DE602004009619T2

DE602004009619T2 - Vorrichtung und verfahren zum iterativen schätzen einer kanalübertragungsfunktion

Info

Publication number: DE602004009619T2
Application number: DE602004009619T
Authority: DE
Inventors: Gunther Auer; Stephan Sand; Ronald Raulefs
Original assignee: NTT Docomo Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc
Priority date: 2004-08-31
Filing date: 2004-08-31
Publication date: 2008-07-24
Anticipated expiration: 2024-09-01
Also published as: EP1757051B1; WO2006024312A1; JP2008512013A; EP1757051A1; JP4463852B2; DE602004009619D1

Description

Die vorliegende Erfindung liegt auf dem Gebiet der Telekommunikation und insbesondere auf dem Gebiet der iterativen Kanalschätzung.
Um eine Kanalübertragungsfunktion zu schätzen, können so genannte Pilotsymbole übertragen werden. Bei einem Empfänger kann die Kanalübertragungsfunktion durch Kombinieren der Pilotsymbole und der empfangenen Versionen derselben geschätzt werden.
Die Übertragung einer Anzahl von Pilotsymbolen für die Kanalschätzung ist jedoch einer Reduktion einer verfügbaren Bandbreite zugeordnet, die zur Informationsübertragung genutzt werden kann. Es ist daher von Interesse, die Anzahl von Pilotsymbolen zu reduzieren, die zur Kanalschätzung übertragen werden sollen. Besonders in dem Fall von zeitlich variierenden Kanälen jedoch ist eine reduzierte Anzahl von Pilotsymbolen vielleicht nicht für eine genaue Kanalschätzung ausreichend, so dass sich z. B. während eines Erfassungsprozesses unter Verwendung einer fehlerhaften Schätzung der Kanalübertragungsfunktion eine erhöhte Bitfehlerrate ergeben kann.
Um einen Schätzungsfehler zu reduzieren, kann eine iterative Kanalschätzung ausgeführt werden. Ein iteratives Kanalschätzungsschema weist folgende Schritte auf: Erfassen einer Datensequenz in einer Empfangssequenz, um eine erste Schätzung der Datensequenz zu erhalten, Verarbeiten der Datensequenz, z. B. Neucodieren und Neumodulieren der Datensequenz, um einen Schätzwert der Übertragungssequenz als eine Pseudopilotsequenz zu erhalten, und Kombinieren des Schätzwerts der Sendesequenz mit der Empfangssequenz, um einen Kanalschätzwert zu erhalten, der in einem nachfol genden Iterationsschritt zum Erhalten eines weiteren Schätzwerts der Datensequenz verwendet werden soll usw. Für eine iterative Kanalschätzung jedoch ist ein anfänglicher (grober) Schätzwert der Datensequenz oder ein anfänglicher Schätzwert des Kanals erforderlich. Ein anfänglicher Kanalschätzwert kann bei einer anfänglichen Kanalschätzungsstufe auf der Basis von anfänglich übertragenen Pilotsymbolen erhalten werden.
Bei der anfänglichen Kanalschätzungsstufe wird eine referenzsymbolunterstützte Kanalschätzung (RACE; reference symbol aided channel estimation) durch allgemeines Filtern, Glätten oder Interpolieren zwischen den Referenzsymbolen betrachtet. Diese Art einer Kanalschätzung kann in zwei Schritte aufgespalten werden. Zuerst wird an der Position der Referenzsymbole der anfängliche Schätzwert der Kanalzustandsinformationen (CSI; channel state information) durch das Verfahren geringster Quadrate berechnet. Als zweites werden die anfänglichen Schätzwerte aus der Position der Referenzsymbole gefiltert, geglättet oder interpoliert, um einen vollständigen Schätzwert der CSI zu erhalten (CSI = channel state information).
Als ein Beispiel für eine RACE wird eine pilotunterstützte Kanalschätzung (PACE; pilot aided channel estimation) durch Wiener-Filtern betrachtet. Diese Art einer Kanalschätzung (CE; channel estimation) ist optimal in dem Sinn eines mittleren quadratischen Fehlers (MSE; mean square error), wenn die Zweite-Ordnung-Statistik des Kanals vollständig bekannt ist. Da die Korrelationseigenschaften des Kanals in der Praxis nicht vollständig bekannt sind, kann ein robuster Entwurf ausgewählt werden. Dies hat den Vorteil, dass ein Satz aus Filterkoeffizienten vorab berechnet werden kann, um die Komplexität des Kanalschätzers in dem Empfänger zu reduzieren.
In der Literatur wurde die ICE (ICE = iterative channel estimation; iterative Kanalschätzung) umfassend für OFDM studiert, wie offenbart ist in F. Sanzi und S. ten Brink, „Iterative channel estimation and decoding with product codes in multi-carrier systems", Boston, MA, USA, 2000. S. 1.338–1.344, und CDMA in T. M. Schmidl, A. G. Dabak und S. Hosur, „The use of iterative channel estimation (ICE) to improve link margin in wideband CDMA systems", in IEEE 49th Vehicular Technology Conference, 1999 (VTC 1999) und MC-CDMA in V. Kühn, „Iterative interference cancellation and channel estimation for coded OFDM-CDMA", Anchroage, Alaska, USA, Mai 2003, IEEE.
F. Sanzi, S. Jelting und J. Speidel, „A comparative study of iterative channel estimators for mobile OFDM systems", IEEE Trans. Wireless Commun, S. 849–859, Sept. 2003 und F. Sanzi, Kanalschätzverfahren für Mobilfunksysteme mit Mehrträgermodulation OFDM, Ph. D. thesis, Universität Stuttgart, 2003, betrachten die ICE mit einer Zweischritt-Kanalschätzung auf der anfänglichen und nachfolgenden Stufe, wie oben für ein Mehrträgersystem in dem Frequenzbereich beschrieben wurde. In diesem Fall überträgt das OFDM-System auf jedem Teilträger ein Symbol, entnommen aus einem M-Phasenverschiebungsverschlüsselungs-Symbolalphabet (PSK-Symbolalphabet; PSK = phase shift keying = Phasenverschiebungsverschlüsselung). Da dieses Alphabet kein Nullsymbol enthält, können die zwei Schritte von CE durch Filtern P. Hoeher, S. Kaiser und P. Robertson, „Pilot-symbol-aided channel estimation in time and frequency", in Proceedings IEEE GLORECOM, Phoenix, USA, Apr. 1997, Bd. 3, S. 90–96 ohne weiteres ausgeführt werden. Ferner betrachtet F. Sanzi, Kanalschätzverfahren für Mobilfunksysteme mit Mehrträgermodulation OFDM, Ph. D. thesis, Universität Stuttgart, 2003 weich entschiedene Symbole als Referenzsymbole für die ICE, die Null werden können für ein M-Quadraturamplitudenmodulations-Symbolalphabet (QAM-Symbolalphabet; QAM = quadrature amplitude modulation). Um eine Teilung durch Null bei der LS-Schätzung zu vermeiden, schlägt F. Sanzi, Kanalschätzverfahren für Mobilfunksysteme mit Mehrträgermodulation OFDM, Ph. D. thesis, Universität Stuttgart, 2003 das Annähern des LS-Schätzwerts vor, durch Teilen des empfangenen Referenzsymbols durch die Varianz des Weich-Entscheidungs-Symbols und Multiplizieren desselben mit dem Weich-Entscheidungs-Symbol.
Ein MC-CDMA-System jedoch (MC-CDMA = multicarrier code division multiplex access; Mehrträger-Codemehrfachzugriff) das nachfolgend beispielhaft betrachtet wird, überträgt nur M Datensymbole pro Benutzer und pro OFDM-Symbol parallel, wobei jedes Datensymbol mit einem WH-Code (WH = Walsh-Hadamard), der Länge L gespreizt wird. Aufgrund der Überlagerung bzw. Superposition von Sequenzen (Spreizsequenzen), die z. B. unter Verwendung von WH-Codes gespreizt sind, können nullwertige Teiltreten auftreten. Folglich können diese Teilträger nicht verwendet werden, um die LS-Schätzwerte bei der ICE zu berechnen.
Das Verfahren, das von F. Sanzi vorgeschlagen wird, Kanalschätzverfahren für Mobilfunksysteme mit Mehrträgermodulation OFDM, Ph. D. thesis, Universität Stuttgart, 2003, könnte auf ein MC-CDMA-System ausgedehnt werden. Dieses Verfahren weist jedoch die folgenden Nachteile auf. Es ist notwendig, die Varianz und den Wert jedes weichen Symbols zu berechnen, das für ICE verwendet wird, über alle möglichen Konstellationspunkte, d. h. 2^MK Punkte, wobei M die Anzahl von Bits pro Symbol und K die Anzahl von aktiven Benutzern ist. Dies erhöht die Komplexität der CE wesentlich. Aufgrund der WH-Spreizung können nullwertige Teilträger mit hoher Wahrscheinlichkeit auftreten. Somit kann die Varianz für die weichen Symbole annähernd Null sein. Ferner verursacht die Annäherung des LS-Kanal-Schätzwerts dann eine starke Rauschverbesserung und eine Verschlechterung der Kanalschätzwerte. Ferner ist die Annäherung nicht gültig für hart-entschiedene Symbole, sondern nur für weich-entschiedene Symbole.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein effizientes iteratives Kanalschätzungsschema mit reduzierter Komplexität zu schaffen.
Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung zum iterativen Schätzen einer Kanalübertragungsfunktion eines Kommunikationskanals gemäß Anspruch 1 oder durch eine Empfängervorrichtung gemäß Anspruch 19 oder durch ein Verfahren zum iterativen Schätzen einer Kanalübertragungsfunktion gemäß Anspruch 20 oder durch ein Empfangsverfahren gemäß Anspruch 21 oder durch ein Computerprogramm gemäß Anspruch 22 gelöst.
Die vorliegende Erfindung basiert auf der Erkenntnis, dass eine Teilung durch Null effizient vermieden werden kann, durch Vergleichen einer Amplitude eines Werts eines Schätzwerts einer Übertragungssequenz mit einer Schwelle, wobei der Schätzwert der Übertragungssequenz als eine Pseudopilot-(Referenz-)Sequenz für eine weitere Iteration verwendet werden soll. Wenn der Wert ein echter Wert ist, dann bezieht sich der Ausdruck „Amplitude" auf einen absoluten Wert. Wenn der Wert ein komplexer Wert ist, dann bezieht sich der Ausdruck „Amplitude" auf einen absoluten Wert des komplexen Werts oder auf einen absoluten Wert des echten oder imaginären Teils des Werts.
Wenn die Amplitude des Werts unter der Schwelle ist, dann wird ein vorbestimmter Wert als ein Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion an einem Frequenzpunkt geliefert, der dem Wert des Schätzwerts der Übertragungsfrequenz zugeordnet ist. Der vorbestimmte Wert kann z. B. ein Wert zwischen Null bis 10% eines Werts ungleich Null sein, der bei einem vorangehenden Iterationsschritt erhalten wird. Vorzugsweise ist der vorbestimmte Wert gleich Null.
