
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In
Phase d wird die kapazitive Last CL entladen
und die Energie im Speicherkondensator CR auf die
gleiche Art und Weise wie in Phase b gespeichert.
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Zwischen
Phase d und der Wiederholung von Phase a geht die Polaritätsumschaltspannung
VP auf L-Potential. Dies tritt wiederum
auf, wenn die Spannung an der kapazitiven Last CL gering
ist, so dass kein nennenswerter Stromfluß erforderlich ist.
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Daraus
ist zu erkennen, dass mit dieser Anordnung eine einfache, energieeffiziente
Stromversorgung für
eine Elektrolumineszenzanzeige bereitgestellt wird.
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Zusammenfassend
wird eine Hochspannungs-Wechselstromversorgung
für eine
Elektrolumineszenzanzeige bereitgestellt, die ein induktives Bauelement
und einen Ausgangs-FET in Reihenschaltung umfasst. Der Ausgangs-FET
kann im Pulsbetrieb arbeiten, so dass das induktive Bauelement eine
Spannung erzeugt, mit der die Elektrolumineszenzanzeige über eine
Vollbrücke
aufgeladen wird. Eine Diode verhindert, dass ein Entladungsstrom
aus der Elektrolumineszenzanzeige fließt, während der Ausgangs-FET geschlossen
ist. Die Schaltung enthält
auch einen Speicherkondensator und einen Speicher-FET, in Reihenschaltung
mit dem induktiven Bauelement. Der Speicher-FET kann im Impulsbetrieb
arbeiten, so dass das induktive Bauelement eine Spannung generiert,
mit welcher der Speicherkondensator durch Übertragung von Energie aus
der Elektrolumineszenzanzeige aufgeladen wird. Eine Diode verhindert,
dass ein Entladungsstrom aus dem Speicherkondensator fließt während der
Speicher-FET geschlossen ist. Energie kann aus der Elektrolumineszenzanzeige
in den Speicherkondensator und zurück übertragen werden, um den Energiebetrag
zu reduzieren, der beim Betrieb der Schaltung als Verlustenergie
anfällt.