Falls die Amplitude des Werts des Sendesignals an dem Frequenzpunkt größer ist als die Schwelle, dann wird ein Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion an dem Frequenz punkt unter Verwendung eines bekannten Kanalschätzschemas in dem Frequenzbereich berechnet.
Daher kann der Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion Nullen an Positionen aufweisen, die Werten des Schätzwerts der Übertragungssequenz zugeordnet sind, die eine Amplitude aufweist, die kleiner (oder gleich) zu der Schwelle ist. Um einen Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion an den Nullpositionen zu erhalten, kann eine Interpolation ausgeführt werden. Ferner kann der Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion gefiltert werden, z. B. unter Verwendung eines Tiefpassfilters, um einen geglätteten Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion zu erhalten, die z. B. bei einem nachfolgenden Erfassungsprozess verwendet werden soll, zum Erfassen der Datensequenz bei dem Schätzwert der Sendesequenz, um einen weiteren Schätzwert der Datensequenz zu erhalten, usw.
Die Komplexitätsreduzierung liegt an der Tatsache, dass z. B. in dem Fall, dass ein Nullteilträger an einem Sender resultiert, der Kanal nicht an dem entsprechenden Frequenzpunkt erregt ist. Daher ist jeglicher Schätzwert des Kanals an dem Frequenzpunkt fehlerhaft. Daher kann gemäß der vorliegenden Erfindung die Komplexität des Kanalschätzschemas reduziert werden und eine Stabilität des Schätzschemas kann erhöht werden, z. B. wenn die Schätzwerte der Kanalübertragungsfunktion an nichterregten Frequenzpunkten auf Null gesetzt werden. Dieselbe Situation kann auftreten, wenn die Datensequenz in dem Schätzwert der Sendesequenz iterativ erfasst wird. Bei bestimmten Erfassungsstufen können bestimmte Werte des Schätzwerts der Sendesequenz klein sein, z. B. aufgrund der Schätz- oder Decodier-Fehler. Daher können Schätzwerte der Kanalübertragungsfunktion, die aus solchen Werten erhalten werden, ebenfalls fehlerhaft sein. Gemäß der vorliegenden Erfindung sind die Koeffizienten der Kanalübertragungsfunktion, die diesen Frequenzpunkten zugeordnet sind, z. B. auf Null gesetzt, so dass im Allgemeinen eine Komplexitätsreduzierung und Stabi litätserhöhung erreicht werden kann. Nichtsdestotrotz kann ein zuverlässiger Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion an dem Frequenzpunkt, der auf Null gesetzt ist, z. B. mit Hilfe eines Filterns erhalten werden, wie oben beschrieben wurde.
Ferner erlaubt der erfindungsgemäße Ansatz ein weiteres Verbessern einer RACE für ein MC-CDMA-System (MC-CDMA = multicarrier code division multiplex access), da die erfindungsgemäße ICE ohne weiteres implementiert werden kann, die ein Filtern einsetzt und nur eine geringe Modifikation von RACE durch Filtern, Glätten oder Interpolieren erfordert. In dem speziellen Fall von PACE und mit robusten Annahmen, muss nur ein zweiter Satz von Filterkoeffizienten vorab berechnet werden, was die Komplexität des Kanalschätzers niedrig hält.
Weitere Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden Bezug nehmend auf die folgenden Figuren beschrieben, in denen:
1 eine Vorrichtung zum iterativen Schätzen einer Kanalübertragungsfunktion gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt;
2 ein Blockdiagramm eines MC-CDMA-Systems mit einer iterativen Kanalschätzung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
3 einen Einbenutzerdetektor zeigt;
4a ein Blockdiagramm eines Interferenz-Lösch-Analyseblocks zeigt;
4b ein Blockdiagramm eines Interferenz-Lösch-Syntheseblocks zeigt;
4c einen Parallelinterferenzlöscher zeigt;
5 Konstellationspunkte eines Teilträgers mit Binär-PCK-Symbolalphabeten und einer Spreizlänge gleich 8 zeigt;
6 ein Leistungsverzögerungsprofil eines Kanalmodells zeigt;
7a ein Verhalten des erfindungsgemäßen Ansatzes demonstriert;
7b ein Verhalten des erfindungsgemäßen Ansatzes zeigt; und
8 Systemparameter zeigt.
1 zeigt ein Blockdiagramm einer Vorrichtung zum iterativen Schätzen einer Kanalübertragungsfunktion eines Kommunikationskanals, der sich zwischen einem Sendepunkt und einem Empfangspunkt von einem Spektrum eines Empfangssignals erstreckt. Die Kanalübertragungsfunktion, die geschätzt werden soll, entspricht einem Spektrum einer Kanalimpulsantwort des Kommunikationskanals. Das Spektrum des Kommunikationskanals kann z. B. durch Zeit-Frequenz-Umwandeln einer Kanalimpulsantwort in den Frequenzbereich erreicht werden, z. B. mit Hilfe einer Fourier-Transformation.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird die Kanaltransformationsfunktion aus einem Empfangssignal iterativ geschätzt, das eine empfangbare Version eines Sendesignals ist. Genauer gesagt soll die Kanalübertragungsfunktion aus einem Spektrum des Empfangssignals geschätzt werden, das eine Empfangsversion des Sendesignals ist, wobei das Sendesignal durch den Kommunikationskanal übertragen wird. Zum Beispiel ist das Sendesignal ein Zeitbereichs-Mehrfachträgersignal, das aus der Frequenz-Zeit-Umwandlung einer Sendesequenz unter Verwendung von z. B. einer inversen Fourier-Transfor mation resultiert, wobei die Sendesequenz aus dem Verarbeiten einer Datensequenz unter Verwendung eines Verarbeitungsschemas resultieren kann.
Das Verarbeitungsschema kann alle Verarbeitungsfunktionalitäten aufweisen, die zum Verarbeiten einer Datensequenz notwendig sind, die eine Informationssequenz sein kann, so dass die Sendesequenz erhalten wird. Das Verarbeitungsschema kann z. B. ein Codierschema aufweisen, z. B. Konvolutionscodieren oder Blockcodieren, Verschachteln, Abbilden (Modulieren) unter Verwendung von z. B. einem QAM-Schema (QAM = Quadrature Amplitude Modulation), Seriell-zu-Parallel-Umwandlung, um eine Mehrzahl von parallelen Strömen zu erhalten, für jeden Strom ein Spreizschema, das z. B. Hadamard-Codes verwendet, Parallel-zu-Seriell-Umwandlung, weitere Verschachtelung und z. B. Anwenden eines OFDM-Modulationsschemas (OFDM = Orthogonal Frequency Division Multiplexing), wobei das OFDM-Schema eine inverse Fourier-Transformation zum Umwandeln der resultierenden Sendesequenz in dem Zeitbereich aufweist, um das Sendesignal zu erhalten. Ferner kann die Sendesequenz an bestimmten Pilotpositionen Pilotsymbole aufweisen, die durch den Sender in eine verarbeitete Datensequenz zu Kanalschätzzwecken eingefügt werden.
Um die Datensequenz zu erfassen, weist die Vorrichtung, die in 1 gezeigt ist, einen Detektor 101 mit einem Eingang 103 und einem Ausgang 105 auf, wobei der Ausgang 105 mit einem Eingang des Prozessors 107 gekoppelt ist, wobei der Prozessor 107 einen Ausgang 109 aufweist.
Der Ausgang 109 des Prozessors 107 ist mit dem Eingang 103 des Detektors 101 rückgekoppelt. Ferner ist der Ausgang 109 des Prozessors 107 mit einem Eingang 111 eines Kanalschätzers 113 gekoppelt, wobei ein Ausgang des Kanalschätzers 113 mit einem weiteren Eingang 115 des Detektors 101 gekoppelt ist.
Der Detektor 101 ist zum Erhalten eines Schätzwerts der Datensequenz aus einer Version eines Spektrums des Empfangssignals konfiguriert, wobei das Spektrum des Empfangssignals z. B. eine Fourier-Transformation des Zeitbereichs-Empfangssignals ist. Der Detektor 101 ist zum Empfangen einer Version des Spektrums des Empfangssignals über den Eingang 103 konfiguriert, wobei die Version des Spektrums des Empfangssignals aus dem Verarbeiten des Schätzwerts der Datensequenz durch den Prozessor 107 resultiert, wobei der Prozessor 107 zum Liefern der Version des Spektrums des Empfangssignals über den Ausgang 109 konfiguriert ist.
Bei einem ersten Iterationsschritt kann die Version eines Spektrums des Empfangssignals, die zu dem Detektor 101 geliefert wird, das Originalspektrum des Empfangssignals sein. Während einer Iteration werden jedoch unterschiedliche (verarbeitete) Versionen des Spektrums des Empfangssignals erhalten, so dass der Detektor zum Schätzen der Datensequenz aus einer unterschiedlichen Version des Spektrums des Empfangssignals konfiguriert ist.
Der Detektor 101 kann jeglicher Detektor sein, der zum Erfassen einer Datensequenz in einer Eingangssequenz in der Lage ist. Der Detektor kann zum Ausführen von Hart-Entscheidungs-Operationen oder zum Ausführen von Weich-Entscheidungs-Operationen, zum Entzerren oder zum Decodieren etc., konfiguriert sein.
Der Prozessor 107 ist zum Empfangen des Schätzwerts der Datensequenz konfiguriert, die durch den Detektor 101 geliefert wird, und zum Verarbeiten des Schätzwerts der Datensequenz, um einen Schätzwert der Sendesequenz zu erhalten, unter Verwendung des Verarbeitungsschemas. Anders ausgedrückt ist der Prozessor 107 zum Emulieren des Verarbeitungsschemas konfiguriert, was in dem Sender ausgeführt wird, um den Schätzwert der Sendesequenz zu erhalten. Gemäß einem iterativen Kanalschätzschema wird der Schätzwert der Sendesequenz als eine Pseudoreferenzsequenz betrachtet, die für eine Kanalschätzung bei einer weiteren Iteration genutzt werden soll.
Der Schätzwert der Sendesequenz, die eine aktuelle Pseudopilotsequenz darstellt, wird zur Kanalschätzung zu dem Detektor 113 geliefert. Um einen aktualisierten Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion zu erhalten, kann der Detektor 113 den Schätzwert der Sendesequenz, die eine Version des Spektrums des Empfangssignals darstellt, mit dem Spektrum des Empfangssignals kombinieren, d. h. mit dem Originalspektrum des Empfangssignals, um einen Schätzwert oder einen weiteren Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion zu erhalten.
Unter der Annahme, dass der Schätzwert der Sendesequenz, der durch den Prozessor 109 geliefert wird, nach jedem Iterationsschritt näher an der Sendesequenz liegt, die ursprünglich durch den Sender übertragen wird, weist der Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion nach jedem Iterationsschritt einen reduzierten Schätzfehler auf.
Wenn die Kanalübertragungsfunktion in dem Frequenzbereich geschätzt werden soll, dann kann das Spektrum des Empfangssignals, das die Kanalinformationen an einem bestimmten Frequenzpunkt aufweist, durch den Schätzwert der Sendesequenz an dem bestimmten Frequenzpunkt geteilt werden, um einen Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion an dem bestimmten Frequenzpunkt zu erhalten. Der Schätzwert der Sendesequenz an dem bestimmten Frequenzpunkt kann jedoch eine Amplitude aufweisen, die z. B. Null oder annähernd Null ist. Dieser Fall kann in dem Fall einer Mehrfachträger-CDMA-Übertragung auftreten, wo in dem Frequenzbereich z. B. K Ströme überlagert sind, um einen zusammengesetzten Strom zu erhalten, wobei jeder der K Ströme eine Spreizsequenz darstellt. In diesem Fall kann die Überlagerung der K Ströme zu einer Interferenz führen, was dazu führt, dass er resultierende, zusammengesetzte Strom fast Null ist. Zusätzlich dazu kann die Amplitude des Schätzwerts der Sende sequenz an dem bestimmten Frequenzpunkt nur bei einem aktuellen Iterationsschritt annähernd Null sein und bei einem weiteren Iterationsschritt Null bei weitem überschreiten. Dies liegt an dem Erfassen der Datensequenz aus dem vorangehenden Schätzwert der Sendesequenz und dem Neuverarbeiten der Datensequenz unter Verwendung des Verarbeitungsschemas, wo z. B. eine Neucodierung, Neumodulation und Neuspreizung angewendet werden kann. Da das Ergebnis der Erfassung und Verarbeitung von einer Qualität des vorangehenden Schätzwerts der Sendesequenz und von dem Schätzwert der Datensequenz abhängt, ist der Erfassungsprozess dynamisch, so dass ein Nullschätzwert, der bei einem bestimmten Iterationsschritt erhalten wird, bei einem weiteren Iterationsschritt unterschiedlich zu Null sein kann.
Das Teilen durch Null oder durch einen sehr kleinen Wert ist jedoch mit Problemen verbunden, die oben erwähnt wurden, z. B. mit einer Instabilität und einem größeren Schätzfehler.
Der erfindungsgemäße Kanalschätzer 113 ist zum Schätzen der Kanalübertragungsfunktion unter Verwendung des Schätzwerts der Sendesequenz, die durch den Prozessor 107 geliefert wird, und des Spektrums des empfangenen Signals konfiguriert, um einen Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion zu erhalten, wobei der Kanalschätzer zum Liefern eines vorbestimmten Werts als einen Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion an einem Frequenzpunkt konfiguriert ist, wenn eine Amplitude eines Werts des Schätzwerts der Sendesequenz unter einer Schwelle ist, oder zum Kombinieren des Werts des Schätzwerts der Sendesequenz an dem Frequenzpunkt mit einem Wert des Spektrums des Empfangssignals an dem Frequenzpunkt, um einen Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion zu erhalten, wenn die Amplitude des Werts des Schätzwerts der Sendesequenz an dem Frequenzpunkt über der Schwelle ist, wie auch in 1 gezeigt ist.
Anders ausgedrückt ist der Kanalschätzer 113 zum Schätzen der Kanalübertragungsfunktion oder zum Liefern des vorbestimmten Werts für einen Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion an dem Frequenzpunkt abhängig von der Amplitude eines Werts des Schätzwerts der Sendesequenz an dem Frequenzpunkt konfiguriert.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung kann der vorbestimmte Wert in einem Bereich zwischen 0 und 10% des vorangehenden Schätzwerts der Kanalübertragungsfunktion an dem Frequenzpunkt sein. Ferner kann der vorbestimmte Wert dem Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion an dem Frequenzpunkt entsprechen, der bei einer vorangehenden Iteration erhalten wird.
Gemäß der vorliegenden Erfindung kann die Schwelle, mit der eine Amplitude eines Werts des Schätzwerts der Sendesequenz verglichen werden soll, frei gewählt werden, z. B. abhängig von einem möglichen Minimalwert der Sendesequenz. Zum Beispiel entsprechen die Werte der Sendesequenz Signalraumkonstellationspunkten, die z. B. zu einem QAM-Schema oder zu einem 16-QAM-Schema gehören. Anders ausgedrückt können die Werte der Sendesequenz komplex sein, wobei eine Größe eines Werts einen Radius in dem Frequenzbereich bestimmt. Daher ist der Schätzwert der Sendesequenz ebenfalls komplexwertig.
Die Schwelle kann ein Wert sein, der durch eine kleinste Amplitude bestimmt wird, die einem Abbildungsschema zugeordnet ist, z. B. QAM, das als der Sender verwendet wird. Zum Beispiel ist die Schwelle 10% eines Minimalabsolutwerts, z. B. 10% eines Minimalradius in dem Signalraumbereich, der dem Abbildungsschema zugeordnet ist.
Gemäß der vorliegenden Erfindung kann der Kanalschätzer 113 zum separaten Vergleichen einer Amplitude eines echten Teils des Werts des Schätzwerts der Sendesequenz mit einer Schwelle konfiguriert sein, und/oder zum Vergleichen einer Amplitude eines imaginären Teils des Werts des Schätzwerts der Sendesequenz mit einer Schwelle, wobei die Schwelle, die für den echten Teil ausgewählt sein soll, unterschiedlich zu der Schwelle sein kann, die für den imaginären Teil ausgewählt sein soll.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung kann der Kanalschätzer 113 zum Vergleichen eines absoluten Werts als eine Amplitude des Werts des Schätzwerts der Sendesequenz mit der Schwelle konfiguriert sein. Anders ausgedrückt kann der Kanalschätzer 113 zum Bestimmen einer Größe, z. B. des absoluten Werts, für jeden Wert des Schätzwerts der Kanalübertragungsfunktion, und zum Vergleichen der berechneten Größe mit der Schwelle konfiguriert sein.
Gemäß der vorliegenden Erfindung kann der Kanalschätzer zum Analysieren jedes Werts des Schätzwerts der Sendesequenz konfiguriert sein, um den Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion durch Kombinieren des Werts des Schätzwerts der Sendesequenz und eines entsprechend Werts des Spektrums der Empfangssequenz zu berechnen, um einen Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion an der Position zu erhalten, die z. B. dem Wert des Schätzwerts der Sendesequenz zugeordnet ist, wobei der Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion für eine weitere Iteration verwendet werden soll, bei der der Detektor 101 zum Erhalten eines weiteren Schätzwerts der Datensequenz aus dem Schätzwert der Sendesequenz für eine weitere Iteration konfiguriert sein kann, um einen weiteren Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion zu erhalten, usw.
Zum Beispiel ist der Prozessor 107 zum Verarbeiten des weiteren Schätzwerts der Datensequenz konfiguriert, um einen weiteren Schätzwert der Sendesequenz als eine Version des Spektrums des Empfangssignals zu erhalten, das in einem aktuellen Iterationsschritt erhalten wird. Der Kanalschätzer 113 kann zum Empfangen des weiteren Schätzwerts der Sendesequenz und zum Schätzen der Kanalübertragungsfunktion unter Verwendung des weiteren Schätzwerts der Sendesequenz konfiguriert sein, um den Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion oder einen weiteren Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion zu erhalten, usw.
Um die Kanalübertragungsfunktion zu schätzen, kann der Detektor 113 zum Ausführen einer Schätzung geringster Quadrate oder einer Schätzung des minimalen mittleren quadratischen Fehlers in dem Frequenzbereich konfiguriert sein.
Zum Beispiel kann der Kanalschätzer 113 zum Teilen eines Werts des Spektrums der Empfangssequenz durch einen Wert des Schätzwerts der Sendesequenz oder zum Multiplizieren des Werts des Spektrums der Empfangssequenz mit einer komplex-konjugierten Version des Werts des Schätzwerts der Sendesequenz zum Ausführen der Schätzung geringster Quadrate konfiguriert sein, um einen Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion an einer Position zu erhalten, die den kombinierten Werten zugeordnet ist.
Gemäß der vorliegenden Erfindung kann die Kanalübertragungsfunktion Koeffizienten aufweisen, die unterschiedlichen Frequenzpunkten zugeordnet sind. Anders ausgedrückt liefert der Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion eine Charakteristik der Kanalübertragungsfunktion über der Frequenz zu einem bestimmten Zeitpunkt. Der Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion kann jedoch einer Kanalcharakteristik für einen bestimmten Frequenzpunkt über der Zeit zugeordnet sein. Im Allgemeinen können die Koeffizienten des Schätzwerts der Kanalübertragungsfunktion demselben Frequenzpunkt und unterschiedlichen Zeitpunkten zugeordnet sein, um zeitlich variierende Kanalzustände zu berücksichtigen. Dementsprechend kann der Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion eine Abweichung einer Frequenzcharakteristik des Kanals über Zeit aufweisen.
Zum Beispiel kann das Spektrum des Empfangssignals einen Satz aus Spektralwerten aufweisen, wobei jeder Spektralwert in dem Satz aus Spektralwerten zu einem unterschiedlichen Zeitpunkt an demselben Frequenzpunkt empfangen wird. Der Kanalschätzer 113 kann zum Schätzen der Kanalübertragungsfunktion an dem Frequenzpunkt für einen unterschiedlichen Zeitpunkt unter Verwendung des Kanalschätzschemas konfiguriert sein.
Ferner kann das Spektrum des Empfangssignals einen Satz aus Teilträgerwerten aufweisen, wobei jeder Teilträgerwert einem unterschiedlichen Frequenzpunkt zugeordnet ist und jeder Teilträgerwert zu demselben Zeitpunkt empfangen wird. Der Kanalschätzer 113 kann in diesem Fall zum Schätzen der Kanalübertragungsfunktion an unterschiedlichen Frequenzpunkten konfiguriert sein.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird die Kanalübertragungsfunktion iterativ unter Verwendung des erfindungsgemäßen Kanalschätzschemas bestimmt. Ein Anfangswert für einen Schätzwert der Datensequenz kann jedoch erforderlich sein. Um einen anfänglichen Schätzwert der Datensequenz zu erhalten, kann ein anfänglicher Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion notwendig sein.
Der Anfangsschätzwert der Kanalübertragungsfunktion kann erhalten werden durch Ausführen eines pilotsymbolunterstützten Schätzschemas zu den Zeitpunkten, zu denen Pilotsymbole für eine Kanalschätzung verfügbar sind. Der Sender kann konfiguriert sein zum Senden von Pilotsymbolen nur zu bestimmten Zeitpunkten, und zum Einfügen von Pilotsymbolen in eine verarbeitete Datensequenz, um Pilotsymbole an bestimmten Positionen der resultierenden Sendesequenz zu übertragen. Zum Beispiel kann der Sender konfiguriert sein zum Einfügen eines Pilotsymbols an bestimmten Pilotpositionen der Sendesequenz, wobei die Pilotpositionen unterschiedlichen Frequenzpunkten oder unterschiedlichen Zeitpunkten zugeordnet sein können.
Wenn Pilotsymbole übertragen werden, dann weist das Spektrum des Empfangssignals einen Satz aus Empfangswerten auf, der Empfangsversionen von Pilotsymbolen an Pilotpositionen aufweist, wobei die Pilotsymbole durch den Sender zur Kanalschätzung übertragen werden. Zum Beispiel können die Werte in dem Satz aus Werten, die zwischen den Pilotsymbolen angeordnet sind, Werten der verarbeiteten Datensequenz entsprechen, die aus dem Verarbeiten der Datensequenz unter Verwendung eines Verarbeitungsschemas resultieren.
Basierend auf Pilotsymbolen kann der Kanalschätzer 113 zum Schätzen der Kanalübertragungsfunktion an Pilotpositionen unter Verwendung der Pilotsymbole und der Empfangsversionen der Pilotsymbole konfiguriert sein, da ursprünglich übertragene Pilotsymbole üblicherweise in einem Empfänger bekannt sind und daher zur Kanalschätzung genutzt werden können.
Wenn die Pilotsymbolpositionen durch eine Anzahl von Werten an Zwischenpositionen voneinander beabstandet sind, d. h. wenn der Satz aus empfangenen Werten Datenwerte an Zwischenpositionen zwischen den Empfangsversionen der Pilotsymbole aufweist, dann kann der Kanalschätzer 113 konfiguriert sein zum Schätzen der Kanalübertragungsfunktion an den Zwischenpositionen durch Interpolieren zwischen den Schätzwerten der Kanalübertragungsfunktion an den Pilotpositionen. Anders ausgedrückt ist der Kanalschätzer 113 konfiguriert zum Schätzen der Kanalübertragungsfunktion z. B. an Frequenzpunkten oder Zeitpunkten, an denen Pilotsymbole verfügbar sind, und zum Verwenden der Koeffizienten des Schätzwerts der Kanalübertragungsfunktion an diesen Positionen als Stützpunkte zum Filtern oder Interpolieren, um die Koeffizienten des Schätzwerts der Kanalübertragungsfunktion an Zwischenpositionen zu erhalten, konfiguriert.
Zum Beispiel kann der Kanalschätzer zum Einfügen von Nullen an den Zwischenpositionen, um einen mit Nullen aufgefüllten Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion zu erhalten, und zum Filtern des mit Nullen aufgefüllten Schätzwerts der Kanalübertragungsfunktion, um einen Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion zu erhalten, konfiguriert sein.
Ferner kann der Kanalschätzer 113 konfiguriert sein zum Einfügen von Nullen an Positionen, die übertragenen Daten zugewiesen sind, auf die nicht durch den erfindungsgemäßen Kanalschätzer 113 zugegriffen werden kann. Dieser Fall kann z. B. bei einem Mehrbenutzerszenario auftreten, wo der erfindungsgemäße Kanalschätzer 113 dem Schätzen der Kanalübertragungsfunktion für einen bestimmten Benutzer zugeordnet ist. In diesem Fall sind z. B. Kanalübertragungsfunktionskoeffizienten an Frequenzpunkten, die anderen Benutzern zugeordnet sind, auch auf Null gesetzt.
Ferner kann der erfindungsgemäße Kanalschätzer 113 auch zum Extrapolieren konfiguriert sein, um extrapolierte Koeffizienten des Schätzwerts der Kanalübertragungsfunktion zu erhalten. Die Extrapolation kann auch durch die Filtereinrichtung ausgeführt werden.
Im Allgemeinen kann der Kanalschätzer 113 zum Filtern des Schätzwerts der Kanalübertragungsfunktion konfiguriert sein, um einen geglätteten Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion zu erhalten, und um den geglätteten Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion als den Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion für eine weitere Iteration zu dem Detektor 115 zu liefern. Zum Beispiel kann der Kanalschätzer 113 zum Tiefpassfiltern des Schätzwerts der Kanalübertragungsfunktion konfiguriert sein, um den Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion zu glätten, der erhalten wird, z. B. durch Einfügen von Nullen an bestimmten Positionen.
Zum Beispiel kann der Kanalschätzer zum Wiener-Filtern des Schätzwerts der Kanalübertragungsfunktion konfiguriert sein, um einen Wiener-gefilterten Schätzwert der Kanalübertragungsfunktion als den Schätzwert der Kanalübertragungs funktion zu erhalten, der zu Erfassungszwecken zu dem Detektor geliefert werden soll.
Wie oben erwähnt wurde, ist die erfindungsgemäße Vorrichtung zum iterativen Schätzen der Kanalübertragungsfunktion konfiguriert zum Schätzen der Kanalübertragungsfunktion im Frequenzbereich durch Nutzen des Spektrums des empfangenen Signals und einer aktuell erhaltenen Version desselben. Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung kann die erfindungsgemäße Vorrichtung zum iterativen Schätzen der Kanalübertragungsfunktion ein Teil einer Empfangsvorrichtung sein, wobei die Empfangsvorrichtung einen Zeit-Frequenz-Wandler aufweist, z. B. einen Fourier-Transformator, der zum Transformieren bzw. Wandeln des empfangenen Signals in den Frequenzbereich konfiguriert ist, um das Spektrum des Empfangssignals zu erhalten.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung kann jedoch ferner einen Zeit-Frequenz-Wandler aufweisen, z. B. einen Fourier-Transformator, zum Zeit-Frequenz-Umwandeln des Empfangssignals, um das Spektrum des Empfangssignals zu erhalten.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung kann die Vorrichtung zum iterativen Schätzen der Kanalübertragungsfunktion ein Speicherelement aufweisen zum Speichern des Spektrums des Empfangssignals, das für Iterationen verwendet werden soll. Zum Beispiel kann das Speicherelement ein Teil des Kanalschätzers 113 sein.
Um einen Schätzwert der Datensequenz aus dem Schätzwert der Sendesequenz zu erhalten, kann der Detektor 101 zum Entzerren des Schätzwerts des Sendesignals, d. h. der Version des Spektrums des Empfangssignals, unter Verwendung des Schätzwerts der Kanalübertragungsfunktion, um eine entzerrte Sequenz mit einem reduzierten Kanaleinfluss zu erhalten, und zum Erfassen der Datensequenz in der entzerrten Sequenz, um den Schätzwert der Datensequenz zu erhalten, konfiguriert sein.
Zum Beispiel ist der Detektor für eine Frequenzbereichsentzerrung der Version des Spektrums des empfangenen Signals konfiguriert, gemäß einer Frequenzbereichsentzerrung, die bei Mehrträgersystemen verwendet wird.
Die vorliegende Erfindung stellt ferner eine Empfängervorrichtung bereit, die einen Demodulator zum Demodulieren eines Eingangssignals, um das Empfangssignal zu erhalten, einen Zeit-Frequenz-Transformator zum Zeit-Frequenz-Transformieren des Empfangssignals, um das Spektrum des Empfangssignals zu erhalten, und die Vorrichtung zum iterativen Schätzen der Kanalübertragungsfunktion gemäß den vorangehenden Beschreibungen aufweist.
Ferner kann die Empfangsvorrichtung eine Einrichtung aufweisen zum Extrahieren von Informationen aus dem Schätzwert der Datensequenz, der z. B. nach dem letzten Iterationsschritt erhalten wird. Zum Beispiel kann die Einrichtung zum Extrahieren von Informationen konfiguriert sein zum weiteren Verarbeiten des Schätzwerts der Datensequenz, um die Informationen zu extrahieren, z. B. durch die Quellcodierungseinrichtung, etc.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird die Kanalübertragungsfunktion iterativ unter Verwendung des erfindungsgemäßen Schätzungsschemas geschätzt, wobei eine Anzahl von Iterationen z. B. von einem Bitfehlerverhältnis abhängen kann, das dem Erfassen der Datensequenz in dem Schätzwert der Sendesequenz zugeordnet ist. Zum Beispiel kann der Decodierer konfiguriert sein zum Ausführen eines weichen Decodierungsschemas und zum Ausgeben weicher Werte, die die Zuverlässigkeit des Schätzwerts der Datensequenz anzeigen. Die Iteration kann gestoppt werden, wenn die weichen Ausgangswerte z. B. eine 80% Zuverlässigkeit der geschätzten Datensequenz anzeigen. Zum Beispiel kann der Detektor ferner den Kanalschätzer steuern, entweder zum Starten oder zum Stoppen des iterativen Kanalschätzprozesses. Zum Beispiel sind 2–3 Iterationsschritte ausreichend.
Nachfolgend werden weitere Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung Bezug nehmend auf 2 bis 8 beschrieben.
Wie oben erwähnt wurde, sind z. B. die LS-Kanal-Schätzwerte auf Null gesetzt, wenn der rekonstruierte Teilträger Null oder unter einer bestimmten Schwelle ist.
Dann hängen die gefilterten Kanalschätzwerte nicht von den nullwertigen Teilträgern ab, die nur eine Rauschverbesserung verursachen würden und die Kanalschätzwerte verschlechtern würden. Ferner können sowohl weich- als auch hart-entschiedene Symbole für die ICE verwendet werden.
Ferner ist dieses neue MLS-Schätzverfahren mit ICE nicht auf ein MC-CDMA-System mit WH-Spreizcodes beschränkt, sondern kann an jedes andere MC-CDMA-, CDMA- oder Mehrträgersystem mit allgemeinen Spreizcodes oder Symbolalphabet angewendet werden, dessen Überlagerung oder Konstellation Werte unter einer bestimmten Schwelle ergibt.
Zusätzlich zu dem Betrachten des neuen MLS-Schätzverfahrens schlagen wir neu vor, die MLS-Schätzwerte bei dem ersten Schritt von RACE auf EG-Schätzwerte zu erweitern. Ferner schlagen wir vor, die MLS-Schätzwerte bei dem ersten Schritt RACE auf MMSE-Schätzwerte zu erweitern. Somit kann eine Teilung durch Null vollständig für ein niedriges Signal-zu-Rauschen-Verhältnis (SNR; signal-to-noise ratio) vermieden werden. In dem Fall von hohen SNRs kann wiederum das neue MLS-Schätzverfahren angewendet werden.
2 zeigt ein Blockdiagramm eines MC-CDMA-Systems mit iterativer Kanalschätzung.
Ein Sender 201 weist einen Kanalcodierer 203, eine Verschachtelungsvorrichtung 205 und einen Modulator 207 auf, wobei der Kanalcodierer, die Verschachtelungsvorrichtung und der Modulator in Reihe angeordnet sind. Eine Ausgabe des Modulators wird zu einem Seriell-zu-Parallel-Wandler (S/P) bereitgestellt, der zum Liefern von M parallelen Strömen konfiguriert ist. Für jeden Strom weist der Sender ein Spreizelement 209 auf, das zum Spreizen jedes Datensymbols mit einem Walsh-Hadamard-Code konfiguriert ist. Nachfolgend wird die gespreizte Sequenz zu einem Summierelement geliefert, das zum Überlagern von K gespreizten Sequenzen konfiguriert ist, um einen zusammengesetzten, d. h. überlagerten, Datenstrom zu erhalten. Die M zusammengesetzten Datenströme werden zu einem Parallel-zu-Seriell-Wandler geliefert, so dass daraus ein Strom aus Q Strömen resultiert. Die Q Ströme werden unter Verwendung einer Verschachtelungsvorrichtung 211 verschachtelt, um eine verarbeitete Sequenz zu erhalten, in die ausschließlich beispielhaft Referenzsymbole mit Hilfe von Multiplexen eingebracht werden. Die resultierende Sendesequenz wird zu einem OFDM-Modulator 213 geliefert, der zum Ausführen des OFDM-Modulationsschemas konfiguriert ist, das ein Frequenz-Zeit-Transformieren umfasst, um ein Sendesignal zu erhalten, das durch den Mehrwegkanal gesendet werden soll, der in 2 angezeigt ist.
Die Empfängervorrichtung 215 weist einen OFDM-Modulator 217 auf, der zum Ausführen eines inversen OFDM-Modulationsschemas konfiguriert ist. Ein Ausgang des Demodulators 217 ist mit einem Demultiplexer 219 gekoppelt, der zum Demultiplexen von Pilotsymbolen aus der Empfangssequenz konfiguriert ist, die durch den Demodulator 217 geliefert wird, wobei die Empfangssequenz eine Frequenzbereichssequenz ist. Ein Ausgang des Demodulators ist mit einer inversen Verschachtelungsvorrichtung 221 gekoppelt, die zum Ausführen eines Entschachtelungsschemas konfiguriert ist, das umgekehrt zu einem Verschachtelungsschema ist, das durch die Verschachtelungsvorrichtung 211 in dem Sender ausgeführt wird. Die Entschachtelungsvorrichtung 221 weist Q Ausgänge auf, wobei ausschließlich beispielhaft ein Ausgang der Q Ausgänge mit einem Detektor 223 gekoppelt ist. Der Detektor 223 kann ein Mehrbenutzerdetektor (MUD; multi-user detector) oder ein Einbenutzerdetektor (SUD; single user detector) sein. Ein Ausgang des Detektors ist mit einer Entschachtelungsvorrichtung 225 gekoppelt, die der Verschachtelungsvorrichtung 205 entspricht, wobei ein Ausgang der Entschachtelungsvorrichtung 225 mit einem Kanaldecodierer 227 gekoppelt ist, der zum Decodieren der entschachtelten Sequenz konfiguriert ist, um einen Schätzwert der Datensequenz zu erhalten. Es wird darauf hingewiesen, dass der Detektor 223, die Entschachtelungsvorrichtung 225 und der Kanaldecodierer 227 als Teil des oben beschriebenen Decodierers betrachtet werden können.
Ein Ausgang des Decodierers ist mit einer Einrichtung 229 zum Extrahieren von Informationen und mit einem Eingang eines Kanalcodierers 230 gekoppelt, wobei der Kanalcodierer 230 ein Teil eines Prozessors 231 ist, wobei der Kanalcodierer 230 zum Ausführen desselben Kanalcodierungsschemas konfiguriert ist, das durch den Kanalcodierer 203 ausgeführt wird.
Der Prozessor 231 ist zum Ausführen desselben Verarbeitungsschemas konfiguriert, das durch den Sender ausgeführt wird. Daher weist der Prozessor ferner eine Verschachtelungsvorrichtung 231 auf, die der Verschachtelungsvorrichtung 205 entspricht, einen Modulator 233, der mit einem Ausgang der Verschachtelungsvorrichtung 231 gekoppelt ist, wobei der Modulator 233 dem Modulator 207 entspricht, einen Seriell-zu-Parallel-Umwandler, M Spreizelemente 235, M Summierelemente, einen Parallel-zu-Seriell-Umwandler und eine Verschachtelungsvorrichtung 237, die der Verschachtelungsvorrichtung 211 entspricht.
Gemäß der vorliegenden Erfindung sind die anderen Eingänge der Verschachtelungsvorrichtung 237 auf Null gesetzt, da auf die anderen Ströme, die in dem Sender zu der Verschachtelungsvorrichtung 211 geliefert werden, nicht durch den Empfänger zugegriffen werden kann.
Der Ausgang der Verschachtelungsvorrichtung 237 ist mit einem Eingang eines Schätzers 239 gekoppelt, wobei der Schätzer 239 konfiguriert ist zum Ausführen des erfindungsgemäßen Kanalschätzschemas, das oben beschrieben ist. Ein Ausgang des Kanalschätzers 239 ist mit einem weiteren Eingang zu dem Detektor 233 gekoppelt, um Kanalzustandsinformationen zu dem Detektor 233 zu Erfassungszwecken zu liefern. Ferner weist der Kanalschätzer einen weiteren Eingang auf, mit dem ein Ausgang des Demultiplexers 219 gekoppelt ist, um Empfangsversionen des Pilotsymbols zum Ausführen einer pilotsymbolgestützten Kanalschätzung auszuführen, wie oben beschrieben wurde.
2 stellt ein Blockdiagramm eines MC-CDMA-Systems mit ICE dar. Auf der Senderseite liegt eine binäre Quelle für jeden der K Benutzer vor. Die Bits werden durch einen Kanalcodierer codiert. Dann werden die Codebits durch eine Codebitverschachtelungsvorrichtung verschachtelt. Der Modulator weist die Bits zu komplexwertigen Symbolen gemäß unterschiedlichen Alphabeten zu, z. B. M-te PSK oder M-te QAM. Ein Seriell-zu-Parallel-Wandler ordnet die modulierten Signale zu den M Datensymbolen pro Benutzer in einem OFDM-Symbol zu. Jedes der M Datensymbole wird mit einer Walsh-Hadamard-Sequenz der Länge L (L ≥ K) gespreizt. Alle modulierten und gespreizten Signale werden kombiniert und bilden zusammen eine Benutzergruppe. Q Benutzergruppen werden durch eine Symbolverschachtelungsvorrichtung verschachtelt und zusammen mit Referenzsymbolen zu einem OFDM-Rahmen gemultiplext. Dann werden sie OFDM-moduliert und zyklisch durch das Schutzintervall erweitert, bevor sie über einen Mehrwegkanal übertragen werden. Zusätzlich wird weißes Gaußsches Rauschen hinzugefügt. Die empfangenen Symbole werden durch das Schutzintervall verkürzt, OFDM-demoduliert, und die empfangenen Referenzsymbole werden aus den empfangenen Datensymbolen getrennt und in einen Ein-Eingang-Ein-Ausgang-Kanalschätzer zugeführt. Bei der anfänglichen Stufe der ICE (i = 0), verwendet der Kanalschätzer nur die empfangenen Referenzsymbole, um die Kanalzustandsinformationen zu schätzen.
Nach dem Entschachteln der empfangenen Datensymbole wird die interessierende Benutzergruppe aus den Q Benutzergruppen identifiziert und ein Mehrbenutzerdetektor (MUD; multi-user detector) gibt weichcodierte Bits aller Benutzer zurück, die entschachtelt und abschließend unter Verwendung von Weiche-Entscheidung-Algorithmen decodiert werden. Die decodierten Bits werden dann verwendet, um das Sendesignal zu rekonstruieren, d. h. sie werden neu codiert, Code-Bitverschachtelt, zu dem Symbolalphabet moduliert, seriell-zu-parallel-gewandelt, gespreizt und miteinander kombiniert, um das Benutzergruppensignal zu bilden. Da wir annehmen, dass der Empfänger keine Kenntnis über die anderen unabhängigen Benutzergruppen hat, wird das neu konstruierte Benutzergruppensignal mit Nullsymbolen anstatt von Datensymbolen aus den anderen Benutzergruppen gemultiplext und Frequenzverschachtelt.
Bei der i-ten Iteration der ICE (i > 0), nutzt der Kanalschätzer die Kenntnis sowohl von den empfangenen Referenzsymbolen als auch von dem rekonstruierten Sendesignal, um die Genauigkeit der CSI-Schätzwerte zu verbessern. Die neu erhaltenen CSI-Schätzwerte werden dann zurück zu dem MUD geführt, um die Schätzwerte der gesendeten Bits zu verbessern. Die oben beschriebene, iterative Erfassung und Kanalschätzung kann mehrere Male wiederholt werden.
Bei der Endstufe des iterativen Empfängers sendet entweder ein MUD oder ein Einbenutzerdetektor (SUD) weichcodierte Bits des gewünschten Benutzers zurück, die dann entschachtelt und abschließend unter Verwendung von Weiche-Entscheidung-Algorithmen decodiert werden. An der Senke werden die Bits mit den Quellbits verglichen und die Fehler werden gezählt.
3 zeigt ein Blockdiagramm eines Einbenutzerdetektors (SUD), der einen Seriell-zu-Parallel-Wandler 301 aufweist, der Q Eingänge und M Ausgänge aufweist. Jeder Ausgang ist mit einer Erfassungseinheit 303 gekoppelt, wobei die Erfassungseinheit 303 z. B. einen Entzerrer zum Entzerren des Eingangssignals unter Verwendung der Kanalzustandsinformationen aufweist. Ein Ausgang der Erfassungseinheit 303 ist mit einem Eingang eines Ent-Spreiz-Elements (de-spreading element) 305 gekoppelt, das K Ausgänge aufweist, wobei ein Ausgang der Entspreizeinheit 305 mit einem Eingang eines Parallel-zu-Seriell-Wandlers (P/S) 307 mit N Eingängen gekoppelt ist. Der Parallel-zu-Seriell-Wandler 307 weist einen Ausgang auf, der mit einem Demodulator 309 mit einem Ausgang gekoppelt ist.
Der SUD erhält das Signal der interessierenden Benutzergruppe aus den Q unterschiedlichen Benutzergruppen und erfasst das Signal des gewünschten Benutzers. Das entzerrte Signal wird entspreizt. Dann werden alle Datensymbole des gewünschten Benutzers in einen seriellen Datenstrom kombiniert. Der Symbol-Rückmapper bzw. -Rückabbilder (demapper) bildet die Datensymbole in Bits ab, durch Berechnen des Log-Likelihood-Verhältnisses (Log-Wahrscheinlichkeits-Verhältnis) für jedes Bit, basierend auf dem ausgewählten Symbolalphabet.
Als ein Beispiel für einen MUD wird der Parallel-Interferenz-Löscher (PIC; parallel interference canceller) betrachtet, gezeigt in 4a–4c. Auf der Anfangserfassungsstufe (j = 0) werden die Datensymbole aller K aktiven Benutzer parallel durch die K IC_Analyse-Blöcke erfasst und durch die K IC_Synthese-Blöcke rekonstruiert. Jeder der K IC_Analyse-Blöcke erfasst zuerst das Signal des gewünschten Benutzers bei 4a. Dann wird das Signal entspreizt, weich-demoduliert und schließlich entschachtelt. Der nach folgende IC_Synthese-Block in 4b decodiert zuerst die weich-codierten Bits in weiche Bits S. Kaiser, Multi-Carrier CDMA Mobile Radio Systems – Analysis and Optimization of Detection, Ph. D. thesis, 1998. Dann werden die weichen Bits neuverschachtelt und weich-neumoduliert. Die erhaltenen komplexwertigen Datensymbole werden mit dem benutzerspezifischen Spreizcode gespreizt und jeder Chip wird mit dem Kanalkoeffizienten vorverzerrt, der dem Teilträger zugeordnet ist, auf dem der Chip übertragen wird.
Danach wird die gesamte rekonstruierte Mehrfachzugriffsinterferenz (MAI; multiple access interference) von dem empfangenen Signal r subtrahiert, d. h. die Interferenz von den Benutzern 1, ..., k – 1, k + 1, ..., K wird von dem empfangenen Signal r für den Benutzer k subtrahiert. Bei der j-ten Iteration (j > 0) werden die K interferenzreduzierten Signale r ^(j-1)k parallel durch die K IC_Analyse-Blöcke erfasst, durch die nachfolgenden K IC_Synthese-Blöcke rekonstruiert und die gesamte rekonstruierte MAI wird von dem empfangenen Signal r subtrahiert.
Bei der Enderfassungsstufe wird das gelöschte Interferenzsignal des K-ten Benutzers durch den K-ten IC_Analyse-Block erfasst und schließlich weich decodiert und hart entschieden, um die gesendeten Informationsbits von dem Benutzer k zu erhalten.
Nachfolgend wird eine referenzunterstützte und iterative Kanalschätzung adressiert.
Dieser Abschnitt untersucht, wie die referenzsymbolunterstützte Kanalschätzung (RACE; reference symbol aided channel estimation) weiter durch ICE verbessert werden kann, wenn entschiedene Datensymbole als zusätzliche Referenzsymbole verwendet werden.
Viele Forscher haben die entscheidungsgerichtete Kanalschätzung (DDCE; decision directed channel estimation) und ICE für Spreizspektrum- und Mehrträger-Symbole untersucht, wie offenbart ist (unter anderem) in F. Sanzi und S. ten Brink, „Iterative channel estimation and decoding with product codes in multi-carrier systems", Boston, MA, USA, 2000. S. 1.338–1.344, und in A. Haimovich, Y. Bar-Ness und R. Manzo, „A stochastic gradient-based de-correlation algorithm with applications to multi-carrier CDMA" in IEEE 45th Vehicular Technology Conference, 1995, 1995, Bd. 1, S. 464–468. Sie haben jedoch nicht ICE mit einer Zweischritt-Kanalschätzung auf der Anfangs und Folge-Stufe untersucht, wie hier für MC-CDMA im Hinblick auf Walsh-Hadamard-Spreizen beschrieben ist.
Bei der Anfangsstufe der ICE werden nur empfangene Referenzsymbole verwendet, um die CSI, gemäß F. Sanzi, Kanalschätzverfahren für Mobilfunksysteme mit Mehrträgermodulation OFDM, Ph. D. thesis, Universität Stuttgart, 2003 und S. Kaiser, Multi-Carrier CDMA Mobile Radio Systems – Analysis and Optimization of Detection, Ph. D. thesis, 1998, in zwei Schritten zu erhalten:
Bei einem ersten Schritt wird der Anfangsschätzwert H ⌣_n',k' der Kanalübertragungsfunktion an Positionen, wo Referenzsymbole angeordnet sind, durch Teilen des empfangenen Referenzsymbols R_n',k' durch das ursprünglich gesendete Referenzsymbol S_n',k' erhalten, d. h.
wobei R den Satz aus Referenzsymbolpositionen in einem OFDM-Rahmen bezeichnet.
Bei einem zweiten Schritt werden die Endschätzwerte der vollständigen Kanalübertragungsfunktion, die zu dem ge wünschten OFDM-Rahmen gehören, aus den Anfangsschätzwerten H ⌣_n',k' durch eine 2-D-Interpolation bzw. -Filtern erhalten. Das 2-D-Filtern ist gegeben durch
wobei ω_n',k',n,k die Verschiebungsvarianzen-2-D-Impulsantwort des Filters ist. Der Teilsatz τ_n,k ∊ R ist der Satz aus Anfangsschätzwerten H ⌣_n',k', die tatsächlich zur Schätzung von Ĥ_n,k verwendet werden. Die Anzahl von Filterkoeffizienten ist NAbgr = ∥τn,i∥ ≤ NGitter (3)und NGitter = ∥R∥ (4)
Als ein Beispiel eines Filters in Gleichung 2 wird das 2-D-Wiener-Filter betrachtet. Es ist aus der Literatur bekannt, dass das 2-D-Wiener-Filter die optimale Lösung für das Filterungsproblem von Gleichung 2 in dem Sinn des mittleren quadratischen Fehlers ist, wie offenbart ist in F. Sanzi, Kanalschätzverfahren für Mobilfunksysteme mit Mehrträgermodulation OFDM, Ph. D. thesis, Universität Stuttgart, 2003, d. h. ωn,k = Φ–1θn,k (5),wobei die Vektorelemente von θ_n,k und die Matrixelemente von Φ gegeben sind durch θn-n'',i-i'' = E{Hn,iH*n'',i'' } (6)
wobei σ², E{|S_n',i' ²|}, δ_{n'-n'',i'-i''} die mittlere Rauschvarianz, die mittlere Referenzsymbolenergie und bzw. die Kronecker-Delta-Funktion sind.
Die geschätzte CSI wird dann in dem nachfolgenden MUD, der Codebit-Entschachtelungsvorrichtung und dem Decodierer verwendet, um einen anfänglichen Schätzwert der gesendeten Informationsbits zu erhalten. Nach dem Rekonstruieren des gesendeten Signals aus den geschätzten Informationsbits bilden die geschätzten Datensymbole und die gesendeten Referenzsymbole den Satz R_ICE aus Referenzsymbolen, die an den Empfänger bekannt sind.
Für ICE mit einer oder mehreren Iterationen müssen die nachfolgenden Schritte bei jeder Iteration ausgeführt werden:

1) Rekonstruieren des Sendesignals aus dem Schätzwert der gesendeten Informationsbits.
2) Berechnen der LS-Schätzwerte in Gleichung 1 für alle Referenzsymbole in R_ICE gemäß der RACE bei der Anfangsstufe der ICE, wie offenbart ist in F. Sanzi, S. Jelting und J. Speidel, „A comparative study of iterative channel estimators for mobile OFDM systems", IEEE Trans. Wireless Commun, S. 849–859, Sept. 2003.
3) Erhalten des Endschätzwerts der Kanalübertragungsfunktion durch Filtern der LS-Schätzwerte über den Satz R_ICE aller Referenzsymbole, wie offenbart ist in F. Sanzi, S. Jelting und J. Speidel, „A comparative study of iterative channel estimators for mobile OFDM systems", IEEE Trans. Wireless Commun, S. 849–859, Sept. 2003.
4) Verwenden der neu geschätzten CSI bei dem nachfolgenden MUD, Codebit-Entschachteler und Decoder, um einen neuen Schätzwert der gesendeten Informationsbits zu erhalten.

Nachfolgend wird der LS-Schätzwert in Gleichung 1 detailliert für eine ICE untersucht. Bei einem OFDM-System mit M-ter QAM- oder M-PSK-Modulation kann ein Teilträger, der Datensymbole enthält, nicht gleich Null sein. Daher ist es immer möglich, die LS-Schätzwerte in Gleichung 1 bei der ICE für hart-entschiedene Symbole zu berechnen. Zusätzlich dazu betrachtet F. Sanzi, Kanalschätzverfahren für Mobilfunksysteme mit Mehrträgermodulation OFDM, Ph. D. thesis, Universität Stuttgart, 2003, weich-entschiedene Symbole als Referenzsymbole für die ICE, die für ein M-tes QAM-Symbolalphabet Null werden können. Um eine Teilung durch Null bei der LS-Schätzung zu vermeiden, schlägt F. Sanzi, Kanalschätzverfahren für Mobilfunksysteme mit Mehrträgermodulation OFDM, Ph. D. thesis, Universität Stuttgart, 2003, vor, den LS-Schätzwert zu nähern durch Teilen des empfangenen Referenzsymbols durch die Varianz des weich-entschiedenen Symbols und Multiplizieren desselben mit dem weich-entschiedenen Symbol.
Bei diesem Vorschlag wird ein MC-CDMA-System mit Walsh-Hadamard-Spreizcodes betrachtet. A. Burry, J. Egle und J. Lindner, „Diversity comparison of spreading transforms for multicarrier spread spectrum transmissions", IEEE Trans. Commun., Bd. 51, Nr. 5, S. 774–781, Mai 2003, demonstriert, dass aufgrund der WH-Spreizcodes nullwertige Teilträger in dem Sendesignal auftreten können. Zum Beispiel zeigt 5 die möglichen Konstellationspunkte und ihr relatives Auftreten für ein Binär-PSK-Symbolalphabet und eine Spreizlänge von 8. Wie abgeleitet werden kann, tritt ein Nullteilträger mit 27%iger Wahrscheinlichkeit auf. In dem Fall eines 4-QAM-Symbolalphabets und einer Spreizlänge von 8 wird die Wahrscheinlichkeit eines nullwertigen Teilträgers auf 8% reduziert, ist jedoch noch bedeutend.
Folglich können die LS-Schätzwerte in Gleichung 1 nur für einige Teilträger berechnet werden und es muss ein Verfahren zum Vermeiden einer Teilung durch Null bei der LS-Schätzung gefunden werden.
Auf einen ersten Blick könnte das Verfahren, das vorgeschlagen wird von F. Sanzi, Kanalschätzverfahren für Mobilfunksysteme mit Mehrträgermodulation OFDM, Ph. D. thesis, Universität Stuttgart, 2003, auf ein MC-CDMA-System ausgedehnt werden. Dieses Verfahren weist jedoch die folgenden Nachteile auf. Es ist notwendig, die Varianz und den Wert jedes weichen Symbols zu berechnen, das für die ICE über alle möglichen Konstellationspunkte verwendet wird, d. h. 2^MK Punkte, wobei M die Anzahl von Bits pro Symbol und K die Anzahl von aktiven Benutzern ist. Dies erhöht die Komplexität der CE wesentlich. Ferner können aufgrund der WH-Spreizung nullwertige Teilträger mit hoher Wahrscheinlichkeit auftreten. Somit kann die Varianz für die weichen Symbole annährend Nulls ein. Die Annäherung des LS-Kanalschätzwerts verursacht dann eine starke Rauschverbesserung und eine Verschlechterung der Kanalschätzwerte. Ferner ist die Näherung nicht gültig für hart-entschiedene Symbole, sondern nur für weich-entschiedene Symbole.
V. Kühn „Iterative interference cancellation and channel estimation for coded OFDM-CDMA", Anchorage, Alaska, USA, Mai 2003, untersuchen das Verhalten eins MC-CDMA-Systems. Aber dennoch betrachten sie keine DDCE oder ICE, die die Zweischritt-Kanalschätzung einsetzt, die durch Gleichung 1 und 2 beschrieben ist. Daher wird das obige Problem einer Teilung durch Null bei der LS-Schätzung nicht untersucht. T. M. Schmidl, A. G. Dabak und S. Hosur, „The use of iterative channel estimation (ICE) to improve link margin in wideband CDMA systems", in IEEE 49th Vehicular Technology Conference, 1999 (VTC 1999) untersuchen Direktsequenz-CDMA-Systeme mit DDCE und ICE, geben jedoch keine Lösung auf das hier beschriebene LS-Schätzungsproblem für CDMA-Systeme mit WH-Spreizung.
Daher, um dieses Problem bei dem LS-Schätzer der ICE zu überwinden, schlagen wir das folgende neue Verfahren vor, die modifizierte LS-Kanalschätzung:
Wenn die Größe des rekonstruierten Teilträgers gleich Null oder unter einer Schwelle ist, ist der anfängliche Schätzwert H ⌣_n',k' auf Null gesetzt, d. h.
wobei S_n',k' ein geschätztes Datensymbol, S_n',k' ein bekanntes Referenzsymbol, ρ_th ≥ 0 ∊ R eine Schwelle und {n', k'} ∊ R_ICE die Frequenz- und Zeit-Indizes bezeichnen, entnommen aus dem Satz von geschätzten Datensymbolen und bekannten Referenzsymbolen an dem Empfänger.
Folglich hängen die gefilterten Kanalschätzwerte nicht von den nullwertigen Teilträgern ab, was nur eine Rauschverbesserung verursachen würde und die Kanalschätzwerte verschlechtern würde. Ferner können sowohl weich- als auch hart-entschiedene Symbole für die ICE verwendet werden. Gemäß unserer Kenntnis wurde dieses neue MLS-Schätzverfahren noch nicht vorgeschlagen.
Nachfolgend wird der modifizierte LS-Schätzwert in Gleichung 8 erweitert, was motiviert wird durch den SUD für MC-CDMA. Um den Einfluss des Kanals auf einen Chip innerhalb des Rahmens zu beseitigen, wird das empfangene Signal R_n,k mit einem Entzerrungskoeffizienten G_n,k multipliziert, um Folgendes zu erhalten Un,k = Gn,kRn,k (9)
Bei MC-CDMA kann der folgende SUD den Einfluss des Kanals zu einem bestimmten Maß kompensieren.
Equal Gain Combining (EGC; Gleich-Gewinn-Kombinierung) ist eine Diversitätskombinierungstechnik, die alle verwendeten Teilträger mit Einheitsamplitude gewichtet, wie offenbart ist in S. Kaiser, Multi-Carrier CDMA Mobile Radio Systems – Analysis and Optimization of Detection, Ph. D. thesis, 1998. Bei der EGC wird jeder Teilträger in seiner Phase korrigiert durch Multiplizieren desselben mit
Null-Forcierungs-(ZF-; Zero-Forcing)-Entzerrung kann den Einfluss des Kanals vollständig entfernen durch Auswählen des Entzerrungskoeffizienten als
Daher schlagen wir die nachfolgenden Erweiterungen für Gleichungen 8 vor:
Gleich-Gewinn-Kanal-Schätzwerte:
wobei ρ_th ≥ 0 ∊ R und {n', k'} ∊ R_ICE dieselbe Bedeutung aufweisen wie in Gleichung 8.
Dieser Abschnitt stellt Simulationsergebnisse für das MC-CDMA-System mit WH-Spreizung, PACE und ICE dar. Die Simulationsparameter sind in 8 aufgelistet und das Leistungsverzögerungsprofil der Kanalmodelle ist in 6 gezeigt. Für das Kanalmodell A ist die Abgriffbeabstandung ungleich Null des Leistungsverzögerungsprofils Δτ 2 Abtastwerte und die Maximalverzögerung τ_max ist 22 Abtastwerte, wohingegen für das Kanalmodell B Δτ = 16 und τ_max = 176. Standardmäßig ist die Pilotbeabstandung in der Frequenzrichtung 3 und in der Zeitrichtung 9. Da ICE die Erfassung aller Signale von allen Benutzern innerhalb einer Benutzergruppe erfordert, werden die Einbenutzerdetektoren an alle K Benutzersignale angewendet. Für die robuste PACE und ICE wurde ein ^1D|1D Wiener-Filter mit 15 Filterkoeffizienten in der Frequenzrichtung und 4 in der Zeitrichtung verwendet, um die Kanalschätzwerte in Gleichung 2 zu berechnen.
Die Kurven der Bitfehlerrate (BER; bit error rate) in 7a und 7b demonstrieren, dass die vorgeschlagene ICE die PACE sowohl für das A- als auch B-Kanalmodell in allen Fällen verbessern kann. Der Verhaltensgewinn (performance gain) (einer robusten ICE im Vergleich zu einer robusten PACE bei einer BER von 10^–4 ist ungefähr 1 dB für den A-Kanal mit der Standardpilotbeabstandung τ_max,filter = T_GI und MMSE SUD. Es beträgt 0,9 dB, wenn der MMSE SUD durch den PIC MUD ersetzt wird. Wenn eine Pilotbeabstandung von 24 in der Frequenzrichtung und 15 in der Zeitrichtung ausgewählt ist und die Verzögerung des ^1D|1D.-Wiener-Filters mit der Kanalverzögerung abgestimmt ist, erhöht sich das Verhalten um 1,9 dB und 1,4 dB für MMSE SUD bzw. PIC MUD. Es wird darauf hingewiesen, dass der Verhaltensverlust aufgrund von MAI und mangelhafter Kanalkenntnis für robuste ICE mit PIC MUD im Vergleich zu der Einbenutzerbegrenzung (SUB; single-user bound) auf 1,8 dB reduziert wird im Gegensatz zu 2,7 dB für robuste PACE mit PIC-MUD bei einer BER von 10^–4.
In 7b sind Simulationsergebnisse für das B-Kanalmodell und die Standardpilotbeabstandung angezeigt. Es wird darauf hingewiesen, dass die Standardpilotbeabstandung von 3 und 9 in Frequenz- und Zeit-Richtung für dieses Kanalmodell optimiert wurde. Folglich sind die Ergebnisse für die vorgeschlagene ICE sehr viel versprechend, da sie immer noch ungefähr 0,8 dB und 0,9 dB für MMSE SUD und PIC MUD im Vergleich zu PACE mit den entsprechenden Erfassungsalgorithmen bei einer BER von 10^–4 gewinnt. Der Verhaltensverlust zwischen einer perfekten CE und einer robusten ICE mit MMSE SUD und PIC MUD ist nur 0,9 dB bzw. 0,8 dB.
Das erfindungsgemäße Kanalschätzschema kann bei einem MC-CDMA-System verwendet werden, das einen Empfänger mit einem iterativen Kanalschätzer verwendet. Das MC-CDMA-System sendet M Datensymbole pro Benutzer und pro OFDM-Symbol parallel, wobei jedes Datensymbol mit einem Walsh-Hadamard-Code der Länge L gespreizt ist. Aufgrund der Überlagerung von Sequenzen, die unter Verwendung von z. B. WH-Codes gespreizt sind, können nullwertige Teilträger auftreten, die nicht verwendet werden können, um Kanalschätzwerte geringster Quadrate bei der ICE zu berechnen. Daher schlagen wir ein neues Verfahren vor, die modifizierte LS-Kanalschätzung, um dieses Problem zu überwinden, d. h., die LS-Kanalschätzwerte werden auf Null gesetzt, wenn der rekonstruierte Teilträger Null oder unter einer Schwelle ist. Es wird darauf hingewiesen, dass die neue MLS-Kanalschätzung mit ICE an jeglichen anderen MC-CDMA, CDMA oder ein Mehrträgersystem mit allgemeinen Spreizcodes oder Symbolalphabet angewendet werden kann, dessen Überlagerung oder Konstellation Werte unter einer bestimmten Schwelle ergibt. Ferner schlagen wir vor, die MLS-Kanalschätzwerte auf Gleich-Gewinn- oder MMSE-Kanalschätzwerte auszudehnen. Wir untersuchen ferner die Robustheit des neuen Verfahrens, wenn die Kanalstatistiken nicht vollständig bekannt sind. Simulationsergebnisse demonstrieren, das eine robuste ICE eine robuste PACE sogar für Pilotbeabstandungen und robuste Annahmen verbessern kann, die für eine robuste PACE optimiert wurden.
Bei diesem Vorschlag untersuchen wird das Verhalten eines Mehrträger-Codemehrfachzugriff-Systems (MC-CDMA-Systems), das einen Empfänger mit einem iterativen Kanalschätzer (ICE) einsetzt. Das MC-CDMA-System sendet M Datensymbole pro Benutzer und pro Orthogonal-Frequenz-Teilungs-Multiplex-Symbol (OFDM-Symbol; OFDM = orthogonal frequency division multiplexing) parallel, wobei jedes Symbol mit einem Walsh-Hadamard-Code (WH-Code) der Länge L gespreizt ist. Aufgrund der Überlagerung von Sequenzen (gespreizte Sequenzen), die unter Verwendung z. B. von WH-Codes gespreizt sind, können nullwertige Teilträger auftreten, die nicht verwendet werden können, um Kanalschätzwerte geringster Quadrate bei der ICE zu berechnen. Daher schlagen wir ein neues Verfahren vor, die modifizierte LS-(MLS-; modified LS)Kanalschätzung, um dieses Problem zu überwinden, d. h. die LS-Kanalschätzwerte sind auf Null gesetzt, wenn der rekonstruierte Teilträger Null oder unter einer Schwelle ist. Es wird darauf hingewiesen, dass die neue MLS-Kanalschätzung mit ICE an jeden anderen MC-CDMA angewendet werden kann. Ein CDMA oder Mehrträgersystem mit allgemeinen Spreizcodes oder Symbolalphabet, dessen Überlagerung oder Konstellation Werte unter einer bestimmten Schwelle ergibt. Ferner schlagen wir vor, die MLS-Kanalschätzwerte auf Gleich-Gewinn-(EG-) oder Kanalschätzwerte mit minimalem mittleren quadratischen Fehler (MMSE; minimum mean square error) zu erweiten. Wir untersuchen weiter die Robustheit des neuen Verfahrens, wenn die Kanalstatistiken nicht umfassend bekannt sind.
Ferner können, abhängig von bestimmten Implementierungsanforderungen der erfindungsgemäßen Verfahren, die erfindungsgemäßen Verfahren in Hardware oder in Software implementiert sein. Die Implementierung kann unter Verwendung eines digitalen Speichermediums ausgeführt werden, genauer gesagt einer Platte oder einer CD mit elektronisch lesbaren Steuersignalen, die auf derselben gespeichert sind, die mit einem programmierbaren Computersystem derart zusammenarbeiten können, dass die erfindungsgemäßen Verfahren ausgeführt werden. Im Allgemeinen ist die vorliegende Erfindung daher ein Computerprogrammprodukt mit einem Programmcode, der auf einem maschinenlesbaren Träger gespeichert ist, wobei der Programmcode konfiguriert ist zum Ausführen von zumindest einem der erfindungsgemäßen Verfahren, wenn die Computerprogrammprodukte auf einem Computer laufen. Anders ausgedrückt sind die erfindungsgemäßen Verfahren daher ein Computerprogramm mit einem Programmcode zum Ausführen der erfindungsgemäßen Verfahren, wenn das Computerprogramm auf einem Computer läuft.

Claims

Vorrichtung zum iterativen Schätzen einer Kanalsendefunktion eines Kommunikationskanals aus einem Mehrfachträger-Streuspektrum-Empfangssignal, das eine empfangbare Version eines Mehrfachträger-Streuspektrum-Sendesignals ist, wobei das Sendesignal durch den Kommunikationskanal übertragen wird, wobei das Sendesignal eine Frequenz-Zeit-transformierte Version einer Sendesequenz ist, wobei die Sendesequenz aus dem Verarbeiten einer Datensequenz unter Verwendung eines Verarbeitungsschemas resultiert, wobei die Vorrichtung folgende Merkmale aufweist: einen Detektor (101) zum Erhalten eines Schätzwerts (105) der Datensequenz aus einem Spektrum des Empfangssignals; einen Prozessor (107) zum Verarbeiten des Schätzwerts (105) der Datensequenz, um einen Schätzwert (109) der Sendesequenz unter Verwendung des Verarbeitungsschemas zu erhalten; einen Kanalschätzer (113) zum Schätzen der Kanalsendefunktion unter Verwendung des Schätzwerts (109) der Sendesequenz und des Spektrums des Empfangssignals, um einen Schätzwert (115) der Kanalsendefunktion zu erhalten, und zum Vergleichen einer Amplitude eines Werts des Schätzwerts der Sendesequenz mit einer Schwelle, wobei der Kanalschätzer (113) konfiguriert ist zum Liefern eines vorbestimmten Werts als einen Schätzwert (115) der Kanalsendefunktion an einem Frequenzpunkt, wenn die Amplitude des Werts des Schätzwerts (109) der Sendesequenz an dem Frequenzpunkt unter der Schwelle ist, oder zum Kombinieren des Werts des Schätzwerts (109) der Sendesequenz an dem Frequenzpunkt mit einem Wert des Spektrums des Empfangssignals an dem Frequenzpunkt, um einen Schätzwert (115) der Kanalsendefunktion an dem Frequenzpunkt zu erhalten, wenn die Amplitude des Werts des Schätzwerts (115) der Sendesequenz an dem Frequenzpunkt über der Schwelle ist; wobei der Detektor (101) zum Erhalten eines weiteren Schätzwerts (105) der Datensequenz aus dem Schätzwert (115) der Kanalsendefunktion und dem Spektrum des Empfangssignals bei einer weiteren Iteration konfiguriert ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 1, bei der der vorbestimmte Wert Null ist, oder bei der der vorbestimmte Wert ein Schätzwert der Kanalsendefunktion an dem Frequenzpunkt ist, der bei einer vorangehenden Iteration erhalten wird.
Vorrichtung gemäß Anspruch 1 oder 2, bei der die Schwelle in einem Bereich zwischen 0 und 10% eines Minimalsendesequenzwerts aus einem Satz von möglichen Sendesequenzwerten ist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der der Kanalschätzer (113) konfiguriert ist, um eine Schätzung der geringsten Quadrate oder eine Schätzung eines minimalen mittleren quadratischen Fehlers auszuführen, um einen Schätzwert der Kanalsendefunktion zu erhalten.
Vorrichtung gemäß Anspruch 4, bei der der Kanalschätzer (113) zum Teilen eines Werts des Spektrums der empfangenen Sequenz durch einen Wert des Schätzwerts der Sendesequenz oder zum Multiplizieren des Werts des Spektrums der empfangenen Sequenz mit einer komplex-konjugierten Version des Werts des Schätzwerts der Sendesequenz zum Ausführen einer Schätzung geringster Quadrate konfiguriert ist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, bei der das Spektrum des Empfangssignals einen Satz aus Spektralwerten aufweist, wobei jeder Spektralwert in dem Satz aus Spektralwerten zu einem unterschiedlichen Zeitpunkt an demselben Frequenzpunkt empfangen wird, wobei der Kanalschätzer (113) zum Schätzen der Kanalsendefunktion an dem Frequenzpunkt für unterschiedliche Zeitpunkte konfiguriert ist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, bei der das Spektrum des Empfangssignals einen Satz aus Teilträgerwerten aufweist, wobei jeder Teilträgerwert in einem Satz aus Teilträgerwerten einem unterschiedlichen Frequenzpunkt zugeordnet ist, wobei der Kanalschätzer (113) zum Schätzen der Kanalsendefunktion an unterschiedlichen Frequenzpunkten konfiguriert ist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, bei der das Spektrum des Empfangssignals einen Satz aus empfangenen Werten aufweist, wobei der Satz aus empfangenen Werten empfangene Versionen aus Pilotsymbolen an Pilotpositionen aufweist, wobei die Pilotsymbole durch einen Sender zur Kanalschätzung übertragen werden, wobei der Kanalschätzer (113) zum Schätzen der Kanalsendefunktion an Pilotpositionen unter Verwendung der Pilotsymbole und der empfangenen Versionen der Pilotsymbole konfiguriert ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 8, bei der der Satz aus empfangenen Werten Datenwerte an Zwischenpositionen zwischen den empfangenen Versionen der Pilotsymbole aufweist, wobei der Kanalschätzer (113) zum Schätzen der Kanalsendefunktion an den Zwischenpositionen durch Interpolieren zwischen den Schätzwerten der Kanalsendefunktion an den Pilotpositionen konfiguriert ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 9, bei der der Kanalschätzer (113) zum Einfügen von Nullen an den Zwischenpositionen, um einen mit Null aufgefüllten Schätzwert der Kanalsendefunktion zu erhalten, und zum Filtern des mit Null aufgefüllten Schätzwerts der Kanalsendefunktion, um einen Schätzwert der Kanalsendefunktion zu erhalten, konfiguriert ist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10, bei der der Kanalschätzer (113) zum Filtern des Schätzwerts der Kanalsendefunktion, um einen geglätteten Schätzwert der Kanalsendefunktion zu erhalten, und zum Liefern des geglätteten Schätzwerts der Kanalsendefunktion als die Kanalsendefunktion zu dem Detektor (101), konfiguriert ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 11, bei der der Kanalschätzer (113) für ein Tiefpassfiltern des Schätzwerts der Kanalsendefunktion konfiguriert ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 11 und 12, bei der der Kanalschätzer (113) zum Wiener-Filtern des Schätzwerts der Kanalsendefunktion konfiguriert ist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 13, die einen Zeit-Frequenz-Transformator zum Zeit-Frequenz-Transformieren des Empfangssignals aufweist, um das Spektrum des Empfangssignals zu erhalten.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 14, bei der der Detektor zum Abgleichen des Spektrums des Empfangssignals unter Verwendung des Schätzwerts der Kanalsendefunktion, um eine abgeglichene Sequenz zu erhalten, und zum Erfassen der Datensequenz in der abgeglichenen Sequenz, um den Schätzwert der Datensequenz zu erhalten, konfiguriert ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 15, bei der der Detektor (101) für ein Frequenzbereichsabgleichen des Spektrums des Empfangssignals konfiguriert ist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 16, bei der das Verarbeitungsschema das Codieren der Datensequenz, um eine codierte Sequenz zu erhalten, und das Modulieren der codierten Sequenz, aufweist.
Empfängervorrichtung, die folgende Merkmale aufweist: einen Demodulator zum Demodulieren eines Eingangssignals, um ein Empfangssignals zu erhalten; einen Zeit-Frequenz-Transformator zum Zeit-Frequenz-Transformieren des Empfangssignals, um das Spektrum des Empfangssignals zu erhalten; die Vorrichtung zum iterativen Schätzen einer Kanalsendefunktion gemäß den Ansprüchen 1 bis 17.
Verfahren zum iterativen Schätzen einer Kanalsendefunktion eines Kommunikationskanals aus einem Mehrfachträger-Streuspektrum-Empfangssignal, das eine empfangbare Version eines Mehrfachträger-Streuspektrum-Sendesignals ist, wobei das Sendesignal durch den Kommunikationskanal übertragen wird, wobei das Sendesignal eine Frequenz-Zeit-transformierte Version einer Sendesequenz ist, wobei die Sendesequenz aus dem Verarbeiten einer Datensequenz unter Verwendung eines Verarbeitungsschemas resultiert, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist: Erhalten eines Schätzwerts der Datensequenz aus einem Spektrum des Empfangssignals; Verarbeiten des Schätzwerts der Datensequenz, um einen Schätzwert der Sendesequenz zu erhalten, unter Verwendung des Verarbeitungsschemas; Vergleichen einer Amplitude eines Werts des Schätzwerts der Sendesequenz mit einer Schwelle; Schätzen der Kanalsendefunktion unter Verwendung des Schätzwerts der Sendesequenz und des Spektrums des Empfangssignals, um einen Schätzwert der Kanalsendefunktion zu erhalten, wobei ein vorbestimmter Wert als ein Schätzwert der Kanalsendefunktion an einem Frequenzpunkt vorgesehen ist, wenn die Amplitude des Werts des Schätzwerts der Sendesequenz unter der Schwelle ist, oder wobei der Wert des Schätzwerts der Sendesequenz mit dem Wert des Spektrums des Empfangssignals an den Frequenzpunkten kombiniert wird, um einen Schätzwert der Kanalsendefunktion an dem Frequenzpunkt zu erhalten, wenn die Amplitude des Werts des Schätzwerts der Sendesequenz an dem Frequenzpunkt über der Schwelle ist; und Verwenden des Schätzwerts der Kanalsendefunktion und des Spektrums des Empfangssignals, um einen weiteren Schätzwert der Datensequenz in einer weiteren Iteration zu erhalten.
Empfangsverfahren, das folgende Schritte aufweist: Demodulieren eines Eingangssignals, um ein Empfangssignal zu erhalten; Zeit-Frequenz-Transformieren des Empfangssignals, um das Spektrum des Empfangssignals zu erhalten; und iteratives Schätzen einer Kanalsendefunktion aus dem Empfangssignal gemäß Anspruch 19.
Computerprogramm, das, wenn es auf einem Computer läuft, das Verfahren gemäß Anspruch 19 oder das Verfahren gemäß Anspruch 20 ausführt.